JP4024814B2

JP4024814B2 - チャージポンプ方式ｄｃ／ｄｃコンバータ回路

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Description

本発明は、直流電圧を所定の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ回路に関し、特にチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路に関するものである。

従来のチャージポンプ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の一例を図３４に示す。この回路は２倍昇圧のチャージポンプ回路で、電源電圧Ｖｉｎの２倍の電圧を出力する回路である。同図に示すように、このＤＣ／ＤＣコンバータは、チャージポンプＳＷ回路５５、駆動用回路５１〜５４および昇圧用コンデンサＣ５１、出力コンデンサＣ５２で構成される。チャージポンプＳＷ回路５５はＭＯＳトランジスタからなる半導体スイッチＱ５１〜Ｑ５４で構成され、各トランジスタＱ５１〜Ｑ５４はそれぞれ駆動用回路５１〜５４でオンオフ制御される。各駆動用回路５１〜５４はそれぞれ外部から与えられる信号５１ａ〜信号５４ａで制御される。なお、特に断りのない限り、ＳＷはスイッチを表す。

チャージポンプ昇圧時は、半導体スイッチＱ５２とＱ５４をオン状態かつＱ５１とＱ５３をオフ状態にすることでＣ５１を電源電圧Ｖｉｎまで充電する動作および、Ｑ５１とＱ５３をオン状態かつＱ５２とＱ５４をオフ状態にすることでＣ５１の充電電圧に電源電圧Ｖｉｎを加算した電圧までＣ５２を充電して出力電圧を得る動作を繰り返す。

上記従来のＤＣ／ＤＣコンバータ回路では、Ｃ５１やＣ５２の充電が十分でない状態での昇圧動作時に突入電流やピーク電流が流れ、他の機器に悪影響を及ぼす等の不都合がある。

これについて詳述する。チャージポンプ回路５は、チャージポンプＳＷ回路５５、および駆動用回路５１〜５４で構成され、駆動用回路に入力する信号を元に駆動用回路でチャージポンプＳＷ回路を駆動する。

図３４に示す回路は、一般にはダブラーと呼ばれる回路で、コンデンサ２個（Ｃ５１、Ｃ５２）とＳＷ４個（Ｑ５１、Ｑ５２、Ｑ５３、Ｑ５４）で構成される。ダブラーには、スイッチング動作による状態が２つ存在する。

１つ目の状態は、駆動用回路５１、５３および５４の出力電圧がＨ（Ｈｉｇｈ）レベル、駆動用回路５２の出力電圧がＬ（Ｌｏｗ）レベルとなり、Ｑ５１とＱ５３がオフかつＱ５２とＱ５４がオンで、Ｃ５１を充電する状態である。この状態のとき、Ｃ５１は電源電圧Ｖｉｎまで充電される。

２つ目の状態は、１つ目の状態から各駆動用回路の出力電圧のレベルが反転した状態、つまり駆動用回路５１、５３および５４の出力電圧がＬ（Ｌｏｗ）レベル、駆動用回路５２の出力電圧がＨ（Ｈｉｇｈ）レベルとなり、Ｑ５１とＱ５３がオンかつＱ５２とＱ５４がオフとなる。そのためＣ５１の充電電圧に電源電圧Ｖｉｎを加算した状態でＣ５２に接続される。

上記２つの状態を繰り返すことによって出力電圧は電源電圧Ｖｉｎの２倍の電圧になる。

図３４において、初期動作時のコンデンサＣ５１には十分な電荷が蓄積されておらず、Ｑ５１とＱ５３がオフかつＱ５２とＱ５４がオンとなる場合、電源電圧ＶｉｎとコンデンサＣ５１が接続され、非常に大きな充電電流が流れる。このように初期動作時に流れる非常に大きな電流のことを突入電流と呼ぶ。

また、初期動作時のコンデンサＣ５２に十分な電荷が蓄積されていない時および、負荷変動によりＣ５２の蓄積電荷が放電して出力電圧が低下した時に、Ｑ５１とＱ５３がオンかつＱ５２とＱ５４がオフとなる場合、Ｃ５１とＣ５２が接続され、非常に大きなピーク電流が流れる。

チャージポンプ回路は電源回路であるため、出力端子に他の回路を接続して使われる。あわせて１次電源側（Ｖｉｎ）にも、他の回路を接続して使用される。

このような回路がＶｉｎの電源を共有する場合、突入電流およびピーク電流の影響で配線抵抗によりＶｉｎの電圧が低下し、回路の誤動作を引き起こす危険がある。また、配線の電流許容量より大きい電流が流れた場合、電源配線を破壊する危険もある。

上記突入電流による他の機器へ及ぼす悪影響を解決する手段として、図３５（特開平１０−０１４２１８号公報）に示す回路がある。

図３５の回路では、Ｃ６１の充電電圧を検出する回路６４および、電源電圧供給側と昇圧用コンデンサＣ６１との間の線路をオン／オフするトランジスタ６１のゲート電圧を制御するゲート駆動電圧可変回路（６２、６４および６５）を備え、Ｃ６１の充電電圧が高い状態では、ゲート電圧を大きくして６１のオン抵抗を小さくし、Ｃ６１の充電電圧が低い状態では、６１のオン抵抗を大きくすることよりＣ６１の充電電流が流れるのを抑えることで解決を図っている。
特開平１０−０１４２１８号公報（公開日平成１０年１月１６日）

しかし、６１と６３がオフかつ６７と６８がオンでＣ６１とＣ６２が接続される時、Ｃ６２の充電が十分でない場合にＣ６１からＣ６２へ流れるピーク電流が発生する問題がある。また、電源電圧供給側と昇圧用コンデンサＣ６１との間の線路をオンオフするトランジスタ６１のゲート電圧を制御するゲート駆動電圧可変回路（６２、６４および６５）をチャージポンプのＳＷ回路の内部に組み込む必要があり、さらにチャージポンプの制御信号ＯＳＣでゲート駆動電圧を制御するので、ゲート駆動電圧可変回路（６２，６４および６５）の配置構成や制御信号ＯＳＣの周期にも入念な配慮の必要がある。

本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、従来の制御方法を保持したまま、昇圧用コンデンサや出力コンデンサの充電が十分でない状態で充電用電流を流した場合の突入電流やピーク電流を低減化するようにしたチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータを実現することにある。

上記の課題を解決するため、本発明に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、チャージポンプ動作中の第１期間に、前段のコンデンサの充電経路上の第１半導体スイッチをオンすることにより、該コンデンサを電源電圧まで充電し、上記第１期間に続くチャージポンプ動作中の第２期間に、後段のコンデンサの充電経路上の第２半導体スイッチをオンすることにより、該コンデンサを、上記前段のコンデンサの充電電圧に上記電源電圧を加算した電圧まで充電して、最終段のコンデンサの充電電圧を出力電圧として出力するチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、上記第１期間にオン状態となる、いずれか一つの第１半導体スイッチの両端の電位差を検出し、該電位差に応じたレベルを有する第１判定信号を出力する第１モニタ回路と、上記第１期間中にオン状態となる、少なくともいずれか一つまたは全ての第１半導体スイッチのオン抵抗が上記検出した電位差の変化に追従して変化するように、該半導体スイッチを駆動する駆動信号を出力する第１駆動用回路とを備え、上記第１駆動用回路から出力される駆動信号は、駆動する上記第１半導体スイッチに対し、外部から供給される該駆動信号を生成するための基準信号のロウレベルを上記第１判定信号のレベルに置換することよって、あるいは上記基準信号のハイベルを上記基準信号のレベルから上記第１判定信号のレベルを差し引いたレベルに置換することよって生成されることを特徴としている。

上記の構成により、第１期間にオン状態となる、いずれか一つの第１半導体スイッチの両端の電位差が検出され、該電位差に応じた第１判定信号が出力されると、上記第１判定信号に応じて、上記第１期間中にオン状態となる、少なくともいずれか一つまたは全ての上記第１半導体スイッチのオン抵抗を、上記検出した電位差が大きいほど大きくするような駆動信号が、該半導体スイッチに出力される。

その結果、上記いずれか一つの第１半導体スイッチの両端の電位差が大きいほど、上記少なくともいずれか一つまたは全ての第１半導体スイッチのオン抵抗が大きくなり、上記第１半導体スイッチを流れる電流が抑えられる。

なお、段数が２であれば、前段のコンデンサ、後段のコンデンサは、それぞれ、第１段および最終段であり、それぞれ、昇圧用コンデンサや出力コンデンサと称することができる。

したがって、突入電流やピーク電流が起きやすい状況であるほど、それらを抑えることができる。しかも、従来の半導体スイッチの構成は変更する必要がない。

それゆえ、従来の制御方法を保持したまま、昇圧用コンデンサや出力コンデンサの充電が十分でない状態で充電用電流を流した場合の突入電流やピーク電流を低減化することができるという効果を奏する。

また、本発明に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、上記の構成に加えて、上記第１モニタ回路によって検出された、上記第１期間にオン状態となる、上記いずれか一つの第１半導体スイッチの両端の電位差から設定電圧を引いた値が大きいほど、上記第１駆動用回路は、上記第１期間にオン状態となる、上記少なくともいずれか一つまたは全ての第１半導体スイッチのオン抵抗が大きくなるように、出力する駆動信号のレベルを変化させることを特徴としている。

上記の構成により、上記第１期間にオン状態となる、上記いずれか一つの第１半導体スイッチの両端の電位差から設定電圧を引いた値が大きいほど、上記第１期間にオン状態となる、上記少なくともいずれか一つまたは全ての第１半導体スイッチのオン抵抗が大きくなる。したがって、上記の構成による効果に加えて、半導体スイッチのオン抵抗の増加を、簡素な構成で実現できるという効果を奏する。

また、本発明に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、上記の構成に加えて、上記前段のコンデンサを上記電源電圧まで充電する場合に、上記第１モニタ回路は、電源から上記前段のコンデンサへの経路をオンオフする上記第１半導体スイッチの両端の電位差を検出して該電位差に応じたレベルを有する上記第１判定信号を出力し、上記第１駆動用回路は、上記第１判定信号に応じて、上記検出した電位差が大きいほど、上記前段のコンデンサからＧＮＤへの経路をオンオフする上記第１半導体スイッチのオン抵抗を大きくするような上記駆動信号を、該半導体スイッチに出力することを特徴としている。

上記の構成により、上記前段のコンデンサを上記電源電圧まで充電する場合に、電源から上記前段のコンデンサへの経路をオンオフする上記第１半導体スイッチの両端の電位差が大きいほど、上記前段のコンデンサからＧＮＤへの経路をオンオフする上記第１半導体スイッチのオン抵抗が大きくなる。したがって、電位差を測る半導体スイッチとオン抵抗を制御される半導体スイッチとが別である。それゆえ、上記の構成による効果に加えて、構成を簡素化することができるという効果を奏する。

また、本発明に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、上記の構成に加えて、上記後段のコンデンサを、上記前段のコンデンサの充電電圧に上記電源電圧を加算した電圧まで充電する場合に、上記前段のコンデンサから上記後段のコンデンサへの経路をオンオフする上記第２半導体スイッチの両端の電位差を検出して該電位差に応じたレベルを有する第２判定信号を出力する第２モニタ回路と、電源から上記前段のコンデンサへの経路をオンオフする上記第２半導体スイッチのオン抵抗が上記第２モニタ回路によって検出された電位差の変化に追従して変化するように、該半導体スイッチを駆動する駆動信号を出力する第２駆動用回路とをさらに備え、上記第２駆動用回路から出力される駆動信号は、外部から供給される該駆動信号を生成するための基準信号のロウレベルを上記第２判定信号のレベルに置換することよって生成されることを特徴としている。

上記の構成をさらに加えることにより、上記後段のコンデンサを、上記前段のコンデンサの充電電圧に上記電源電圧を加算した電圧まで充電する場合に、上記前段のコンデンサから上記後段のコンデンサへの経路をオンオフする上記第２半導体スイッチの両端の電位差が大きいほど、上記電源から上記前段のコンデンサへの経路をオンオフする上記第２半導体スイッチのオン抵抗が大きくなる。

これにより、突入電流やピーク電流が起きやすい状況であるほど、それらをより抑えることができる。しかも、従来の半導体スイッチの構成は変更する必要がない。

それゆえ、従来の制御方法を保持したまま、昇圧用コンデンサや出力コンデンサの充電が十分でない状態で充電用電流を流した場合の突入電流やピーク電流をより低減化することができるという効果を奏する。

また、本発明に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、上記の構成に加えて、上記第２モニタ回路によって検出された、上記前段のコンデンサから上記後段のコンデンサへの経路をオンオフする上記第２半導体スイッチの両端の電位差から設定電圧を引いた値が大きいほど、上記第２駆動用回路は、上記電源から上記前段のコンデンサへの経路をオンオフする上記第２半導体スイッチのオン抵抗が大きくなるように、出力する駆動信号のレベルを変化させることを特徴としている。

上記の構成により、上記後段のコンデンサを、上記前段のコンデンサの充電電圧に上記電源電圧を加算した電圧まで充電する場合に、上記前段のコンデンサから上記後段のコンデンサへの経路をオンオフする上記第２半導体スイッチの両端の電位差から設定電圧を引いた値が大きいほど、上記第２駆動用回路は、上記電源から上記前段のコンデンサへの経路をオンオフする上記第２半導体スイッチのオン抵抗が大きくなる。したがって、上記の構成による効果に加えて、半導体スイッチのオン抵抗の増加を、簡素な構成で実現できるという効果を奏する。

また、本発明に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、上記の構成に加えて、上記前段のコンデンサと上記後段のコンデンサとの対をコンデンサ対と称し、上記前段のコンデンサと上記後段のコンデンサとの対を一つのコンデンサ対とし、上記一つのコンデンサ対における後段のコンデンサが、別のコンデンサ対における後段のコンデンサと共通であり、上記第２期間に、上記別のコンデンサ対における前段のコンデンサの充電経路上の第１半導体スイッチをオンすることにより、該コンデンサを電源電圧まで充電し、上記第１期間に、上記共通の後段のコンデンサの充電経路上の第２半導体スイッチをオンすることにより、該コンデンサを、上記前段のコンデンサの充電電圧に上記電源電圧を加算した電圧まで充電して、最終段のコンデンサの充電電圧を出力電圧として出力するチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、上記第２期間にオン状態となる、いずれか一つの第１半導体スイッチの両端の電位差を検出し、該電位差に応じたレベルを有する第３判定信号を出力する第３モニタ回路と、上記第２期間中にオン状態となる、少なくともいずれか一つまたは全ての第１半導体スイッチのオン抵抗が上記第３モニタ回路によって検出された電位差の変化に追従して変化するように、該半導体スイッチを駆動する駆動信号を出力する第３駆動用回路とを備え、上記第３駆動用回路から出力される駆動信号は、駆動する上記第１半導体スイッチに対し、外部から供給される該駆動信号を生成するための基準信号のロウレベルを上記第３判定信号のレベルに置換することよって、あるいは上記基準信号のハイレベルを上記基準信号のレベルから上記第３判定信号のレベルを差し引いたレベルに置換することよって生成されることを特徴としている。

上記の構成によれば、一つのコンデンサ対における後段のコンデンサが、別のコンデンサ対における後段のコンデンサと共通である。

コンデンサ対が１個の場合は、上記第２期間には後段のコンデンサは前段のコンデンサの充電電圧に上記電源電圧を加算した電圧まで充電されるが、上記第１期間にはされない。

これに対し、コンデンサ対が複数、例えば２個の場合は、上記第２期間には、上記一つのコンデンサ対によって、後段のコンデンサが、前段のコンデンサの充電電圧に上記電源電圧を加算した電圧まで充電され、上記第１期間には、上記別のコンデンサ対によって、同じ後段のコンデンサが、前段のコンデンサの充電電圧に上記電源電圧を加算した電圧まで充電される。

したがって、後段のコンデンサを、常に、前段のコンデンサの充電電圧に上記電源電圧を加算した電圧まで充電することができる。それゆえ、上記の構成による効果に加えて、簡素な構成で、後段のコンデンサを、常に、所望の電圧値に維持することができるという効果を奏する。

また、本発明に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、上記の構成に加えて、上記前段のコンデンサと上記後段のコンデンサとの対をコンデンサ対と称し、上記前段のコンデンサと上記後段のコンデンサとの対を一つのコンデンサ対とし、上記一つのコンデンサ対における後段のコンデンサが、別のコンデンサ対における後段のコンデンサと共通であり、上記第２期間に、上記別のコンデンサ対における前段のコンデンサの充電経路上の第１半導体スイッチをオンすることにより、該コンデンサを電源電圧まで充電し、上記第１期間に、上記共通の後段のコンデンサの充電経路上の第２半導体スイッチをオンすることにより、該コンデンサを、上記前段のコンデンサの充電電圧に上記電源電圧を加算した電圧まで充電して、最終段のコンデンサの充電電圧を出力電圧として出力するチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、上記第２期間にオン状態となる、いずれか一つの第１半導体スイッチの両端の電位差を検出し、該電位差に応じたレベルを有する第３判定信号を出力する第３モニタ回路と、上記第２期間中にオン状態となる、少なくともいずれか一つまたは全ての第１半導体スイッチのオン抵抗が上記第３モニタ回路によって検出された電位差の変化に追従して変化するように、該半導体スイッチを駆動する駆動信号を出力する第３駆動用回路と、上記第１期間にオン状態となる、いずれか一つの第２半導体スイッチの両端の電位差を検出し、該電位差に応じたレベルを有する第４判定信号を出力する第４モニタ回路と、上記第１期間中にオン状態となる、いずれか一つまたは全ての第２半導体スイッチのオン抵抗が上記第４モニタ回路によって検出された電位差の変化に追従して変化するように、該半導体スイッチを駆動する駆動信号を出力する第４駆動用回路とを備え、上記第３駆動用回路から出力される駆動信号は、駆動する上記第１半導体スイッチに対し、外部から供給される該駆動信号を生成するための基準信号のロウレベルを上記第３判定信号のレベルに置換することよって、あるいは上記基準信号のハイレベルを上記基準信号のレベルから上記第３判定信号のレベルを差し引いたレベルに置換することよって生成され、
上記第４駆動用回路から出力される駆動信号は、外部から供給される該駆動信号を生成するための基準信号のロウレベルを上記第４判定信号のレベルに置換することよって生成されることを特徴としている。

したがって、後段のコンデンサを、常に、前段のコンデンサの充電電圧に上記電源電圧を加算した電圧まで充電することができる。それゆえ、上記の構成による突入電流やピーク電流が起きやすい状況であるほど、それらをより抑えることができるという効果に加えて、簡素な構成で、後段のコンデンサを、常に、所望の電圧値に維持することができるという効果を奏する。

また、本発明に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、上記の構成に加えて、上記前段のコンデンサと上記後段のコンデンサとの一つのコンデンサ対に加え、第１コンデンサと第２コンデンサとからなるコンデンサ対をさらにｎ段設け、上記ｎ段のコンデンサ対において、一つのコンデンサ対における第２コンデンサが、次段のコンデンサ対における第１コンデンサとなり、１段目のコンデンサ対における第１コンデンサが、上記後段のコンデンサとなり、最終段のコンデンサ対における第１コンデンサの充電経路上の半導体スイッチをオンすることにより、該コンデンサを電源電圧のｎ＋１倍の電圧にまで充電し、上記最終段のコンデンサ対における第２コンデンサの充電経路上の半導体スイッチをオンすることにより、該コンデンサを電源電圧のｎ＋２倍の電圧にまで充電して、最終段のコンデンサの充電電圧を出力電圧として出力するチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、上記最終段のコンデンサ対における第２コンデンサの充電経路上の半導体スイッチのいずれか一つの半導体スイッチの両端の電位差を検出し、該電位差に応じたレベルを有する第５判定信号を出力する第５モニタ回路と、上記次段のコンデンサ対における第２コンデンサの充電経路上の少なくともいずれか一つまたは全ての半導体スイッチのオン抵抗が上記第５モニタ回路によって検出された電位差の変化に追従して変化するように、該半導体スイッチを駆動する駆動信号を出力する第５駆動用回路とをさらに備え、上記第５駆動用回路から出力される駆動信号は、外部から供給される該駆動信号を生成するための基準信号のロウレベルを上記第５判定信号のレベルに置換することよって生成されることを特徴としている。

上記の構成により、一つのコンデンサ対における第２コンデンサが、次段のコンデンサ対における第１コンデンサになっている。したがって、上記一つのコンデンサ対での充電結果に、上記次段のコンデンサ対での充電結果を足し合わせたものを最終の出力とすることができる。それゆえ、上記の構成による効果に加えて、簡単な構成で、電源電圧の２倍、３倍、などのように任意の整数倍の所望の電圧を得ることができるという効果を奏する。

ところで、上記チャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は電源回路であるため、上記突入電流やピーク電流の低減だけでなく、上記チャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路に接続されている他の回路への影響を鑑みて、上記チャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力電圧に生じる、負荷電流によるリップルを低減する必要がある。

そこで、本発明に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、チャージポンプ動作中の第１期間に、前段のコンデンサの充電経路上の第１半導体スイッチをオンすることにより、該コンデンサを電源電圧まで充電し、上記第１期間に続くチャージポンプ動作中の第２期間に、後段のコンデンサの充電経路上の第２半導体スイッチをオンすることにより、該コンデンサを、上記前段のコンデンサの充電電圧に上記電源電圧を加算した電圧まで充電して、最終段のコンデンサの充電電圧を出力電圧として出力するチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、上記第１期間にオン状態となる、いずれか一つの第１半導体スイッチの両端の電位差を検出し、該電位差に応じたレベルを有する第１判定信号を出力する第１モニタ回路と、上記第１判定信号を用いて、上記第１期間中にオン状態となる、少なくともいずれか一つまたは全ての第１半導体スイッチのオン抵抗が上記第１モニタ回路によって検出した電位差の変化に追従して変化するように、該半導体スイッチを駆動する駆動信号を出力する第１駆動用回路と、上記第２期間にオン状態となる、いずれか一つの第２半導体スイッチの両端の電位差を検出し、該電位差に応じたレベルを有する第２判定信号を出力する第２モニタ回路と、上記第２判定信号を用いて、上記第２期間中にオン状態となる、少なくともいずれか一つまたは全ての第２半導体スイッチのオン抵抗が上記第２モニタ回路によって検出した電位差の変化に追従して変化するように、該半導体スイッチを駆動する駆動信号を出力する第２駆動用回路と、上記最終段のコンデンサの充電期間での出力電圧のレベルが所定のレベル以上とならないように、検出した出力電圧と上記所定のレベルの電圧値とを比較して上記充電期間での出力電圧を制御するための出力判定信号を生成するとともに、該出力判定信号と各モニタ回路から供給された各判定信号とを加算して得た信号を各モニタ回路から供給された各判定信号として出力する出力電圧モニタ回路とを備えていることを特徴としている。

上記の構成により、最終段のコンデンサの充電期間での出力電圧のレベルが、常に所定のレベル以上とならない。従って、上記充電期間での出力電圧の余計な電圧上昇をなくすことができる。すなわち、上記充電期間での負荷電流によるドロップ電圧を低減することができ、これにより、駆動期間に負荷電流により生じるドロップ電圧（リップル電圧）を低減することができ、この結果、上述の突入電流やピーク電流の低減に加えて、出力リップルを低減することができるという効果を奏する。

また、本発明に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、上記の構成に加えて、上記出力電圧モニタ回路は、上記出力電圧を検出して上記所定のレベルと比較し、該比較に基づいて出力電圧を制御するための出力判定信号を生成すると共に、該出力判定信号と上記判定信号とを加算して得た信号を該判定信号として出力することを特徴としている。

上記の構成によれば、上記出力電圧モニタ回路は、上記突入電流やピーク電流の低減を行うための上記判定信号と、出力リップルの低減を行うための上記出力判定信号とを単に加算することのみで、出力リップルを低減している。すなわち、上記出力電圧モニタ回路の動作は、上記突入電流やピーク電流の低減を行う動作に関係なく独立して行われている。従って、従来の制御方法にも影響を与えることがない。

これにより、上記出力リップルの低減のために、新たに複雑な制御を行う必要がない（チャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路のチャージポンプ動作を行うスイッチ回路へ新たな回路を組み込む必要がない）という効果を奏する。

また、上述のように、上記出力電圧モニタ回路の動作が、上記突入電流やピーク電流の低減を行う動作や従来の制御方法に影響しないため、上記リップル電圧が、上記突入電流やピーク電流の低減を行う設定電圧値、回路制御動作タイミングに影響されることがなく、設計時のリップル設定が容易なチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路が実現できるという効果も奏する。

本発明に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、上記の構成に加えて、上記所定のレベルは、上記チャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力可能電圧以下の電圧であれば、任意に設定可能であることを特徴としている。

上記の構成によれば、上記所定のレベルは、上記チャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力可能電圧以下の電圧であれば、任意に設定可能である。従って、出力リップルを適切に設定することで、出力リップル低減した任意の出力を得ることができるという効果を奏する。

以上のように、本発明に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、上記第１期間にオン状態となる、いずれか一つの第１半導体スイッチの両端の電位差を検出し、該電位差に応じた第１判定信号を出力する第１モニタ回路と、上記第１判定信号に応じて、上記第１期間中にオン状態となる、いずれか一つまたは全ての第１半導体スイッチのオン抵抗を、上記検出した電位差が大きいほど大きくするような駆動信号を、該半導体スイッチに出力する第１駆動用回路とを備えたことを特徴としている。

これにより、突入電流やピーク電流が起きやすい状況であるほど、それらを抑えることができる。しかも、従来の半導体スイッチの構成は変更する必要がない。それゆえ、従来の制御方法を保持したまま、昇圧用コンデンサや出力コンデンサの充電が十分でない状態で充電用電流を流した場合の突入電流やピーク電流を低減化することができるという効果を奏する。

〔実施の形態１〕
本実施形態は、小型の電子機器等において電源電圧Ｖｉｎを昇圧して使用する場合に、チャージポンプ方式で昇圧動作を行うＤＣ／ＤＣコンバータである。このコンバータにおいては、コンデンサとこれに加える電圧をパルス的に制御して与えるので、その初期状態（電源投入時等）や負荷の変動により出力コンデンサの充電電圧が低下した状態で、パルスの切り替わり時等に瞬間的に大きな電流が流れ、場合によってはシステムの破壊に至ることも考えられる。なお、電源投入直後においては、従来の技術でも初期待機状態を設けている。この初期待機状態を経てチャージポンプ動作を行うようになっており、本実施の形態は、このチャージポンプ動作時に流れる突入電流およびピーク電流といわれる非常に大きな電流を防ぐことができるものである。

図１に示すように、チャージポンプ回路１（チャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ）は、チャージポンプＳＷ回路１５、駆動用回路１１〜１４および、Ｑ１１とＱ１２を流れる電流をモニタして駆動用回路１３と駆動用回路１４へ判定信号（判定電圧）１８と１９を供給するモニタ回路１７を備えている。Ｃ１１は、電源電圧Ｖｉｎで充電される昇圧用コンデンサ（前段のコンデンサ）である。Ｃ１２は、平滑コンデンサであり、Ｃ１１と電源電圧Ｖｉｎとで昇圧した電圧が充電される出力コンデンサ（後段のコンデンサ）である。

チャージポンプＳＷ回路１５は、図３４のＱ５１〜Ｑ５４と同様のＭＯＳトランジスタからなる半導体スイッチＱ１１〜Ｑ１４（第１および第２半導体スイッチ）を有している。チャージポンプＳＷ回路１５において、スイッチの切り替え、およびそれによるＣ１１、Ｃ１２への充電の様子は従来の技術の説明で述べたものと同じであるのでここでは省略する。

モニタ回路１７は、トランジスタに流れる電流をモニターするものである。モニタ回路１７は、モニタ回路１７ａ（第２モニタ回路）とモニタ回路１７ｂ（第１モニタ回路）とに分かれており、それぞれが、後述の図２のような構成を有している。モニタ回路１７ｂは、昇圧用コンデンサＣ１１を電源電圧Ｖｉｎに充電する時に、Ｑ１２の両端の電位差を検出して設定電圧との差に応じて、Ｑ１４のオン抵抗の大きさを変化させるように駆動用回路１４（第１駆動回路）に信号１９（第１判定信号）を供給する回路である。また、モニタ回路１７ａは、出力コンデンサＣ１２を昇圧用コンデンサＣ１１の充電電圧に電源電圧Ｖｉｎを加算した電圧まで充電する時に、Ｑ１１の両端の電位差と設定電圧との差に応じて、Ｑ１３のオン抵抗の大きさを変化させるように駆動用回路１３（第２駆動回路）に判定信号１８（第２判定信号）を供給する回路である。

本形態では、図１のように上側のトランジスタの電流をモニターして、下側のトランジスタの駆動信号を制御しているが、この逆でも原理的には可能である。しかし、本形態のようにチャージポンプ方式での昇圧を目的とした場合は、図１のような方式（構成）のほうが実用的である。

また、スイッチ制御信号については、入力信号（以下、単に信号と記す）１１ａと信号１３ａ（Ｑ１１とＱ１３）とが一つのペアであり、信号１２ａと信号１４ａ（Ｑ１２とＱ１４）とがもう一つのペアである。「信号１１ａ、１３ａ、１４ａ」と「信号１２ａ」とは、逆相の関係にある。信号１１ａ、１３ａ、１４ａとしては、図示しないクロック信号をそのまま利用でき、信号１２ａは、そのクロック信号を反転させて利用できる。

このように、本構成は、ＭＯＳトランジスタを半導体スイッチとして用いて、これとコンデンサとによって、ある電圧を昇圧する、チャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータである。そして、昇圧用コンデンサを電源電圧まで充電する時に、電源から昇圧用コンデンサへの経路をオンオフする半導体スイッチの両端の電位差を検出し、昇圧用コンデンサからＧＮＤへの経路をオンオフする半導体スイッチの駆動用回路へ判定信号を供給するモニタ回路および、出力コンデンサを昇圧用コンデンサの充電電圧に電源電圧を加算した電圧まで充電する時に、昇圧用コンデンサから出力コンデンサへの経路をオンオフする半導体スイッチの両端の電位差を検出し、電源から昇圧用コンデンサへの経路をオンオフする半導体スイッチの駆動用回路へ判定信号を供給するモニタ回路を備えている。モニタ回路で検出した電位差が設定電圧より大きい場合、コンデンサに接続されるスイッチのオン抵抗を、判定信号が入力される駆動用回路で制御することによって、チャージポンプ動作時の突入電流やピーク電流を低減化できるようになっている。

本構成例では、コンデンサに対してペアで動作し、かつそれぞれ駆動用回路を有している２つのスイッチ（トランジスタ）に於いて、一方のスイッチに流れる電流をモニターしながら、そのモニター値に応じて、もう一方のスイッチの駆動電圧を制御する。本構成例では、逆相で動作する制御信号を扱うために、ペアで動作するスイッチが２つある。即ち、トータルのスイッチ数は４個であり、いずれのペアにおいても、上記のようにモニターされる側と、レベル制御される側との構成になっている。

モニタ回路例を図２に示す。入力Ａ，入力Ｂに半導体スイッチの両端を接続し、電位差を出力Ｃで出力する。入力インピーダンスが半導体スイッチのオン抵抗に対して非常に大きいため、昇圧回路（チャージポンプ回路）からモニタ回路へ電流はほとんど流れない。

上記図２に示されるモニタ回路の出力Ｃが判定信号１８や１９である。出力Ｃは、後述の図１２や図１３に１８・１９で示すように、入力Ａ・Ｂ間の電位差が大きいときは大きく、それにより制御対象の半導体スイッチのオン抵抗を大きくする。しかし、出力Ｃは、入力Ａ・Ｂ間の電位差が小さくなるにつれて小さくなる。そして、最後にはゼロとなって、オン抵抗をゼロにするが、このときの入力Ａ・Ｂ間の電位差が設定電圧である。逆に言えば、入力Ａ・Ｂ間の電位差がこの設定電圧より大きい場合には、出力Ｃがゼロより大きくなり、よって制御対象の半導体スイッチのオン抵抗が、その分、大きくなる。設定電圧はゼロとすることも、ゼロより大きい値とすることもでき、製造時に、所望の値となるように、抵抗Ｒ１〜Ｒ７の値を決めればよい。

また、ここでは出力Ｃは最後にはゼロになるようにしているが、ゼロより大きい値とする（したがってオン抵抗がゼロより大きい）こともできる。

実際の製品において、入力Ａ・Ｂ間の電位差が最大のときに、出力Ｃが、信号１３ａや１４ａのＨｉｇｈの電圧（あるいはそれ以下）となるように、抵抗Ｒ１〜Ｒ７の値を決めることもできる。

駆動用回路１１は、図３に示すように、半導体制御用信号の駆動能力を向上させるバッファ回路であり、外部からのクロック信号の駆動能力を向上させて半導体ＳＷを駆動する。

駆動用回路１２は、駆動用回路１１と同様である。

駆動用回路１３は、図４に示すように、駆動用回路１１にＬ（Ｌｏｗ）レベル制御回路４１を付加した構造である。モニタ回路１７の判定信号１８で出力のＬレベルを調整可能となり、半導体スイッチＱ１３のオン抵抗を制御し、突入電流を抑制する構造である。

駆動用回路１４は、図５に示すように、駆動用回路１１にＨ（Ｈｉｇｈ）レベル制御回路４２を付加した構造である。モニタ回路１７の判定信号１９で出力のＨレベルを調整可能となり、半導体スイッチＱ１４のオン抵抗を制御し、突入電流を抑制する構造である。

モニタ回路１７の追加、および駆動用回路１３、１４へのレベル制御回路の追加によって、現在使用しているチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータに新たに突入電流抑制の機能を持たせることが可能になる。

Ｌレベル制御回路４１およびＨレベル制御回路４２では、その具体的構成はバッファ回路と同様の構成であって、その電源電圧もしくは接地電圧を変更するような形になる。すなわち、図６に示すように、バッファ回路は、Ｈレベルとしては電源電圧Ｖｉｎを出力し、ＬレベルとしてはＧＮＤを出力する。図７に示すように、Ｌレベル制御回路は、Ｈレベルとしては電源電圧Ｖｉｎを出力し、Ｌレベルとしては上記バッファ回路のＧＮＤを判定信号１８に置き換えることで、判定信号１８に応じてＬレベルが変化する。図８に示すように、Ｈレベル制御回路は、バッファ４３と、電源電圧Ｖｉｎから判定信号１９を減算する減算回路４４とを備えた構成となっており、減算回路４４の出力をバッファ４３の電源とすることで、Ｈレベルが変化する。

なお、図９に示すチャージポンプ回路２（チャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ）のように、「モニタ回路が電位差を検出するスイッチ」（Ｑ１１、Ｑ１２）と、「判定信号に応じて可変する駆動回路出力でオンオフされるスイッチ」（Ｑ１１、Ｑ１２）とが、同一である構成も可能である。この場合、駆動用回路２１、２２（第１駆動回路）はそれぞれ、図４に示す構成を用い、駆動用回路２３、２４はそれぞれ、図３に示す構成を用いる。

また、図１０に示すチャージポンプ回路３（チャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ）のように、例えばＱ１２の電位差に基づいてオン抵抗を増減されるスイッチは、駆動用回路３２と３４（第１駆動回路）との両方であってもよい。すなわち、「判定信号に応じて可変する駆動回路出力でオンオフされるスイッチ」（Ｑ１１〜Ｑ１４）が、「モニタ回路が電位差を検出するスイッチ」（Ｑ１１、Ｑ１２）と「モニタ回路が電位差を検出しないスイッチ」（Ｑ１３、Ｑ１４）との両方となっている。この場合、駆動用回路３１、３２、３３はそれぞれ、図４に示す構成を用い、駆動用回路３４は、図５に示す構成を用いる。

各信号１１ａ〜１４ａの波形は、図１１に示すような形で、Ｈｉｇｈ／Ｌｏｗの２値のいずれかをとる。図中、初めの「１）」と記載した区間（第１区間）は、チャージポンプ動作に移る直前の期間である。その次の区間（第２区間）からチャージポンプ動作が始まる。第２区間以降は、一つの区間の前半（図中、「２）」と記載）と、同じ区間の後半（図中、「１）」と記載）とに分かれている。一つの区間が前述のクロック信号の１周期である。

第２区間以降において、１）、２）は、制御対象の半導体スイッチのオン・オフの境界に沿って区間を分けたもの（部分区間）である。１）は、信号１１ａ・１２ａ・１３ａ・１４ａの順にいえば、「オフ・オン・オフ・オン」となる部分区間である。２）は、信号１１ａ・１２ａ・１３ａ・１４ａの順にいえば、「オン・オフ・オン・オフ」となる部分区間である。

図１の回路では、以下の１）と２）とを繰り返して出力を得る。すなわち、
１）昇圧用コンデンサＣ１１がＶｉｎまで充電される状態（第１期間）
２）昇圧用コンデンサＣ１１の充電電圧にＶｉｎが加算された電圧まで出力コンデンサＣ１２が充電される状態（第２期間）
である。

上記のような構成を用いてチャージポンプ動作時の突入電流抑制処理を行う様子を説明する。

電源電圧Ｖｉｎを投入すると、寄生ダイオードを介して昇圧用コンデンサＣ１１、出力コンデンサＣ１２へ充電電流が流れるため、出力電圧がＶｉｎ近くまで上昇し、そのタイミングで充電電流が電源電圧Ｖｉｎから各コンデンサＣ１１やＣ１２に流れる。

チャージポンプ起動時等で昇圧用コンデンサＣ１１の充電が十分でない場合、Ｑ１１とＱ１３がオフかつＱ１２とＱ１４がオンとなる時、電源電圧ＶｉｎとコンデンサＣ１１が接続され、非常に大きな充電電流が流れ、Ｑ１２の両端の電位差が大きくなる。この電位差をモニタ回路１７で検出し、判定信号１９を駆動用回路１４に供給し、電位差に応じてＨレベル制御回路４２の出力のＨレベルを変化させて、Ｑ１４のオン抵抗を変化させる。これにより、電位差が設定電圧よりも大きい時にはＱ１４のオン抵抗を大きくし、経路を流れる電流を抑制して、突入電流を抑制する。Ｃ１１の充電によりＱ１２の両端の電位差が小さくなるとともに、Ｈレベル制御回路の出力電圧を増加させ、Ｑ１４のオン抵抗を減少させる。Ｑ１２の両端の電位差が小さくなって設定電圧に等しくなると、Ｈレベル制御回路４２の出力電圧をＨレベルにして、Ｑ１４のオン抵抗をほぼ０にする。

次に、出力コンデンサＣ１２の充電が十分でない場合、Ｑ１１とＱ１３がオン状態かつＱ１２とＱ１４がオフ状態となる時、Ｃ１１の充電電圧に電源電圧Ｖｉｎを加算した電圧までＣ１２を充電するため、Ｃ１１からＣ１２へ非常に大きな充電電流が流れる。この電流のためＱ１１の両端の電位差が大きくなる。この電位差をモニタ回路１７で検出し、判定信号１８を駆動用回路１３に供給し、電位差に応じてＬレベル制御回路４１の出力のＬレベルを変化させて、Ｑ１３のオン抵抗を変化させる。これにより、電位差が設定電圧よりも大きい時にはＱ１３のオン抵抗を大きくし、経路を流れる電流を抑制して、突入電流やピーク電流を抑制する。Ｃ１２の充電によりＱ１１の両端の電位差が小さくなるとともに、Ｌレベル制御回路４１の出力電圧を減少させ、Ｑ１３のオン抵抗を減少させる。Ｑ１１の両端の電位差が小さくなって設定電圧に等しくなると、Ｌレベル制御回路４１の出力電圧をＬレベルにし、Ｑ１３のオン抵抗をほぼ０にする。

さらに、通常使用時にチャージポンプ出力側の負荷が変動し出力電圧が下がった場合、Ｃ１２の充電電圧が下がり、出力コンデンサＣ１２が放電される。そのため、Ｃ１２の充電が十分でない場合と同様に、Ｃ１１からのピーク電流を抑制できる。

図４に示す、Ｌレベル制御回路４１を付加した駆動用回路１３の動作波形例は、図１２のようになる。図１２に示すように、駆動用回路１３の出力が信号１３ａに応じてＨｉｇｈ、Ｌｏｗ反転し、Ｌレベルについては判定信号１８に応じて変化する。

時間が縦の破線で５つに区切られており、それぞれを第１区間〜第５区間とする。第１区間は、チャージポンプ動作に移る直前の期間である。その次の区間（第２区間）からチャージポンプ動作が始まる。第２区間以降は、前半がＣ１２の充電期間で、後半がＣ１１の充電期間である。

第２区間以降において、信号１８の減り方、および、駆動用回路１３の出力の減り方は、区間が進むにつれて急峻になっていくのがわかる。

駆動用回路１３の出力のＬレベルは、判定信号１８が大きければ上昇し、判定信号１８が小さくなるとともに下降する。

判定信号１８は、モニタ回路１７ａから出力される信号で、Ｑ１１の電位差ΔＶ１１に対して以下の式が成り立つ。
（判定信号１８）＝ｋΔＶ１１
ここで、ｋは任意に設定が可能な係数であり、この例では正の値である。

Ｑ１１の電位差ΔＶ１１が大きければ、出力のＬレベルが上昇し、Ｑ１３のオン抵抗が増大する。そのため、経路を流れる電流を抑制することができる。

図５に示す、Ｈレベル制御回路４２を付加した駆動用回路１４は、駆動用回路１３のＬレベル制御回路がＨレベル制御回路になったものである。その動作波形は図１３のようになる。

時間が縦の破線で５つに区切られており、それぞれを第１区間〜第５区間とする。それぞれ、図１２に対応しており、第１区間は、チャージポンプ動作に移る直前の期間である。その次の区間（第２区間）からチャージポンプ動作が始まる。第２区間以降は、前半がＣ１２の充電期間で、後半がＣ１１の充電期間である。

第２区間以降において、信号１９の減り方、および、駆動用回路１４の出力の増え方は、区間が進むにつれて急峻になっていくのがわかる。

図１３に示すように、駆動用回路１４の出力が信号１４に応じてＨｉｇｈ、Ｌｏｗ反転し、Ｈレベルについては判定信号１９に応じて変化する。

駆動用回路１４の出力のＨレベルは、判定信号１９が大きければ下降し、判定信号１９が小さくなるとともに上昇する。

判定信号１９は、モニタ回路１７ｂから出力される信号で、Ｑ１２の電位差ΔＶ１２に対して以下の式が成り立つ。
（判定信号１９）＝ｈΔＶ１２
ここで、ｈは任意に設定が可能な係数であり、この例では正の値である。

Ｑ１２の電位差ΔＶ１２が大きければ、出力のＨレベルが下降し、Ｑ１４のオン抵抗が増大する。そのため、経路を流れる電流を抑制することができる。

チャージポンプ回路の電源電圧Ｖｉｎは、図１４に示すような回路から供給されるようになっている。Ｃ１０３は、ＩＣを使用する際に通常挿入する、電源−ＧＮＤ間のコンデンサ（バイパスコンデンサ）である。チャージポンプ動作による瞬間的に流れる電流が抵抗Ｒ１０２を介して回路側Ｖｉｎ端子へ供給される時、回路側から見て、抵抗Ｒ１０１とコンデンサＣ１０３とでローパスフィルタが形成される。よって、コンデンサＣ１０３から回路側へ電源が供給された後、コンデンサＣ１０３が失った電荷をＶｉｎから抵抗Ｒ１０１を介してコンデンサＣ１０３へ充電する動作が行われる。

そのため、Ｒ１０１に起動時の突入電流やピーク電流が流れると、Ｖｉｎを共通とする他の機器に悪影響を及ぼす等の不都合がある。

図３４に示す従来のチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータの出力と電源電流波形を、図１５ないし図１７に示す。ここで、Ｖｐ５１は、Ｑ５１とＱ５２とＣ５１との接点（図３４中、Ａで示す）の電圧である。

また、図１に示すチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータの出力と電源電流波形を、図１８ないし図２０に示す。ここで、Ｖｐ１１は、Ｑ１１とＱ１２とＣ１１との接点（図１中、Ａで示す）の電圧である。

図１の回路では、図１９および図２０に示すように、Ｒ１０２を流れる電流を時間的に分散することにより、Ｒ１０１に流れる電流を抑制することができる。

図１８のＶｐ１１のほうが図１５のＶｐ５１より増減が緩やかである。また、出力電圧の増え方についても、図１８のほうが図１５よりも緩やかである。

このように、本発明によりチャージポンプ動作時の半導体ＳＷの両端の電位差をモニタしながら駆動用回路を制御することで、経路を流れる電流を抑制でき、チャージポンプ回路の初期動作時の突入電流や負荷の変動によるピーク電流を抑制できるので、他の機器への悪影響を防止できる。

また、本発明では、チャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ内のチャージポンプのＳＷ回路の内部へ新たな追加の回路を組み込む必要がなく、そのことにより、新たなチャージポンプ駆動動作を制御する必要もない。したがって、本来のチャージポンプ本来の特性への影響が一切ない。

したがって、この構成を用いると、チャージポンプ方式のＤＣ／ＤＣコンバータであれば、その種類、段数、駆動方法等に関係なく同一の手法で、突入電流軽減のための回路をチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータへ組み込むことが可能である。

図１以外の構成として、以下に示すように、昇圧用コンデンサを複数個用いた回路が可能である。

この構成は、前段のコンデンサと後段のコンデンサとの対をコンデンサ対と称するとき、一つのコンデンサ対における後段のコンデンサが、別のコンデンサ対における後段のコンデンサと共通になっているものである。

まず、モニタ回路を設ける前の構成として、図３４の２倍昇圧回路に昇圧用コンデンサＣ１１２を１個追加した回路例を図２１に示す。昇圧用コンデンサを追加したことにより、半導体スイッチＱ１１５〜Ｑ１１８（第１および第２半導体スイッチ）および駆動用回路１１５〜１１８（第３駆動回路および第４駆動回路）が追加される。ＭＯＳトランジスタからなる半導体スイッチＱ１１１〜Ｑ１１４の部分およびＱ１１５〜Ｑ１１８の部分の構成はいずれも図１の構成と同一である。前段のコンデンサＣ１１１と後段のコンデンサＣ１１３とが一つのコンデンサ対をなし、前段のコンデンサＣ１１２と後段のコンデンサＣ１１３とが一つのコンデンサ対（別のコンデンサ対）をなしており、後段のコンデンサＣ１１３がコンデンサ対間で共通となっている。出力端子１１９から最終的な電圧が出力されるようになっている。

各駆動用回路へ入力する信号１１１ａ〜１１８ａの波形例を図２２に示す。各区間における信号１１５ａ〜１１８ａのＨｉｇｈ／Ｌｏｗの挙動はそれぞれ信号１１１ａ〜１１４ａの挙動と正反対である。また、各区間における信号１１１ａ〜１１４ａのＨｉｇｈ／Ｌｏｗの挙動はそれぞれ図１１の信号１１ａ〜１４ａの挙動と同じである。

図３４の回路では、以下の１）と２）とを繰り返して出力を得る。すなわち、
１）昇圧用コンデンサＣ５１がＶｉｎまで充電される状態（第１期間）
２）Ｃ５１の充電電圧にＶｉｎが加算された電圧まで出力コンデンサＣ５２が充電される状態（第２期間）である。

一方、図２１の回路では、以下の１）と２）とを繰り返して出力を得る。すなわち、
１）昇圧用コンデンサＣ１１１がＶｉｎまで充電され、かつ、昇圧用コンデンサＣ１１２の充電電圧にＶｉｎが加算された電圧まで出力コンデンサＣ１１３が充電される状態
２）昇圧用コンデンサＣ１１１の充電電圧にＶｉｎが加算された電圧まで出力コンデンサＣ１１３が充電され、かつ、昇圧用コンデンサＣ１１２がＶｉｎまで充電される状態
である。

図２１のような回路構成は、一般的に用いられ、常に出力コンデンサを２Ｖｉｎまで充電する状態にできる回路構成である。

図２１に示す回路に対して、本発明の構成を適用した回路を図２３に示す。図２３において、駆動用回路１２３と１２７としては図４の構成を用いて、駆動用回路１２４と１２８としては図５の構成を用いる。そのことおよびモニタ回路を設けたこと以外は、図２３の構成は図２１の構成と同一である。

モニタ回路１３１、１３２、１３５（第４モニタ回路）、１３６（第３モニタ回路）およびそれらが出力する判定信号１３１ａ、１３２ａ、１３５ａ（第４判定信号）、１３６ａ（第３判定信号）の動作は図１の場合と同一であり、また、駆動用回路１２１〜１２８およびそれらに入力される信号１２１ａ〜１２８ａの動作は図２１の場合と同一であり、説明は省略する。

このように、昇圧用コンデンサが追加された場合でも、図１の場合と同様、図２１に示すチャージポンプ回路の本来の構成を変更する必要がない。

また、以下に示すように、３倍、４倍、５倍、・・・昇圧回路（一般には、ｎ倍昇圧回路（ｎ倍チャージポンプ回路）（ｎは２以上の整数）が可能である。

この構成は、前段のコンデンサと後段のコンデンサとの対をコンデンサ対と称するとき、一つの前側のコンデンサ対における後段のコンデンサが、別の後側のコンデンサ対における前段のコンデンサになっているものである。

まず、モニタ回路を設ける前の構成として、図２４に、３倍昇圧回路を示す。図２４に示すように、図３４の２倍昇圧回路と同様のチャージポンプ回路（図中、左側）はＭＯＳトランジスタからなる半導体スイッチＱ１４１〜Ｑ１４４を備え、追加されたチャージポンプ回路１４０（図中、右側）はＭＯＳトランジスタからなる半導体スイッチＱ１４５〜Ｑ１４７を備えている。そして、図３４の２倍昇圧回路の出力部に、図２４のチャージポンプ回路１４０の入力部が追加（接続）され、チャージポンプ回路１４０の出力部が出力端子となっている。Ｑ１４１〜Ｑ１４４の部分は図１の構成と同一である。前段のコンデンサＣ１４１と後段のコンデンサＣ１４２とが一つのコンデンサ対をなし、前段のコンデンサＣ１４２（第１コンデンサ）と後段のコンデンサＣ１４３（第２コンデンサ）とが一つのコンデンサ対をなしており、一つの前側のコンデンサ対における後段のコンデンサＣ１４２が別の後側のコンデンサ対における前段のコンデンサになっている。出力端子１４８から最終的な電圧が出力されるようになっている。

各駆動用回路へ入力する信号１４１ａ〜１４７ａの波形例を図２５に示す。各区間における信号１４５ａ〜１４７ａのＨｉｇｈ／Ｌｏｗの挙動はいずれも信号１４２ａの挙動と同一である。また、各区間における信号１４１ａ〜１４４ａのＨｉｇｈ／Ｌｏｗの挙動はそれぞれ図１１の信号１１ａ〜１４ａの挙動と同じである。

図２５中、初めの「（ｂ）」と記載した区間（第１区間）は、チャージポンプ動作に移る直前の期間である。その次の区間（第２区間）からチャージポンプ動作が始まる。第２区間以降は、一つの区間の前半（図中、「（ａ）」と記載）と、同じ区間の後半（図中、「（ｂ）」と記載）とに分かれている。一つの区間が前述のクロック信号の１周期である。

第２区間以降において、（ａ）、（ｂ）は、制御対象の半導体スイッチのオン・オフの境界に沿って区間を分けたもの（部分区間）である。（ａ）は、信号１４１ａ・１４２ａ・１４３ａ・１４４ａの順にいえば、「オン・オフ・オン・オフ」となる部分区間である。（ｂ）は、信号１４１ａ・１４２ａ・１４３ａ・１４４ａの順にいえば、「オフ・オン・オフ・オン」となる部分区間である。

図２４の回路は、以下の（ａ）、（ｂ）を繰り返す。すなわち、
（ａ）Ｃ１４１をＶｉｎまで充電し、かつ、Ｃ１４３を、Ｃ１４２の充電電圧（２Ｖｉｎ）にＶｉｎが加算された電圧（３Ｖｉｎ）まで充電する状態
（ｂ）Ｃ１４２を、Ｃ１４１の充電電圧（Ｖｉｎ）にＶｉｎが加算された電圧（２Ｖｉｎ）まで充電する状態
である。（ａ）、（ｂ）の状態を繰り返すことによって、Ｖｉｎの３倍の電圧を出力することができる。

さらに、図２４にチャージポンプ回路１４０を１個、２個、・・・、と複数個接続することによって、４倍、５倍、・・・、ｎ倍昇圧回路を構成することが可能である。

図２４に示す回路に対して、本発明の構成を適用した回路を図２６に示す。図２６において、駆動用回路１５３と１５６としては図４の構成を用い、駆動用回路１５４としては図５の構成を用いる。そのことおよびモニタ回路を設けたこと以外は、図２６の構成は図２４の構成と同一である。

モニタ回路１６１〜１６３（第５モニタ回路）およびそれらが出力する判定信号１６１ａ〜１６３ａ（第５判定信号）の動作は図１の場合と同一であり、また、駆動用回路１５１〜１５７およびそれらに入力される信号１５１ａ〜１５７ａの動作は図２４の場合と同一であり、説明は省略する。

図２６に示すように、図２４に示す３倍（一般にはｎ倍）チャージポンプ回路の本来の構成を変更する必要がない。

〔実施の形態２〕
上記実施の形態１では、チャージポンプ回路のチャージポンプ動作時における突入電流およびピーク電流の低減について説明した。ところで、チャージポンプ回路は電源回路であるため、上記突入電流やピーク電流だけでなく、出力電圧のリップルについても考慮する必要がある。

本実施の形態２に係るチャージポンプ回路２１０は、上記実施の形態１に係るチャージポンプ回路１に出力リップルを低減するための出力電圧モニタ回路２０５を備え、該出力電圧モニタ回路２０５により、スイッチＱ１１とスイッチＱ１３とがオンかつスイッチＱ１２とスイッチＱ１４とがオフの時（第２期間）（ディスチャージ期間）（所定の期間）のチャージポンプ回路２１０の出力電圧を所定のレベル以上とならないように制御する。これにより、ここでは、ディスチャージ期間でのドロップ電圧をなくすことができる。すなわち、駆動期間（チャージ期間およびディスチャージ期間）に負荷電流により生じるドロップ電圧（リップル電圧）を最低限の値、つまり、上記チャージ期間に生じるドロップ電圧のみとすることができ、この結果、出力リップルを低減することができる。以下、詳細に説明する。

図２７は、図３４に示す従来のチャージポンプ回路５の出力波形を示しており、図２８は、チャージポンプ回路１の出力波形を示している。また、図２９は、チャージポンプ回路２１０の出力波形を示している。

チャージポンプ回路５の出力電圧には、図２７に示すような出力リップルが生じている。なお、図中のＶｄｒｐ１は、ディスチャージ期間におけるドロップ電圧を示し、Ｖｄｒｐ２は、チャージ期間におけるドロップ電圧を示している。

次に、チャージポンプ回路１の出力電圧には、図２８に示すような出力リップルが生じている。図示から明らかであるように、チャージポンプ回路１の出力リップルは、チャージポンプ回路５の出力リップルより低減されている。これは、チャージポンプ動作時における突入電流およびピーク電流の低減によるものである。

ここで、チャージポンプ回路５とチャージポンプ回路１とで、チャージポンプ動作時における突入電流およびピーク電流の制限以外の条件が全く同じであるとすると、チャージポンプ回路５およびチャージポンプ回路１のそれぞれのチャージ期間での負荷電流によるドロップ電圧（図中のＶｄｒｐ２）は、チャージポンプ回路５とチャージポンプ回路１とで同一となる。従って、出力リップルを低減しようとする場合、ディスチャージ期間におけるドロップ電圧（図中のＶｄｒｐ１）を小さくしてやればよい。すなわち、突入電流およびピーク電流の制限を大きくすればよい（スイッチのオン抵抗を大きくする）。

しかしながら、この場合、突入電流およびピーク電流の制限自体に影響を与えてしまう。また、突入電流およびピーク電流の制御を利かせすぎると、負荷電流が大きな条件では目標電圧に到達しないリスクもある。

そこで、本実施の形態２に係るチャージポンプ回路２１０では、上述のように、出力電圧モニタ回路２０５により、ディスチャージ期間のチャージポンプ回路２１０の出力電圧を所定のレベル（後述の出力判定電圧）以上とならないように制御している（図２９参照）。

なお、上述のように、チャージポンプ回路２１０は、チャージポンプ回路１の構成に出力電圧モニタ回路２０５を備えた構成であるため、出力リップルを低減できると共に、チャージポンプ動作時の突入電流およびピーク電流も低減できる。また、出力電圧モニタ回路２０５は、チャージポンプ回路２１０の出力電圧を所定のレベル以上とならないように制御するが、所定のレベルの設定値によっては、以下に示すように、チャージポンプ回路２１０の出力電圧を所定のレベルと同一となるように制御してもよい。

次に、上述のような出力リップルを低減できるチャージポンプ回路２１０の具体的な構成および動作について説明する。なお、ここでは、出力電圧モニタ回路２０５が、チャージポンプ回路２１０の出力電圧を所定のレベルとなるように制御する場合を例として説明する。

図３０は、チャージポンプ回路２１０の構成を示している。

チャージポンプ回路２１０は、図示のように、チャージポンプ回路１に、出力電圧モニタ回路２０５（出力電圧モニタ回路２０５ａおよび出力電圧モニタ回路２０５ｂ）を備えている。以下、チャージポンプ回路２１０について詳細に説明するが、上述のように、チャージポンプ回路２１０は、チャージポンプ回路１の構成に出力電圧モニタ回路２０５を備えた構成である。よって、ここでは、出力電圧モニタ回路２０５について主に説明する。

出力電圧モニタ回路２０５ａは、チャージポンプ回路２１０の出力電圧を検出し、該出力電圧を予め定められている出力判定電圧と比較し、上記出力電圧を制御するための出力判定信号を生成する。そして、該出力判定信号とモニタ回路１７ａから出力される信号１８とを加算して、スイッチＱ１３のＯＮ抵抗の大きさを変化させるための信号１８Ａを生成し、駆動用回路１３に出力する。

同様に、出力電圧モニタ回路２０５ｂは、チャージポンプ回路２１０の出力電圧を検出し、該出力電圧を予め定められている出力判定電圧と比較し、上記出力電圧を制御するための出力判定信号を生成する。そして、該出力判定信号とモニタ回路１７ｂから出力される信号１９とを加算して、スイッチＱ１４のＯＮ抵抗の大きさを変化させるための信号１９Ａを生成し、駆動用回路１４に出力する。

これにより、スイッチＱ１３、Ｑ１４のＯＮ抵抗は、突入電流およびピーク電流の低減に加えて、出力リップルも低減するように制御される。なお、駆動用回路１３、１４でのスイッチＱ１３、Ｑ１４のＯＮ抵抗の制御は、上記実施の形態１で述べた制御方法と同一であるため、ここでは省略する。

図３１は、出力電圧モニタ回路２０５ａの具体的な構成を示している。

出力電圧モニタ回路２０５ａは、図示のように、出力判定回路２０１ａおよび加算回路２０２ａを備えている。出力判定回路２０１ａは、チャージポンプ回路２１０の出力電圧と予め定められている出力判定電圧とを比較して出力判定信号を生成する。加算回路２０２ａは、出力判定回路２０１ａで生成された出力判定信号とモニタ回路１７ａから出力される信号１８とを加算して、スイッチＱ１３のＯＮ抵抗の大きさを変化させるための信号１８Ａを生成する。

出力判定回路２０１ａは、オペアンプＯＰ１および抵抗Ｒ８〜Ｒ１４により構成され、入力端子ｉｎ１には、チャージポンプ回路２１０の出力電圧が入力され、入力端子ｉｎ２には、チャージポンプ回路２１０の出力電圧と比較される出力判定電圧が入力され、出力端子ｏ１からは判定信号が出力される。

抵抗Ｒ８および抵抗Ｒ１３は、入力端子ｉｎ２とオペアンプＯＰ１の反転入力端子との間に接続され、抵抗Ｒ９は、抵抗Ｒ８および抵抗Ｒ１３の接続点と、ＧＮＤとの間に接続されている。同様に、抵抗Ｒ１０および抵抗Ｒ１２は、入力端子ｉｎ１とオペアンプＯＰ１の非反転入力端子との間に接続され、抵抗Ｒ１１は、抵抗Ｒ１０および抵抗Ｒ１２の接続点と、ＧＮＤとの間に接続されている。抵抗Ｒ１４は、オペアンプＯＰ１の反転入力端子と出力端子ｏ１との間に接続されている。

出力判定回路２０１ａは、チャージポンプ回路２１０の出力電圧が出力判定電圧より大きければ、スイッチＱ１３のＯＮ抵抗を大きくするような（例えば、出力電圧と出力判定電圧との電圧差にリニアな関係でスイッチＱ１３のＯＮ抵抗を大きくするような）出力判定信号Ｊ１を生成する。もしくは、スイッチＱ１３をオフとするような出力判定信号Ｊ１を生成する。

逆に、チャージポンプ回路２１０の出力電圧が出力判定電圧より小さければ、スイッチＱ１３のＯＮ抵抗を小さくするような（例えば、出力電圧と出力判定電圧との電圧差にリニアな関係でスイッチＱ１３のＯＮ抵抗を小さくするような）出力判定信号Ｊ２を生成する。もしくは、スイッチＱ１３をオンとするような出力判定信号Ｊ２を生成する。

出力判定電圧（出力電圧）は、チャージポンプ回路２１０の出力可能電圧以下であれば、任意に設定可能である。チャージポンプ回路２１０に接続される回路に鑑みて適宜設定すればよい。ここでは、チャージポンプ回路２１０に接続される回路に対して電圧供給能力を有する値の最低値としている。

加算回路２０２ａは、オペアンプＯＰ２および抵抗Ｒ１５〜Ｒ１９により構成され、入力端子ｉｎ３には、モニタ回路１７ａから出力される信号１８が入力され、入力端子ｉｎ４には、出力判定回路２０１ａから出力される判定信号が入力され、出力端子ｏ２からはスイッチＱ１３のＯＮ抵抗の大きさを変化させるための信号１８Ａが出力される。

抵抗Ｒ１５の一端は、入力端子ｉｎ３に接続され、抵抗Ｒ１６の一端は、入力端子ｉｎ４に接続され、抵抗Ｒ１５および抵抗Ｒ１６のそれぞれの他端は、互いに接続されている。抵抗Ｒ１７は、抵抗Ｒ１５および抵抗Ｒ１６の接続点とオペアンプＯＰ２の非反転入力端子との間に接続されている。抵抗Ｒ１８は、オペアンプＯＰ２の反転入力端子とＧＮＤとの間に接続されている。抵抗Ｒ１９は、オペアンプＯＰ２の反転入力端子と出力端子ｏ２との間に接続されている。

出力電圧モニタ回路２０５ｂは、出力電圧モニタ回路２０５ａと同様に、出力判定回路２０１ｂおよび加算回路２０２ｂを備えている。出力判定回路２０１ｂは、チャージポンプ回路２１０の出力電圧と予め定められている出力判定電圧とを比較して出力判定信号を生成する。加算回路２０２ｂは、出力判定回路２０１ｂで生成された出力判定信号とモニタ回路１７ｂから出力される信号１９とを加算して、スイッチＱ１４のＯＮ抵抗の大きさを変化させるための信号１９Ａを生成する。出力判定回路２０１ｂおよび加算回路２０２ｂのそれぞれの構成は、出力判定回路２０１ａおよび加算回路２０２ａのそれぞれの構成と同一である。

次に、出力電圧モニタ回路２０５の動作について説明する。なお、出力電圧モニタ回路２０５は、上述のように、ディスチャージ期間のチャージポンプ回路２１０の出力電圧が出力判定電圧のレベル以上とならないように動作する（ここでは、出力判定電圧のレベルと同一となるように動作する）。従って、チャージポンプ回路２１０の出力電圧制御は、スイッチＱ１３、Ｑ１４のいずれを使用して制御してもよい。ここでは、スイッチＱ１３の制御によりチャージポンプ回路２１０の出力電圧制御を行う場合を例として説明する。

まず、出力電圧モニタ回路２０５ａは、チャージポンプ回路２１０の出力電圧を検出し、出力判定回路２０１ａにて、出力判定電圧と比較する。このとき、出力電圧が出力判定電圧より小さい場合、出力判定回路２０１ａにて、判定信号Ｊ２が生成される。出力判定回路２０１ａから出力された判定信号Ｊ２は、加算回路２０２ａに入力され、加算回路２０２ａに入力されている、モニタ回路１７ａから出力された信号１８と加算され、スイッチＱ１３のオン抵抗を小さくする信号１８Ａが駆動用回路１３に入力される。これにより、上記実施の形態１で記載した要領で、スイッチＱ１３のＯＮ抵抗が制御され、基準電圧Ｖｉｎから昇圧コンデンサＣ１１への充電電流が増加し、出力電圧が上昇する。

次に、出力電圧が出力判定電圧より大きくなると、判定信号Ｊ１が生成される。出力判定回路２０１ａから出力された判定信号Ｊ１は、加算回路２０２ａに入力され、加算回路２０２ａに入力されている、モニタ回路１７ａから出力された信号１８と加算され、スイッチＱ１３のオン抵抗を大きくする信号１８Ａが駆動用回路１３に入力される。これにより、上記実施の形態１で記載した要領で、スイッチＱ１３のＯＮ抵抗が制御され、基準電圧Ｖｉｎから昇圧コンデンサＣ１１への充電電流が減少し、出力電圧が低下する。

以上のような動作により、チャージポンプ回路２１０の出力電圧のレベルは、出力判定電圧のレベルへと制御される。これにより、図２９に示すように、ディスチャージ期間での余計な電圧上昇がなくなり、出力リップルを低減することができる。

ここで、図３４に示す従来のチャージポンプ回路５に出力電圧モニタ回路２０５を設けた場合、すなわち、チャージポンプ動作時の突入電流およびピーク電流の制限なしに出力リップルの低減を行おうとした場合について、図３２を用いて説明する。

図３２は、上記の場合のチャージポンプ回路の出力波形を示している。

ここで、例えば、上記チャージポンプ回路の出力電圧が出力判定電圧より大きくなった場合、出力電圧モニタ回路２０５は上述したように動作して出力電圧を低下させようとする。しかしながら、チャージポンプ動作時の突入電流およびピーク電流の制限がないため、出力電圧の跳ね上がりが残り、出力電圧が設定電圧のレベルとならない。このように、出力電圧制御は、単純に、出力電圧をモニタしてフィードバックするだけでは実現できない。チャージポンプ動作時の突入電流およびピーク電流の低減の構成と出力リップルの低減の構成とを共に設けることにより初めて、出力電圧制御を実現、すなわち、出力リップルの低減を行うことができる。

以上のように、本実施の形態２に係るチャージポンプ回路２１０は、出力電圧モニタ回路２０５を備え、該出力電圧モニタ回路２０５により、ディスチャージ期間におけるチャージポンプ回路２１０の出力電圧のレベルを出力判定電圧のレベル以上とならないように制御する。これにより、ディスチャージ期間での余計な電圧上昇をなくすことができる。すなわち、駆動期間（チャージ期間およびディスチャージ期間）に負荷電流により生じるドロップ電圧（リップル電圧）を最低限の値、つまり、チャージ期間に生じるドロップ電圧のみとすることができ、この結果、チャージポンプ動作時の突入電流およびピーク電流の低減と共に出力リップルを低減することができる。

また、出力電圧モニタ回路２０５は、上述のように、突入電流やピーク電流の低減を行うための信号に、出力リップルの低減を行うための出力判定信号を単に加算することのみで、出力リップルを低減している。すなわち、出力電圧モニタ回路２０５の動作は、上記突入電流やピーク電流の低減を行う動作に関係なく独立して行われている。従って、従来の制御方法にも影響を与えることがない。これにより、上記出力リップルの低減のために、新たに複雑な制御を行う必要がない（チャージポンプ回路１のスイッチ回路１５へ新たな回路を組み込む必要がない）。

また、上述のように、出力電圧モニタ回路２０５の動作が、上記突入電流やピーク電流の低減を行う動作や従来の制御方法に影響しないため、リップル電圧が、上記突入電流やピーク電流の低減を行う設定電圧値、回路制御動作タイミングに影響されることがなく、設計時のリップル設定が容易なチャージポンプ回路２１０が実現できる。

また、上記出力判定電圧のレベルは、チャージポンプ回路２１０の出力可能電圧以下の電圧であれば、任意に設定可能である。従って、出力リップルを適切に設定することで、リップルを低減した任意の出力を得ることができる。

なお、出力電圧モニタ回路２０５は、上述の構成に限られるわけではない。例えば、図３３に示すような構成、すなわち、上述の電圧制御式ではなく、電流制御式としてもよい。この場合、出力判定回路２０１ａａのオペアンプはｇｍアンプと記している、電圧―電流変換型アンプとし、加算回路は使用しない。なお、この場合は、モニタ回路１７やその他の回路等も電流制御式とする必要がある。

また、本実施の形態２では、チャージポンプ回路１に出力電圧モニタ回路２０５を備えたチャージポンプ回路２１０について説明したが、この構成に限られるわけではない。例えば、図９および図１０に示すような構成、さらに、図２３および図２６に示すような構成に出力電圧モニタ回路を設けてもよい。例えば、図２３に示す構成に設けた場合には、常（駆動期間）（所定の期間）に出力電圧をモニタして所定のレベル以上とならないように制御すればよい。また、図２６に示す構成に設けた場合には、図２６の構成における図２５（ａ）の期間（所定の期間）の出力電圧が所定のレベル以上とならないように制御すればよい。

なお、実施の形態１および２では、一度にオンとなる半導体スイッチが２つのチャージポンプ回路を例として説明したが、これに限られるわけではなく、一度にオンとなる半導体スイッチが２つ以上のチャージポンプ回路に本発明の構成を設けてもよい。

本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能である。すなわち、請求項に示した範囲で適宜変更した技術的手段を組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

なお、本発明に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、
昇圧用コンデンサを電源電圧まで充電し、出力コンデンサを前記昇圧用コンデンサの充電電圧に前記電源電圧を加算した電圧まで充電して出力電圧として出力するチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
チャージポンプ動作時にオン状態の一対となる２つの半導体スイッチにおいて、第１の半導体スイッチの両端の電位差を検出し、判定信号を出力するモニタ回路と、第２の半導体スイッチの駆動信号を出力し、前記駆動信号が前記判定信号に応じて可変する制御回路を備えたように構成してもよい。

また、本発明に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、上記構成において、
上記第１の半導体スイッチの両端の電位差が設定電圧より大きい時には、上記制御回路の出力レベルを変化させて上記第２の半導体スイッチのオン抵抗を大きくし、
上記第１の半導体スイッチの両端の電位差が設定電圧より小さい時には、上記制御回路の出力レベルを変化させて上記第２の半導体スイッチのオン抵抗を小さくするように構成してもよい。

また、本発明に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、上記構成において、
上記昇圧用コンデンサを上記電源電圧まで充電する場合に、
電源から上記昇圧用コンデンサへの経路をオンオフする半導体スイッチ両端の電位差を検出し、上記昇圧用コンデンサからＧＮＤへの経路をオンオフする半導体スイッチのオン抵抗を変化させるように構成してもよい。

また、本発明に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、上記構成において、
上記出力コンデンサを上記昇圧用コンデンサの充電電圧に上記電源電圧を加算した電圧まで充電する場合に、
上記昇圧用コンデンサから上記出力コンデンサへの経路をオンオフする半導体スイッチの両端の電位差を検出し、電源から上記昇圧用コンデンサへの経路をオンオフする半導体スイッチのオン抵抗を変化させるように構成してもよい。

これらを合わせて、本発明に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータは、
出力コンデンサをチャージポンプにて充電して出力電圧を出力するチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
昇圧用コンデンサを電源電圧Ｖｉｎまで充電する時に、電源から昇圧用コンデンサへの経路をオンオフする半導体ＳＷの両端の電位差を検出し、昇圧用コンデンサからＧＮＤへの経路をオンオフする半導体ＳＷの駆動用回路へ信号を供給するモニタ回路、および、
出力コンデンサを昇圧用コンデンサの充電電圧に電源電圧を加算した電圧まで充電する時に、昇圧用コンデンサから出力コンデンサへの経路をオンオフする半導体ＳＷの両端の電位差を検出し、電源から昇圧用コンデンサへの経路をオンオフする半導体ＳＷの駆動用回路へ信号を供給するモニタ回路を備えたように構成してもよい。

上記の構成により、昇圧用コンデンサを電源電圧Ｖｉｎまで充電する時に、電源から昇圧用コンデンサへの経路をオンオフする半導体ＳＷの両端の電位差が設定電圧よりも大きければ、昇圧用コンデンサからＧＮＤへの経路をオンオフする半導体ＳＷのオン抵抗を大きくすることによって経路に流れる電流を抑制する。

また、出力コンデンサを昇圧用コンデンサの充電電圧に電源電圧Ｖｉｎを加算した電圧まで充電する時に、昇圧用コンデンサから出力コンデンサへの経路をオンオフする半導体ＳＷの両端の電位差が設定電圧よりも大きければ、電源から昇圧用コンデンサへの経路をオンオフする半導体ＳＷのオン抵抗を大きくすることによって経路に流れる電流を抑制する。

したがって、設定電圧を装置製造時あるいは使用時等にあらかじめ所望のものに決めておくことにより、経路を流れる電流の増加を緩やかにすることができる。

それゆえ、昇圧用コンデンサや出力コンデンサ、また制御信号（クロック信号）が入力されて昇圧コンデンサや出力コンデンサの充放電を切り替えるスイッチ素子を備えた回路（チャージポンプスイッチ回路）部を変更することなく従来のチャージポンプＳＷ回路を使用して、チャージポンプ動作時の突入電流やピーク電流を低減化できる。

また、本発明に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、上記構成において、複数の昇圧用コンデンサを有するように構成してもよい。

チャージポンプ回路の初期動作時の突入電流を抑制することができ、他の機器への悪影響を防止でき、チャージポンプ方式のＤＣ／ＤＣコンバータのような用途にも適用できる。

本実施の形態１に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータの構成例を示すブロック図である。モニタ回路の構成例を示す回路図である。駆動用回路の構成例を示すブロック図である。駆動用回路の構成例を示すブロック図である。駆動用回路の構成例を示すブロック図である。バッファ回路の構成例を示すブロック図である。Ｌレベル制御回路の構成例を示すブロック図である。Ｈレベル制御回路の構成例を示すブロック図である。本発明に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータの構成例を示すブロック図である。本発明に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータの構成例を示すブロック図である。入力信号の波形を示す図である。入力信号および判定信号の波形を示す図である。入力信号および判定信号の波形を示す図である。ＶＩＮと配線抵抗との関係を示す回路図である。出力電圧およびＶｐ５１の波形の例を示すグラフである。バイパスコンデンサ後の電源電流の波形の例を示すグラフである。バイパスコンデンサ前の電源電流の波形の例を示すグラフである。出力電圧およびＶｐ１１の波形の例を示すグラフである。バイパスコンデンサ後の電源電流の波形の例を示すグラフである。バイパスコンデンサ前の電源電流の波形の例を示すグラフである。昇圧用コンデンサを複数個用いた構成を示す回路図である。入力信号の波形を示す図である。昇圧用コンデンサを複数個用い、本発明のモニタ回路を備えた構成を示す回路図である。ｎ倍昇圧回路の構成を示す回路図である。入力信号の波形を示す図である。本発明のモニタ回路を備えたｎ倍昇圧回路の構成を示す回路図である。従来のチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータの出力波形を示す図である。実施の形態１に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータの出力波形を示す図である。実施の形態２に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータの出力波形を示す図である。上記実施の形態２に係るチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータの構成例を示すブロック図である。上記チャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータが備える出力電圧モニタ回路の構成例を示す回路図である。従来のチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータに出力電圧モニタ回路を備えた場合の出力波形を示す図である。出力電圧モニタ回路の他の構成例を示す回路図である。従来のチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータの構成例を示すブロック図である。従来のチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータの構成例を示す回路図である。

符号の説明

１、２、３、２１０チャージポンプ回路（チャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ）
１１、１２、１３、１４駆動用回路
２１、２２、２３、２４駆動用回路
３１、３２、３３、３４駆動用回路
１５チャージポンプＳＷ回路
１６出力端子
１７、１７ａ、１７ｂモニタ回路
１８判定信号
１９判定信号
４１Ｌ（Ｌｏｗ）レベル制御回路
４２Ｈ（Ｈｉｇｈ）レベル制御回路
４３バッファ
４４減算回路
１４０チャージポンプ回路
２０５、２０５ａ、２０５ｂ出力電圧モニタ回路

Claims

チャージポンプ動作中の第１期間に、前段のコンデンサの充電経路上の第１半導体スイッチをオンすることにより、該コンデンサを電源電圧まで充電し、
上記第１期間に続くチャージポンプ動作中の第２期間に、後段のコンデンサの充電経路上の第２半導体スイッチをオンすることにより、該コンデンサを、上記前段のコンデンサの充電電圧に上記電源電圧を加算した電圧まで充電して、最終段のコンデンサの充電電圧を出力電圧として出力するチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、
上記第１期間にオン状態となる、いずれか一つの第１半導体スイッチの両端の電位差を検出し、該電位差に応じたレベルを有する第１判定信号を出力する第１モニタ回路と、
上記第１期間中にオン状態となる、少なくともいずれか一つまたは全ての第１半導体スイッチのオン抵抗が上記検出した電位差の変化に追従して変化するように、該半導体スイッチを駆動する駆動信号を出力する第１駆動用回路とを備え、
上記第１駆動用回路から出力される駆動信号は、駆動する上記第１半導体スイッチに対し、外部から供給される該駆動信号を生成するための基準信号のロウレベルを上記第１判定信号のレベルに置換することよって、あるいは上記基準信号のハイレベルを上記基準信号のレベルから上記第１判定信号のレベルを差し引いたレベルに置換することよって生成されることを特徴とするチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
上記第１モニタ回路によって検出された、上記第１期間にオン状態となる、上記いずれか一つの第１半導体スイッチの両端の電位差から設定電圧を引いた値が大きいほど、上記第１駆動用回路は、上記第１期間にオン状態となる、上記少なくともいずれか一つまたは全ての第１半導体スイッチのオン抵抗が大きくなるように、出力する駆動信号のレベルを変化させることを特徴とする請求項１に記載のチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
上記前段のコンデンサを上記電源電圧まで充電する場合に、
上記第１モニタ回路は、電源から上記前段のコンデンサへの経路をオンオフする上記第１半導体スイッチの両端の電位差を検出して該電位差に応じたレベルを有する上記第１判定信号を出力し、
上記第１駆動用回路は、上記第１判定信号に応じて、上記検出した電位差が大きいほど、上記前段のコンデンサからＧＮＤへの経路をオンオフする上記第１半導体スイッチのオン抵抗を大きくするような上記駆動信号を、該半導体スイッチに出力することを特徴とする請求項１に記載のチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
上記後段のコンデンサを、上記前段のコンデンサの充電電圧に上記電源電圧を加算した電圧まで充電する場合に、
上記前段のコンデンサから上記後段のコンデンサへの経路をオンオフする上記第２半導体スイッチの両端の電位差を検出して該電位差に応じたレベルを有する第２判定信号を出力する第２モニタ回路と、
電源から上記前段のコンデンサへの経路をオンオフする上記第２半導体スイッチのオン抵抗が上記第２モニタ回路によって検出された電位差の変化に追従して変化するように、該半導体スイッチを駆動する駆動信号を出力する第２駆動用回路とをさらに備え、
上記第２駆動用回路から出力される駆動信号は、外部から供給される該駆動信号を生成するための基準信号のロウレベルを上記第２判定信号のレベルに置換することよって生成されることを特徴とする請求項１または３に記載のチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
上記第２モニタ回路によって検出された、上記前段のコンデンサから上記後段のコンデンサへの経路をオンオフする上記第２半導体スイッチの両端の電位差から設定電圧を引いた値が大きいほど、上記第２駆動用回路は、上記電源から上記前段のコンデンサへの経路をオンオフする上記第２半導体スイッチのオン抵抗が大きくなるように、出力する駆動信号のレベルを変化させることを特徴とする請求項４に記載のチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
上記前段のコンデンサと上記後段のコンデンサとの対をコンデンサ対と称し、上記前段のコンデンサと上記後段のコンデンサとの対を一つのコンデンサ対とし、
上記一つのコンデンサ対における後段のコンデンサが、別のコンデンサ対における後段のコンデンサと共通であり、
上記第２期間に、上記別のコンデンサ対における前段のコンデンサの充電経路上の第１半導体スイッチをオンすることにより、該コンデンサを電源電圧まで充電し、
上記第１期間に、上記共通の後段のコンデンサの充電経路上の第２半導体スイッチをオンすることにより、該コンデンサを、上記前段のコンデンサの充電電圧に上記電源電圧を加算した電圧まで充電して、最終段のコンデンサの充電電圧を出力電圧として出力するチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、
上記第２期間にオン状態となる、いずれか一つの第１半導体スイッチの両端の電位差を検出し、該電位差に応じたレベルを有する第３判定信号を出力する第３モニタ回路と、
上記第２期間中にオン状態となる、少なくともいずれか一つまたは全ての第１半導体スイッチのオン抵抗が上記第３モニタ回路によって検出された電位差の変化に追従して変化するように、該半導体スイッチを駆動する駆動信号を出力する第３駆動用回路とを備え、
上記第３駆動用回路から出力される駆動信号は、駆動する上記第１半導体スイッチに対し、外部から供給される該駆動信号を生成するための基準信号のロウレベルを上記第３判定信号のレベルに置換することよって、あるいは上記基準信号のハイレベルを上記基準信号のレベルから上記第３判定信号のレベルを差し引いたレベルに置換することよって生成されることを特徴とする請求項１記載のチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
上記前段のコンデンサと上記後段のコンデンサとの対をコンデンサ対と称し、上記前段のコンデンサと上記後段のコンデンサとの対を一つのコンデンサ対とし、
上記一つのコンデンサ対における後段のコンデンサが、別のコンデンサ対における後段のコンデンサと共通であり、
上記第２期間に、上記別のコンデンサ対における前段のコンデンサの充電経路上の第１半導体スイッチをオンすることにより、該コンデンサを電源電圧まで充電し、
上記第１期間に、上記共通の後段のコンデンサの充電経路上の第２半導体スイッチをオンすることにより、該コンデンサを、上記前段のコンデンサの充電電圧に上記電源電圧を加算した電圧まで充電して、最終段のコンデンサの充電電圧を出力電圧として出力するチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、
上記第２期間にオン状態となる、いずれか一つの第１半導体スイッチの両端の電位差を検出し、該電位差に応じたレベルを有する第３判定信号を出力する第３モニタ回路と、
上記第２期間中にオン状態となる、少なくともいずれか一つまたは全ての第１半導体スイッチのオン抵抗が上記第３モニタ回路によって検出された電位差の変化に追従して変化するように、該半導体スイッチを駆動する駆動信号を出力する第３駆動用回路と、
上記第１期間にオン状態となる、いずれか一つの第２半導体スイッチの両端の電位差を検出し、該電位差に応じたレベルを有する第４判定信号を出力する第４モニタ回路と、
上記第１期間中にオン状態となる、いずれか一つまたは全ての第２半導体スイッチのオン抵抗が上記第４モニタ回路によって検出された電位差の変化に追従して変化するように、該半導体スイッチを駆動する駆動信号を出力する第４駆動用回路とを備え、
上記第３駆動用回路から出力される駆動信号は、駆動する上記第１半導体スイッチに対し、外部から供給される該駆動信号を生成するための基準信号のロウレベルを上記第３判定信号のレベルに置換することよって、あるいは上記基準信号のハイレベルを上記基準信号のレベルから上記第３判定信号のレベルを差し引いたレベルに置換することよって生成され、
上記第４駆動用回路から出力される駆動信号は、外部から供給される該駆動信号を生成するための基準信号のロウレベルを上記第４判定信号のレベルに置換することよって生成されることを特徴とする請求項４記載のチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
上記前段のコンデンサと上記後段のコンデンサとの一つのコンデンサ対に加え、第１コンデンサと第２コンデンサとからなるコンデンサ対をさらにｎ段設け、
上記ｎ段設けたコンデンサ対において、一つのコンデンサ対における第２コンデンサが、次段のコンデンサ対における第１コンデンサとなり、１段目のコンデンサ対における第１コンデンサが、上記後段のコンデンサとなり、
最終段のコンデンサ対における第１コンデンサの充電経路上の半導体スイッチをオンすることにより、該コンデンサを電源電圧のｎ＋１倍の電圧にまで充電し、
上記最終段のコンデンサ対における第２コンデンサの充電経路上の半導体スイッチをオンすることにより、該コンデンサを電源電圧のｎ＋２倍の電圧にまで充電して、最終段のコンデンサの充電電圧を出力電圧として出力するチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、
上記最終段のコンデンサ対における第２コンデンサの充電経路上の半導体スイッチのいずれか一つの半導体スイッチの両端の電位差を検出し、該電位差に応じたレベルを有する第５判定信号を出力する第５モニタ回路と、
上記最終段のコンデンサ対における第２コンデンサの充電経路上の少なくともいずれか一つまたは全ての半導体スイッチのオン抵抗が上記第５モニタ回路によって検出された電位差の変化に追従して変化するように、該半導体スイッチを駆動する駆動信号を出力する第５駆動用回路とをさらに備え、
上記第５駆動用回路から出力される駆動信号は、外部から供給される該駆動信号を生成するための基準信号のロウレベルを上記第５判定信号のレベルに置換することよって生成されることを特徴とする請求項１または４記載のチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
チャージポンプ動作中の第１期間に、前段のコンデンサの充電経路上の第１半導体スイッチをオンすることにより、該コンデンサを電源電圧まで充電し、
上記第１期間に続くチャージポンプ動作中の第２期間に、後段のコンデンサの充電経路上の第２半導体スイッチをオンすることにより、該コンデンサを、上記前段のコンデンサの充電電圧に上記電源電圧を加算した電圧まで充電して、最終段のコンデンサの充電電圧を出力電圧として出力するチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、
上記第１期間にオン状態となる、いずれか一つの第１半導体スイッチの両端の電位差を検出し、該電位差に応じたレベルを有する第１判定信号を出力する第１モニタ回路と、
上記第１判定信号を用いて、上記第１期間中にオン状態となる、少なくともいずれか一つまたは全ての第１半導体スイッチのオン抵抗が上記第１モニタ回路によって検出した電位差の変化に追従して変化するように、該半導体スイッチを駆動する駆動信号を出力する第１駆動用回路と、
上記第２期間にオン状態となる、いずれか一つの第２半導体スイッチの両端の電位差を検出し、該電位差に応じたレベルを有する第２判定信号を出力する第２モニタ回路と、
上記第２判定信号を用いて、上記第２期間中にオン状態となる、少なくともいずれか一つまたは全ての第２半導体スイッチのオン抵抗が上記第２モニタ回路によって検出した電位差の変化に追従して変化するように、該半導体スイッチを駆動する駆動信号を出力する第２駆動用回路と、
上記最終段のコンデンサの充電期間での出力電圧のレベルが所定のレベル以上とならないように、検出した出力電圧と上記所定のレベルの電圧値とを比較して上記充電期間での出力電圧を制御するための出力判定信号を生成するとともに、該出力判定信号と各モニタ回路から供給された各判定信号とをそれぞれ加算して得た信号を各モニタ回路から供給された各判定信号として出力する出力電圧モニタ回路とを備えていることを特徴とするチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
上記前段のコンデンサと上記後段のコンデンサとの対をコンデンサ対と称し、上記前段のコンデンサと上記後段のコンデンサとの対を一つのコンデンサ対とし、
上記一つのコンデンサ対における後段のコンデンサが、別のコンデンサ対における後段のコンデンサと共通であり、
上記第２期間に、上記別のコンデンサ対における前段のコンデンサの充電経路上の第１半導体スイッチをオンすることにより、該コンデンサを電源電圧まで充電し、
上記第１期間に、上記共通の後段のコンデンサの充電経路上の第２半導体スイッチをオンすることにより、該コンデンサを、上記前段のコンデンサの充電電圧に上記電源電圧を加算した電圧まで充電して、最終段のコンデンサの充電電圧を出力電圧として出力するチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、
上記第２期間にオン状態となる、いずれか一つの第１半導体スイッチの両端の電位差を検出し、該電位差に応じたレベルを有する第３判定信号を出力する第３モニタ回路と、
上記第３判定信号を用いて、上記第２期間中にオン状態となる、少なくともいずれか一つまたは全ての第１半導体スイッチのオン抵抗が上記第３モニタ回路によって検出された電位差の変化に追従して変化するように、該半導体スイッチを駆動する駆動信号を出力する第３駆動用回路と、
上記第１期間にオン状態となる、いずれか一つの第２半導体スイッチの両端の電位差を検出し、該電位差に応じたレベルを有する第４判定信号を出力する第４モニタ回路と、
上記第４判定信号を用いて、上記第１期間中にオン状態となる、いずれか一つまたは全ての第２半導体スイッチのオン抵抗が上記第４モニタ回路によって検出された電位差の変化に追従して変化するように、該半導体スイッチを駆動する駆動信号を出力する第４駆動用回路とを備えていることを特徴とする請求項９記載のチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
上記前段のコンデンサと上記後段のコンデンサとの一つのコンデンサ対に加え、第１コンデンサと第２コンデンサとからなるコンデンサ対をさらにｎ段設け、
上記ｎ段のコンデンサ対において、一つのコンデンサ対における第２コンデンサが、次段のコンデンサ対における第１コンデンサとなり、１段目のコンデンサ対における第１コンデンサが、上記後段のコンデンサとなり、
上記次段のコンデンサ対における第１コンデンサの充電経路上の半導体スイッチをオンすることにより、該コンデンサを電源電圧のｎ＋１倍の電圧にまで充電し、
上記次段のコンデンサ対における第２コンデンサの充電経路上の半導体スイッチをオンすることにより、該コンデンサを電源電圧のｎ＋２倍の電圧にまで充電して、最終段のコンデンサの充電電圧を出力電圧として出力するチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路において、
上記次段のコンデンサ対における第２コンデンサの充電経路上の半導体スイッチのいずれか一つの半導体スイッチの両端の電位差を検出し、該電位差に応じたレベルを有する第５判定信号を出力する第５モニタ回路と、
上記第５判定信号を用いて、上記次段のコンデンサ対における第２コンデンサの充電経路上の少なくともいずれか一つまたは全ての半導体スイッチのオン抵抗が上記第５モニタ回路によって検出された電位差の変化に追従して変化するように、該半導体スイッチを駆動する駆動信号を出力する第５駆動用回路とを備えていることを特徴とする請求項９記載のチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
上記所定のレベルは、上記チャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力可能電圧以下の電圧であれば、任意に設定可能であることを特徴とする請求項９〜１１のいずれか１項に記載のチャージポンプ方式ＤＣ／ＤＣコンバータ回路。