CN1367965B

CN1367965B - 在扩频通信中实现同步的方法和设备

Info

Publication number: CN1367965B
Application number: CN00807190XA
Authority: CN
Inventors: B·波波维克
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1999-03-05
Filing date: 2000-03-03
Publication date: 2013-05-01
Anticipated expiration: 2020-03-03
Also published as: AR025824A1; WO2000054424A2; EP1159796A2; KR100726050B1; JP2002539667A; TW463477B; JP2011234389A; CA2364349C; CA2364349A1; JP5114585B2; CN1367965A; AU3688400A; US6567482B1; JP4505040B2; JP2010081629A; MY123539A; KR20010102513A; WO2000054424A3; AU770399B2

Abstract

本发明采用一个或者多个互补序列(例如Golay序列对)在无线电收发信机之间实现精确的高效率同步。对应于互补序列对的一个匹配滤波器被用于将接收到的信号跟互补序列对中的一个进行相关处理。从匹配滤波器检测峰值输出，所检测到的峰值被用于产生一个时间估计，以便使接收发信机之间的发射同步。每个互补序列对于这个互补序列的所有非零延迟都具有最小的非周期自相关旁瓣值，并且对于这个互补序列的零延迟都具有最大的自相关主瓣值。这个序列可以被用作为由移动台通过随机接入信道发射给基站的随机接入消息的前同步部分。这个序列还可以用作为由基站通过同步信道发射以供移动台用来获得同步的同步码。公开了一个高效率的Golay相关器和一组高效率的Golay相关器，用于分别跟单独一个序列和一组正交序列进行相关处理。

Description

在扩频通信中实现同步的方法和设备

发明领域

本发明涉及通信领域，具体而言涉及直接序列扩频无线电通信系统中收发信机的同步方法。

发明背景和发明概要

现代通信系统，比方说蜂窝和卫星无线电系统，采用各种工作模式(模拟的、数字的和混合的)和接入技术，比方说频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、码分多址(CDMA)和这些技术的组合。

数字蜂窝通信系统具有扩展的功能，用于优化系统容量并且支持分层蜂窝结构，也就是宏小区、微小区、皮小区结构等等。“宏小区”这个术语指的是大小跟传统蜂窝电话系统小区大小一样的小区(例如半径至少有1公里的小区)，“微小区”和“皮小区”这些术语一般都是指大小按顺序依次缩小的小区。例如，微小区可以覆盖一个公共室内和室外区域，例如一个会议中心或者一条繁忙的街道，皮小区则可以覆盖办公室走廊或者高层建筑的一层。从无线电覆盖的角度来看，宏小区、微小区和皮小区可以互相之间互不重叠，也可以互相重叠，以应付不同的通信模式和无线电环境。

典型的蜂窝移动无线电电话系统包括一个或者多个基站(BS)和多个移动台(MS)。基站通常包括一个控制和处理单元，它跟一个核心网络类型的节点连接，后者例如移动交换中心(MSC)，该移动交换中心又跟公共交换电话网(PSTN)连接。本领域中这些蜂窝无线电电话系统的一般情况是公知的。基站通过业务信道收发信机管理多个话音或者数据信道，这个收发信机由控制和处理单元来控制。还有，每个基站都有一个控制信道收发信机，它也能够管理由控制和处理单元控制的一个以上的控制信道。控制信道收发信机可以在基站的控制信道上广播控制信息给调谐到(或者是锁定在)这个控制信道上的移动台。

移动台在它的话音和控制信道收发信机上接收在控制信道上广播的信息。移动台处理单元分析收到的控制信道信息，其中包括一些小区的特征，这些小区作为候选小区供移动台锁定，并且确定这个移动台应该锁定在哪一个小区上。收到的控制信道信息不仅仅包括关于它应该与其进行通信的小区的绝对信息，还包括跟这个当前控制信道所属小区相邻的其它小区的相对信息。

在北美，采用时分多址的数字蜂窝无线电话系统叫做数字高级移动电话业务(D-AMPS)，它的一些特征在电信工业协会和电子工业协会(TIA/EIA)出版的标准TIA/EIA/IS-136中作出了规定。采用直接序列码分多址(DS-CDMA)的另外一个数字通信系统由TIA/EIA/IS-95标准给出规范，并且一个跳频码分多址通信系统由EIA SP 3389标准(PCS 1900)给出规范。这个PCS 1900标准是全球移动通信系统的实施方案，这个全球移动通信系统在北美以外广泛使用，已经被引入作为个人通信业务(PCS)系统。

下一代数字蜂窝通信系统的一些建议目前正在各个标准制定机构里进行讨论，这其中包括国际电信联盟(ITU)、欧洲电信标准协会(ETSI)以及日本无线电工业和商业协会(ARIB)。欧洲电信标准协会目前正在提议的第三代标准的一个实例是通用移动通信系统(UMTS)地面无线电接入(UTRA)。除了发射话音信息以外，人们预期下一代系统能够传送分组数据，并且能够跟分组数据网络相互通信，它们也是在工业数据标准的基础之上设计的，比方说开放式系统接口(OSI)模型或者传输控制协议/因特网协议(TCP/IP)栈。这些标准已经开发出来许多年，不管是正式的还是事实上是这样的，现在有许多的应用正在采用这些协议。

在多数的这些数字通信系统中，通信信道是用频率调制无线电载波信号来实现的，它们的频率是800MHz(兆赫)、900MHz、1800MHz和1900MHz附近。在时分多址系统中(以及不同程度地在码分多址系统中)，每个无线信道都划分成一系列时隙，每个时隙都包括来自用户的一个信息块。这些时隙被组合成连续的帧，它们具有预先确定的持续周期，连续的帧可以组合成通常叫作超帧的一个序列。通信系统采用哪种接入技术(例如时分多址或者码分多址)会影响到用户信息在时隙和帧中如何表示，当前的接入技术全都采用时隙/帧结构。

分配给同一个移动台用户的时隙在无线载波上可能不是连续的时隙，但是可以将它看成分配给这个移动台用户的一个逻辑信道。在每个时隙中，按照这个系统采用的特定接入技术(例如码分多址)将预先确定数目的数字比特发射出去。除了话音或者数据业务的逻辑信道以外，无线电通信系统还为控制消息提供逻辑信道，比方说供基站和移动台用于交换呼叫建立消息的寻呼/接入信道，以及用于广播消息的同步信道，移动台或者其它远程终端利用这些广播消息来将它们的收发信机跟基站的帧/时隙/比特结构实现同步。一般情况下，这些不同信道的发射比特率不一定相同，不同信道的时隙长度也不一定相同。此外，在欧洲和日本正在考虑的第三代蜂窝通信系统都是异步通信系统，也就是说一个基站的结构跟另外一个基站的结构在时间上并不是同步的，移动台事先不了解任何结构。

在这种数字通信系统中，接收终端必须事先找出发射终端的时间基准，然后才能传输信息。对于采用直接序列码分多址方案的通信系统，找出时间基准也就是找出下行链路(例如从基站到移动台)码片、码元和帧的边界。它们有时分别叫作下行链路码片、码元和帧同步。在这种情况下，一帧也就是能够独立地检测和译码的一块数据。当前系统的帧长度通常都是在10个毫秒到20个毫秒的范围之内。对基站时间基准的这种搜索可以叫作“小区搜索”，它包括识别基站专用下行链路加扰码，这些加扰码是当前的直接序列扩频码分多址通信系统的特征。

移动台或者其它远程终端接收到的信号通常都是经过了衰减、衰落和扰乱的基站发射信号的叠加(和)。接收到的信号中时隙和帧的边界对于移动台来说是不知道的，就像任一个基站专用的加扰码一样。因此移动台必须在像噪声一样的(用于直接序列码分多址)接收信号中检测和识别一个或者多个基站，并且找出所使用的加扰码。为了帮助远程终端跟基站同步，并且找出基站专用加扰码，一些通信系统的每一个基站信号都提供一个没有加扰的部分，它们被叫作同步信道(SCH)，移动台可以锁定到同步信道上面并且进行“小区搜索”。

即使是下行链路实现了同步，上升链路通信(例如从移动台到基站)仍然必须实现同步。这是因为在基站和移动台之间无线接口的快速变化，而且还因为在与基站之间的来回存在“往返”传播延迟。当移动台想发射信号给基站的时候，它通过一个上行链路信道(例如一个随机接入信道(RACH))发射一个初始信号。因为在基站和移动台之间已经建立了下行链路同步，因此上行链路是粗略地同步的，例如，时间偏差通常都是在一个时隙/接入时隙之内。例如，基站可以只允许在八个不同的时隙/接入时隙中的来自移动台的上行链路传输。当移动台跟基站广播的下行链路信号实现同步的时候它就基本上知道这些时隙什么时候开始。因此可以假设移动台跟基站的时序差别肯定在这样一个时隙/接入时隙范围之内。在直接序列扩频系统中，这样一个时隙/接入时隙对应于预先确定个数的码片，也就是256个码片。在这个实例中，假设最大的往返传播延迟，也就是移动台跟基站之间时序的差别，是255个码片。

为了实现同步，一个台的发射信号包括某些已知信号(也就是另外一个台知道的信号)。在下行链路方向，这个已知信号有时叫作同步序列或者同步码或者基本同步序列或者基本同步码。在上行链路方向，这个已知信号可以叫作前同步序列。在随机接入方式中，移动台发射上行链路随机接入脉冲串。这个随机接入脉冲串包括一个前同步(或者前同步序列)部分和一个消息部分。基站的RACH(随机接入信道)接收机将收到的信号样本跟已知的前同步序列做相关处理。一旦基站的随机接入信道接收机检测到最大的前同步相关值，基站就跟它实现了同步，并且能够精确地对随机接入信道脉冲串消息部分中包括的来自移动台的实际消息进行译码。虽然每个基站只需要一个随机接入同步码/前同步码，但是基站也可以采用与其相关的不同的同步码/前同步码，从而最大程度地降低不同移动台上行链路传输之间的互相关。

在任何情况下，下行链路小区搜索或者上行链路随机接入同步使用的同步码/前同步码都应该具有一个最小的、异相、非周期的自相关。自相关是描述一个代码或者一个序列跟它自己相关程度的一个特性。最小的、异相、非周期的自相关指的是：非零时间偏移的自相关值(也就是基站跟移动台之间的时序相差一个或者多个码片)跟零时间偏移自相关值(基站和移动台的码片是同步的)比起来非常小。非零时间偏移自相关值叫作自相关旁瓣。零时间偏移自相关值叫作自相关主瓣。

具有单位包络的一种同步码的可能的源是二进制或者多相Barker码。Barker码的主瓣-最大旁瓣比等于L，在这里L是代码的长度。可惜的是，二进制Barker码的长度只有2、3、4、5、7、11和13这几个选择，而已知的多相Barker码的长度已经达到了45。结果，需要更长前同步同步码的时候不得不使用不是最优的代码。例如，第三代移动通信标准(UTRA)中提出来的随机接入脉冲串信号的前同步码的长度是4096个码片。

除了最小的非周期自相关和更长的代码以外，高效地产生同步码以及将它们进行相关处理同样非常重要。对于基站的相关处理，如果能够随机地使用许多个不同的同步/前同步码，效率甚至更加重要，从而使基站随机接入信道接收机必须将收到的复合信号跟所有可能的同步/前同步码进行相关处理。特别是如果代码长度很长，在这种情况下，采用一组随机接入前同步相关器，它们中间的每一个都要进行大量的数据处理操作。为了使移动台能够识别基站的时序同时实现帧、码元和码片同步(即小区搜索)，基站发射的下行链路同步码的设计和检测存在相似的问题。

为了提高效率，提出的UTRA随机接入脉冲串前同步代码是用一个序列码(或者是分层的)串联程序产生的，它能够减少相关处理的次数。前同步码是用一个具有16个复码元的“特征标记”产生的。通过将每一个二进制序列跟复常数

C = (1 + j) / \sqrt{2}

相乘，其中

j = \sqrt{- 1},

长度是16的二进制正交Gold序列的一个正交集有16个不同的特征标记。每个特征标记码元都用一个所谓的前同步扩展码扩展，这个扩展码是一个256码片的长正交Gold序列。因此，这样得到的前同步序列的长度是4096个码片，也就是16x256＝4096。前同步扩展码是小区专用的，并且由基站跟这个小区允许使用的特征标记这样的信息一起广播出去。

可惜，基于串行级连的正交Gold序列的前同步码的非周期自相关特性不是最优的，也就是说会产生很大的自相关旁瓣。自相关旁瓣很大意味着有可能错误地跟这些旁瓣中间的一个同步，结果，发射的消息不能被正确地收到。

因此需要一个或者多个同步序列，它们具有更长的长度，能够获得最小的非周期自相关特性，并且能够高效地产生。于是这样的同步序列能够用于许多种扩频通信应用，比方说下行链路小区搜索和上行链路随机接入。

为了这些目的和其它目的，本发明提供一种相关器，它可以被包括在第一个收发信机中，用于对接收到的第二个收发信机发射的信号进行相关处理。这个相关器包括一个匹配滤波器，它对应于一对互补序列，用于将接收到的信号跟互补的这一对序列中的一个序列进行相关处理。用一个检测器检测这个匹配滤波器的峰值输出，一个定时电路利用检测到的峰值输出来产生一个时序估计，以便使第一个和第二个收发信机之间的发射同步。对于互补序列的所有非零延迟，该互补序列中的每一个都具有非常低的非周期自相关旁瓣值，并且对于该互补序列的零延迟，具有最大的自相关主瓣值。

在一个应用实例中，第一个收发信机可以是一个基站，第二个收发信机可以是一个移动台。这个序列可以用作从移动台通过随机接入信道发给基站的随机接入脉冲串的前同步脉冲部分。或者，第一个收发信机可以是一个移动台，第二个收发信机可以是一个基站。这个序列可以用作从基站通过同步或者其它广播信道发射的一个同步序列。

可以将多个这样的匹配滤波器用作第一个收发信机那里的相关器组，其中的每一个匹配滤波器都对应于具有最小非周期自相关旁瓣特性的一对互补序列。当同一个小区(例如使用的多个随机接入信道的情况下)需要使用一个正交集中的多个序列来提高容量的时候，这一点特别有用。在一个优选实施方案实例中，这一对互补序列是长度为L＝2^N的一个互补二进制序列，其中的N是一个正整数。互补的二进制序列对常常叫做Golay互补对，构成这样的对的序列叫作Golay互补序列。Golay互补序列对最好具有相对较长的长度，例如L＝4096个码片。

本发明还提供一个序列发生器，它能够有效地产生只需要N个存储器单元的一对长度是L＝2^N的Golay互补序列。具有N个存储器单元的一个模2^N计数器循环地从0计到2^N-1。一个排列器按照其范围从1到N的整数的某种排列来接收计数器的N个并行输出，并且对它们进行排列。第一组N个逻辑与运算器从各对相邻的排列过的计数器输出中产生N个并行输出。然后在第一个加法器中将这些输出进行模2加。第二组N个逻辑与运算器对每一个排列过的计数器输出和一组N个加权系数之一进行运算，从而产生N个并行输出。第二个加法器将第二组N个逻辑与运算器产生的输出进行模2加。第三个加法器将第一个和第二个加法器的输出进行模2相加，从而产生二进制互补序列对中的第一个二进制序列。第四个加法器将第三个加法器的输出跟排列器的最高位输出进行模2加，从而产生二进制互补序列对中的第二个二进制序列。

除了一个有效的同步序列发生器以外，本发明还提供一个有效的序列相关器，用来将收到的扩频信号跟长度是L＝2^N的一对二进制(Golay)或者多相互补序列进行有效的相关处理。有时就将这样的一个相关器叫作有效的Golay相关器(EGC)。这个高效的序列相关器包括N个连续的级连处理级，每一级都有第一个和第二个并列的处理分支。第一个处理分支中的每一级包括跟一个相应的加法器连接的一条延迟线。第二个处理分支的每一级包括跟一个减法器连接的一个乘法器。提供给特定处理级上第一个处理分支的输入信号储存在相应的延迟线的多个存贮器单元中，同一条延迟线的最后一个存储器单元的内容则输入给同一级的(第一个分支中的)加法器和(第二个分支中的)减法器。提供给同一级第二个处理分支的输入信号在乘法器中用一个相应的加权系数相乘。乘法器的输出送给(第二个分支中的)减法器的负输入端和(第一个分支中的)加法器。然后将这个加法器的输出输入给下一级中的延迟线。减法器的输出被随后输入给下一级中的乘法器。第一个处理级中第一个和第二个处理分支中的输入信号对应于接收到的扩频信号。

第N个处理级中第一个处理分支的输出产生出接收到的扩频信号跟一对互补序列中第一个序列的一个互相关。第N个处理级中的第二个处理分支的输出产生出接收到的扩频信号跟一对互补序列中第二个序列的互相关。在一个优选实施方案实例中，这些互补序列是二进制或者Golay互补序列。

本发明还提供一种具有显著减少的存储器的节省存储器的Golay相关器，它利用长度是L＝2^N的一对互补序列中的一个序列来跟接收到的信号进行相关处理。这一对互补序列中的一个序列是由长度是X的两个较短的互补地构成的序列级连而成。每个构成序列都重复L/X次，并且按照长度是Y＝L/X的一个特征标记序列用+1或者-1调制。长度是X的第一个相关器接收扩频信号，并产生对应于该构成互补序列的一对中间相关值。第一个选择器在长度是Y＝L/X的一个交替序列(其中的元素属于集合{0，1})的当前值的基础之上在每个连续时间窗口中交替地提供这一对中间自相关值中的一个。所述构成序列的级连顺序由这个交替序列决定。一个乘法器将选中的中间相关值跟特征标记序列中对应的比特相乘，以产生一个相关乘积输出。相关乘积输出跟具有X个存储器单元的一条延迟线产生的一个反馈输出相加，将得到的和值反馈回到这条延迟线的输入端。最后的相关值对应于经过Y次连续的时间窗口以后产生的和值。在一个优选实施方案实例中，N＝12，L＝4096，X＝256，Y＝16，第一个相关器是一个高效的Golay相关器，例如是上面刚刚描述过的相关器。

在另外一个实施方案中，这个节省存储器的相关器将接收到的扩频信号跟利用多个特征标记产生的多个正交序列进行相关处理。多个乘法器中的每一个都将选中的中间相关值跟不同特征标记序列中的一个元素相乘，以产生一个相关的相关乘积输出。提供多个加法器，每个加法器都对应于一个乘法器，该加法器用于将相关乘积输出跟一条相应延迟线的反馈输出相加。处理完这个特征标记序列中的所有元素以后，为每个正交序列产生一个最后的相关值。公开了一个实施方案实例，其中用16个特征标记来产生16个Golay正交序列。另外一个实施方案实例采用32个特征标记，以产生32个Golay正交序列。

作为本发明的一个结果，提供单独一个同步序列或者同步序列的一个正交集合，它们具有对于相对较长的序列长度的良好的非周期自相关特性。本发明还能够高效地产生一个同步序列或者这样的同步序列的一个正交集合，并且对它们进行相关处理。这些同步序列能够有益地用于随机接入信道的上行链路同步和广播同步信道中的下行链路同步中。

附图简述

通过下面对本发明优选实施方案的详细描述同时参考附图，就会了解本发明的上述目的、特征和优点以及其它目的、特征和优点，其中相同的引用字符表示相同的部件。尽管在许多图中画出了每个功能块或者部件，但是本领域里的技术人员会明白这些功能同样可以用单独的硬件电路、适当编程的数字微处理器、专用集成电路(ASIC)和/或一个或者多个数字信号处理器(DSP)来实现。

图1是能够采用本发明的移动通信系统实例的一个功能框图；

图2是能够采用本发明的无线收发信机实例的一个功能框图；

图3是说明图2所示无线台收发信机中接收机链路里基带处理块的附加细节的一个功能框图；

图4是一个递归Golay序列发生器；

图5是一个直接Golay序列发生器；

图6是一个一般类型的相关器；

图7是一个高效的Golay相关器；

图8A和8B说明一个随机接入信道中随机接入脉冲串的一个信令格式；

图9是说明移动台进行的随机接入程序的一个流程图；

图10是说明基站进行的随机接入程序的一个流程图；

图11说明在级连序列的基础之上的一个特定随机接入信道前同步相关器；

图12是在级连序列的基础之上采用了本发明的一个实施方案实例的一个随机接入前同步相关器；

图13说明采用了本发明的实施方案实例的一组随机接入前同步相关器；

图14是本发明中采用一个分解的高效Golay相关器的另外一个实施方案实例；

图15说明一个随机接入前同步相关器的自相关值随延迟的变化；和

图16说明采用了本发明的实施方案实例的一个随机接入前同步相关器的自相关值随延迟的变化。

发明详述

在下面的说明中，为了进行说明而不是为了进行限制，给出了具体的细节，比方说特定的实施方案、程序、技术等等，以便让人们更加全面地理解本发明。但是本领域里的技术人员应当明白，本发明可以用不同于这里给出的具体细节的其它实施方案来实现。例如，虽然描述本发明的时候针对的是采用上行链路扩频码的移动无线台，但是本发明当然同样可以用于其它无线台，例如无线基站，实际上它可以用于任何扩频通信系统。在其它情形中，省去了对众所周知的方法、接口、装置和信号传输技术的详细描述，以免喧宾夺主。

本发明用图1所示的通用移动通信系统(UMTS)10来加以描述。用云团12表示的一个代表性的面向连接的外部核心网络可以是例如一个公共交换电话网(PSTN)和/或综合业务数字网(ISDN)。用云团14表示的一个代表性的面向无连接的外部核心网可以是例如因特网。这两个核心网络都跟一个相应的业务节点16连接。这个面向连接的公共交换电话网/综合业务数字网12跟一个面向连接的业务节点(即所示的提供电路交换业务的移动交换中心(MSC)节点18)相连接。在现有的全球移动通信系统模型中，移动交换中心18通过一个接口A跟一个基站子系统(BSS)22连接，这个基站子系统又通过另外一个接口A’跟无线基站23连接。面向无连接的因特网14跟一个通用分组无线业务(GPRS)节点20连接，后者专门用于提供分组交换类型的业务。每个核心网络业务节点18和20都通过一个无线接入网络(RAN)接口跟一个通用移动通信系统无线接入网络(URAN)24连接。通用无线接入网络24包括一个或者多个无线网络控制器26。每个无线网络控制器26都跟多个基站(BS)28连接，还跟这个通用无线接入网络24中的任何其它无线网络控制器连接。

在这个优选实施方案中，无线接入是建立在宽带码分多址(WCDMA)的基础之上的，其中利用码分多址扩频码分配每一个无线信道。宽带码分多址为多媒体业务和其它高速率需求提供很宽的带宽，还提供象分集切换和瑞克接收机这样的坚固特征以确保高质量。每个移动台24都分配了它自己的加扰码，以便使基站20能够识别来自这个移动台的传输，同时使这个移动台能够识别从该基站向这个移动台的传输，将它跟所有其它信号和同一个区域内存在的噪声区分开来。其中还画出了一个下行链路(从基站到移动台)广播信道和一个上行链路(从移动台到基站)随机接入信道。

在图2中以功能框图的形式画出了可以采用本发明的一个码分多址无线收发信机30。本领域里的技术人员将明白，码分多址收发信机中使用的但是跟本发明不直接相关的其它无线收发信机功能在这里没有画出。在发射分支中，要发射的信息比特被扩频器32收到，它按照一个扩频码发生器40产生的扩频码，将这些信息比特在整个可用频带内扩展(对于宽带码分多址，这个频带的带宽可以是例如5 MHz，10MHz，15MHz或者更宽)。控制器44决定应当将代码发生器40产生的哪个扩频码提供给扩频器32。代码发生器40提供的扩频码对应于码分多址通信系统中的一个无线信道。因为可以用大量的代码码元(有时叫做“码片”)来编码每一个信息比特(取决于宽带码分多址系统中可变数据率系统的当前数据率)，扩频操作显著地提高了数据率，从而扩展了信号带宽。扩频信号被提供给调制器34，它将扩频信号调制到射频载波上去。振荡器42在由控制器44确定的频率上产生一个适当的射频载波。然后将调制过的射频信号滤波，稍后用一个射频处理块36放大，再通过天线38从无线接口发射出去。

在收发信机30的接收分支进行相似但是相反的操作。射频信号通过天线38接收到，并由一个射频处理块150滤波。稍后将处理过的信号进行射频解调，利用振荡器44提供的适当的射频载波信号在射频解调器48中从射频载波提取出复基带信号。通常情况下，在射频解调器中采用一个正交下变频器，以便将收到的信号分解成实的(I)和虚的(Q)正交分量。通过这种方式，就能够检测到由于信道衰落和/或发射机跟接收机振荡器之间的相位不同步导致的输入信号的相位偏移，并且对它进行补偿。这个解调过的复数基带信号跟一个前同步序列进行相关处理，以便实现同步，然后按照解扩码在基带接收机46中进行解扩。

现在参考图3，它更加详细地说明基带接收机46。这个前同步码是一个二进制序列，前同步匹配滤波器/相关器51包括两个相同的二进制前同步码相关器，一个(52)用于将收到的基带信号的I分支进行相关处理，另外一个(53)用于将同一个信号的Q分支进行相关处理。前同步序列被输入前同步匹配滤波器51，而解扩频码则由代码发生器40产生。

接收到的复基带前同步信号在相应的前同步信号相关器51中进行相关处理，以便跟进来的信号实现精确的同步，并且获得使用的衰落信道系数的初始值，然后在一个基带(瑞克)解调器57上跟踪。这一定时信息是在峰值检测器54中通过将从实相关器52和虚相关器54中计算出来的绝对相关值跟一个门限进行比较来获得的。这个峰值检测器54提供收到的信号的各条多径分量的延迟(相对于接收机定时)。定时装置56利用这一信息补偿多径分量的延迟，然后才将它们合并并且在基带解调器(瑞克)中解调。对应于检测到的相关峰的复相关值被储存在初始信道估计器55中，并且被用作为初始衰落信道系数，在基带解调器57中进行抵销。

本发明采用互补序列对中的一个或者多个同步序列。互补序列对的一个基本特性是：对于所有的非零时间偏移它们的非周期自相关函数的和等于零。在这个优选实施方案实例中，同步序列是建立在二进制也就是Golay互补序列基础之上的。可以构成任意长度L＝2^N的Golay互补序列，其中的N是一个正整数，也可以构成长度是10和26或者这些长度的组合的序列。除了序列长度较长以外，许多Golay互补序列都具有很低的非周期自相关旁瓣。虽然下面只是为了进行说明而主要针对Golay互补序列，但是本发明的许多方面都涵盖了属于任意互补序列对的任何序列。

如果序列的长度是L＝2^N，那么就有一种通用方法用来构造多相互补序列对，其中的Golay互补序列对是一种特殊的二进制序列对，也就是二相序列对。一般的构造方法由以下递归关系给出。

a₀(k)＝δ(k)

b₀(k)＝δ(k)

a_n(k)＝a_n-1(k)+W_n*b_n-1(k-D_n)

b_n(k)＝a_n-1(k)-W_n*b_n-1(k-D_n)， (1)

其中k＝0，1，2，...，2^N-1，

n＝1，2，...，N，

D_n＝2^Pn，其中

a_n(k)和b_n(k)是长度为2^N的两个互补序列，

δ(k)是一个Kronecker德尔塔函数，

k是代表时间尺度的一个整数，

n是一个迭代次数，

D_n是一个延迟，

P_n，(其中n＝1，2，...，N)是{0，1，2，...，N-1}这些数的一个任意排列，以及

W_n是一个单位幅度的任意复数。

如果W_n取值+1和-1，就得到二进制(Golay)互补序列。用所有可能的排列P_n和所有2^N个不同的矢量W_n，(n＝1，2，...，N)，就能够构造N ！2^N个不同的互补对。但是，长度为2^N的不同Golay序列的个数是N ！2^N-1。

如果延迟不是等式(1)中给出的2的幂，和/或如果不是所有的加权系数W_n都具有相同的幅度，那么等式(1)中的构造就会产生多级互补对。然而，本发明的许多方面同样可以适用于多级互补对。

在图4中说明了从互补对同时产生序列a_N(k)和b_N(k)的一个通用的递归方案。虽然图4所示的递归Golay序列发生器60能够产生如等式(1)给出的Golay互补序列a_N(k)和b_N(k)，但是它需要大量的存储器单元，特别是对于较长的代码。例如，对于长度是L＝4096和N＝12的序列，需要的12条延迟线(D₁～D₁₂)，其中第一条延迟线有D₁个存储器单元，第二条延迟线有D₂个存储器单元，如此下去。因此总的存储器单元数等于L-1＝2^N-1，这是因为按照等式(1)

D₁+D₂+...+D_N＝1+2+4+...+2^N-1＝2^N-1

下面描述用来产生Golay互补序列的效率更高(因此是优选的但并不是必需的)的一个装置。

图5所示直接Golay互补序列发生器跟图4所示的递归Golay序列发生器60一样地产生同样的Golay互补序列对。这个直接Golay序列发生器70包括模2^N计数器72，后者只包括N个存储器单元，允许从0到2^N-1进行循环计数。计数器72的并行输出对应于正整数变量k的二进制表示，其中

k = Σ_{l = 1}^{N} B_{l} (k) 2^{l - 1} .

用一个排列器74来接收N个并行输出B₁(k)...B_N(k)，并且按照范围从1到N的整数的特定排列来排列这N个并行输出。排列器74中使用的排列矢量是通过将1加到等式(1)中使用的排列中的所有数上去而获得的。第一组N-1个与门76从排列器74的输出的相邻对产生N-1个并行输出。第一个加法器80以模2加方式将第一组与门76产生的输出相加起来。第二组与门78将排列器74的每个输出跟一组N个加权系数W₁’...W_N’中的一个进行逻辑与运算，这些加权系数是利用等式(1)中采用的二进制矢量W_n通过变换1→0和-1→1而获得的。第二个加法器82以模2方式将第二组与门78产生的输出相加起来。第三个加法器84以模2加方式将第一个和第二个加法器的输出相加起来，以产生互补二进制序列对中的第一个二进制序列。第四个加法器86以模2加的方式将第三个加法器84的输出跟排列器74的最高位也就是B_P(N)(k)相加起来，以产生互补序列对中的第二个二进制序列。一个变换器88将具有电码表{0，1}中的元素的第一个和第二个二进制序列转换成具有电码素{-1，1}中的对应元素的序列。

直接Golay互补序列发生器70的存储器使用效率很高，而且复杂性相对较低，例如，它的复杂性相似于传统的线性反馈移位寄存器序列(m序列)发生器。这些特性使得发生器70特别适合用作移动终端的随机接入脉冲串发射机和基站发射机中的序列发生器。

在接收机那里，收到的扩频信号必须跟发射出去的Golay互补序列进行相关处理，以便检测整个序列收到的确切时间。由于发射的Golay互补序列被选择为具有最小的非周期自相关，所以检测到的最大相关值对应于自相关主瓣的可能性非常大。跟任意同步序列匹配的一个一般性的相关器90的实施方案在图6中说明。

接收到的信号r(k)被提供给有L-1个存储器单元的一条延迟线。每个输入信号和每个存储器单元级都提供一个输入给L个乘法器，用于跟a(L-1)，a(L-2)，a(L-3)，...，a(0)代表的序列进行相关处理。将这些乘法器的输出加起来，以提供一个相关输出信号R(τ)。这个Golay相关器90虽然能够满意地进行相关处理，但是从存储器和数据处理的角度来看代价太高。例如，如果L＝4096，就需要4095个存储器单元、4096个除法器和4095个加法器。

因此，本发明中的一个优选实施方案采用图7所示的一个高效的Golay相关器(EGC)100。从功能上讲，这个高效的Golay相关器100是一个匹配滤波器，它直接对应于等式(1)定义的互补序列a_N(k)和b_N(k)。使这个相关器100非常吸引人之处是，跟图6所示的一般相关器90的要求相比，它只采用了非常少的存储器和很少的数据处理操作。

高效的Golay相关器100将输入信号r(k)同时跟两个互补序列 a_N(k)和b_N(k)进行相关处理。这两个匹配滤波器相关器输出R_ra(τ)和R_rb(τ)是对应的非周期互相关函数，也就是说这些值表示接收到的信号r(k)跟两个序列a_N(k)和b_N(k)匹配的程度。这个匹配滤波器/相关器100采用等式(1)中定义的加权系数W_n的复共轭，用W_n*表示。

于是这个高效的Golay相关器100利用N个串行级连的处理级将收到的扩频信号r(k)跟长度是L＝2^N的Golay互补序列对进行相关处理，其中每一级都有并联的第一个和第二个处理分支。提供给每一个处理级的第一个处理分支的输入信号R_a ^(n-1)(k)储存在对应的延迟线D_n的第一个存储器单元中(其中n＝1，...，N)，而同一条延迟线D_n的最后一个存储器单元的内容则被输入给同一个处理器的(第一个分支中的)加法器和(第二个分支中的)减法器。提供给同一级第二个处理分支的输入信号R_b ^(n-1)(k)在乘法器中用相应的加权系数W_n*去乘，后者是等式(1)定义的加权系数W_n的复共轭。乘法器的输出被传送给减法器的负输入端和第一个分支中的加法器。加法器的输出R_a ⁽ⁿ⁾(k)被输入给下一级的延迟线。减法器的输出R_b ⁽ⁿ⁾(k)被输入给下一级的乘法器。第一个处理级的第一个和第二个处理分支的输入信号R_a ⁽⁰⁾(k)和R_b ⁽⁰⁾(k)对应于收到的扩频信号r(k)。

第N个处理级的第一个处理分支的输出产生出接收到的扩频信号跟Golay互补序列对的第一个序列a_N(k)的一个互相关R_ra(k)。第N个处理器第二个处理分支的输出产生出接收到的扩频信号跟Golay互补序列对的第二个序列b_N(k)的一个互相关R_rb(k)。

在EGC中的乘法运算次数等于log₂(L)。相反，图6所示的Golay序列相关器90的一个直接匹配滤波器实现方案需要多得多的2L次乘法运算。要注意直接实施90需要两个相关器去对一个互补对进行相关处理，而高效的Golay相关器100则同时对一个互补对进行相关处理。高效的Golays相关器100中加法运算的次数是2log₂(L)，它小于直接匹配滤波器实现90中的加法运算次数2(L-1)。高效Golay相关器100需要的存储器单元的数量是L-1，而图6所述的一般相关器90则需要两组(2(L-1))个存储器单元去对该序列对进行相关处理。于是，高效的Golay相关器100能够节省集成电路空间，减少处理运算次数，节省电源并且降低成本。

在移动台通过与基站对应的随机接入信道发送消息时，本发明就能够使基站和移动台实现同步。下面将参考图8A和8B描述这种随机接入信道的一个格式实例。这种随机接入信道格式是建立在分隙的ALOHA方法的基础之上的，其中的移动台可以在相对于特定帧边界的多个时间偏移点上在随机接入信道中进行发射。这些不同的时间偏移点被画成接入时隙，它们之间相隔1.25毫秒。关于当前小区中能够使用哪个接入时隙的信息由基站在下行链路广播信道中广播。帧边界也由当前小区的广播信道给出。随机接入脉冲串包括两个部分：长度为1毫秒的前同步部分和长度是10毫秒的消息部分。在前同步和消息之间，可能有一个空闲时间，例如0.25毫秒，利用这个时间来检测(相关)前同步部分并且对消息进行随后的在线处理。

下面参考图9所示的随机接入程序(方框200)描述移动台进行的随机接入程序。一开始，移动台必须寻求跟某个基站小区的同步(方框210)。如同前面的背景介绍所描述的一样，移动台在进行小区搜索寻找路径损耗最小的基站的时候实现这一初始同步。移动台调谐到基站的广播信道并处理广播信号，以便检测同步序列。在一个实施方案实例中，这一同步过程被划分成两个步骤。在第一个步骤中，移动台检测一个主同步序列，所有的基站都有这样的主同步序列。一旦检测到最强的或者最大的相关值，移动台就执行第二个步骤，在该步骤中对这个基站专用的第二个同步序列进行相关处理。

跟某个小区实现同步以后，移动台从这个下行链路广播信道获得有关信息，包括：随机接入前同步扩频码、该小区中使用的加扰码信息、以及可以使用的前同步特征标记信息、可以使用的随机接入信道接入时隙和其它信息(方框220)。移动台随后从可以使用的接入时隙和特征标记中选择一个接入时隙和特征标记(方框230)。在那以后，移动台在选中的接入时隙中利用这个特征标记和前同步扩频码产生一个随机接入脉冲串(方框240)。

移动台发射的随机接入脉冲串必须按照图10中的流程图所说明的随机接入程序在基站那里进行接收和适当的相关处理(方框300)。基站接收一个复合射频信号，将这个信号转换成基带信号，并且将这个基带信号跟一个或者多个前同步序列进行相关处理(方框310)。具体而言，这个基站采用一个匹配滤波器类型的相关器将基带复合信号跟前同步序列进行相关处理(方框320)。然后检测最大相关峰并且利用它估计帧、时隙和码片同步定时信息。这个峰值检测器(例如54)提供收到的信号的各种多径分量的相对(相对于接收定时)延迟(方框330)。估计出来的定时信息被提供给瑞克组合器(例如57)，用于对随机接入信道脉冲串的消息部分进行解调(方框340)。定时单元(例如56)在瑞克解调器(例如57)进行组合和解调之前补偿多径分量的延迟。对应于被检测出来的相关峰的复相关值被用作初始衰落信道系数，以便在瑞克解调器中抵销。

图11所示的随机接入信道(RACH)前同步相关器400从它使用存储器的多少来看，其效率很高。这种高效率是通过将特征标记二进制序列和前同步扩频序列顺序地串联(按层次)起来而实现的，也就是说特征标记序列的每个二进制比特都用相同的前同步扩频码进行扩展。收到的信号在匹配滤波器410中跟例如长度是T_max＝256个码片的前同步扩频码进行相关处理。匹配滤波器410产生的中间相关值随后在乘法器420中跟例如长度是16的特征标记序列(由基站通过广播信道提供的)的一个元素相乘。加法器430将乘法器420的输出跟长度和匹配滤波器的长度例如256一样的延迟线420的输出相加。加法器430的输出被提供给延迟线440和峰值检测器450。前同步相关器400按照需要在预期的接收信号r(k)的延迟τ被限制在|τ|＜T_max的情况下进行工作，其中T_max是前同步扩频码的长度。

相关处理在预期收到随机接入脉冲串的时间窗口(例如256码片的窗口)中进行。这个时间窗口长度假设移动台已经跟基站的下行链路实现同步或者实现主同步。对于每个连续的256码片的窗口，在这个窗口中匹配滤波器410产生的256个相关值跟16个码元长度的特征标记序列的一个码元相乘。然后在下一个256码片时间窗口的开头选择这个特征标记序列中的下一个码元。相乘以后的相关值跟前一个时间窗口中同一个相对时间位置上进行的前一次加法运算的结果相加。前一次加法运算的结果是从延迟线440的输出端获得的，当前加法运算的结果被随后储存在延迟线440中。输出给峰值检测器450的最后相关值在16个时间窗口以后给出，也就是在这256个码片时间窗口中的每个时间位置进行16次重复加法运算以后。于是整个相关峰等于4096，因为在每次迭代过程中都要积累相关峰值256。峰值检测器450从I和Q接收机分支接收相关值，并且计算绝对相关值或者绝对相关值的平方。峰值检测器450跟随机接入信道接收机的其余部分连接，如图3所示。

这个随机接入信道前同步相关器400效率特别高，因为它比传统相关器上需要的存储器少得多。例如，如果L＝4096，这个随机接入信道前同步相关器400就只需要511个存储器单元，而图6所示的一般相关器90则需要4095个存储器单元。

前同步相关器400需要较少的存储器单元这一结构优点可以用于实现如图12所示、结构跟图1所示类似的节省存储器的Golay序列相关器500。相关器500减少需要进行的加法和乘法运算的次数。图12所示高效Golay相关器500是建立在将长度是L＝2^N＝J*T_max的Golay序列表示为长度为T_max的两个较短的互补构成序列A(k)和B(k)的基础之上的。这个函数是等式(1)中互补序列对一般递归结构的结果。也就是说，如果这个一般的递归结构从任意一对互补序列开始，也就是说，如果初始矢量a₀(k)和b₀(k)被选择为：

a₀(k)＝A(k)，

b₀(k)＝B(k)，k＝0，1，2，...，T_max-1，

(其中A(k)和B(k)是两个长度是T_max的互补序列)，则所得到的长度是L＝2^N＝J*T_max的互补序列对是在J次迭代以后产生的。等式(1)中的所有延迟D_n都用构成序列的长度(T_max)来相乘。

接收到的信号r(k)最好是由如图7所示长度是例如L＝256个码片的一个高效的Golay相关器510所接收到。这个高效Golay相关器510产生两个互相关值R_rA(τ)和R_rB(τ)，它们对应于所述Golay互补序列对。一个开关或者选择器520接收这两个相关值。叫作“交替信号”的一个控制信号控制选择器520去选择R_rA(τ)相关值(如果给出的是一个“0”的话)，或者选择R_rB(τ)相关值(如果给出的是一个“1”的话)。选择器520随后在交替序列当前值的基础之上在每个连续的时间窗口中交替地提供这一对中间相关值中的一个。较短的构成序列的级连顺序由交替序列来确定。在特征标记长度是16的这个实例中交替序列的长度也等于16。选择器520的输出在乘法器420中与对应于乘法器420中当前256码片时间窗口的特征标记的一个码元相乘。乘法器420、加法器430、延迟线440和峰值检测器450中进行的操作跟图11所示的一样。跟图11所示的情形相同，能够节省存储器的Golay相关器400按照需要在接收到的信号r(k)的预期延迟τ被限于|τ|＜T_max的条件下进行操作，其中T_max是互补构成序列的长度。

尽管相关器500跟图11所示的相关器400一样有相同个数的存储器单元，但是它的乘法器和加法器的数量少得多。总的效率得到了提高，因为用EGC 510替代了图11中匹配滤波器前同步扩频码相关器410。

在需要更高容量的小区中，构造一组多个同步序列是有用的。更多的同步序列能够提供更多的容量。这些组中的同步序列最好是正交的以便使互相关最小。本发明从等式(1)的递归结构高效地产生正交的Golay序列组。

可以为每一个排列P_n(也就是为每一组延迟D_n)通过选择长度为N的一组L/2＝2^N-1个适当的矢量W(v，n)来从等式(1)产生一组正交的Golay序列，其中v＝0，1，...，2^N-1-1以及n＝1，2，3，...，N。每个矢量W(v，n)都产生一对互补Golay序列。结果，在长度为2^N的正交Golay序列组中总共有2^N个序列。

这组从等式(1)正交Golay序列组产生的其长度是N的2^N-1个矢量W(v，n)可以通过例如两种不同的方式产生。第一个算法是：

W (v, n) = {(1 -)}^{B_{N &RightArrow; n + 1} (2 v)},

v＝0，1，...，2^N-1-1，n＝1，2，3，...，N，(2a)

其中B_n(x)是某个正整数x的N比特长二进制表示中的第n个比特，也就是：

x = Σ_{n = 1}^{N} B_{n} (x) \cdot 2^{n - 1} - - - (2 b)

第二个算法是

W (v, n) = {(- 1)}^{B_{N &RightArrow; n + 1} (2 v + 1)},

v＝0，1，...，2^N-1-1，n＝1，2，3，...，N，(2c)

考虑以下说明性的实例。假设要用等式(1)获得长度是L＝8＝2³的一个正交Golay序列组，其中N＝3。从数字{0，1，2}的任意排列P＝{P₀，P₁，P₂}开始，令P＝{0，2，1}。从等式(2a)可获得长度是3的必需的加权矢量W(v，n)，它们在下面的表1中给出。

表1

n	1	2	3
				W(0，n)	1	1	1
W(1，n)	1	-1	1
				W(2，n)	-1	1	1
W(3，n)	-1	-1	1

所得到的长度是8的Golay序列正交组S(n，k)在表2中给出。

表2

k	0	1	2	3	4	5	6	7
									S(0，k)	1	1	1	1	1	-1	-1	-1
S(1，k)	1	1	-1	-1	1	-1	1	-1
									S(2，k)	1	1	1	1	-1	1	1	-1
S(3，k)	1	1	-1	-1	-1	1	-1	1
									S(4，k)	1	-1	1	-1	1	1	-1	-1
S(5，k)	1	-1	-1	1	1	1	1	1
									S(6，k)	1	-1	1	-1	-1	-1	1	1
S(7，k)	1	-1	-1	1	-1	-1	-1	-1

为了获得对应的四相码，每个Golay序列都可以用复常数相乘，其中

j = \sqrt{- 1} .

下面参考图13所示节省存储器的Golay相关器描述正交Golay序列在随机接入信道前同步码中的具体应用。图13说明本发明采用随机接入信道前同步相关器600的一个优选实施方案实例，其中可以使用一个以上的前同步序列。在图13所示的一组相关器中的32个相关器中的每一个相关器都按照图12所述的相关器500那种方式工作。如果构成序列的长度是T_max＝256，排列矢量P_n，加权矢量W_n的长度是16，那么得到的每个互补序列对的总长度就是4096。得到的Golay序列包括重复了八次的序列A(k)和B(k)，它们由选择器520利用取决于排列矢量P_n的“交替”函数来相乘。交替函数I₀(k)对于前16个正交前同步码是共同的，交替函数I₁(k)对于剩下的16个正变前同步码是共同的。每个前同步码都有一个独一无二的“特征标记”序列，它取决于加权函数W_n和排列矢量P_n。交替函数按照发射的前同步码元的结构选择EGC的一个或者另一个输出。

具有长度是256的公共构成序列A(k)和B(k)(和一个公共的交替函数)的第一组长度是4096的16个正交Golay序列是通过选择单独一个长度是16的排列矢量和按照等式(2)的8个加权矢量获得的。等式(1)中所有的延迟D_n都用构成序列的长度(T_max＝256)来相乘。

具有相同构成序列A(k)和B(k)但是是由另外一个选择器610按照另外一个交替函数I₁(k)进行交替的、其长度是4096的另外16个正交Golay序列是按照以下方式获得的：

a₀(k)＝B(k)，

b₀(k)＝A(k)，k＝0，1，2，...，T_max-1，

等式(1)中用来获得另外的正交Golay序列组的排列矢量和加权矢量跟第一组正交Golay序列的相同。总共有32个其长度是4096的正交的Golay序列，它们具有长度是256的公共构成序列。更一般地，有可能产生2J个这样的正交Golay序列，其中J＝L/T_max。

这些交替函数和特征标记函数可以用跟表1和表2中同样的实例通过长度是8的一个正交的Golay序列组来说明。如果T_max＝2和构成序列是A(k)＝{1，1}和B(k)＝{1，-1}，那么表2中给出的序列的集就可以用表3来表示。

表3

k	01	23	45	67
					S(0，k)	A	A	B	-B
S(1，k)	A	-A	B	B
					S(2，k)	A	A	-B	B
S(3，k)	A	-A	-B	-B
					S(4，k)	B	B	A	-A
S(5，k)	B	-B	A	A
					S(6，k)	B	B	-A	A
S(7，k)	B	-B	-A	-A

交替函数I₀(k)和I₁(k)是

I₀(k)＝{0，0，1，1}和I₁(k)＝{1，1，0，0}，

其中“0”值选择与序列A(k)的互相关，“1”值选择与序列B(k)的互相关。因此，交替函数I₁(k)是I₀(k)的一个逆版本。前4个“特征标记”函数是：

特征标记0＝{1，1，1，-1}，特征标记1＝{1，-1，1，1}，

特征标记2＝{1，1，-1，1}，特征标记3＝{1，-1，-1，-1}。

其它4个特征标记函数的值相同，也就是说特征标记4＝特征标记0，特征标记5＝特征标记1，特征标记6＝特征标记2，特征标记7＝特征标记3。

在前面，本发明被应用于基站采用的一个或多个相关器，它们用来接收移动台发射的随机接入脉冲串并且跟它同步。上面提到的本发明的另外一个应用是用于移动台中的小区搜索相关器。在一开始的小区搜索过程中，移动台搜索路径损耗最小的基站。然后它确定跟基站实现同步的时隙和帧，以及这个基站的下行链路加扰码。一开始的小区搜索是用三个步骤完成的：(1)时隙同步，(2)帧同步和码群识别，和(3)加扰码识别。按照这个顺序，本发明非限制性的应用实例跟第一个(1)和第二个步骤(2)有关。

移动台中的时隙同步程序采用所有基站在每个时隙开头广播的对于所有基站来说都相同的主同步码。同步程序包括将进来的信号跟主同步码进行相关处理。相关器的输出会对来自距离移动台一定范围内的每个基站的每条射线产生峰值。检测最大峰的位置能给出以时隙长度“为模(modulo)”的信号最强的基站的定时。

从移动台的角度来看，时隙同步是一个关键步骤，因为这一操作是在所有时间都要进行的，即使移动台已经跟某个其它基站建立了连接。因此，只要可能，移动台主同步码相关器应当尽可能地简单。为了使它达到最为简单，可以采用主同步码的一种特殊结构。另一方面，主同步码应该具有最小的非周期自相关旁瓣，以便使移动台跟一个旁瓣同步而不是跟所需要的主瓣同步的概率最小。

小区搜索主同步码的后一种需求可以用Golay互补序列来满足，正如1998年8月17日提交、共同转让的第09/135247号美国专利申请“基于具有选定的自相关特性的正交Hadamard序列的通信方法和装置”中所提议的那样，这里将它的内容引入作为参考。这一专利申请没有给出用于第一个小区搜索步骤的一种高效对基于Golay互补序列的主同步码进行匹配滤波的方法。幸运的是，本发明提出了一种高效的实施方案，它利用Golay互补序列作为主同步码。

把与图7所示EGC 100相似的高效Golay相关器用作为小区搜索的第一步骤中的主同步码相关器，就能获得例如与类似于图11所示相关器400(它与分级主同步码相匹配)的分级相关器(HC)更大的处理增益。这个长度是256的分级码是通过串行方式获得的，也就是将长度是16的两个构成序列分级级连在一起，就像给UTRA系统的一个建议中所包括的一样。在这个优选实施方案中，主同步码的长度是256个码片。长度是256的Golay互补序列最适合于用作主小区搜索码，因为它们的最大绝对非周期自相关旁瓣(MAS)值最小。长度为256的所有Golay互补序列的最小MAS都是12。MAS＝12的一对Golay序列被定义为：

P_n＝{6，3，7，2，1，4，0，5}，以及W_n＝{1，-1，-1，1，1，-1，1，1}(3)

EGC的存储器比特数N_mem是通过考虑了每条延迟线中存储器单元的个数以及在第一条延迟线以后对于每一条新的延迟线存储器单元字长度主要增长1的事实以后计算出来的。假设对收到的信号进行1比特量化，那么：

N_mem ^(EGC)＝1.2⁶+2.2³+3.2⁷+4.2²+5.2¹+6.2⁴+7.2⁰+8.2⁵＝849

分级相关器(HC)需要长度是16的一个直接相关器和长度是16的15条延迟线。每条这样的延迟线的存储器单元字长度是5个比特。于是，对于这个HC，N_mem ^(HE)＝1.16+(5.16)*15＝1216。

由EGC进行相关操作的Golay互补序列相对于分级序列具有以下优点：

*跟HC的30个加法器相比，EGC加法器的个数是16。

*跟HC的32个乘法器相比，EGC的乘法器的个数是8。

*Golay互补序列的非周期自相关旁瓣的最大值比分级序列的小3倍。

本发明另外一个实施方案的实例提供一种分解的(factored)高效的Golay相关器。这种256长度的相关器表示在图14。用分解的形式表示的Golay序列可以从例如长度是64的两个较短的(互补)构成序列级连而成。在这种情况下，相关器700包括长度是64的一个高效的Golay相关器710(跟图7所示的相似)，长度是64的延迟线720、730、740和750，乘法器790和加法器760、770和780。乘法器的总数最大为10，加法器的总数是15。注意，加法器的总数是1，少于长度是256的EGC的加法器。实际延迟线的条数取决于交替器序列。

当接收机本地振荡器的相干时间比序列长度(例如最大64个码片)短的时候相关器700是有用的。因此，需要对中间的相关值进行次优的非相干积累。换句话说，相关器700能够对中间相关值进行相干积累和非相干积累。图14中的相关器700的实例是相干的。在这个实例中，长度是256的Golay序列被表示为{-B，B，A，A}，其中A和B都是长度为64的互补序列。

在小区搜索的第二步中，可以采用一组17个长度是256码片的次同步码(SSC)。SSC应该跟主同步码(PSC)正交。假设主同步码是符合本发明一个应用实例的一个Golay互补序列，在1998年8月17日提交的第09/135247号标题是“基于具有所选定的自相关特性的正交序列的通信方法和装置”的共同转让的美国专利申请中给出了一种产生一组17个正交SSC的方式，在这里将它的内容引入作为参考。SSC的正交集是通过将PSC跟长度相同的17个不同的Walsh函数相乘产生的。这样一组SSC允许在小区搜索的第二步中使用快速Hadamard变换(FHT)处理器，以便降低这一方案实施的复杂性。除此以外，如果这个PSC是一个Golay互补序列，通过将这个GolayPSC跟不同的Walsh函数相乘获得的这组序列就会导致产生出一组正交的Golay序列。在这种情况下，这些SSC也能跟上面描述的主同步码相关程序相似地通过使用一组EGC而被检测到。本发明中的这样一组EGC从需要的操作次数来看比基于FHT的相关效率更高。

对SSC的另外一个要求是PSC和17个SSC中每一个之间的非周期互相关应当很小，以便使次同步码对主同步码相关器的干扰最小。在这种情况下，最好是使用等式(2)产生完整的一组长度是256码片的256个正交Golay序列，选择这些Golay序列中的一个作为主同步码，然后选择17个跟主同步码具有最大绝对非周期互相关的次同步码。例如，假设PSC是等式(1)和3产生的一个序列a(k)，具有最大绝对非周期互相关且PSC小于或者等于门限42的这一组17个SSC由等式3中的同一个排列矢量和以下加权矢量来定义：

W_SSC1＝{1 1 1 -1 1 1 -1 1}，(a)

W_SSC2＝{1 -1 1 -1 -1 -1 1 1}，(b)

W_SSC3＝{-1 1 1 -1 -1 1 1 1}，(b)

W_SSC4＝{-1 1 1 -1 -1 -1 -1 1}，(a)

W_SSC5＝{-1 1 -1 1 1 -1 1 1}，(b)

W_SSC6＝{-1 -1 1 -1 -1 1 1 1}，(b)

W_SSC7＝{-1 -1 1 -1 -1 -1 -1 -1}，(a)

W_SSC8＝{-1 -1 -1 1 1 1 1 1}，(b)

W_SSC9＝{-1 -1 -1 1 1 -1 1 1}，(a)

W_SSC10＝{-1 -1 -1 1 1 -1 -1 1}，(a)

W_SSC11＝{-1 -1 -1 1 -1 -1 1 1}，(b)

W_SSC12＝{-1 -1 -1 1 -1 -1 -1 1}，(a)

W_SSC13＝{-1 -1 -1 1 -1 -1 -1 1}，(b)

W_SSC14＝{-1 -1 -1 -1 1 1 1 1}，(a)

W_SSC15＝{-1 -1 -1 -1 1 1 -1 1}，(a)

W_SSC16＝{-1 -1 -1 -1 -1 1 1 1}，(a)

W_SSC17＝{-1 -1 -1 -1 -1 1 -1 1}，(a)

当(1)中的加权矢量W_SSCn被替换的时候，对应的序列SSC等于这个Golay序列a(k)或者b(k)(在(4)中每个矢量的括号中说明)。这些SSC可以用对应的一组17个(或者更少的)EGC检测到，这一点对于PSC是同样的。

除了提高了效率以外，建立在Golay互补序列对基础之上的同步码跟例如建立在级连的正交Gold序列基础之上的同步序列相比起来，在最大绝对非周期自相关旁瓣(MAS)方面具有更加优越的性能。这一比较在图15和16中说明。图15说明串行级连的正交Gold序列的非周期自相关函数。要注意，虽然在对应于零延迟的样本点上有一个实际上的最大值，但是还有一些其它的显著的相关峰，它们会在各个非零延迟位置上造成错误的相关检测。作为对比，图16表明：对于基于Golay互补序列对的同步码，旁瓣要低得多，在随机接入检测感兴趣的范围内(也就是主瓣附近+/-255个码片范围内)，旁瓣甚至比其它地方还要低。

为了将正交的Golay互补序列用作为随机接入前同步码，将它们的非周期自相关特性跟将正交特征标记和一个公共的前同步扩频码串行级连而获得的另外一组正交前同步码的非周期自相关特性进行比较会很有意义的。用于比较的参数是这一组中每个前同步码的最大绝对非周期自相关旁瓣(MAS)。在这个比较实例中，它涉及当前正在开发的UTRA系统，本发明中长度是4096的一组16个正交Golay序列被用来跟基于正交Gold序列的RACH前同步码的另外一个UTRA建议进行比较。表4给出了作为两个长度是256的较短互补构成序列A(k)和B(k)的函数的16个Golay序列。

表4

Golay构成序列A(k)和B(k)是通过使用以下排列从等式(1)获得的：

P_n＝{0，2，1，5，6，4，7，3}，

和加权

W_n＝{1，-1，1，-1，1，-1，-1，1}。

上面定义的那组16个正交Golay序列的MAS值、以及从16个正交特征标记用一个公共前同步扩频码扩展获得的那组16个级连的正交Gold序列的MAS值(如同UTRA的另外一个建议(前同步扩频码个数n＝1)所描述的一样)，将在表5中给出。

表5

如上所述，随机接入前同步码并不是跟基站接收机完全不同步的，因为移动终端已经具有了基站时序的基本信息，但是它们之间还存在基站到移动终端之间的往返传播延迟带来的不确定性。一个合理的假设是这个往返传播延迟最大是255个码片，于是实际上感兴趣的随机接入前同步码的非周期自相关函数只是在主瓣附近的+/-255个码片范围内。对于前面描述的长度是4096的正交Golay序列和级连的正交Gold序列，在表6中给出了它们在主瓣附近+/-255个码片范围内非周期自相关旁瓣的最大绝对值。

表6

表6说明在主瓣周围+/-255个码片的区域内，正交Golay序列的自相关旁瓣比级连的Gold正交序列的自相关旁瓣要小25倍。

尽管描述本发明的时候针对的是特定的实施方案，但是本领域里的技术人员应该认识到本发明并不局限于这里描述的具体实施方案。除了这里描述的以外，不同的制式、实施方案和改变以及许多改进、变化和等效实施方案都可以用来实现本发明。因此，尽管描述本发明的时候参考了优选实施方案，但是应当明白这里的内容是是进行说明，而不是进行限制，只是本发明的实例。

Claims

1.一种利用基站发射的主同步码和多个次同步码来使移动台与基站同步的方法，包括：

接收由所述基站发射的主同步码和多个次同步码，其中提供一组Golay互补序列中的一个作为所述主同步码，提供该组Golay互补序列中跟主同步码具有最小互相关的多个其它序列作为所述次同步码；和

通过下列步骤利用提供的所述主同步码和次同步码来获得与基站的主同步和次同步：

用一组Golay相关器对接收到的信号跟主同步码和次同步码进行相关处理；

检测Golay相关器的峰值输出；

用检测到的峰值输出产生定时估计，用于使移动台和基站之间的发射同步。

2.如权利要求1所述的方法，其中的主同步码和17个次同步码是从一组256个正交Golay序列中选择出来的。

3.如权利要求1所述的方法，其中的最小互相关是用门限确定的。

4.如权利要求1所述的方法，其中的最小互相关是最小非周期互相关。

5.如权利要求1所述的方法，其中Golay相关器是匹配滤波器。

6.如权利要求1所述的方法，其中该组Golay互补序列具有一个属性，即对于所有非零偏移，它们的非周期自相关之和等于零。

7.如权利要求1所述的方法，进一步包括：

将对应于检测到的峰值输出的复相关值用作为对接收到的信号中所包括的消息进行解调的初始衰减信道系数。

8.如权利要求5所述的方法，其中的匹配滤波器将接收到的信号同时跟两个Golay互补序列进行相关处理。

9.如权利要求5所述的方法，其中的匹配滤波器将接收到的信号以递归方式跟互补序列进行相关处理。

10.如权利要求1所述的方法，其中至少一个Golay互补序列包含在由移动台通过随机接入信道发射到基站的随机接入消息的前同步部分中。

11.如权利要求1所述的方法，其中至少一个Golay互补序列由基站通过广播信道发射出去，以便使移动收台至少粗略地跟该基站同步。

12.如权利要求1所述的方法，其中每一个Golay互补序列都是通过将一对较短的Golay序列级联而产生的。

13.如权利要求1所述的方法，其中一对互补序列是按照以下公式在序列发生电路中产生的：

a₀(k)＝δ(k)

b₀(k)＝δ(k)

a_n(k)＝a_n-1(k)+W_n*b_n-1(k-D_n)

b_n(k)＝a_n-1(k)-W_n*b_n-1(k-D_n)，

其中k＝0，1，2，...，2^N-1；n＝1，2，...，N；D_n＝2^Pn；a_n(k)和b_n(k)是长度为2^N的互补序列对；δ(k)是Kronecker德尔塔函数；k是代表时间尺度的整数；n是迭代次数，D_n是延迟，P_n是代表数字{0，1，2，...，N-1}的任意排列的排列矢量，W_n是代表单位幅度的任意复数的加权矢量，其中n＝1，2，...，N并且N是正整数。

14.如权利要求1所述的方法，其中一个Golay互补序列对于该序列所有的非零延迟具有最小的非周期自相关值，以及对于该序列的零延迟具有最大的自相关值。

15.如权利要求1所述的方法，其中该基站用至少一个所述Golay互补序列对从移动台接收到的信号进行相关处理，以便在相关处理过程中检测获得最大自相关值的时刻。

16.如权利要求1所述的方法，其中所述移动台中的一个发射器在通过随机接入信道发射的随机接入脉冲串的前同步码之中发射至少一个所述Golay互补序列。

17.如权利要求1所述的方法，其中每个Golay互补序列的长度是4096。

18.如权利要求13所述的方法，其中的一组2^N个正交Golay互补序列是从单个排列矢量P_n和一组2^N-1个加权矢量W_n获得的，其中该组加权矢量是从整数集合{0，1，...，2^N-1}中取出的不同偶正整数或者不同奇正整数的N比特长二进制表示，其中二进制表示中的0被映射为{-1，+1}中的一个，二进制表示中的1被映射为{-1，+1}中的另外一个。

19.如权利要求18所述的方法，其中a₀(k)＝A(k)和b₀(k)＝B(k)，其中A(k)和B(k)为长度是T的一对二进制序列，其延迟D_n＝T*2^Pn，其中T＝2^N/n。

20.如权利要求18所述的方法，还包括：

用只需要N个存储器单元的序列发生器来直接产生一对Golay互补序列。

21.如权利要求18所述的方法，还包括：

用包括模2^N计数器的序列发生器来直接产生Golay互补序列对。

22.如权利要求1所述的方法，还包括：

利用长度是L＝2^N的一对Golay互补序列中的一个序列在移动台中将接收到的、由基站发射的扩频信号进行相关处理，其中N是任意正整数，包括：

将一个Golay序列表示为长度是X的两个较短的互补构成序列A(k)和B(k)的级联，每个构成序列都重复L/X次，并且按照长度是Y＝L/X的特征标记序列用+1或者-1来进行调制，其中的级联顺序是由长度是Y＝L/X的交替序列确定的，它的元素是0或者1；

用长度是X的Golay相关器接收扩频信号，以便产生对应于Golay互补构成序列的一对中间相关值；

将Golay相关器的第一个相关输出端的中间相关值储存在第一组Y＝(L/X)-1条或者更少的串行级联的延迟线中，其中的每条延迟线都有X个存储器单元；

将Golay相关器的第二个相关输出端的中间相关值储存在第二组Y＝(L/X)-1条或者更少的串行级联的延迟线中，其中的每条延迟线有X个存储器单元；

将第一个相关器输出和第一组延迟线的输出用特征标记序列的逆版本的相应元素来相乘；

只将第一个相关输出和对应于交替序列的逆版本的非0元素的相连的延迟线的那些中间相关值乘积加起来，并且只将第二个相关输出和对应于交替序列的倒置和逆版本的非0元素的相连的延迟线的那些中间相关值乘积相加起来，其中交替序列逆版本的第一个元素对应于相关器输出，该序列的最后一个元素对应于该级联中最后一条延迟线的输出；和

将求和步骤的结果作为最终的相关值输出。

23.如权利要求22所述的方法，其中接收到的扩频信号用Golay互补序列中的一个序列来进行非相干相关处理。

24.如权利要求22所述的方法，其中接收到的扩频信号用一对Golay互补序列中的一个序列来进行相干相关处理，并且还包括：

将第二个相关器输出和第二组延迟线输出跟特征标记序列的逆版本的相应元素来相乘。

25.一种利用基站发射的主同步码和多个次同步码来使移动台与基站同步的设备，包括：

接收装置，用于接收由所述基站发射的主同步码和多个次同步码，其中提供一组Golay互补序列中的一个作为所述主同步码并且提供该组Golay互补序列中跟主同步码具有最小互相关的多个其它序列作为所述次同步码；和

同步装置，用于利用提供的所述主同步码和次同步码来获得与基站的主同步和次同步，其中所述同步装置包括：

一组Golay相关器，用于对接收到的信号跟主同步码和次同步码进行相关处理；

峰值检测器，用于检测Golay相关器的峰值输出；

定时装置，用于利用检测到的峰值输出产生定时估计以用于使移动台和基站之间的发射同步。

26.如权利要求25所述的设备，进一步包括从一组256个正交Golay序列中选择主同步码和17个次同步码的装置。

27.如权利要求25所述的设备，其中的最小互相关是最小非周期互相关。

28.如权利要求25所述的设备，其中Golay相关器是匹配滤波器。

29.如权利要求25所述的设备，其中该组Golay互补序列具有一个属性，即对于所有非零偏移，它们的非周期自相关之和等于零。

30.如权利要求25所述的设备，进一步包括：

用于将对应于检测到的峰值输出的复相关值用作为对接收到的信号中所包括的消息进行解调的初始衰减信道系数的装置。

31.如权利要求28所述的设备，其中的匹配滤波器被配置为将接收到的信号同时跟两个Golay互补序列进行相关处理。

32.如权利要求28所述的设备，其中的匹配滤波器将接收到的信号以递归方式跟互补序列进行相关处理。

33.如权利要求25所述的设备，其中至少一个Golay互补序列包含在由移动台通过随机接入信道发射到基站的随机接入消息的前同步部分中。

34.如权利要求25所述的设备，进一步包括通过将一对较短的Golay序列级联而产生每一个Golay互补序列的装置。

35.如权利要求25所述的设备，还包括按照以下公式产生一对互补序列的装置：

a₀(k)＝δ(k)

b₀(k)＝δ(k)

a_n(k)＝a_n-1(k)+W_n*b_n-1(k-D_n)

b_n(k)＝a_n-1(k)-W_n*b_n-1(k-D_n)，

36.如权利要求25所述的设备，其中一个Golay互补序列对于该序列所有的非零延迟具有最小的非周期自相关值，以及对于该序列的零延迟具有最大的自相关值。

37.如权利要求25所述的设备，进一步包括移动台中的一个发射器，用于在通过随机接入信道发射的随机接入脉冲串的前同步码之中发射至少一个所述Golay互补序列。

38.如权利要求25所述的设备，其中每个Golay互补序列的长度是4096。

39.如权利要求35所述的设备，其中的一组2^N个正交Golay互补序列是从单个排列矢量P_n和一组2^N-1个加权矢量W_n获得的，其中该组加权矢量是从整数集合{0，1，...，2^N-1}中取出的不同偶正整数或者不同奇正整数的N比特长二进制表示，其中二进制表示中的0被映射为{-1，+1}中的一个，二进制表示中的1被映射为{-1，+1}中的另外一个。

40.如权利要求39所述的设备，其中a₀(k)＝A(k)和b₀(k)＝B(k)，其中A(k)和B(k)为长度是T的一对二进制序列，其延迟D_n＝T*2^Pn，其中T＝2^N/n。

41.如权利要求39所述的设备，其中用只需要N个存储器单元的序列发生器来直接产生一对Golay互补序列。

42.如权利要求39所述的设备，其中用包括模2^N计数器的序列发生器来直接产生Golay互补序列对。

43.如权利要求26所述的设备，其中所述同步装置被配置为利用长度是L＝2^N的一对Golay互补序列中的一个序列在移动台中将接收到的、由基站发射的扩频信号进行相关处理，其中N是任意正整数，所述同步装置包括：

用于将一个Golay序列表示为长度是X的两个较短的互补构成序列A(k)和B(k)的级联的装置，每个构成序列都重复L/X次，并且按照长度是Y＝L/X的特征标记序列用+1或者-1来进行调制，其中的级联顺序是由长度是Y＝L/X的交替序列确定的，它的元素是0或者1；

用长度是X的Golay相关器接收扩频信号，以便产生对应于Golay互补构成序列的一对中间相关值的装置；

将Golay相关器的第一个相关输出端的中间相关值储存在第一组Y＝(L/X)-1条或者更少的串行级联的延迟线中的装置，其中的每条延迟线都有X个存储器单元；

将Golay相关器的第二个相关输出端的中间相关值储存在第二组Y＝(L/X)-1条或者更少的串行级联的延迟线中的装置，其中的每条延迟线有X个存储器单元；

将第一个相关器输出和第一组延迟线的输出用特征标记序列的逆版本的相应元素来相乘的装置；

只将第一个相关输出和对应于交替序列的逆版本的非0元素的相连的延迟线的那些中间相关值乘积加起来，并且只将第二个相关输出和对应于交替序列的倒置和逆版本的非0元素的相连的延迟线的那些中间相关值乘积相加起来的装置，其中交替序列逆版本的第一个元素对应于相关器输出，该序列的最后一个元素对应于该级联中最后一条延迟线的输出；和

将求和步骤的结果作为最终的相关值输出的装置。

44.如权利要求43所述的设备，其中接收到的扩频信号用Golay互补序列中的一个序列来进行非相干相关处理。

45.如权利要求43所述的设备，其中接收到的扩频信号用一对Golay互补序列中的一个序列来进行相干相关处理，并且该设备还包括：

将第二个相关器输出和第二组延迟线输出跟特征标记序列的逆版本的相应元素来相乘的装置。