CN109687708B - 电荷泵调压电路 - Google Patents

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Abstract

电荷泵调压电路属于调压电路技术领域，尤其涉及一种电荷泵调压电路。本发明提供一种能量损失小的电荷泵调压电路。本发明包括多个依次串联的电荷泵，其结构要点相邻电荷泵之间通过输出端口选择控制开关相连。

Description

电荷泵调压电路
技术领域
本发明属于调压电路技术领域，尤其涉及一种电荷泵调压电路。
背景技术
传统的开关电源必须使用电感，电感具有高线损、强干扰、易碎、笨重等缺点。
发明内容
本发明就是针对上述问题，提供一种能量损失小的电荷泵调压电路。
为实现上述目的，本发明采用如下技术方案，本发明包括多个依次串联的电荷泵，其结构要点相邻电荷泵之间通过输出端口选择控制开关相连。
作为一种优选方案，本发明所述控制开关和电荷泵开关的控制信号输入端口与控制器的控制信号输出端口相连。
作为另一种优选方案，本发明所述控制开关的控制信号输入端口通过驱动电路与控制器的控制信号输出端口相连。
作为另一种优选方案，本发明所述电荷泵产生成二倍关系的电压；控制开关用于选择将后一级电荷泵接在前一级电荷泵的哪两个端口上；控制器控制这些成二倍关系的电压的组合关系。
作为另一种优选方案，本发明所述控制器测量整个电荷泵调压电路的输入输出的电压、电流。
作为另一种优选方案，本发明所述控制器产生电荷泵栅极驱动的控制信号。
作为另一种优选方案，本发明所述控制器与外围器件、外部设备通信。
作为另一种优选方案，本发明所述控制器为单片机。
作为另一种优选方案，本发明所述电荷泵为二分压电荷泵。
作为另一种优选方案，本发明所述电荷泵包括左右两个分压桥臂，分压桥臂和控制开关两端均与输入端相连，分压桥臂和控制开关包括多个串联的开关管，分压桥臂的中心节点与控制开关的中心节点相连。
作为另一种优选方案，本发明所述左分压桥臂包括NMOS管T1、T2、T3、T4，右分压桥臂包括NMOS管T5、T6、T7、T8，控制开关包括NMOS管T9、T10、T11、T12；
T4的漏极分别与输入端VIN+、电容C2一端、T8的漏极、T12的漏极相连，T4的源极分别与T3的漏极、电容C3一端相连，T3的源极分别与电容C2另一端、电容C1一端、T7的源极、T6的漏极、T11的源极、T10的漏极、T2的漏极相连，T2的源极分别与电容C3另一端、T1的漏极相连，T1的源极分别与电容C1另一端、输入端VIN-、T5的源极、T9的源极相连；
T5的漏极分别与T6的源极、电容C4一端相连，电容C4另一端分别与T8的源极、T7的漏极相连；
T9的漏极分别与T10的源极、输出端VOUT-相连，T11的漏极分别与T12的源极、输出端VOUT+相连。
作为另一种优选方案，本发明所述T1、T3导通，T2、T4截止为一种工作状态；T1、T3截止，T2、T4导通为另一种工作状态，两种状态不断地快速切换，时间各占50％；两个桥臂对应位置NMOS管的导通、截止状态相反(如T4导通，T8截止)。
作为另一种优选方案，本发明所述控制信号为多位二进制控制信号。
作为另一种优选方案，本发明所述多位二进制控制信号的位数与电荷泵的个数相同。
作为另一种优选方案，本发明所述电荷泵的个数为8或16个。
作为另一种优选方案，本发明所述控制器采用PID算法，输出值换算成整型变量后直接通过控制器的I/O口输出到控制开关。
作为另一种优选方案，本发明确定电路的最终输出电压Uo，这一电压必须总是大于输入电压的，然后根据电荷泵(以二分压为例)级数n确定分辨率电压再测量输入电压Ui，根据输入电压得出升压电路控制开关状态以二进制的方式(最接近输入端的开关为最低位，开关全部置于下端为0，反之为1，见图2)对应的数值为/>
作为另一种优选方案，本发明测量电路的输出功率，如果输出功率较大，则使用较高的开关频率；如果输出功率较小，则使用较低的开关频率。
作为另一种优选方案，本发明实时测量电路的输入功率和输出功率，计算出效率；开关频率过低和过高都会导致效率的降低，因此可通过实时调节开关频率，使效率值达到最高。
作为另一种优选方案，本发明所述控制器的程序中，把所有控制开关驱动和电荷泵开关信号语句放在一起执行，在整个电路的输出端加一个选通开关，该选通开关在冲激噪声产生之前断开，冲激噪声消失之后再闭合。
作为另一种优选方案，本发明所述电路的输入端加一个选通开关，该选通开关在冲激噪声产生之前断开，冲激噪声消失之后再闭合。
作为另一种优选方案，本发明所述电荷泵包括第一PMOS管、第一NMOS管、第二PMOS管和第二NMOS管，控制开关包括第三PMOS管、第三NMOS管、第四PMOS管和第四NMOS管；
第一PMOS管的源极分别与输入端正极、第一电容一端、第三PMOS管源极相连，第一PMOS管、第一NMOS管、第二PMOS管和第二NMOS管的栅极与电荷泵开关信号输入端相连，第一PMOS管的漏极分别与第一NMOS管的漏极、第三电容一端相连，第一NMOS管的源极分别与第一电容另一端、第二电容一端、第二PMOS管的源极、第三NMOS管的源极、第四PMOS管的源极相连；
第二PMOS管的漏极分别与第三电容另一端、第二NMOS管的漏极相连，第二NMOS管的源极分别与输入端负极、第二电容另一端、第四NMOS管源极相连，第四NMOS管漏极分别与输出端负极、第四PMOS管漏极相连，第三PMOS管漏极分别与第三NMOS管漏极、输出端正极相连；
第三PMOS管、第三NMOS管、第四PMOS管和第四NMOS管的栅极与数字量输入端口相连。
作为另一种优选方案，本发明所述电荷泵为八个。
作为另一种优选方案，本发明最后一级电荷泵的第一NMOS管的源极与第五PMOS管的源极相连，第五PMOS管的漏极分别与输出缓冲器的正端、第五NMOS管的漏极相连，第五NMOS管的源极接最后一级电荷泵的第二NMOS管的源极；第五PMOS管的栅极接Bit0PMOS控制端，第五NMOS管的栅极接Bit0NMOS控制端；缓冲器的负端接缓冲器的输出端。
作为另一种优选方案，本发明在没有冲激噪声时，第五PMOS管和第五NMOS管的控制端电平保持一致，为DAC输入数字量的最低位；而在有冲激噪声时，第五PMOS管控制端控制电平为高，第五NMOS管控制端控制电平为低，输出与前面电路断开，隔绝冲激噪声；
其次，本发明开关控制信号的高电平比电源输入电压至少高出一个NMOS的阈值电压(0.7V)，低电平比地电压至少低出一个PMOS的阈值电压(0.7V)。
另外，本发明所述NMOS管采用CSD16570Q5B型NMOS管。
本发明有益效果。
本发明电荷泵调压电路，无需电感元件，能量损失小，调压方便、效率高。
本发明多个电荷泵依次串联，并通过控制开关选择相邻电荷泵之间的连接端口，可实现多次分压和电压组合，使电荷泵调压电路输出满足要求的电压。
附图说明
图1是本发明电路原理框图。
图2是本发明电荷泵框图。
图3是本发明由MOS管组成的电荷泵和控制开关。
图4是本发明效率控制功率测量元件连接图。
图5是本发明使用选通开关的方式消除电荷泵冲激噪声图。
图6是本发明电路启动时栅极驱动信号的波形(50μs/div)。
图7是本发明反相器对半桥MOS管死区的反相作用图。
图8是本发明8位DAC电路原理图。
图9～图11是图8的局部放大图。
图12是本发明作为降压电路实施例电路原理图。
图13～图20是图12的局部放大图。
具体实施方式
如图1所示，本发明包括多个依次串联的电荷泵，相邻电荷泵之间通过输出端口选择控制开关相连。
所述控制开关和电荷泵开关的控制信号输入端口与控制器的控制信号输出端口相连。
所述控制开关的控制信号输入端口通过驱动电路与控制器的控制信号输出端口相连。
所述电荷泵产生成二倍关系的电压；控制开关用于选择将后一级电荷泵接在前一级电荷泵的哪两个端口上；控制器控制这些成二倍关系的电压的组合关系。
所述控制器测量整个电荷泵调压电路的输入输出的电压、电流。
所述控制器产生电荷泵栅极驱动的控制信号。
所述控制器与外围器件、外部设备通信。
所述控制器为单片机。控制器可也采用分立元件组成的电路、逻辑电路、FPGA电路等。
如图3所示，所述电荷泵包括左右两个分压桥臂，分压桥臂和控制开关两端均与输入端相连，分压桥臂和控制开关包括多个串联的开关管，分压桥臂的中心节点与控制开关的中心节点相连。
所述左分压桥臂包括NMOS管T1、T2、T3、T4，右分压桥臂包括NMOS管T5、T6、T7、T8，控制开关包括NMOS管T9、T10、T11、T12；
T4的漏极分别与输入端VIN+、电容C2一端、T8的漏极、T12的漏极相连，T4的源极分别与T3的漏极、电容C3一端相连，T3的源极分别与电容C2另一端、电容C1一端、T7的源极、T6的漏极、T11的源极、T10的漏极、T2的漏极相连，T2的源极分别与电容C3另一端、T1的漏极相连，T1的源极分别与电容C1另一端、输入端VIN-、T5的源极、T9的源极相连；
T5的漏极分别与T6的源极、电容C4一端相连，电容C4另一端分别与T8的源极、T7的漏极相连；
T9的漏极分别与T10的源极、输出端VOUT-相连，T11的漏极分别与T12的源极、输出端VOUT+相连。
所述T1、T3导通，T2、T4截止为一种工作状态；T1、T3截止，T2、T4导通为另一种工作状态，两种状态不断地快速切换，时间各占50％；两个桥臂对应位置NMOS管的导通、截止状态相反(如T4导通，T8截止)。
在第一种工作状态时，UC3＝UDE；在第二种工作状态时，UC3＝UCD。由于加在电容C3、C1、C2两端电压不能突变，最终D点电压会达到C、E两点电压的中间值。使用两个桥臂有助于提高输出功率。将此二分压电荷泵的输入输出互换，即可得到一个二倍压的电荷泵，即输出电压为输入电压的两倍。
电路最终输出电压的大小从取决于各级电荷泵单元之间的两种级联状态的组合，每经过一级电荷泵单元，其输出电压的间隔(即图2中C、E两点的电压)就减半，最终达到足够精细的程度。级间的开关就是控制后一级电荷泵接在前一级电荷泵哪两个电压等级之间，实现将输出电压控制在从地电压到总输入电压之间某一值。
如图3中的控制部分，当T9、T11导通，T10、T12截止时，输出VOUT与电荷泵的D、E两点接通，反之与C、D两点接通。控制器通过驱动电路驱动控制开关的导通、截止状态，实时切换F、G点与电荷泵的接通方式。
所述控制信号为多位二进制控制信号，适用于二分压的电荷泵，控制电路的输出电压，使其与这个二进制数值线性成比例。
若电荷泵只有一级，则只有一组控制开关，控制信号只需要一位，分辨率就是0.5。如果电荷泵有n级，则分辨率就为在n级电荷泵系统中，如果控制信号对应的二进制数为x，输入电压为Ui，输出电压为/>
所述多位二进制控制信号的位数与电荷泵的个数相同。
所述电荷泵的个数为8或16个。
所述控制器采用PID算法，输出值换算成整型变量后直接通过控制器的I/O口输出到控制开关。
可将其输入和输出互换，电荷泵具有输入输出可互换的特性，实现升压，升压电路可采用前馈控制方式。首先确定电路的最终输出电压Uo，这一电压必须总是大于输入电压的，然后根据电路电荷泵(以二分压为例)级数n确定分辨率电压再测量输入电压Ui，根据输入电压得出升压电路控制开关状态以二进制的方式(最接近输入端的开关为最低位，开关全部置于下端为0，反之为1，见图2)对应的数值为/>可将升压电路与降压电路级联，既可以实现升压，又可以实现降压。
如图4所示，本发明测量电路的输出功率，如果输出功率较大(如示例电路中，在10V输出下输出1A的电流)，则使用较高的开关频率(如100kHz)；如果输出功率较小(如示例电路中输出10V情况下，电路输出空载时)，则使用较低的开关频率(如1kHz)。这样，既保证了在大功率输出时，电路可以足够大的电流，又实现了在小功率输出时，不至于将系统功耗过度浪费在MOS栅极电容的充放电上。
本发明实时测量电路的输入功率和输出功率，计算出效率；开关频率过低和过高都会导致效率的降低，因此可通过实时调节开关频率(如1kHz-100kHz)，使效率值达到最高。
所述控制器的程序中，把所有控制开关驱动和电荷泵开关信号语句放在一起执行(即把冲激噪声都集中在一个时间点上)，在整个电路的输出端加一个选通开关，该选通开关在冲激噪声产生之前断开，冲激噪声消失之后再闭合；减小冲激噪声对电路的影响。
所述电路的输入端加一个选通开关，该选通开关在冲激噪声产生之前断开，冲激噪声消失之后再闭合；减小冲激噪声对电路的影响。
图5是三路冲激噪声叠加的情况，左侧是将冲激噪声集中消除的方案，右侧是没有集中冲激噪声措施的方案。可见，左侧方案虽然将噪声叠加，冲激噪声很强，但是，冲激噪声的根源是程序中MOS管导通状态的切换控制，其时间可确定，由于选通开关的存在，最终的输出噪声并不大；而右侧的方案，由于没有集中冲激噪声，最终的输出电压的各个位置都叠加有各路的冲激噪声，这种频繁、随机出现的冲激噪声很难消除。
如图8所示，为本发明作为数字模拟转换器(DAC)电路的实施例。所述电荷泵包括第一PMOS管、第一NMOS管、第二PMOS管和第二NMOS管，控制开关包括第三PMOS管、第三NMOS管、第四PMOS管和第四NMOS管；
第一PMOS管的源极分别与输入端正极、第一电容一端、第三PMOS管源极相连，第一PMOS管、第一NMOS管、第二PMOS管和第二NMOS管的栅极与电荷泵开关信号输入端相连，第一PMOS管的漏极分别与第一NMOS管的漏极、第三电容一端相连，第一NMOS管的源极分别与第一电容另一端、第二电容一端、第二PMOS管的源极、第三NMOS管的源极、第四PMOS管的源极相连；
第二PMOS管的漏极分别与第三电容另一端、第二NMOS管的漏极相连，第二NMOS管的源极分别与输入端负极、第二电容另一端、第四NMOS管源极相连，第四NMOS管漏极分别与输出端负极、第四PMOS管源极相连，第三PMOS管漏极分别与第三NMOS管漏极、输出端正极相连；
第三PMOS管、第三NMOS管、第四PMOS管和第四NMOS管的栅极与数字量输入端口相连。
所述电荷泵为八个。
本发明最后一级电荷泵的第一NMOS管的源极与第五PMOS管的源极相连，第五PMOS管的漏极分别与输出缓冲器的正端、第五NMOS管的漏极相连，第五NMOS管的源极接最后一级电荷泵的第二NMOS管的源极；第五PMOS管的栅极接Bit0PMOS控制端，第五NMOS管的栅极接Bit0NMOS控制端；缓冲器的负端接缓冲器的输出端。
在上述DAC中，基准电压就是电路的输入电压，输入的数字量就是控制开关的控制信号，DAC的模拟输出就是电荷泵的最终输出电压。DAC本质是一个降压电路，但由于DAC不需要输出太大的电流，为了便于CMOS工艺的集成，这里并不是全采用NMOS的电路，这样，各个MOS管控制起来会方便许多，控制每一个半桥无需两个MOS管使用相反的电平分别控制，只需要一个控制信号。在电路的最后一个控制开关的控制上，可以将两个MOS管(即第五PMOS管和第五NMOS管)分别控制，这一级控制开关可以同时作为选通开关，抑制冲激噪声(见图5)。
本发明在没有冲激噪声时，第五PMOS管和第五NMOS管的控制端电平保持一致，为DAC输入数字量的最低位；而在有冲激噪声时，第五PMOS管控制端控制电平为高，第五NMOS管控制端控制电平为低，输出与前面电路断开，隔绝冲激噪声；
本发明开关控制信号的高电平比电源输入电压至少高出一个NMOS的阈值电压(0.7V)，低电平比地电压至少低出一个PMOS的阈值电压(0.7V)；保证NMOS和PMOS被有效地控制。
所述电荷泵为二分压电荷泵。
所述NMOS管采用CSD16570Q5B型NMOS管；导通电阻小，损耗低。
如图12所示，为本发明作为降压电路的实施例。第一级电荷泵包括NMOS管T1～T8，T1漏极分别与输入E1正极、三端稳压芯片U14的输入端、电容C53一端、电容C9一端、T5漏极、电容C10一端相连；
输入E1负极分别与地线、C53另一端、三端稳压芯片U14的接地端、电容C54一端、T4源极、电阻R3一端、电阻R4一端、T8源极、电容C11一端相连；
U14的输出端分别与C54另一端、三端稳压芯片U13的输入端、二极管D5阳极、二极管D4阳极、二极管D3阳极相连；
U13的接地端接地，U13的输出端分别与电容C12一端、UCC21521ADW芯片U1的VCCI1端相连，电容C12另一端接地，U1的INA端接8051芯片U12的3脚相连，U1的INB端接8051芯片U12的4脚相连，U1的GND端接地，U1的EN端、DT端、VCCI2端相连；
U1的VDDA端分别与电阻R1一端、T1的源极、T2的漏极、电容C1一端、二极管D4阴极相连；
T2源极分别与D3阴极、T3漏极、T6源极、T7漏极、电容C10一端、电容C11一端相连；
T3源极分别与C1另一端、T4漏极、U1的VSSA端相连；
U1的OUTA端分别与电容C5一端、T3栅极、电容C3一端相连，电容C3另一端分别与T1栅极、电阻R1另一端、二极管D6阳极相连，D6阴极分别与C9另一端、二极管D7阴极相连，D7阳极分别与电阻R2一端、电容C4一端、T5栅极相连，R2另一端分别与D5阴极、T5源极、T6漏极、电容C2一端、U1的VDDB端相连，C2另一端分别与T7源极、T8漏极、U1的VSSB端相连；
U1的OUTB端分别与电容C6一端、T7栅极、电容C4另一端相连，T8栅极分别与电阻R4另一端、C5另一端相连，C6另一端分别与电阻R3另一端、T4栅极相连；
T2栅极接T7栅极，T6栅极接T3栅极。
本发明电路在刚上电时，关断T11(即U2的INB端一直输入低电平)，对T10(即U2的INA端输入振荡信号，频率通常在10kHz到100kHz)的栅极驱动信号施加振荡信号，经过一段时间(如100ms)，下侧半桥的下管可控后，T14与T15构成自锁电路，此电路为一正反馈电路，如没有外部干预，最终仅能输出高电平或者低电平。但是输出端连接有电阻R1，使电路具有足够高的输出阻抗(在此电路中约5kΩ)，以便被栅极驱动器通过U2的OUTA端通过C14间接驱动。但这一阻抗足以在MOS驱动信号为直流时驱动后面的MOS管T12的栅极。如果不采用自锁电路直接通过电容C14来驱动T12的栅极，那么在此MOS管长时间关断或导通时，电容C14会漏电导致T12的导通关断状态不确定。但是自锁电路在刚上电时输出高低电平状态不确定，通过给这一电路输出施加一定时间的振荡信号，可以使C14的压降恰好能有效传递栅极驱动信号。其评判标准时，T10截止时T12能保证截止，T10导通时T12能保证导通。在实际实现过程中，可以设定个固定延时值，在此延时值内，T10的栅极驱动信号保持振荡状态，设定100ms可满足绝应用需求。
再关断T10，对T11栅极施加100ms的振荡信号，确保下侧半桥的下管可控，之后便不再强制对T10、T11时间振荡信号，或者强制关断T10、T11，T10、T11的导通、截止状态由输出控制程序决定。
本发明第一级电荷泵与第二级电荷泵之间的控制开关包括NMOS管T9～T12，T9漏极分别与输入E1正极、UCC21521ADW芯片U2的VDDA端相连，T9栅极分别与R16一端、电阻R8一端、电容C16一端相连，R16另一端接NPN三极管T16基极，T16集电极分别与电阻R18一端、电阻R17一端相连，电阻R17另一端分别与二极管D7阴极、PNP三极管T13发射极相连，T13基极接R18另一端，T13集电极接电阻R8另一端；
T9源极分别与T16的发射极、T10漏极、U2的VSSB端相连，T10栅极分别与U2的OUTA端、电容C14一端相连，T10源极分别与T11漏极、PNP三极管T14的发射极、电阻R13一端、U2的VSSA端、NMOS管T6源极相连，T11栅极分别与电容C16另一端、U2的OUTB端相连，T11源极分别与T12漏极、U2的VSSB端相连；
T12栅极分别与电阻R10一端、电阻R12一端、电阻R23一端、C14另一端相连，R10另一端接T14集电极，T14基极接电阻R14一端，电阻R14另一端分别与R13另一端、NPN三极管T15集电极相连，T15基极接R12另一端，T15发射极分别与R23另一端、T12源极、地线相连；U2的INA、INB端分别与8051芯片U12的17脚、28脚对应相连；U2的VCCI1端接LM7805CT芯片U13的输出端，U2的GND端接地，U2的EN、DT、VCCI2端相连。
本发明第二级电荷泵包括NMOS管T17～T24，T17漏极分别与电阻R22一端、电容C28一端、二极管D13阳极、电容C24一端、二极管D11阳极、T21漏极相连，R22另一端接PNP三极管T13集电极；T17栅极分别与电阻R9一端、二极管D10阴极、电容C15一端相连，T17源极分别与R9另一端、D10阳极、电容C51一端、T18漏极、电容C22一端相连，T18栅极分别与T20栅极、电容C17一端、T23栅极、UCC21521ADW芯片U3的OUTB端相连，T18源极分别与C28另一端、电容C13一端、T19漏极、T22源极、T23漏极相连；
T19栅极分别与电容C15另一端、U3的OUTA端、T24栅极、T22栅极相连，T19源极分别与C22另一端、T20漏极相连，T20源极分别与NMOS管T12漏极、U3的VSSA、VSSB端、C13另一端、T24源极相连；
C51另一端分别与D13阴极、D1阳极相连，D1阴极分别与C24另一端、二极管D2阴极、电阻R7一端相连，D11阴极分别与D2阳极、电容C52一端相连，C52另一端分别与二极管D12阳极、电阻R19一端、T21源极、电容C23一端相连，T21栅极分别与D12阴极、R19另一端、C17另一端相连；C23另一端分别与T23源极、T24漏极相连；
U3的INA、INB端分别与8051芯片U12的3、4对应相连。
本发明第二级电荷泵与第三级电荷泵之间的控制开关包括NMOS管T25～T28，T25漏极分别与NMOS管T21漏极、二极管D9阳极相连，D9阴极分别与PNP三极管T29集电极、电容C25一端、UCC21521ADW芯片U5的VDDA、U5的VDDB端、UCC21521ADW芯片U4的VDDB端相连，T29发射极接二极管D2的阴极，T29基极分别与电阻R7、电阻R20一端相连；
T25栅极分别与T27栅极、U4的OUTB端相连，T25源极接T26漏极，T26栅极分别与稳压管D8阳极、T28栅极、U4的OUTA端相连，D8阴极接R20另一端；T26源极分别与NMOS管T22源极、T27漏极相连，T27源极分别与C25另一端、U4的VSSB端、T28漏极相连，T28源极接NMOS管T24源极；
U4的INA、INB端分别与8051芯片U12的16、27对应相连。
本发明第三～八级电荷泵包括第一～八NMOS管，第一NMOS管(T30，以第三级电荷泵为例)漏极分别与第一电容(C29)一端、第五NMOS管(T34)漏极相连，第一NMOS管源极分别与第二电容(C21)一端、第二NMOS管(T31)漏极相连；
第二电容另一端分别与第三NMOS管(T32)源极、第四NMOS管(T33)漏极相连，第二NMOS管源极分别与第一电容另一端、第三电容(C18)一端、第三NMOS管漏极、第六NMOS管(T35)源极、第七NMOS管(T36)漏极相连，第三电容另一端分别与第四NMOS管源极、第八NMOS管源极相连；
第五NMOS管源极分别与第六NMOS管漏极、第四电容(C26)一端相连，第四电容另一端分别与第七NMOS管源极、第八NMOS管漏极相连；
第一NMOS管栅极分别与第三NMOS管栅极、第六NMOS管栅极、第八NMOS管栅极相连，第二NMOS管栅极分别与第四NMOS管栅极、第五NMOS管栅极、第七NMOS管栅极相连。
本发明第三～八级电荷泵相邻电荷泵之间的控制开关包括第九NMOS管～第十二NMOS管(T38、T39、T40、T41，以第三级电荷泵与第四级电荷泵之间的控制开关为例)，第九NMOS管漏极与前级电荷泵的第五NMOS管漏极相连，第九NMOS管源极分别与后级电荷泵的第一NMOS管漏极、第十NMOS管漏极相连，第十NMOS管源极分别与前级电荷泵的第六NMOS管源极、第十一NMOS管漏极相连，第十一NMOS管源极分别与后级电荷泵的第四NMOS管源极、第十二NMOS管漏极相连。
本发明第三级电荷泵与第四级电荷泵之间的控制开关的第九、十一NMOS管栅极与UCC21521ADW芯片U6的OUTB端口相连，第十、十二NMOS管栅极与U6的OUTA端口相连；
第四级电荷泵与第五级电荷泵之间的控制开关的第九、十一NMOS管栅极与UCC21521ADW芯片U7的OUTB端口相连，第十、十二NMOS管栅极与U7的OUTA端口相连；
第五级电荷泵与第六级电荷泵之间的控制开关的第九、十一NMOS管栅极与UCC21521ADW芯片U8的OUTB端口相连，第十、十二NMOS管栅极与U8的OUTA端口相连；
第六级电荷泵与第七级电荷泵之间的控制开关的第九、十一NMOS管栅极与UCC21521ADW芯片U9的OUTB端口相连，第十、十二NMOS管栅极与U9的OUTA端口相连；
第七级电荷泵与第八级电荷泵之间的控制开关的第九、十一NMOS管栅极与UCC21521ADW芯片U10的OUTB端口相连，第十、十二NMOS管栅极与U10的OUTA端口相连；
U6～U10的VDDA端、VDDB端相连,U6～U10的VSSA端、VSSB端相连，U6的INA端、INB端分别与8051芯片U12的15、26脚对应相连；
U7的INA端、INB端分别与U12的14、25脚对应相连；
U8的INA端、INB端分别与U12的13、24脚对应相连；
U9的INA端、INB端分别与U12的12、23脚对应相连；
U10的INA端、INB端分别与U12的11、22脚对应相连。
本发明第八级电荷泵的第六NMOS管源极与NMOS管T100漏极相连，T100源极分别与NMOS管T101漏极、电容C56一端相连，T101源极接第八级电荷泵的第八NMOS管源极，电容C56另一端接地；
T100栅极接UCC21521ADW芯片U11的OUTB端，T101栅极接U11的OUTA端，U11和UCC21521ADW芯片U10的VDDA端、VDDB端相连,U11和U10的VSSA端、VSSB端相连；
U11的INA端、INB端分别与U12的10、21脚对应相连。
NMOS栅极的开关驱动信号通过栅极电容耦合到电路中去，形成冲激噪声。T100、T101作为最后级电荷泵的控制开关，同时作为选通开关，通过控制T100、T101，在冲激噪声到来之前，将输出端与电路断开，在冲激噪声消失之后，再将输出端接到电路中。
本发明第三～八级电荷泵中各级电荷泵的第一NMOS管栅极相连，各级电荷泵的第五NMOS管栅极相连，第一NMOS管栅极分别与PMOS管T105漏极、NMOS管T103漏极相连，T105源极分别与UCC21521ADW芯片U5的VDDA端、电阻R21一端、PMOS管T104源极、电阻R15一端、UCC21521ADW芯片U6的VDDA端相连，电阻R15另一端分别与电容C27一端、T105栅极相连，C27另一端分别与U5的OUTB端、电容C30一端相连，C30另一端分别与电阻R5一端、T103栅极相连，R5另一端分别与U5的VSSA端、电阻R11一端、NMOS管T102源极、T103源极、U6的VSSB端相连；
R21另一端分别与电容C19一端、T104栅极相连，C19另一端分别与U5的OUTA端、电容C20一端相连，C20另一端分别与R11另一端、T102栅极相连。
所述第三级电荷泵的第一NMOS管漏极接NMOS管T25源极，第四NMOS管源极接NMOS管T27源极。
所述三端稳压芯片U14采用LM7809CT芯片。
所述输入E1为25.6V。
所述T100、T101采用IRF540型NMOS管；栅极电容小。
所述U12的18脚分别与12MHz晶振一端、电容C7一端相连，C7另一端分别与电容C8一端、U12的20脚相连，电容C8另一端分别与12MHz晶振另一端、U12的19脚相连。
各级电荷泵的工作电压随级数的增加指数衰减。接近输入端的电荷泵和控制开关的工作电压比较高，其余的比较低。不同工作电压的电路部分采用不同的控制方式。在电路比较接近输入电源的电荷泵和控制开关采用各自的控制方式，后级电荷泵，采用同一组控制信号进行控制。
由T1-T12及一些外围元件组成的电荷泵和控制开关的工作电压最高，为25.6V。MOS管CSD16570Q5B的栅源击穿电压和漏源击穿电压均小于这个值，因此，此电路不同工作电压范围的MOS管，其栅极要分别控制。在此电路中，由栅极驱动器直接驱动的MOS管是T3和T7，栅极驱动器的次级工作电源取自自举电容C1和C2，而自举电容最终稳定的电压为此电荷泵的输出电压，因此，栅极T3和T7的栅极的驱动电压(相对于这两个MOS管的源极)为此电荷泵输入电压的一半，即12.8V。此栅极驱动信号通过C3、C4传递到与其工作状态相同的T1、T5，因此T1、T5的栅极驱动信号幅度也为12.8V，但由于R1、R2将T1、T5栅极的直流电压固定为其源极电压，真正的栅源电压仅为12.8V的一半，即6.4V。
T3、T7的栅源电压幅度为12.8V，但是，这两个MOS管当导通时，其源极电压为12.8V，截止时源极电压为0。如果再加上栅源电压，则这两个MOS管的栅极电压(对地的电压)为25.6V。此信号可作为其余MOS管的驱动信号。同样，这些MOS管的栅源电压最大值为栅极电压的一半，即12.8V。
由T17-T24及其外围元件组成的第二级电荷泵的MOS管驱动方式有所不同。由于其工作电压减半，这一级的栅极驱动器次级的电源直接取自电荷泵的输入端12.8V，且受栅极驱动器输出端直接驱动的MOS管是所有半桥的下管和T19、T23。T17和T21的栅极驱动信号分别由T19、T23的栅极驱动信号通过电容C15、C17耦合而成。由于电压降低，这一级T17、T21的栅极驱动信号不再使用T17、T21的源极电压作为直流工作点，而是使用D10、D12两个二极管限制了T17、T21栅极的最低电位，从而使通过电容C15、C17耦合过来的栅极驱动信号电压全部加在T17、T21的栅极上。
由于前两级电荷泵的工作电压不同，它们各自的控制开关的驱动方式也有所不同。与电荷泵的MOS管工作特性有所不同，控制开关并不总是工作在高频的开关状态，很可能在很长一段时间内都是导通或者都是截止，这就意味着它的控制信号传递不能简单地使用电容传递栅极驱动信号。这就需要电路产生一个比输入电压更高的电压，用于产生持续地栅极驱动信号。在第一级电荷泵的控制开关中，这个持续的高于输入电压的信号由T1、T5的开关驱动信号经过D6、D7和C9后产生。T1、T5的栅极驱动信号为其栅极驱动电压相对于各自源极电压幅度12.8V的一半，最终可产生一个比输入电压高出6.4V的电压(忽略二极管压降)。为了节省价格比较昂贵的栅极驱动器，这里仅使用一组控制信号同时控制上下两个半桥。栅极驱动器直接控制下侧半桥的上管和上侧半桥的下管。直接驱动下侧半桥的上管是因为下侧半桥的上管栅极驱动器次级工作电压比较容易取得，其上管的栅极驱动器次级工作电压可直接取自第一级电荷泵控制开关的输出；而直接驱动上侧半桥的下管的方式与电路的启动时与其相连的自锁电路(图中共有两个自锁电路，第一个为T13、T16、R16、R17、R18、R8、R22组成的电路，第二个为T14、T15、R12、R13、R14、R10、R23组成的电路)状态不可确定有关。栅极驱动信号直接驱动的两个MOS管分别位于两个半桥的好处是可以在状态电路状态不确定时强行关闭半桥的一个MOS管，从而避免两个MOS管同时导通将电荷泵短路。
电路在刚上电时，强制关断下侧半桥的上管，并且对上侧半桥的下管的栅极强制施加振荡信号，在经过一段时间，电路稳定，确定下侧半桥的下管可控后，再使用相反的方式，确保上侧半桥的上管可控，之后便进入正常的控制状态。在这两个受栅极驱动器直接驱动的MOS管得到控制后，电路还需要将这两个MOS管的控制信号传递到相应的对侧半桥上(即T11的栅极驱动信号通过C16耦合到T9的栅极，T10的栅极驱动信号通过C14耦合到T12栅极)。这里采用电容加自锁电路的传递方法。电容的作用是传递栅极驱动信号比较陡峭的边缘，而自锁电路的作用是保持栅极驱动信号传递后的状态。自锁电路的输出具有较高的阻抗，从而使其输出电压能被栅极驱动器的驱动信号轻松控制，且这一阻抗远远小于MOS管的栅源电阻，MOS管也能得到有效的控制。
第二级电荷泵的控制开关与第一级电荷泵的类似，同样需要一个高于此电荷泵输入最高电压更高的电压。但是，这一电压在此级电荷泵中不再是由最上侧两个MOS管的栅极驱动信号产生，而是由上侧两个半桥中间点经过电容自举产生，如果不考虑二极管的压降，升压的最终值为12.8V+6.4V＝19.2V(分析此级电荷泵暂且以此电荷泵的输入电压最低点作为参考地)。采用这种结构的电路是因为这个比输入电压更高的电压不仅仅提供一个电压，还需有一定的输出功率。因为后级所有的电荷泵和控制开关中MOS管的栅极驱动信号电流基本都由这个电路提供(原因见下文)，使用这种结构的电路可以提供足够的功率。由于电路的电压等级不同，此级电荷泵的控制开关中MOS管的栅极驱动信号直接控制两组半桥的上下管，无需进行电容和自锁电路进行控制，也不必考虑启动问题。但是，这种方式需考虑最上侧的MOS管的驱动问题。这需要给驱动上管的栅极驱动器次级提供一个相对稳定的工作电压。具体的解决方案是，当两个半桥下管导通时，下侧半桥的中间点为低电平0V，这时，栅极驱动器次级电压由电荷泵输入电压经过D9提供。当下管被关断时，下管的栅极驱动信号为0V，此信号经过D8、R20和T29反相后得到的电压为19.2V，此时，栅极驱动器次级负端电压为6.4V，栅极驱动器次级电压仍为12.8V。实际工作中，由于二极管、三极管的压降等因素，控制开关在两种状态切换时这一电压可能会略微变化，但这一变化会被C25放缓，栅极驱动器仍可稳定工作。
其余级电荷泵的输入最高已经降低到6.4V(相对于第三级电荷泵的低电压输入端，此点作为参考地)，栅极驱动器次级接在12.8V处T29的集电极，此电压足以控制这些电荷泵和控制开关中任何一个MOS管。这些电荷泵所有的振荡信号都由一组栅极驱动信号驱动，但是这组栅极驱动信号从栅极驱动器流出后，不是直接连接在每个MOS管的栅极，而是分别经过一组反相器连接，这一组反相器由T102-T105及其外围电路组成。这是因为，栅极驱动器输出的瞬时电流有限，此降压电路实例中选用的栅极驱动器型号为UCC21521ADW，它的峰值电流仅有5A左右，需要驱动的MOS管数量为4×6＝24个，MOS管CSD16570Q5B的栅极电容大约为0.015μF，总电容为0.015μF×24＝0.36μF，充满(放空)电(12V时)需要电荷为0.36μF×12V＝4.32μC，充(放)电一次的时间为这一时间相当漫长，要想MOS管有效地被控制，至少增加到原先10倍的电流，将这一时间缩短至原先的/>所有电容充放电一次消耗的能量为3×0.015μF×(12V)2＝6.48μJ，在100KHz的开关频率下，其功率为6.48μJ×100kHz＝648mW。
电路在启动时，第一级电荷泵的栅极驱动器次级电压由C1、C2提供，而C1、C2在电路刚启动时电压为0，因此栅极驱动器无法驱动任何一个MOS管，所有MOS管均为断开状态，C1、C2也不会被充电。需要一个启动电路，让电路在刚启动时，C1、C2能被充电到栅极驱动器能工作的范围内。这个方案由U14和D3-D5来实现。当25.6V加在三端稳压器7809的输入端时，其输出端输出9V，这一电压经过D4、D5加在C1、C2的正极上。电路上电一瞬间的冲激电压通过各元器件的极间电容传递到T4、T8的栅极，T4、T8瞬间导通，C1、C2被充电。电路在刚上电时，T4、T8的栅极被瞬间拉高，在经过一段时间后，C1、C2电压达到栅极驱动器次级可以工作的电压，电路开始起振，最终趋于稳定。
本发明8051单片机设置有两个全局变量：
char state和char voltage；
char voltage为输出的电压值变量，改变此值改变输出电压；
char state变量用于记录电荷泵开关信号的状态，用于控制P1口的输出电平；变量后四位的前两位为一组，后两位为一组，分别控制两组电荷泵；第一组电荷泵为第1、2级电荷泵，第二组电荷泵为第3-8级电荷泵；通过将这一变量后4位不断取反，实现振荡信号的输出；
首先将state赋值为6(二进制：00000110)，再初始化一个定时器，定时器以5μs的周期连续触发中断，在中断服务程序中执行如下代码(此段代码执行时间远小于5μs，以保证开关信号产生的冲激噪声集中起来)：
voltage在一个中断服务程序执行周期内其值是固定的；
本发明第一组电荷泵控制信号的死区特性：从单片机输出时死区为低电平，并输出到栅极驱动器输入端；
第二组电荷泵控制信号的死区特性：死区的电平状态被取反后输出到栅极驱动器输入端，取反后输出到栅极驱动器输入端时，死区电平为低电平。
voltage的值与输出电压呈线性的关系，以二进制的方式，与控制开关的状态一一对应。
在中断程序中，需要产生两对开关信号，这是因为第一级、第二级电荷泵的栅极驱动器输出是直接控制MOS管，而后级所有电荷泵的栅极驱动器在输出控制信号后，经过MOS管反相，增强电流输出能力后才控制MOS管的。这一控制信号经反相后，控制信号的电平状态会被反相，因此不能使用同一组控制信号。图7展示了两组控制信号的死区特性。左侧的图为第一组电荷泵，也就是第1、2级电荷泵所有半桥的开关信号，这一组电荷泵的开关信号，从单片机输出时死区为低电平，并输出到栅极驱动器输入端。而右侧的图，则是第二组电荷泵，即第3-8级电荷泵所有半桥的开关信号。这一开关信号，由于驱动的MOS管比较多，使用反相器(见附图12的U5、U6两元件之间的区域)增大了输出电流，所以，其死区的电平状态也被取反。由单片机直接输出的控制电压为上侧的图，经过反相器反相后，结果为下侧的图，这一电压输出到栅极驱动器输入端，驱动第3-8级电荷泵的MOS管栅极。

Claims (9)

1.电荷泵调压电路，包括多个依次串联的电荷泵，其特征在于相邻电荷泵之间通过输出端口选择控制开关相连；
所述电荷泵产生成二倍关系的电压；控制开关用于选择将后一级电荷泵接在前一级电荷泵的哪两个端口上；控制器控制这些成二倍关系的电压的组合关系；
电荷泵包括左右两个分压桥臂，分压桥臂和控制开关两端均与输入端相连，分压桥臂和控制开关包括多个串联的开关管，分压桥臂的中心节点与控制开关的中心节点相连；左分压桥臂包括NMOS管T1、T2、T3、T4，右分压桥臂包括NMOS管T5、T6、T7、T8，控制开关包括NMOS管T9、T10、T11、T12；T4的漏极分别与输入端VIN+、电容C2一端、T8的漏极、T12的漏极相连，T4的源极分别与T3的漏 极、电容C3一端相连，T3的源极分别与电容C2另一端、电容C1一端、T7的源极、T6的漏极、T11的源极、T10的漏极、T2的漏极相连，T2的源极分别与电容C3另一端、T1的漏极相连，T1的源极分别与电容C1另一端、输入端VIN-、T5的源极、T9的源极相连；T5的漏极分别与T6的源极、电容C4一端相连，电容C4另一端分别与T8的源极、T7的漏极相连；T9的漏极分别与T10的源极、输出端VOUT-相连，T11的漏极分别与T12的源极、输出端VOUT+相连；T1、T3导通，T2、T4截止为一种工作状态；T1、T3截止，T2、T4导通为另一种工作状态，两种状态不断地快速切换，时间各占50％；两个桥臂对应位置NMOS管的导通、截止状态相反。
2.根据权利要求1所述电荷泵调压电路，其特征在于所述控制开关和电荷泵开关的控制信号输入端口与控制器的控制信号输出端口相连。
3.根据权利要求1所述电荷泵调压电路，其特征在于所述控制开关的控制信号输入端口通过驱动电路与控制器的控制信号输出端口相连。
4.根据权利要求1所述电荷泵调压电路，其特征在于所述控制器测量整个电荷泵调压电路的输入输出的电压、电流。
5.根据权利要求2所述电荷泵调压电路，其特征在于所述控制器产生电荷泵栅极驱动的控制信号。
6.根据权利要求2所述电荷泵调压电路，其特征在于所述控制器与外围器件、外部设备通信。
7.根据权利要求1所述电荷泵调压电路，其特征在于所述控制器为单片机。
8.根据权利要求1所述电荷泵调压电路，其特征在于所述电荷泵为二分压电荷泵。
9.根据权利要求1所述电荷泵调压电路，其特征在于所述电荷泵包括左右两个分压桥臂，分压桥臂和控制开关两端均与输入端相连，分压桥臂和控制开关包括多个串联的开关管，分压桥臂的中心节点与控制开关的中心节点相连。
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