JP4935294B2

JP4935294B2 - 絶縁ゲート型デバイスの駆動回路

Info

Publication number: JP4935294B2
Application number: JP2006283740A
Authority: JP
Inventors: 昭中森; 和徳小谷部
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2006-10-18
Filing date: 2006-10-18
Publication date: 2012-05-23
Anticipated expiration: 2026-10-18
Also published as: JP2008103895A; US7592853B2; US20080094111A1

Description

本発明は絶縁ゲート型デバイスの駆動回路に関し、特に、絶縁ゲート型デバイスの駆動回路の損失およびノイズの温度依存性を低減する方法に適用して好適なものである。

半導体電力変換器では、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ：ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やパワーＭＯＳＦＥＴなどの絶縁ゲート型パワーデバイスが用いられ、これらの絶縁ゲート型パワーデバイスを駆動するための駆動回路をインバータ構成する方法がある。
図５は、従来の絶縁ゲート型デバイスの駆動回路の回路構成を示す図である。

図５において、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ４１とＮチャンネル電界効果型トランジスタ４２とは直列接続され、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ４１のソースは電源電圧Ｖｃｃに接続されるとともに、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ４２のソースはグランド電位に接続されている。そして、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ４１およびＮチャンネル電界効果型トランジスタ４２のドレインはＩＧＢＴ４３のゲートに共通に接続されるとともに、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ４１およびＮチャンネル電界効果型トランジスタ４２のゲートには、駆動信号が共通に入力される。

そして、ＩＧＢＴ４３をターンオンする場合、駆動信号をロウレベルにすることで、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ４１がオンされるとともに、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタ４２がオフされ、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ４１を介して電源電圧ＶｃｃがＩＧＢＴ４３のゲートに印加される。
一方、ＩＧＢＴ４３をターンオフする場合、駆動信号をハイレベルにすることで、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ４１がオフされるとともに、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタ４２がオンされ、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタ４２を介してグランド電位がＩＧＢＴ４３のゲートに印加される。

ここで、ＩＧＢＴ４３のターンオン時とターンオフ時の駆動には、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ４１およびＮチャンネル電界効果型トランジスタ４２のオン抵抗がそれぞれ用いられている。
また、例えば、特許文献１には、プリドライバ用電源電圧に接続されたトランジスタカレントミラー回路と、自己バイアス回路を介して接続されたレベルシフタ回路と、トランジスタに接続された放電用トランジスタとからプリドライバ回路を構成することで、ドライブのトランジスタのゲート破壊を回避しながら小型化することができ、ひいては消費電力を低く抑える方法が開示されている。
特開２００５−３５４５８６号公報

しかしながら、ＩＭＰ（インテリジェントパワーモシュール）では、ＩＧＢＴ４３などの絶縁ゲート型パワーデバイスとその駆動回路が同一モジュール内に搭載される。また、絶縁ゲート型パワーデバイスとその駆動回路が同一モジュール内に搭載された場合、絶縁ゲート型パワーデバイスの動作温度は最大１５０℃まで保証されるので、その近傍にある駆動回路も熱的に過酷な環境下に置かれる。

このため、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ４１およびＮチャンネル電界効果型トランジスタ４２のオン抵抗を用いてＩＧＢＴ４３を駆動する方法では、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ４１およびＮチャンネル電界効果型トランジスタ４２のオン抵抗は室温と比べて高温において増加することから、高温時には室温時と比べてＩＧＢＴ４３のゲートの充電速度が遅くなり、急峻な電圧変化（ＩＧＢＴ４３のコレクタ−エミッタ間電圧）が抑制されて電圧変化に伴うノイズの発生は減少する。一方で、ＩＧＢＴ４３のターンオンに要する時間が増加するため損失が増加するという問題があった。これに対して、高温時に損失が少なくなるように最適化された設計を行うと、室温時において、ＩＧＢＴ４３のゲートの充電速度が速すぎ、電圧変化が急峻となってノイズが増加するという問題があった。
そこで、本発明の目的は、ターンオン時における損失およびノイズの温度依存性を低減することが可能な絶縁ゲート型デバイスの駆動回路を提供することである。

上述した課題を解決するために、請求項１記載の絶縁ゲート型デバイスの駆動回路によれば、定電流を発生させる定電流源と、ターンオン時に前記定電流源を介して絶縁ゲート型デバイスのゲートを電源電位側に接続するとともに、ターンオフ時に前記絶縁ゲート型デバイスのゲートをグランド電位側に接続する切り替え回路と、前記定電流源に対して、所定の電圧を印加するバイアス回路を備え、前記定電流源は、ドレイン側に抵抗が接続された第１トランジスタと、前記第１トランジスタとカレントミラー構成され、抵抗の値と基準電圧とで定まる定電流を発生させる第２トランジスタと、前記第２トランジスタとカレントミラー構成され、前記絶縁ゲート型デバイスのゲートにドレインが接続された第３トランジスタを備え、前記バイアス回路は、前記定電流源の前記第１トランジスタのドレインに対して、前記絶縁ゲート型デバイスのゲート電圧と実質的に一致する電圧を印加することを特徴とする。
これにより、定電流源を介して絶縁ゲート型デバイスをターンオンすることができ、絶縁ゲート型デバイスのゲートの充電速度の温度依存性を低減することが可能となる。このため、ターンオン時において高温時のノイズと損失を抑えながら、室温時においてもノイズと損失を抑えることができる。

また、抵抗の値と基準電圧で定まる定電流を増幅しながら絶縁ゲート型デバイスをターンオンすることができ、ターンオン時において高温時のノイズと損失を抑えながら、室温時においてもノイズと損失を抑えることができる。

さらに、絶縁ゲート型デバイスのゲート電圧が変化した場合においても、第１トランジスタと第３トランジスタとのカレントミラーの電流バランスを維持することができ、第３トランジスタに流れる電流を一定に保つことが可能となることから、絶縁ゲート型デバイスを安定して駆動することができる。

また、請求項２記載の絶縁ゲート型デバイスの駆動回路によれば、前記第１トランジスタとカレントミラー構成された第４トランジスタと、前記絶縁ゲート型デバイスのゲート電圧に基づいて、前記第４トランジスタに流れる電流が前記抵抗に流れるようにスイッチングする第５トランジスタとを備えることを特徴とする。
これにより、絶縁ゲート型デバイスのゲート電圧が電源電位側に近づいた場合においても、第１トランジスタのドレイン側に接続された抵抗に電流を流すことができ、第２トランジスタに過大な電流が流れるのを防止することが可能となることから、消費電流の増大を抑制しつつ、絶縁ゲート型デバイスを安定して駆動することができる。

また、請求項３記載の絶縁ゲート型デバイスの駆動回路によれば、前記第１から第３トランジスタのチャネル長が実質的に同一で、前記第３トランジスタのチャネル幅は前記第２トランジスタのチャネル幅よりも１０倍以上であることを特徴とする。
これにより、抵抗の値と基準電圧で定まる定電流を増幅しながら絶縁ゲート型デバイスをターンオンすることができ、ターンオン時における損失およびノイズの温度依存性を低減しつつ、絶縁ゲート型パワーデバイスを安定して駆動することができる。

また、請求項４記載の絶縁ゲート型デバイスの駆動回路によれば、前記第１から第４トランジスタのチャネル長が実質的に同一で、前記第３トランジスタのチャネル幅は前記第２トランジスタのチャネル幅よりも１０倍以上であることを特徴とする。
これにより、抵抗の値と基準電圧で定まる定電流を増幅しながら絶縁ゲート型デバイスをターンオンすることができ、ターンオン時における損失およびノイズの温度依存性を低減しつつ、絶縁ゲート型パワーデバイスを安定して駆動することができる。

また、請求項５記載の絶縁ゲート型デバイスの駆動回路によれば、前記抵抗と基準電圧の温度特性が１００ｐｐｍ／℃以下であることを特徴とする。
これにより、絶縁ゲート型デバイスのゲートに流れる定電流の温度特性を小さくすることができ、絶縁ゲート型デバイスのゲートの充電速度の温度依存性を低減することが可能となる。

以上説明したように、本発明によれば、定電流源を介して絶縁ゲート型デバイスをターンオンすることができ、ターンオン時において高温時のノイズと損失を抑えながら、室温時においてもノイズと損失を抑えることができる。

以下、本発明の実施形態に係る絶縁ゲート型デバイスの駆動回路について図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る絶縁ゲート型デバイスの駆動回路の回路構成を示す図である。なお、以下の説明では、絶縁ゲート型デバイスとしてＩＧＢＴを例にとって説明するが、絶縁ゲート型デバイスとしてはＩＧＢＴの他、パワーＭＯＳＦＥＴなどであってもよい。
図１において、ＩＧＢＴ２１の駆動回路には、定電流を発生させる定電流源１、ターンオン時に定電流源１を介してＩＧＢＴ２１のゲートを電源電位Ｖｃｃ側に接続するとともに、ターンオフ時にＩＧＢＴ２１のゲートをグランド電位ＧＮＤ側に接続する切り替え回路２およびＩＧＢＴ２１をターンオフさせる放電回路３が設けられている。

ここで、定電流源１には、カレントミラー接続されたＰチャンネル電界効果型トランジスタ１１、１２、１６が設けられている。そして、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１１のソースは電源電位Ｖｃｃに接続されるとともに、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１１のドレインはＰチャンネル電界効果型トランジスタ１３のソースに接続され、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１３のドレインは抵抗２２を介してグランド電位ＧＮＤに接続されている。また、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１２のソースは電源電位Ｖｃｃに接続されるとともに、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１２のドレインはＮチャンネル電界効果型トランジスタ１７のドレインに接続され、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタ１７のソースはグランド電位ＧＮＤに接続されている。

そして、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１１、１２のゲートはＰチャンネル電界効果型トランジスタ１２のドレインに共通に接続され、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１３のゲートはＩＧＢＴ２１のゲートに接続されている。
また、オペアンプ１９の出力はＮチャンネル電界効果型トランジスタ１７のゲートに接続され、オペアンプ１９の反転入力端子はＰチャンネル電界効果型トランジスタ１３のドレインに接続され、オペアンプ１９の非反転入力端子には基準電圧Ｖ_ＲＥＦが入力される。

また、切り替え回路２には、レベルシフト回路２０およびＰチャンネル電界効果型トランジスタ１４、１５が設けられている。そして、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１４のソースはＰチャンネル電界効果型トランジスタ１２のゲートに接続され、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１４のドレインはＰチャンネル電界効果型トランジスタ１６のゲートに接続され、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１５のソースは電源電位Ｖｃｃに接続され、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１５のドレインはＰチャンネル電界効果型トランジスタ１６のゲートに接続されている。

また、レベルシフト回路２０の出力端子ＢはＰチャンネル電界効果型トランジスタ１４のゲートに接続され、レベルシフト回路２０の反転出力端子反転ＢはＰチャンネル電界効果型トランジスタ１５のゲートに接続され、レベルシフト回路２０の入力端子はバッファ２５の入力端子に接続されるとともに、レベルシフト回路２０の入力端子には駆動信号が入力される。

図２は、図１のレベルシフト回路の回路構成を示す図である。
図２において、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ３１、３２にはツナーダイオード３５、３６がそれぞれ接続されるとともに、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ３１、３２のソースは電源電位Ｖｃｃに接続されている。また、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ３１、３２のドレインは抵抗３７、３８をそれぞれ介してＮチャンネル電界効果型トランジスタ３３、３４のドレインにそれぞれ接続されるとともに、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ３１のドレインはＰチャンネル電界効果型トランジスタ３２のゲートに接続され、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ３２のドレインはＰチャンネル電界効果型トランジスタ３１のゲートに接続されている。また、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタ３３、３４のソースはグランド電位ＧＮＤに接続されるとともに、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタ３３のゲートにはレベルシフト回路２０の入力端子が接続され、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタ３４のゲートにはインバータ３９を介してレベルシフト回路２０の入力端子が接続されている。

そして、レベルシフト回路２０の入力端子に駆動信号が入力されると、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタ３３のゲートに駆動信号が入力されるとともに、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタ３４のゲートにインバータ３９を介して駆動信号が入力される。そして、駆動信号がハイレベルの場合、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ３１のドレインからは、ツナーダイオード３５の電圧降下分だけ電源電位Ｖｃｃからシフトされた電圧が出力される。一方、駆動信号がロウレベルの場合、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ３２のドレインからは、ツナーダイオード３６の電圧降下分だけ電源電位Ｖｃｃからシフトされた電圧が出力される。

また、図１において、放電回路３には、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタ１８が設けられ、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタ１８のゲートはバッファ２５の出力に接続されるとともに、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタ１８のドレインはＩＧＢＴ２１のゲートに接続され、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタ１８のソースはグランド電位ＧＮＤを介してＩＧＢＴ２１のエミッタに接続されている。

なお、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１１、１２、１６のチャネル長が実質的に同一で、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１６のチャネル幅はＰチャンネル電界効果型トランジスタ１２のチャネル幅よりも１０倍以上であることが好ましい。また、抵抗２２と基準電圧Ｖ_ＲＥＦの温度特性は１００ｐｐｍ／℃以下であることが好ましい。
そして、オペアンプ１９の非反転入力端子に基準電圧Ｖ_ＲＥＦが入力されると、基準電圧Ｖ_ＲＥＦと抵抗２２による電圧降下との差分に対応した電圧がＮチャンネル電界効果型トランジスタ１７のゲートに入力され、カレントミラー構成されたＰチャンネル電界効果型トランジスタ１１、１２には、（基準電圧Ｖ_ＲＥＦ／抵抗２２の値）で一義的に定まる電流Ｉ_１が流れる。

そして、駆動信号がロウレベルになると、レベルシフト回路２０の出力端子Ｂはロウレベルになるとともに、レベルシフト回路２０の反転出力端子反転Ｂはハイレベルになり、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１４はオンするとともに、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１５はオフする。また、駆動信号はバッファ２５を介してＮチャンネル電界効果型トランジスタ１８のゲートにも入力され、駆動信号がロウレベルになると、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタ１８はオフする。

この結果、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１２とカレントミラー構成されたＰチャンネル電界効果型トランジスタ１６には、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１２に流れる電流Ｉ_１のｋ倍の電流ｋＩ_１が流れ、その電流ｋＩ_１がＩＧＢＴ２１のゲートに注入される。
これにより、定電流源１を介してＩＧＢＴ２１をターンオンすることができ、ＩＧＢＴ２１のゲートの充電速度の温度依存性を低減することが可能となる。このため、ターンオン時において高温時のノイズと損失を抑えながら、室温時においてもノイズと損失を抑えることができる。

ここで、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１１にはＰチャンネル電界効果型トランジスタ１３が直列接続され、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１１に流れる電流はＰチャンネル電界効果型トランジスタ１３を介して抵抗２２に流れる。そして、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１６がオフからオンに切り替わると、ＩＧＢＴ２１のゲート電位はグランド電位ＧＮＤから電源電位Ｖｃｃまで推移し、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１６のソース−ドレイン間電位差も、電源電位Ｖｃｃから零電圧まで変化する。

そして、ＩＧＢＴ２１のゲート電位はＰチャンネル電界効果型トランジスタ１３のゲートに入力され、ＩＧＢＴ２１のゲート電位とほぼ同じ電圧がＰチャンネル電界効果型トランジスタ１１のドレインに印加されることから、ＩＧＢＴ２１のゲート電位が変化した場合においても、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１２、１６のゲート電位を互いに同一に保った上で、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１２、１６のドレイン電位も互いにほぼ同一に保つことができる。
これにより、ＩＧＢＴ２１のゲート電圧が変化した場合においても、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１２、１６のカレントミラーの電流バランスを維持することができ、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１６に流れる電流を一定に保つことが可能となることから、ＩＧＢＴ２１を安定して駆動することができる。

図３は、図１のＰチャンネル電界効果型トランジスタ１３が有る場合と無い場合との出力特性を示す図である。
図３において、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１３が無い場合、ＩＧＢＴ２１のゲート電位がグランド電位ＧＮＤから電源電位Ｖｃｃに変化すると、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１６のソース−ドレイン間電位差も電源電位Ｖｃｃから零電圧まで変化するにもかかわらず、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１１のドレイン電位は一定となり、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１２、１６のカレントミラーの電流バランスが崩れることから、ＩＧＢＴ２１のゲート電位（駆動回路のＯＵＴ端子電圧）によってＰチャンネル電界効果型トランジスタ１６を流れる電流の大きさが変化する。

これに対して、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１３がある場合、ＩＧＢＴ２１のゲート電位がグランド電位ＧＮＤから電源電位Ｖｃｃに変化すると、ＩＧＢＴ２１のゲート電位とほぼ同じ電圧をＰチャンネル電界効果型トランジスタ１１のドレインに印加することが可能となり、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１２、１６のカレントミラーの電流バランスを維持することが可能となることから、ＩＧＢＴ２１のゲート電位（駆動回路のＯＵＴ端子電圧）によることなくＰチャンネル電界効果型トランジスタ１６を流れる電流の大きさを一定に保つことができる。

一方、図１において、駆動信号がハイレベルになると、レベルシフト回路２０の出力端子Ｂはハイレベルになるとともに、レベルシフト回路２０の反転出力端子反転Ｂはロウレベルになり、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１４はオフするとともに、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１５はオンする。また、駆動信号はバッファ２５を介してＮチャンネル電界効果型トランジスタ１８のゲートにも入力され、駆動信号がハイレベルになると、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタ１８はオンする。
この結果、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１６のゲートには電源電位Ｖｃｃが入力され、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１６はオフし、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタ１８を介してＩＧＢＴ２１のゲートの電荷が引き抜かれる。

図４は、本発明の第２実施形態に係る絶縁ゲート型デバイスの駆動回路の回路構成を示す図である。
図４において、図１のＩＧＢＴ２１の駆動回路に加え、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ２３およびＮチャンネル電界効果型トランジスタ２４が設けられている。ここで、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ２３のソースは電源電位Ｖｃｃに接続されるとともに、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ２３のドレインはＮチャンネル電界効果型トランジスタ２４のドレインに接続され、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ２３のゲートはＰチャンネル電界効果型トランジスタ１１のゲートに接続されている。また、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタ２４のソースはＰチャンネル電界効果型トランジスタ１３のドレインに接続されている。

ここで、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタ２４のゲート電位は、ＩＧＢＴ２１のゲート電位（駆動回路のＯＵＴ端子電圧）が電源電位Ｖｃｃに近づいた時にＮチャンネル電界効果型トランジスタ２４がオンになるように制御することができ、例えば、ＩＧＢＴ２１のゲート電位が（Ｖｃｃ−２）Ｖになった時点でＮチャンネル電界効果型トランジスタ２４がオンになるように制御することができる。

そして、Ｎチャンネル電界効果型トランジスタ２４がオンすると、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１１とカレントミラー構成になっているＰチャンネル電界効果型トランジスタ２３に抵抗２２を介して電流が流れる。
このため、ＩＧＢＴ２１のゲート電位が電源電位Ｖｃｃに近づいたために、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１３がオフした場合においても、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１３のドレインに接続された抵抗２２に電流を流すことができ、Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ１２に過大な電流が流れるのを防止することが可能となることから、消費電流の増大を抑制しつつ、ＩＧＢＴ２１を安定して駆動することができる。

本発明の第１実施形態に係る絶縁ゲート型デバイスの駆動回路の回路構成を示す図である。図１のレベルシフト回路の回路構成を示す図である。図１のＰチャンネル電界効果型トランジスタ１３が有る場合と無い場合との出力特性を示す図である。本発明の第２実施形態に係る絶縁ゲート型デバイスの駆動回路の回路構成を示す図である。従来の絶縁ゲート型デバイスの駆動回路の回路構成を示す図である。

符号の説明

１定電流源
２切り替え回路
３放電回路
１１〜１６、２３、３１、３２Ｐチャンネル電界効果型トランジスタ
１７、１８、２４、３３、３４Ｎチャンネル電界効果型トランジスタ
１９オペアンプ
２０レベルシフト回路
２１ＩＧＢＴ
２２、３７、３８抵抗
２５バッファ
３５、３６ツナーダイオード
３９インバータ

Claims

定電流を発生させる定電流源と、
ターンオン時に前記定電流源を介して絶縁ゲート型デバイスのゲートを電源電位側に接続するとともに、ターンオフ時に前記絶縁ゲート型デバイスのゲートをグランド電位側に接続する切り替え回路と、
前記定電流源に対して、所定の電圧を印加するバイアス回路を備え、
前記定電流源は、
ドレイン側に抵抗が接続された第１トランジスタと、
前記第１トランジスタとカレントミラー構成され、抵抗の値と基準電圧とで定まる定電流を発生させる第２トランジスタと、
前記第２トランジスタとカレントミラー構成され、前記絶縁ゲート型デバイスのゲートにドレインが接続された第３トランジスタを備え、
前記バイアス回路は、
前記定電流源の前記第１トランジスタのドレインに対して、前記絶縁ゲート型デバイスのゲート電圧と実質的に一致する電圧を印加することを特徴とする絶縁ゲート型デバイスの駆動回路。
前記第１トランジスタとカレントミラー構成された第４トランジスタと、
前記絶縁ゲート型デバイスのゲート電圧に基づいて、前記第４トランジスタに流れる電流が前記抵抗に流れるようにスイッチングする第５トランジスタとを備えることを特徴とする請求項１記載の絶縁ゲート型デバイスの駆動回路。
前記第１から第３トランジスタのチャネル長が実質的に同一で、前記第３トランジスタのチャネル幅は前記第２トランジスタのチャネル幅よりも１０倍以上であることを特徴とする請求項１記載の絶縁ゲート型デバイスの駆動回路。
前記第１から第４トランジスタのチャネル長が実質的に同一で、前記第３トランジスタのチャネル幅は前記第２トランジスタのチャネル幅よりも１０倍以上であることを特徴とする請求項２記載の絶縁ゲート型デバイスの駆動回路。
前記抵抗と基準電圧の温度特性が１００ｐｐｍ／℃以下であることを特徴とする請求項２から４のいずれか１項記載の絶縁ゲート型デバイスの駆動回路。