JP5875561B2 - 通信システム内の同期及び情報送信を改善する方法 - Google Patents

Description

本発明は、通信システム内の同期及び情報送信の方法、及びより詳細には、無線通信システム、送信器ユニット及び受信器ユニットに関する。

セル検索手順内での使用を意図する、ＥＵＴＲＡ同期チャネル（ＳＣＨ）の、幾つかの異なる提案が、現在まで３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ ＲＡＮ１で提案されてきた。例えば、Ｍｏｔｏｒｏｌａ，”Ｃｅｌｌ Ｓｅａｒｃｈ ａｎｄ Ｉｎｉｔｉａｌ Ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ ｆｏｒ ＯＦＤＭ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ”， Ｒ１−０５１３２９， Ｓｅｏｕｌ， Ｋｏｒｅａ， Ｎｏｖ． ７−１１， ２００５（この論文は、以下で文書１と呼ばれる）。

ＷＣＤＭＡ（登録商標）規格内に存在するソリューションと比較して、Ｍｏｔｏｒｏｌａ（登録商標）の提案は、同時並行的な初期タイミング取得及びセルの特定に向けて前進をもたらした。このようにすると、完全なタイミング取得及びセル特定の結果をもたらす、セル検索手順全体の所要時間は、短縮されるものと想定される。

この提案によると、同期チャネルは、（ＯＦＤＭ波形の最後のＬ_ＣＰ個のサンプルと同一である）Ｌ_ＣＰ個のサンプルのサイクリックプレフィクスによって先導される、２つの連結された同一のセル固有のＯＦＤＭ波形を具備する。そのようなＳＣＨは、受信器内のブラインド差動相関検出による初期タイミング取得をサポートするように設計される。Ｔ．Ｍ．Ｓｈｉｍｉｄｌ ａｎｄ Ｄ．Ｃ．Ｃｏｘ，“Ｒｏｂｕｓｔ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ａｎｄ Ｔｉｍｉｎｇ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＯＦＤＭ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， Ｖｏｌ． ４５， ｐｐ．１６１３−１６２１， Ｄｅｃ． １９９７を参照せよ（この論文は、以下で文書５と呼ばれる）。

セルの特定は、初期タイミング取得の後に、素数長のセル固有のＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンスの成分を伴う副搬送波を変調することによって取得されるセル固有のＯＦＤＭ波形を検出することによって実施される。（Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンスは、いわゆるＧＣＬシーケンスのずっと広範なファミリーを生成するための基礎である。Ｂ．Ｍ．Ｐｏｐｏｖｉｃ， ”Ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ ｃｈｉｒｐ−ｌｉｋｅ ｐｏｌｙｐｈａｓｅ ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ ｗｉｔｈ ｏｐｔｉｍｕｍ ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓ”， ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ， ｖｏｌ．３８， ｐｐ．１４０６−１４０９， Ｊｕｌｙ １９９２を参照せよ。）（この論文は、以下で文書６と呼ばれる。）ＧＣＬシーケンスのセル固有のインデックスは、受信された信号サンプルのブロックの差動符号化の後に、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を使用することによって検出されても良い。

上記の同期チャネルのソリューションは、減少された全体のセル検索時間の点ではとても将来性のあるものに思えるが、それでもなお、そのタイミング取得は、差動相関関数の幅広の三角形形状のために、ノイズ／干渉に対して非常に影響を受けやすい。

文書１からのＳＣＨ信号は、２回反復された基本セル固有のＯＦＤＭ波形Ｗ（ｌ），ｌ＝０，１，…，Ｎ／２−１を具備する、同期信号ｓ（ｋ），ｋ＝０，１，…，Ｎ−１が続くサイクリックプレフィクスを具備する。ここで、Ｎは、送信器内のＩＤＦＴの後に取得されたＯＦＤＭ信号内のサンプルの数である。ＳＣＨのタイミングは、後続のアルゴリズムによって受信器内で検出されうる。
受信された信号において最大相関振幅をもたらすＮ個のサンプルのブロックの遅延を発見するとともに、そのような遅延を、ＯＦＤＭシンボル復調の初期タイミングとして選択する。

受信された信号ｒ（ｋ），ｋ＝０，１，…，Ｎ−１の差動相関Ｃ（ｐ）は、数学的に、

と表しうる。ここで、ｐは、同期信号の第１サンプルの正しい位置に対する、Ｎ個の受信されたサンプルのブロック内の第１サンプルの遅延を表すとともに、「^＊」は複素共役を表す。もし受信された信号が、反復波形Ｗ（ｋ）のみを（サイクリックプレフィクスなしに）具備するならば、次いで、受信された信号の差動相関は、Ｎを偶数として、

に対してのみ存在する、波形Ｗ（ｋ）の差動相関関数Ｃ_Ｗ（ｐ）に等しいとともに、

によって与えられることが従う。

Ｎ＝１２８個のサンプルのＩＦＦＴで生成された、１０個のサンプルからなるサイクリックプレフィクスを伴う、文書１からの同期信号の差動相関関数は、図１内に示される。

数式（２）は、図１内の差動相関関数の幅広の三角形のような形状を説明する。三角形形状の小さい歪みは、信号包絡線の変動からくる。このようにして、（２）から、差動相関は、同期信号の包絡線のみに依存し、従って定常包絡線を伴う異なる同期信号は、同一の差動相関を生成することを理解しうる。図１内の差動相関関数は、サイクリックプレフィクス（文書５）の長さに等しい長さを具備する台地型を達成する。

差動相関のピーク検出は、例えば、受信されたサンプルの（１０ｍｓの）フレーム内で計算される相関関数の最大値を発見することによってなされうる。しかしながら、ユーザ装置（ＵＥ）内で同時に受信されうる、複数のセルからの同期信号がありうるとともに、それらの全ては、セル検索手順で検出されなければならない。従って、受信されたサンプルのフレーム内の差動相関のピーク検出は充分ではない。なぜなら、それは、異なるセルから入来するピークを区別できないからである。

その代わりに、又は追加的に、何らかの種類のしきい値ベースの選択が適用されなければならない。例えば、各々の同期信号の正確な到達時間を発見するために、対応する相関ウィンドウ内の信号エネルギーの特定のパーセンテージよりもより大きい全ての相関値が、ピーク検出によるさらなる処理のために選択されるように、各々の差動相関値の振幅は、観測された相関値を計算するのに使用される、Ｎ／２個のサンプルからなる相関ウィンドウ内の信号エネルギーに比例する適応しきい値と比較しても良い。

上記の適応しきい値との比較は、文書５，等式（８）で定義された、（後半シンボル内の受信エネルギーで正規化されている）正規化された差動相関を、０及び１の間の固定しきい値と比較することと等価である。タイミング取得パフォーマンスは、基本的に、差動相関の性質によって決定されるので、我々は、信号エネルギーでの正規化を、これ以上議論しない。

もし差動相関関数が、擬ランダム信号の非周期的な自己相関関数に類似する、ゼロ遅延に対応する細い中心相関ピーク及び他の遅延に対する低相関サイドローブを伴う、インパルス的な形状を具備するならば、ずっと良いタイミング取得性質が獲得される。

インパルス的な差動相関関数は、Ｂ．Ｐａｒｋ他，“Ａ Ｎｏｖｅｌ Ｔｉｍｉｎｇ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ ＯＦＤＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ”，ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｌｅｔｔｅｒｓ， Ｖｏｌ．７，ＮＯ．５，ｐｐ．２３９−２４１， Ｍａｙ ２００３の等式（１０）内で
ｓ（ｋ）＝［Ｗ（ｋ）Ｚ（ｋ）Ｗ^＊（ｋ）Ｚ^＊（ｋ）］ …（３）
として提案されるＯＦＤＭ同期信号によって取得される（この論文は、以下で文書７と呼ばれる）。ここで、Ｎ／４個のサンプル長の波形Ｗ（ｋ）は、擬ノイズシーケンスのＩＦＦＴによって生成される一方で、波形Ｚ（ｋ）は、Ｗ（ｋ）に対称になるように設計される。同期信号（３）は、（文書７）

として定義される、修正差動相関によって検出される。

信号（３）は、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）によって生成されるように、ＯＦＤＭ信号として明示的及び排他的に定義されるので、文書７は、離散スペクトルダイレクトシーケンス信号のような他のタイプの中心対称同期信号を想定していない。

もし我々が、信号（３）内の複素共役を無視するならば、我々は、それが、基本的に、その反復長Ｎ／２個のサンプルの基本反復波形が中心対称である反復信号であることを理解しうる。そのような信号は、インパルス的な差動相関関数を具備するが、その反復構造は、副搬送波をＯＦＤＭ信号内部で変調するのに使用される擬ノイズシーケンスの性質に関らず、各々が常時信号エネルギーの４分の１に等しい高相関サイドローブをもたらす。高相関サイドローブは、タイミング取得誤りの確率増大を引き起こしうるので、可能な限りそれらを低減するのが好ましい。

そのほか、同期信号（３）内で反復される基本波形のより短い長さ（Ｎ／２）は、より少ない数の生成されうる異なる同期信号を示唆する。同期信号は、タイミング取得のみならず、情報送信にも利用すべきでない（文書７内で考察されていない）セルラーシステム内のセル検索のような、興味のある応用例では、低い相互相関を伴って起こりうるより少ない数の異なる同期信号は、同期信号によって運ばれうるより少ない量の情報を示唆する。

さらに、信号の後半の基本反復波形の複素共役は、特にもし信号が、複素擬ノイズシーケンスのＩＤＦＴによって取得されることを想定するならば、信号発生器及び復調器の実施を複雑にしうる。

また、同期信号の中心対称部分（３）は、２つの対称波形を具備するので、Ｎ／２は偶数である。しかしながら、幾つかの状況では、奇数の長さＮ／２の単一中心対称波形を具備するのが好ましく、それは、同期信号で、何回も反復されうる。

Ｚｈａｎｇ他，“Ｊｏｉｎｔ Ｆｒａｍｅ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｏｆｆｓｅｔ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ＯＦＤＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｏｎ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ， ｖｏｌ．５１， ｎｏ．３， Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ ２００５は、ジョイントフレーム同期及び搬送波周波数オフセット推定構造を説明する。この論文は、主に、周波数誤差推定を改善することに集中しているように思われる。訓練シンボルの到達時刻がどのようにして厳密に推定されるかは説明されていない。

特開２００１−３３３０４１号公報 特開２００６−１６６４３６号公報 特開２００７−１３９８２号公報

Zhongshan Zhang et al.，‘Frequency Offset Estimation With Fast Acquisition in OFDM System’，Communications Letters, IEEE，２００４年 ３月，pp. 171-173 Motorola，‘Cell Search and Initial Acquisition for OFDM Downlink’，R1-051329，3GPP，２００５年１１月 ７日，ＵＲＬ，http://www.3gpp.org/ftp/tsg_ran/WG1_RL1/TSGR1_43/Docs/R1-051329.zip

従来技術の１つ又は複数の問題へのソリューション又は低減を提案するのが本発明の目的である。主目的は、従って、ノイズ／干渉への低減された感応性を伴う通信システムの同期を可能にするとともに、また、情報の同時発生的な送信を可能にする方法を提案することである。

このようにして、本発明によると、通信システム内の同期及び情報送信を改善する信号は、中心対称部分ｓ（ｋ）とともに生成され、中心対称部分ｓ（ｋ）は、その絶対値の形状で対称であり、中心対称部分ｓ（ｋ）は、任意の長さＮであるとともに、シーケンスの集合からの一意的に特定可能なシーケンスｃ（ｌ）をベースとする。本発明によると、信号は、通信チャネル上で送信されるとともに、次いで受信される。最大相関振幅をもたらす上記受信された信号のＮ個のサンプルのブロックの遅延を発見するとともに、そのような遅延を、復調の初期タイミングとして選択し、次いで、シーケンスの集合からの唯一のシーケンスｃ（ｌ）が検出され、それによって送信された情報が抽出される。
中心対称部分ｓ（ｋ）は、例えば、次の１つでありうる。

信号の中心対称部分は、信号の中心対称部分の最後のＬ_ＣＰ個のサンプルに同一である、Ｌ_ＣＰ個のサンプルのサイクリックプレフィクスによって先導されうる。
信号の中心対称部分ｓ（ｋ）は、Ｈ（ｎ）＝Ｈ（Ｎ−ｎ），ｎ＝０，１，２，…，Ｎ−１であるようなＮ個の副搬送波重みのスペクトルＨ（ｎ）のＩＤＦＴとして取得されるＯＦＤＭ信号として生成されても良い。ここで、ＤＦＴの周期性によりＨ（Ｎ）＝Ｈ（０）が成立する。
スペクトルＨ（ｎ）は、擬ランダムシーケンスｃ（ｌ），ｌ＝０，１，…，Ｌ−１，Ｌ＝Ｎの成分を使用することによって、占有副搬送波周波数のフーリエ係数として、

として取得されても良い。ここで、ｃ（ｌ），ｌ＝０，１，…，Ｌ−１は、奇数長Ｌの中心対称シーケンスである。

本発明の方法は、通信システム内の送信器ユニットを通して、及び受信器ユニット内で実施されても良い。それらは、一緒に、少なくとも１つの送信器ユニット及び少なくとも１つの受信器ユニットを具備する無線通信システムの部分を形成する。送信器ユニット及び受信器ユニットは、次のように実施される。

本発明は、受信器内でのタイミング取得をサポート及び緩和するために送信される同期信号が、また、送信器の識別番号等のような幾つかの情報を搬送しなければならないような応用例で、受信器内のタイミング取得のパフォーマンスを実質的に改善する。そのような応用例の１つは、セルラーシステム内のセル検索手順である。そのほか、それによって、文書１内の従来技術と比較して増大した情報量を同期信号で搬送することが可能になる。

本発明の追加的な特徴及び利点は、後の説明から明白になる。

本発明を例証する実施形態を、添付図面を参照して本明細書で説明する。

図１は、従来技術による相関関数を説明する。 図２は、反転相関関数を説明する。 図３は、種々の正確なタイミング取得の確率を表すグラフである。 図４は、種々の正確なタイミング取得の確率を表すグラフである。 図５は、種々の正確なタイミング取得の確率を表すグラフである。 図６は、種々の正確なタイミング取得の確率を表すグラフである。 図７は、本発明の実施形態による無線通信システムを説明する。

インパルス的な差動相関関数を達成するために、我々は、先ず、サンプルのできる限り多くの異なる積が、異なる遅延に対応する合計内に含まれるように、差動相関の定義を修正する。このようにして、同期していない遅延に対応する差動相関値は、ランダム化される。

ランダム同期していない差動相関値を達成する１つの仕方は、（１）内で使用されるサンプルのブロックの１つ内のサンプルの順序を反転することである。我々は、いわゆる反転差動相関Ｄ（ｐ）を、

として定義する。
ここで、ｐは、同期信号の第１サンプルの正しい位置に関する、Ｎ個の受信されたサンプルからなるブロック内の第１サンプルの遅延を表すとともに、

は、ｘの天井関数、即ち、ｘよりも大きい又は等しい最小の整数を表す。

個のサンプルからなる相関ウィンドウ内の信号エネルギーに等しい、ｐ＝０での最大可能相関値（５）を取得するために、同期信号ｓ（ｋ），ｋ＝０，１，…，Ｎ−１は、中心対称、即ち、

になるべきである。ここで、Ｎは任意の正の整数であるとともに、我々は、信号エネルギーは、

個のサンプルからなる第１及び第２ブロックの間に均等に分布されているものと仮定する。

（５）及び（６）から、同期信号ｓ（ｋ）の反転差動相関Ｄ_ｓ（ｐ）は、

に対してのみ存在するとともに、

によって与えられることが従う。

数式（７）は、

として定義される、同期信号ｓ（ｋ）の非周期的な自己相関関数Ｒ（ｐ）に非常に類似する。

理解されるように、Ｄ_ｓ（ｐ）及びＲ（ｐ）の間の唯一の違いは、合計成分の低減された数にある。このようにして、もしｓ（ｋ）が、インパルス的な非周期的自己相関関数を具備するならば、その反転差動相関関数は、同様にインパルス的になる非常に良好な機会を具備する。

等式（７）は、一般に、非反復的でありながら中心対称である擬ランダム信号は、反復信号よりも低い相関サイドローブを生成することを示す。

（６）によって定義される中心対称的同期信号の代替物では、

を満足するようなものであり、この場合、反転差動相関は、

として再定義される必要がある。

従来技術、文書７の等式（１０）内で提案されたＯＦＤＭ同期信号（３）と、は、信号（９）の特別な場合として捉えることが可能である。（３）が、Ｎ ｍｏｄ ４＝０に対してのみ定義される一方で、（９）は、任意の長さＮに対して定義されるので、（９）は、より一般的であることに留意する。

反転差動相関の同一の最大絶対値は、もし信号が歪対称である、即ち、

として定義されるならば、取得可能である。

同様に、（１０）の絶対値は、もし信号が、

として定義されるならば、変化しない。

実施形態１
中心対称同期信号（６）の設計及び対応する反転差動相関関数（５）の性質を説明するために、我々は、文書１内で与えられた前提から開始してＯＦＤＭ中心対称同期信号の集合を生成する。サンプリング周波数は、１．９２ＭＨｚであり、副搬送波離間は１５ｋＨｚであり、占有副搬送波の最大数は、１．９２ＭＨｚ周波数帯域内部の全Ｎ＝１２８個の副搬送波の内でＮｏｓｃ＝７６である（送信帯域幅は１．２５ＭＨｚである）。占有副搬送波は、良好な相互相関性質を伴って、シーケンスの集合からの擬ランダムシーケンスの成分によって変調される。集合からの異なるシーケンスは、異なるセル識別番号（ＩＤ）によってラベル付けされる。受信されたＯＦＤＭ信号のＤＦＴ復調の後に、送信されたシーケンスは、特定の信号処理が続く、副搬送波からの逆マッピングによって特定されても良い。シーケンス間の低い相互相関は、複数の信号が同時に異なるセルから受信されるときの、シーケンスのより高信頼性の特定に貢献する。

長さＮ＝１２８のサンプル出力ＯＦＤＭ同期信号ｓ（ｋ）は、

として、Ｎ＝１２８個のフーリエ係数のスペクトルＨ（ｎ）のＩＤＦＴによって取得される。

もしＨ（ｎ）＝Ｈ（Ｎ−ｎ），ｎ＝０，１，２，…，Ｎ−１であり、ＤＦＴの周期性によりＨ（Ｎ）＝Ｈ（０）が成立するならば、ｓ（ｋ）は、また、そのｓ（Ｎ／２）サンプルのまわりで対称である、即ち、
Ｈ（ｎ）＝Ｈ（Ｎ−ｎ）のときに限り、ｓ（ｋ）＝ｓ（Ｎ−ｋ），ｋ，ｎ＝１，…，Ｎ−１…（１２）
であることが示されうる。（１２）の証明が続く。

ｓ（ｋ）を

とする定義から開始して、

が従う。ここで、我々は、変数変換ｎ＝Ｎ−ｌを導入し、合計を並べ替えするとともに、ＤＦＴの周期性（Ｈ（ｎ）＝Ｈ（ｎ＋Ｎ））を使用した。（Ａ．１）及び（Ａ．２）から、充分条件である、もしＨ（ｎ）＝Ｈ（Ｎ−ｎ）ならば、Ｓ（ｋ）＝ｓ（Ｎ−ｋ）が従う。それは、Ｈ（ｎ）の表現から開始することによって示されうるように、Ｈ（ｎ）＝Ｈ（Ｎ−ｎ）であるときに限り、それはｓ（ｋ）＝ｓ（Ｎ−ｋ）であることを意味する必要条件でもある。

スペクトルＨ（ｎ）は、占有副搬送波周波数で、擬ランダムシーケンスｃ（ｌ），ｌ＝０，１，…，Ｌ−１，Ｌ＝Ｎｏｓｃの成分を、フーリエ係数として使用することによって取得されても良い。

ここで、ｃ（ｌ），ｌ＝０，１，…，Ｌ−１は、奇数長Ｌの中心対称シーケンスとして、もし我々が、ｃ（ｌ）及びＨ（ｎ）の間のマッピングを

として定義するならば、（１２）内の条件が満足されることは自明である。

従って、結果の同期信号ｓ（ｋ），ｋ＝０，１，２，…，Ｎ−１はサンプルｓ（０）のみがｓ（Ｎ／２）に関してその対称対を具備しないことを意味する、そのｓ（Ｎ／２）サンプルのまわりで対称的なローパスベース帯域ＯＦＤＭ信号である。換言すると、結果のＯＦＤＭ同期信号は、２つの部分を具備するものとして考察されうる。第１の部分は、１つのサンプルを具備するとともに、第２の部分は、ｓ（ｋ）＝ｓ（Ｎ−ｋ），ｋ＝１，２，…，Ｎ−１である、Ｎ−１個の中心対称サンプルを具備する。

上記のＯＦＤＭ信号のブラインド検出に対して、我々は、Ｎ−１個の入力信号サンプルのブロックを使用するとともに、

として反転差動相関を実施する必要があることをさらに意味する。

しかしながら、一度正確なタイミングが取得されたならば、Ｎ個のサンプル全体からなるブロックは、ＯＦＤＭ復調、及び後続の情報内容の特定（セルＩＤ）のために使用されるべきである。

残りの問題は、どのような種類の奇数長Ｌの中心対称シーケンスを、副搬送波の変調のために選択するかである。Ｌを素数として、反復ＯＦＤＭ同期信号を生成するために文書１内で使用されている、Ｌ−１個の擬ノイズシーケンス｛ａｒ（ｌ）｝，ｒ＝１，…，Ｌ−１は、

として定義される、奇数長ＬのＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ（ＺＣ）シーケンスである。ここで、

である。

もしＬが奇数ならば、ＺＣシーケンス（１５）は、（その（Ｌ−１）／２＋１番目の成分のまわりで）中心対称である、即ち、ａｒ（ｌ）＝ａｒ（Ｌ−１−ｌ），ｌ＝０，１，…，Ｌ−１であることが容易に示されうる。シーケンスの長さを、占有副搬送波の最大数よりも等しい又はより少なくするために、我々は、ＺＣシーケンスの最初及び最後の特定の数のシーケンス成分を、結果の短縮されたシーケンスが中心対称的に留まるように捨てても良い。

占有副搬送波の最大可能数は、Ｎｏｓｃ＝７６であるとともに、ＺＣシーケンスの長さは、素数でなければならないので、我々は、プロトタイプＺＣシーケンスを生成するために、（１５）内で、Ｌ＝７９を使用し、次いで、結果の短縮されたＺＣシーケンスが、中心対称に留まるように、それはプロトタイプＺＣシーケンスの最初の２個と及び最後の２個の成分を捨てることによって、長さＬ＝７５に短縮される。短縮されたシーケンスは、次いで、Ｈ（ｎ）のＩＤＦＴの後に、ＯＦＤＭ同期信号（１１）を生成するのに（１３）で使用される。

（１５）内で異なる値のｒを選択することによって、我々は、各々がセルＩＤに関する異なる情報を搬送する、Ｍ＝Ｌ−１＝７４個までの異なるＯＦＤＭ同期信号を取得可能である。セルＩＤの数は、同一サイズの同期信号に対して、文書１内のセルＩＤの数（４１）の殆ど２倍大きい。同時に、文書１からの差動符号化及びＩＤＦＴを使用することによるＺＣシーケンスの検出の原理は、この実施例内でも適用されても良い。

マルチパス伝播チャネルの場合での復調ロバスト性を確実にするために、ＯＦＤＭ同期信号は、サイクリックプレフィクスによって先導される。セルＩＤ＝ｒ＝２９及びＬ_ＣＰ＝１０個のサンプルからなるサイクリックプレフィクスを伴う、長さＬ＝７５の短縮されたＺＣシーケンスから取得されたＯＦＤＭ同期信号（１１）の反転差動相関関数の振幅は、図２内に表される。

サイクリックプレフィクスは、反転差動相関関数を、負遅延に対して若干増大されたサイドローブレベルを伴って、非対称的にする。しかしながら、サイドローブレベルは、主ピークと比較してなお相対的に低いので、タイミング取得誤りの確率がそれらによって影響されることは予想されない。

Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンスは、［６]
ｃ（ｌ）＝ａ（ｌ）ｂ（ｌ ｍｏｄ ｍ）， ｌ＝０，１，…，Ｌ−１，（１６）
として定義される、ＧＣＬシーケンス（ｃ（ｌ））の生成の基礎である。ここで、Ｌ＝ｓｍ^２であり、ｓ及びｍは、正の整数であり、｛ｂ（ｌ）｝は、単位振幅のｍ個の複素数からなる任意のシーケンスであるとともに、｛ａ（ｌ）｝は、長さＬのＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンスである。従って、中心対称ＧＣＬシーケンスを取得するためには、Ｌは奇数であるとともに、変調シーケンス｛ｂ（ｌ）｝は、中心対称でなければならない。中心対称ＧＣＬシーケンスは、もし本発明内で使用されると、それらのより大きな数のために、より多くの情報送信の可能性を具備する。そのほか、それらは、それらの変調シーケンスの選択とは別に、最適な相関性質を維持する。

タイミング取得パフォーマンス
セルラーシステムのユーザ装置（ＵＥ）内では、ＲＦ信号の（電源オン直後の）初期周波数誤差は、数万Ｈｚの桁であるかもしれない。一度受信器が、ベース基地局から受信された信号に固定されると、この周波数誤差は、数百Ｈｚの範囲内に低減される。ＵＥは、初期セル検索の後に、ベース基地局に固定され、ＵＥによって、それがスイッチオンされた後に、タスクは実施される。一度ＵＥが、その「ｃａｍｐｉｎｇ」セルを発見したなら、セル検索手順は、もしＵＥがアクティブモードならば、可能なハンドオーバー、又はもしＵＥがアイドルモードならば、（より良い信号受信のための）可能なセルの再選択、のいずれかのために、それが利用可能な近接セルを監視する監視モードに入る。監視モードでは、受信された信号及びＵＥのＲＦ信号の間の周波数誤差は、実質的に低減される。なぜなら、全てのセルは、強固に周波数同期されるとともに、ＵＥは、既にそれらの１つに同期されているからである。

このようにして、初期セル検索の間に、受信器内の比較的高い周波数誤差の下で、ベース基地局から送信された同期信号の到達時刻を検出可能であるべきである。

実施形態１からの同期信号のタイミング取得パフォーマンスは、加算性ホワイトガウスノイズ（ＡＷＧＮ）チャネル上の信号ノイズ比（ＳＮＲ）の関数として、正確なタイミング取得の確率を使用して、シミュレーションによって評価される。ＵＥ及びベース基地局の間の初期周波数誤差ｄｆの４つの値は、２．６ＧＨｚ搬送波周波数でｄｆ＝０，１，２及び３ｐｐｍでシミュレートされる。サイクリックプレフィクスは、全ての場合で１０サンプルの長さである。

推定された到達時刻が、ＯＦＤＭ信号のサイクリックプレフィクスと重なりあうように正しいタイミング位置の前に位置する誤差許容域内であるならば、タイミング取得は正確だと考察される。誤差許容域のサイズは、サイクリックプレフィクスの長さよりもより長くてはならないとともに、以前ＯＦＤＭシンボルのチャネル応答によってカバーされないサイクリックプレフィクスの部分と等しくなければならない。サイクリックプレフィクスの長さは、チャネル応答の最大予測長よりも、あまり（全く，ｉｆ ａｔ ａｌｌ）長くてはならないので、実際の誤差許容域は、２，３個のサンプルより長くはなりえない。しかしながら、文書１からの反復的同期信号が比較の基準として評価されるので、我々は、文書１からの信号に対して最良のパフォーマンスを取得するために、誤差許容域をサイクリックプレフィクスに等しくなるように取る。

差動相関の振幅は、周波数誤差に依存しないので、文書１からの信号は、周波数誤差なしに評価されることは、容易に知りうる。結果は、図３内に示される。

初期周波数誤差なしならば、反転差動相関によって検出される中心対称信号は、差動相関によって検出される反復信号を、正確に取得する確率０．５では１ｄＢより多く、かつ正確に取得する確率０．９では５ｄＢより多く優れている。

中心対称信号のパフォーマンスが周波数誤差の増大にともない悪化する一方で、非ゼロ値の周波数誤差に対して反復信号のパフォーマンスは不変である。１ｐｐｍ（２６００Ｈｚ）の周波数誤差では、相対的なパフォーマンスは、殆ど不変である。反復信号は、非常に低い信号ノイズ比でより良好になるが、２ｐｐｍの周波数誤差では、中心対称信号は、０．５より高い正確に取得する確率でより良好である。しかしながら、３ｐｐｍの周波数誤差では、中心対称信号は、信号ノイズ比に関らずタイミング同期取得に失敗する。これは、反転差動相関のサイドローブの幾つかが、たとえノイズの存在がなくても、主ローブよりもより大きくなるからである。

実施形態２
実施形態１からの信号に対するタイミング取得パフォーマンス結果は、もし周波数誤差が特定のしきい値より上ならば、差動相関は、反転差動相関よりもより良いタイミング取得を生成する一方で、特定の周波数誤差より下では、それは反対であることを実例で説明している。

この結果は、もし初期セル検索の間の周波数誤差が２ｐｐｍより上であるならば、同期信号が中心対称及び周期的の両方であることが有益であることを示唆する。そのような信号は、ＵＥのセル検索モードに依存して、即ち、受信された信号の搬送波周波数及び受信器内の基準ＲＦ信号の周波数の間の予測される最大周波数誤差に依存して、差動相関及び反転差動相関の両方によって、ＵＥ内で検出されうる。

このようにして、ベース局から同期信号が送信される初期セル検索は、差動相関を使用して実施されるべきである。一度セル検索が監視モードに入ると、同期信号は、反転差動相関によって検出可能であり、それは、もし周波数誤差が低いならば、ずっとより良いタイミング取得パフォーマンスを提供し、近接セルの高速な検出を可能にする。セル検索監視モード内では、より良い信号品質を伴う近接セルの迅速な検出は、ＵＥの低出力による送信を可能にするので、システム内の干渉を低減することに留意すべきである。

実施形態１内と同一の条件を仮定すると、中心対称及び周期的ＯＦＤＭ同期信号の集合は、マッピング（１３）及びＩＤＦＴ（１１）を使用することによって、素数長Ｌ＝３７の３６個のＺＣシーケンスの集合から生成されうる。ここで、Ｎ＝６４である。（１１）によって取得された長さ６４サンプルの信号は、次いで、周期的に延長される、即ち、最終的に、長さ１２８サンプルの、中心対称及び周期的な同期信号を生成するように反復される。以前の実施例内のように、結果の長さＮ＝１２８サンプルの信号ｓ（ｋ）内では、サンプルｓ（０）のみが、ｓ（Ｎ／２）に関するその対称対を具備しない。

同一の信号は、（１１）及び後続の一般的なマッピング

を使用して、（周期的延長なしに）直接的に取得されても良い。ここで、ｃ（ｌ），ｌ＝０，１，…，Ｌ−１は、奇数長Ｌの中心対称シーケンスであり、Ｒ＝２は、反復の数、即ち、信号内部の特定の基本波形の周期であるとともに、Ｎ＝１２８は、ＩＦＦＴサイズである。一般的には、マッピング（１７）は、もしＮ ｍｏｄ Ｒ＝０であるならば、周期Ｒを伴う中心対称信号を生成する。

上記同期信号のタイミング取得パフォーマンスは、加算的白色ガウシアンノイズ（ＡＷＧＮ）チャネル上の信号ノイズ比（ＳＮＲ）の関数として、正確なタイミング取得の確率を使用して、シミュレーションによって評価される。ＵＥ及びベース基地局の間の初期周波数誤差ｄｆの４つの値は、２．６ＧＨｚの搬送波周波数で、ｄｆ＝０，１，２及び３ｐｐｍでシミュレートされる。全ての場合で、サイクリックプレフィクスは、１０サンプルの長さである。結果は、図４で示される。

図３及び図４から、中心対称及び周期的ＯＦＤＭ信号の反転差動相関は、非周期的ＯＦＤＭ信号の反転差動相関関数よりも、３ｐｐｍの周波数誤差に対してよりロバストであることが分かる。数式（７）及び（８）の間の類似性から開始して、図３及び図４の異なるタイミング取得パフォーマンスの説明は、アンビギュイティ関数として公知である、対応する信号の一般化された非周期的な自己相関関数の性質に由来しうる。この関数は、遅延及び周波数誤差の２次元の関数である。

図３からの非反復信号のような、チャープ型の信号は、高い周波数誤差でその主要なロブがシフトされた非ゼロの遅延位置によって区別される、隆起線（ｒｉｄｇｅ−ｔｙｐｅ）型のアンビギュイティ関数を具備することは、公知である。この効果は、３ｐｐｍの周波数誤差での反転差動相関の崩壊の主な理由である。幾つかの他のセルＩＤを伴う信号は、この効果に対して、幾分かは影響を受けにくいとともに、より高い信号ノイズ比で、１に等しい取得確率に収束しうるが、それらは、また、幾分より高い周波数誤差では崩壊する。

一方で、図４からの１つのような、周期的信号は、時間−周波数平面内に一定の間隔でかなり高いサイドローブが配置されることで区別されるいわゆる針の筵型（ｂｅｄ−ｏｆ−ｎａｉｌｓ）のアンビギュイティ関数を具備するが、ゼロ遅延に対応する主ローブの位置は、周波数に関して不変である。基本的には、これらの信号は、高い周波数誤差でより小さい歪みをもたらす、より短い長さを実質的に具備するものとして振舞う。一方で、たとえ周波数誤差がなくても、同一の基本波形の２周期を具備する信号は、主ローブの少なくとも半分に等しい反転差動相関サイドローブを具備するように、反転差動相関の高いサイドローブは、信号の反復的性質に由来する。これは、図３及び図４を比較することによって認識しうるように、（２ｐｐｍより下の）低い周波数誤差に対する取得パフォーマンスの損失をもたらす。

実施形態３
上記に示されるように、実際の誤差許容域は、２，３個のサンプルより多くなりえない。しかしながら、当該場合では、たとえ（文書１からの反復的同期信号を検出するのに使用される）差動相関が高い周波数誤差でかなり悪いパフォーマンスを示すとしても、図５内で見られうるように、図３からの信号のタイミング取得パフォーマンスは、２個のサンプルの許容域を伴って評価される。

差動相関の不良パフォーマンスの理由は、ノイズが（正確な）ゼロ遅延より小さい相関台地内部の遅延で相関ピークを生成する可能性を非常に高くする、図１内に示された台地に存在する。このようにして、反復信号に対応する曲線は、信号ノイズ比の増大に伴い、非常にゆっくりと、値１に収束する。

異なるタイプのアンビギュイティ関数に関する以前の議論は、周波数誤差に対してより許容的であるアンビギュイティ関数を伴う、他のタイプの擬ノイズシーケンスの考察につながる。そのような擬ノイズシーケンスは、例えば、直交Ｇｏｌａｙ（２進）補完シーケンスの集合である。Ｍ．Ｊ．Ｅ．Ｇｏｌａｙ， ”Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ Ｓｅｒｉｅｓ”， ＩＲＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ， Ｖｏｌ． ＩＴ−７， ｐｐ．８２−８７， Ａｐｒ． １９６１を参照せよ（この論文は、以下で文書８と呼ばれる）。補完的Ｇｏｌａｙシーケンスの組は、偶数のシーケンス長さＬに対して存在するとともに、シーケンスの非周期的な自己相関関数の合計が、全ての非ゼロ遅延に対してゼロに等しいという性質によって区別される。長さＬの直交Ｇｏｌａｙシーケンスの集合は、長さＬの単一Ｇｏｌａｙ補完シーケンスと、長さＬのＬ個の全てのＷａｌｓｈシーケンスと、のビット毎乗算によって取得されうる（文書８）。そのような集合内部のシーケンスは、Ｌ／２個の異なる補完対にグループ化されうる。

もし直交Ｇｏｌａｙ補完対の集合からのＧｏｌａｙシーケンスのビットが、（１１）内のフーリエ係数Ｈ（ｎ）として使用されるならば、結果のＯＦＤＭ同期信号ｓ（ｋ）は、（９）と類似であるとともに、性質

を具備する。

そのような信号は、修正された反転差動相関（１０）によって、

として検出されうる。

反転差動相関（１０）及び（１９）の振幅は、単一パス伝播チャネル上で受信された信号内の任意の周波数誤差の下で不変に留まることは、容易に知りうる。これは、任意の信号（９），（９．１）及び（１８）に対して有効である一般的な性質である。

もしＧｏｌａｙシーケンスｃ（ｋ）の成分が、例えば

のように、等距離連続副搬送波のフーリエ係数としてマッピングされるならば、結果のＯＦＤＭ信号は、３ｄＢよりも少ないピーク対平均出力比を具備する。Ｂ．Ｍ．Ｐｏｐｏｖｉｃ，”Ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ ｏｆ Ｐｏｗｅｒ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ Ｓｉｇｎａｌｓ ｗｉｔｈ Ｆｌａｔ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ”， ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， Ｖｏｌ．３９， Ｎｏ．７， ｐｐ．１０３１−１０３３， Ｊｕｌｙ １９９１を参照せよ。それは、直交補完対の集合からの異なるＧｏｌａｙシーケンスをベースとする全てのＯＦＤＭ同期信号は、その仕方で、平均的送信出力の最大化、即ちセル端部で受信される信号ノイズ比の最大化を可能にする小さいＰＡＰＲ値を具備することをさらに意味する。

（２０）及び（１１）により、長さＮ＝１２８のＯＦＤＭ信号にマッピングされる長さＬ＝６４のＧｏｌａｙ補完シーケンスから取得されるＯＦＤＭ信号のタイミング取得パフォーマンスは、図６内に表される。Ｇｏｌａｙ補完シーケンスから取得されたＯＦＤＭ信号のタイミング取得パフォーマンスは、周波数誤差の増大とともに変化しないことが理解される。

このシナリオ内の情報埋め込みは、例えば、現在の集合内の直交Ｇｏｌａｙシーケンスの各々をラベル付けすることによって達成されうる。信号の受信及びデータのＯＦＤＭ信号からの復調の後に、特定のシーケンスは、現在の集合内の全てのシーケンスと相関することによって特定されうる。そのような相関器のバンクは、例えば、高速アダマール変換を使用することによって、効果的に実施されうる。差動符号化は、チャネル歪みを除去するために、相関の前に復調されたシーケンスに適用されても良い。当該場合では、相関のために使用される基準シーケンスも差動符号化されるべきである。

ここで、図７を参照すると、本発明は、また、例えば、セルラーシステム１００のベース基地局１２０と、ベース基地局と通信する端末１３０と、を具備しうる無線通信システムを構成する。ベース基地局及び／又は端末は、中心対称部分ｓ（ｋ）を伴う信号を生成及び送信する手段を伴う少なくとも１つの送信器ユニットを具備し、ここで、中心対称部分ｓ（ｋ）は、任意の長さＮである。ベース基地局及び／又は端末は、また、送信器ユニットによって生成された信号を受信及び処理する手段を具備する、少なくとも１つの受信器ユニットを具備する。

応用例及び代替例
本発明は、受信器内のタイミング取得をサポート及び緩和するために同期信号が送信される全ての応用例内で、及び、また信号が、送信器の識別番号等のような幾つかの情報を搬送するときに使用されうる。そのような応用例の１つは、セルラーシステム内のセル検索手順である。

提案された中心対称同期信号は、マルチパス（時間分散的）伝播チャネルを通過した信号からの情報の復調に特定の利益をもたらす、ＯＦＤＭタイプであっても良い。

しかしながら、ダイレクトシーケンス離散スペクトル信号のような、反転差動相関によって検出される他のタイプのノイズのような中心対称同期信号も、類似のタイミング取得パフォーマンスを伴って配備されうる。

１００ 無線通信システム
１２０ 送信器ユニット
１３０ 受信器ユニット

Claims (13)

1. 同期のために利用可能である中心対称部分ｓ（ｋ）を有する信号を生成する段階と、
   通信チャネル上で前記信号を送信する段階と、
   を具備し、
   前記信号は、シーケンスの集合から一意的に特定可能なシーケンスｃ（ｌ）をベースとし、
   前記中心対称部分ｓ（ｋ）は、その絶対値の形状で中心対称であり、前記中心対称部分ｓ（ｋ）は、長さＮであり、
   ｋ＝０，１，２，．．．，Ｎ−１、ｌ＝０，１，．．．，Ｌ−１、及びＬ≦Ｎであり、Ｎは正の整数であり、
   ｓ（ｋ）が、Ｎ個の副搬送波重みのスペクトルＨ（ｎ）の逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）として取得されるように前記信号が生成され、前記スペクトルＨ（ｎ）は、前記シーケンスｃ（ｌ）の成分を使用することによって、前記信号によって占有される副搬送波周波数のフーリエ係数として生成され、Ｈ（ｎ）＝Ｈ（Ｎ−ｎ）であり、ｎ＝０，１，２，．．．，Ｎ−１であり、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）の周期性によりＨ（Ｎ）＝Ｈ（０）が保たれる、通信システム内の同期の方法。
2. 前記シーケンスｃ（ｌ）の成分は、前記信号によって占有される副搬送波を変調するために使用される請求項１に記載の方法。
3. ｓ（ｋ）が、ｓ（ｋ）の最後のＬ_ＣＰ個のサンプルに同一であるＬ_ＣＰ個のサンプルからなるサイクリックプレフィクスによって先導されるように、前記信号が生成される請求項１または２に記載の方法。
4. 前記シーケンスｃ（ｌ）を、
   のように前記スペクトルＨ（ｎ）上にマッピングし、ここでｃ（ｌ）は、奇数長Ｌの中心対称シーケンスである請求項１に記載の方法。
5. 前記シーケンスｃ（ｌ）を、
   のように前記スペクトルＨ（ｎ）上にマッピングし、ここでｃ（ｌ）は、奇数長Ｌの中心対称シーケンスであり、Ｒは、Ｎ ｍｏｄ Ｒ＝０であるような前記信号内部の特定の基本波形の周期の数である請求項１に記載の方法。
6. 前記シーケンスｃ（ｌ）は、
   のように定義されるＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンスであり、ここで、
   であり、ｒはセル識別番号に対応する請求項１から５のいずれか１項に記載の方法。
7. 前記シーケンスｃ（ｌ）は、
   ｃ（ｌ）＝ａ（ｌ）ｂ（ｌ ｍｏｄ ｍ），ｌ＝０，１，…，Ｌ−１
   のように定義された一般化されたチャープ型シーケンスであり、
   ここで、Ｌ＝ｓｍ^２は奇数であり、ｓ及びｍは、正の整数であり、｛ｂ（ｌ）｝は、単位振幅のｍ個の複素数を有する中心対称シーケンスであるとともに、｛ａ（ｌ）｝は、長さＬのＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンスである請求項１から５のいずれか１項に記載の方法。
8. 前記信号を受信する段階と、
   相関の最大振幅をもたらす前記受信された信号のＮ個のサンプルからなるブロックの遅延を発見する段階と、
   そのような遅延を、前記信号の第１サンプルの正しい位置に対する、Ｎ個のサンプルのブロック内の第１サンプルの遅延として選択する段階と、
   前記シーケンスの集合から一意的なシーケンスｃ（ｌ）を検出するとともに、それによって、送信された情報を抽出する段階と、
   をさらに具備し、
   前記相関はＮ個のサンプルｒ（ｋ），ｋ＝０，１，…，Ｎ−１からなるブロックの反転差動相関Ｄ（ｐ）である請求項１から７のいずれか１項に記載の方法。
9. 送信器（１２０）であって、
   同期のために利用可能である中心対称部分ｓ（ｋ）を有する信号を生成し、
   通信チャネル上で前記信号を送信する
   ように構成された回路を具備し、
   前記信号は、シーケンスの集合から一意的に特定可能なシーケンスｃ（ｌ）をベースとし、
   前記中心対称部分ｓ（ｋ）は、その絶対値の形状で中心対称であり、前記中心対称部分ｓ（ｋ）は、長さＮであり、
   ｋ＝０，１，２，．．．，Ｎ−１、ｌ＝０，１，．．．，Ｌ−１、及びＬ≦Ｎであり、Ｎは正の整数であり、
   ｓ（ｋ）が、Ｎ個の副搬送波重みのスペクトルＨ（ｎ）の逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）として取得されるように前記信号が生成され、前記スペクトルＨ（ｎ）は、前記シーケンスｃ（ｌ）の成分を使用することによって、前記信号によって占有される副搬送波周波数のフーリエ係数として生成され、Ｈ（ｎ）＝Ｈ（Ｎ−ｎ）であり、ｎ＝０，１，２，．．．，Ｎ−１であり、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）の周期性によりＨ（Ｎ）＝Ｈ（０）が保たれる、送信器。
10. 受信器（１３０）であって、
    同期のために利用可能である中心対称部分ｓ（ｋ）を有する信号を受信し、
    相関の最大振幅をもたらす前記信号のＮ個のサンプルからなるブロックの遅延を発見し、
    そのような遅延を、前記信号の第１サンプルの正しい位置に対する、Ｎ個のサンプルのブロック内の第１サンプルの遅延として選択し、
    シーケンスの集合から一意的なシーケンスｃ（ｌ）を検出する
    ように構成された回路を具備し、
    前記相関はＮ個のサンプルｒ（ｋ）からなるブロックの反転差動相関Ｄ（ｐ）であり、ｋ＝０，１，…，Ｎ−１、ｌ＝０，１，．．．，Ｌ−１、及びＬ≦Ｎであり、前記信号は、シーケンスの集合から一意的に特定可能なシーケンスｃ（ｌ）をベースとし、前記中心対称部分ｓ（ｋ）は、その絶対値の形状で中心対称であり、前記中心対称部分ｓ（ｋ）は、長さＮであり、Ｎは正の整数であり、
    ｓ（ｋ）が、Ｎ個の副搬送波重みのスペクトルＨ（ｎ）の逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）として取得されるように前記信号が生成され、前記スペクトルＨ（ｎ）は、前記シーケンスｃ（ｌ）の成分を使用することによって、前記信号によって占有される副搬送波周波数のフーリエ係数として生成される、Ｈ（ｎ）＝Ｈ（Ｎ−ｎ）であり、ｎ＝０，１，２，．．．，Ｎ−１であり、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）の周期性によりＨ（Ｎ）＝Ｈ（０）が保たれる、受信器。
11. 受信器により、同期のために利用可能である中心対称部分ｓ（ｋ）を有する信号を受信および処理する段階を具備し、前記信号は、シーケンスの集合から一意的に特定可能なシーケンスｃ（ｌ）をベースとし、前記中心対称部分ｓ（ｋ）は、その絶対値の形状で中心対称であり、前記中心対称部分ｓ（ｋ）は、長さＮであり、ｋ＝０，１，２，．．．，Ｎ−１、ｌ＝０，１，．．．，Ｌ−１、及びＬ≦Ｎであり、Ｎは正の整数であり、
    ｓ（ｋ）が、Ｎ個の副搬送波重みのスペクトルＨ（ｎ）の逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）として取得されるように前記信号が生成され、前記スペクトルＨ（ｎ）は、前記シーケンスｃ（ｌ）の成分を使用することによって、前記信号によって占有される副搬送波周波数のフーリエ係数として生成され、Ｈ（ｎ）＝Ｈ（Ｎ−ｎ）であり、ｎ＝０，１，２，．．．，Ｎ−１であり、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）の周期性によりＨ（Ｎ）＝Ｈ（０）が保たれる、通信システム内の同期の方法。
12. 受信器であって（１３０）、
    同期のために利用可能である中心対称部分ｓ（ｋ）を有する信号を受信および処理するように構成された回路を具備し、前記信号は、シーケンスの集合から一意的に特定可能なシーケンスｃ（ｌ）をベースとし、前記中心対称部分ｓ（ｋ）は、その絶対値の形状で中心対称であり、前記中心対称部分ｓ（ｋ）は、長さＮであり、
    ｋ＝０，１，２，．．．，Ｎ−１、ｌ＝０，１，．．．，Ｌ−１、及びＬ≦Ｎであり、Ｎは正の整数であり、
    ｓ（ｋ）が、Ｎ個の副搬送波重みのスペクトルＨ（ｎ）の逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）として取得されるように前記信号が生成され、前記スペクトルＨ（ｎ）は、前記シーケンスｃ（ｌ）の成分を使用することによって、前記信号によって占有される副搬送波周波数のフーリエ係数として生成され、Ｈ（ｎ）＝Ｈ（Ｎ−ｎ）であり、ｎ＝０，１，２，．．．，Ｎ−１であり、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）の周期性によりＨ（Ｎ）＝Ｈ（０）が保たれる、受信器。
13. 請求項９に記載の少なくとも１つの送信器（１２０）と、請求項１２に記載の少なくとも１つの受信器（１３０）と、を含む無線通信システム（１００）。