KR20010102513A

KR20010102513A - 스프레드 스펙트럼 통신에서 효율적인 동기화 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20010102513A
Application number: KR1020017011316A
Authority: KR
Inventors: 포포빅브란니스라브
Original assignee: 클라스 노린, 쿨트 헬스트룀; 텔레폰악티에볼라겟엘엠에릭슨(펍)
Priority date: 1999-03-05
Filing date: 2000-03-03
Publication date: 2001-11-15
Also published as: JP2010081629A; EP1159796A2; JP4505040B2; JP2011234389A; AU770399B2; WO2000054424A3; JP5114585B2; JP2002539667A; KR100726050B1; CA2364349A1; TW463477B; MY123539A; AU3688400A; WO2000054424A2; CN1367965B; CN1367965A; US6567482B1; CA2364349C; AR025824A1

Abstract

본 발명은 하나이상의 상보적인 시퀀스, 예를 들어 Golay 시퀀스 쌍을 사용하여 무선 송수신기간의 정확하고 효율적인 동기화를 제공하는 것이다. 상보적인 시퀀스 쌍에 대응하는 정합 필터는 수신된 신호를 상보적인 시퀀스 쌍중 하나와 상관시키기 위하여 사용된다. 피크 출력은 정합 필터로부터 검출되고 검출된 피크는 송수신기들간의 전송을 동기화하기 위한 타이밍 추정값을 발생시키기 위하여 사용된다. 각각의 상보적인 시퀀스는 자신의 모든 비제로 지연을 위한 최소 비주기 자동상관 사이드로브 값 및 자신의 제로 지연을 위한 최대 자동상관 메인로브 값을 갖는다. 하나의 시퀀스는 랜덤 액세스 채널을 통해서 이동국에 의해 기지국으로 전송되는 랜덤 액세스 메시지의 프리앰블 부분으로서 사용될 수 있다. 이 시퀀스는 또한 동기화 채널을 통해서 기지국에 의해 전송되고 동기화를 얻기 위하여 이동국에 의해 사용되는 동기화 코드로서 사용될 수 있다. 단일 시퀀스 및 한 세트의 직교 시퀀스와 각각 상관시키는 효율적인 Golay 상관기 및 일군의 효율적인 Golay 상관기가 서술된다.

Description

스프레드 스펙트럼 통신에서 효율적인 동기화 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR EFFICIENT SYNCHRONIZATION IN SPREAD SPECTRUM COMMUNICATIONS}

셀룰러 및 위성 무선 시스템과 같은 현대의 통신 시스템은 각종 동작 모드(아날로그, 디지털 및 이들의 조합) 및 주파수 분할 다중 접속(FDMA), 시분할 다중 접속(TDMA), 코드 분할 다중 접속(CDMA) 및 이들 기술의 조합과 같은 접속 기술을 사용한다.

디지털 셀룰러 통신 시스템은 시스템 용량을 최적화하고 계층적인 셀 구조, 즉 매크로셀, 마이크로셀, 피코셀 등의 구조를 지원하기 위한 기능성을 확장하여 왔다. 용어 "매크로셀"은 일반적으로 종래의 셀룰러 전화 시스템(예를 들어, 적어도 약 1 킬로미터의 반경)에서 셀의 크기와 비교될 수 있는 크기를 갖는 셀에 관한 것이고 용어 "마이크로셀" 및 "피코셀"은 일반적으로 점진적으로 보다 작게되는 셀에 관한 것이다. 예를 들어, 마이크로셀은 공공의 실내 및 실외 지역, 예를 들어 컨벤션센터 또는 번화한 거리를 커버할 수 있고 피코셀은 사무실 복도 또는 고층 빌딩을 커버할 수 있다. 무선 유효면적 관점에서, 매크로셀, 마이크로셀 및 피코셀은 서로 별개일 수 있거나 상이한 트래픽 패턴 또는 무선 환경을 처리하기 위하여 서로 중첩할 수 있다.

전형적인 셀룰러 이동 무선전화 시스템은 하나이상의 기지국(BSs) 및 다수의 이동국(MSs)을 포함한다. 기지국은 일반적으로 공중 전화 교환망(PSTN)에 접속되는 이동 교환실(MSC)과 같은 코어 네트워크 타입 노드에 접속되는 제어 및 처리 장치를 구비한다. 이와 같은 셀룰러 무선전화 시스템의 일반적인 양상은 종래 기술에 공지되어 있다. 이 기지국은 제어 및 처리 장치에 의해 제어되는 트래픽 채널 송수신기를 통해서 다수의 음성 또는 데이터 채널을 처리한다. 또한, 각각의 기지국은 또한 제어 및 처리 장치에 의해 제어되는 하나이상의 제어 채널을 처리할 수 있는 제어 채널 송수신기를 구비한다. 이 제어 채널 송수신기는 기지국의 제어 채널을 통해서 제어 정보를 상기 제어 채널과 동조(또는 동기)되는 이동국으로 동시통신 시킨다.

이동국은 자신의 음성 및 제어 채널 송수신기에서 제어 채널상에서 동시 통신되는 정보를 수신한다. 이동국 처리 장치는 수신된 제어 채널 정보를 평가하는데, 이것은 이동국을 동기화시키는 후보가 되는 셀의 특성을 포함하고 어느 셀상에서 이동국이 동기화되어야만 되는지를 결정한다. 수신된 제어 채널 정보는 관계된 셀에 관한 절대 정보를 포함할 뿐만 아니라 제어 채널이 관계되는 셀에 근접하는 다른 셀에 관한 상대 정보를 포함한다.

북미에서, TDMA를 사용하는 디지털 셀룰러 무선통신 시스템을 향상된 디지털 이동 전화 서비스(D-AMPS)라 칭하는데, 이것의 특성들중 일부가 전기통신 산업 협회 및 전자 산업 협회(TIA/EIA)에 의해 공개된 TIA/EIA/IS-136 표준에 규정되어 있다. 직접 시퀀스 CDMA(DS-CDMA)를 사용하는 또다른 디지털 통신 시스템은 TIA/EIA/IS-95 표준에 의해 규정되고 주파수 호핑 CDMA 통신 시스템은 EIA SP 3389 표준(PCS 1900)에 의해 규정된다. 이 PCS 1900 표준은 GSM 시스템을 수행시키는데, 이것은 북미 이외의 곳에서 휴대용 통신 서비스(PCS) 시스템을 위하여 공통적으로 도입되었다.

현재 각종 표준을 설정하는 기구에서 차세대 디지털 셀룰러 통신 시스템에 대한 다양한 의견을 제안하고 있는데, 이 기구는 국제 전기통신 연합(ITU), 유럽 전기통신 표준 기관(ETSI) 및 일본의 무선 산업 및 사업 협회(ARIB)를 포함한다. 현재 ETSI에 의해 제안된 3세대 동작 표준은 범용 이동 전기통신 시스템(UMTS) 지상 무선 접속(UTRA) 이다. 음성 정보를 전송하는 것 이외에, 차세대 시스템은 패킷 데이터를 전송하도록 그리고 통상적으로 개방 시스템 인터페이스(OSI) 모델 또는 전송 제어 프로토콜/인터넷 프로토콜(TCP/IP) 스택과 같은 광범위한 산업체 데이터 표준을 토대로 설계된 패킷 데이터 네트워크와 상호 동작하도록 기대된다. 이들 표준은 형식적인 또는 실제적인지에 관계없이 오랜동안 개발되어 왔고 이들 프로토콜을 사용하는 애플리케이션은 손쉽게 이용가능하다.

대부분의 이들 디지털 통신 시스템에서, 통신 채널은 대략 800MHz, 900MHz, 1800MHz 및 1900MHz 주파수를 갖는 무선 캐리어 신호를 무선 주파수 변조함으로써 수행된다. TDMA 시스템에서 그리고 심지어 CDMA 시스템에서 범위를 변화시키기 위하여, 각각의 무선 채널은 일련의 시간 슬롯으로 분할되는데, 이 시간 슬롯 각각은사용자로부터의 정보 블록을 포함한다. 이 시간 슬롯은 소정의 지속주기를 각각 갖는 연속적인 프레임으로 그룹화되고 연속적인 프레임은 통상적으로 소위 일련의 수퍼프레임으로 그룹화된다. 통신 시스템에 의해 사용되는 이 종류의 접속 기술(예를 들어, TDMA 또는 CDMA)은 사용자 정보를 슬롯 및 프레임으로 표현하는 방법에 영향을 미치지만, 현재 접속 기술 모두는 슬롯/프레임 구조를 사용한다.

무선 캐리어상에서 연속적인 시간 슬롯일 수 있는 동일한 이동국 사용자에게 할당되는 시간 슬롯은 이동국 사용자에게 할당된 논리적인 채널로 간주될 수 있다. 각각의 시간 슬롯동안, 소정수의 디지털 비트는 시스템에 의해 사용되는 특정 접속 기술(예를 들어, CDMA)에 따라서 전송된다. 음성 또는 데이터 트래픽용 논리적인 채널 이외에, 셀룰러 무선 통신 시스템은 또한 기지국 및 이동국에 의해 교환되는 호출 설정 메시지용 페이징/액세스 채널 및 기지국의 프레임/슬롯/비트 구조에 송수신기를 동기화시키기 위하여 이동국 또는 그외다른 원격 단말기에 의해 사용되는 동시통신 메시지용 동기화 채널과 같은 제어 메시지용 논리적인 채널을 제공한다. 일반적으로, 이들 상이한 채널의 전송 비트 속도는 일치할 필요는 업고 상기 상이한 채널에서 슬롯의 길이는 균일할 필요가 없다. 게다가, 유럽 및 일본에서 고려되는 제3 세대 셀룰러 통신 시스템은 비동기식인데, 이것은 하나의 기지국의 구조가 또다른 기지국의 구조와 일시적으로 관계되지 않고 이동국이 미리 어떠한 구조인지를 알지 못한다는 것을 의미한다.

이와 같은 디지털 통신 시스템에서, 수신 단말기는 임의의 정보 전송이 발생하기 전 송신 단말기의 타이밍 기준을 찾아야만 한다. DS-CDMA를 사용하는 통신 시스템에서, 타이밍 기준을 찾는 것은 다운링크(예를 들어, BS에서 MS로) 칩, 심볼 및 프레임의 경계를 찾는 것에 해당한다. 이들은 때때로 각각 다운링크 칩-동기화, 심볼-동기화 및 프레임-동기화라 칭한다. 이 문맥에서, 프레임은 단지 독립적으로 검출되어 디코딩될 수 있는 데이터 블록이다. 오늘날의 시스템에서 프레임 길이는 전형적으로 10 밀리초(ms)에서 20ms이다. 이 BS 타이밍 탐색을 "셀 탐색"이라 하고 이것은 현재 DS-CDMA 통신 시스템의 특징인 BS-특정 다운링크 스크램블링 코드의 식별을 포함한다.

이동국 또는 그외 다른 원격 단말기는 통상적으로 BS에 의해 전송되는 감쇄된, 페이딩된 그리고 왜곡된 신호 버젼의 중첩(합) 신호를 수신한다. 수신된 신호에서 슬롯 및 프레임 경계는 MS에 공지되지 않는데, 이 MS는 임의의 BS-특정 스크램블링 코드로 시작한다. 그러므로, 이동국은 (DS-CDMA에서) 잡음과 같은 수신된 신호에서 하나이상의 BSs를 검출하여 식별하여만 하고 사용되는 스크램블링 코드를 식별하여야 한다. 원격 단말기와 BS를 동기화시키고 BS-특정 스크램블링 코드를 식별하기 위하여, 각각의 BS 신호가 동기화 채널(SCH)이라 칭할수 있는 언스크램블된 부분을 포함하는 어떤 통신 시스템이 제공되며, MS는 동기되어 "셀 탐색"을 수행할 수 있다.

다운링크 동기화가 성취된 후 조차도, 동기화는 또한 업링크 통신(예를 들어, MS에서 BS로)에 대해서도 이루어진다. 이것은 기지국으로 그리고 이로부터의 "라운드트립(roundtrip)" 전파 지연 뿐만아니라 기지국 및 이동국간에서 급속하게 변경하는 무선 인터페이스 때문이다. 이동국이 기지국으로 전송하고자 할 때, 이동국은 업링크 채널(예를 들어, 랜덤 액세스 채널(RACH))을 통해서 초기 전송을 보낸다. 기지국 및 이동국간의 이미 이루어진 다운링크 동기화 때문에, 업링크 전송은 통상적으로 예를 들어 한 시간/접속 슬롯내에서 대략적으로 또는 대충적으로(roughly or coarsely) 동기화된다. 예를 들어, 기지국은 단지 8개의 별개의 시간/접속 슬롯동안 이동국으로부터 업링크 전송을 허용한다. 이동국은 일반적으로 기지국에 의해 동시통신되는 다운링크 신호와 동기화되는 경우 이들 시간 슬롯이 시작될때를 인지한다. 그러므로, 이동국이 단지 하나의 이와 같은 시간/접속 슬롯에서 동기화를 벗어난 경우에 이 가정이 이루어 질 수 있다. 직접 시퀀스 스프레드 스펙트럼 시스템에서, 이와 같은 시간/액세스 슬롯은 소정수의 칩, 예를 들어 256 칩에 대응한다. 이 예에서, 최대 라운드트립 전파 지연, 즉 이동국이 기지국과의 동기화를 벗어난 양은 255 칩이라고 가정된다.

이 동기화를 성취하기 위하여, 한 국의 전송은 어떤 공지된 신호(즉, 다른 국에 공지됨)를 포함한다. 다운링크 방향에서, 공지된 신호는 때때로 동기화 시퀀스 또는 코드 또는 1차 동기화 시퀀스 또는 코드라 칭한다. 업링크 방향에서, 공지된 신호는 프리앰블 시퀀스라 칭한다. 랜덤 액세스에서, 이동국은 업링크 랜덤 액세스 버스트를 전송한다. 랜덤 액세스 버스트는 프리앰블(또는 프리앰블 시퀀스) 부분 및 메시지 부분으로 이루어진다. 기지국 RACH 수신기는 수신된 신호 샘플을 공지된 프리앰블 시퀀스와 상관시킨다. 최대 프리앰블 시퀀스가 기지국 RACH 수신기에 의해 검출되면, 이 기지국은 동기화되어 RACH 버스트의 메시지 부분에 포함된 이동국으로부터의 실제 메시지를 정확하게 디코딩할 수 있다. 단지 하나의 랜덤 액세스 동기화 코드/프리앰블 만이 각각의 기지국을 위하여 필요로되지만, 기지국과 관계되는 상이한 동기화 코드/프리앰블은 상이한 이동국으로부터의 업링크 전송간에서 교차 상관을 최소화하기 위하여 사용된다.

어쨌든, 다운링크 셀 탐색 또는 업링크 랜덤 액세스 동기화를 위하여 사용되는 동기화 코드(들)/프리앰블(들)은 최소의 이위상(out-of-phase) 비주기 자동상관을 갖아야만 한다. 자동상관은 코드 또는 시퀀스가 얼마나 잘 상관되는지를 설명한다. 최소의 이위상 비주기 자동상관은 비제로 시간 시프트에 대한 자동상관 값(즉, 기지국 및 이동국이 하나이상의 칩만큼 동기화를 벗어남)이 제로 시간 시프트 자동상관 값(기지국 및 이동국이 칩 동기화됨)과 비교하여 낮다는 것을 의미한다. 비제로 시간 시프트 자동상관 값을 자동상관 사이드로브라 칭한다. 제로 시간 시프트 자동상관 값을 자동상관 메인 로브라 칭한다.

유닛 엔벨로프를 갖는 동기화 코드를 위한 한가지 가능한 소스는 2진 또는 다상 Barker 코드(polyphase Barker codes)이다. Barker 코드에 대한 메인 로브 대 최대 사이드로브 비는 L과 동일한데, 여기서 L은 코드 길이이다. 불행하게도, 2진 Barker 코드는 단지 길이 2, 3, 4, 5, 7, 및 13에 대해서 만 존재하지만, 다상 Barker 코드는 현재 45개 까지의 길이에 대해서 공지되어 있다. 따라서, 보다 긴 프리앰블 동기화 코드가 필요로되는 경우 비최적화 코드가 사용되어야만 된다. 예를 들어, 제3 세대 이동 통신 표준(UTRA)을 위하여 제안된 랜덤 액세스 버스트 신호의 프리앰블은 4096 코드 칩의 길이를 갖는다.

최소 비주기 자동상관 및 보다 긴 코드 길이 이외에, 동기화 코드를 효율적으로 발생시키고 상관시키는 것이 또한 중요하다. 기지국에서의 상관과 관계하여, 기지국 액세스 채널 수신기가 모든 가능한 동기화/프리앰블 코드와 수신된 복합 신호를 상관시키도록 랜덤하게 사용될 수 있는 다수의 상이한 동기화 프리앰블/코드가 존재하는 경우 효율성은 훨씬 더 중요하다. 이 상황에서, 기지국 수신기는 랜덤 액세스 프리앰블 상관기 군을 사용하는데, 이 상관기 각각은 특히 코드 길이가 긴 경우에 많은 수의 데이터 처리 동작을 수행한다. 유사한 문제는 이동국이 기지국 타이밍을 식별하여 프레임, 심볼, 칩 동기화(즉, 셀 탐색)을 얻도록 기지국에 의해 전송되는 다운링크 동기화 코드의 설계 및 검출과 관계하여 존재한다.

효율성을 성취하기 위하여, 제안된 UTRA 랜덤 액세스 버스트 프리앰블은 상관 동작 수를 감소시키는 이점을 갖는 직렬(또는 계층적인) 코드 연결 절차를 사용하여 발생된다. 이 프리앰블은 16개의 복소 심볼을 갖는 "시그너쳐"를 사용하여 발생된다. 각각의 2진 시퀀스를 일전한 복소수와 승산함으로써 길이 16의 2진 직교 Gold 시퀀스의 직교 세트로 부터 얻어지는 16개의 상이한 시그너쳐가 존재하는데, 여기서이다. 각각의 시그너쳐 심볼은 256 칩 길이 직교 Gold 시퀀스가 되도록 선택된 소위 프리앰블 확산 코드로 확산된다. 그러므로, 이 최종 프리앰블 시퀀스는 4096 칩, 즉 16 × 256 = 4096의 길이를 갖는다. 이 프리앰블 확산 코드는 특정 셀이고 기지국에 의해 셀에서 허용된 시그너쳐에 관한 정보와 함께 동시통신 된다.

불행하게도, 직렬로 연결된 직교 Gold 시퀀스를 토대로한 프리앰블의 비주기자동상관 특성은 최적이 아닌데, 즉 유효한 자동상관 사이드로브가 발생된다. 유효한 자동상관 사이드로브는 수신기가 이들 사이드로브중 하나와 에러있게 동기하여 이로 인해 전송된 메시지가 적절하게 수신되지 않는다는 것을 의미한다.

본 발명은 전기통신에 관한 것이며, 특히 직접 시퀀스 스프레드 스펙트럼 무선 통신 시스템에서 송수신기를 동기화시키는 것에 관한 것이다.

도 1은 본 발명이 유용하게 사용될 수 있는 일예의 이동 통신 시스템의 기능 블록도.

도 2는 본 발명이 유용하게 사용될 수 있는 일예의 무선국 송수신기의 기능블록도.

도 3은 도 2에 도시된 무선국 스테이션의 수신기 체인에서 기저대 처리 블록의 부가적인 상세 사항을 도시한 기능 블록도.

도 4는 반복적인 Golay 시퀀스 발생기를 도시한 도면.

도 5는 직접 Golay 시퀀스 발생기를 도시한 도면.

도 6은 일반적인 타입의 상관기를 도시한 도면.

도 7은 효율적인 Golay 상관기를 도시한 도면.

도 8A 및 도 8B는 랜덤 액세스 채널을 통해서 랜덤 액세스 버스트의 시그널링 포맷을 도시한 도면.

도 9는 이동국에 의해 수행되는 랜덤 액세스 루틴을 위한 절차를 도시한 순서도.

도 10은 기지국에 의해 수행되는 랜덤 액세스 루틴을 도시한 순서도.

도 11은 연결된 시퀀스를 토대로한 특정 랜덤 액세스 채널 프리앰블 상관기를도시한 도면.

도 12는 본 발명의 일예의 실시예가 결합되는 연결된 시퀀스를 토대로한 랜덤 액세스 프리앰블 상관기를 도시한 도면.

도 13은 본 발명의 일예의 실시예가 사용되는 랜덤 액세스 프리앰블 상관기 군을 도시한 도면.

도 14는 인수화된 효율적인 Golay 상관기를 수행하는 본 발명의 또다른 예의 실시예의 블록도.

도 15는 랜덤 액세스 프리앰블 상관기를 위한 지연에 대한 자동상관 값을 도시한 그래프.

도 16은 본 발명의 상기 예의 실시예를 구현하는 랜덤 액세스 프리앰블 상관기를 위한 지연에 대한 자동상관 값을 도시한 그래프.

그러므로, 보다 긴 길이에 대해서 최소의 비주기 자동상관 특성을 제공하고 효율적으로 발생되어 수행될 수 있는 하나이상의 동기화 시퀀스를 제공하는 것이 바람직하다. 그 후, 이와 같은 동기화 시퀀스는 다운링크 셀 탐색 및 업링크 랜덤 액세스와 같은 많은 타입의 스프레드 스펙트럼 통신 장치에 유용하게 사용될 수 있다.

이들 및 그외다른 목적에 부합하기 위하여, 본 발명은 제2 송수신기에 의해 전송되는 수신된 신호를 상관시키기 위하여 사용되는 제1 송수신기에 포함될 수 있는 상관기를 제공한다. 이 상관기는 상보적인 시퀀스 쌍에 대응하는 정합 필터를 구비하여 상보적인 시퀀스 쌍중 하나와 수신된 신호를 상관시킨다. 검출기는 정합 필터로부터의 피크 출력을 검출하고 타이밍 회로는 검출된 피크 출력을 사용하여 제1 및 제2 송수신기간의 전송을 동기화시키는 타이밍 추정값을 발생시킨다. 상보적인 시퀀스 각각은 상보적인 시퀀스의 모든 비제로 지연을 위한 매우 낮은 비주기 자동상관 사이드로브 값 및 상보적인 시퀀스의 제로 지연을 위한 최대 자동상관 메인 로브 값을 갖는다.

일 예의 장치에서, 제1 송수신기는 기지국일 수 있고 제2 송수신기는 이동국일 수 있다. 하나의 시퀀스는 랜덤 액세스 채널을 통해서 이동국에 의해 기지국으로 전송되는 랜덤 액세스 버스트의 프리앰블 부분으로서 사용될 수 있다. 또한, 제1 송수신기는 이동국일 수 있고 제2 송수신기는 기지국일 수 있다. 하나의 시퀀스는 동기화 또는 다른 동시통신 타입의 채널을 통해서 기지국에 의해 전송되는 동기화 시퀀스로서 사용될 수 있다.

다수의 이와 같은 정합 필터는 최소의 비주기 자동상관 사이드로브 특성을 갖는 상보적인 시퀀스 쌍에 대응하는 각각의 정합 필터를 갖는 제1 송수신기에서 상관기 군으로서 사용될 수 있다. 동일한 셀에 사용될 직교 세트로부터의 복수의 시퀀스에 대해 예를 들어 용량을 증가시키기 위하여 사용되는 예를 들어 복수의 랜덤 액세스 채널이 필요로될때 이것이 특히 유용하다. 바람직한 예의 실시예에서, 상보적인 시퀀스 쌍 길이 L = 2^N의 상보적인 쌍의 2진 시퀀스인데, 여기서 N은 정수이다. 상보적인 쌍의 2진 시퀀스를 통상적으로 Golay 상보적인 쌍이라 칭하고 이와 같은 쌍을 형성하는 시퀀스를 Golay 상보적인 시퀀스라 칭한다. Golay 상보적인 시퀀스 쌍은 상대적으로 긴 길이, 예를 들어 L = 4096 칩을 갖는 것이 바람직하다.

본 발명은 또한 단지 N개의 메모리 요소만을 필요로하는 길이 L = 2^N의 한쌍의 Golay 상보적인 시퀀스를 효율적으로 발생시키는 시퀀스 발생기를 위하여 제공된다. N개의 메모리 요소를 갖는 모듈로 2^N카운터는 제로에서 2^N-1까지 카운트한다. 퍼뮤테이터(permutator)는 1에서 N까지 범위의 정수의 어떤 퍼뮤테이션에 따라서 카운터로부터의 N개의 병렬 출력을 수신하여 퍼뮤테이팅하도록 결합된다. N개의 논리적인 AND 연산자의 제1 세트는 인접한 퍼뮤테이트된 카운터 출력 쌍으로부터 N개의 병렬 출력을 발생시킨다. 그리고나서, 이들 출력은 제1 합산기에서 모듈로 2로 합산된다. N개의 논리적인 AND 연산자의 제2 세트는 각각의 퍼뮤테이팅된 카운터 출력 및 한 세트의 N개의 가중 계수들중 하나에 대해 연산하여 N개의 병렬 출력을 발생시킨다. 제2 합산기는 N개의 논리적인 AND 연산자의 제2 세트에 의해 발생된 출력을 모듈로 2 합산한다. 제3 합산기는 제1 및 제2 합산기의 출력을 모듈로 2 합산하여 상보적인 쌍의 2진 시퀀스에서 제1의 2진 시퀀스를 발생시킨다. 제 4 합산기는 제3 합산기의 출력 및 퍼뮤테이터로부터의 최대 유효 출력을 모듈로 2 합산하여 상보적인 쌍의 2진 시퀀스에서 제2의 2진 시퀀스를 발생시킨다.

효율적인 동기화 시퀀스 발생기 이외에, 본 발명은 또한 수신된 스프레드 스펙트럼 신호를 한쌍의 2진(Golay) 또는 길이 L = 2^N의 다상 상보적인 시퀀스를 효율적으로 상관시키는 효율적인 시퀀스 상관기를 위하여 제공된다. 이와 같은 상관기를 때때로 효율적인 Golay 상관기(EGC)라 칭한다. 효율적인 시퀀스 상관기는 N개의 직렬로 연결된 처리 스테이지를 구비하는데, 각각의 스테이지는 제1 및 제2 병렬 처리 분기를 갖는다. 제1 처리 분기의 각각의 스테이지는 대응하는 가산기에 결합된 지연선을 구비한다. 제2 처리 분기의 각각의 스테이지는 감산기에 결합된 승산기를 구비한다. 특정 처리 스테이지에서 제1 처리 분기에 제공되는 입력 신호는 대응하는 지연선의 복수의 메모리 요소에 저장되는 한편, 동일한 지연선의 최종 메모리 요소의 내용은 동일한 스테이지의 가산기(제1 분기의) 및 감산기(제2 분기)에입력된다. 동일한 스테이지에서 제2 처리 분기에 제공된 입력 신호는 대응하는 가중 계수에 의해 승산기에서 승산된다. 승산기의 출력은 감산기(제2 분기의)의 부의 입력 및 가산기(제1 분기의)에 공급된다. 그리고 나서, 가산기의 출력은 다음 연속적인 스테이지에서의 지연선에 입력된다. 그리고 나서, 감산기의 출력은 다음 연속 스테이지의 승산기에 입력된다. 제1 처리 스테이지에서의 제1 및 제2 처리 분기용 입력 신호는 수신된 스프레드 스펙트럼 신호에 대응한다.

N번째 처리 스테이지에서의 제1 처리 분기의 출력은 상보적인 시퀀스 쌍으로부터 제1 시퀀스와 수신된 스프레드 스펙트럼 신호의 교차 상관을 발생시킨다. N-번째 처리 스테이지에서의 제2 처리 분기의 출력은 상보적인 시퀀스 쌍으로부터의 제2 시퀀스와의 수신된 스프레드 스펙트럼 신호의 교차 상관을 발생시킨다. 바람직한 실시예에서, 상보적인 시퀀스는 2진 또는 Golay 상보적인 시퀀스이다.

본 발명은 또한 L = 2^N의 상보적인 시퀀스 상으로부터의 시퀀스중 하나를 사용하여 수신된 신호를 상관시키는 실질적으로 감소된 메모리를 갖는 효율적인 메모리 Golay 상관기를 위하여 제공된다. 상보적인 쌍으로부터의 하나의 시퀀스는 길이 X의 두개의 짧은 상보적인 상태 시퀀스의 연결로서 표시된다. 각각의 상태 시퀀스는 L/X 배로 표시되고 길이 Y = L/X의 시그너쳐 시퀀스에 따라서 +1 또는 -1 로 변조된다. 길이 X의 제1 상관기는 스프레드 스펙트럼 신호를 수신하여 상보적인 상태 시퀀스에 대응하는 상관 값의 중간 쌍을 발생시킨다. 제1 선택기는 길이 Y = L/X의 인터리빙 시퀀스의 현재 값을 토대로 연속적인 시간 윈도우 각각 동안 상관값의 중간 쌍중 하나를 교대로 공급하는데, 이들 인터리빙 시퀀스의 요소는 세트 {0, 1}에 속한다. 상태 시퀀스의 연결 순서는 인터리빙 시퀀스에 의해 결정된다. 승산기는 선택된 중간 상관 값을 시그너쳐 시퀀스의 대응하는 비트와 승산하여 승산된 상관 출력을 발생시킨다. 이 승산된 상관 출력은 X 메모리 요소를 갖는 지연선에 의해 발생된 피드백 출력과 합산되는데, 최종적인 합 자체는 지연선의 입력으로 피드백된다. 최종 상관 값은 Y 연속적인 시간 윈도우가 발생된 후 최종적인 합에 대응한다. 바람직한 예의 실시예에서, N = 12, L = 4096, X =256 및 Y = 16 및 제1 상관기는 상술된 바와같은 효율적인 Golay 상관기이다.

또다른 실시예에서, 이 메모리 효율적인 상관기는 수신된 스프레드 스펙트럼 신호를 복수의 시그너쳐를 사용하여 발생된 복수의 직교 시퀀스와 상관시킨다. 복수의 승산기 각각은 선택된 중간 상관 값을 상이한 시그너쳐 시퀀스의 요소와 승산하여 대응하는 승산된 상관 출력을 발생시킨다. 복수의 합산기 각각에는 승산기들중 하나와 대응하여 승산된 상관 출력을 대응하는 지연선의 피드백 출력과 합산하는 합산기가 제공된다. 시그너쳐 시퀀스에서의 모든 요소를 처리한 후, 최종 상관값은 각각의 직교 시퀀스를 위하여 발생된다. 16개의 시그너쳐가 발생된 16개의 직교 Golay 시퀀스에 사용되는 한가지 예의 실시예가 공개되어 있다. 또다른 예의 실시예는 32개의 시그너쳐를 사용하여 32개의 직교 Golay 시퀀스를 발생시킨다.

본 발명에 따라서, 상대적으로 긴 시퀀스 길이를 위한 우수한 비주기 자동상관 특성을 갖는 단일의 동기화 시퀀스 또는 동기화 시퀀스의 직교 세트가 제공된다. 동일한 의미로, 본 발명은 하나의 동기화 시퀀스 또는 이와 같은 동기화 시퀀스의 직교 세트의 효율적인 발생 및 이와의 상관을 위하여 제공된다. 이들 동기화 시퀀스는 랜덤 액세스 채널을 통해서 업링크 동기화 및 동시통신 동기화 채널을 통해서 다운링크 동기화에 적용하는 한가지 예에 사용되는데 유용할 수 있다.

본 발명의 상술된 목적, 특징 및 장점과 그외 다른 목적, 특징 및 장점은 첨부한 도면 뿐만아니라 바람직한 실시예에 대한 이하의 설명으로부터 명백하게 될 것이다. 전체 도면에 걸쳐서 동일한 부분에는 동일한 참조문자가 병기되어 있다. 각각의 기능 블록 및 구성요소들이 대부분의 도면에 도시되어 있지만, 당업자는 개별적인 하드웨어 회로, 적절하게 프로그램된 디지털 마이크로프로세서, 특수용 집적 회로(ASIC) 및/또는 하나이상의 디지털 시그널링 처리기(DSPs)에 의해 이들 기능이 수행될 수 있다는 것을 알수 있을 것이다.

이하의 설명에서, 본 발명의 이해를 보다 철저히 하기 위하여 특정 실시예,절차, 기술등과 같은 특정 상세한 사항이 설명을 위하여 제공되었지만 본 발명이 이에 국한되는 아니다. 그러나, 당업자는 본 발명이 특정 상세사항으로부터 벗어난 다른 실시예에서도 실시될 수 있다는 것을 알수 있을 것이다. 예를 들어, 본 발명은 때때로 업링크 확산 코드를 사용하는 이동 무선국과 관련하여 서술되지만, 본 발명은 동일하게 다른 무선국, 예를 들어 무선 기지국에 동등하게 적용할 수 있으며, 실제로 임의의 스프레드 스펙트럼 통신 시스템에 적용할 수 있다. 즉, 불필요한 설명으로 인해 본 발명의 설명을 모호하게 하지 않도록 하기 위하여 널리 공지된 방법, 인터페이스, 장치 및 시그널링 기술의 상세한 설명은 생략된다.

본 발명은 도 1에 도시된 범용 이동 전기통신 시스템(UMTS)의 예와 관련하여 서술되는데, 이에 제한되지 않는다. 구름모양으로 도시된 대표적인 접속 지향형 외부 코어 네트워크(12)는 예를 들어 공중 전화 교환망(PSTN) 및/또는 종합 서비스 디지털 네트워크(ISDN)일 수 있다. 구름모양으로 도시된 대표적인 무접속 지향형 외부 코어 네트워크(14)는 예를 들어 인터텟일 수 있다. 두개의 코어 네트워크는 대응하는 서비스 노드(16)에 결합된다. 이 PSTN/ISDN 접속 지향형 네트워크(12)는 회로 교환 서비스를 제공하는 이동 교환실(18)로서 도시된 접속 지향형 서비스에 접속된다. 기존의 GSM 모델에서, MSC(18)는 인터페이스(A)를 통해서 기지국 서브시스템(BSS)(22)에 접속되는데, 이 서브시스템은 인터페이스(A)를 통해서 무선 기지국(23)에 접속된다. 인터넷 무접속 지향형 네트워크(14)는 패킷 교환 타입의 서비스를 제공하도록 맞춰진 GPRS(General Packet Radio Service) 노드(20)에 접속된다. 코어 네트워크 서비스 노드(18 및 20) 각각은 무선 액세스 네트워크(RAN) 인터페이스를 통해서 UMTS 무선 액세스 네트워크(URAN)에 접속한다. URAN(24)은 하나이상의 무선 네트워크 제어기(26)를 구비한다. 각각의 RNC(26)는 복수의 기지국(BS)(28) 및 URAN(24)내의 다른 임의의 RNC들에 접속된다.

바람직한 실시예에서, 무선 액세스는 CDMA 확산 코드를 사용하여 할당되는 개별적인 무선 채널을 갖는 광대역 코드 분할 다중 접속(WCDMA)을 토대로 한다. WCDMA는 다이버시티 핸드오프와 같은 로버스트 특성(robust features) 뿐만아니라 멀티미디어 서비스용 광 대역폭 및 다른 고속도 요구를 제공하고 RAKE 수신기의 품질을 높게하도록 한다. 각각의 이동국(24)은 자체 스크램블링 코드를 할당받어 동일 지역내에 존재하는 모든 다른 전송 및 잡음으로부터 기지국에서 이동국으로 향하는 전송을 이동국이 식별하도록 할뿐만 아니라 특정 이동국으로부터의 전송을 기지국(20) 식별하도록 한다. 다운링크(BS에서 MS로) 동시 통신 채널 및 업링크(MS에서 BS로) 랜덤 액세스 채널이 도시되어 있다.

본 발명이 사용될 수 있는 CDMA 무선국 수신기(30)는 도 2에 블록도로 도시되어 있다. 당업자는 본 발명에 관계하지 않는 CDMA 송수신기에 사용되는 다른 무선 송수신기가 도시되지 않았다는 것을 알수 있을 것이다. 전송 분기에서, 전송될 정보 비트는 확산 코드 발생기(40)에 의해 발생되는 확산 코드에 따라서 이들 정보 비트를 이용가능한 주파수 스펙트럼(광대역 CDMA 경우에, 이 주파수 대역은 예를 들어 5MHz, 10MHz, 15MHz 또는 그 이상 일 수 있다)에 걸쳐서 확산시키는 확산기(32)에 의해 수신된다. 제어기(44)는 어느 확산 코드가 코드 발생기(40)에 의해 확산기(32)에 제공되어야만 되는지를 결정한다. 코드 발생기(40)에 의해 제공된 확산 코드는 CDMA 통신 시스템의 무선 채널에 대응한다. 매우 많은 수의 코드 심볼(때때로 "칩"이라 칭함)이 각각의 정보 비트를 코딩하기 위하여 사용되기 때문에,(WCDM 시스템과 같은 가변 데이터 속도 시스템에서의 현재 데이터 속도에 따라서), 확산 동작은 데이터 속도를 상당히 증가시킴으로써 신호 대역폭을 확장시킨다. 확산 신호는 변조기(34)에 제공되는데, 이 변조기는 확산 신호를 RF 캐리어로 변조시킨다. 발진기(42)는 제어기(44)에 의해 선택되는 주파수에서 적절한 무선 주파수 캐리어를 발생시킨다. 그리고나서, 변조된 RF 신호는 안테나(38)에 의해 무선 인터페이스를 통해서 전송되기 전 RF 처리 블록(36)에서 필터링되고 증폭된다.

유사하지만 역 동작이 송수신기(30)의 수신 분기에서 실행된다. RF 신호는 안테나(38)에 의해 수신되어 RF 처리 블록(150)에서 필터링된다. 그리고나서, 이 처리된 신호는 RF 복조되어 발진기(44)에 의해 제공되는 적절한 RF 캐리어 신호를 사용하여 RF 복조기에서의 RF 캐리어로부터 복소 기저대 신호를 추출한다. 통상적으로, 쿼드러쳐 다운 변환기는 RF 복조기에 사용되어 수신된 신호를 실수(I) 및 허수(Q) 쿼드러쳐 성분으로 분해한다. 이 방식으로, 송신기 및 수신기 발진기들간의 채널 페이딩 및/또는 위상 동기화로 인한 인입 신호의 위상 시프트가 검출되어 보상될 수 있다. RF 복조된 복소 기저대 신호는 프리앰블 시퀀스와 상관되어 동기화를 얻고 나서 역확산 코드에 따라서 기저대 수신기(46)에서 역확산시킨다.

기저대 수신기(46)가 보다 상세하게 도시된 도 3을 지금부터 참조한다. 동기화 프리앰블은 2진 시퀀스이고 프리앰블 정합 필터/상관기(51)는 두개의 동일한 2진 프리앰블 상관기를 구비하는데, 그 하나는(52) 수신된 기저대 신호의 I 분기를상관시키고 다른 하나(53)는 동일한 신호의 Q 분기를 상관시킨다. 역확산 코드가 코드 발생기(40)에 의해 발생되는 동안 프리앰블 시퀀스는 프리앰블 정합 필터(51)에 결합된다.

수신된 복소 기저대 프리앰블 신호는 대응하는 동기화 프리앰블 상관기(51)엣 상관되어 인입 신호와의 정확한 동기화를 성취하고 기저대(RAKE) 복조기(57)에서 나중에 사용되고 추적되는 페이딩 채널 계수의 초기 값을 얻는다. 이 타이밍 정보는 실수 및 허수 상관기(52 및 53)으로부터 계산된 절대 상관값을 임계값과 비교함으로써 피크 검출기(54)에서 얻어진다. 이 피크 검출기(54)는 수신된 신호의 각종 다중 경로 성분의 지연(수신기 타이밍과 관계하여)을 제공한다. 이 타이밍 장치(56)는 이 정보를 사용하여 기저대(RAKE) 복조기에서 이들 다중 경로 성분의 조합 및 복조 전 다중 경로 성분의 상호 지연을 보상한다. 검출된 상관 피크에 대응하는 복소 상관 값은 초기 채널 추정기(55)에 저장되어 기저대 복조기(57)에서 소거될 초기 페이딩 채널 계수로서 사용된다.

본 발명은 상보적인 시퀀스 쌍으로부터의 하나이상의 동기화 시퀀스를 사용한다. 상보적인 시퀀스 쌍의 기본적인 특성은 이들의 비주기 자동상관 함수의 합이 모든 비제로 시간 시프트에 대하여 제로와 동일하게 된다는 것이다.

바람직한 예의 실시예에서, 동기화 시퀀스는 2진, 즉 Golay 상보적인 시퀀스를 토대로 한다. Golay 상보적인 시퀀스는 임의의 길이 L = 2^N에 대해서 구성될 수 있는 이점이 있는데, 여기서 N은 임의의 정수이며, 또한 길이 10 및 26 또는 이들길이의 임의 조합에 대해서 구성될 수 있다. 긴 시퀀스 길이에 대한 가능성을 갖는 것 이외에도, 많은 Golay 상보적인 시퀀스는 낮은 비주기 자동상관 사이드로브를 갖는다. 단지 설명을 위하여 Golay 상보적인 시퀀스에 대해서 이하에서 집중적으로 설명하였지만, 본 발명의 많은 양상은 임의의 상보적인 시퀀스 쌍에 속하는 임의의 시퀀스를 포함한다.

시퀀스가 길이 L = 2^N인 경우, 다상 상보적인 시퀀스 쌍을 구성하는 일반적인 방법이 존재하는데, 여기서 Golay 상보적인 시퀀스 쌍은 특수한 2진 케이스, 즉 2상이다. 일반적인 구성은 이하의 반복적인 관계식에 의해 규정된다.

a₀(k) = δ(k)

b₀(k) = δ(k)

a_n(k) = a_n-1(k) + W_n● b_n-1(k - D_n)

b_n(k) = a_n-1(k) - W_n● b_n-1(k - D_n) (1)

여기서 k = 0, 1, 2, ... , 2^N- 1

n = 1, 2, ... , N

D_n= 2^Pn및

여기서 a_n(k) 및 b_n(k)는 길이 2^N의 두개의 상보적인 시퀀스이며,

δ(k)는 Kronecker 델타 함수이며,

k는 시간 크기를 표시하는 정수이며,

n은 반복 수 이며,

D_n은 지연이며,

P_n,n = 1, 2, ... , N은 수{0, 1, 2, ... , N -1 }의 임의의 퍼뮤테이션이고,

W_n은 단위 크기의 임의의 복소수이다.

만일 W_n이 +1 및 -1 값을 갖는다면, 2진(Golay) 상보적인 시퀀스가 얻어진다. 모든 가능한 퍼뮤테이션 P_n및 모든 2^N상이한 벡터 W_n(n = 1, 2, ... , N)을 고려하면, N ! 2^N개의 상이한 상보적인 쌍을 구성할 수 있다. 그러나, 길이 2^N의 상이한 Golay 시퀀스 수는 N ! 2^N-1이다.

지연이 식(1)에 규정된 바와 같이 2의 자승이 아닌 경우 및/또는 모든 가중 계수 W_n이 동일한 크기를 갖지 않는 경우, 식(1)의 구성은 멀티레벨의 상보적인 쌍을 발생시킨다. 그러나, 본 발명의 많은 양상은 또한 멀티레벨의 상보적인 쌍에 적용된다.

상보적인 쌍으로부터 두개의 시퀀스 a_N(k) 및 b_N(k)를 동시 발생시키는 일반적인 반복 방식이 도 4에 도시되어 있다. 도 4에 도시된 반복적인 Golay 시퀀스발생기(60)는 식(1)에서 규정된 바와같은 상보적인 Golay 시퀀스 a_N(k) 및 b_N(k) 쌍을 발생시키지만, 이것은 특히 보단 긴 코드에 대해서 많은수의 메모리 요소를 필요로한다. 예를 들어, 길이 L = 4096 및 N = 12의 시퀀스에 대해서, 12개의 지연선(D₁- D₁₂)이 필요로되는데, 여기서, 제1 지연선은 D₁메모리 요소를 갖으며, 제2 지연선은 D₂메모리 요소를 갖는 등등이다. 그러므로, 전체 메모리 요소 수는 식(1)을 따르기 때문에 L-1 = 2^N-1과 동일하게 된다.

D₁+ D₂+ ... + D_N= 1 + 2 + 4 + ... + 2^N-1= 2^N-1

Golay 상보적인 시퀀스를 발생시키기 위한 보다 효율적인 수단 (및 바람직하지만 반드시 필요치 않음)이 지금부터 설명된다.

도 5에 도시된 직접 Golay 상보적인 시퀀스 발생기는 도 4에 도시된 반복적인 Golay 시퀀스 발생기(60)와 정확하게 동일한 쌍의 Golay 상보적인 시퀀스를 발생시킨다. 직접 Golay 시퀀스 발생기(70)는 제로에서 2^N-1 까지 순환적으로 계산하도록 하는 단지 N개의 메모리 요소를 포함하는 모듈로 2^N카운터(72)를 구비한다. 이 카운터(72) 병렬 출력은 가변 정수 k의 2진 표현에 대응하는데, 여기서. 퍼뮤테이터(74)는 N개의 병렬 출력 B_l(k) ... B_N(k)을 수신하도록 결합되고 1 부터 N 까지의 정수의 어떤 퍼뮤테이션에 따라서 N개의 병렬 출력을 퍼뮤테이팅 한다. 퍼뮤테이터(74)에 사용되는 퍼뮤테이션 벡터는 식(1)에 사용되는 퍼뮤테이션의 모든 수에 1을 가산함으로써 얻어진다. N-1개의 제1 세트의 AND 게이트(76)는 퍼뮤테이터(74)로부터의 인접 출력 쌍으로부터 N-1개의 병렬 출력을 발생시킨다. 제1 합산기(80)는 제1 세트의 AND 게이트(76)에 의해 발생된 출력을 모듈로 2 합산한다. 제2 세트의 AND 게이트(78)는 식(1)에서 사용되는 2진 벡터 W_n을 사용하여 1→0 및 -1 →1 매핑함으로써 얻어지는 한 세트의 N 가중 계수 W₁'... W_N'의 하나와 퍼뮤테이터(74)로부터의 각각의 출력을 논리적으로 AND하는데, 제2 합산기(82)는 제2 세트의 AND 게이트(78)에 의해 발생된 출력과 모듈로 2 합산한다. 제3 합산기(84)는 제1 및 제2 함산기의 출력을 모듈로 2 합산하여 상보적인 쌍의 2진 시퀀스에서 제1의 2진 시퀀스를 발생시킨다. 제 4 합산기(86)는 제3 합산기(84)의 출력 및 퍼뮤테이터(74)로부터의 최대 유효 출력, 즉 B_P(N)(k)와 모듈로 2 합산하여 상보적인 시퀀스 쌍에서 제2의 2진 시퀀스를 발생시킨다. 매퍼(88)는 알파벳{0,1}으로부터의 요소를 갖는 제1 및 제2의 2진 시퀀스를 알파벳{-1, 1}로부터의 대응하는 요소로 변환시킨다.

직접 Golay 상보적인 시퀀스 발생기(70)는 메모리 효율적이고 상당히 낮은 복잡도를 갖는데, 예를 들어 종래의 선형 피드백 시프트 레지스터 시퀀스(m-시퀀스) 발생기와 유사한 복잡도를 갖는다. 이들 품질이 발생기(70)를 이동 단말기의 랜덤 액세스 버스트 송신기 및 또한 기지국 송신기에서의 시퀀스 발생기로서 특히 유용하게 한다.

수신기에서, 수신된 스프레드 스펙트럼 신호는 전송된 Golay 상보적인 시퀀스와 상관되어 완전한 시퀀스가 수신될때의 정확한 시간을 검출한다. 전송된 Golay 상보적인 시퀀스가 최소 비주기 자동상관을 갖도록 선택되기 때문에, 검출된 최대 상관 값이 자동상관 메인 로브와 대응할 확률은 매우 높다. 임의의 동기화 시퀀스에 정합되는 상관기(90)의 일반적이며 직접적인 구현 방식이 도 6에 도시되어 있다.

수신된 신호 r(k)는 L-1 메모리 요소를 갖는 지연선에 제공된다. 각각의 입력 신호 및 각각의 메모리 요소 스테이지는 입력을 L 승산기에 제공하여 a(L-1), a(L-2), a(L-3), ... , a(0)로 표현되는 시퀀스와 상관시킨다. 승산기의 출력은 합산되어 상관 출력 신호 R(τ)를 제공한다. 상관을 만족하게 수행하지만, Golay 상관기(90)는 메모리 및 데이터 처리와 관련한 비용이 많이 든다. 예를 들어, L = 4096, 4095 메모리 요소인 경우, 4096 승산기 및 4095 합산기가 필요로된다.

따라서, 본 발명의 바람직한 실시예는 도 7에 도시된 효율적인 Golay 상관기(EGC)(100)를 사용한다. 기능적으로, 효율적인 Golay 상관기(100)는 식(1)에 의해 규정된 상보적인 시퀀스 a_N(k) 및 b_N(k)에 직접적으로 대응하는 정합 필터이다. 이 상관기를 특히 유용하게 하는 것은 도 6에 도시된 일반적인 상관기(90)에 필요로되는 것 보다 훨씬 적은 메모리 및 훨씬 적은 데이터 처리 동작을 사용한다는 것이다.

효율적인 Golay 상관기(100)는 두개의 상보적인 시퀀스 a_N(k) 및 b_N(k)와 동시에 입력 신호 r(k)의 상관을 수행한다. 두개의 정합된 필터 상관기 출력 R_ra(τ)및 R_rb(τ)는 대응하는 비주기 교차 상관 함수인데, 즉 수신된 신호 r(k)가 두개의 시퀀스 a_N(k) 및 b_N(k)를 정합시키는 정도를 표시하는 값이다. 이 정합된 필터/상관기(100)는 식(1)에서 규정된 가중 계수 W_n의 공액 복소수, W_n ^*를 사용한다.

그러므로, 효율적인 Golay 상관기(100)는 N개의 직렬 연결된 처리 스테이지를 사용하여 수신된 스프레드 스펙트럼 신호 r(k)를 길이 L = 2^N의 Golay 상보적인 시퀀스 쌍과 상관시키는데, 각각의 스테이지는 제1 및 제2 병렬 처리 분기를 갖는다. 각각의 처리 스테이지에서의 제1 처리 분기에 제공된 입력 신호 R_a ^(n-1)(k)는 대응하는 지연선 D_n(여기서, n = 1, ... , N)의 제1 메모리 요소에 저장되지만, 동일한 지연선 D_n의 최종 메모리 요소의 내용은 동일 처리 스테이지의 가산기(제1 분기의) 및 감산기(제2 분기)에 입력된다. 동일한 스테이지에서의 제2 처리 분기에 제공되는 입력 신호 R_b ^(n-1)(k)는 식(1)에서 규정된 가중 계수 W_n의 공액 복소수인 대응하는 가중 계수 W_n ^*와 승산기에서 승산된다. 승산기의 출력은 제1 분기의 가산기 및 감산기의 부의 입력에 공급된다. 가산기의 출력 R_a ⁽ⁿ⁾(k)은 다음 연속적인 스테이지의 지연선에 입력된다. 감산기의 출력 R_b ⁽ⁿ⁾(k)는 다음 연속적인 스테이지에서의 지연선에 입력된다. 제1 처리 스테이지에서의 제1 및 제2 처리 분기에 대한 입력 신호 R_a ⁽ⁿ⁾(k) 및 R_b ⁽ⁿ⁾(k)는 수신된 스프레이드 스펙트럼 신호 r(k)에 대응한다.

N번째 처리 스테이지에서의 제1 처리 분기의 출력은 Golay 상보적인 시퀀스 쌍의 제1 시퀀스 a_N(k)와의 수신된 스프레드 스펙트럼의 교차 상관 R_ra(k)을 발생시킨다. N 번째 처리 스테이지에서의 제2 처리 분기의 출력은 Golay 상보적인 쌍으로부터의 제2 시퀀스 b_N(k)와의 수신된 스프레드 스펙트럼 신호의 교차 상관 R_rb(k)를 발생시킨다.

EGC의 승산 수는 log₂(L)과 동일하다. 대조적으로, 도 6에 도시된 Golay 시퀀스 상관기(90)의 직접적인 정합 필터 수행은 2 ● L에 대응하는 훨씬 많은 수의 승산을 필요로한다. 직접적인 수행(90)은 효율적인 Golay 상관기(100)가 상보적인 쌍을 동시에 상관시키는 동안 상보적인 쌍을 상관시키기 위하여 두개의 상관기를 필요로 한다는 점에 유의하라. 효율적인 Golay 상관기(100)에서의 가산 수는 2 ● (L-1)인 직접적인 정합 필터 수행990)보다 작은 2 ● log₂(L)이다. 효율적인 Golay 상관기(100)에 필요로되는 메모리 요소 수는 L-1이지만 도 6에 도시된 일반적인 상관기(90)는 시퀀스 쌍을 상관시키기 위하여 두 세트(2(L-1))의 메모리 요소를 필요로한다. 따라서, 효율적인 Golay 상관기(100)는 IC 공간을 절약하며, 처리 동작을 감소시키며, 전력을 절약하고 비용을 감소시킨다.

본 발명은 특히 이동국이 기지국에 대응하는 랜덤 액세스 채널을 통해서 메시지를 전송할때 이동국 및 기지국간을 동기화시키는데 유용한데, 이에만 국한되는 것은 아니다. 이와 같은 랜덤 액세스 채널의 한가지 예의 포맷은 도 8A 및 도 8B 와 관련하여 지금부터 서술된다. 랜덤 액세스 채널 포맷은 슬롯화된 ALOHA 방식을 토대로 하는데, 이 방식에서 이동국은 랜덤 액세스 채널상의 전송을 양호하게 규정된 다수의 시간을 특정 프레임 경계에 대해서 오프셋 한다. 상이한 시간 오프셋은 액세스 슬롯으로서 도시되어 있고 1.25 밀리초 떨어져서 이격되어 있다. 액세스 슬롯이 현재 셀에서 이용가능한 것에 대한 정보는 다운링크 동시통신 채널상에 기지국에 의해 동시통신된다. 프레임 경계는 또한 현재 셀의 동시통신 채널에 의해 규정된다. 랜덤 액세스 버스트는 두개의 부분, 즉 하나의 밀리초의 길이를 갖는 프리앰블 부분 및 10 밀리초의 길이를 갖는 메시지 부분을 포함한다. 프리앰블 및 메시지 간에는 유휴 시간 주기, 예를 들어 0.25 밀리초가 존재할 수 있는데, 이것은 메시지의 프리앰블 및 다음 온라인 처리의 검출(상관)을 고려한다.

이동국에 의해 수행되는 랜덤 액세스 절차가 도 9에 도시된 랜덤 액세스(MS) 루틴(블록 200)과 관련하여 지금부터 서술된다. 초기에, 이동국은 특정 기지국 셀과의 동기화를 획득하여야 만 한다(블록 210). 배경부에서 서술된 바와 같이, 이동국은 최저 경로 손실을 갖는 기지국에 대한 셀 탐색동안 초기 동기화를 수행한다. 이동국은 기지국 동시통신 채널과 동조하여 동시통신 신호를 처리하여 동기화 시퀀스를 검출한다. 한가지 예의 실시예에서, 동기화는 두개로 나누어진다. 제1 단계에서, 이동국은 모든 기지국에 공통되는 1차 동기화 시퀀스를 검출한다. 일단 가장 강하거나 최대 상관이 검출되면, 이동국은 2차 동기화 시퀀스를 기지국에 상관시키는 제2 단계를 실행한다.

특정 셀과의 동기화를 획득한 후, 이동국은 이용가능한 프리앰블 시그너쳐, 이용가능한 랜덤 액세스 채널 및 액세스 슬롯에 관한 정보 및 그외다른 정보와 함께 이 특정 셀에 사용되는 랜덤 액세스 프리앰블 확산 코드 및 메시지 스크램블링 코드(들)에 관한 정보를 다운링크 동시통신 채널로부터 획득한다(블록 220). 그리고나서, 이동국은 이용가능하게되는 것들로부터 시그너쳐 및 액세스 시간 슬롯을 선택한다(블록 230). 그후에, 이동국은 선택된 액세스 시간 슬롯동안 프리앰블 확산 코드 및 시그너쳐를 사용하여 랜덤 액세스 버스트를 발생시킨다(블록 240).

이동국에 의해 전송되는 랜덤 액세스 버스트는 도 10의 순서도에 도시된 랜덤 액세스(BS) 루틴과 관련하여 서술된 바와 같이 기지국에서 수신되어 적절하게 상관되어야만 된다(블록 300). 기지국은 복합 RF 신호를 수신하여, 이 신호를 기저대로 변환시키고 이 기저대 신호를 하나이상의 프리앰블 시퀀스와 상관시킨다(블록 310). 특히, 기지국은 정합된 필터 타입의 상관기를 사용하여 기저대 복합 신호를 프리앰블 시퀀스와 상관시킨다(블록 320). 그리고 나서, 최대 상관 피크가 검출되고, 프레임, 슬롯 및 칩 동기화 타이밍 정보를 추정하기 위하여 사용된다. 피크 검출기(예를 들어, 54)는 수신된 신호의 각종 다중 경로 성분의 상대적인(수신기 타이밍과 관계하여) 지연을 제공한다(블록 330). 추정된 타이밍 정보는 RAKE 결합기(예를 들어, 57)에 제공되어 랜덤 액세스 채널 버스트(블록 340)의 메시지 부분을 복조한다. 이 타이밍 장치(예를 들어, 56)는 RAKE 복조기(예를 들어 57)에서 이들의 조합 및 복조전 다중경로 성분의 상호 지연을 보상한다. 검출된 상관 피크에 대응하는 복소 상관 값은 RAKE 복조기에서 소거될 초기 페이딩 채널 계수로서 사용된다.

도 11 에 도시된 랜덤 액세스 채널(RACH) 프리앰블 상관기(400)는 사용되는 메모리 양과 관련하여 특히 효율적이다. 이 효율성은 시그너쳐 2진 시퀀스 및 프리앰블 확산 코드를 직렬로(계층적으로) 연결함으로써 성취되는데, 즉 시그너쳐 시퀀스의 각각의 2진 비트는 동일한 프리앰블 확산 코드에 의해 확산된다. 수신된 신호는 예를 들어 T_max= 256 칩의 길이를 갖는 프리앰블 확산 코드와 정합 필터(410)에서 상관된다. 그리고나서, 정합 필터(410)에 의해 발생된 중간 상관값은 승산기에서 예를 들어 16개의 길이를 갖는 시그너쳐 시퀀스의 요소(동시통신 채널을 통해서 기지국에 의해 제공됨)와 승산된다. 합산기(430)는 승산기(420)의 출력을 정합 필터의 길이, 예를 들어 256와 동일한 수의 요소를 갖는 지연선(4200의 출력과 합산한다. 합산기(430)의 출력은 피크 검출기(450)에 제공될 뿐만아니라 지연선(440)에 입력된다. 프리앰블 상관기(400)는 수신된 신호 r(k)의 예측된 지연 τ이로 제한되는 조건하에서 소망한 대로 동작하는데, 여기서 T_max는 프리앰블 확산 코드의 길이이다.

이 상관 동작은 시간 윈도우, 예를 들어 256 칩과 동기화되는데, 이 동안 랜덤 액세스 버스트가 수신될 것으로 기대된다. 이 시간 윈도우 길이는 이동국이 이미 기지국과의 다운링크 또는 1차 동기화를 성취한 것으로 가정된다. 각각의 연속적인 256 칩 윈도우 동안, 이 윈도우용 정합 필터(410)에 의해 발생된 256 상관값은 16개의 심볼 길이 시그너쳐 시퀀스의 한 심볼과 승산된다. 그리고나서, 시그너쳐 시퀀스의 다음 심볼은 다음 256 칩 윈도우의 초기에 선택된다. 승산된 상관값은 사전 시간 윈도우의 동일한 상대적인 시간 위치에서 수행되는 사전 합산 결과와 합산된다. 사전 합산의 결과는 지연선(440)의 출력으로부터 얻어지고 나서 현재 합산의 결과는 지연선(440)에 저장된다. 피크 검출기(450)로 출력되는 최종 상관 값은 16개의 시간 윈도우, 즉 256 칩 시간 윈도우내의 각각의 시간 위치에서 합산을 16번 반복한 후 제공된다. 그러므로, 전체 상관 피크는 4096과 동일하게 되는데, 그 이유는 각각의 반복에서, 값 256의 중간 상관 피크가 통합되기 때문이다. 피크 검출기(450)는 I 및 Q 분기로부터 상관값 둘다를 수신하여 절대 상관값 또는 자승의 절대 상관값을 계산한다. 피크 검출기(450)는 예를 들어 도 3에 도시된 바와같은 RACH 수신기의 나머지와 접속된다.

RACH 프리앰블 상관기(400)는 특히 효율적인데, 그 이유는 종래의 상관기보다 훨씬 적은 메모리를 필요로하기 때문이다. 예를 들어, L = 4096인 경우, RACH 프리앰블 상관기(400)는 511개의 메모리 요소만을 필요로하지만, 도 6에 도시된 일반적인 상관기(90)는 4095개의 메모리 요소를 필요로한다.

프리앰블(400)의 구조의 감소된 메모리 이점은 도 12에 도시되고 도 11에 도시된 구조와 유사한 구조를 갖는 메모리 효율적인 Golay 시퀀스 상관기(500)을 수행하는데 유용하게 사용된다는 것이다. 상관기(500)는 필요로되는 가산수 및 승산 수를 감소시킨다. 도 12에 도시된 효율적인 Golay 상관기(500)는 길이 T_max의 두개의보다 짧은 상보적인 상태 시퀀스 A(k) 및 B(k)의 함수로서 L= 2^N= J ● T_max의 Golay 시퀀스 길이의 표현을 토대로한다. 이 함수는 상보적인 시퀀스 쌍의 식(1)의 일반적인 반복 구성의 결과이다. 즉, 일반적인 반복 구성이 임의의 상보적인 시퀀스 쌍으로부터 시작되는 경우, 즉, 초기 벡터 a₀(k) 및 b₀(k)가

a₀(k) = A(k)

b₀(k) = B(k), k = 0, 1 , 2, ... , T_max-1로 되는 경우, 여기서, A(k) 및 B(k)는 길이 T_max의 두개의 상보적인 시퀀스인데, 길이 L= 2^N=J ● T_max의 최종적인 상보적인 시퀀스 쌍이 J번 반복후 발생된다. 식(1)에서 모든 지연 D_n은 상태 시퀀스(T_max)의 길이와 승산된다.

수신된 신호 r(k)는 예를 들어 길이 L = 256 칩을 갖는 도 7에 도시된 효율적인 Golay 상관기(510)에 의해 바람직하게 수신된다. 효율적인 Golay 상관기(510)는 Golay 상보적인 시퀀스 쌍에 대응하는 두개의 교차 상관 값 R_rA(τ) 및 R_rB(τ)를 발생시킨다. 스위치 또는 선택기(520)는 두개의 상관값을 수신한다. "인터리빙 신호"라 칭하는 제어 신호는 선택기(520)를 제어하여 "0"가 제공된 경우 R_rA(τ) 상관값 또는 "1"이 제공된 경우 R_rB(τ)상관중 하나를 선택한다. 이로인해, 선택기(530)는 인터리빙 시퀀스의 현재 값을 토대로 각각의 연속적인 시간 윈도우동안 중간 쌍의 상관값중 하나를 교대로 공급한다. 보다 짧은 상태 시퀀스의 연결 순서는 인터리빙 시퀀스에 의해 결정된다. 시그너쳐가 길이 16을 갖는 이 예에서의 인터리빙 시퀀스는 또한 16과 동일한 길이를 갖는다. 그리고 나서, 선택기(520)의 출력은 승산기(420)의 현재 256 칩 타이밍 윈도우에 대응하는 시그너쳐의 심볼들중 하나의 심볼과 승산기(420)에서 승산된다. 승산기(420), 합산기(430), 지연선(440) 및 피크 검출기(450)에서 수행되는 동작은 도 11과 관련하여 서술된 동작과 유사하다. 도 11에 도시된 방식의 경우에서 처럼, 메모리 효율적인 Golay 상관기(400)는 수신된 신호 r(k)의 예측된 지연 τ이로 제한되는 조건하에서 소망한대로 동작하는데, 여기서 T_max는 상보적인 상태 시퀀스의 길이이다.

상관기(500)가 도 11에 도시된 상관기(400)와 동일한 수의 메모리 요소를 갖지만, 이것은 상당히 작은수의 승산기 및 가산기를 갖는다. 도 11의 정합 필터 프리앰블 확산 코드 상관기(410) 대신에 보다 큰 효율성의 EGC(510)를 사용하기 때문에 전체 효율성이 개선된다.

보다 높은 용량이 바람직한 셀에서, 복수의 동기화 시퀀스 세트를 구성하는 것이 유용하다. 보다 많은 동기화 시퀀스가 용량을 보다 높게 하기 위하여 제공된다. 바람직하게, 이와 같은 세트에서 시퀀스는 교차 상관을 최소화하기 위하여 직교되어야만 된다. 본 발명은 식(1)의 반복적인 구성으로부터 Golay 시퀀스의 직교 세트를 효율적으로 발생시키기 위하여 제공된다.

직교 Golay 시퀀스 세트는 길이 N의 L/2 =2^N-1벡터 W(v,n), 즉 v = 0,1,..., 2^N-1및 n = 1,2,3, ... ,N의 적절한 세트를 선택함으로써 각각의 퍼뮤테이션 P_n, 즉 지연 D_n을 위하여 식(1)로부터 발생될 수 있다. 각각의 벡터 W(v,n)은 한쌍의 상보적인 Golay 시퀀스를 발생시킨다. 따라서, 전체 2^N시퀀스는 길이 2^N의 Golay 시퀀스의 직교 세트에 제공된다.

식(1)로부터 Golay 시퀀스의 직교 세트를 발생시키는 길이 N의 2^N-1벡터 W(v,n)의 세트는 예를 들어 두가지 상이한 방식으로 발생될 수 있다. 제1 알고리즘은 다음과 같다.

W(v,n)=(-1)^BN-n+1(2v),v=0,1,...,2^N-1-1,n=1,2,3,...,N (2a)

여기서, B_n(x)는 어떤 정수 x의 N-비트 길이의 2진 표현에서 n-번째 비트이다.

(2b)

제2 알고리즘은 다음과 같다.

W(v,n)=(-1)^BN-n+1(2v+1),v=0,1,...,2^N-1-1,n=1,2,3,...,N (2c)

다음의 예를 고려하자. N=3인 길이 L=8=2³의 Golay 시퀀스의 직교 세트가 식(1)을 사용하여 얻어진다라고 가정하자. 수{0,1,2}의 임의의 퍼뮤테이션 P = {P₀, P₁, P₂}로 부터 시작하면, P = {0, 2, 1}로 된다. 길이 3의 필요한 가중 벡터W(v,n)는 식(2a)로부터 얻어지고 다음 표1에서 제공된다.

[표 1]

길이 8의 Golay 시퀀스의 최종적인 직교 세트 S(u,k)는 표2에 제공된다.

[표 2]

대응하는 4상 코드를 얻기 위하여, 각각의 Golay 시퀀스는 일정한 복소수와 승산될 수 있는데, 여기서이다.

RACH 프리앰블에 대한 직교 Golay 시퀀스의 특정하고 유용한 적용이 도 13에도시된 메모리 효율적인 Golay 상관기와 관련하여 지금부터 서술된다. 도 13은 하나이상의 프리앰블 시퀀스가 사용될 수 있는 RACH 프리앰블 상관기(600)를 수행하는 본 발명의 바람직한 예의 실시예를 도시한 것이다. 도 13의 상관기 군으로 도시된 32개의 상관기 각각은 도 12에 도시된 상관기(500)와 유사하게 동작한다. 상태 시퀀스가 길이 T_max= 256이며, 퍼뮤테이션 벡터가 P_n이고 가중 벡터 W_n가 길이 16인 경우, 상보적인 쌍에서 각각의 시퀀스의 최종적인 전체 길이는 4096이다. 최종적인 Golay 시퀀스는 8번 반복되는 시퀀스 A(k) 및 B(k)로 이루어지는데, 이것은 퍼뮤테이션 벡터 P_n을 따르는 "인터리빙" 함수를 사용하여 선택기(520)에 의해 다중화된다. 인터리빙 함수 I₀(k)는 제1의 16개의 직교 프리앰블에 대해 공통되고 인터리빙 함수 I₁(k)는 잔여 16개의 직교 프리앰블에 대해 공통된다. 각각의 프리앰블은 특정한 "시그너쳐" 시퀀스를 갖는데, 이것은 가중 함수 W_n및 퍼뮤테이션 벡터 P_n을 따른다. 인터리빙 함수는 전송된 프리앰블의 구조에 따라서 EGC의 하나의 출력 또는 그외 다른 출력을 선택한다.

길이 256(및 공통 인터리빙 함수)의 공통 상태 시퀀스 A(k) 및 B(k)를 갖는 길이 4096의 16개의 Golay 시퀀스의 제1의 직교 세트는 식(2)에 따라서 8개의 가중 벡터와 함께 길이 16의 단일 퍼뮤테이션 벡터를 선택함으로써 얻어진다. 식(1)에서 모든 지연 D_n은 상태 시퀀스의 길이(T_max= 256)과 승산된다.

동일한 상태 시퀀스 A(k) 및 B(k)를 갖지만 또다른 인터리빙 함수 I_l(k)에따라서 또다른 선택기(610)에 의해 인터리빙되는 길이 4096의 부가적인 16개의 직교 Golay 시퀀스는 다음을 취함으로써 얻어진다.

a₀(k)=B(k),

b₀(k)=A(k), k=0,1,2,...,T_max-1

직교 Golay 시퀀스의 부가적인 세트를 얻기 위하여 식(1)에서 사용되는 퍼뮤테이션 벡터 및 가중 벡터는 직교 Golay 시퀀스의 제1 세트에 대한 것과 동일하다. 전체적으로, 길이 256의 공통 상태 시퀀스를 갖는 길이 4096의 32개의 직교 Golay 시퀀스가 존재한다. 보다 일반적으로, 2J와 같은 직교 Golay 시퀀스를 발생시킬 수 있는데, 여기서 J = L/T_max이다.

이들 인터리빙 및 시그너쳐 함수는 상기 표 1 및 2 에서 제공된 동일한 예를 사용하는 길이 8의 Golay 시퀀스 직교 세트로 도시된다. T_max= 2 및 상태 시퀀스가 A(k) ={1, 1} 및 B(k) = {1, -1}인 경우, 표2에 제공된 시퀀스 세트는 표3에 도시된 바와 같이 표현될 수 있다.

[표 3]

인터리빙 함수 I₀(k) 및 I₁(k)은 다음과 같다.

I₀(k)={0,0,1,1} 및 I₁(k) = {1,1,0,0}

여기서, '0' 값은 시퀀스 A(k)와의 교차 상관을 선택하고 '1'값은 시퀀스 B(k)와의 교차 상관을 선택한다. 그러므로, 인터리빙 함수 I₁(k)는 I₀(k)의 반전된 버젼이다. 제1의 4개의 '시그너쳐' 함수는 다음과 같이 주어진다.

시그너쳐 0 = {1,1,1,-1}, 시그너쳐 1 = {1,-1,1,1}

시그너쳐 2 = {1,1,-1,1}, 시그너쳐 3 = {1,-1,-1,-1}

다른 4개의 시그너쳐 함수의 값은 동일한데, 즉 시그너쳐 4 = 시그너쳐 0, 시그너쳐 5 = 시그너쳐 1, 시그너쳐 6 = 시그너쳐 2 및 시그너쳐 7 = 시그너쳐 3이다.

본 발명의 앞선 예의 적용은 이동국에 의해 전송되는 랜덤 액세스 버스트를 수신하에 이에 동기화시키기 위하여 기지국에 의해 사용되는 하나이상의 상관기에 대한 것이다. 앞서 언급된 본 발명의 또다른 예의 유용한 적용은 이동국에 사용되는 셀 탐색 상관기에 대한 것이다. 초기 셀 탐색 동안, 이동국은 최저 경로 손실을 갖는 기지국을 탐색한다. 그리고나서, 기지국의 시간 슬롯 및 프레임 동기화 및 기지국과 관계되는 다운링크 스크램블링 코드를 결정한다. 초기 셀 탐색은 3단계, (1) 슬롯 동기화, (2) 프레임 동기화 및 코드-그룹 식별 및 (3) 스크램블링-코드 식별로 실행된다. 본 발명의 이와 다른 제한되지 않는 예의 적용은 제1 및 제2 단계 (1) 및 (2)와 관계된다.

이동국에서의 슬롯 동기화 절차는 각각의 시간 슬롯의 초기에 모든 기지국에 의해 동시통신되고 모든 기지국에 공통되는 1차 동기화 코드를 사용한다. 이 동기화 절차는 인입 신호를 1차 동기화 코드와 상관시키는 것으로 이루어진다. 상관기의 출력은 이동국의 범위내에서 각각의 기지국으로부터의 각각의 전파에 대한 피크를 발생시킬 것이다. 가장강한 피크의 위치를 검출하면은 가장강한 기지국 " 모듈로"의 타이밍에 시간 슬롯 길이를 제공한다.

이 슬롯 동기화는 이동국의 관점에서 중요한 단계인데, 그 이유는 이동국이 어떤 다른 기지국과 이미 링크되었을 지라도 이동작이 항상 수행되기 때문이다. 그러므로, 1차 동기화 코드를 위한 이동국의 상관기의 수행 복잡도는 가능한 최소화 되어야만 된다. 이와 같은 최소화는 1차 동기화 코드의 특수 구조를 개발함으로써 성취될 수 잇다. 다른 한편으로, 1차 동기화 코드는 최소 비주기 자동상관 사이드로브를 가져 소망의 메인 로브라기 보다 오히려 사이드로브에 동기화하는 가능성을 최소화한다.

셀 탐색 1차 동기화 코드를 위한 후자의 요구조건은 1998년 8월 17일에 출원되어 공동 양도된 발명의 명칭이 "Communication Methods and Apparatus Based on Orthogonal Hadamard-Based Sequences Having Selected Autocorreleation Properties"인 미합중국 특허 출원 제 09/135,427호에 제안된 바와같은 Golay 상보적인 시퀀스를 사용하므로써 충족될 수 있는데, 이것이 본원에 참조되어 있다. 이 특허 출원은 제1 셀 탐색 단계에서 사용하기 위하여 Golay 상보적인 시퀀스를 토대로한 1차 동기화 코드의 정합 필터링을 위한 효율적인 방법에 대해서 서술하고 있지 않다. 다행스럽게도, 본 발명은 1차 동기화 코드로서 Golay 상보적인 시퀀스를 사용하는 효율적인 수행을 제공한다.

셀 탐색의 제1 단계에서 1차 동기화 코드 상관기로서 도 7에 도시된 EGC(100)와 유사한 효율적인 Golay 상관기를 사용하면은 계층적인 1차 동기화 코드와 정합되는 도 11에 도시된 상관기(400)와 유사한 예를 들어 계층적인 상관기(HC)보다 큰 수행 이득을 제공한다. 길이 256의 계층적인 코드는 직렬, 즉 UTRA 시스템에 대한 한가지 제안에 포함된 바와같은 길이 16의 두개의 상태 시퀀스의 계층적인 연결에 의해 얻어진다. 바람직한 실시예에서, 1차 동기화 코드의 길이는 256 칩이다. 길이 256의 Golay 상보적인 시퀀스는 최소 최대 절대 비주기 자동상관 사이드로브(MAS) 값을 갖기 때문에 1차 셀 탐색 코드로서 적용하는데 최적으로 된다. 길이 256의 모든 Golay 상보적인 시퀀스에 대해 얻어지는 최소 MAS 값은 12이다. MAS= 12를 갖는 Golay 시퀀스의 한쌍은 다음과 같이 규정된다.

P_n= {6,3,7,2,1,4,0,5} 및 W_n= {1, -1, -1, 1, 1, -1, 1,1} (3)

EGC용 메모리 비트 N_mem수는 각각의 지연선에서 메모리 셀 수 및 제1 지연선 다음에 메모리 셀 워드 길이가 각각의 새로운 지연선에 대하여 1씩 증가한다는 점을 고려함으로써 계산될 수 있다. 수신된 신호의 1 비트 양자화는 다음과 같다라고 가정하자.

N_mem ^(EGC)=1·2⁶+ 2·2³+ 3·2⁷+ 4·2²+ 5·2¹+ 6·2⁴+ 7·2⁰+ 8·2⁵= 849

계층적인 상관기(HC)는 길이 16의 하나의 직접 상관기 및 길이 16의 15개의 지연선을 필요로한다. 각각의 이와 같은 지연 선에 대한 메모리 셀 워드 길이는 5비트이다. 그러므로, HC에 대하여 N_mem= 1 ● 16 + (5 ● 16) ● 15 = 1216이 된다.

EGC에 의해 상관되는 Golay 상보적인 시퀀스는 계층적인 시퀀스에 대해 다음 장점을 제공한다.

● 가산기의 수는 HC에 대해 30개의 가산기와 비교하여 EGC에 대해선 16개이다.

● 승산기의 수는 HC에 대해 32개 인 것과 비교하여 EGC에 대해선 8개이다.

● 메모리 비트수는 HC에 대해서 보다 EGC에 대해서 30% 작다.

● 비주기 자동상관 사이드로브의 최대 절대값은 계층적인 시퀀스에 대해서보다 Golay 상보적인 시퀀스에 대해서 3배 작다.

본 발명의 또다른 예는 인수화된 효율적인 Golay 상관기를 제공하는 것이다. 길이 256의 이와 같은 상관기가 도 14에 도시되어 있다. 인수화된 형태로 표현되는 Golay 시퀀스는 예를 들어 길이 64의 두개의 보다 짧은 상태(상보적인) 시퀀스의 연결로서 구성될 수 있다. 이 경우에, 상관기9700)는 도 7에 도시된 것과 유사한 길이 64의 효율적인 Golay 상관기(710), 길이 64의 지연선 (720, 730, 740 및 750), 승산기(790) 및 가산기(760, 770, 및 780)을 구비한다. 승산기의 전체 수는 많아야 10이고 가산기의 전체 수는 15와 동일하다. 가산기의 수는 길이 256의 EGC에 대해서보다 작아야 한다는 점에 유의하라. 지연선의 실제 수는 인터리빙 시퀀스를 따른다.

상관기(700)는 수신기 국부 발진기의 코히어런스 시간이 시퀀스 길이보다 짧을때(예를 들어, 많아야 64개의 칩) 유용하게 될 수 있다. 따라서, 중간 상관값을 서브-최적의 비코히어런트(sub-optimum, non-coherent) 통합할 필요가 있다. 다른 말로서, 상관기(700)는 중간 상관값을 코히어런트 및 비코히어런트 통합한다. 도 14의 예의 상관기는 코히어런트이다. 이 예에서, 길이 256의 Golay 시퀀스는 {-B, B, A, A}로 표시되는데, 여기서 A 및 B는 길이 64의 상보적인 시퀀스이다.

셀 탐색의 제2 단계에서, 길이 256 칩의 17개의 2차 동기화 코드(SSCs) 세트가 사용될 수 있다. 이 SSCs는 1차 동기화 코드(PSC)와 직교되어야만 된다. 1차 동기화 코드가 본 발명의 한 예의 적용을 따른 Golay 상보적인 시퀀스라고 가정하면, 17개의 직교 SSCs를 발생시키기 위한 한가지 방식은 1998년 8월 17일에 출원되어공동 양도된 발명의 명칭이 "Communication Methods and Apparatus Based on Orthogonal Hadamard-Based Sequences Having Selected Autocorreleation Properties"인 미합중국 특허 출원 제 09/135,427호에 제안되어 있는데, 이것이 본원에 참조되어 있다. SSCs의 직교 세트는 PSC를 동일한 길이의 17개의 상이한 Walsh 함수와 승산함으로써 발생된다. 이와 같은 SSCs 세트는 셀 탐색의 제2 단계에서 FHT(Fast Hadamard Transform) 처리기를 사용하여 수행 복잡도를 감소시킨다. 게다가, PSC가 Golay 상보적인 시퀀스인 경우, Golay PSC를 상이한 Walsh 함수와 승산함으로써 얻어지는 시퀀스 세트는 Golay 시퀀스의 직교 세트를 발생시킨다. 이 경우에, 이들 SSCs는 또한 상술된 1차 동기화 코드 상관 절차와 유사한 EGCs 군을 사용하여 검출될 수 있다. 본 발명을 따른 이와 같은 EGC 군은 FHT를 토대로한 상관보다 필요로되는 동작수와 관련하여 보다 효율적으로 된다.

SSCs에 대한 부가적인 요구사항은 PSC 및 17개의 SSCs 간의 비주기 교차 상관이 작게되어 2차 동기화 코드로부터 1차 동기화 코드 상관기로의 간섭을 최소화하는 것이다. 이 경우에, 식(2)를 사용하여 길이 256 칩의 256 직교 Golay 시퀀스의 완전한 세트를 발생시키며, 1차 동기화 코드로서 이들 Golay 시퀀스들중 하나의 시퀀스를 선택하고 나서 어떤 적당한 임계값보다 작은 1차 동기화 코드와의 최대 절대 비주기 교차 상관을 각각 갖는 17개의 2차 동기화 코드를 선택하는 이점이 있다. 예를 들어, PSC가 식(1) 및 (3)에 의해 발생된 a(k) 시퀀스라고 가정하면, 42의 임계값 보다 작거나 동일한 PSC와의 최대 절대 비주기 교차 상관을 갖는 17개의SSCs의 세트가 식(3)과 동일한 퍼뮤테이션 벡터 및 이하의 가중 벡터로 규정된다.

가중 벡터 W_SSCn가 (1)로 대체될때 대응하는 시퀀스 SSCn은 Golay 시퀀스 a(k) 또는 b(k)((4)의 각각의 벡터에 부착된 괄호로 표시됨)와 동일하다. 이 SSCs는 PSC에 대해서 유사한 대응하는 17개(또는 그보다 작은)EGCs 군을 사용함으로써 검출될 수 있다.

개선된 수행 효율성 이외에, Golay 상보적인 시퀀스 쌍을 토대로한 동기화 코드는 예를 들어 연결된 직교 Gold 시퀀스를 토대로한 동기화 시퀀스와 비교하여 최대 절대 비주기 자동상관 사이드로브(MAS)와 관련하여 보다 우수한 수행성능을 제공한다. 이 비교는 도 15 및 도 16의 그래프로 도시된다. 도 15는 직렬로 연결된 직교 Gold 시퀀스의 비주기 자동상관 함수의 그래프이다. 제로 지연에 대응하는 샘플에서 실제 최대가 될지라도, 각종 비제로 지연에서 잘못된 상관 검출을 초래할 수 있는 유효한 최대 피크가 또한 존재한다는 점에 유의하라. 대조적으로, 도 16의 그래프는 Golay 상보적인 시퀀스 쌍을 토대로한 동기화 코드에 대해서, 사이드로브가 훨씬 낮고 랜덤 액세스 검출에 대한 이득 범위(즉, 메인 로브 주위에서 +/-255칩)에서, 사이드로브는 그밖의 다른곳에서 보다 훨씬 낮다는 것을 도시한다.

랜덤 액세스 프리앰블로서 직교 Golay 상보적인 시퀀스를 적용하는 경우, 공통 프리앰블 확산 코드와 직교 시그너쳐를 직렬 연결함으로써 얻어진 또다른 직교 프리앰블 세트의 특성과 비주기 자동상관 특성을 비교하는 것이 중요하다. 비교 파라미터는 이 세트에서의 각 프리앰블의 최대 절대 비주기 자동상관 사이드로브(MAS)이다. 현재 개발중인 UTRA 시스템에 관한 이 예의 비교에서, 본 발명을 따른 길이 4096의 16개의 직교 Golay 시퀀스 세트는 직교 Gold 시퀀스를 토대로한 RACH 프리앰블에 대한 또다른 UTRA 제안과 비교된다. 표4는 길이 256의 두개의 보다 짧은 상태 상보적인 시퀀스 A(k) 및 B(k)의 함수로서 16개의 Golay 시퀀스를 제공한다.

[표 4]

상태 Golay 시퀀스 A(k) 및 B(k)는 퍼뮤테이션 P_n= {0,2,1,5,6,4,7,3} 및 가중 W_n= {1, -1, 1, -1, 1, -1, -1,1}을 사용하여 식(1)로부터 얻어진다.

상기 규정된 16개의 직교 Golay 시퀀스 세트 및 UTRA에 대한 또다른 제안에 규정된 바와같은 공통 프리앰블 확산 코드(프리앰블 확산 코드 수 n = 1)에 의해 확산된 16개의 직교 시그너처로부터 얻어진 16개의 연결된 직교 Gold 시퀀스 세트에 대한 MAS 값은 표5에 도시되어 있다.

[표 5]

앞서 설명된 바와 같이, 랜덤 액세스 프리앰블은 이동 단말기가 이미 기지국 타이밍에 관한 정보를 갖고 있기 때문에 기지국 수신기와 완전하게 비동기되지 않지만, 기지국 및 이동국간에 라운드트립 전파 지연에 의한 불확실성이 초래된다. 한가지 타당한 가정은 라운드트립 지연은 많아야 255 칩인데, 이로인해 랜덤 액세스 프리앰블의 비주기 자동상관 함수가 메인 로브 주위의 영역 +/- 255 칩에서 만 실제로 중요하게 된다는 것이다. 메인 로브 주위의 영역 +/-255 칩에서 비주기 자동상관 사이드로브의 최대 절대값이 길이 4096의 상술된 직교 Golay 및 연결된 직교 Gold 시퀀스에 대하여 표6에 도시되어 있다.

[표 6]

표 6은 메인 로브 주위의 영역 =/- 255 칩에서 연결된 직교 Gold 시퀀스 보다 약 25배 작은 자동상관 사이드로브를 갖는다는 것을 보여준다.

본 발명이 특정 실시예와 관련하여 서술되었지만, 당업자는 본 발명이 본원에 서술되고 예시된 특정 실시예로 국한되지 않는 다는 것을 알 수 있을 것이다. 각종 수정, 변경 및 등가의 장치 뿐만 아니라 도시되고 서술된 것 이외의 다양한 포맷, 실시예가 본 발명을 구현하기 위하여 또한 사용될 수 있다. 그러므로, 본 발명이 바람직한 실시에와 관계하여 서술되었지만, 이것은 단지 본 발명을 예시 및 전형화한 것이지 제한 하고자 하는 것이 아님을 이해할 수 있을 것이다.

Claims

제2 송수신기에 의해 전송된 수신된 신호를 제1 송수신기에서 상관시키는 방법에 있어서,

상기 수신된 신호를 상보적인 시퀀스 쌍중 하나와 상관시키기 위하여 상보적인 시퀀스 쌍에 대응하는 정합 필터를 사용하는 단계와,

상기 정합 필터로부터의 피크 출력을 검출하는 단계 및,

타이밍 추정값을 발생시켜 상기 제1 및 제2 송수신기간의 전송을 동기화하기 위하여 상기 검출된 피크 출력을 사용하는 단계를 포함하는 상관 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 상보적인 시퀀스 각각은 상기 상보적인 시퀀스의 모든 비 제로 지연에 대한 최소 비주기 자동상관 사이드로브 및 상기 상보적인 시퀀스의 제로 지연에 대하여 최대 자동상관 메인 로브를 갖는 것을 특징으로 하는 상관 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 수신된 신호에 포함된 메시지를 복조하기 위하여 사용되는 초기 페이딩 채널 계수로서 검출된 피크 출력에 대응하는 복소 상관값을 사용하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 상관 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 정합 필터는 상기 수신된 신호를 두개의 상보적인 시퀀스와 동시에 상관시키는 것을 특징으로 하는 상관 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 정합 필터는 상기 수신된 신호를 상기 상보적인 시퀀스와 반복적으로 상관시키는 것을 특징으로 하는 상관 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제1 송수신기는 기지국이고 상기 제2 송수신기는 이동국이며, 상기 하나의 시퀀스는 랜덤 액세스 채널을 통해서 상기 이동국에 의해 상기 기지국으로 전송되는 랜덤 액세스 메시지의 프리앰블 부분으로서 사용되는 것을 특징으로 하는 상관 방법.
제 6 항에 있어서,

상기 상보적인 시퀀스는 길이 2 또는 그보다 긴 Golay 시퀀스 인 것을 특징으로 하는 상관 방법.
제 7 항에 있어서,

상기 Golay 시퀀스 각각은 보다 짧은 Golay 시퀀스 쌍을 연결함으로써 발생되는 것을 특징으로 하는 상관 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제1 송수신기는 이동국이고 상기 제2 송수신기는 기지국이며, 상기 하나의 시퀀스는 동시 통신 채널을 통해서 상기 기지국에 의해 전송되는 동기화 시퀀스로서 사용되는 것을 특징으로 하는 상관 방법.
제 1 항에 있어서,

직교의 상보적인 시퀀스 쌍에 각각 대응하는 상기 다수의 정합 필터를 사용하는 단계를 더 포함하는데, 상기 피크 출력은 상기 정합 필터중 하나로부터 검출되는 것을 특징으로 하는 상관 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 상보적인 시퀀스 쌍은 이하에 따라서 결정되는 상보적인 시퀀스 쌍인데,

a₀(k) = δ(k)

b₀(k) = δ(k)

a_n(k) = a_n-1(k) + W_n● b_n-1(k - D_n)

b_n(k) = a_n-1(k) - W_n● b_n-1(k - D_n)

여기서 k = 0, 1, 2, ... , 2^N- 1; n = 1, 2, ... , N; D_n= 2^Pn; a_n(k) 및 b_n(k)는 길이 2^N의 상보적인 시퀀스 쌍이며; δ(k)는 Kronecker 델타 함수이며; k는 시간 크기를 표시하는 정수이며 ; n은 반복 수 이며, D_n은 지연이며, P_n,n = 1, 2, ... , N은 수{0, 1, 2, ... , N -1 }의 임의의 퍼뮤테이션이고; W_n은 단위 크기의 임의의 복소수인 것을 특징으로 하는 상관 방법.
제2 송수신기로 전송하기 위하여 제1 송수신기에서 동기화 시퀀스를 발생시키는 방법에 있어서,

시퀀스의 모든 비 제로 지연에 대한 최소 비주기 자동상관 값 및 2진 시퀀스의 제로 지연에 대한 최대 자동상관 값을 갖는 상보적인 시퀀스 쌍으로부터 시퀀스를 발생시키는 단계 및,

상기 제2 송수신기를 상기 제1 송수신기와 동기화시키도록 하기 위하여 상기 시퀀스를 사용하는 상기 제1 송수신기로부터 신호를 전송하는 단계를 포함하는 동기화 시퀀스 발생 방법.
제 12 항에 있어서,

상기 제1 송수신기는 이동국에 포함되고 상기 제2 송수신기는 기지국에 포함되며, 상기 이동국은 상기 기지국과 관계되는 랜덤 액세스 채널을 통해서 상기 시퀀스를 전송하는 것을 특징으로 하는 동기화 시퀀스 발생 방법.
제 13 항에 있어서,

상기 시퀀스는 상기 기지국 및 상기 이동국 둘다에 의해 공지되는 것을 특징으로 하는 동기화 시퀀스 발생 방법.
제 14 항에 있어서,

상기 기지국은 상기 시퀀스를 사용하여 상기 이동국으로부터 수신된 신호에 대한 상관 처리를 수행하여 상기 최대 자동상관 값이 얻어질때 상기 상관 처리시의 시간을 검출하는 것을 특징으로 하는 동기화 시퀀스 발생 방법.
제 13 항에 있어서,

상기 시퀀스는 상기 랜덤 액세스 채널을 통해서 상기 이동국에 의해 전송되는 랜덤 액세스 버스트의 프리앰블에 사용되는 것을 특징으로 하는 동기화 시퀀스 발생 방법.
제 12 항에 있어서,

길이 L의 시퀀스 세트를 발생시키는 단계를 더 포함하는데, 각각의 시퀀스는 상기 시퀀스의 모든 비 제로에 대한 최소 비주기 자동상관 값 및 상기 시퀀스의 제로 지연에 대한 최대 자동상관 값을 갖으며,

상기 제1 송수신기는 상기 세트의 시퀀스 중 하나를 전송하여 상기 제2 송수신기가 상기 제1 송수신기와 동기화하도록 하는 것을 특징으로 하는 동기화 시퀀스 발생 방법.
제 17 항에 있어서,

상기 세트의 시퀀스는 직교인 것을 특징으로 하는 동기화 시퀀스 발생 방법.
제 12 항에 있어서,

상기 제1 송수신기는 기지국에 포함되고 상기 제2 송수신기는 이동국에 포함되며, 상기 기지국은 동시 통신 채널 상에서 상기 시퀀스를 동시 통신시켜 상기 이동국 수신기가 상기 기지국과 적어도 대략적으로 동기화하도록 하는 것을 특징으로 하는 동기화 시퀀스 발생 방법.
제 12 항에 있어서,

상기 시퀀스는 길이 L = 2^N및 길이 10 과 26에 대한 Golay 상보적인 시퀀스 쌍으로부터 얻어지는데, 여기서 n은 정수인 것을 특징으로 하는 동기화 시퀀스 발생 방법.
제 20 항에 있어서,

상기 길이는 4096인 것을 특징으로 하는 동기화 시퀀스 발생 방법.
제 20 항에 있어서,

상기 Golay 상보적인 시퀀스 쌍은 이하에 따라서 결정되는데,

a₀(k) = δ(k)

b₀(k) = δ(k)

a_n(k) = a_n-1(k) + W_n● b_n-1(k - D_n)

b_n(k) = a_n-1(k) - W_n● b_n-1(k - D_n)

여기서 k = 0, 1, 2, ... , 2^N- 1; n = 1, 2, ... , N; D_n= 2^Pn; a_n(k) 및 b_n(k)는 길이 2^N의 상보적인 시퀀스 쌍이며; δ(k)는 Kronecker 델타 함수이며; k는 시간 크기를 표시하는 정수이며 ; n은 반복 수 이며, D_n은 지연이며, P_n,n = 1, 2, ... , N은 수{0, 1, 2, ... , N -1 }의 임의의 퍼뮤테이션이고; W_n은 +1 또는 -1인 것을 특징으로 하는 동기화 시퀀스 발생 방법.
제 22 항에 있어서,

a₀(k) = A(k) 및 b₀(k) = B(k)이고 길이 T 및 지연 D_n= T * 2^Pn의 2진 시퀀스쌍을 형성하는 것을 특징으로 하는 동기화 시퀀스 발생 방법.
제 22 항에 있어서,

2^N직교 Golay 시퀀스의 세트는 공통 퍼뮤테이션 벡터 P_n및 2^N-1가중 벡터 W_n로부터 얻어지는데, 상기 가중 벡터의 세트는 정수 {0,1,...,2^N-1} 세트로부터 취해지는 여러 우수 정수 또는 여러 기수 정수의 N 비트 길이의 2진 표현이며, 상기 2진 표현에서의 제로는 {-1, +1}중 하나와 매핑되고 상기 2진 표현중 하나는 {-1, +1}중 다른 하나와 매핑되는 것을 특징으로 하는 동기화 시퀀스 발생 방법.
제 24 항에 있어서,

a₀(k) = A(k) 및 b₀(k) = B(k)이고 길이 T 및 지연 D_n= T * 2^Pn의 2진 시퀀스 쌍을 형성하는 것을 특징으로 하는 동기화 시퀀스 발생 방법.
제 23 항에 있어서,

단지 N개의 메모리 요소를 필요로하는 시퀀스 발생기를 사용하여 Golay 상보적인 시퀀스 쌍을 직접적으로 발생시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 동기화 시퀀스 발생 방법.
제 23 항에 있어서,

모듈로 2^N카운터를 구비하는 시퀀스 발생기를 사용하여 상기 Golay 상보적인 시퀀스 쌍을 직접적으로 발생시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 동기화 시퀀스 발생 방법.
제1 송수신기를 제2 송수신기와 동기화 시키는 방법에 있어서,

최소의 수학적인 연산 수를 제공하는 효율적인 상관 절차를 사용하여 상보적인 시퀀스 쌍중 하나와 수신된 신호를 상관시키는 단계와,

상기 상관 동안의 어떤 시점에서 최대 자동상관 값이 얻어지는지를 검출하는 단계 및,

상기 검출된 시간을 토대로한 상기 제2 송수신기로 다음 전송을 동기화시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 동기화 방법.
제 28 항에 있어서,

상기 상관 단계는 상기 상관을 수행하는데 필요로되는 데이터 처리 단계 수를 감소시키기 위하여 효율적으로 수행되는 것을 특징으로 하는 동기화 방법.
제 28 항에 있어서,

상기 상관 단계는 상기 상관을 수행하는데 필요로되는 메모리 양을 감소시키기 위하여 효율적으로 수행되는 것을 특징으로 하는 동기화 방법.
제 28 항에 있어서,

상기 상관 단계는 입력 신호와 동시에 상기 상보적인 시퀀스 쌍을 상관시키는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 동기화 방법.
제 28 항에 있어서,

상기 상보적인 시퀀스 쌍은 이하에 따라서 결정되는데,

a₀(k) = δ(k)

b₀(k) = δ(k)

a_n(k) = a_n-1(k) + W_n● b_n-1(k - D_n)

b_n(k) = a_n-1(k) - W_n● b_n-1(k - D_n)

여기서 k = 0, 1, 2, ... , 2^N- 1; n = 1, 2, ... , N; D_n= 2^Pn; a_n(k) 및 b_n(k)는 길이 2^N의 상보적인 시퀀스 쌍이며; δ(k)는 Kronecker 델타 함수이며; k는 시간 크기를 표시하는 정수이며 ; n은 반복 수 이며, D_n은 지연이며, P_n,n = 1, 2, ... , N은 수{0, 1, 2, ... , N -1 }의 임의의 퍼뮤테이션이고; W_n은 단위 크기의 임의의 복소수인 것을 특징으로 하는 동기화 방법.
제 28 항에 있어서,

상기 상보적인 시퀀스 쌍은 Golay 시퀀스이고 상기 Golay 시퀀스중 하나는 1차 동기화 시퀀스로서 사용되는 것을 특징으로 하는 동기화 방법.
직접 시퀀스 스프레드 스펙트럼 무선 송수신기에서, 길이 L = 2^N의 상보적인 시퀀스 쌍을 효율적으로 발생시키는 시퀀스 발생기로서, N은 임의의 정수이며, 상기 상보적인 시퀀스중 하나는 동기화 시퀀스로서 상기 송수신기에 의해 전송되는, 상기 시퀀스 발생기에 있어서,

제로에서 2^N-1까지 순환적으로 N개의 메모리 요소를 카운트하는 모듈로 2^M카운터와,

1에서 N까지의 범위의 정수의 임의의 퍼뮤테이션에 따라서 상기 카운터로부터의 N개의 병렬 출력을 수신하여 퍼뮤테이팅하도록 결합된 퍼뮤테이터와,

인접한 퍼퓨테이팅된 카운터 출력 쌍으로부터 N-1개의 병렬 출력을 발생시키는 N-1 논리적인 AND 연산자의 제1 세트와,

상기 N-1 논리적인 AND 연산자의 제1 세트에 의해 발생된 출력을 합산하도록 결합된 제1 합산기와,

각각의 퍼뮤테이팅된 카운터 출력 및 N개의 가중 계수 세트중 하나를 연산하여 N개의 병렬 출력을 발생시키는 N개의 논리적인 AND 연산자의 제2 세트와,

상기 N개의 논리적인 AND 연산자의 제2 세트에 의해 발생되는 출력을 합산하도록 결합된 제2 합산기 및,

상기 상보적인 2진 시퀀스 쌍에서 제1 2진 시퀀스를 발생시키기 위하여 상기 제1 및 제2 합산기의 출력을 합산하도록 결합된 제3 합산기를 구비하는 것을 특징으로 하는 시퀀스 발생기.
제 34 항에 있어서,

상기 상보적인 2진 시퀀스 쌍에서 제2의 2진 시퀀스를 발생시키기 위하여 상기 제3 합산기의 출력 및 상기 퍼뮤테이터로부터의 최대 유효 출력을 합산하도록 결합된 제 4 합산기를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 시퀀스 발생기.
제 34 항에 있어서,

알파벳 {0,1}로부터의 요소를 갖는 상기 제1의 2진 시퀀스를 알파벳{-1,1}로부터의 대응하는 요소로 변환시키는 매퍼를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 시퀀스 발생기.
제 34 항에 있어서,

각각의 논리적인 AND 연산자 출력은 여러 퍼뮤테이팅된 카운터 출력에 결합되고, 상기 가중 계수중 제1의 계수는 최소 유효 퍼뮤테이팅된 카운터 출력과 논리적으로 AND되고 N번째 가중 계수는 최대 유효 퍼뮤테이팅된 카운터 출력과 논리적으로 AND되는 것을 특징으로 하는 시퀀스 발생기.
직접 시퀀스 스프레드 스펙트럼 무선 송수신기에서, N이 임의의 정수인 길이 L = 2^N의 상보적인 시퀀스 쌍과 수신된 스프레드 스펙트럼 신호를 효율적으로 상관시키는 시퀀스 상관기에 있어서,

제1 및 제2 병렬 처리 분기를 각각 갖는 N개의 직렬 연결된 처리 스테이지 및,

대응하는 가산기에 결합된 복수의 메모리 요소를 갖는 지연선을 포함하는 상기 제1 처리 분기의 각각의 스테이지를 구비하며,

각각의 처리 스테이지에서, 입력 신호의 샘플은 상기 대응하는 지연선의 메모리 요소에 저장되며, 최종 메모리 요소의 내용은 상기 동일 처리 스테이지의 상기 가산기 및 상기 감산기에 입력되고,

상기 입력 신호는 대응하는 가중 계수에 의해 동일한 스테이지의 승산기에서 승산되고 상기 승산기의 출력은 상기 동일한 스테이지에서의 상기 감산기 및 상기 가산기에 입력으로서 공급되는 시퀀스 상관기.
제 38 항에 있어서,

N-번째 처리 스테이지에서의 상기 제1 처리 분기의 출력은 상기 수신된 스프레드 스펙트럼 신호를 상보적인 시퀀스 쌍으로부터의 제1 시퀀스와 교차 상관시키고, 상기 N-번째 처리 스테이지에서의 상기 제2 처리 분기의 출력은 상기 수신된 스프레드 스펙트럼 신호를 상보적인 시퀀스 쌍으로부터의 제2 시퀀스와 교차 상관시키는 것을 특징으로 하는 시퀀스 상관기.
제 39 항에 있어서,

상기 상보적인 시퀀스는 이하에 따라서 결정되는 상보적인 시퀀스이며,

a₀(k) = δ(k)

b₀(k) = δ(k)

a_n(k) = a_n-1(k) + W_n● b_n-1(k - D_n)

b_n(k) = a_n-1(k) - W_n● b_n-1(k - D_n)

여기서 k = 0, 1, 2, ... , 2^N- 1; n = 1, 2, ... , N; D_n= 2^Pn; a_n(k) 및 b_n(k)는 길이 2^N의 상보적인 시퀀스 쌍이며; δ(k)는 Kronecker 델타 함수이며; k는 시간 크기를 표시하는 정수이며 ; n은 반복 수 이며, D_n은 지연이며, P_n,n = 1, 2, ... , N은 수{0, 1, 2, ... , N -1 }의 임의의 퍼뮤테이션이고; W_n은 단위 크기의 임의의 복소수인 것을 특징으로 하는 시퀀스 상관기.
제 39 항에 있어서,

상기 가중 계수는 W_n의 공액 복소수인 것을 특징으로 하는 시퀀스 상관기.
N이 임의의 정수인 길이 L = 2^N의 상보적인 시퀀스 쌍으로부터의 시퀀스중 하나를 사용하여 제2 송수신기에 의해 전송되는 수신된 스프레드 스펙트럼 신호를 제1 송수신기에서 상관시키는 상관기로서, 상기 하나의 시퀀스는 길이 X의 두개의 보다 짧은 상태 상보적인 시퀀스의 연결로서 표현되며, 각각의 상태 시퀀스는 길이 Y = L/X의 시그너쳐 시퀀스에 따라서 +1 또는 -1로 변조되고 L/X 번 반복되는, 상기 상관기에 있어서,

상기 스프레드 스펙트럼 신호를 수신하여 상기 상태 상보적인 시퀀스에 대응하는 중간 상관값 쌍을 발생시키는 길이 X의 제1 상관기와,

요소가 세트{0,1}에 속하는 Y = L/X의 인터리빙 시퀀스의 현재 값을 토대로 한 연속적인 시간 윈도우 각각동안 상기 중간 상관값 쌍중 하를 교대로 공급하는 제1 선택기로서, 상기 상태 시퀀스의 연결 순서는 상기 인터리빙 시퀀스에 의해 결정되는, 상기 제1 선택기와,

상기 시그너쳐 시퀀스의 요소와 상기 선택된 중간 상관값을 승산하여 승산된 상관 출력을 발생시키는 승산기 및,

X 메모리 요소를 갖는 지연선의 피드백 출력과 승산된 상관 출력을 합산하여 최종적인 합을 입력으로서 상기 지연선에 제공하는 합산기를 구비하며,

최종 상관값은 Y 연속적인 시간 윈도우 후 최종적인 합에 대응하는 상관기.
제 42 항에 있어서,

n =12, L = 4096, X = 256 및 Y = 16인 것을 특징으로 하는 상관기.
제 42 항에 있어서,

상기 제1 상관기는 제 38항에 규정된 바와같은 상관기인 것을 특징으로 하는 상관기.
제 42 항에 있어서,

상기 상관기는 복수의 시그너쳐를 사용하여 발생된 복수의 직교 시퀀스와 상기 수신된 스프레드 스펙트럼 신호를 상관시키며,

상기 선택된 중간 상관값을 상이한 시그너쳐 시퀀스의 요소와 각각 승산시켜 대응하는 승산된 상관 출력을 발생시키는 복수의 승산기 및,

상기 승산기중 하나에 대응하고 X 메모리 요소를 갖는 대응하는 지연선의 피드백 출력과 상기 승산된 상관 출력을 합산하여 최종적인 합을 입력으로서 상기 지연선에 제공하는 복수의 합산기를 더 구비하며,

상기 함산기 각각으로부터의 상기 직교 시퀀스 각각에 대한 최종 상관값은 Y 연속적인 시간 윈도우 후 각각의 합산기의 최종 합에 대응하는 것을 특징으로 하는 상관기.
제 42 항에 있어서,

16개의 직교 시퀀스에 대응하는 16개의 상관값을 발생시키는 16개의 시그너쳐, 16개의 승산기, 16개의 합산기 및 16개의 지연선이 존재하는 것을 특징으로 하는 상관기.
제 46 항에 있어서,

32개의 직교 시퀀스에 대응하는 32개의 상관값을 발생시키는 32개의 시그너쳐, 32개의 승산기, 32개의 합산기 및 32개의 지연선이 존재하는 것을 특징으로 하는 상관기.
제 47 항에 있어서,

상기 제1 선택기 출력은 상기 16개의 시그너쳐와 함께 32개의 승산기중 16개에 결합되며,

요소가 상기 세트{0,1}에 속하는 길이 Y = L/X의 제2 인터리빙 시퀀스의 현재 값을 토대로 상기 연속적인 시간 윈도우 각각동안 상기 중간 상관값의 쌍의 다른 것을 교대로 공급하는 제2 선택기로서, 상기 상태 시퀀스의 연결 순서는 상기 인터리빙 시퀀스에 의해 결정되는, 상기 제2 선택기를 더 구비하며,

상기 제2 선택기 출력은 나머지 16개의 시그너쳐와 함께 32개의 승산기중 나머지 16개와 결합되는 것을 특징으로 하는 상관기.
제 42 항에 있어서,

상기 상보적인 시퀀스 쌍은 Golay 쌍이고 상기 제1 상관기는 필요로되는 메모리 또는 데이터 처리 연산의 감소된 양을 사용하는 효율적인 Golay 상관기인 것을 특징으로 하는 상관기.
N이 임의의 정수인 길이 L = 2^N의 Golay 상보적인 시퀀스 쌍으로부터의 시퀀스중 하나를 사용하여 제2 송수신기에 의해 전송되는 수신된 스프레드 스펙트럼 신호를 제1 송수신기에서 상관시키는 방법에 있어서,

길이 X의 두개의 보다 짧은 상태 상보적인 시퀀스 A(k) 및 B(k)의 연결로서 상기 하나의 Golay 시퀀스를 표현하는 단계로서, 각각의 상태 시퀀스는 Y = L/X의 시그너쳐 시퀀스에 따라서 +1 또는 -1로 변조되고 L/X 번 반복되며, 연결 순서는 요소가 0 또는 1인 길이 Y = L/X의 인터리빙 시퀀스에 의해 결정되는, 상기 표현 단계와,

상기 상태 Golay 상보적인 시퀀스에 대응하는 중간 상관값 쌍을 발생시키기 위하여 상기 스프레드 스펙트럼 신호를 수신하는 길이 X의 Golay 상관기를 사용하는 단계와,

Y = (L/X)-1 또는 그보다 작은 직렬로 연결된 지연선의 제2 그룹에서 상기 Golay 상관기의 제2 상관 출력에서 상기 중간 상관값을 저장하는 단계로서, 각각의 지연선은 X 메모리 요소를 갖는, 상기 저장 단계와,

상기 시그너쳐 시퀀스의 리버트된 버젼의 각각의 요소에 의해 상기 제1 상관기 출력과 지연선의 제1 그룹의 출력을 승산하는 단계와,

상기 인터리빙 시퀀스의 리버트된 버젼의 비 제로 요소에 대응하는 부착된 지연선 및 상기 제1 상관 출력으로부터의 단지 이들 승산된 중간 상관값 및 상기 인터리빙 시퀀스의 반전되고 리버트된 버젼의 비 제로 요소에 대응하는 부착된 지연선 및 상기 제2 상관 출력으로부터의 단지 이들 승산된 중간 상관값을 합산하는 단계로서, 상기 인터리빙 시퀀스의 복귀된 버젼의 제1 요소는 상기 상관기 출력에 대응하고 이와 같은 시퀀스의 최종 요소는 상기 직렬의 최종 지연선의 출력에 대응하는, 상기 합산 단계 및,

최종 상관값으로서 상기 합산 단계의 결과를 출력하는 단계를 포함하는 상관 방법.
제 50 항에 있어서,

상기 Golay 상관기는 제 38항에 규정된 상관기에 대응하는 것을 특징으로 하는 상관 방법.
제 50 항에 있어서,

상기 수신된 스프레드 스펙트럼 신호는 Golay 상보적인 시퀀스 쌍으로부터의 시퀀스중 하나를 사용하여 비코히어런트하게 상관되는 것을 특징으로 하는 상관 방법.
제 50 항에 있어서,

상기 수신된 스프레드 스펙트럼 신호는 Golay 상보적인 시퀀스 쌍으로부터의 시퀀스중 하나를 사용하여 코히어런트하게 상관되며,

상기 시그너쳐 시퀀스의 리버트된 버젼의 각각의 요소에 의해 지연선의 상기 제2 그룹의 출력과 상기 제2 상관기 출력을 승산하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 상관 방법.
제2 송수신기에 의해 전송된 수신된 신호를 상관시키기 위하여 제1 송수신기에서 사용하기 위한 상관기에 있어서,

상보적인 시퀀스 쌍에 대응하여 상기 상보적인 시퀀스 쌍중 하나와 상기 수신된 신호를 상관시키는 정합 필터와,

상기 정합 필터로부터 피크 출력을 검출하는 검출기 및,

타이밍 추정값을 발생시켜 상기 제1 및 제2 송수신기간의 전송을 동기화시키기 위하여 상기 검출된 피크 출력을 사용하는 타이밍 회로를 구비하는 상관기.
제 54 항에 있어서,

상기 상보적인 시퀀스 각각은 상기 상보적인 시퀀스의 모든 비 제로 지연에 대한 최소 비주기 자동상관 사이드로브 값 및 상기 상보적인 시퀀스의 제로 지연에 대한 최대 자동상관 메인 로브를 갖는 것을 특징으로 하는 상관기.
제 54 항에 있어서,

상기 제1 송수신기는 기지국이고 상기 제2 송수신기는 이동국이며, 상기 하나의 시퀀스는 랜덤 액세스 채널을 통해서 상기 이동국에 의해 상기 기지국으로 전송되는 랜덤 액세스 메시지의 프리앰블 부분으로서 사용되는 것을 특징으로 하는 상관기.
제 54 항에 있어서,

상기 제1 송수신기는 이동국이고 상기 제2 송수신기는 기지국이며, 상기 하나의 시퀀스는 동시 통신 채널을 통해서 상기 기지국에 의해 전송되는 동기화 시퀀스로서 사용되는 것을 특징으로 하는 상관기.
제 54 항에 있어서,

상기 상보적인 시퀀스는 길이 2 또는 그보다 긴 Golay 시퀀스인 것을 특징으로 하는 상관기.
제 54 항에 있어서,

상기 상보적인 시퀀스 쌍은 Golay 쌍이고 상기 정합 필터는 메모리의 감소된 양 또는 데이터 처리 연산의 감소된 양을 사용하는 효율적인 Golay 상관기인 것을 특징으로 하는 상관기.
다수의 Golay 상보적인 시퀀스와 기지국에 의해 전송되는 수신된 신호를 상관시키기 위하여 이동국 송수신기에서 사용하기 위한 상관기 군에 있어서,

Golay 상보적인 시퀀스 쌍에 대응하여 Golay 상보적인 시퀀스 쌍중 하나와 상기 수신된 신호를 상관시키는 정합 필터와,

상기 정합 필터로부터의 피크 출력을 검출하는 검출기 및,

타이밍 추정값을 발생시켜 상기 이동국 및 상기 기지국간의 전송을 동기화시키기 위하여 상기 검출된 피크 출력을 사용하는 타이밍 회로를 구비하는 상관기 군.
제 60 항에 있어서,

상기 Golay 상보적이 시퀀스 각각은 상기 Golay 상보적인 시퀀스의 비 제로 지연에 대한 최소 비주기 자동상관 사이드로브 값 및 상기 Golay 상보적인 시퀀스의 제로 지연에 대한 최대 자동상관 메인 로브 값을 갖는 것을 특징으로 하는 상관기 군.
제 60 항에 있어서,

상기 Golay 상보적인 시퀀스는 상기 기지국에 의해 전송되어 상기 이동국에 의해 사용되는 1차 동기화 시퀀스 및 복수의 2차 동기화 시퀀스를 포함하여 상기 기지국과의 1차 및 2차 동기화를 성취하는 것을 특징으로 하는 상관기 군.
제 62 항에 있어서,

각각의 상관기의 상기 정합 필터는 감소된 메모리 양 또는 감소된 데이터 처리 연산 양을 사용하는 효율적인 Golay 상관기인 것을 특징으로 하는 상관기 군.
제 62 항에 있어서,

각각의 상관기는 제 38항의 상관기에 대응하는 것을 특징으로 하는 상관기 군.
기지국에 의해 전송되는 1차 동기화 코드 및 2차 동기화 코드를 사용하여 상기 기지국과 이동국을 동기화시키는데 사용하는 방법에 있어서,

상기 1차 동기화 코드로서 Golay 상보적인 시퀀스 세트중 하나를 제공하는 단계와,

상기 1차 동기화 코드와의 최소 교차 상관을 갖는 상기 Golay 상보적인 시퀀스의 세트중 복수의 다른 것들을 상기 2차 동기화 코드로서 제공하는 단계 및,

상기 제공된 1차 및 2차 동기화 코드를 사용하여 상기 기지국과의 1차 동기화 및 2차 동기화를 얻는 단계를 얻는 것을 특징으로 하는 동기화 방법.
제 65 항에 있어서,

상기 1차 동기화 코드 및 17개의 2차 동기화 코드는 256개의 직교 Golay 시퀀스의 세트로부터 선택되는 것을 특징으로 하는 동기화 방법.
제 65 항에 있어서,

상기 최소 교차 상관은 임계값을 사용하여 결정되는 것을 특징으로 하는 동기화 방법.
제 67 항에 있어서,

상기 최소 교차 상관은 최소 비주기 교차 상관인 것을 특징으로 하는 동기화 방법.
제 65 항에 있어서,

상기 이동국에 의해 수신된 신호를 상기 1차 및 2차 동기화 코드와 상관시키기 위하여 효율적인 Golay 상관기 군을 사용하는 것을 특징으로 하는 동기화 방법.