JP2002238243A - Ｄｃ／ｄｃコンバータおよび液晶用電源装置 - Google Patents

Ｄｃ／ｄｃコンバータおよび液晶用電源装置

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JP2002238243A JP2001030896A JP2001030896A JP2002238243A JP 2002238243 A JP2002238243 A JP 2002238243A JP 2001030896 A JP2001030896 A JP 2001030896A JP 2001030896 A JP2001030896 A JP 2001030896A JP 2002238243 A JP2002238243 A JP 2002238243A
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charge pump
signal
pump circuit
converter
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Hiroyuki Umeda
博之 梅田
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    • H02M3/077—Charge pumps of the Schenkel-type with parallel connected charge pump stages

Abstract

(57)【要約】 【課題】 出力インピーダンスの低減化を維持しつつ、
低負荷時または無負荷時などにおいて変換効率の向上を
図るようにし、電力変換の高効率化を実現するようにし
たＤＣ／ＤＣコンバータを提供すること。 【解決手段】 第１チャージポンプ回路１と第２チャー
ジポンプ回路３は、第１駆動回路２Ａと第２駆動回路４
により相補的に駆動し、直流入力電圧を２倍に昇圧す
る。また、第１駆動回路２Ａは、制御入力端子８に供給
される軽負荷判定信号、入力電圧判定信号、または出力
電圧判定信号に基づき、その動作が停止するようになっ
ている。例えば、負荷が軽負荷の状態のときには、負荷
の余裕があるので、軽負荷判定信号が「Ｈ」レベルとな
る。これにより、第１駆動回路２Ａは駆動信号の出力を
停止するので、第１チャージポンプ回路１はその動作を
停止する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、チャージポンプ方
式によるＤＣ／ＤＣコンバータ、およびこれを利用した
液晶用電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来からのチャージポンプ方式によるＤ
Ｃ／ＤＣコンバータ（以下、第１の従来装置という）と
しては、図６に示すような２倍昇圧で相補駆動のものが
知られている。この第１の従来装置は、図６に示すよう
に、２倍昇圧の第１チャージポンプ回路１と、この第１
チャージポンプ回路１を駆動する第１駆動回路２と、２
倍昇圧の第２チャージポンプ回路３と、この第２チャー
ジポンプ回路３を駆動する第２駆動回路４と、第１駆動
回路２および第２駆動回路４に供給する信号を発振する
発振回路５と、入力端子６と、出力端子７とを備えてい
る。
【０００３】第１チャージポンプ回路１は、ＭＯＳトラ
ンジスタＱ１〜Ｑ４と、コンデンサＣ１などから構成さ
れている。また、第２チャージポンプ回路３は、ＭＯＳ
トランジスタＱ５〜Ｑ８と、コンデンサＣ２などから構
成されている。次に、このような構成からなる第１の従
来装置の動作について、図６および図７を参照して説明
する。
【０００４】この第１の従来装置では、第１と第２のチ
ャージポンプ回路１、３が、第１の期間には図７（Ａ）
に示すような状態となり、第２の期間には図７（Ｂ）に
示すような状態となり、この第１の期間と第２の期間の
動作を交互に繰り返す。すなわち、第１の期間では、第
１チャージポンプ回路１は、第１駆動回路２によりＭＯ
ＳトランジスタＱ２、Ｑ４のみがオンとなり、コンデン
サＣ１が入力直流電圧Ｖｉｎにより充電される（図７
（Ａ）参照）。
【０００５】また、同じ第１の期間では、第２チャージ
ポンプ回路３は、第２駆動回路４によりＭＯＳトランジ
スタＱ５、Ｑ７のみがオンとなり、入力直流電圧Ｖｉｎ
に前回の第２の期間のコンデンサＣ２の充電電圧が加わ
った電圧が、出力直流電圧Ｖｏｕｔとなる（図７（Ａ）
参照）。これに対して、第２の期間では、第１チャージ
ポンプ回路１は、第１駆動回路２によりＭＯＳトランジ
スタＱ１、Ｑ３のみがオンとなり、入力直流電圧Ｖｉｎ
に前回の第１の期間のコンデンサＣ１の充電電圧が加わ
った電圧が、出力直流電圧Ｖｏｕｔとなる（図７（Ｂ）
参照）。
【０００６】また、同じ第２の期間では、第２チャージ
ポンプ回路３は、第２駆動回路４によりＭＯＳトランジ
スタＱ６、Ｑ８のみがオンとなり、コンデンサＣ２が入
力直流電圧Ｖｉｎにより充電される（図７（Ｂ）参
照）。一方、従来のチャージポンプ方式のＤＣ／ＤＣコ
ンバータの第２の例（以下、第２の従来装置という）と
しては、図８に示すようなものが知られている。
【０００７】この第２の従来装置は、図８に示すよう
に、チャージポンプ回路１１と、このチャージポンプ回
路１１を駆動する駆動回路１２と、駆動回路１２に供給
する所定の信号を発振する発振回路１３と、入力端子１
４と、出力端子１５とを備えている。チャージポンプ回
路１１は、ＭＯＳトランジスタＱ１１〜Ｑ１４と、コン
デンサＣ１１などから構成されている。
【０００８】次に、このような構成からなる第２の従来
装置の動作について、図８および図９を参照して説明す
る。この第２の従来装置では、チャージポンプ回路１１
が、第１の期間には図９（Ａ）に示すような状態とな
り、第２の期間には図９（Ｂ）に示すような状態とな
り、この第１の期間と第２の期間の動作を交互に繰り返
す。
【０００９】すなわち、第１の期間では、チャージポン
プ回路１１は、駆動回路１２によりＭＯＳトランジスタ
Ｑ１２、Ｑ１４のみがオンとなり、コンデンサＣ１１が
入力直流電圧Ｖｉｎにより充電される（図９（Ａ）参
照）。一方、第２の期間では、チャージポンプ回路１１
は、駆動回路１２によりＭＯＳトランジスタＱ１１、Ｑ
１３のみがオンとなり、入力直流電圧Ｖｉｎに第１の期
間のコンデンサＣ１１の充電電圧が加わった電圧が、出
力直流電圧Ｖｏｕｔとなる（図９（Ｂ）参照）。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】ところで、第１の従来
装置は、相補駆動のため、出力インピーダンスの低減化
や出力リップルの低減化には有効であるが、非相補駆動
に比べて消費電流が増える。また、相補駆動を常に行う
と、低負荷時または無負荷時の変換効率が低下してしま
うという不具合があった。
【００１１】また、第２の従来装置では、最大負荷時を
想定して設計して動かし続けるので、負荷や入力電圧の
状態が変動しても、出力インピーダンスや消費電流が同
じであった。このため、軽負荷時に能力が過剰となり無
駄があった。しかも、第２の従来装置は、相補駆動の第
１の従来装置に比べて、出力リップルが大きくなってし
まう上に、低インピーダンス化が難しいという不具合が
あった。
【００１２】さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータを利用する
液晶用電源装置においても、液晶表示器の表示の適正化
を維持しつつ、消費電力の無駄を省き、電力変換の高効
率化を実現することが望まれている。そこで、本発明の
第１の目的は、出力インピーダンスの低減化を維持しつ
つ、低負荷時または無負荷時などにおいて電力の変換効
率の向上を図るようにし、電力変換の高効率化を実現す
るようにしたＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにあ
る。
【００１３】また、本発明の第２の目的は、低負荷時ま
たは無負荷時などにおいて低消費電流化して消費電力の
無駄を省くようにしたＤＣ／ＤＣコンバータを提供する
ことにある。また、本発明の第３の目的は、液晶表示器
の表示の適性化を維持しつつ、消費電力の無駄を省いて
電力変換の高効率化が実現できる液晶用電源装置を提供
することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決し本発
明の第１の目的を達成するために、請求項１から請求項
５に記載の各発明は、以下のように構成した。すなわ
ち、請求項１に記載の発明は、少なくとも２つのチャー
ジポンプ回路を有し、これらのチャージポンプ回路で直
流入力電圧を所定の直流出力電圧に変換するＤＣ／ＤＣ
コンバータであって、前記各チャージポンプ回路を、使
用状態に応じて選択的に駆動するようになっていること
を特徴とするものである。
【００１５】請求項２に記載の発明は、請求項１に記載
のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記各チャージポン
プ回路を使用状態に応じて選択的に駆動するための信号
を外部から入力するようにし、そのための制御入力端子
を備えるようにしたことを特徴とするものである。請求
項３に記載の発明は、相補的に駆動されて直流入力電圧
を所定の直流出力電圧に変換する２つのチャージポンプ
回路と、前記各チャージポンプ回路を相補的に駆動する
２つの駆動回路とを備え、前記一方の駆動回路は、使用
状態に応じてその動作が停止またはその出力が禁止する
ようになっていることを特徴とするものである。
【００１６】請求項４に記載の発明は、請求項３に記載
のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記一方の駆動回路
が、使用状態に応じてその動作が停止またはその出力が
禁止するための信号を、外部から入力するようにし、そ
のための制御入力端子をさらに備えるようにしたことを
特徴とするものである。請求項５に記載の発明は、請求
項１乃至請求項４のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバ
ータにおいて、前記使用状態は、負荷の大小、前記直流
入力電圧の大小、または前記直流出力電圧の大小のうち
の少なくとも１つであることを特徴とするものである。
【００１７】このように、請求項１〜請求項５に係る各
発明では、２つのチャージポンプ回路を例えば相補駆動
できるようにするとともに、負荷の大小などに応じてそ
のチャージポンプ回路のうちの１つを駆動を制御するよ
うにした。このため、出力インピーダンスの低減化を維
持しつつ、低負荷時などにおいて電力の変換効率の向上
を図ることができ、電力変換の高効率化を実現できる。
【００１８】また、本発明の第２の目的を達成するため
に、請求項６から請求項１５に記載の各発明は、以下の
ように構成した。すなわち、請求項６に記載の発明は、
チャージポンプ回路を有し、このチャージポンプ回路で
直流入力電圧を所定の直流出力電圧に変換するＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータであって、前記チャージポンプ回路の駆動
信号の周波数を、使用状態に応じて可変するようになっ
ていることを特徴とするものである。
【００１９】請求項７に記載の発明は、請求項６に記載
のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記チャージポンプ
回路の駆動信号の周波数を、使用状態に応じて可変する
ための信号を外部から入力するようにし、そのための制
御入力端子を備えるようにしたことを特徴とするもので
ある。請求項８に記載の発明は、直流入力電圧を所定の
直流出力電圧に変換するチャージポンプ回路と、所定の
周波数で発振する発振回路と、この発振回路が発振出力
に基づいて、前記チャージポンプ回路を駆動する駆動回
路と、使用状態に応じて前記発振回路の発振周波数を可
変し、または前記使用状態に応じてその発振出力を所定
の周波数に変換する周波数可変回路と、を備えたことを
特徴とするものである。
【００２０】請求項９に記載の発明は、請求項８に記載
のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記周波数可変回路
が、使用状態に応じて発振周波数を可変または発振出力
を所定の周波数に変換するための信号を外部から入力す
るようにし、そのための制御入力端子をさらに備えるよ
うにしたことを特徴とするものである。請求項１０に記
載の発明は、請求項６乃至請求項９のいずれかに記載の
ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記使用状態は、負荷
の大小、前記直流入力電圧の大小、または前記直流出力
電圧の大小のうちの少なくとも１つであることを特徴と
するものである。
【００２１】このように、請求項６〜請求項１０に係る
各発明では、負荷の大小などに応じてチャージポンプ回
路を駆動信号の周波数を可変するようにした。このた
め、低負荷時などにおいて消費電流が低減化されて、消
費電力の無駄が省ける。請求項１１に記載の発明は、チ
ャージポンプ回路を有し、このチャージポンプ回路で直
流入力電圧を所定の直流出力電圧に変換するＤＣ／ＤＣ
コンバータであって、前記チャージポンプ回路を、第１
のチャージポンプ回路と、第２のチャージポンプ回路と
から構成するようにし、前記第１のチャージポンプ回路
と前記第２のチャージポンプ回路とを、使用状態に応じ
て選択的に駆動するようになっていることを特徴とする
ものである。
【００２２】請求項１２に記載の発明は、請求項１１に
記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第１のチャ
ージポンプ回路と前記第２のチャージポンプ回路とを使
用状態に応じて選択的に駆動するための信号を外部から
入力するようにし、そのための制御入力端子を備えるよ
うにしたことを特徴とするものである。請求項１３に記
載の発明は、第１のトランジスタを含む第１のチャージ
ポンプ回路、おおび第２のトランジスタを含む第２のチ
ャージポンプ回路からなり、直流入力電圧を所定の直流
出力電圧に変換するチャージポンプ回路と、前記第１の
トランジスタと、前記第２のトランジスタとを駆動する
共通の駆動信号を出力する駆動回路と、この駆動回路か
らの共通の駆動信号を、使用状態に応じて前記第１のト
ランジスタと前記第２のトランジスタに選択的に供給す
る選択回路と、を備えたことを特徴とするものである。
【００２３】請求項１４に記載の発明は、請求項１３に
記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記選択回路が
前記駆動回路からの前記共通の駆動信号を使用状態に応
じて前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタ
に選択的に供給するための信号を外部から入力するよう
にし、そのための制御入力端子をさらに備えるようにし
たことを特徴とするものである。
【００２４】請求項１５に記載の発明は、請求項１１乃
至請求項１４のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ
において、前記使用状態は、負荷の大小、前記直流入力
電圧の大小、または前記直流出力電圧の大小のうちの少
なくとも１つであることを特徴とするものである。この
ように、請求項１１〜請求項１５に係る各発明では、負
荷の大小などに応じてチャージポンプ回路を分割して駆
動できるようにした。このため、低負荷時などにおいて
消費電流が低減化されて、消費電力の無駄が省ける。
【００２５】さらに、本発明の第３の目的を達成するた
めに、請求項１６から請求項１９に記載の各発明は、以
下のように構成した。すなわち、請求項１６に記載の発
明は、直流入力電圧を所定の直流出力電圧に変換する第
１のチャージポンプ回路と、この第１のチャージポンプ
回路を駆動する第１の駆動回路と、前記第１のチャージ
ポンプ回路の直流出力電圧を入力電圧とし、自己の出力
電圧を監視して定電圧を出力するシリーズレギュレータ
と、このシリーズレギュレータの出力電圧を所定倍に昇
圧する第２のチャージポンプ回路と、この第２のチャー
ジポンプ回路を駆動する第２の駆動回路と、所定の周波
数で発振する発振回路と、この発振回路からの発振出力
と表示装置の表示に使用する表示用信号とを、選択信号
に応じて選択する選択回路と、この選択回路で選択され
た信号に基づいて前記第１の駆動回路と前記第２の駆動
回路とにそれぞれ供給する所定のタイミング信号を発生
するタイミング信号発生回路と、を備えたことを特徴と
するものである。
【００２６】請求項１７に記載の発明は、請求項１６に
記載の液晶用電源装置において、前記表示用信号は、液
晶表示器の表示に使用される表示用走査信号であること
を特徴とするものである。請求項１８に記載の発明は、
請求項１６または請求項１７に記載の液晶用電源装置に
おいて、前記選択信号は、負荷の大小、前記直流入力電
圧の大小、または出力設定電圧の大小のうちの少なくと
も１つに基づいて生成される信号であることを特徴とす
るものである。
【００２７】請求項１９に記載の発明は、請求項１６乃
至請求項１８のいずれかに記載の液晶用電源装置におい
て、前記表示用信号、および前記選択信号を外部から入
力する入力端子をさらに備えるようにしたことを特徴と
するものである。このように、請求項１６〜請求項１９
に係る各発明では、負荷の大小などに応じて発振回路の
発振出力またはこの発振出力よりも周波数の低い表示装
置の表示に使用する外部信号を選択し、この選択した信
号に基づいて各チャージポンプ回路を駆動させるように
した。このため、表示装置の表示の適正化を図りつつ、
消費電力の無駄を省いて、電力変換の高効率化を実現で
きる。
【００２８】
【発明の実施の形態】以下、本発明のＤＣ／ＤＣコンバ
ータの第１実施形態について、図１を参照して説明す
る。このＤＣ／ＤＣコンバータの第１実施形態は、図１
に示すように、２倍昇圧の第１チャージポンプ回路１
と、この第１チャージポンプ回路１を駆動する第１駆動
回路２Ａと、２倍昇圧の第２チャージポンプ回路３と、
この第２チャージポンプ回路３を駆動する第２駆動回路
４と、第１駆動回路２Ａおよび第２駆動回路４に供給す
る信号を発振する発振回路５と、入力端子６と、出力端
子７と、第１駆動回路２Ａの駆動を制御する信号を入力
する制御入力端子８を備えている。
【００２９】第１チャージポンプ回路１は、直流入力電
圧Ｖｉｎを２倍に昇圧するものであり、図１に示すよう
に、Ｐ型のＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ３、Ｎ型のＭＯ
ＳトランジスタＱ４、コンデンサＣ１などから構成され
ている。具体的には、ＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ４
が、出力ライン１０とアースとの間に直列に接続されて
いる。ＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ４は、その各ゲート
に第１駆動回路２Ａからの所定の各駆動信号（制御信
号）が印加され、これによりオンオフ制御されるように
なっている。ＭＯＳトランジスタＱ１とＭＯＳトランジ
スタＱ２の共通接続部と、ＭＯＳトランジスタＱ３とＭ
ＯＳトランジスタＱ４の共通接続部とに、コンデンサＣ
１が接続されている。ＭＯＳトランジスタＱ２とＭＯＳ
トランジスタＱ３の共通接続部は、入力ライン９に接続
されている。第２チャージポンプ回路３は、直流入力電
圧Ｖｉｎを２倍に昇圧するものであり、図１に示すよう
に、Ｐ型のＭＯＳトランジスタＱ５〜Ｑ７、Ｎ型のＭＯ
ＳトランジスタＱ８、コンデンサＣ２などから構成され
ている。
【００３０】具体的には、ＭＯＳトランジスタＱ５〜Ｑ
８が、出力ライン１０とアースとの間に直列に接続され
ている。ＭＯＳトランジスタＱ５〜Ｑ８は、その各ゲー
トに第２駆動回路４からの所定の各駆動信号が印加さ
れ、これによりオンオフ制御されるようになっている。
ＭＯＳトランジスタＱ５とＭＯＳトランジスタＱ６の共
通接続部と、ＭＯＳトランジスタＱ７とＭＯＳトランジ
スタＱ８の共通接続部とに、コンデンサＣ２が接続され
ている。ＭＯＳトランジスタＱ６とＭＯＳトランジスタ
Ｑ７の共通接続部は、入力ライン９に接続されている。
【００３１】第１駆動回路２Ａと第２駆動回路４は、発
振回路５が発振する所定の周波数の発振信号に基づき、
第１チャージポンプ回路１と第２チャージポンプ回路３
を相補的に駆動する駆動信号を出力するものである。こ
のため、第１駆動回路２Ａからの所定の各駆動信号は、
ＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ４のゲートに印加され、こ
れによりＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ４が駆動制御（オ
ンオフ制御）されるようになっている。また、第２駆動
回路４からの所定の各駆動信号は、ＭＯＳトランジスタ
Ｑ５〜Ｑ８のゲートに印加され、これによりＭＯＳトラ
ンジスタＱ５〜Ｑ８が駆動制御されるようになってい
る。
【００３２】第１駆動回路２Ａは、制御入力端子８に供
給される軽負荷判定信号、入力電圧判定信号、または出
力電圧判定信号に基づき、その動作が停止またはその出
力が禁止されるようになっている。次に、このような構
成からなるＤＣ／ＤＣコンバータの第１実施形態の動作
について、図１を参照して説明する。
【００３３】この第１実施形態は、制御入力端子８に入
力される軽負荷判定信号、入力電圧判定信号、または出
力電圧判定信号に基づき、第１駆動回路２Ａが動作した
り、その動作が停止またはその出力が禁止される点に特
徴がある。ここで、軽負荷判定信号は、この第１実施形
態の負荷の大小に応じて生成される信号であり、例え
ば、負荷が大きな場合には「Ｌレベル」となり、負荷が
小さな場合には「Ｈレベル」となる。
【００３４】また、入力電圧判定信号は、この第１実施
形態の入力端子６に供給される入力直流電圧Ｖｉｎ（例
えば電池の電圧）を適宜手段で検出し、例えば、その検
出電圧が所定値以下の場合には「Ｌレベル」となり、そ
の検出電圧が所定値以上の場合には「Ｈレベル」となる
信号である。さらに、出力電圧判定信号は、この第１実
施形態の出力端子７の直流出力電圧Ｖｏｕｔを適宜手段
で検出し、例えば、その検出電圧が所定値以下の場合に
は「Ｌレベル」となり、その検出電圧が所定値以上の場
合には「Ｈレベル」となる信号である。
【００３５】まず、制御入力端子８に対して、軽負荷判
定信号が入力される場合について説明する。この場合に
は、負荷が大きいと負荷に余裕がないので軽負荷判定信
号は「Ｌ」レベルとなり、これにより第１駆動回路２Ａ
は動作状態になる。このため、第１チャージポンプ回路
１が、第１駆動回路２Ａにより駆動され、第２チャージ
ポンプ回路３は、第２駆動回路４により駆動する。
【００３６】従って、負荷が大きな場合には、第１チャ
ージポンプ回路１と第２チャージポンプ回路３は、図６
の第１チャージポンプ回路１と第２チャージポンプ回路
３と同様に相補駆動をする（図７参照）。一方、負荷が
小さいと負荷に余裕があるので軽負荷判定信号は「Ｈ」
レベルとなり、これにより第１駆動回路２Ａはその動作
が停止状態またはその駆動信号の出力が禁止状態にな
る。このため、第１チャージポンプ回路１はその駆動が
停止し、第２チャージポンプ回路３のみが第２駆動回路
４により駆動される。
【００３７】従って、負荷が小さい場合には、第２チャ
ージポンプ回路３のみが非相補駆動する。これは、図６
の第２チャージポンプ回路３のみが駆動する場合に相当
する（図７参照）。次に、制御入力端子８に対して、入
力電圧判定信号が入力される場合について説明する。
【００３８】この場合には、例えば、入力端子６に入力
される電池の入力直流電圧Ｖｉｎが所定値以上の場合に
は、入力直流電圧Ｖｉｎに余裕があるので入力電圧判定
信号は「Ｈレベル」となり、これにより第１駆動回路２
Ａは、その動作が停止状態またはその駆動信号の出力が
禁止状態になる。このため、第１チャージポンプ回路１
はその駆動が停止し、第２チャージポンプ回路３のみが
第２駆動回路４により駆動される。
【００３９】一方、電池の使用に伴って、入力直流電圧
Ｖｉｎが所定値以下になると、入力直流電圧Ｖｉｎに余
裕がないので入力電圧判定信号は「Ｌ」レベルとなり、
これにより第１駆動回路２Ａは動作状態になる。このた
め、第１チャージポンプ回路１は、第１駆動回路２Ａに
より駆動され、第２チャージポンプ回路３は、第２駆動
回路４により駆動される。
【００４０】さらに、制御入力端子８に対して、出力電
圧判定信号が入力される場合について説明する。この場
合には、出力端子７の出力直流電圧Ｖｏｕｔが所定値以
上の場合には、出力直流電圧Ｖｏｕｔに余裕があるので
出力電圧判定信号は「Ｈレベル」となり、これにより第
１駆動回路２Ａはその動作が停止状態またはその駆動信
号の出力が停止状態になる。このため、第１チャージポ
ンプ回路１はその駆動が停止し、第２チャージポンプ回
路３のみが第２駆動回路４により駆動される。
【００４１】一方、出力直流電圧Ｖｏｕｔが所定値以下
になると、出力直流電圧Ｖｏｕｔに余裕がないので出力
電圧判定信号は「Ｌ」レベルとなり、これにより第１駆
動回路２Ａは動作状態になる。このため、第１チャージ
ポンプ回路１は、第１駆動回路２Ａにより駆動され、第
２チャージポンプ回路２は、第２駆動回路４により駆動
される。
【００４２】以上説明したように、このＤＣ／ＤＣコン
バータの第１実施形態によれば、第１と第２のチャージ
ポンプ回路１、３を相補駆動できるようにするととも
に、負荷の大小、入力電圧の大小、または出力電圧の大
小に応じて、第１チャージポンプ回路１の駆動を制御す
るようにした。このため、出力インピーダンスの低減化
を維持しつつ、低負荷時などにおいて電力の変換効率の
向上が図れ、電力の変換の高効率化を実現できる。
【００４３】なお、この第１実施形態では、負荷の大小
などに応じて第１チャージポンプ回路１のみを駆動制御
するようにしたが、これに代えて、負荷の大小などに応
じて第１チャージポンプ回路１と第２チャージポンプ回
路３とを選択的に駆動制御するようにしても良い。次
に、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの第２実施形態につ
いて、図２を参照して説明する。
【００４４】このＤＣ／ＤＣコンバータの第２実施形態
は、図２に示すように、２倍昇圧のチャージポンプ回路
１１と、このチャージポンプ回路１１を駆動する駆動回
路１２と、この駆動回路１２に供給する信号を発振する
発振回路１３と、この発振回路１３の出力を分周する分
周回路１６と、入力端子１４と、出力端子１５と、分周
回路１６の分周を制御する信号を入力するための制御入
力端子１７を備えている。
【００４５】チャージポンプ回路１１は、入力直流電圧
Ｖｉｎを２倍に昇圧するものであり、図２に示すよう
に、Ｐ型のＭＯＳトランジスタＱ１１〜Ｑ１３、Ｎ型の
ＭＯＳトランジスタＱ１４、コンデンサＣ１１などから
構成されている。具体的には、ＭＯＳトランジスタＱ１
１〜Ｑ１４が、出力ライン１９とアースとの間に直列に
接続されている。ＭＯＳトランジスタＱ１１〜Ｑ１４
は、その各ゲートに駆動回路１２からの所定の各駆動信
号が印加され、これによりオンオフ制御されるようにな
っている。ＭＯＳトランジスタＱ１１とＭＯＳトランジ
スタＱ１２の共通接続部と、ＭＯＳトランジスタＱ１３
とＭＯＳトランジスタＱ１４の共通接続部とに、コンデ
ンサＣ１１が接続されている。ＭＯＳトランジスタＱ１
２とＭＯＳトランジスタＱ１３の共通接続部は、入力ラ
イン１８に接続されている。
【００４６】駆動回路１２は、分周回路１６からの出力
信号に基づいてＭＯＳトランジスタＱ１１〜Ｑ１４を駆
動制御する各駆動信号を発生するものであり、この各駆
動信号はＭＯＳトランジスタＱ１１〜Ｑ１４の各ゲート
に印加されている。発振回路１３は、所定の周波数の信
号を発振し、この発振信号を分周回路１６に供給するよ
うになっている。
【００４７】分周回路１６は、発振回路１３と駆動回路
１２の間に設けられ、制御端子１７に供給される軽負荷
判定信号、入力電圧判定信号、または出力電圧判定信号
に基づき、発振回路１３の発振出力をそのまま通過させ
たり、またはその発振出力の周波数を１／Ｎに分周して
低下させるものである。次に、このような構成からなる
ＤＣ／ＤＣコンバータの第２実施形態の動作について、
図２を参照して説明する。
【００４８】この第２実施形態は、制御入力端子１７に
供給される軽負荷判定信号、入力電圧判定信号、または
出力電圧判定信号に基づき、発振回路１３の発振出力を
分周回路１６で分周させ、駆動回路１２の駆動信号の周
波数を可変するようにし、これによりチャージポンプ回
路１１を駆動するようにした点に特徴がある。まず、制
御入力端子１７に対して、軽負荷判定信号が入力される
場合について説明する。
【００４９】この場合には、負荷が大きいと負荷に余裕
がないので軽負荷判定信号は「Ｌ」レベルとなり、これ
により分周回路１６は、発振回路１３からの出力の分周
動作を行わない。このため、発振回路１３の発振出力が
そのまま駆動回路１２に供給されるので、チャージポン
プ回路１１は、その発振出力の周波数により駆動され
る。
【００５０】ここで、駆動回路１２は、図８に示す駆動
回路１２と同様にチャージポンプ回路１１を駆動させる
（図９参照）。一方、負荷が小さいと負荷に余裕がある
ので軽負荷判定信号は「Ｈ」レベルとなる。これにより
分周回路１６は、発振回路１３の発振出力の周波数を１
／Ｎ倍に分周、すなわちその出力周波数を低くし、これ
を駆動回路１２に供給する。この結果、チャージポンプ
回路１１は、その分周された周波数で駆動される。
【００５１】次に、制御入力端子１７に対して、入力電
圧判定信号が入力される場合について説明する。この場
合には、入力端子１４に供給される入力直流電圧Ｖｉｎ
が所定値以上の場合には、入力直流電圧Ｖｉｎに余裕が
あるので入力電圧判定信号は「Ｈレベル」となる。これ
により分周回路１６は、発振回路１３の出力周波数を１
／Ｎ倍に分周、すなわちその出力周波数を低くし、これ
を駆動回路１２に供給する。この結果、チャージポンプ
回路１１は、その分周された信号により駆動される。
【００５２】一方、入力直流電圧Ｖｉｎが所定値以下に
なると、入力直流電圧Ｖｉｎに余裕がないので入力電圧
判定信号は「Ｌ」レベルとなる。これにより分周回路１
６は、発振回路１３からの発振出力に対する分周動作を
行わない。このため、発振回路１３の発振出力がそのま
ま駆動回路１２に供給されるので、チャージポンプ回路
１１は、その発振回路１３の発振出力の周波数で駆動さ
れる。
【００５３】次に、制御入力端子１７に対して、出力電
圧判定信号が入力される場合について説明する。この場
合には、出力端子１５の直流出力電圧Ｖｏｕｔが所定値
以上の場合には、直流出力電圧Ｖｏｕｔに余裕があるの
で出力電圧判定信号は「Ｈレベル」となる。これにより
分周回路１６は、発振回路１３の発振出力の周波数を１
／Ｎ倍に分周し、これを駆動回路１２に供給する。この
結果、チャージポンプ回路１１は、その分周された信号
により駆動される。
【００５４】一方、直流出力電圧Ｖｏｕｔが所定値以下
になると、直流出力電圧Ｖｏｕｔに余裕がないので出力
電圧判定信号は「Ｌ」レベルとなる。これにより分周回
路１６は、発振回路１３からの発振出力に対する分周動
作を行わない。このため、発振回路１３の発振出力がそ
のまま駆動回路１２に供給されるので、チャージポンプ
回路１１は、その発振回路１３の発振出力の周波数で駆
動される。
【００５５】以上説明したように、このＤＣ／ＤＣコン
バータの第２実施形態によれば、負荷の大小、入力電圧
の大小、または出力電圧の大小に応じて、チャージポン
プ回路１１の駆動信号の周波数を制御するようにした。
このため、低負荷時などにおいて消費電流が低減化され
て、消費電力の無駄が省ける。次に、本発明のＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータの第３実施形態について、図３を参照して
説明する。
【００５６】このＤＣ／ＤＣコンバータの第３実施形態
は、図３に示すように、２倍昇圧のチャージポンプ回路
１１と、このチャージポンプ回路１１を駆動する駆動回
路１２と、この駆動回路１２に供給する信号を発振する
発振回路１３Ａと、この発振回路１３Ａの発振周波数を
可変する周波数可変回路２１と、入力端子１４と、出力
端子１５と、周波数可変回路２１に対して外部の信号を
入力するための制御入力端子１７を備えている。
【００５７】この第３実施形態のチャージポンプ回路１
１、駆動回路１２は、図２に示す第２実施形態のチャー
ジポンプ回路１１、駆動回路１２と同様であるので、そ
の構成の説明は省略し、その構成の異なる部分について
説明する。発振回路１３Ａは、例えばＣＲ発振回路から
構成され、その発振周波数を可変するために、高い周波
数を発生するための抵抗Ｒ１と、低い周波数を発生する
ための抵抗Ｒ２を含んでいる。そして、抵抗Ｒ１がスイ
ッチＳＷ１と直列接続されて第１直列回路を形成すると
ともに、抵抗Ｒ２がスイッチＳＷ２と直列接続されて第
２直列回路を形成し、これら２つの直列回路が発振回路
１３Ａに並列接続されている。
【００５８】周波数可変回路２１は、上記のスイッチＳ
Ｗ１、ＳＷ２、インバータ２２などから構成されてい
る。すなわち、制御入力端子１７の入力信号によりスイ
ッチＳＷ２が開閉制御され、その入力信号をインバータ
２２で反転した信号によりスイッチＳＷ１が開閉制御さ
れるようになっている。次に、このような構成からなる
ＤＣ／ＤＣコンバータの第３実施形態の動作について、
図３を参照して説明する。
【００５９】この第３実施形態は、制御入力端子１７に
供給される軽負荷判定信号、入力電圧判定信号、または
出力電圧判定信号に基づき、発振回路１３Ａの発振周波
数を可変するようにした点に特徴がある。まず、制御入
力端子１７に対して、軽負荷判定信号が入力される場合
について説明する。
【００６０】この場合には、負荷が大きいと負荷に余裕
がないために軽負荷判定信号は「Ｌ」レベルとなり、こ
れがインバータ２２で反転され「Ｈ」レベルになり、こ
れよりスイッチＳＷ１が閉じて高い周波数発生用の抵抗
Ｒ１が選択される。このため、発振回路１３Ａは、高い
周波数で発振し、この発振出力に基づいて駆動回路１２
がチャージポンプ回路１１を駆動する。
【００６１】ここで、駆動回路１２は、図８に示す駆動
回路１２と同様にチャージポンプ回路１１を駆動させる
（図９参照）。一方、負荷が小さいと負荷に余裕がある
ので軽負荷判定信号は「Ｈ」レベルとなり、これがイン
バータ２２で反転され「Ｌ」レベルになるので、スイッ
チＳＷ１が開くとともにスイッチＳＷ２が閉じて、低い
周波数発生用の抵抗Ｒ２が選択される。このため、発振
回路１３Ａは、低い周波数で発振し、この発振出力に基
づいて駆動回路１２がチャージポンプ回路１１を駆動す
る。
【００６２】次に、制御入力端子１７に対して、入力電
圧判定信号が入力される場合について説明する。この場
合には、入力端子１４に供給される入力直流電圧Ｖｉｎ
が所定値以上の場合には、入力直流電圧Ｖｉｎに余裕が
あるので入力電圧判定信号は「Ｈレベル」となり、スイ
ッチＳＷ２が閉じて低い周波数発生用の抵抗Ｒ２が選択
される。このため、発振回路１３Ａは、低い周波数で発
振し、この発振出力に基づいて駆動回路１２がチャージ
ポンプ回路１１を駆動する。
【００６３】一方、入力直流電圧Ｖｉｎが所定値以下に
なると、入力直流電圧Ｖｉｎに余裕がないので入力電圧
判定信号は「Ｌ」レベルとなり、これがインバータ２２
で反転され「Ｈ」レベルになるので、スイッチＳＷ２が
開くとともにスイッチＳＷ１が閉じて、高い周波数発生
用の抵抗Ｒ１が選択される。このため、発振回路１３Ａ
は、高い周波数で発振し、この発振出力に基づいて駆動
回路１２がチャージポンプ回路１１を駆動する。
【００６４】次に、制御入力端子１７に対して、出力電
圧判定信号が入力される場合について説明する。この場
合には、出力端子１５の直流出力電圧Ｖｏｕｔが所定値
以上の場合には、直流出力電圧Ｖｏｕｔに余裕があるの
で出力電圧判定信号は「Ｈレベル」となり、スイッチＳ
Ｗ２が閉じて低い周波数発生用の抵抗Ｒ２が選択され
る。このため、発振回路１３Ａは、低い周波数で発振
し、この発振出力に基づいて駆動回路１２がチャージポ
ンプ回路１１を駆動する。
【００６５】一方、直流出力電圧Ｖｏｕｔが所定値以下
になると、直流出力電圧Ｖｏｕｔに余裕がないので出力
電圧判定信号は「Ｌ」レベルとなり、これがインバータ
２２で反転され「Ｈ」レベルになるので、スイッチＳＷ
２が開くとともにスイッチＳＷ１が閉じて、高い周波数
発生用の抵抗Ｒ１が選択される。このため、発振回路１
３Ａは、高い周波数で発振し、この発振出力に基づいて
駆動回路１２がチャージポンプ回路１１を駆動する。
【００６６】以上説明したように、このＤＣ／ＤＣコン
バータの第３実施形態によれば、負荷の大小、入力電圧
の大小、または出力電圧の大小に応じて、発振回路１３
Ａの発振周波数を制御するようにした。このため、低負
荷時などにおいて消費電流が低減化されて、消費電力の
無駄が省ける。次に、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの
第４実施形態について、図４を参照して説明する。
【００６７】このＤＣ／ＤＣコンバータの第４実施形態
は、図４に示すように、２倍昇圧のチャージポンプ回路
１１Ａと、このチャージポンプ回路１１Ａを駆動する駆
動回路１２と、この駆動回路１２に供給する信号を発振
する発振回路１３と、駆動回路１２とチャージポンプ回
路１１Ａとの間に配置される選択回路２５と、入力端子
１４と、出力端子１５と、選択回路２５に対して外部の
信号を入力するための制御入力端子１７を備えている。
【００６８】この第４実施形態の駆動回路１２、発振回
路１３は、図２に示す第２実施形態の駆動回路１２、発
振回路１３と同様であるので、その構成の説明は省略
し、その構成の異なる部分について説明する。チャージ
ポンプ回路１１Ａは、直流入力電圧Ｖｉｎを２倍に昇圧
するものであり、例えば、トランジスタサイズが大きな
ＭＯＳトランジスタＱ３１〜Ｑ３４からなる第１のチャ
ージポンプ回路と、ＭＯＳトランジスタＱ３１〜Ｑ３４
よりもサイズが小さなＭＯＳトランジスタＱ４１〜Ｑ４
４からなる第２のチャージポンプ回路と、これらの両回
路に共通に使用されるコンデンサＣ１１と、から構成さ
れる。
【００６９】さらに詳述すると、ＭＯＳトランジスタＱ
３１〜Ｑ３４が、出力ライン１９とアースとの間に直列
に接続されている。この各ＭＯＳトランジスタＱ３１〜
Ｑ３４に並列に、対応するＭＯＳトランジスタＱ４１〜
Ｑ４４がそれぞれ接続されている。ＭＯＳトランジスタ
Ｑ３１とＭＯＳトランジスタＱ３２の共通接続部と、Ｍ
ＯＳトランジスタＱ３３とＭＯＳトランジスタＱ３４の
共通接続部とに、コンデンサＣ１１が接続されている。
ＭＯＳトランジスタＱ３２とＭＯＳトランジスタＱ３３
の共通接続部は、入力ライン１８に接続されている。
【００７０】ＭＯＳトランジスタＱ３１〜Ｑ３４は、そ
の各ゲートに駆動回路１２からの所定の各駆動信号が、
選択回路２５の対応するスイッチＳＷ１１〜ＳＷ１４を
介して供給され、これによりオンオフ制御されるように
なっている。また、ＭＯＳトランジスタＱ４１〜Ｑ４４
は、その各ゲートに上記と同一の各駆動信号が、選択回
路２５の対応するスイッチＳＷ２１〜ＳＷ２４を介して
供給され、これによりオンオフ制御されるようになって
いる。
【００７１】選択回路２５は、図４に示すように、スイ
ッチＳＷ１１〜ＳＷ１４と、スイッチＳＷ２１〜ＳＷ２
４と、インバータ２６とから構成されている。すなわ
ち、スイッチＳＷ２１〜ＳＷ２４は、制御入力端子１７
に入力される信号によりその開閉が制御され、スイッチ
ＳＷ１１〜ＳＷ１４は、その信号をインバータ２６で反
転した信号によりその開閉が制御されるようになってい
る。
【００７２】次に、このような構成からなるＤＣ／ＤＣ
コンバータの第４実施形態の動作について、図４を参照
して説明する。この第４実施形態は、制御入力端子１７
に供給される軽負荷判定信号、入力電圧判定信号、また
は出力電圧判定信号に基づき、チャージポンプ回路１１
Ａのサイズが異なるＭＯＳトランジスタＱ３１〜Ｑ３４
とＭＯＳトランジスタＱ４１〜Ｑ４４とを選択的に駆動
するようにした点に特徴がある。
【００７３】まず、制御入力端子１７に対して、軽負荷
判定信号が入力される場合について説明する。この場合
には、負荷が大きいと負荷に余裕がないので軽負荷判定
信号は「Ｌ」レベルとなり、これがインバータ２６で反
転され「Ｈ」レベルになり、これよりスイッチＳＷ１１
〜ＳＷ１４が閉じる。これにより、駆動回路１２は、チ
ャージポンプ回路１１Ａのサイズの大きなＭＯＳトラン
ジスタＱ３１〜Ｑ３４を駆動する。このときには、スイ
ッチＳＷ２１〜ＳＷ２４は開いた状態にあるので、対応
するＭＯＳトランジスタＱ４１〜Ｑ４４はオフの状態に
ある。
【００７４】一方、負荷が小さいと負荷に余裕があるの
で軽負荷判定信号は「Ｈ」レベルとなり、これがインバ
ータ２６で反転され「Ｌ」レベルになるので、スイッチ
ＳＷ１１〜ＳＷ１４が開くとともにスイッチＳＷ２１〜
ＳＷ２４が閉じる。これにより、駆動回路１２は、チャ
ージポンプ回路１１Ａのサイズの小さなＭＯＳトランジ
スタＱ４１〜Ｑ４４を駆動する。このときには、スイッ
チＳＷ１１〜ＳＷ１４は開いた状態となるので、対応す
るＭＯＳトランジスタＱ３１〜Ｑ３４はオフの状態にあ
る。
【００７５】なお、ＭＯＳトランジスタＱ３１〜Ｑ３４
またはＭＯＳトランジスタＱ４１〜Ｑ４４の各動作は、
図８のＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ４の各動作と同様で
ある（図９参照）。次に、制御入力端子１７に対して、
入力電圧判定信号が入力される場合について説明する。
【００７６】この場合には、入力端子１４に供給される
入力直流電圧Ｖｉｎが所定値以上の場合には、入力直流
電圧Ｖｉｎに余裕があるので入力電圧判定信号は「Ｈレ
ベル」となり、スイッチＳＷ２１〜ＳＷ２４が閉じる。
これにより、駆動回路１２は、チャージポンプ回路１１
Ａのサイズの小さなＭＯＳトランジスタＱ４１〜Ｑ４４
を駆動する。
【００７７】入力直流電圧Ｖｉｎが所定値以下になる
と、入力直流電圧Ｖｉｎに余裕がないので入力電圧判定
信号は「Ｌ」レベルとなり、これがインバータ２６で反
転され「Ｈ」レベルになるので、スイッチＳＷ２１〜Ｓ
Ｗ２４が開くとともにスイッチＳＷ１１〜ＳＷ１４が閉
じる。これにより、駆動回路１２は、チャージポンプ回
路１１Ａのサイズの大きなＭＯＳトランジスタＱ３１〜
Ｑ３４を駆動する。
【００７８】次に、制御入力端子１７に対して、出力電
圧判定信号が入力される場合について説明する。この場
合には、出力端子１５の直流出力電圧Ｖｏｕｔが所定値
以上の場合には、直流出力電圧Ｖｏｕｔに余裕があるの
で出力電圧判定信号は「Ｈレベル」となり、スイッチＳ
Ｗ２１〜ＳＷ２４が閉じる。これにより、駆動回路１２
は、チャージポンプ回路１１Ａのサイズの小さなＭＯＳ
トランジスタＱ４１〜Ｑ４４を駆動する。
【００７９】一方、直流出力電圧Ｖｏｕｔが所定値以下
になると、直流出力電圧Ｖｏｕｔに余裕がないので出力
電圧判定信号は「Ｌ」レベルとなり、これがインバータ
２２で反転され「Ｈ」レベルになるので、スイッチＳＷ
２１〜ＳＷ２４が開くとともにスイッチＳＷ１１〜ＳＷ
１４が閉じる。これにより、駆動回路１２は、チャージ
ポンプ回路１１Ａのサイズの大きなＭＯＳトランジスタ
Ｑ３１〜Ｑ３４を駆動する。
【００８０】以上説明したように、このＤＣ／ＤＣコン
バータの第４実施形態によれば、負荷の大小、入力電圧
の大小、または出力電圧の大小に応じて、チャージポン
プ回路１１Ａのサイズが異なるＭＯＳトランジスタＱ３
１〜Ｑ３４とＭＯＳトランジスタＱ４１〜Ｑ４４とを選
択的に駆動するようにした。このため、低負荷時などに
おいて消費電流が低減化されて、消費電力の無駄が省け
る。
【００８１】次に、本発明の液晶用電源装置の実施形態
の構成について、図５を参照して説明する。この液晶用
電源装置の実施形態は、図５に示すように、２倍昇圧の
第１チャージポンプ回路１と、第１駆動回路２と、２倍
昇圧の第２チャージポンプ回路３と、第２駆動回路４
と、シリーズレギュレータ３１と、ｎ倍昇圧のチャージ
ポンプ回路３２と、ｎ倍昇圧駆動回路３３と、ｍ倍昇圧
のチャージポンプ回路３４と、ｍ倍昇圧駆動回路３５
と、発振回路３６と、選択回路３７と、タイミング信号
発生回路３８とを少なくとも備え、例えば液晶表示器４
６などの表示装置がその負荷になるものである。
【００８２】第１チャージポンプ回路１および第２チャ
ージポンプ回路３は、対応する第１駆動回路２および第
２駆動回路４により相補的に駆動され、入力端子６に入
力される直流入力電圧Ｖｉｎを２倍に昇圧して出力する
ようになっている。シリーズレギュレータ３１は、第１
チャージポンプ回路１および第２チャージポンプ回路３
からの直流出力電圧を入力電圧とし、自己の出力電圧を
監視して定電圧を出力するものであり、この出力電圧が
出力端子４１から取り出せるようになっている。
【００８３】すなわち、このシリーズレギュレータ３１
は、図５に示すように、ＭＯＳトランジスタＱ５１と、
自己の出力電圧の検出用の２つの抵抗Ｒ１１、Ｒ１２
と、比較回路３９とから構成されている。そして、この
シリーズレギュレータ３１では、比較回路３９が自己の
出力電圧の一部（抵抗Ｒ１１、Ｒ１２による分圧電圧）
を基準電圧と比較し、その比較結果に応じてＭＯＳトラ
ンジスタＱ５１のオンオフ制御を行い、これにより所定
の出力電圧を得るようになっている。
【００８４】ｎ倍昇圧のチャージポンプ回路３２は、シ
リーズレギュレータ３１の出力電圧をｎ倍に昇圧させる
ものであり、この昇圧電圧が出力端子４２から取り出せ
るようになっている。ｎ倍昇圧駆動回路３３は、チャー
ジポンプ回路３２を駆動させるものである。ｍ倍昇圧の
チャージポンプ回路３４は、シリーズレギュレータ３１
の出力電圧をｍ倍に昇圧させるものであり、この昇圧電
圧が出力端子４３から取り出せるようになっている。ｍ
倍昇圧駆動回路３５は、チャージポンプ回路３４を駆動
させるものである。
【００８５】発振回路３６は、液晶表示器４６に供給さ
れる表示走査用信号の周波数よりも高い周波数の信号を
発振する回路である。選択回路３７は、発振回路３６の
発振出力と、入力端子４４に入力される上記の表示用走
査信号とを、制御入力端子４５に入力される選択信号に
応じて選択する回路である。すなわち、選択回路３７
は、発振回路３６の発振出力を選択してタイミング信号
発生回路３８に導くスイッチＳＷ３と、上記の表示用走
査信号を選択してそれに導くスイッチＳＷ４とを備えて
いる。そして、スイッチＳＷ３は制御入力端子４５に入
力される選択信号をインバータ４０で反転した信号で開
閉制御し、スイッチＳＷ４はその選択信号で開閉制御す
るようになっている。
【００８６】タイミング信号発生回路３８は、選択回路
３７で選択される発振回路３６の発振出力または入力端
子４４に入力される表示用走査信号に基づき、各チャー
ジポンプ回路１、３、３２、３４を駆動させる各駆動回
路２、４、３３、３５の各駆動信号を生成するためのタ
イミング信号を発生する回路である。なお、図５におい
て、Ｃ３〜Ｃ６は図５の各所定位置とアースとの間に接
続されるコンデンサである。
【００８７】次に、このような構成からなる液晶用電源
装置の実施形態の動作について、図５を参照して説明す
る。この実施形態は、制御入力端子４５に供給される選
択信号（軽負荷判定信号、入力電圧判定信号、または出
力電圧判定信号）に基づき、選択回路３７が発振回路３
６の発振出力または入力端子４４に入力される表示用走
査信号を選択し、この選択した信号に基づいて各チャー
ジポンプ回路１、３、３２、３４を駆動させるようにし
た点に特徴がある。
【００８８】そこで、まず、制御入力端子４５に対し
て、軽負荷判定信号が入力される場合について説明す
る。この場合には、負荷が大きいと負荷に余裕がないの
で軽負荷判定信号は「Ｌ」レベルとなり、これがインバ
ータ４０で反転され「Ｈ」レベルになり、こによりスイ
ッチＳＷ３が閉じる。これにより、タイミング信号発生
回路３８は、発振回路３６の発振出力によりタイミング
信号を発生し、これに基づいて各駆動回路２、４、３
３、３５が対応する各チャージポンプ回路１、３、３
２、３４を駆動させる。従って、各チャージポンプ回路
１、３、３２、３４は、発振回路３６の発振周波数で駆
動される。
【００８９】一方、負荷が小さいと負荷に余裕があるの
で軽負荷判定信号は「Ｈ」レベルとなり、これがインバ
ータ４０で反転され「Ｌ」レベルになるので、スイッチ
ＳＷ３が開くとともにスイッチＳＷ４が閉じる。これに
より、タイミング信号発生回路３８は、発振回路３６の
発振出力の周波数よりも低い周波数の表示用走査信号に
よりタイミング信号を発生し、これに基づいて各駆動回
路２、４、３３、３５が対応する各チャージポンプ回路
１、３、３２、３４を駆動させる。従って、各チャージ
ポンプ回路１、３、３２、３４は、表示用走査信号の周
波数で駆動される。
【００９０】次に、制御入力端子４５に対して、入力電
圧判定信号が入力される場合について説明する。この場
合には、入力端子６に供給される入力直流電圧Ｖｉｎが
所定値以上の場合には、入力直流電圧Ｖｉｎに余裕があ
るので入力電圧判定信号は「Ｈレベル」となり、スイッ
チＳＷ４が閉じる。これにより、タイミング信号発生回
路３８は、表示用走査信号によりタイミング信号を発生
し、これに基づいて各駆動回路２、４、３３、３５が対
応する各チャージポンプ回路１、３、３２、３４を駆動
させる。
【００９１】一方、入力直流電圧Ｖｉｎが所定値以下に
なると、入力直流電圧Ｖｉｎに余裕がないので入力電圧
判定信号は「Ｌ」レベルとなり、これがインバータ４０
で反転され「Ｈ」レベルになるので、スイッチＳＷ４が
開くとともにスイッチＳＷ３が閉じる。これにより、タ
イミング信号発生回路３８は、発振回路３６の発振出力
によりタイミング信号を発生し、これに基づいて各駆動
回路２、４、３３、３５が対応する各チャージポンプ回
路１、３、３２、３４を駆動させる。
【００９２】次に、制御入力端子４５に対して、出力電
圧判定信号が入力される場合について説明する。この場
合には、例えば出力端子４１の直流出力電圧Ｖｏｕｔが
所定値以上の場合には、直流出力電圧Ｖｏｕｔに余裕が
あるので出力電圧判定信号は「Ｈレベル」となり、スイ
ッチＳＷ４が閉じる。これにより、タイミング信号発生
回路３８は、表示用走査信号によりタイミング信号を発
生し、これに基づいて各駆動回路２、４、３３、３５が
対応する各チャージポンプ回路１、３、３２、３４を駆
動させる。
【００９３】一方、直流出力電圧Ｖｏｕｔが所定値以下
になると、直流出力電圧Ｖｏｕｔに余裕がないので出力
電圧判定信号は「Ｌ」レベルとなり、これがインバータ
４０で反転され「Ｈ」レベルになるので、スイッチＳＷ
４が開くとともにスイッチＳＷ３が閉じる。これによ
り、タイミング信号発生回路３８は、発振回路３６の発
振出力によりタイミング信号を発生し、これに基づいて
各駆動回路２、４、３３、３５が対応する各チャージポ
ンプ回路１、３、３２、３４を駆動させる。
【００９４】以上説明したように、この液晶用電源装置
の実施形態によれば、負荷の大小、入力電圧の大小、ま
たは出力電圧の大小に応じて、発振回路３６の発振出力
または入力端子４４に入力される表示用走査信号を選択
し、この選択した信号に基づいて各チャージポンプ回路
１、３、３２、３４を駆動させるようにした。このた
め、液晶表示器などの表示装置の表示の適正化を図りつ
つ、消費電力の無駄を省いて、電力変換の高効率化を実
現できる。
【００９５】
【発明の効果】以上説明したように、請求項１〜請求項
５に係る各発明によれば、２つのチャージポンプ回路を
例えば相補駆動できるようにするとともに、負荷の大小
などに応じてそのチャージポンプ回路のうちの１つを駆
動を制御するようにした。このため、出力インピーダン
スの低減化を維持しつつ、低負荷時などにおいて電力の
変換効率の向上を図ることができ、電力変換の高効率化
を実現できる。
【００９６】また、請求項６〜請求項１０に係る各発明
によれば、負荷の大小などに応じてチャージポンプ回路
を駆動信号の周波数を可変するようにした。このため、
低負荷時などにおいて消費電流が低減化されて、消費電
力の無駄が省ける。さらに、請求項１１〜請求項１５に
係る各発明によれば、負荷の大小などに応じてチャージ
ポンプ回路を分割して駆動できるようにした。このた
め、低負荷時などにおいて消費電流が低減化されて、消
費電力の無駄が省ける。
【００９７】さらにまた、請求項１６〜請求項１９に係
る各発明によれば、負荷の大小などに応じて発振回路の
発振出力またはこの発振出力よりも周波数の低い表示装
置の表示に使用する外部信号を選択し、この選択した信
号に基づいて各チャージポンプ回路を駆動させるように
した。このため、表示装置の表示の適正化を図りつつ、
消費電力の無駄を省いて、電力変換の高効率化を実現で
きる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの第１実施形態
の構成を示す回路図である。
【図２】本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの第２実施形態
の構成を示す回路図である。
【図３】本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの第３実施形態
の構成を示す回路図である。
【図４】本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの第４実施形態
の構成を示す回路図である。
【図５】本発明の液晶用電源装置の実施形態の構成を示
す回路図である。
【図６】従来のＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
【図７】図６のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する
図である。
【図８】従来の他のＤＣ／ＤＣコンバータの回路図であ
る。
【図９】図６のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する
図である。
【符号の説明】
１ 第１チャージポンプ回路 ２、２Ａ 第１駆動回路 ３ 第２チャージポンプ回路 ４ 第２駆動回路 ５、１３、１３Ａ、３６ 発振回路 ８、１７、４５ 制御入力端子 １１、１１Ａ チャージポンプ回路 １２ 駆動回路 １６ 分周回路 ２１ 周波数可変回路 ２５ 選択回路 ３１ シリーズレギュレータ ３２ ｎ倍昇圧のチャージポンプ回路 ３３ ｎ倍昇圧駆動回路 ３４ ｍ倍昇圧のチャージポンプ回路 ３５ ｍ倍昇圧駆動回路 ３７ 選択回路 ３８ タイミング信号発生回路

Claims (19)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 少なくとも２つのチャージポンプ回路を
    有し、これらのチャージポンプ回路で直流入力電圧を所
    定の直流出力電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータであ
    って、 前記各チャージポンプ回路を、使用状態に応じて選択的
    に駆動するようになっていることを特徴とするＤＣ／Ｄ
    Ｃコンバータ。
  2. 【請求項２】 前記各チャージポンプ回路を使用状態に
    応じて選択的に駆動するための信号を外部から入力する
    ようにし、そのための制御入力端子を備えるようにした
    ことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバー
    タ。
  3. 【請求項３】 相補的に駆動されて直流入力電圧を所定
    の直流出力電圧に変換する２つのチャージポンプ回路
    と、 前記各チャージポンプ回路を相補的に駆動する２つの駆
    動回路とを備え、 前記一方の駆動回路は、使用状態に応じてその動作が停
    止またはその出力が禁止するようになっていることを特
    徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  4. 【請求項４】 前記一方の駆動回路が、使用状態に応じ
    てその動作が停止またはその出力が禁止するための信号
    を、外部から入力するようにし、そのための制御入力端
    子をさらに備えるようにしたことを特徴とする請求項３
    に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  5. 【請求項５】 前記使用状態は、負荷の大小、前記直流
    入力電圧の大小、または前記直流出力電圧の大小のうち
    の少なくとも１つであることを特徴とする請求項１乃至
    請求項４のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  6. 【請求項６】 チャージポンプ回路を有し、このチャー
    ジポンプ回路で直流入力電圧を所定の直流出力電圧に変
    換するＤＣ／ＤＣコンバータであって、 前記チャージポンプ回路の駆動信号の周波数を、使用状
    態に応じて可変するようになっていることを特徴とする
    ＤＣ／ＤＣコンバータ。
  7. 【請求項７】 前記チャージポンプ回路の駆動信号の周
    波数を、使用状態に応じて可変するための信号を外部か
    ら入力するようにし、そのための制御入力端子を備える
    ようにしたことを特徴とする請求項６に記載のＤＣ／Ｄ
    Ｃコンバータ。
  8. 【請求項８】 直流入力電圧を所定の直流出力電圧に変
    換するチャージポンプ回路と、 所定の周波数で発振する発振回路と、 この発振回路が発振出力に基づいて、前記チャージポン
    プ回路を駆動する駆動回路と、 使用状態に応じて前記発振回路の発振周波数を可変し、
    または前記使用状態に応じてその発振出力を所定の周波
    数に変換する周波数可変回路と、 を備えたことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  9. 【請求項９】 前記周波数可変回路が、使用状態に応じ
    て発振周波数を可変または発振出力を所定の周波数に変
    換するための信号を外部から入力するようにし、そのた
    めの制御入力端子をさらに備えるようにしたことを特徴
    とする請求項８に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  10. 【請求項１０】 前記使用状態は、負荷の大小、前記直
    流入力電圧の大小、または前記直流出力電圧の大小のう
    ちの少なくとも１つであることを特徴とする請求項６乃
    至請求項９のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  11. 【請求項１１】 チャージポンプ回路を有し、このチャ
    ージポンプ回路で直流入力電圧を所定の直流出力電圧に
    変換するＤＣ／ＤＣコンバータであって、 前記チャージポンプ回路を、第１のチャージポンプ回路
    と、第２のチャージポンプ回路とから構成するように
    し、 前記第１のチャージポンプ回路と前記第２のチャージポ
    ンプ回路とを、使用状態に応じて選択的に駆動するよう
    になっていることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  12. 【請求項１２】 前記第１のチャージポンプ回路と前記
    第２のチャージポンプ回路とを使用状態に応じて選択的
    に駆動するための信号を外部から入力するようにし、そ
    のための制御入力端子を備えるようにしたことを特徴と
    する請求項１１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  13. 【請求項１３】 第１のトランジスタを含む第１のチャ
    ージポンプ回路、おおび第２のトランジスタを含む第２
    のチャージポンプ回路からなり、直流入力電圧を所定の
    直流出力電圧に変換するチャージポンプ回路と、 前記第１のトランジスタと、前記第２のトランジスタと
    を駆動する共通の駆動信号を出力する駆動回路と、 この駆動回路からの共通の駆動信号を、使用状態に応じ
    て前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタに
    選択的に供給する選択回路と、 を備えたことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  14. 【請求項１４】 前記選択回路が前記駆動回路からの前
    記共通の駆動信号を使用状態に応じて前記第１のトラン
    ジスタと前記第２のトランジスタに選択的に供給するた
    めの信号を外部から入力するようにし、そのための制御
    入力端子をさらに備えるようにしたことを特徴とする請
    求項１３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  15. 【請求項１５】 前記使用状態は、負荷の大小、前記直
    流入力電圧の大小、または前記直流出力電圧の大小のう
    ちの少なくとも１つであることを特徴とする請求項１１
    乃至請求項１４のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバー
    タ。
  16. 【請求項１６】 直流入力電圧を所定の直流出力電圧に
    変換する第１のチャージポンプ回路と、 この第１のチャージポンプ回路を駆動する第１の駆動回
    路と、 前記第１のチャージポンプ回路の直流出力電圧を入力電
    圧とし、自己の出力電圧を監視して定電圧を出力するシ
    リーズレギュレータと、 このシリーズレギュレータの出力電圧を所定倍に昇圧す
    る第２のチャージポンプ回路と、 この第２のチャージポンプ回路を駆動する第２の駆動回
    路と、 所定の周波数で発振する発振回路と、 この発振回路からの発振出力と表示装置の表示に使用す
    る表示用信号とを、選択信号に応じて選択する選択回路
    と、 この選択回路で選択された信号に基づいて前記第１の駆
    動回路と前記第２の駆動回路とにそれぞれ供給する所定
    のタイミング信号を発生するタイミング信号発生回路
    と、 を備えたことを特徴とする液晶用電源装置。
  17. 【請求項１７】 前記表示用信号は、液晶表示器の表示
    に使用される表示用走査信号であることを特徴とする請
    求項１６に記載の液晶用電源装置。
  18. 【請求項１８】 前記選択信号は、負荷の大小、前記直
    流入力電圧の大小、または出力設定電圧の大小のうちの
    少なくとも１つに基づいて生成される信号であることを
    特徴とする請求項１６または請求項１７に記載の液晶用
    電源装置。
  19. 【請求項１９】 前記表示用信号、および前記選択信号
    を外部から入力する入力端子をさらに備えるようにした
    ことを特徴とする請求項１６乃至請求項１８のうちのい
    ずれかに記載の液晶用電源装置。
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