JP4632113B2 - 液晶表示装置の駆動電圧発生回路及びその方法 - Google Patents
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- G09G2330/02—Details of power systems and of start or stop of display operation
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は液晶表示装置（Ｌｉｑｕｉｄ Ｃｒｙｓｔａｌ Ｄｉｓｐｌａｙ、以下「ＬＣＤ」とする）を駆動するための集積回路に係り、ＬＣＤ駆動用集積回路（以下、「ＬＣＤドライバＩＣ」という）から駆動電圧を発生する回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＬＣＤは携帯用コンピュータやＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｓｓｉｓｔａｎｔ）のような携帯用通信製品や一般家電製品において多用されているディスプレイ装置であり、液晶パネル両端に印加される電圧の強さにより光透過率が変わる特性を利用してデータをディスプレイする。ＬＣＤには、大きくわけて、ＳＴＮ（Ｓｕｐｅｒ Ｔｗｉｓｔｅｄ Ｎｅｍａｔｉｃ）−ＬＣＤとＴＦＴ（Ｔｈｉｎ Ｆｉｌｍ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）−ＬＣＤとがある。ＳＴＮ−ＬＣＤであるかＴＦＴ−ＬＣＤであるかによりＬＣＤの駆動方法も変わる。
【０００３】
ＬＣＤドライバＩＣはＬＣＤの液晶パネルにデータを表示するために必要な駆動電圧を発生する役割を果たすＩＣである。
【０００４】
液晶パネルの両端には電圧を印加するための電極があり、一般的に一端の電極を共通電極、他端の電極をセグメント電極という。そして、共通電極に入力される電圧を共通電圧と言い、セグメント電極に入力される電圧をセグメント電圧と言う。
【０００５】
ＬＣＤドライバＩＣは、ＬＣＤ画面に表示される文字及び／または映像をマイクロプロセッサから受信して、液晶を駆動できるセグメント電圧及び共通電圧に変換して液晶パネルに印加する。これにより文字及び／または映像のディスプレイが可能になる。
【０００６】
ＬＣＤパネルの共通電極及びセグメント電極に入力される駆動電圧は一般的に６つのレベルの電圧である。駆動電圧発生回路は６つのレベルの駆動電圧を生成する回路であり、そのような駆動電圧を少量の電力消耗で効率的に生成することが重要である。
【０００７】
図１は従来技術によるＬＣＤドライバＩＣの駆動電圧発生回路を示すブロック図であり、図１に示された回路は従来のＳＴＮ−ＬＣＤドライバＩＣに一般的に使われる回路である。
【０００８】
従来技術によるＬＣＤ駆動電圧発生回路１００はＤＣ−ＤＣコンバータ１１０、電圧分配器１２０、発振器１３０を備える。
【０００９】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１１０は電圧ブースタとも言われる回路であり、受信される入力電圧ＶＣＩを所定量だけ昇圧して第１駆動電圧Ｖ０を発生する。第１駆動電圧Ｖ０はＬＣＤパネル１３０の駆動に必要な高電圧である。
【００１０】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１１０の昇圧は、基本的にスイッチングを介してキャパシタに電荷を充電してそれをポンピングすることによりなされる。スイッチング動作に必要なスイッチング信号としては一定周期のクロック信号ＣＫが使われる。
【００１１】
クロック信号ＣＫは発振器１３０において生成される。
【００１２】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１１０において生成された第１駆動電圧Ｖ０は電圧分配器１２０によって分配されて第２〜第５駆動電圧Ｖ１〜Ｖ４として出力される。第２〜第５駆動電圧Ｖ１〜Ｖ４は第１駆動電圧Ｖ０及び接地電圧ＶＳＳと共にＬＣＤパネル１３０を駆動するための電圧として使われる。
【００１３】
ＬＣＤパネル１３０が駆動されると、パネルによって消耗される電力（または電流）のゆえに第１駆動電圧Ｖ０のレベルがディスプレイパターンに応じて変わる。すなわち、パネルによって消耗される電流量が少なければ第１駆動電圧Ｖ０のレベルがある程度一定に保持されるが、パネルによって消耗される電流量が多ければ第１駆動電圧Ｖ０のレベルがかなり下がる。
【００１４】
上記の通りに、ディスプレイパターンに応じて電流消耗量が変化し、そして電流消耗量に応じて第１駆動電圧Ｖ０レベルが変化すると、ディスプレイパターンにより画面の明るさが変わるという問題が生じる。
【００１５】
第１駆動電圧Ｖ０を使って第２ないし第５駆動電圧Ｖ１〜Ｖ４も生成されるので、第１駆動電圧Ｖ０を一定レベルに昇圧させて発生させることが重要である。
【００１６】
ところで、従来技術による駆動電圧発生回路１００のように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１０が固定された周波数のクロック信号ＣＫを利用する場合には効率的に昇圧動作を行えない。昇圧動作の効率性は電力消耗量とブースティング効率とに関係していて、電力消耗量が少なくてブースティング効率が高いことが望ましい。
【００１７】
ブースティング効率というのは第１駆動電圧Ｖ０の目標値に対する実際の第１駆動電圧Ｖ０の比を百分率で示したものである。すなわち、所望の第１駆動電圧Ｖ０の目標値が１０Ｖであり、ＬＣＤパネルの負荷により実際の第１駆動電圧Ｖ０のレベルが８Ｖに下がるならばブースティング効率は８０％である。従って、ＬＣＤパネル１３０の負荷に関係なく第１駆動電圧Ｖ０を所望のレベルに保持させることが可能にならなければブースティング効率が改善されない。
【００１８】
ＬＣＤパネル１３０の電流消耗量が少ない場合には、一般的に非常に低い周波数のクロック信号ＣＫを用いても十分なブースティング効率を得られる。一方、ＬＣＤパネル１３０の電流消耗量が増えるほどクロック信号ＣＫの周波数を高めなければブースティング効率が改善されない。
【００１９】
ところで、従来技術による駆動電圧発生回路１００は固定周波数のクロック信号ＣＫを利用することにより、ＬＣＤパネル１３０の電流消耗量が少ない場合にはＤＣ−ＤＣコンバータ１１０での不必要な電流消耗を発生させる。一般的に、クロック信号ＣＫの周波数が高ければＤＣ−ＤＣコンバータ１１０自体で消耗される電流がさらに多くなるためである。
【００２０】
一方、ＬＣＤパネル１３０の電流消耗量が非常に多い場合には、相対的に高い周波数のクロック信号ＣＫが必要であるが、従来技術による駆動電圧発生回路１００は固定された周波数のクロック信号ＣＫでブースティングすることにより、第１駆動電圧Ｖ０レベルの降下が大きくなり、結果的にディスプレイの質を下げる。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
よって、本発明がなそうとする技術的課題は、電力使用を減らしてブースティング効率を改善することにより、ＬＣＤパネルの電流消耗量が増えてもディスプレイ画面の質が下がらないようにするＬＣＤ駆動電圧発生回路を提供することである。
【００２２】
本発明がなそうとする他の技術的課題は、前記ＬＣＤ駆動電圧発生回路に適用されるＬＣＤ駆動電圧発生法を提供することである。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
上記技術的課題を達成するためになされた本発明による液晶表示装置の駆動電圧発生回路は、液晶表示装置を駆動するための駆動電圧を発生する回路において、クロック信号に応じて入力電圧を昇圧して第１駆動電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、所定の制御電圧のレベルに応じた可変の周波数を有する前記クロック信号を発する電圧制御発振器と、所定の基準電圧と前記第１駆動電圧を反映するフィードバック電圧との差を利用して前記制御電圧を発生する制御電圧発生器とを備え、前記駆動電圧発生回路は、前記フィードバック電圧と前記基準電圧とを比較してイネーブル信号を発する比較器をさらに備え、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは前記イネーブル信号に応じて動作することを特徴とする。
【００２４】
望ましくは、前記駆動電圧発生回路は前記第１駆動電圧を分配して前記フィードバック電圧を発生するフィードバック電圧分配器をさらに備える。
【００３０】
【発明の実施の形態】
本発明とその動作上のメリット及び本発明の実施により達成される目的を十分に理解するためには本発明の望ましい実施形態を例示する添付図面及びそれに関連する説明を参照しなければならない。
【００３１】
以下、添付した図面を参照して本発明の望ましい実施形態を説明することにより、本発明を詳細に説明する。各図面に提示された同じ参照符号は同じ構成要素を示す。
【００３２】
図面を参照して本発明の実施形態を説明する前に、電圧のブースティングに使われるクロック信号の周波数に対するブースティング効率の関係を考察する。クロック信号の周波数をブースティング周波数とも言う。
【００３３】
図２はクロック信号の周波数ＦＣＫによるＬＣＤパネルの電流消耗量ＩＬＯＡＤに対するブースティング効率の関係を示す図面である。図２を参照すれば、クロック信号の周波数ＦＣＫがいかなる値を有しても、電流消耗量ＩＬＯＡＤが増えればブースティング効率が下がる。しかし、クロック信号の周波数ＦＣＫが３９０ＫＨｚである場合における電流消耗量ＩＬＯＡＤの増加によるブースティング効率の降下は、クロック信号の周波数ＦＣＫが２３０ＫＨｚである場合における電流消耗量ＩＬＯＡＤの増加によるブースティング効率の減少に比べてはるかに少ない。すなわち、クロック信号の周波数ＦＣＫが２３０ＫＨｚである場合には電流消耗量ＩＬＯＡＤの増加により第１駆動電圧Ｖ０のレベルが相当に低下するのに対して、クロック信号の周波数ＦＣＫが３９０ＫＨｚである場合には電流消耗量ＩＬＯＡＤの増加による第１駆動電圧Ｖ０のレベルの低下は少ない。すなわち、ＬＣＤパネルの電流消耗量ＩＬＯＡＤが多い場合にはブースティング周波数ＦＣＫを高くしなければブースティング効率が改善されない。
【００３４】
一方、ＬＣＤパネルの電流消耗量ＩＬＯＡＤが非常に少ない場合にはブースティング効率はブースティング周波数ＦＣＫにあまり影響を受けない。
【００３５】
図２に示された実験結果から、ＬＣＤパネルの電流消耗量ＩＬＯＡＤによりブースティング周波数ＦＣＫを可変にすることがブースティング効率面と電力消耗面とで効果的であることが分かる。
【００３６】
従って、本発明はＬＣＤパネルの負荷が変わっても駆動電圧のレベルは一定に保持されるように、ＬＣＤパネルの負荷（すなわち、電流消耗量）に応じてブースティング周波数ＦＣＫを最適に変更する。
【００３７】
最も理想的な場合は図３に示されたように、電流消耗量ＩＬＯＡＤが変わってもブースティング効率の特性低下が現れず、第１駆動電圧Ｖ０のレベルが一定に保持されることである。
【００３８】
図４は本発明の一実施例によるＬＣＤ駆動電圧発生回路２００を示すブロック図である。
【００３９】
図４を参照すれば、本発明の一実施形態による駆動電圧発生回路２００は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０、駆動電圧分配器２２０、フィードバック電圧分配器２３０、基準電圧発生器２４０、比較器２５０、制御電圧発生器２６０及び電圧制御発振器２７０を備える。
【００４０】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０は入力電圧ＶＣＩを受けてこれを昇圧し、第１駆動電圧Ｖ０を発生する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０はイネーブル信号ＥＮにより昇圧動作がイネーブルされ。クロック信号ＣＫに応じて電荷をポンピングすることにより入力電圧ＶＣＩを昇圧する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０は入力電圧ＶＣＩをその所定倍数（以下、ブースティング倍数という）の電圧に昇圧できるように構成される。
【００４１】
例えば、入力電圧が３Ｖであり、ブースティング倍数が４になるべくＤＣ−ＤＣコンバータ２１０が具現されれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０は最大１２Ｖの第１駆動電圧Ｖ０を発生できる。ところで、ＬＣＤパネルにおいて必要とする第１駆動電圧Ｖ０が前記最大電圧の１２Ｖより低い９Ｖであると仮定すると、ＬＣＤパネル駆動に必要な高電圧は９Ｖであるので、１２Ｖまで昇圧することは不必要な電力消耗をもたらす。
【００４２】
従って、不必要な電力消耗を減らすために、第１駆動電圧Ｖ０が目標値の９Ｖになれば昇圧動作を止めることが必要である。
【００４３】
上記の通りに、必要時、すなわち第１駆動電圧Ｖ０が目標値より低い場合にだけ昇圧動作を行うために、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０はイネーブル信号ＥＮの活性化に応じて動作するように構成される。
【００４４】
比較器２５０は、フィードバック電圧ＶＦＢと基準電圧ＶＲＥＦとを比較して、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０に昇圧動作を行わせるか否かを制御するイネーブル信号ＥＮを発生する。比較器２５０は第１駆動電圧Ｖ０を反映するフィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧ＶＲＥＦに比べて低い時に活性化されるイネーブル信号ＥＮを発生する。イネーブル信号ＥＮはＤＣ−ＤＣコンバータ２１０に入力されてＤＣ−ＤＣコンバータ２１０を動作させるか否かを制御する。フィードバック電圧ＶＦＢは第１駆動電圧Ｖ０を分配して発生することが望ましい。
【００４５】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０の昇圧動作に必要なクロック信号ＣＫは電圧制御発振器２７０から出力される。
【００４６】
電圧制御発振器２７０は制御電圧ＶＣＯＮのレベルに応じた可変の周波数を有するクロック信号ＣＫを発生する。制御電圧ＶＣＯＮは制御電圧発生器２６０より発生する。制御電圧ＶＣＯＮのレベルは第１駆動電圧Ｖ０を反映するフィードバック電圧ＶＦＢと基準電圧ＶＲＥＦとの差により変化する。
【００４７】
第１駆動電圧Ｖ０を分配してフィードバック電圧ＶＦＢを発生する役割はフィードバック電圧分配器２３０により行われる。すなわち、フィードバック電圧分配器２３０は第１駆動電圧Ｖ０を分配してフィードバック電圧ＶＦＢを生成し、これを比較器２５０及び制御電圧発生器２６０に提供する。
【００４８】
基準電圧発生器２４０は比較器２５０及び制御電圧発生器２６０に入力される基準電圧ＶＲＥＦを発生する。基準電圧発生器２４０は電源電圧及び温度などに鈍感に設計されることが望ましい。
【００４９】
駆動電圧分配器２２０は第１駆動電圧Ｖ０を受信して分配し、第２ないし第５駆動電圧Ｖ１〜Ｖ４を出力する。第１ないし第５駆動電圧Ｖ０〜Ｖ４及び接地電圧ＶＳＳは液晶パネルに入力される。上記の通りに６種類の電圧Ｖ０〜Ｖ４，ＶＳＳが液晶パネルを駆動するために使われる。
【００５０】
図５は本発明の一実施例による駆動電圧発生回路２００を詳細に示す図面である。ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０の詳細な構成は図６に示される。
【００５１】
まず図５を参照すれば、駆動電圧分配器２２０は第１〜第５分配抵抗Ｒ１〜Ｒ５及び第１〜第４電圧フォロア２２１〜２２４を含む。第１〜第５分配抵抗Ｒ１〜Ｒ５は第１駆動電圧Ｖ０と接地電圧ＶＳＳとの間に直列に連結される。第１分配抵抗Ｒ１は第１駆動電圧Ｖ０と第１ノードＮ１との間に、第２分配抵抗Ｒ２は第１ノードＮ１と第２ノードＮ２との間に、第３分配抵抗Ｒ３は第２ノードＮ２と第３ノードＮ３との間に、第４分配抵抗Ｒ４は第３ノードＮ３と第４ノードＮとの４間に、そして、第５分配抵抗Ｒ５は第４ノードＮ４と接地電圧ＶＳＳとの間に位置する。各ノードＮ１〜Ｎ４の電圧は該当する電圧フォロア２２１〜２２４を介してそれぞれ第２，第３，第４及び第５駆動電圧Ｖ１〜Ｖ４として出力される。
【００５２】
従って、第２ないし第５駆動電圧Ｖ１〜Ｖ４は第１駆動電圧Ｖ０と接地電圧ＶＳＳとの間のレベルを有する電圧になる。
【００５３】
フィードバック電圧分配器２３０は２つの分配抵抗Ｒａ，Ｒｂを含む。フィードバック電圧分配器２３０において発生するフィードバック電圧ＶＦＢは第１駆動電圧Ｖ０，分配抵抗値Ｒａ，Ｒｂの比により決まる。
【００５４】
分配抵抗値Ｒａ，Ｒｂは第１駆動電圧Ｖ０が所定の目標値である時、フィードバック電圧ＶＦＢと基準電圧ＶＲＥＦとが同じになるように設定されることが望ましい。
【００５５】
基準電圧発生器２４０は正端子（＋）でバイアス電圧ＶＢＩＡＳを受けて、負端子（−）では出力電圧である基準電圧ＶＲＥＦが２つの抵抗Ｒ６，Ｒ７により分配された電圧を受ける演算増幅器２４１を利用して構成される。
【００５６】
比較器２５０は正端子（＋）ではフィードバック電圧ＶＦＢを、負端子（−）では基準電圧ＶＲＥＦをそれぞれ受けて、フィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧ＶＲＥＦより高い時はハイレベルのイネーブル信号ＥＮを、フィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧ＶＲＥＦより低い時はローレベルのイネーブル信号ＥＮを出力する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０はローレベルのイネーブル信号ＥＮに応じて昇圧動作を行う。
【００５７】
従って、比較器２５０はフィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧ＶＲＥＦに比べて低い場合に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０をイネーブルにするイネーブル信号ＥＮを発生する。フィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧ＶＲＥＦより低いということは第１駆動電圧Ｖ０が所望の目標値より低いということを意味する。従って、第１駆動電圧Ｖ０が目標値より低い場合はイネーブル信号ＥＮがローレベルに活性化され、これによりＤＣ−ＤＣコンバータ２１０が昇圧動作を行い、第１駆動電圧Ｖ０を高める。ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０の昇圧動作により第１駆動電圧Ｖ０が目標値より高くなると、フィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧ＶＲＥＦより高くなり、これによりイネーブル信号ＥＮが非活性化されてＤＣ−ＤＣコンバータ２１０の昇圧動作が中断される。
【００５８】
制御電圧発生器２６０は電圧増幅器２６１、２つのバッファ２６２ａ，２６２ｂを含む。バッファ２６２ａ，２６２ｂはフィードバック電圧ＶＦＢと基準電圧ＶＲＥＦとをそれぞれバッファリングする。電圧増幅器２６１は基準電圧ＶＲＥＦとフィードバック電圧ＶＦＢとの差に比例する電圧を発生する。従って、フィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧ＶＲＥＦに比べて低いほど高いレベルの制御電圧ＶＣＯＮが発生する。フィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧ＶＲＥＦより低いということは第１駆動電圧Ｖ０が目標値より低いということを意味する。また、第１駆動電圧Ｖ０が目標値より低いということは、それだけＬＣＤパネルの負荷が多いということを意味する。
【００５９】
電圧増幅器２６１は正端子（＋）では基準電圧ＶＲＥＦを受け、負端子（−）ではフィードバック電圧ＶＦＢを受ける演算増幅器より構成されうる。
【００６０】
電圧増幅器２６１から出力された制御電圧ＶＣＯＮは電圧制御発振器２７０に入力される。
【００６１】
電圧制御発振器２７０は入力される制御電圧ＶＣＯＮのレベルに応じた可変の周波数を有するクロック信号ＣＫを発生する。すなわち、制御電圧ＶＣＯＮのレベルが高いほど高周波数のクロック信号ＣＫが、制御電圧ＶＣＯＮのレベルが低いほど低周波数のクロック信号ＣＫが生成され出力される。電圧制御発振器２７０の詳細な構成は図５に示される。
【００６２】
まず、図６を参照してＤＣ−ＤＣコンバータ２１０の詳細な構成を説明する。図６に示されたＤＣ−ＤＣコンバータ２１０は一構成例であり、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ２１０の構成が図６に示された例に限定されないことは自明である。
【００６３】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０は一つ以上のスイッチ及びキャパシタを含む。図６に示されたＤＣ−ＤＣコンバータ２１０は４つのスイッチ及び４つのキャパシタを含む。説明の便宜上、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０に含まれる４つのスイッチを第１〜第４スイッチＳ１〜Ｓ４、４つのキャパシタを第１〜第４キャパシタＣＣ１〜ＣＣ４とする。
【００６４】
第１〜第４スイッチＳ１〜Ｓ４はゲートにスイッチング信号を受けるＭＯＳトランジスタであることが望ましいが、ここではＰＭＯＳトランジスタより構成される。
【００６５】
第１〜第４スイッチＳ１〜Ｓ４は入力電圧ＶＣＩ端子と出力電圧（すなわち、第１駆動電圧Ｖ０）端子間に直列に連結される。そして、第１〜第４スイッチＳ１〜Ｓ４の一端子には第１〜第４キャパシタＣＣ１〜ＣＣ４がそれぞれ連結される。
【００６６】
第１及び第３スイッチＳ１，Ｓ３のスイッチング信号としてクロック信号ＣＫが入力され、第２及び第４スイッチＳ２，Ｓ４のスイッチング信号として反転クロック信号ＣＫＢが入力される。そして、第１及び第３キャパシタＣＣ１，ＣＣ３の一端子にはクロック信号ＣＫが入力され、第２及び第４キャパシタＣＣ２，ＣＣ４の一端子には反転クロック信号ＣＫＢが入力される。
【００６７】
そして、クロック信号ＣＫは接地電圧ＶＳＳと入力電圧ＶＣＩレベル間をスイングする信号であることが望ましい。
【００６８】
上記のようにＤＣ−ＤＣコンバータ２１０を構成することにより、第１スイッチングノード２１１の電圧レベルは入力電圧がＶＣＩレベルである場合に、その入力電圧レベルの２倍の２ＶＣＩの間をスイングし、第２スイッチングノード２１２の電圧レベルは２×入力電圧レベル２ＶＣＩと３×入力電圧レベル３ＶＣＩとの間をスイングし、第３スイッチングノード２１３の電圧レベルは３×入力電圧レベル３ＶＣＩと４×入力電圧レベル４ＶＣＩとの間をスイングする。第３スイッチングノード２１３の交流電圧は第４キャパシタＣＣ４により直流電圧に変換されて第１駆動電圧Ｖ０として出力される。従って、第１駆動電圧Ｖ０レベルは入力電圧ＶＣＩレベルに比べて３倍ほどとなる。すなわち、図６に示されたＤＣ−ＤＣコンバータ２１０はブースティング倍数が約３倍になるように設計された回路である。
【００６９】
ブースティング倍数は段数により調節されうる。ここで、段数とはクロック信号ＣＫまたは反転クロック信号ＣＫＢに連結されるキャパシタ数と考えることができ、図６での段数は３である。
【００７０】
図７は図４に示された電圧制御発振器２７０の一構成例を示す回路図である。電圧制御発振器を構成する方法は様々であるが、本発明の実施例では電圧により値が変わる抵抗を利用し、インバータチェーンの出力ノードでの有効キャパシタンス値を可変にするリング発振器状の電圧制御発振器２７０が使われる。
【００７１】
図７を参照すれば、電圧制御発振器２７０は複数（ここでは、３つ）のインバータ２７１，２７２，２７３が直列に連結されるインバータチェーンと各インバータの出力ノードに連結される複数（ここでは、３）の抵抗ＲＭ１，ＲＭ２，ＲＭ３及び各抵抗ＲＭ１，ＲＭ２，ＲＭ３と接地電圧間に形成される複数（ここでは、３）のキャパシタＣＰ１，ＣＰ２，ＣＰ３を含む。
【００７２】
インバータチェーンの出力がブースティング周波数ＦＣＫを有するクロック信号ＣＫである。インバータチェーンの出力は再びインバータチェーンの入力になる。そして、抵抗ＲＭ１，ＲＭ２，ＲＭ３はそのゲートには制御電圧ＶＣＯＮが、そのドレーンはインバータの出力ノードに、そのソースはキャパシタＬＣＰ１，ＣＰ２，ＣＰ３の一端子にそれぞれ連結されるＮＭＯＳトランジスタであることが望ましい。ＮＭＯＳトランジスタＲＭ１，ＲＭ２，ＲＭ３それぞれはゲートに印加される制御電圧ＶＣＯＮのレベルが高いほど抵抗値が小さく、制御電圧ＶＣＯＮのレベルが低いほど抵抗値が大きい。制御電圧ＶＣＯＮのレベルが変化すると、それにつれてインバータ出力ノードにおける有効キャパシタンスも変化する。
【００７３】
上記のように制御電圧ＶＣＯＮにより抵抗値が変化し有効キャパシタンスが変化すると、インバータの入力信号に対比した出力信号の遅延値が変化する。従って、インバータチェーンから出力されるクロック信号ＣＫの周波数が可変になる。
【００７４】
制御電圧ＶＣＯＮが高ければ抵抗値が小さくなり、これにより遅延時間が短くなるので、クロック信号ＣＫの周波数は高くなる。一方、制御電圧ＶＣＯＮが低ければ、抵抗値が大きくなり、これにより遅延時間が長くなってクロック信号ＣＫの周波数は低くなる。
【００７５】
図８は図５に示された制御電圧発生器２６０の電圧増幅器２６１の特性を示す図面である。これを参照すれば、電圧増幅器２６１は基準電圧ＶＲＥＦとフィードバック電圧ＶＦＢとの差電圧ＶＤに比例してレベルが高くなる制御電圧ＶＣＯＮを発生する。このグラフの傾きを電圧利得（Ａｖ）という。
【００７６】
図９は図４に示された電圧制御発振器２７０の特性を示す図面である。これを参照すれば、電圧制御発振器２７０から出力されるクロック信号の周波数ＦＣＫは入力される制御電圧ＶＣＯＮに比例する。グラフの傾きを電圧−周波数感度（Ｋｖ）という。
【００７７】
制御電圧発生器２６０の電圧増幅器２６１の電圧利得（Ａｖ）と電圧制御発振器２７０の電圧−周波数感度（Ｋｖ）とによりクロック信号の周波数ＦＣＫの可変範囲が決まる。ブースティング周波数ＦＣＫの可変範囲を狭くしたい場合、制御電圧発生器２６０の電圧増幅器の電圧利得（Ａｖ）を小さく設定すれはよく、特定の場合に減衰器として使われうる。
【００７８】
図１０はクロック信号の周波数ＦＣＫに対するブースティング効率特性を示す図面である。図１０を参照すれば、ある程度の周波数（ここでは、Ｆ２）まではクロック信号の周波数ＦＣＫが高くなるほどブースティング効率が改善される。ブースティング効率というのは、前述のように、第１駆動電圧Ｖ０の目標値に対する実際の第１駆動電圧Ｖ０の比を百分率で示したものである。
【００７９】
図１０を参照すれば、クロック信号の周波数ＦＣＫが所定の臨界値を超えると、ブースティング周波数ＦＣＫが高くなってもブースティング効率が上がらずに停滞するか、むしろさらに下がる。これは、クロック信号の周波数ＦＣＫが過度に高くなるとＤＣ−ＤＣコンバータ２１０の昇圧効率がさらに下がるためである。すなわち、ブースティング周波数ＦＣＫが高くなるにつれてＤＣ−ＤＣコンバータ２１０において消耗される自体電流も増えることにより生じる効率低下が一層支配的に現れるようになり、ブースティング周波数ＦＣＫを高くしてもそれ以上の効率改善がなされない臨界値に達する。
【００８０】
従って、クロック信号の周波数ＦＣＫは図１０に示されたように線形範囲（Ｆ１〜Ｆ２）内に調節されることが望ましい。クロック信号ＣＫの周波数範囲は前述のように、図８及び図９に示された電圧利得（Ａｖ）及び／または電圧−周波数感度（Ｋｖ）を調整することにより調節されうる。
【００８１】
本発明は図面に示された一実施形態を参考に説明されたがそれは例示的なものに過ぎず、本技術分野の当業者ならばそれから多様な変形及び均等な他の実施形態が可能であるという点が理解されるであろう。従って、本発明の真の技術的保護範囲は特許請求の範囲の技術的思想に基づいて決まるべきである。
【００８２】
【発明の効果】
本発明によれば、例えば、文字だけのディスプレイのようにＬＣＤパネルの電流消耗量が少ない場合には既存の固定ブースティング周波数とは異なって非常に低いブースティング周波数でＤＣ−ＤＣコンバータを動作させることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ自体において消耗される電流損失を減らすことができる。一方、映像、特に動画のディスプレイのようにＬＣＤパネルの電流消耗量が多い場合には、ブースティング周波数を高くして駆動電圧のレベルが下がらないようにすることで、ブースティング効率を改善する効果がある。
【００８３】
従って、本発明によれば、電力使用が減ってブースティング効率が改善され、ＬＣＤパネルの電流消耗量が増えもディスプレイ画面の質が下がらない。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来技術によるＬＣＤドライバＩＣの駆動電圧発生回路を示すブロック図である。
【図２】本発明の概念を説明するための図面であり、クロック信号の周波数によるＬＣＤパネルの電流消耗量に対するブースティング効率の関係を示す図面である。
【図３】本発明の概念を説明するための図面であり、理想的なＬＣＤパネルの電流消耗量に対する第１駆動電圧レベルを示す図面である。
【図４】本発明の一実施形態によるＬＣＤ駆動電圧発生回路を示すブロック図である。
【図５】本発明の一実施形態による駆動電圧発生回路を詳細に示す図面である。
【図６】図４に示されたＤＣ−ＤＣコンバータの詳細な構成を示す回路図である。
【図７】図４に示された電圧制御発振器の詳細な構成を示す回路図である。
【図８】図５に示された電圧増幅器の特性を示す図面である。
【図９】図４に示された電圧制御発振器の特性を示す図面である。
【図１０】図４に示された駆動電圧発生回路でのクロック信号の周波数に対するブースティング効率特性を示す図面である。
【符号の説明】
２００ 駆動電圧発生回路
ＣＫ クロック信号
ＥＮ イネーブル信号
Ｖ０〜４ 第１〜５駆動電圧
ＶＣＩ 入力電圧
ＶＣＯＮ 制御電圧
ＶＦＢ フィードバック電圧
ＶＲＥＦ 基準電圧
【発明の属する技術分野】
本発明は液晶表示装置（Ｌｉｑｕｉｄ Ｃｒｙｓｔａｌ Ｄｉｓｐｌａｙ、以下「ＬＣＤ」とする）を駆動するための集積回路に係り、ＬＣＤ駆動用集積回路（以下、「ＬＣＤドライバＩＣ」という）から駆動電圧を発生する回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＬＣＤは携帯用コンピュータやＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｓｓｉｓｔａｎｔ）のような携帯用通信製品や一般家電製品において多用されているディスプレイ装置であり、液晶パネル両端に印加される電圧の強さにより光透過率が変わる特性を利用してデータをディスプレイする。ＬＣＤには、大きくわけて、ＳＴＮ（Ｓｕｐｅｒ Ｔｗｉｓｔｅｄ Ｎｅｍａｔｉｃ）−ＬＣＤとＴＦＴ（Ｔｈｉｎ Ｆｉｌｍ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）−ＬＣＤとがある。ＳＴＮ−ＬＣＤであるかＴＦＴ−ＬＣＤであるかによりＬＣＤの駆動方法も変わる。
【０００３】
ＬＣＤドライバＩＣはＬＣＤの液晶パネルにデータを表示するために必要な駆動電圧を発生する役割を果たすＩＣである。
【０００４】
液晶パネルの両端には電圧を印加するための電極があり、一般的に一端の電極を共通電極、他端の電極をセグメント電極という。そして、共通電極に入力される電圧を共通電圧と言い、セグメント電極に入力される電圧をセグメント電圧と言う。
【０００５】
ＬＣＤドライバＩＣは、ＬＣＤ画面に表示される文字及び／または映像をマイクロプロセッサから受信して、液晶を駆動できるセグメント電圧及び共通電圧に変換して液晶パネルに印加する。これにより文字及び／または映像のディスプレイが可能になる。
【０００６】
ＬＣＤパネルの共通電極及びセグメント電極に入力される駆動電圧は一般的に６つのレベルの電圧である。駆動電圧発生回路は６つのレベルの駆動電圧を生成する回路であり、そのような駆動電圧を少量の電力消耗で効率的に生成することが重要である。
【０００７】
図１は従来技術によるＬＣＤドライバＩＣの駆動電圧発生回路を示すブロック図であり、図１に示された回路は従来のＳＴＮ−ＬＣＤドライバＩＣに一般的に使われる回路である。
【０００８】
従来技術によるＬＣＤ駆動電圧発生回路１００はＤＣ−ＤＣコンバータ１１０、電圧分配器１２０、発振器１３０を備える。
【０００９】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１１０は電圧ブースタとも言われる回路であり、受信される入力電圧ＶＣＩを所定量だけ昇圧して第１駆動電圧Ｖ０を発生する。第１駆動電圧Ｖ０はＬＣＤパネル１３０の駆動に必要な高電圧である。
【００１０】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１１０の昇圧は、基本的にスイッチングを介してキャパシタに電荷を充電してそれをポンピングすることによりなされる。スイッチング動作に必要なスイッチング信号としては一定周期のクロック信号ＣＫが使われる。
【００１１】
クロック信号ＣＫは発振器１３０において生成される。
【００１２】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１１０において生成された第１駆動電圧Ｖ０は電圧分配器１２０によって分配されて第２〜第５駆動電圧Ｖ１〜Ｖ４として出力される。第２〜第５駆動電圧Ｖ１〜Ｖ４は第１駆動電圧Ｖ０及び接地電圧ＶＳＳと共にＬＣＤパネル１３０を駆動するための電圧として使われる。
【００１３】
ＬＣＤパネル１３０が駆動されると、パネルによって消耗される電力（または電流）のゆえに第１駆動電圧Ｖ０のレベルがディスプレイパターンに応じて変わる。すなわち、パネルによって消耗される電流量が少なければ第１駆動電圧Ｖ０のレベルがある程度一定に保持されるが、パネルによって消耗される電流量が多ければ第１駆動電圧Ｖ０のレベルがかなり下がる。
【００１４】
上記の通りに、ディスプレイパターンに応じて電流消耗量が変化し、そして電流消耗量に応じて第１駆動電圧Ｖ０レベルが変化すると、ディスプレイパターンにより画面の明るさが変わるという問題が生じる。
【００１５】
第１駆動電圧Ｖ０を使って第２ないし第５駆動電圧Ｖ１〜Ｖ４も生成されるので、第１駆動電圧Ｖ０を一定レベルに昇圧させて発生させることが重要である。
【００１６】
ところで、従来技術による駆動電圧発生回路１００のように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１０が固定された周波数のクロック信号ＣＫを利用する場合には効率的に昇圧動作を行えない。昇圧動作の効率性は電力消耗量とブースティング効率とに関係していて、電力消耗量が少なくてブースティング効率が高いことが望ましい。
【００１７】
ブースティング効率というのは第１駆動電圧Ｖ０の目標値に対する実際の第１駆動電圧Ｖ０の比を百分率で示したものである。すなわち、所望の第１駆動電圧Ｖ０の目標値が１０Ｖであり、ＬＣＤパネルの負荷により実際の第１駆動電圧Ｖ０のレベルが８Ｖに下がるならばブースティング効率は８０％である。従って、ＬＣＤパネル１３０の負荷に関係なく第１駆動電圧Ｖ０を所望のレベルに保持させることが可能にならなければブースティング効率が改善されない。
【００１８】
ＬＣＤパネル１３０の電流消耗量が少ない場合には、一般的に非常に低い周波数のクロック信号ＣＫを用いても十分なブースティング効率を得られる。一方、ＬＣＤパネル１３０の電流消耗量が増えるほどクロック信号ＣＫの周波数を高めなければブースティング効率が改善されない。
【００１９】
ところで、従来技術による駆動電圧発生回路１００は固定周波数のクロック信号ＣＫを利用することにより、ＬＣＤパネル１３０の電流消耗量が少ない場合にはＤＣ−ＤＣコンバータ１１０での不必要な電流消耗を発生させる。一般的に、クロック信号ＣＫの周波数が高ければＤＣ−ＤＣコンバータ１１０自体で消耗される電流がさらに多くなるためである。
【００２０】
一方、ＬＣＤパネル１３０の電流消耗量が非常に多い場合には、相対的に高い周波数のクロック信号ＣＫが必要であるが、従来技術による駆動電圧発生回路１００は固定された周波数のクロック信号ＣＫでブースティングすることにより、第１駆動電圧Ｖ０レベルの降下が大きくなり、結果的にディスプレイの質を下げる。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
よって、本発明がなそうとする技術的課題は、電力使用を減らしてブースティング効率を改善することにより、ＬＣＤパネルの電流消耗量が増えてもディスプレイ画面の質が下がらないようにするＬＣＤ駆動電圧発生回路を提供することである。
【００２２】
本発明がなそうとする他の技術的課題は、前記ＬＣＤ駆動電圧発生回路に適用されるＬＣＤ駆動電圧発生法を提供することである。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
上記技術的課題を達成するためになされた本発明による液晶表示装置の駆動電圧発生回路は、液晶表示装置を駆動するための駆動電圧を発生する回路において、クロック信号に応じて入力電圧を昇圧して第１駆動電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、所定の制御電圧のレベルに応じた可変の周波数を有する前記クロック信号を発する電圧制御発振器と、所定の基準電圧と前記第１駆動電圧を反映するフィードバック電圧との差を利用して前記制御電圧を発生する制御電圧発生器とを備え、前記駆動電圧発生回路は、前記フィードバック電圧と前記基準電圧とを比較してイネーブル信号を発する比較器をさらに備え、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは前記イネーブル信号に応じて動作することを特徴とする。
【００２４】
望ましくは、前記駆動電圧発生回路は前記第１駆動電圧を分配して前記フィードバック電圧を発生するフィードバック電圧分配器をさらに備える。
【００３０】
【発明の実施の形態】
本発明とその動作上のメリット及び本発明の実施により達成される目的を十分に理解するためには本発明の望ましい実施形態を例示する添付図面及びそれに関連する説明を参照しなければならない。
【００３１】
以下、添付した図面を参照して本発明の望ましい実施形態を説明することにより、本発明を詳細に説明する。各図面に提示された同じ参照符号は同じ構成要素を示す。
【００３２】
図面を参照して本発明の実施形態を説明する前に、電圧のブースティングに使われるクロック信号の周波数に対するブースティング効率の関係を考察する。クロック信号の周波数をブースティング周波数とも言う。
【００３３】
図２はクロック信号の周波数ＦＣＫによるＬＣＤパネルの電流消耗量ＩＬＯＡＤに対するブースティング効率の関係を示す図面である。図２を参照すれば、クロック信号の周波数ＦＣＫがいかなる値を有しても、電流消耗量ＩＬＯＡＤが増えればブースティング効率が下がる。しかし、クロック信号の周波数ＦＣＫが３９０ＫＨｚである場合における電流消耗量ＩＬＯＡＤの増加によるブースティング効率の降下は、クロック信号の周波数ＦＣＫが２３０ＫＨｚである場合における電流消耗量ＩＬＯＡＤの増加によるブースティング効率の減少に比べてはるかに少ない。すなわち、クロック信号の周波数ＦＣＫが２３０ＫＨｚである場合には電流消耗量ＩＬＯＡＤの増加により第１駆動電圧Ｖ０のレベルが相当に低下するのに対して、クロック信号の周波数ＦＣＫが３９０ＫＨｚである場合には電流消耗量ＩＬＯＡＤの増加による第１駆動電圧Ｖ０のレベルの低下は少ない。すなわち、ＬＣＤパネルの電流消耗量ＩＬＯＡＤが多い場合にはブースティング周波数ＦＣＫを高くしなければブースティング効率が改善されない。
【００３４】
一方、ＬＣＤパネルの電流消耗量ＩＬＯＡＤが非常に少ない場合にはブースティング効率はブースティング周波数ＦＣＫにあまり影響を受けない。
【００３５】
図２に示された実験結果から、ＬＣＤパネルの電流消耗量ＩＬＯＡＤによりブースティング周波数ＦＣＫを可変にすることがブースティング効率面と電力消耗面とで効果的であることが分かる。
【００３６】
従って、本発明はＬＣＤパネルの負荷が変わっても駆動電圧のレベルは一定に保持されるように、ＬＣＤパネルの負荷（すなわち、電流消耗量）に応じてブースティング周波数ＦＣＫを最適に変更する。
【００３７】
最も理想的な場合は図３に示されたように、電流消耗量ＩＬＯＡＤが変わってもブースティング効率の特性低下が現れず、第１駆動電圧Ｖ０のレベルが一定に保持されることである。
【００３８】
図４は本発明の一実施例によるＬＣＤ駆動電圧発生回路２００を示すブロック図である。
【００３９】
図４を参照すれば、本発明の一実施形態による駆動電圧発生回路２００は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０、駆動電圧分配器２２０、フィードバック電圧分配器２３０、基準電圧発生器２４０、比較器２５０、制御電圧発生器２６０及び電圧制御発振器２７０を備える。
【００４０】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０は入力電圧ＶＣＩを受けてこれを昇圧し、第１駆動電圧Ｖ０を発生する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０はイネーブル信号ＥＮにより昇圧動作がイネーブルされ。クロック信号ＣＫに応じて電荷をポンピングすることにより入力電圧ＶＣＩを昇圧する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０は入力電圧ＶＣＩをその所定倍数（以下、ブースティング倍数という）の電圧に昇圧できるように構成される。
【００４１】
例えば、入力電圧が３Ｖであり、ブースティング倍数が４になるべくＤＣ−ＤＣコンバータ２１０が具現されれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０は最大１２Ｖの第１駆動電圧Ｖ０を発生できる。ところで、ＬＣＤパネルにおいて必要とする第１駆動電圧Ｖ０が前記最大電圧の１２Ｖより低い９Ｖであると仮定すると、ＬＣＤパネル駆動に必要な高電圧は９Ｖであるので、１２Ｖまで昇圧することは不必要な電力消耗をもたらす。
【００４２】
従って、不必要な電力消耗を減らすために、第１駆動電圧Ｖ０が目標値の９Ｖになれば昇圧動作を止めることが必要である。
【００４３】
上記の通りに、必要時、すなわち第１駆動電圧Ｖ０が目標値より低い場合にだけ昇圧動作を行うために、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０はイネーブル信号ＥＮの活性化に応じて動作するように構成される。
【００４４】
比較器２５０は、フィードバック電圧ＶＦＢと基準電圧ＶＲＥＦとを比較して、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０に昇圧動作を行わせるか否かを制御するイネーブル信号ＥＮを発生する。比較器２５０は第１駆動電圧Ｖ０を反映するフィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧ＶＲＥＦに比べて低い時に活性化されるイネーブル信号ＥＮを発生する。イネーブル信号ＥＮはＤＣ−ＤＣコンバータ２１０に入力されてＤＣ−ＤＣコンバータ２１０を動作させるか否かを制御する。フィードバック電圧ＶＦＢは第１駆動電圧Ｖ０を分配して発生することが望ましい。
【００４５】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０の昇圧動作に必要なクロック信号ＣＫは電圧制御発振器２７０から出力される。
【００４６】
電圧制御発振器２７０は制御電圧ＶＣＯＮのレベルに応じた可変の周波数を有するクロック信号ＣＫを発生する。制御電圧ＶＣＯＮは制御電圧発生器２６０より発生する。制御電圧ＶＣＯＮのレベルは第１駆動電圧Ｖ０を反映するフィードバック電圧ＶＦＢと基準電圧ＶＲＥＦとの差により変化する。
【００４７】
第１駆動電圧Ｖ０を分配してフィードバック電圧ＶＦＢを発生する役割はフィードバック電圧分配器２３０により行われる。すなわち、フィードバック電圧分配器２３０は第１駆動電圧Ｖ０を分配してフィードバック電圧ＶＦＢを生成し、これを比較器２５０及び制御電圧発生器２６０に提供する。
【００４８】
基準電圧発生器２４０は比較器２５０及び制御電圧発生器２６０に入力される基準電圧ＶＲＥＦを発生する。基準電圧発生器２４０は電源電圧及び温度などに鈍感に設計されることが望ましい。
【００４９】
駆動電圧分配器２２０は第１駆動電圧Ｖ０を受信して分配し、第２ないし第５駆動電圧Ｖ１〜Ｖ４を出力する。第１ないし第５駆動電圧Ｖ０〜Ｖ４及び接地電圧ＶＳＳは液晶パネルに入力される。上記の通りに６種類の電圧Ｖ０〜Ｖ４，ＶＳＳが液晶パネルを駆動するために使われる。
【００５０】
図５は本発明の一実施例による駆動電圧発生回路２００を詳細に示す図面である。ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０の詳細な構成は図６に示される。
【００５１】
まず図５を参照すれば、駆動電圧分配器２２０は第１〜第５分配抵抗Ｒ１〜Ｒ５及び第１〜第４電圧フォロア２２１〜２２４を含む。第１〜第５分配抵抗Ｒ１〜Ｒ５は第１駆動電圧Ｖ０と接地電圧ＶＳＳとの間に直列に連結される。第１分配抵抗Ｒ１は第１駆動電圧Ｖ０と第１ノードＮ１との間に、第２分配抵抗Ｒ２は第１ノードＮ１と第２ノードＮ２との間に、第３分配抵抗Ｒ３は第２ノードＮ２と第３ノードＮ３との間に、第４分配抵抗Ｒ４は第３ノードＮ３と第４ノードＮとの４間に、そして、第５分配抵抗Ｒ５は第４ノードＮ４と接地電圧ＶＳＳとの間に位置する。各ノードＮ１〜Ｎ４の電圧は該当する電圧フォロア２２１〜２２４を介してそれぞれ第２，第３，第４及び第５駆動電圧Ｖ１〜Ｖ４として出力される。
【００５２】
従って、第２ないし第５駆動電圧Ｖ１〜Ｖ４は第１駆動電圧Ｖ０と接地電圧ＶＳＳとの間のレベルを有する電圧になる。
【００５３】
フィードバック電圧分配器２３０は２つの分配抵抗Ｒａ，Ｒｂを含む。フィードバック電圧分配器２３０において発生するフィードバック電圧ＶＦＢは第１駆動電圧Ｖ０，分配抵抗値Ｒａ，Ｒｂの比により決まる。
【００５４】
分配抵抗値Ｒａ，Ｒｂは第１駆動電圧Ｖ０が所定の目標値である時、フィードバック電圧ＶＦＢと基準電圧ＶＲＥＦとが同じになるように設定されることが望ましい。
【００５５】
基準電圧発生器２４０は正端子（＋）でバイアス電圧ＶＢＩＡＳを受けて、負端子（−）では出力電圧である基準電圧ＶＲＥＦが２つの抵抗Ｒ６，Ｒ７により分配された電圧を受ける演算増幅器２４１を利用して構成される。
【００５６】
比較器２５０は正端子（＋）ではフィードバック電圧ＶＦＢを、負端子（−）では基準電圧ＶＲＥＦをそれぞれ受けて、フィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧ＶＲＥＦより高い時はハイレベルのイネーブル信号ＥＮを、フィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧ＶＲＥＦより低い時はローレベルのイネーブル信号ＥＮを出力する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０はローレベルのイネーブル信号ＥＮに応じて昇圧動作を行う。
【００５７】
従って、比較器２５０はフィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧ＶＲＥＦに比べて低い場合に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０をイネーブルにするイネーブル信号ＥＮを発生する。フィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧ＶＲＥＦより低いということは第１駆動電圧Ｖ０が所望の目標値より低いということを意味する。従って、第１駆動電圧Ｖ０が目標値より低い場合はイネーブル信号ＥＮがローレベルに活性化され、これによりＤＣ−ＤＣコンバータ２１０が昇圧動作を行い、第１駆動電圧Ｖ０を高める。ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０の昇圧動作により第１駆動電圧Ｖ０が目標値より高くなると、フィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧ＶＲＥＦより高くなり、これによりイネーブル信号ＥＮが非活性化されてＤＣ−ＤＣコンバータ２１０の昇圧動作が中断される。
【００５８】
制御電圧発生器２６０は電圧増幅器２６１、２つのバッファ２６２ａ，２６２ｂを含む。バッファ２６２ａ，２６２ｂはフィードバック電圧ＶＦＢと基準電圧ＶＲＥＦとをそれぞれバッファリングする。電圧増幅器２６１は基準電圧ＶＲＥＦとフィードバック電圧ＶＦＢとの差に比例する電圧を発生する。従って、フィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧ＶＲＥＦに比べて低いほど高いレベルの制御電圧ＶＣＯＮが発生する。フィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧ＶＲＥＦより低いということは第１駆動電圧Ｖ０が目標値より低いということを意味する。また、第１駆動電圧Ｖ０が目標値より低いということは、それだけＬＣＤパネルの負荷が多いということを意味する。
【００５９】
電圧増幅器２６１は正端子（＋）では基準電圧ＶＲＥＦを受け、負端子（−）ではフィードバック電圧ＶＦＢを受ける演算増幅器より構成されうる。
【００６０】
電圧増幅器２６１から出力された制御電圧ＶＣＯＮは電圧制御発振器２７０に入力される。
【００６１】
電圧制御発振器２７０は入力される制御電圧ＶＣＯＮのレベルに応じた可変の周波数を有するクロック信号ＣＫを発生する。すなわち、制御電圧ＶＣＯＮのレベルが高いほど高周波数のクロック信号ＣＫが、制御電圧ＶＣＯＮのレベルが低いほど低周波数のクロック信号ＣＫが生成され出力される。電圧制御発振器２７０の詳細な構成は図５に示される。
【００６２】
まず、図６を参照してＤＣ−ＤＣコンバータ２１０の詳細な構成を説明する。図６に示されたＤＣ−ＤＣコンバータ２１０は一構成例であり、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ２１０の構成が図６に示された例に限定されないことは自明である。
【００６３】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０は一つ以上のスイッチ及びキャパシタを含む。図６に示されたＤＣ−ＤＣコンバータ２１０は４つのスイッチ及び４つのキャパシタを含む。説明の便宜上、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１０に含まれる４つのスイッチを第１〜第４スイッチＳ１〜Ｓ４、４つのキャパシタを第１〜第４キャパシタＣＣ１〜ＣＣ４とする。
【００６４】
第１〜第４スイッチＳ１〜Ｓ４はゲートにスイッチング信号を受けるＭＯＳトランジスタであることが望ましいが、ここではＰＭＯＳトランジスタより構成される。
【００６５】
第１〜第４スイッチＳ１〜Ｓ４は入力電圧ＶＣＩ端子と出力電圧（すなわち、第１駆動電圧Ｖ０）端子間に直列に連結される。そして、第１〜第４スイッチＳ１〜Ｓ４の一端子には第１〜第４キャパシタＣＣ１〜ＣＣ４がそれぞれ連結される。
【００６６】
第１及び第３スイッチＳ１，Ｓ３のスイッチング信号としてクロック信号ＣＫが入力され、第２及び第４スイッチＳ２，Ｓ４のスイッチング信号として反転クロック信号ＣＫＢが入力される。そして、第１及び第３キャパシタＣＣ１，ＣＣ３の一端子にはクロック信号ＣＫが入力され、第２及び第４キャパシタＣＣ２，ＣＣ４の一端子には反転クロック信号ＣＫＢが入力される。
【００６７】
そして、クロック信号ＣＫは接地電圧ＶＳＳと入力電圧ＶＣＩレベル間をスイングする信号であることが望ましい。
【００６８】
上記のようにＤＣ−ＤＣコンバータ２１０を構成することにより、第１スイッチングノード２１１の電圧レベルは入力電圧がＶＣＩレベルである場合に、その入力電圧レベルの２倍の２ＶＣＩの間をスイングし、第２スイッチングノード２１２の電圧レベルは２×入力電圧レベル２ＶＣＩと３×入力電圧レベル３ＶＣＩとの間をスイングし、第３スイッチングノード２１３の電圧レベルは３×入力電圧レベル３ＶＣＩと４×入力電圧レベル４ＶＣＩとの間をスイングする。第３スイッチングノード２１３の交流電圧は第４キャパシタＣＣ４により直流電圧に変換されて第１駆動電圧Ｖ０として出力される。従って、第１駆動電圧Ｖ０レベルは入力電圧ＶＣＩレベルに比べて３倍ほどとなる。すなわち、図６に示されたＤＣ−ＤＣコンバータ２１０はブースティング倍数が約３倍になるように設計された回路である。
【００６９】
ブースティング倍数は段数により調節されうる。ここで、段数とはクロック信号ＣＫまたは反転クロック信号ＣＫＢに連結されるキャパシタ数と考えることができ、図６での段数は３である。
【００７０】
図７は図４に示された電圧制御発振器２７０の一構成例を示す回路図である。電圧制御発振器を構成する方法は様々であるが、本発明の実施例では電圧により値が変わる抵抗を利用し、インバータチェーンの出力ノードでの有効キャパシタンス値を可変にするリング発振器状の電圧制御発振器２７０が使われる。
【００７１】
図７を参照すれば、電圧制御発振器２７０は複数（ここでは、３つ）のインバータ２７１，２７２，２７３が直列に連結されるインバータチェーンと各インバータの出力ノードに連結される複数（ここでは、３）の抵抗ＲＭ１，ＲＭ２，ＲＭ３及び各抵抗ＲＭ１，ＲＭ２，ＲＭ３と接地電圧間に形成される複数（ここでは、３）のキャパシタＣＰ１，ＣＰ２，ＣＰ３を含む。
【００７２】
インバータチェーンの出力がブースティング周波数ＦＣＫを有するクロック信号ＣＫである。インバータチェーンの出力は再びインバータチェーンの入力になる。そして、抵抗ＲＭ１，ＲＭ２，ＲＭ３はそのゲートには制御電圧ＶＣＯＮが、そのドレーンはインバータの出力ノードに、そのソースはキャパシタＬＣＰ１，ＣＰ２，ＣＰ３の一端子にそれぞれ連結されるＮＭＯＳトランジスタであることが望ましい。ＮＭＯＳトランジスタＲＭ１，ＲＭ２，ＲＭ３それぞれはゲートに印加される制御電圧ＶＣＯＮのレベルが高いほど抵抗値が小さく、制御電圧ＶＣＯＮのレベルが低いほど抵抗値が大きい。制御電圧ＶＣＯＮのレベルが変化すると、それにつれてインバータ出力ノードにおける有効キャパシタンスも変化する。
【００７３】
上記のように制御電圧ＶＣＯＮにより抵抗値が変化し有効キャパシタンスが変化すると、インバータの入力信号に対比した出力信号の遅延値が変化する。従って、インバータチェーンから出力されるクロック信号ＣＫの周波数が可変になる。
【００７４】
制御電圧ＶＣＯＮが高ければ抵抗値が小さくなり、これにより遅延時間が短くなるので、クロック信号ＣＫの周波数は高くなる。一方、制御電圧ＶＣＯＮが低ければ、抵抗値が大きくなり、これにより遅延時間が長くなってクロック信号ＣＫの周波数は低くなる。
【００７５】
図８は図５に示された制御電圧発生器２６０の電圧増幅器２６１の特性を示す図面である。これを参照すれば、電圧増幅器２６１は基準電圧ＶＲＥＦとフィードバック電圧ＶＦＢとの差電圧ＶＤに比例してレベルが高くなる制御電圧ＶＣＯＮを発生する。このグラフの傾きを電圧利得（Ａｖ）という。
【００７６】
図９は図４に示された電圧制御発振器２７０の特性を示す図面である。これを参照すれば、電圧制御発振器２７０から出力されるクロック信号の周波数ＦＣＫは入力される制御電圧ＶＣＯＮに比例する。グラフの傾きを電圧−周波数感度（Ｋｖ）という。
【００７７】
制御電圧発生器２６０の電圧増幅器２６１の電圧利得（Ａｖ）と電圧制御発振器２７０の電圧−周波数感度（Ｋｖ）とによりクロック信号の周波数ＦＣＫの可変範囲が決まる。ブースティング周波数ＦＣＫの可変範囲を狭くしたい場合、制御電圧発生器２６０の電圧増幅器の電圧利得（Ａｖ）を小さく設定すれはよく、特定の場合に減衰器として使われうる。
【００７８】
図１０はクロック信号の周波数ＦＣＫに対するブースティング効率特性を示す図面である。図１０を参照すれば、ある程度の周波数（ここでは、Ｆ２）まではクロック信号の周波数ＦＣＫが高くなるほどブースティング効率が改善される。ブースティング効率というのは、前述のように、第１駆動電圧Ｖ０の目標値に対する実際の第１駆動電圧Ｖ０の比を百分率で示したものである。
【００７９】
図１０を参照すれば、クロック信号の周波数ＦＣＫが所定の臨界値を超えると、ブースティング周波数ＦＣＫが高くなってもブースティング効率が上がらずに停滞するか、むしろさらに下がる。これは、クロック信号の周波数ＦＣＫが過度に高くなるとＤＣ−ＤＣコンバータ２１０の昇圧効率がさらに下がるためである。すなわち、ブースティング周波数ＦＣＫが高くなるにつれてＤＣ−ＤＣコンバータ２１０において消耗される自体電流も増えることにより生じる効率低下が一層支配的に現れるようになり、ブースティング周波数ＦＣＫを高くしてもそれ以上の効率改善がなされない臨界値に達する。
【００８０】
従って、クロック信号の周波数ＦＣＫは図１０に示されたように線形範囲（Ｆ１〜Ｆ２）内に調節されることが望ましい。クロック信号ＣＫの周波数範囲は前述のように、図８及び図９に示された電圧利得（Ａｖ）及び／または電圧−周波数感度（Ｋｖ）を調整することにより調節されうる。
【００８１】
本発明は図面に示された一実施形態を参考に説明されたがそれは例示的なものに過ぎず、本技術分野の当業者ならばそれから多様な変形及び均等な他の実施形態が可能であるという点が理解されるであろう。従って、本発明の真の技術的保護範囲は特許請求の範囲の技術的思想に基づいて決まるべきである。
【００８２】
【発明の効果】
本発明によれば、例えば、文字だけのディスプレイのようにＬＣＤパネルの電流消耗量が少ない場合には既存の固定ブースティング周波数とは異なって非常に低いブースティング周波数でＤＣ−ＤＣコンバータを動作させることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ自体において消耗される電流損失を減らすことができる。一方、映像、特に動画のディスプレイのようにＬＣＤパネルの電流消耗量が多い場合には、ブースティング周波数を高くして駆動電圧のレベルが下がらないようにすることで、ブースティング効率を改善する効果がある。
【００８３】
従って、本発明によれば、電力使用が減ってブースティング効率が改善され、ＬＣＤパネルの電流消耗量が増えもディスプレイ画面の質が下がらない。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来技術によるＬＣＤドライバＩＣの駆動電圧発生回路を示すブロック図である。
【図２】本発明の概念を説明するための図面であり、クロック信号の周波数によるＬＣＤパネルの電流消耗量に対するブースティング効率の関係を示す図面である。
【図３】本発明の概念を説明するための図面であり、理想的なＬＣＤパネルの電流消耗量に対する第１駆動電圧レベルを示す図面である。
【図４】本発明の一実施形態によるＬＣＤ駆動電圧発生回路を示すブロック図である。
【図５】本発明の一実施形態による駆動電圧発生回路を詳細に示す図面である。
【図６】図４に示されたＤＣ−ＤＣコンバータの詳細な構成を示す回路図である。
【図７】図４に示された電圧制御発振器の詳細な構成を示す回路図である。
【図８】図５に示された電圧増幅器の特性を示す図面である。
【図９】図４に示された電圧制御発振器の特性を示す図面である。
【図１０】図４に示された駆動電圧発生回路でのクロック信号の周波数に対するブースティング効率特性を示す図面である。
【符号の説明】
２００ 駆動電圧発生回路
ＣＫ クロック信号
ＥＮ イネーブル信号
Ｖ０〜４ 第１〜５駆動電圧
ＶＣＩ 入力電圧
ＶＣＯＮ 制御電圧
ＶＦＢ フィードバック電圧
ＶＲＥＦ 基準電圧
Claims (7)
- 液晶表示装置を駆動するための駆動電圧を発生する回路において、
クロック信号に応じて入力電圧を昇圧して第１駆動電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、
所定の制御電圧のレベルに応じた可変の周波数を有する前記クロック信号を発する電圧制御発振器と、
所定の基準電圧と前記第１駆動電圧を反映するフィードバック電圧との差を利用して前記制御電圧を発生する制御電圧発生器とを備え、
前記駆動電圧発生回路は、前記フィードバック電圧と前記基準電圧とを比較してイネーブル信号を発する比較器をさらに備え、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは前記イネーブル信号に応じて動作することを特徴とする液晶表示装置の駆動電圧発生回路。 - 前記駆動電圧発生回路は、前記第１駆動電圧を分配して前記フィードバック電圧を発生するフィードバック電圧分配器をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の液晶表示装置の駆動電圧発生回路。
- 前記制御電圧発生器は、前記基準電圧と前記フィードバック電圧との差を増幅する電圧増幅器を含むことを特徴とする請求項１に記載の液晶表示装置の駆動電圧発生回路。
- 前記駆動電圧発生回路は、前記第１駆動電圧を分配し、前記第１駆動電圧及び接地電圧と共に液晶表示装置に入力される第２ないし第５駆動電圧を出力する駆動電圧分配器をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の液晶表示装置の駆動電圧発生回路。
- 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、第１スイッチング信号に応じて開閉される一つ以上の第１スイッチと、
第１スイッチング信号の反転信号を反映する第２スイッチング信号に応じて開閉される一つ以上の第２スイッチと、
前記第１スイッチ及び前記クロック信号の端子間に形成される一つ以上の第１キャパシタと、
前記第２スイッチ及び前記クロック信号の反転信号を反映する信号の端子間に形成される一つ以上の第２キャパシタとを含むことを特徴とする請求項１に記載の液晶表示装置の駆動電圧発生回路。 - 前記電圧制御発振器は、複数のインバータが直列に連結されるインバータチェーンと、
前記複数のインバータの各出力端子にそれぞれ電気的に接続され、前記制御電圧に応じてその抵抗値が変化する複数の抵抗と、
前記複数の抵抗と接地電圧間にそれぞれ形成される複数のキャパシタとを含むことを特徴とする請求項１に記載の液晶表示装置の駆動電圧発生回路。 - 前記複数の抵抗のそれぞれは、そのゲートに前記制御電圧が印加されるＭＯＳトランジスタであることを特徴とする請求項６に記載の液晶表示装置の駆動電圧発生回路。
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