ES2244304B1 - Dispositivo y metodo para la sincronizacion de un sistema de comunicacion de datos mediante secuencias complementarias. - Google Patents
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Abstract
Todo sistema de comunicación de banda ancha precisa de un preámbulo de sincronización y establecimiento de la conexión que habitualmente se realiza mediante secuencias de entrenamiento. Esto es especialmente delicado cuando la relación señal a ruido es baja. Empleando pares de secuencias complementarias en el preámbulo de transmisión, es posible reconocer una marca temporal que permite sincronizar la comunicación en el receptor. Esto puede ser realizado mediante un filtro digital adaptado a las secuencias complementarias utilizadas en la transmisión (1). Dado que en la transmisión debemos transmitir mediante modulación en cuadratura (2) ambas secuencias del par, el receptor extrae, en una primera etapa, ambas fases en cuadratura (3). Posteriormente el filtro adaptado a las secuencias (4), permite obtener a su salida un pico de señal significativamente mayor cuando la señal de recepción coincide en forma y fase con la de referencia. Esta salida, mediante un dispositivo que compara el nivel de la señal con un umbral es capaz de obtener una marca temporal que utilizará el resto de etapas del receptor para sincronizarse con el transmisor. La ventaja de este procedimiento es que la relación señal a ruido del receptor mejora en función de la longitud de las secuencias con la siguiente expresión: SNRsc=M2L.SNR. Siendo SNR la relación de Potencia de Señal a Ruido en recepción, L la longitud de las secuencias complementarias empleadas, M el número de pares empleados, y SNRsc la relación de Potencia de Señal a Ruido a la salida del filtro adaptado.
Description
Dispositivo y método para la sincronización de
un sistema de comunicación de datos mediante secuencias
complementarias.
La presente invención se refiere a un
dispositivo y a un método que permite sincronizar un receptor de
comunicaciones a un transmisor mediante una señal recibida, en
particular sistemas de comunicación que empleen técnicas de
modulación OTDM (Multiplexación mediante División por Ortogonalidad
en el Tiempo) y sus variantes, que emplean secuencias
complementarias para la codificación de la información.
En un sistema de comunicación digital es
imprescindible la utilización de algún método de sincronización
para la correcta recepción de los datos.
Dependiendo de la complejidad del sistema de
comunicación ésta puede incluir la sincronización de fase de la
portadora, de símbolo, e incluso sincronización de trama.
La mayoría de los métodos de sincronización de
fase emplean una referencia o piloto, de manera que el receptor
obtiene la fase de manera directa midiendo la fase de la señal
piloto.
Existen, sin embargo, métodos que no necesitan
ninguna señal de referencia. Para este tipo de sincronización se
suele emplear el método de Costas realimentado o
Costas-Loop.
A pesar de las enormes ventajas de ese método,
la relación señal a ruido debe ser del mismo orden que la de los
datos para que el sistema funcione dentro de unos límites seguros,
y se va degradando rápidamente con la reducción de esta. Para la
sincronización de símbolo y trama se emplean secuencias de
entrenamiento, conocidas por el receptor, y que son insertadas por
el transmisor al comienzo de la transmisión de cada paquete de
información.
Esta invención se aplica a cualquier sistema de
comunicación y, en especial, a todo aquél que emplee como técnica
de modulación OTDM y sus derivaciones en cuadratura y múltiples
secuencias complementarias.
Naturalmente, la ventaja fundamental de la
técnica descrita es la posibilidad de obtener una marca temporal de
alta fiabilidad y que dicha fiabilidad es controlable mediante la
longitud de las secuencias empleadas, debido a las propiedades de
que las mismas poseen respecto a otro tipo de secuencias empleadas
hasta el momento.
En un sistema de comunicación digital es
imprescindible la utilización de algún método de sincronización
para la correcta recepción de los datos.
La eficiencia de un sistema de sincronización
está, básicamente, determinada por el ancho de banda utilizado y la
relación señal a ruido en el receptor.
La mayoría de los métodos de sincronización de
fase emplean una referencia o piloto, de manera que el receptor
obtiene la fase de manera directa midiendo la fase de la señal
piloto.
Existen, sin embargo, métodos que no necesitan
ninguna señal de referencia; en este tipo de sincronización se
suele emplear el método de Costas realimentado o
Costas-Loop, como está explicado en "Means for
Obtaining Character Time in a Radio Communication System
Receiver", U.S. Patent 3,047,660 to John P. Costas, General
Electric, 1962.
La problemática de este método es que la
relación señal a ruido debe ser suficientemente alta para que el
sistema funcione dentro de unos límites seguros, y se va degradando
rápidamente con la reducción de ésta.
Para la sincronización de trama se emplean
secuencias de entrenamiento, conocidas por el receptor, y que son
insertadas por el transmisor al comienzo de la transmisión de cada
paquete de información.
Existen técnicas que emplean secuencias
binarias de alta autocorrelación para poder ser detectadas en
condiciones de ruido elevado. Véase, por ejemplo,
"Synchronization of a Data Communication Receiver with a Received
Data", US Patent No. 4.290.139.
De hecho el sistema descrito en esta patente
es, conceptualmente, similar al que se describe en la presente,
dado que utiliza, también, un filtro y un detector de umbral para
definir el intervalo de sincronización. Sin embargo el objeto de la
presente invención fija los coeficientes de dicho filtro a la
utilización de secuencias complementarias, estas secuencias son
óptimas en el sentido de que, al ser detectadas, su autocorrelación
corresponde a una delta de Krönecker, es decir:
Es decir, que si la señal recibida está
alineada en el tiempo con la transmitida, la suma de las
autocorrelaciones es dos veces la longitud de las secuencias y cero
en cualquier otro caso. Dicha propiedad facilita la detección de la
marca temporal frente a cualquier otra secuencia utilizada hasta
ahora.
La utilización de otras secuencias Barker,
Willard, Gold, Kasami, Walsh, y muchas otras, ha sido generalizada
con este motivo, en la mayoría de las aplicaciones actuales. De
este modo, la longitud de las secuencias empleadas L,
permite incrementar la relación señal a ruido, o reducir el nivel
de señal para detectar correctamente la señal recibida. Este factor
de mejora se denomina Ganancia de Proceso Gp, y puede expresarse
por:
(2)GP =
10log_{10} \ (L) \
dB.
Una de las ventajas más importantes de la
patente descrita es su uso en sistemas de comunicación que empleen
secuencias complementarias para transmitir, como es el caso de
GCM/OTDM (Golay Coding Modulation/Orthogonal Time Division
Multiplexing) como el que se describe en la patente española
P200002086 de 16 de agosto de 2000. En este caso se puede aprovechar
parte de la circuitería de transmisión y recepción para realizar
la detección de la sincronización reduciendo costes y recursos de
diseño. El inconveniente de esta técnica es que, dado que cada
símbolo es codificado por una secuencia de longitud L, cuyos
bits son transmitidos a L veces la velocidad de símbolo, el
tiempo de adquisición del sincronismo se incrementa conforme se
incrementa la longitud de las secuencias
empleadas.
empleadas.
En el caso de que el ruido no sea Gaussiano, el
filtrado adaptado no es la mejor solución. Las técnicas de
reducción de distintos tipos de ruido, dependerán de la aplicación
y de las características del sistema de comunicación.
Por todo lo comentado anteriormente, se deduce
la necesidad de una técnica que permita reducir el ruido para
mejorar la detección de la marca temporal sin incrementar el ancho
de banda utilizado, permitiendo mantener, al mismo tiempo, la
potencia transmitida.
No se conoce la existencia de patente o modelo
de utilidad alguno, cuyas características sean el objeto de la
presente invención.
La invención que se presenta utiliza conjuntos
de M secuencias complementarias. Por complementarias se entiende
que la suma de sus autocorrelaciones da como resultado una Delta de
Krönecker.
El valor de M coincide también con el número de
conjuntos de secuencias complementarias que son ortogonales entre
sí.
Por ortogonales se entiende que la suma de las
correlaciones cruzadas de las secuencias complementarias de cada
conjunto es cero. En el caso particular de pares (M = 2) de
secuencias ortogonales, reciben el nombre de secuencias Golay en
honor a su descubridor. (Estos conceptos se discuten en el artículo
publicado por Tseng, C.-C. and Liu, C.L.: "Complementary Sets of
Sequences", en IEEE Trans. Inform. Theory, vol.
IT-18, No. 5, pp. 644-652, Sep.
1972.). La explicación se va a centrar en las secuencias Golay, ya
que es el caso más simple, aunque la patente se extiende para todo
valor de M.
La principal propiedad de las secuencias
empleadas en esta invención es que poseen una característica de
autocorrelación ideal, es decir corresponde a una delta de
Krönecker perfecta de modo que cumplen:
siendo \phi_{ii} las
autocorrelaciones individuales de cada una de las M secuencias
complementarias, de longitud N, elegidas. Particularizado
para el caso de pares de secuencias complementarias
Golay:
La generación de tales secuencias se realiza a
partir de los llamados kernel básicos conocidos hasta la fecha de 2,
10 y 26 bits (las reglas de generación de secuencias Golay se
discuten en el artículo titulado "Complementary Sequences" de
M. J. E. Golay, publicado en IRE Transactions on Information
Theory, vol. IT-7, p.p. 82-87,
abril de 1961).
El sistema de sincronización objeto de la
presente invención, al ser insertado en un equipo de comunicación
convencional, permite mejorar la detección de sincronismo mejorando
la relación señal a ruido (SNR) en función de la longitud de las
secuencias complementarias utilizadas. De este modo, permite
controlar la calidad del sistema de sincronización controlando la
longitud de dichas secuencias.
Consta de dos bloques básicos: Uno transmisor y
otro receptor.
El bloque transmisor se encarga de realizar las
siguientes tareas:
- \bullet
- Generar un impulso de duración un símbolo en banda base aislado de los símbolos de datos, al menos L símbolos, siendo L la duración de las secuencias.
- \bullet
- Convolucionar dicho impulso con un conjunto de secuencias complementarias ortogonales.
- \bullet
- Enviar la señal compuesta para que sea emitida al medio de transmisión mediante modulación en cuadratura (QAM), mediante dos símbolos en cuadratura (e.g. seno y coseno) y, por ejemplo, una etapa de RF y antena.
El bloque receptor se encarga de realizar las
siguientes tareas:
- \bullet
- Muestrear las señales de entrada al receptor bien en banda base (BB) o en frecuencia intermedia (IF).
- \bullet
- Correlar la señal por los dos símbolos en cuadratura empleados en transmisión, por ejemplo seno y coseno, a la frecuencia central empleada en el transmisor, extrayendo así las dos fases en cuadratura.
- \bullet
- Correlar cada una de las señales de salida de los bloques anteriores con el par de secuencias complementarias correspondiente a cada una de las fases a recuperar.
- \bullet
- Realizar la suma de las señales obtenidas en el bloque anterior.
- \bullet
- Utilizar un circuito de detección con un umbral definido o adaptativo, para recuperar el instante de detección.
Para poder explicar la base teórica de la
invención, conviene utilizar un diagrama
\hbox{de bloques del
proceso (figura 1).}
Para simplificar, supondremos un sistema de
modulación que posee dos fases I y Q en banda base y se emplea un
par de secuencias complementarias Golay (A/B) de longitud
L.
Como se ha comentado, el proceso de transmisión
comienza con los bloques 2.1 y 2.2 (ver figura 2) en los cuales se
realiza la siguiente operación:
\vskip1.000000\baselineskip
Las señales obtenidas I[n] y
Q[n], aplicando las propiedades de la transformada de
Fourier, son moduladas convolucionando con dos símbolos ortogonales
respectivamente, generando así una modulación QAM y
transmitidas:
\vskip1.000000\baselineskip
donde M es el número de
muestras por ciclo senoidal, m el número de ciclos
senoidales por símbolo, y \omega_{0} la frecuencia central de
transmisión en
radianes/segundo.
El resultado, aplicando transformadas de
Fourier, corresponde con una modulación 4QAM que operando:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Dicha señal es transmitida a través del medio
H(\omega) y llegará al receptor con ruido aditivo
N(\omega):
(8)R(\omega) =
S_{I} (\omega) \cdot H(\omega) \cdot A(\omega Mm)+S_{Q} (\omega)
\cdot H(\omega) \cdot B(\omega Mm) +
N(\omega)
El receptor, una vez muestreada la señal de
entrada, debe extraer un estimador de las fases I y Q, correlando
con los símbolos transmitidos. Esta primera correlación se puede
simplificar utilizando una aproximación de los dichos símbolos
aplicando la siguiente transformación:
O
también:
siendo M el número de
muestras por ciclo de portadora y m el número de ciclos por
símbolo. En este caso los símbolos poseen valores en el rango 1, 0
y -1. Como ejemplo, si M = 8, los símbolos correspondientes
serán:
s_{I}[n] =
1100-1-100
\hskip0,5cmy
\hskip0,5cms_{Q}[n] = 001100-1-1.
El resultado final no es óptimo, pero el ahorro
de recursos que supone presenta más ventajas que inconvenientes,
pues la correlación se reduce a operaciones de sumas y restas. La
primera correlación corresponde a la extracción de los dos
estimadores de las fases correspondientes:
| I'[n] = r[n]\oplus s_{I}[n] = \sum\limits^{M \cdot m-I}_{k = 0} r[k]s_{I} [n+k] | ||
| Q'[n] = r[n]\oplus s_{Q}[n] = \sum\limits^{M \cdot m-I}_{k = 0} r[k]s_{Q} [n+k] | (11) | |
| I'(\omega) = r(\omega)\cdotS_{I}(-\omega); Q'(\omega) = r(\omega)\cdotS_{Q}(-\omega) |
cuyos máximos, como veremos más
adelante, corresponden a los instantes centrales de los bits
recibidos de cada una de las
secuencias.
El siguiente proceso consiste en correlar con
las secuencias complementarias transmitidas. Ahora bien, dado que
los bits de dichas secuencias se encuentran separados por Mm
muestras tendremos que correlar por las secuencias interpoladas por
Mm.
Obtenemos así dos nuevas funciones de
correlación:
Aplicando transformadas de Fourier a (12):
| I''(\omega) = R(\omega)\cdot S_{I} (-\omega)\cdot A(-\omegaMm) | ||
| Q''(\omega) = R(\omega)\cdotS_{Q}(-\omega)\cdotB(-\omegaMm) | (13) |
Y sustituyendo los valores de (8), nos
queda:
| I''(\omega) = S_{I}(\omega)\cdotS_{I}(-\omega)\cdotH(\omega)\cdotA(\omegaMm)\cdotA(-\omegaMm) + | ||
| + S_{Q}(\omega)\cdotS_{I}(-\omega)\cdotH(\omega)\cdotB(\omegaMm)\cdotA(-\omegaMm) + | (14) | |
| + N(\omega)\cdotS_{I}(-\omega)\cdotA(-\omegaMm) |
y
| Q''(\omega) = S_{I}(\omega)\cdotS_{Q}(-\omega)\cdotH(\omega)\cdotA(\omegaMm)\cdotB(-\omegaMm) + | ||
| + S_{Q}(\omega)\cdotS_{Q}(-\omega)\cdotH(\omega)\cdotB(\omegaMm)\cdotB(-\omegaMm) + | (15) | |
| + N(\omega)\cdotS_{Q}(-\omega)\cdotB(-\omegaMm) |
Los símbolos empleados, s_{I} y s_{Q}, sus
autocorrelaciones, \phi_{II}(k) y \phi_{QQ}(k), y
sus correlaciones cruzadas, \phi_{IQ}(k) y
\phi_{QI}(k), cumplen dos propiedades que son aplicadas en esta patente para obtener el intervalo de sincronismo \tau:
\phi_{QI}(k), cumplen dos propiedades que son aplicadas en esta patente para obtener el intervalo de sincronismo \tau:
\dotable{\tabskip\tabcolsep#\hfil\+#\hfil\tabskip0ptplus1fil\dddarstrut\cr}{
1. \+ max[ \phi_{II} ( \tau )] = max[ \phi_{QQ}
( \tau )] = K.\cr \+\cr 2.\+ \phi_{QI} ( \tau ) =
\phi_{IQ} ( \tau ) =
0\cr}
siendo K una constante dependiente
de los símbolos escogidos. La suma de ambas expresiones nos da una
función cuyo pico máximo representa la llegada sincronizada de la
señal. El instante en que la señal es máxima es el que determina que
está correctamente
sincronizada.
Así pues, sumando ambas expresiones (11) y
(12) en el tiempo, si nos ceñimos al instante de llegada, \tau,
de la señal (cuando la diferencia de tiempos
n-\tau = 0), los instantes donde las correlaciones
entre los símbolos ortogonales son máximas y obtenemos:
(16)A_{r}[\tau] =
I[\tau]+Q[\tau] =
(\phi_{II}[\tau]\phi_{AA}[\tau]+\phi_{QI}[\tau]\phi_{BA}[\tau] +
\phi_{IQ}[\tau]\phi_{AB}[\tau] +
\phi_{QQ}[\tau]\phi_{BB}[\tau])h[\tau] + +
n[\tau]\phi_{IQ}[\tau]\phi_{AB}[\tau]
Y sustituyendo:
\hskip0,8cmA_{r}[\tau] = I[\tau]+ Q[\tau] = (K\phi_{AA} [\tau] + K \phi_{BB} [\tau])h [\tau] + n [\tau]\phi_{IQ} [\tau]\phi_{AB} [\tau] = 2KLh [\tau]+ n [\tau]\phi_{IQ} [\tau]\phi_{AB} [\tau]
\hskip0,7cm(17)
Para buscar ese pico máximo, se debe añadir un
circuito de detección de superación de un umbral.
Este circuito puede ser de umbral fijo o
adaptativo.
Este último caso es el más eficiente, pues
puede calcularse en función de la energía de la propia señal que,
casualmente, está representada por la suma de I'' y
Q'', pues corresponde con un estimador de la autocorrelación
de la señal recibida y, por tanto, de su potencia.
Analizando el segundo término de la expresión
(14) se encuentra la principal ventaja de este método.
La potencia media que enviamos corresponde con
la autocorrelación de los símbolos transmitidos, K, es decir, que
el proceso realizado sobre la señal permite obtener una ganancia de
proceso en recepción de valor 2L, con respecto a un sistema
que no empleara esta compresión de pulsos, lo cual mejora la
relación señal a ruido en recepción.
Esto puede traducirse en que, si la longitud de
las secuencias se dobla, se obtiene una reducción de ruido de 3 dB.
De forma inversa, duplicar la relación señal-ruido
requiere duplicar la longitud de las secuencias empleadas.
La ventaja de este método es la de poder
obtener una mejora de la relación señal a ruido tan grande como se
desee sólo incrementando la longitud de las secuencias
complementarias elegidas, por lo que no son necesarias grandes
potencias de transmisión para obtener una alta relación señal a
ruido en recepción.
Esa mejora, en el caso general de M
conjuntos de secuencias complementarias corresponderá a una
ganancia de proceso (en decibelios) que se define como:
(18)GP
=10log_{10} \ (2ML) \
dB.
donde N corresponde a la
longitud de las secuencias complementarias empleadas en la
modulación y M al número de familias que forman cada uno de
los conjuntos
ortogonales.
Esta característica es muy importante en
aplicaciones donde sea deseable una baja potencia de transmisión
(terminales portátiles, naves espaciales y satélites de
comunicación), la comunicación se realice a grandes distancias
(Transmisiones en espacio profundo), e incluso aplicaciones
militares en las que las interferencias causadas por el enemigo o
la necesidad de encriptar la transmisión determinan la seguridad y
calidad de la comunicación.
Por tanto, la invención que se describe
constituye un potente sistema de mejora en la obtención de la
sincronización de los sistemas de comunicaciones actuales y
futuros, en especial los que utilicen modulación mediante
secuencias complementarias OTDM o sus variantes, y cuando existan
restricciones en la potencia de transmisión.
La Figura 1.- Muestra el proceso en el que el
impulso de sincronismo (que ocupa el mismo ancho de banda que los
símbolos correspondientes a los datos), T(\omega), es
convolucionado con las M secuencias Ai y las M secuencias Bi del
conjunto de M pares de secuencias ortogonales seleccionado (1).
Las salidas son convolucionadas y sumadas en
(2) para obtener una modulación en cuadratura y ser enviadas a
cualquier medio de transmisión, H(\omega). En el receptor
(3), las señales, con ruido aditivo, N(\omega), son
correladas con los símbolos utilizados en la modulación (2) para
obtener un estimador de ambas fases en cuadratura extraídas con
ruido. Dichas señales son decodificadas (4) mediante la correlación
con los mismos M pares de secuencias complementarias ortogonales
empleadas en la transmisión (1), de modo que a la salida del
proceso se recupera una señal T'(\omega) que posee un máximo en el
instante de sincronismo, su aplicación a un detector de umbral nos
dará el instante de llegada o sincronismo.
La Figura 2.- Muestra el esquema básico del
método de codificación que se encuentra dentro del bloque (1).
Consta de M bloques idénticos 1.1 a 1.M que realizan la convolución
descrita en el apartado anterior con la señal de sincronismo de
entrada T(\omega).
Todos ellos obtienen dos fases, I_{i}/Q_{i}.
Una a una son sumadas para obtener a su salida las señales I y Q
en banda base, que posteriormente se enviarán a la etapa de
modulación.
La Figura 3.- Muestra un detalle de uno de los
convolucionadores del bloque (1) por uno de los M pares de
secuencias complementarias empleadas, obteniendo dos fases que son
posteriormente moduladas en (2).
La Figura 4.- Muestra el modulador de las
señales generadas por el bloque (1) anterior, consistente en dos
convolucionadores por dos símbolos en cuadratura (seno y coseno)
respectivamente, a la frecuencia de transmisión. Ambas salidas se
suman, generando así una modulación QAM.
La Figura 5.- Muestra un esquema básico del
método de decodificación interno del bloque (3). En él se
encuentran dos bloques idénticos que realizan la correlación de la
señal de entrada con los símbolos en cuadratura empleados en la
transmisión (o una aproximación de los mismos), obteniendo a la
salida, la estimación de las fases en cuadratura transmitidas
(I'/Q').
La Figura 6.- Muestra un esquema de realización
del bloque decodificador (4). En él se observa el proceso de
correlación de las señales de entrada con las secuencias A y B
transmitidas correspondientes interpoladas m-1
muestras, siendo m el número de muestras por símbolo.
La Figura 7.- Muestra un esquema de realización
de uno de los codificadores del bloque (4), 4.i, en el que se
observa el proceso de correlación simultánea de las fases estimadas
de entrada con las secuencias A y B correspondientes para obtener
las señales de salida T'_{i}(\omega), siendo i el número
del bloque correspondiente.
Todos los bloques son idénticos, sin embargo,
como se ha explicado a lo largo del texto, los conjuntos de
secuencias empleadas por todos ellos cumplen la propiedad de
ortogonalidad o cuasiortogonalidad entre los mismos. La suma de
todas ellas nos da el estimador del instante de llegada del
impulso de sincronismo.
La Figura 8.- Muestra un esquema básico de la
optimización del proceso en partiendo de la fase S I, se le aplica
una correlación (A) para obtener la estimación de la fase I, y una
segunda correlación (B) mediante un segundo bloque correlador
retrasado al menos M/4, para obtener sumando ambas salidas I' y Q'
el estimador T'(w).
A continuación se detalla una posible
realización de este método aplicada a un sistema de comunicación
punto a punto por radio en espacio libre. Por claridad, en la
figura 1 aparece esquematizado la implementación para el caso de un
transmisor en cuadratura, el cual realiza la modulación de los
datos recibidos por un medio cualquiera de transmisión, utilizando
dos fases I/Q.
De acuerdo con lo explicado anteriormente,
partimos de conjunto de M pares de secuencias complementarias Golay
(Ai/Bi) de longitud L bits, previamente generadas y
almacenadas en el transmisor mediante, 2M registros binarios
(valores 1 y -1), que pretendemos convolucionar simultáneamente
(figura 2) con las muestras de la señal de sincronismo de entrada
T(\omega).
En la figura 3 se observa además, en detalle,
uno de los M bloques codificadores básicos (BCB) de los que
consta el codificador de la figura 2.
El codificador realiza las siguientes tareas,
siendo R la velocidad de transmisión del sistema original en
símbolos/s:
Los datos digitales de las fases I/Q.
sobremuestreados al menos a la frecuencia de Nyquist (2R), son
convertidos y convolucionados simultáneamente con cada secuencia A
y B de cada uno de los M pares, y el resultado es enviado a las dos
salidas correspondientes a la frecuencia de muestreo.
Cada convolucionador realiza la operación de
convolución a la frecuencia de muestreo, pero las muestras de las
secuencias complementarias con las que convoluciona están
interpoladas con m-1 ceros, siendo m
el número de muestras por símbolo, y que dependerá de la frecuencia
de muestreo f_{s} de modo que m = f_{s}/R. Las dos
salidas generadas por cada BCB, son sumadas una a una con las
correspondientes salidas del resto de bloques idénticos, obteniendo
así dos señales en banda base I/Q.
Posteriormente, ambas fases I/Q son
convolucionadas, mediante el esquema de la figura 4, mediante dos
símbolos en cuadratura S_{I}/S_{Q}. Esta figura representa un
esquema de detalle del decodificador, que está formado también por
M bloques decodificadores básicos (BDB), detallados en la figura 5.
Dichos bloques idénticos, realizan las siguientes tareas:
La señal recibida con ruido y distorsionada por
la respuesta al impulso del medio, es correlada en (figura 1), que
comprende filtros adaptados a los símbolos empleados, con los
símbolos en cuadratura empleados en transmisión (o una aproximación
de ellos) obteniendo así una estimación de ambas fases
transmitidas (figura 5), I'/Q'.
Las dos fases obtenidas son correladas en el
bloque (4) con las mismas secuencias empleadas en la codificación
según la figura 6, con el mismo nivel de interpolación de ceros que
en el transmisor (m-1), pero con la
diferencia de que la segunda correlación es retrasada M/4, de modo
que las salidas de los correladores son sumadas muestra a muestra,
figura 7. De este modo obtenemos un estimador del instante de
sincronismo T'(w) con una mejora de relación señal a ruido
dependiente de la longitud de las secuencias empleadas y del
conjunto de M pares de secuencias complementarias.
Ambos aparatos conforman el sistema de
sincronización.
Claims (9)
1. Dispositivo y método para la sincronización
de un sistema de comunicación de datos mediante secuencias
complementarias, caracterizado esencialmente porque dicho
dispositivo permite codificar, transmitir y decodificar la
información de marca temporal a través de un canal de
comunicaciones, y además porque la codificación de las señales
moduladas en banda base y su espectro utilizando conjunto de
secuencias complementarias permite modificar positivamente, una vez
decodificada, la relación señal ruido en recepción y la detección
de dicha marca temporal.
2. Dispositivo y método para la sincronización
de un sistema de comunicación de datos mediante secuencias
complementarias, caracterizado por la reivindicación 1ª y
además porque el dispositivo permite codificar la información de
marca temporal a través de un canal de comunicaciones que comprende
la generación de conjuntos de secuencias complementarias
ortogonales o de baja correlación cruzada, que codifican el impulso
del sincronismo en banda base y donde la codificación comprende al
menos:
- \bullet
- un generador de secuencias binarias, empleadas en la codificación del impulso de sincronismo que utiliza M conjuntos de pares de secuencias complementarias ortogonales (Ai, Bi), o de baja correlación cruzada, para codificar, al menos dos fases (I, Q) en banda base de cualquier sistema convencional de modulación de cuadratura.
- \bullet
- un codificador que convoluciona M conjuntos de secuencias complementarias ortogonales (Ai, Bi) con las fases en cuadratura (I, Q) respectivamente para obtener 2M fases de salida codificadas M corresponden a Ai, M a Bi,
- -
- donde cada grupo de M fases generadas, mediante la convolución de los M conjuntos de secuencias complementarias, se suman una a una para así obtener dos fases que conforman la señal de sincronismo codificada en banda base,
- -
- y donde las dos fases obtenidas del proceso de codificación son moduladas en QAM (Quadrature Amplitude Modulation) y enviadas a un transmisor para enviarlas al medio de transmisión.
- -
- y donde se codifican los impulsos del sincronismo en banda base con el fin de generar una señal de sincronismo y ser enviada a través de un medio cualquiera de transmisión.
3. Dispositivo y método para la sincronización
de un sistema de comunicación de datos mediante secuencias
complementarias, caracterizado por las reivindicaciones 1ª y
2ª y además porque el dispositivo para recibir la señal de
sincronismo a través de un canal de comunicaciones se encuentra
esencialmente realizado sobre la base de:
- \bullet
- un primer correlador que extrae un estimador de las fases en cuadratura (I'Q') correspondientes y que comprende filtros adaptados a los símbolos empleados.
- \bullet
- un segundo correlador que extrae la estimación de las 2M fases correspondientes y que comprende filtros adaptados a los conjuntos de secuencias complementarias utilizadas en la transmisión, correladores o convolucionadores, su suma y los medios para acondicionar la salida de dichos filtros adaptados hacia el detector de banda ancha.
4. Dispositivo y método para la sincronización
de un sistema de comunicación de datos mediante secuencias
complementarias, caracterizado por las reivindicaciones 1ª y
2ª y además porque el dispositivo para decodificar la información
en banda base recibida según la reivindicación 2ª, con el fin de
extraer una marca temporal T'(w), codificada según la
reivindicación 1ª, es recibida desde un medio cualquiera de
transmisión.
5. Dispositivo y método para la sincronización
de un sistema de comunicación de datos mediante secuencias
complementarias, caracterizado según las reivindicaciones
anteriores y además porque el método para codificar los impulsos
del sincronismo en banda base comprende al menos:
- \bullet
- El almacenamiento de los M conjuntos de secuencias complementarias de longitud N, en registros binarios de N bits, cuyos valores están comprendidos entre 1 y -1.
- \bullet
- La convolución del impulso de sincronismo con los M conjuntos de secuencias complementarias (Ai, Bi) interpoladas con m-1 ceros entre bits,siendo m = fs*T, fs la frecuencia de muestreo de las señales de entrada y T el tiempo de duración del impulso de sincronismo y donde se tiene que cumplir que:
- -
- La suma de cada uno de los M bloques convolucionadores correspondientes a las secuencia Ai, para obtener la señal en fase I.
- -
- La suma de cada uno de los M bloques convolucionadores correspondientes a las secuencias Bi, para obtener la señal en fase Q.
- -
- La modulación de ambas fases en cuadratura y el envío de las fases obtenidas a un medio de transmisión.
6. Dispositivo y método para la sincronización
de un sistema de comunicación de datos mediante secuencias
complementarias, caracterizado por la reivindicación 2ª y
además porque para la estimación de las fases en cuadratura (I',
Q') se emplea una aproximación de los símbolos utilizados en la
transmisión S_{I}, S_{Q}, tal que dicha aproximación
corresponde a las siguientes ecuaciones:
siendo M el número de muestras por
ciclo de la portadora y m el número de ciclos por
símbolo.
\dotable{\tabskip\tabcolsep#\hfil\tabskip0ptplus1fil\dddarstrut\cr}{
s _{I} [n] = 0..0..1..1..0..0..-1..-1\cr \cr
s _{Q} [n] =
-1..0..0..1..1..0..0..-1\cr}
donde, 0..0 corresponde a M/4
ceros; 1..1 corresponde a M/4 unos y -1..-1 a M/4 -1's, siendo
M el número de muestras por ciclo de
portadora.
7. Dispositivo y método para la sincronización
de un sistema de comunicación de datos mediante secuencias
complementarias, caracterizado por las reivindicaciones 2ª y
6ª y además porque el método de decodificación está realizado sobre
la base de una primera correlación que extrae la estimación de las
fases I/Q y realiza una segunda correlación con los M conjuntos de
secuencias complementarias correspondientes por fases, sumándolas y
obteniendo un estimador óptimo del instante del sincronismo
T'(\omega).
8. Dispositivo y método para la sincronización
de un sistema de comunicación de datos mediante secuencias
complementarias, caracterizado por las reivindicaciones 3ª y
6ª y además porque el método de decodificación correspondiente
comprende al menos:
- \bullet
- los medios para realizar una primera operación de correlación de la señal de entrada con los símbolos empleados en la transmisión, o una aproximación de ellos, en cuadratura y la introducción de ellas a cada uno de los M bloques decodificadores básicos (BDB).
- \bullet
- el filtrado mediante correlación, convolución o filtro adaptado a los M conjuntos de secuencias complementarias, correspondientes a las distintas fases recuperadas.
- \bullet
- La suma de los resultados del apartado anterior para obtener la marca temporal original T'(\omega).
- \bullet
- La extracción mediante umbralización del instante del sincronismo que coincide con el máximo de la marca temporal.
9. Dispositivo y método para la sincronización
de un sistema de comunicación de datos mediante secuencias
complementarias, caracterizado por las reivindicaciones 2ª,
3ª y 6ª y además porque la optimización del proceso aplica una sola
correlación por el símbolo en fase S_{I} para obtener la
estimación de la fase I, cuyo resultado es correlado, mediante un
segundo bloque correlador, por ambas secuencias complementarias
simultáneamente, la salida de la correlación correspondiente al par
transmitido mediante el símbolo S_{Q}, retrasada M/4 muestras
corresponde con la estimación de la autocorrelación por el par B y
donde sumando ambas salidas obtenemos el estimador T'(\omega) que
nos sirve de marca temporal; siendo M el número de muestras por
ciclo de la portadora.
Priority Applications (3)
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|---|---|---|---|
| ES200302981A ES2244304B1 (es) | 2003-12-17 | 2003-12-17 | Dispositivo y metodo para la sincronizacion de un sistema de comunicacion de datos mediante secuencias complementarias. |
| PCT/ES2004/000553 WO2005062520A1 (es) | 2003-12-17 | 2004-12-13 | Dispositivo y metodo para la sincronizacion de un sistema de communcacion de datos mediante secuencias complementarias |
| EP04805096A EP1746759A1 (en) | 2003-12-17 | 2004-12-13 | Device and method for the synchronisation of a data communication system using complementary sequences |
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|---|---|---|---|
| ES200302981A ES2244304B1 (es) | 2003-12-17 | 2003-12-17 | Dispositivo y metodo para la sincronizacion de un sistema de comunicacion de datos mediante secuencias complementarias. |
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|---|---|
| ES2244304A1 ES2244304A1 (es) | 2005-12-01 |
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Family Applications (1)
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| US6567482B1 (en) * | 1999-03-05 | 2003-05-20 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method and apparatus for efficient synchronization in spread spectrum communications |
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|---|---|---|---|---|
| FR2814885B1 (fr) * | 2000-10-03 | 2003-05-30 | Mitsubishi Electric Inf Tech | Methode de synchronisation de stations de base |
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- 2003-12-17 ES ES200302981A patent/ES2244304B1/es not_active Expired - Fee Related
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- 2004-12-13 WO PCT/ES2004/000553 patent/WO2005062520A1/es active Application Filing
- 2004-12-13 EP EP04805096A patent/EP1746759A1/en not_active Withdrawn
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6567482B1 (en) * | 1999-03-05 | 2003-05-20 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method and apparatus for efficient synchronization in spread spectrum communications |
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| EP1746759A1 (en) | 2007-01-24 |
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