JP4735239B2

JP4735239B2 - 放電灯点灯装置及び画像表示装置

Info

Publication number: JP4735239B2
Application number: JP2005368957A
Authority: JP
Inventors: 洋史小西; 淳一上仮屋
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2005-12-22
Filing date: 2005-12-22
Publication date: 2011-07-27
Anticipated expiration: 2025-12-22
Also published as: US20090323033A1; EP1965612B1; EP1965612A4; CN101341801B; JP2007173024A; US7943890B2; CN101341801A; EP1965612A1; WO2007072925A1

Description

本発明は放電灯を点灯させる放電灯点灯装置及びこれを用いた画像表示装置に関するものである。

放電灯点灯装置の一例として、図１１に示す構成のものがある。この放電灯点灯装置１００は、電源回路部１０１及び点灯制御回路部１０２で構成されている。電源回路部１０１は、例えばチョッパ回路であり、直流電源Ｅ、負荷１０９、スイッチング素子Ｑ、スイッチング素子Ｑに流れる電流を検出する抵抗Ｒ、トランスＴ、ダイオードＤ、コンデンサＣ及び負荷１０９の電圧を検出する負荷電圧検出器１０３で構成される。電源回路部１０１のスイッチング素子Ｑは、点灯制御回路部１０２のドライブ制御器１０８から負荷１０９の状態（電力、電圧等）に応じて出力される駆動信号によってスイッチング動作を行う。

点灯制御回路部１０２は、トランスＴの２次側から２次電流がゼロになったことを検出するゼロクロス検出器１０４、スイッチング素子Ｑに流れる電流と負荷の電力に応じた基準値Ｉｓとの大小を比較する電流検出器１０５、負荷の電力に応じて基準値Ｉｓを出力する基準演算部１０６、負荷電圧検出器１０３により検出された負荷電圧をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器１０７、スイッチング素子Ｑをオン、オフ制御するドライブ制御器１０８で構成されている。ドライブ制御器１０８は例えばＲＳフリップフロップ等を有して構成されている。

トランスＴの電流は、スイッチング素子Ｑがオンしているオン時間Ｔｏｎでは、図１２（ａ）に示すように、トランスＴにエネルギーを充電し、トランスＴの電流は増加する。スイッチング素子Ｑがオフしているオフ時間Ｔｏｆｆでは、図１２（ｂ）に示すように、トランスＴに蓄えられたエネルギーを放出する回生電流がコンデンサＣ、ダイオードＤを通して流れ、次第に減少する。トランスＴに蓄えられているエネルギーをすべて放出すると、トランスＴの電流はゼロとなる。

点灯制御回路部１０２のゼロクロス検出器１０４で、トランスＴに蓄えられたエネルギーがゼロになったことを検出し、図１２（ｃ）に示すように、ドライブ制御器１０８のセット入力端子ＳＥＴにスイッチング素子Ｑのターンオン信号を入力すると、ドライブ制御器１０８はスイッチング素子Ｑをターンオンする。負荷電圧検出器１０３により負荷電圧Ｖｌａを検出し、Ａ／Ｄ変換器１０７を通して基準演算部１０６でモニターし、負荷の電力に応じた基準値Ｉｓを出力する。スイッチング素子Ｑに流れる電流を抵抗Ｒで検出した値と、基準値Ｉｓの値を電流検出器１０５で比較し、検出した抵抗Ｒの電圧値が基準値Ｉｓより大きくなれば、図１２（ｄ）に示すように、電流検出器１０５からドライブ制御器１０８のリセット入力端子ＲＥＳＥＴに検出信号を入力し、スイッチング素子Ｑをターンオフする。図１２（ｅ）は、ドライブ制御器１０８の出力端子Ｄｏｕｔの電圧出力波形である。これにより、負荷電圧Ｖｌａに応じた適正な電力を供給し、また、トランスＴに流れる電流がゼロクロスするタイミングでスイッチング素子Ｑをターンオン制御することができる。

特許文献１には、チョッパに流れる電流が所定の基準値以上になるとチョッパをオフし、チョッパコイルのエネルギー放出を検出するとチョッパをオンする放電灯点灯装置において、チョッパのオフ時間を計時するオフ時間タイマー回路を設け、チョッパコイルのエネルギー放出を検出する前にオフ時間タイマー回路により所定時間が計時されると、その計時タイミングでチョッパをオンすることが提案されているが、チョッパコイルのエネルギー放出を検出するゼロクロス検出器を備えるものであった。
特開２００４−１７８９２５号公報

放電灯点灯装置において、図１１に示すチョッパ回路を用いた電源回路部で、スイッチング素子Ｑを電流ゼロクロスのタイミングでターンオン制御する場合、トランスＴに蓄えられたエネルギーがゼロになったことを検出する動作が必要となるため、トランスＴの２次巻線を用いたゼロクロス検出が必要になり、部品点数が多くなり、コストアップを招来するという問題がある。

さらには、ゼロクロス検出によりスイッチング素子Ｑをターンオン制御する場合の動作周波数は、直流電源Ｅの入力電圧Ｖｉｎ、負荷電圧Ｖｌａ、負荷電力、トランスＴのインダクタンス値により自励で決定されるため、放電灯の負荷電圧Ｖｌａが経時変化すると、スイッチング周波数は図５の破線で示すように変化する。そのスイッチング周波数が負荷電流に重畳し、そのリップル成分が負荷特有の周波数禁止領域に重なる場合、回避することができないという問題もある。

特に、負荷１０９が高圧放電灯である場合には、負荷特有の周波数禁止領域として音響共鳴現象を生じる領域があり、アークの不安定や立ち消え、ちらつき等を招く恐れがある。

本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、放電灯点灯装置のコストアップを招来することなく、放電灯の状態に応じてスイッチング素子の動作周波数を制御し、スイッチング素子のオンタイミングは回生電流がゼロとなったタイミングに制御可能とすることを目的とする。

請求項１の発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、放電灯Ｌａに供給する電力を制御するスイッチング回路２を備え、該スイッチング回路２は放電灯Ｌａの状態に応じてスイッチング周波数を制御され、スイッチング素子Ｑのオン時にインダクタンス要素Ｌに蓄積されたエネルギーがスイッチング素子Ｑのオフ時に放出され、そのエネルギー放出電流が略ゼロとなるタイミングでスイッチング素子Ｑがオン制御される放電灯点灯装置であって、負荷電圧Ｖｌａを検出する負荷電圧検出器５と、前記負荷電圧検出器５から検出された電圧に基づいて所定の放電灯の電力になるようにスイッチング周波数を設定するための時間計測を行うスイッチング周波数計時部８と、前記スイッチング回路２に流れる電流が所定の基準値Ｉｓに達したことを検出する電流検出器６と、前記スイッチング周波数計時部８で設定されたスイッチング周波数において前記エネルギー放出電流が略ゼロとなるタイミング以降にスイッチング素子Ｑがオンされるように前記負荷電圧検出器５から検出された電圧に基づいて前記所定の基準値Ｉｓを設定する基準演算部７と、前記スイッチング周波数計時部８の信号を受けてスイッチング素子Ｑをオン制御、前記電流検出器６の出力信号を受けてスイッチング素子Ｑをオフ制御するドライブ制御器９とを備え、前記スイッチング周波数計時部８は、図６〜図１０に示すように、前記負荷電圧検出器５から検出された電圧に基づいて設定されるスイッチング周波数が動作禁止領域（音響共鳴周波数領域やノイズ発生が問題となる周波数領域）と重なる場合には、スイッチング周波数を動作禁止領域外の固定周波数に設定することを特徴とするものである。

請求項２の発明は、図２に示すように、前記スイッチング回路２の入力電圧Ｖｉｎを検出する入力電圧検出器１２をさらに備え、前記入力電圧検出器１２から検出された入力電圧Ｖｉｎと負荷電圧検出器５から検出された負荷電圧Ｖｌａに基づいて、所定の放電灯の電力になるように前記スイッチング周波数および所定の基準値Ｉｓが設定されることを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１又は２において、前記スイッチング周波数および所定の基準値は、図４に示すように、前記エネルギー放出電流が略ゼロとなった時に発生する自由振動電圧のピーク電圧のタイミングでスイッチング素子Ｑがオンするように設定されることを特徴とする。

請求項１の発明によれば、負荷電圧に応じてスイッチング素子のスイッチング周波数を設定し、そのスイッチング周波数となるようにスイッチング周波数計時部でスイッチング素子のオンタイミングを設定し、そのスイッチング周波数においてスイッチング素子のオフ時のエネルギー放出電流が略ゼロとなるタイミングがスイッチング素子の次のオンタイミングとちょうど一致するように、スイッチング素子のオフタイミングを決定する電流の基準値を基準演算部で設定することにより、ゼロクロス検出回路を用いることなく、放電灯の状態に応じてスイッチング素子の動作周波数を制御し、スイッチング素子のオンタイミングは回生電流が略ゼロとなるタイミングに制御することが可能となる。したがって、ゼロクロス検出回路が不要となることで、部品点数を削減し、放電灯点灯装置のコストアップを防止または抑制することができる。また、請求項１の発明によれば、高圧放電灯の音響共鳴が発生する周波数領域やスイッチング回路のノイズ発生が問題となる周波数領域でのスイッチング動作を回避することができる。

請求項２の発明によれば、スイッチング回路の入力電圧が異なる場合でも、スイッチング回路の回生電流が略ゼロとなるタイミングでスイッチング素子がオンするように動作させることができる。

請求項３の発明によれば、スイッチング素子のオフ時電圧が略最小となるタイミングでスイッチング素子がオンするので、スイッチングロスを低減することができる。

（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１に係る放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。図１に示すように、放電灯点灯装置１は、スイッチング回路２とその制御回路３で構成される。スイッチング回路２は、直流電源Ｅ、スイッチング素子Ｑ、チョークコイルＬ、ダイオードＤ、コンデンサＣ、抵抗Ｒを備え、降圧チョッパ回路で構成されている。スイッチング素子Ｑは、例えばＭＯＳＦＥＴからなり、制御回路３から出力される信号によってオン／オフし、負荷の電力を適正に調整するようにスイッチングする。

制御回路３は、放電灯Ｌａの電力を適正に調整するようにスイッチング素子Ｑをオン／オフ制御するものであり、電流検出器６、基準演算部７、スイッチング周波数計時部８、ドライブ制御器９、Ａ／Ｄ変換器１０から構成されている。基準演算部７、スイッチング周波数計時部８、Ａ／Ｄ変換器１０は、マイクロコンピュータ４内に搭載されている。

電流検出器６は、スイッチング素子Ｑに流れる電流を抵抗Ｒにより検出した電圧値と、基準演算部７にて放電灯の電力に応じて出力された基準値Ｉｓの大小を比較し、スイッチング素子Ｑのオフ信号を出力する。

Ａ／Ｄ変換器１０は、負荷電圧検出器５で検出された負荷電圧Ｖｌａ（アナログ値）を所定ビットのデジタル信号に変換するものである。

基準演算部７は、マイクロコンピュータ４などで構成され、Ａ／Ｄ変換後の負荷電圧に基づいて、電流検出器６によりスイッチング素子Ｑに流れる電流と大小を比較するための基準値Ｉｓを出力する。

スイッチング周波数計時部８は、マイクロコンピュータ４などで構成され、Ａ／Ｄ変換後の負荷電圧に基づいて、ドライブ制御器９にスイッチング素子Ｑのオン信号を出力し、そのオン信号は、ダイオードＤに流れる回生電流がゼロになるタイミングで出力する。

ドライブ制御器９は、ＲＳフリップフロップなどを用いて構成され、スイッチング周波数計時部８から出力されたターンオン信号をセット入力端子ＳＥＴ側に、電流検出器６から出力されるターンオフ信号をリセット入力端子ＲＥＳＥＴ側に入力することで、図１３のように回生電流がゼロになるタイミングでスイッチング素子Ｑのオン／オフを制御し、放電灯Ｌａの電力を適正に調整する。

基準演算部７の基準値Ｉｓ、スイッチング周波数計時部８のスイッチング周波数は、直流電源Ｅからの入力電圧Ｖｉｎ、入力電力Ｐｉｎ、チョッパ回路のチョークコイルＬのインダクタンス値Ｌ、負荷電圧Ｖｌａがわかれば、以下の式（１）〜（４）より電流ゼロになるスイッチング周期Ｔｃが求められる。
Ｉｐ＝（Ｖｉｎ−Ｖｌａ）×Ｔｏｎ／Ｌ
＝Ｖｌａ×Ｔｏｆｆ／Ｌ …（１）
Ｔｃ＝Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ …（２）

上式において、Ｔｏｎはスイッチング素子Ｑのオン時間、Ｔｏｆｆはスイッチング素子Ｑのオフ時間、Ｔｃはスイッチング素子Ｑのスイッチング周期（スイッチング周波数の逆数）であり、単位はｓｅｃである。Ｉｐはスイッチング素子Ｑのピーク電流値（所定の基準値Ｉｓ＝Ｉｐ×Ｒ）である。また、スイッチング周期Ｔｃが分かれば、（１），（２）式よりスイッチング素子Ｑのピーク電流Ｉｐを求めることが出来る。チョッパ回路の回生電流がゼロクロスする関係は（１），（２）式で示され、（１），（２）式より、
Ｐｉｎ＝Ｖｉｎ×Ｉｉｎ
＝Ｖｉｎ×（Ｖｉｎ−Ｖｌａ）×Ｔｏｎ²／（２×Ｌ×Ｔｃ）
＝Ｔｃ×（Ｖｉｎ−Ｖｌａ）×Ｖｌａ²／（２×Ｌ×Ｖｉｎ） …（３）
∴Ｔｃ＝２×Ｌ×Ｐｉｎ×Ｖｉｎ／（Ｖｉｎ−Ｖｌａ）×Ｖｌａ² …（４）

式（４）より図１２に示すＴｃの時間が求められる。したがって、負荷の電力に応じて回生電流がゼロとなるタイミングでスイッチング素子Ｑをオン／オフするためには、スイッチング周期Ｔｃ、基準値Ｉｓは、負荷電圧Ｖｌａに応じて可変する必要がある。

本実施形態では、スイッチング周期Ｔｃ、基準値Ｉｓの出力機能をマイクロコンピュータ４に集約し、Ａ／Ｄ変換器１０で負荷電圧Ｖｌａを監視しながら、所定の放電灯の電力になるように、スイッチング周期Ｔｃと基準値Ｉｓを負荷電圧Ｖｌａに応じて可変制御することで、ゼロクロス検出回路を用いる必要がなくなり、部品点数を削減し、放電灯点灯装置のコストアップを防止または抑制することができる。

マイクロコンピュータ４の演算速度については、Ａ／Ｄ変換器１０で負荷電圧Ｖｌａを読み込むたびに前記演算式を用いて演算し、出力する構成にすると、高速度のマイクロコンピュータ４が必要となり、部品コストが高価となる。そこで、マイクロコンピュータ４には、あらかじめ負荷電圧Ｖｌａに対する基準値Ｉｓ、スイッチング周期Ｔｃのテーブルデータをメモリ上に保持しておく。負荷電圧Ｖｌａの読み込みのタイミングは、放電灯Ｌａの負荷電圧Ｖｌａが比較的ゆっくりと変化するものにおいては、例えば負荷電圧Ｖｌａを１ｍｓｅｃ〜５ｍｓｅｃ間隔で読み込んで、次の負荷電圧Ｖｌａを読み込むまでは、基準値Ｉｓ、スイッチング周期Ｔｃは更新しない制御にする。このように、予め用意してあるテーブルデータから基準値Ｉｓ、スイッチング周期Ｔｃを出力することで、比較的安価なマイクロコンピュータ４を用いて構成することができる。

このように、チョッパ回路のダイオードＤに流れる回生電流がゼロになるタイミングでスイッチング素子Ｑをターンオン制御するためのデータを予めマイクロコンピュータ４のメモリ上にテーブルデータとして用意しておいて、スイッチング素子Ｑのオン／オフタイミングの制御機能をマイクロコンピュータ４に集約することで、従来のようなトランスＴの２次巻線を用いたゼロクロス検出が不要となり、コストアップを防止または抑制することができる。

（実施形態２）
図２は本発明の実施形態２に係る放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。図２の回路は、上述の図１の回路において、直流電源Ｅからの入力電圧Ｖｉｎを監視する入力電圧検出器１２と、入力電圧検出器１２で検出された入力電圧（アナログ値）を所定ビットのデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器１１を追加したものである。

直流電源Ｅからの入力電圧Ｖｉｎが変われば、上述の演算式における基準値Ｉｓ、スイッチング周期Ｔｃは変化する。よって、マイクロコンピュータ４内には、直流電源Ｅからの入力電圧Ｖｉｎの違いに応じて、負荷電圧Ｖｌａに対する基準値Ｉｓ、スイッチング周期Ｔｃのテーブルデータを複数保持しておく。直流電源Ｅが投入されたとき、入力電圧検出器１２により検出された入力電圧をマイクロコンピュータ４のＡ／Ｄ変換器１１でデジタル値として取り込み、その入力電圧に応じた基準値Ｉｓ、スイッチング周期Ｔｃのテーブルデータを選択して制御する。これにより、直流電源Ｅの電圧変化に対しても放電灯Ｖｌａの電力に応じて回生電流がゼロになるタイミングでスイッチング素子Ｑをターンオンさせるように制御することができる。

図１又は図２において、スイッチング回路２は降圧チョッパ回路の構成である場合について説明したが、入力電圧変動幅など設計条件によっては、降圧チョッパ回路でなく、昇圧チョッパ回路や昇降圧チョッパ回路を用いる場合もある。そのような場合にも、本発明を適用できることは言うまでもない。

（実施形態３）
図１又は図２に示す回路構成において、ダイオードＤに流れる回生電流がゼロになった後にスイッチング素子Ｑがオンしなければ、ダイオードＤの電圧Ｖｒは、図３のように自由振動しながら負荷電圧Ｖｌａに収束する。自由振動電圧のピーク高さは、負荷電圧Ｖｌａの値により変動する。図３に示すように、Ｖｌａ１＜Ｖｌａ２であれば、Ｖｒｐ１＜Ｖｒｐ２となる。また、自由振動の周期は、チョッパ回路のスイッチング素子Ｑ、ダイオードＤの寄生容量で決定され、ほぼ固定値なので、負荷電圧Ｖｌａが変化しても自由振動電圧の周期は変わらない。

そこで、図４に示すようにダイオードＤに流れる回生電流がゼロになった時間から、自由振動電圧の１回目の半波のピーク電圧Ｖｒｐになる時間Ｔｄを所定時間とし、上述のスイッチング周期Ｔｃに所定時間Ｔｄを足した時間で、スイッチング素子Ｑをオンするようにスイッチング周期（Ｔｃ＋Ｔｄ）を設定すれば、スイッチング素子Ｑに印加される電圧は、直流電源Ｅの入力電圧Ｖｉｎから自由振動電圧のピーク電圧Ｖｒｐを差し引いた値となり、スイッチング素子Ｑのスイッチングロスが低減される。また、負荷電圧Ｖｌａが変化しても、自由振動電圧の１回目の半波のピーク電圧Ｖｒｐになる時間Ｔｄを所定時間として設定しているので、常に自由振動電圧のピーク電圧Ｖｒｐのタイミングでスイッチング素子Ｑがターンオンするように制御できる。

（実施形態４）
図１又は図２に示す回路構成において、負荷である放電灯ＬａがＨＩＤランプ（高輝度高圧放電灯）の場合、図５に示すように、負荷電圧Ｖｌａが定格電圧範囲（例えば５０〜１５０Ｖ）において定電力制御を求められる。図中、実線は負荷電圧Ｖｌａと出力電力の関係を示しており、破線は負荷電圧Ｖｌａとチョッパのスイッチング周波数の関係を示している。図５の実線で示すように、負荷電圧Ｖｌａの上昇に対して出力電力が一定となるように制御しようとすると、チョッパ電流がゼロになったタイミングでスイッチング素子Ｑをオンさせる場合には、図５の破線で示すように、負荷電圧Ｖｌａが大きくなるにつれて、スイッチング周波数は高くなる。スイッチング周波数が変化する範囲内に、ＨＩＤランプに特有の音響共鳴周波数領域が存在する場合、スイッチング素子Ｑのスイッチング周波数が音響共鳴周波数領域を通過するとき、負荷電流に重畳するスイッチング周波数のリップル成分によりＨＩＤランプのちらつきを発生させることがある。

そこで、図６に示すように、ＨＩＤランプの音響共鳴周波数領域がｆ１〜ｆ２、ｆ３〜ｆ４に存在する場合、その音響共鳴周波数領域にかかる負荷電圧Ｖ１〜Ｖ２、Ｖ３〜Ｖ４の区間のスイッチング周波数を音響共鳴周波数領域にかかる手前の周波数で固定周波数にし、その固定周波数で負荷の電力に応じた基準値Ｉｓを設定し、スイッチング素子Ｑを制御する。

本実施形態によれば、マイクロコンピュータ４に設定してある負荷電圧Ｖｌａに応じたスイッチング周期Ｔｃ、基準値Ｉｓのテーブルデータを変更するだけで、音響共鳴周波数を避ける切り替え回路などを必要としないので、コストアップを招来することなく、容易に音響共鳴周波数での動作を回避することができる。また、音響共鳴周波数領域が違う放電灯においてもテーブルデータを変更するだけで容易に対応することができる。

（実施形態５）
図７は本発明の実施形態５の動作説明図である。回路構成は図１又は図２と同様である。本実施形態では、上述の実施形態４と同様に、ＨＩＤランプの音響共鳴周波数領域がｆ１〜ｆ２、ｆ３〜ｆ４に存在する場合、その音響共鳴周波数領域にかかる負荷電圧Ｖ１〜Ｖ２、Ｖ３〜Ｖ４の区間のスイッチング周波数を音響共鳴周波数領域にかかる手前の周波数で固定周波数にすることで、音響共鳴周波数での動作を回避すると共に、負荷電圧Ｖｌａが高いＶ５以上の領域では、固定周波数にするものである。これは、負荷電圧Ｖｌａが高いＶ５以上の領域では、負荷電圧Ｖｌａが上がるにつれてスイッチング周波数が高い領域になるため、固定周波数にすることで、チョッパ回路としてスイッチングノイズを低減するものである。

（実施形態６）
図８は本発明の実施形態６の動作説明図である。回路構成は図１又は図２と同様である。本実施形態では、上述の実施形態４と同様に、ＨＩＤランプの音響共鳴周波数領域がｆ１〜ｆ２、ｆ３〜ｆ４に存在する場合、その音響共鳴周波数領域にかかる負荷電圧Ｖ２〜Ｖ３、Ｖ４〜Ｖ５の区間のスイッチング周波数を音響共鳴周波数領域にかかる手前の周波数で固定周波数にすることで、音響共鳴周波数での動作を回避すると共に、負荷電圧Ｖｌａが低いＶ１以下の領域では、固定周波数にするものである。これは、負荷電圧Ｖｌａが低い領域まで出力電力の低下に応じてスイッチング周波数を低下させると、スイッチング周波数が可聴領域に入る可能性があるため、負荷電圧ＶｌａがＶ１以下の領域ではスイッチング周波数を固定周波数とすることで、可聴ノイズの発生を回避するものである。

（実施形態７）
図９は本発明の実施形態７の動作説明図である。回路構成は図１又は図２と同様である。本実施形態では、ＨＩＤランプの音響共鳴周波数領域がｆ１〜ｆ２に存在する場合、その音響共鳴周波数領域にかかる負荷電圧Ｖ２以上の区間のスイッチング周波数を音響共鳴周波数領域にかかる手前の周波数ｆ１で固定周波数にすることで、音響共鳴周波数での動作を回避するものである。また、負荷電圧Ｖｌａが低いＶ１以下の領域では、固定周波数にするものである。すなわち、音響共鳴周波数ｆ１以上では、スイッチング周波数を固定周波数として音響共鳴周波数ｆ１以上の領域を全て回避し、また、負荷電圧Ｖｌａが低い領域ではスイッチング周波数が可聴領域に入る可能性があるため、負荷電圧Ｖ１以下は全て固定周波数とすることで、可聴ノイズの発生も回避するものである。

（実施形態８）
図１０は本発明の実施形態８の動作説明図である。回路構成は図１又は図２と同様である。本実施形態は、図７に示した実施形態５と図８に示した実施形態６の組み合わせであり、ＨＩＤランプの音響共鳴周波数領域がｆ１〜ｆ２、ｆ３〜ｆ４に存在する場合、その音響共鳴周波数領域にかかる負荷電圧Ｖ２〜Ｖ３、Ｖ４〜Ｖ５の区間のスイッチング周波数を音響共鳴周波数領域にかかる手前の周波数で固定周波数にすることで、音響共鳴周波数での動作を回避すると共に、負荷電圧Ｖｌａが高いＶ６以上の領域では、固定周波数にするものである。また、負荷電圧Ｖｌａが低いＶ１以下の領域では、固定周波数にするものである。本実施形態の作用効果は実施形態５，６の作用効果を合わせたものであり、負荷電圧Ｖｌａが高いＶ６以上の領域では、固定周波数にすることで、スイッチング周波数が高くなり過ぎることを回避し、チョッパ回路としてスイッチングノイズを低減するものである。また、負荷電圧ＶｌａがＶ１以下の領域ではスイッチング周波数を固定周波数とすることで、スイッチング周波数が可聴領域に入ることを回避し、可聴ノイズの発生も回避するものである。

（実施形態９）
上述の各実施形態１〜８の放電灯点灯装置は、プロジェクタやリアプロジェクションテレビのような画像表示装置の光源となる放電灯の点灯に用いられる。ここでは、プロジェクタに実装する場合を例示する。図１４は画像表示装置３０の内部構成を示す概略構成図である。図中、３１は投光窓、３２は電源部、３３ａ，３３ｂ，３３ｃは冷却用ファン、３４は外部信号入力部、３５は光学系、３６はメイン制御基板、４０は放電灯点灯装置、Ｌａは放電灯である。破線で示した枠内にメイン制御基板３６が実装されている。光学系３５の途中には、放電灯Ｌａからの光を透過または反射する画像表示手段（透過型液晶表示板または反射型画像表示素子）が設けられており、この画像表示手段を介する透過光または反射光をスクリーンに投射するように光学系３５が設計されている。このように、放電灯点灯装置４０は放電灯Ｌａと共に画像表示装置３０の内部に実装されているが、本発明の放電灯点灯装置４０を採用することにより、従来よりも部品点数が少なく安価に構成することができる。また、スイッチングロスを低減できるから、冷却用ファンの静音化が可能となる。さらに、高圧放電灯に特有の音響共鳴周波数での動作を回避し、ちらつきを防止できる。

本発明の実施形態１の構成を示す回路図である。本発明の実施形態２の構成を示す回路図である。本発明の実施形態３の動作説明図である。本発明の実施形態３の動作説明図である。本発明の実施形態１〜３のスイッチング周波数と出力電圧の関係を示す図である。本発明の実施形態４の動作説明図である。本発明の実施形態５の動作説明図である。本発明の実施形態６の動作説明図である。本発明の実施形態７の動作説明図である。本発明の実施形態８の動作説明図である。従来の放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。従来例の動作説明図である。本発明の動作説明図である。本発明の実施形態９の画像表示装置の内部構成を示す概略構成図である。

符号の説明

１放電灯点灯装置
２スイッチング回路
３制御回路
４マイクロコンピュータ
５負荷電圧検出器
６電流検出器
７基準演算部
８スイッチング周波数計時部
９ドライブ制御器
１０Ａ／Ｄ変換器
１１Ａ／Ｄ変換器
１２入力電圧検出器
Ｌａ放電灯

Claims

放電灯に供給する電力を制御するスイッチング回路を備え、該スイッチング回路は放電灯の状態に応じてスイッチング周波数を制御され、スイッチング素子のオン時にインダクタンス要素に蓄積されたエネルギーがスイッチング素子のオフ時に放出され、そのエネルギー放出電流が略ゼロとなるタイミングでスイッチング素子がオン制御される放電灯点灯装置であって、
負荷電圧を検出する負荷電圧検出器と、
前記負荷電圧検出器から検出された電圧に基づいて所定の放電灯の電力になるようにスイッチング周波数を設定するための時間計測を行うスイッチング周波数計時部と、
前記スイッチング回路に流れる電流が所定の基準値に達したことを検出する電流検出器と、
前記スイッチング周波数計時部で設定されたスイッチング周波数において前記エネルギー放出電流が略ゼロとなるタイミング以降にスイッチング素子がオンされるように前記負荷電圧検出器から検出された電圧に基づいて前記所定の基準値を設定する基準演算部と、
前記スイッチング周波数計時部の信号を受けてスイッチング素子をオン制御、前記電流検出器の出力信号を受けてスイッチング素子をオフ制御するドライブ制御器とを備え、
前記スイッチング周波数計時部は、前記負荷電圧検出器から検出された電圧に基づいて設定されるスイッチング周波数が動作禁止領域と重なる場合には、スイッチング周波数を動作禁止領域外の固定周波数に設定することを特徴とする放電灯点灯装置。
請求項１において、前記スイッチング回路の入力電圧を検出する入力電圧検出器をさらに備え、前記入力電圧検出器から検出された入力電圧と負荷電圧検出器から検出された負荷電圧に基づいて、所定の放電灯の電力になるように前記スイッチング周波数および所定の基準値が設定されることを特徴とする放電灯点灯装置。
請求項１又は２において、前記スイッチング周波数および所定の基準値は、前記エネルギー放出電流が略ゼロとなった時に発生する自由振動電圧のピーク電圧のタイミングでスイッチング素子がオンするように設定されることを特徴とする放電灯点灯装置。
請求項１〜３のいずれかに記載の放電灯点灯装置と、該放電灯点灯装置により点灯される放電灯と、この放電灯からの光を透過または反射する画像表示手段と、画像表示手段を介する透過光または反射光をスクリーンに投射する光学系とを備えることを特徴とする画像表示装置。