JP2540934B2 - 論理回路装置 - Google Patents
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Description
ロック間で相補的なデータ伝搬を行なう論理回路装置に
関する。
いる。全加算器は入力された加数に対応する被加数に対
応するディジタル信号とに対し桁上げを考慮した加算演
算を行ない和に対応するディジタル信号を出力する回路
である。全加算器は、桁上げの有無を表わす桁上げ信号
を受ける。
路を示す図である。図を参照して、この全加算回路は、
伝達ゲート回路TG1〜TG5と、反転増幅回路INV1,INV2,IN
V3,INV4a,およびINV4bと、桁上げ信号発生回路GK1と、
端子51,53,55,57,および59と、信号線101とを含む。
、端子55には桁上げ入力信号Cinが入力される。被加
数信号Aと加数信号の否定信号が伝達ゲート回路TG1,
TG2および反転増幅回路INV1,INV2からなる回路に入力さ
れ、否定排他的論理和(以下XNORと略す)がとられる。
被加数信号Aと加数信号の否定信号とのXNOR信号と、
端子55に入力される桁上げ入力信号Cinとが伝達ゲート
回路TG3,TG4および反転増幅回路INV3,INV4aからなる回
路に入力されて、排他的論理和(以下XORと略す)がと
られ、これが端子57に和信号Sとして出力される。一方
桁上げ入力信号Cinは、反転増幅回路INV4bにおいて反転
され、被加数信号Aと加数信号の否定信号とのXNOR信
号と、反転増幅回路INV3により作られた被加数信号Aと
加数信号の否定信号とのXNOR信号の否定信号とにより
開閉される伝達ゲート回路TG5に入力される。伝達ゲー
ト回路TG5がとざされているときは、端子51および53に
入力される被加数信号Aと加数信号の否定信号とによ
り、桁上げ信号発生回路GK1において桁上げ信号が作ら
れる。伝達ゲート回路TG5を通過してきた桁上げ入力信
号Cinの否定信号、あるいは桁上げ信号発生回路GK1にお
いて発生した桁上げ信号は、端子59に桁上げ出力信号▲
▼として出力される。
号の変化により和信号Sが変化する場合を考える。こ
の場合には、加数信号の否定信号が反転増幅回路INV2
に入力されて加数信号Bとなり、加数信号の否定信号
とともに伝達ゲート回路TG1およびTG2のゲートに入力さ
れる。したがって、加数信号の否定信号の変化は反転
増幅回路INV2を通過する時間だけ遅れて伝達ゲート回路
TG1およびTG2の開閉状態を変化させる。伝達ゲート回路
TG1およびTG2の開閉状態の変化により信号線101の信号
が変化し、信号線101の信号は反転増幅回路INV3に入力
されて反転され、信号線101の信号とともに伝達回路TG3
およびTG4のゲートに入力される。したがって、加数信
号の否定信号の変化は反転増幅回路INV3を通過する時
間だけ遅れて伝達ゲート回路TG3およびTG4の開閉状態を
変化させる。そして、伝達ゲート回路TG3およびTG4の開
閉状態の変化により和信号Sが変化する。
信号を作り出しているので、否定信号を作り出す時間が
加算を遅れさせるという問題点があった。そこで最近で
は相補的な加数信号対および相補的な被加数信号対を入
力することによって、全加算回路内部において各入力信
号の否定信号を作り出す必要のない全加算回路が提案さ
れている。一方、一般に加算回路の前段には加算回路入
力される信号の一時的な保持を行なうラッチ回路が設け
られる。したがって、加算回路が上記のような相補的な
入力信号を必要とするものである場合には、その前段に
設けられるラッチ回路の出力信号も1対の相補信号でな
ければならない。
る。第4図を参照して、ラッチ回路は、入力データ信号
D(電位レベル“H"または“L"レベルのディジタル信
号)を増幅するためのデータ増幅用インバータ1と、入
力データ信号Dをデータとして保持するためのデータ保
持部29dと、データ保持部29dによって保持されているデ
ータを増幅し、互いに相補な出力データ信号Qおよび
として次段の回路に出力するためのデータ増幅用インバ
ータ3および4とを含む。
び8と、PチャネルMOSトランジスタとNチャネルMOSト
ランジスタとの並列接続により構成されるトランスミッ
ションゲート26と、トランスミッションゲート26のON/O
FFを制御するための相補信号対Tおよびが入力される
べき書込制御端子24および25と、入力端子5から入力さ
れたデータを保持するためのデータ保持用インバータ22
および23とを含む。データ保持用インバータ22と23と
は、互いの入力端と出力端とが接続される。インバータ
22の出力端とインバータ23の入力端との接続点は出力端
子8に接続される。さらに、入力端子5はトランスミッ
ションゲート26を介してインバータ22の入力端とインバ
ータ23の出力端との接続点(ノードi)に接続される。
また、インバータ22の出力端とインバータ23の入力端と
の接続点(ノードj)は出力端子8に接続される。な
お、書込制御端子24と25とはそれぞれトランスミッショ
ンゲート26を構成するNチャネルMOSトランジスタとP
チャネルMOSトランジスタのそれぞれのゲートに接続さ
れる。
5に接続され、インバータ3と4のそれぞれの入力端は
各々、データ保持部29dの出力端子7と8とに接続され
る。
“L"とが信号Tおよびとして与えられと、トランスミ
ッションゲート26を構成するNチャネルMOSトランジス
タおよびPチャネルMOSトランジスタは共にON状態とな
り、トランスミッションゲート26がON状態となる。一
方、書込まれるべき入力データ信号Dはインバータ1に
よって反転増幅され入力端子5に伝達される。したがっ
て、入力端子5に伝達された入力データ信号の反転信号
はインバータ22の入力端に伝達される。インバータ2
の入力端に伝達されたデータ信号は、インバータ22によ
って反転され、さらにインバータ23に入力される。すな
わち、ノードiおよびjの電位レベルは、入力データ信
号Dによって決定される。この状態をデータ書込状態と
呼ぶ。このようにして書込まれた入力データ信号を、後
から入力端子5に入力される信号によって変化させられ
ないように保持する場合、書込制御端子24および25に与
えられる信号Tおよびの電位レベルはそれぞれ先程と
は反転され“L"および“H"とされる。これによって、ト
ランスミッションゲート26はOFF状態となる。これによ
って、入力端子5に入力される信号はインバータ22の入
力端に伝達されなくなる。一方、インバータ23の出力は
インバータ22の入力端にフィードバックされる。したが
って、ノードiの電位レベルはインバータ23の出力によ
って書込状態のレベルに保持される。これに伴なって、
ノードjの電位レベルも書込状態のレベルに保持され
る。すなわち、先程入力された入力データ信号はインバ
ータ22とインバータ23との接続点において保持される。
この状態をデータ保持状態と呼ぶ。
を切換えることによって、データ書込状態とデータ保持
状態とが切換えられる。入力データ信号は出力端子7お
よび8から取出される。つまり、出力端子7からは、入
力データ信号Dがインバータ1によって反転増幅された
信号が取出され、この信号の反転信号が出力端子8から
取出される。このようにして取出された相補信号対のそ
れぞれは、各々、インバータ3と4とによって反転増幅
され、次段の加算器に入力される。
を書換えるとき、書込制御端子24および25にはデータ書
込状態の場合と同じ信号が与えられ、トランスミッショ
ンゲート26がON状態となり、インバータ1に新しく書込
みたいデータ信号が入力される。さらに、この新しく書
込まれたデータを保持したい場合は、書込制御端子24お
よび25にデータ保持状態の場合と同じ信号が与えられ
る。
能力に対して小さい。これは、インバータ22の出力によ
ってインバータ23を確実に動作させるためである。さら
に、インバータ1の駆動能力とインバータ23の駆動能力
との調整も必要である。これは、保持されている入力デ
ータ信号を、それの反転信号である新しい入力データ信
号によって書換える場合を考慮してのことである。この
場合、インバータ23の出力によって保持されているノー
ドiの電位レベルと、新しい入力データ信号がインバー
タ1によって入力端子5に伝達される電位レベルとは逆
レベルである。したがって、インバータ23の駆動能力が
インバータ1の駆動能力に対して大きいと、ノードiの
電位レベルはインバータ1の出力によって変化しにく
い。したがって、ノードjの電位も新しいデータ信号の
入力に伴なって変化しにくくなる。すなわち、新しい入
力データ信号がデータ保持部29dに書込まれるのに時間
がかかったり、書込が正しく行なわれないという可能性
がある。そこで、このようなことを防止するために、イ
ンバータ1とインバータ23との間でも駆動能力の調整を
行なわなければならない。したがって、インバータ1,2
2,および23の3つのインバータの間で駆動能力の調整が
なされる。
上のように構成されており、以下のような問題点があっ
た。
路素子レベルで表わしたものである。図を参照して、イ
ンバータ1は高電圧源27と低電圧源28との間に設けられ
る、PチャネルMOSトランジスタQ1とNチャネルMOSトラ
ンジスタQ2との直列接続を含む。同様に、インバータ23
は、高電圧源27と低電圧源28との間に設けられる、Pチ
ャネルMOSトランジスタQ3とNチャネルMOSトランジスタ
Q4との直列接続を含む。
によってノードiの電位レベルが“L"に保持されている
とする。このとき、ノードiの電位レベル“L"によって
インバータ22の出力電位レベルが“H"となりノードjの
電位レベルは“H"となっている。さらに、ノードjの電
位レベル“H"によって、インバータ23のトランジスタQ4
はON状態となっている。これによって、インバータ23の
出力電位レベルが“L"となり、ノードiの電位レベルが
“L"に保持されている。このようなデータ保持状態か
ら、データ書込状態となり、トランスミッションゲート
26がON状態となった場合を考える。このとき、インバー
タ1に入力された入力データ信号Dの電位レベル“L"で
あった場合、トランジスタQ1がON状態となる。一方、ト
ランスミッションゲート26はON状態、インバータ23を構
成するトランジスタQ4もON状態である。したがって、こ
のとき高電圧源27から低電圧源28にトランジスタQ1およ
びQ4を通って流れる電流が生じる。このため、ノードi
の電位レベルはトランジスタQ1とQ4のON抵抗値の比によ
って決定される。そこで、トランジスタQ4の抵抗値をト
ランジスタQ1の抵抗値に対して大きく設定しておけば、
入力データ信号Dの電位レベルが“L"となった場合、ノ
ードiの電位レベルは速く“H"となる。これによって、
インバータ22の出力電位レベルも速く“L"となる。これ
は、出力端子7および8に入力データ信号Dが速く伝達
されることを意味する。ところが、逆に、書込状態にお
いて入力データ信号Dの電位レベルが“H"となった場
合、インバータ1を構成するトランジスタQ2がON状態と
なり、ノードiに低電圧源28の電位レベル“L"を伝達し
ようとする。最終的には、ノードiの電位レベルが
“L"、ノードjの電位レベルが“H"、となり、インバー
タ23を構成するトランジスタQ4がON状態とならねばなら
ない。つまり、トランジスタQ4の駆動能力が大きいほ
ど、入力データ信号Dは速く出力端子7および8に伝達
される。ところが、トランジスタQ4のON抵抗値を大きく
することによって、トランジスタQ4の駆動能力は小さく
なる。すなわち、ノードiの電位レベルが“L"となるの
が遅くなる。これに伴なって、ノードjの電位レベルが
“H"となるのも遅くなる。すなわち、入力データ信号D
の電位レベルが“H"の場合の伝達速度が低下する。
号のうち、電位レベル“L"の信号の伝達を速くしようと
すると、電位レベル“H"の信号の伝達が遅くなる。もち
ろん逆に、電位レベル“H"の信号の伝達を速くしようと
すると、電位レベル“L"の信号の伝達が遅くなる。つま
り、電位レベル“L"と“H"の両方の信号の伝達速度を向
上するには限界があった。その結果、従来のラッチ回路
では入力データ信号の伝達速度が遅いという問題点があ
った。
つの出力信号を、これを同時に必要とする同一の次段の
回路に入力する場合次のような問題が生じる。すなわ
ち、第4図からわかるように、上記相補信号対の1つは
インバータ22の入力端から取出されているのに対し他の
1つはインバータ22の出力端から取出される。したがっ
て、上記相補信号対の各々が上記次段の回路に伝達され
るのに要する時間には、インバータ22における遅延時間
の分だけ差が生じる。これは、互いに相補な2つの信号
を同時に必要とする次段の回路において信号伝達の遅れ
を生じさせ好ましくない。
ータ信号の伝達速度が速く、かつ、互いに相補な2つの
信号を等しい速度で次段の回路に入力できる論理回路装
置を提供することである。
算術演算回路に用いられる論理回路装置は、相補的な入
力データ対を受ける相補入力端子と、相補的な入力デー
タ対に対応した相補的な出力データ対を出力する相補出
力端子とを有し、相補入力端子と、相補出力端子との間
に第1および第2の信号伝達経路を形成する相互接続手
段と、この相互接続手段に含まれる交差接続された1対
の論理素子を含み、かつ、相補入力端子に与えられる相
補入力データ対を保持する保持手段と、この保持手段の
データ保持動作を制御する制御手段とを備える。
いるため、複数個の回路ブロック間に設けられて相補的
なデータ伝搬を行なう場合、入力された相補的なデータ
対を共通な相互接続手段によって保持し、これらを相補
的なデータ対として出力することができる。さらに、こ
の相互接続手段は、相補入力端子と相補出力端子との間
に2つの異なる信号伝達経路を構成する交差接続された
1対の論理素子を含むため、相補入力データ対を構成す
る2つのデータの各々が相補出力端子に伝達されるまで
の経路が同一となる。したがって、相補入力データ対の
相補出力端子への伝達時間に差が生じない。
す、ラッチ回路の回路図である。
号Dを増幅するためのデータ増幅用インバータ1と、入
力データ信号Dの反転信号を増幅するためのデータ増
幅用インバータ2と、入力データを保持するためのデー
タ保持部29aと、データ保持部29aからの相補出力信号対
の各々を反転増幅し相補信号Qおよびとして次段に伝
達するためのデータ増幅用インバータ3および4とを含
む。
子7および8と、NチャネルMOSトランジスタ10および1
1と、インバータ12および13とを含む。さらに、データ
保持部29aは、NチャネルMOSトランジスタ10および11を
同時にON/OFFさせるための信号Tが入力される書込制御
端子9を含む。
交差接続されるように互いに接続される。入力端子5は
トランジスタ10を介してインバータ12の入力端に接続さ
れ、入力端6はトランジスタ11を介してインバータ13の
入力端に接続される。さらに、インバータ12と13のそれ
ぞれの出力端は、それぞれ出力端子7と8とに接続され
る。また、トランジスタ10と11とのゲートは書込制御端
子9に接続される。さらに、インバータ1と2との各々
の出力端はそれぞれ、入力端子5と6とに接続され、イ
ンバータ3と4とのそれぞれの入力端はそれぞれ出力端
子7と8とに接続される。
する。この場合には、書込制御端子9に与えられる信号
Tの電位レベルが“H"とされる。これに応答して、トラ
ンジスタ10および11は共にON状態となる。したがって、
入力データ信号Dはインバータ1によって反転増幅さ
れ、入力端子5およびトランジスタ10を通過してインバ
ータ12に入力される。同時に、入力データ信号はイン
バータ2によって反転増幅され、入力端子6およびトラ
ンジスタ11を通過しインバータ13に入力される。これに
応じて、ノードaおよびdの電位レベルは入力端子5に
与えられた電位レベルと等しくなり、ノードbおよびc
の電位は入力端子6に与えられた電位レベルと等しくな
る。もちろん、これら2つの電位レベルは相補的レベル
である。このようにしてノードa,b,c,およびdの各電位
レベルが決定される。すなわち、互いに相補な入力デー
タ信号Dおよびがデータ保持部29aに書込まれる。こ
のようにして、入力データ信号の入力によって、出力端
子7と8とには同時に相補レベルの電位が伝達される。
したがって、従来とは異なり、出力信号Qととは同じ
速さで次段の回路に伝達される。
合には、信号Tの電位レベルが“L"に切換えられ、トラ
ンジスタ10および11が共にOFFにされる。これによっ
て、従来と同じく、後から入力端子5および6に入力さ
れる信号に応答してノードa,b,c,およびdの電位レベ
ル、すなわち、先に書込まれたデータが変化させられる
ことはなくなる。一方、インバータ12および13は互いに
他方の出力を入力とする。したがって、先の入力データ
によってノードaに与えられた電位レベルはインバータ
13の出力によって保持される。同様に先の入力データに
よってノードcに与えられた電位レベルはインバータ12
の出力によって保持される。これに伴なって、ノードb
およびdの電位レベルもデータ書込状態時のレベルを保
持する。つまり、先の相補入力データ信号対Dおよび
はインバータ12および13の接続点において保持される。
れは入力端子7と8とから取出される。出力端子7から
取出される信号はインバータ3によって反転増幅され次
段の回路に入力され、出力端子8から取出される信号は
インバータ4によって反転増幅され次段の回路に入力さ
れる。
データを書換える場合、データ書込時と同様に信号Tの
電位レベルが“H"にされ、新しく書込まれるべき相補入
力データ信号対のそれぞれインバータ1と2とに入力さ
れる。新しく書込まれたデータを保持する場合の回路動
作は、先に述べたデータ保持状態の場合の回路動作と同
一である。
合の回路動作について具体的に説明する。たとえばデー
タ保持状態においてノードa(d)の電位レベルが
“L"、ノードb(c)の電位レベルが“H"に保持されて
いる場合を考える。この状態から、データ書込状態とな
り、トランジスタ10および11がON状態となると、インバ
ータ1および2に入力される相補入力データ信号対Dお
よびの各々の電位レベルがそれぞれ“L"と“H"であれ
ば次のようなことが生じる。インバータ1の出力によっ
てノードaの電位は“H"レベルに上昇しようとする。逆
に、インバータ2の出力によってノードcの電位は“L"
レベルに下降しようとする。この結果、ノードbの電位
はインバータ12の出力によって“L"レベルに下降し、ノ
ードdの電位はインバータ13の出力によって“H"レベル
に上昇しようとする。一方、ノードaとd、ノードbと
cは互いに接続される。したがって、ノードaの電位の
上昇は、ノードdの電位の上昇によって助長される。こ
の結果、ノードbの電位は速く“L"レベルに下降する。
つまり、インバータ1に入力された入力データ信号は速
く出力端子7に伝達される。同様に、ノードcの電位の
下降は、ノードbの電位の下降によって助長される。こ
の結果、ノードdの電位は速く“H"レベルに上昇する。
したがって、インバータ2に入力される入力データ信号
Dは速く出力端子8に伝達される。
ードcの電位レベルが“L"に保持されている状態からデ
ータ書込状態となり、入力データ信号Dが“H"、入力デ
ータ信号が“L"となった場合についても上記の例と同
様に、ノードaとdならびにノードbとcは互いに新し
い入力データ信号による電位レベルの変化を助長し合
う。したがって、上記の例と同様に、相補入力データ信
号対Dおよびは速く出力端子7および8に伝達され
る。ただし、各ノードの電位変化は先の例とは逆になる
ことは言うまでもない。
うなことが可能となる。すなわち、このラッチ回路にお
いては、電位レベル“L"または“H"のどちらかの信号の
伝達速度を速くしておけば回路全体としての入力データ
信号の伝達速度は向上される。つまり、入力データ信号
Dとと相補信号であるから、電位レベル“L"または
“H"のどちらかの信号の伝達速度を速くしておくことに
よって、入力データ信号Dまたはのどちらかの伝達速
度が速くなる。これは、ノードaおよびbまたはノード
cおよびdのどちらかの電位変化が速くなることを意味
する。一方、ノードaとdの電位変化も互いに助長し合
い、ノードcとdの電位変化も互いに助長し合う。した
がって、電位レベル“L"または“H"のどちらかの信号の
伝達速度が速くなれば、必然的に回路全体としての入力
データ信号の伝達速度は向上される。
態とを切換えるためのスイッチング手段としてNチャネ
ルMOSトランジスタ10および11が用いられた。一般に、
NチャネルMOSトランジスタは電位レベル“L"の信号の
伝達速度が速い。したがって、データ書込状態において
入力端子5に与えられる信号の電位レベルが“L"であれ
ば、ノードaおよびbの速い電位変化によってノードc
およびdの電位変化が助長される。逆に、入力端子6に
与えられる信号の電位レベルが“L"であれば、ノードc
およびdの速い電位変化によってノードaおよびbの電
位変化が助長される。また、本実施例とは逆に、上記ス
イッチング手段として、電位レベル“H"の信号の伝達速
度が速いPチャネルMOSトランジスタを用いても同様の
効果が得られる。ただしこの場合にはNチャネルMOSト
ランジスタをスイッチング手段として用いた場合とは逆
に、2つの入力端子5と6のうち電位レベル“H"が与え
られる入力端子に接続されるノードの電位変化が、他方
の入力端子に接続されるノードの電位変化を助長する。
また、このように、スイッチング手段として従来の、P
チャネルMOSトランジスタとNチャネルMOSトランジスタ
とを含むトランスミッションゲートに代わり、単独のト
ランジスタを用いることによって、上記2つのスイッチ
ング手段を同時にON/OFFさせるために必要な信号は単独
の信号でよい。つまり、従来例のようにTおよびとい
う相補信号対を用いる必要はない。その結果、従来例の
ように互いに相補な2つの信号Tととをタイミングを
合わせて上記スイッチング手段に与える必要がない。
ンスミッションゲートを用いることももちろん可能であ
る。第2図は、本発明の第2の実施例を示すラッチ回路
の回路図である。図を参照して、このラッチ回路は第1
図に示したラッチ回路においてNチャネルMOSトランジ
スタ5および6の代わり、PチャネルおよびNチャネル
MOSトランジスタより構成されるトランスミッションゲ
ート14および15を用いた場合のものである。トランスミ
ッションゲート14および15のそれぞれのPチャネルMOS
トランジスタ側のゲートには書込制御端子16が接続され
る。また、トランスミッションゲート14および15のそれ
ぞれのNチャネルMOSトランジスタのゲートには書込制
御端子17が接続される。なお、書込制御端子16と17とに
与えられる信号はそれぞれ互いに相補な信号Tとであ
る。なお、この回路の他の部分はすべて第1図に示すラ
ッチ回路と同一である。このラッチ回路では、データ書
込状態において信号Tととにそれぞれ電位レベル“L"
と“H"の信号が与えられ、トランスミッションゲート14
および15が共にON状態とされる。データ保持状態におい
ては、信号Tととにそれぞれ電位レベル“H"と“L"信
号が与えられ、トランスミッションゲート14および15が
共にOFF状態とされる。なお、データ書込状態およびデ
ータ保持状態における他の部分の回路動作については先
の実施例で説明したものと同一である。
回路素子同士の駆動能力の調整は従来と同様の理由によ
り、インバータ1と13およびインバータ2と12の間で行
なわれる。しかし、従来と異なり、データ保持部29aを
構成するインバータ12と13との間の駆動能力の調整は必
要でない。これは従来と異なり、データ保持部29aを構
成する2つのインバータのうちの一方だけでなく両方の
インバータに、入力データ信号が与えられるため、従来
のように一方のインバータの出力が他方のインバータの
動作を支配するのではないからである。したがって、従
来に比べ回路素子間の駆動能力の調整が容易になる。
の回路図である。図を参照して、このラッチ回路は、相
補入力データ信号対Dおよびの各々を増幅するための
データ増幅用インバータ1および2と、入力データ信号
を保持するためのデータ保持部29cと、データ保持部29c
から取出される2つの出力信号の各々を反転増幅し相補
出力信号対Qおよびとして次段に入力するためのデー
タ増幅用インバータ3および4とを含む。
子7および8と、2入力NORゲート18および19と、Nチ
ャネルMOSトランジスタ10および11と、書込制御端子9
と、リセット信号入力端子20と、セット信号入力端子21
とを含む。NORゲート18の一方の入力端はリセット信号
入力端子20に接続され、NORゲート19の一方の入力端は
セット信号入力端子21に接続される。NORゲート18の他
方の入力端はトランジスタ10を介して入力端子5に接続
され、NORゲート19の他方の入力端はトランジスタ11を
介して入力端子6に接続される。さらに、NORゲート18
の入力端のうちトランジスタ10に接続される入力端は、
NORゲート19の出力端に接続される。同様に、NORゲート
19の入力端のうちトランジスタ11に接続される入力端
は、NORゲート18の出力端に接続される。さらに、NORゲ
ート18と19の各々の出力端はそれぞれ出力端子7と8と
に接続される。書込制御端子9はトランジスタ10および
11の各々のゲートに接続される。なお、インバータ1と
2との各々の出力端はそれぞれ入力端5と6とに接続さ
れ、インバータ3と4との各々の入力端はそれぞれ出力
端子7と8とに接続される。
れる信号Tの電位レベルが“H"となり、トランジスタ10
および11が共にON状態とされる。これによって、インバ
ータ1および2に入力された相補入力データ信号対Dお
よびがそれぞれノードeとgとに伝達される。このと
き、リセット信号入力端子20およびセット信号入力端子
21には共に電位レベル“L"の信号が与えられる。したが
って、これを入力の1つとするNORゲート18および19は
インバータと同じ動作をする。すなわち、NORゲート18
はノードeの電位レベルを反転しノードfに出力し、NO
Rゲート19はノードgの電位レベルを反転しノードhに
出力する。したがって、先の2つの実施例の場合と同様
に、互いに相補な出力信号Qととは同じ速さで次段の
回路に伝達される。
与えられる信号Tの電位レベルが“L"となり、トランジ
スタ10および11が共にOFF状態とされる。これによっ
て、後から入力端子5および6に与えられる信号によっ
て、先に書込まれたデータが書換えられることはなくな
る。一方、先に入力されたデータによって与えられたノ
ードeおよびgの電位レベルはそれぞれNORゲート19の
出力とNORゲート18の出力とによって保持される。な
お、本実施例における、回路素子の駆動能力の調整も先
の2実施例の場合と同様である。
および8から取出される。なお、出力端子7から取出さ
れる信号はインバータ3によって反転増幅され出力信号
として次段に入力され、出力端子8から取出される信
号はインバータ4によって反転増幅され出力信号Qとし
て次段の回路に入力される。ところで、NORゲート18お
よび19は共にその入力端の一方にリセット信号Rまたは
セット信号Sが与えられる。そこで、リセット信号Rと
セット信号Sの電位レベル“H"と“L"の組合わせを変え
れば、出力端子7および8からはそれに応じた信号が得
られる。たとえば、リセット信号Rの電位レベルを
“H"、セット信号Sの電位レベルを“L"にすれば、NOR
ゲート18の出力電位レベル(出力端子7の電位レベル)
は、ノードeの電位レベルにかかわらず“L"となる。こ
のため、NORゲート19の入力電位レベルが共に“L"とな
り、その出力電位レベル(出力端子8の電位レベル)は
“H"となる。つまり、リセット信号Rおよびセット信号
Sとして電位レベル“H"が与えられるNORゲートから取
出される信号の電位レベルは必ず“L"となる。これは、
ノードfまたはhにおいて保持されているデータがリセ
ットされるこを意味する。このように、本実施例におい
てはリセット信号Rおよびセット信号Sによって入力デ
ータ信号のセッドおよびリセットが可能である。(ただ
し、リセット信号Rとセット信号Sの電位レベルが共に
“H"となる場合はないものとする。)本実施例において
も、データ書込状態とデータ保持状態とを切換えるため
のスイッチング手段としてPチャネルMOSトランジスタ
または、PチャネルMOSトランジスタおよびNチャネルM
OSトランジスタから構成されるトランスミッションゲー
トが用いられてもよい。
ており以下のような効果をもたらす。
信号が高速に次段の回路に伝達される。また、互いに相
補な2つの入力データ信号が同じデータ保持部で保持さ
れるため、これらは同じ速度で次段回路に伝達される。
したがって、次段の回路が相補データ信号対を同時に必
要とする回路であった場合、次段回路の信号伝達速度が
向上され、次段回路の動作も高速化され、論理回路装置
全体としての高速化が実現される。
本発明の第2の実施例を示す回路図、第3図は本発明の
第3の実施例を示す回路図、第4図は従来のラッチ回路
の一例を示す回路図、第5図は第4図で示した回路の一
部を回路素子を用いて表わした回路図、第6図は全加算
器の一例を示す回路図である。 図において、1〜4はデータ増幅用インバータ、5およ
び6は入力端子、7および8は出力端子、9は書込制御
端子、10および11はNチャネルMOSトランジスタ、12,1
3,22,および23はデータ保持用インバータ、a〜jはノ
ード、14,15,および26はトランスミッションゲート、1
6,17,24,および25は書込制御端子、18および19は2入力
NORゲート、20はリセット信号入力端子、21はセット信
号入力端子、27は高電圧源、28は低電圧源、29a〜29dは
データ保持部、Q1およびQ3はPチャネルMOSトランジス
タ、Q2およびQ4はNチャネルMOSトランジスタである。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。
Claims (1)
- 【請求項1】相補的な入力データ対を同時に受ける第1
および第2の相補入力端子と、前記相補的な入力データ
対に対応した相補的な出力データ対を出力する第1およ
び第2の相補出力端子とを有し、相補的なデータ伝搬を
行なう算術演算回路に用いられる論理回路装置であっ
て、 前記第1の相補入力端子と、前記第1の相補出力端子と
の間に形成される第1の信号伝達経路と、 前記第2の相補入力端子と、前記第2の相補出力端子と
の間に形成される第2の信号伝達経路と、 前記第1の信号伝達経路に含まれる第1の論理素子と、
前記第2の信号伝達経路に含まれる第2の論理素子とを
含み、前記第1の論理素子と前記第2の論理素子とは交
差接続され、かつ前記第1および第2の相補入力端子に
与えられる相補的な入力データ対を保持する手段と、 前記保持手段のデータ保持動作を制御する手段とを備え
た、相補的なデータ伝搬を行なう算術演算回路に用いら
れる論理回路装置。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1056704A JP2540934B2 (ja) | 1989-03-09 | 1989-03-09 | 論理回路装置 |
KR1019900002504A KR930006660B1 (ko) | 1989-03-09 | 1990-02-27 | 논리신호 기억과 전송회로 |
US07/489,385 US5173870A (en) | 1989-03-09 | 1990-03-05 | Transmission and latch circuit for logic signal |
DE4007223A DE4007223A1 (de) | 1989-03-09 | 1990-03-07 | Schaltkreis zum speichern und uebertragen eines logischen signales |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1056704A JP2540934B2 (ja) | 1989-03-09 | 1989-03-09 | 論理回路装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02235434A JPH02235434A (ja) | 1990-09-18 |
JP2540934B2 true JP2540934B2 (ja) | 1996-10-09 |
Family
ID=13034859
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1056704A Expired - Lifetime JP2540934B2 (ja) | 1989-03-09 | 1989-03-09 | 論理回路装置 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5173870A (ja) |
JP (1) | JP2540934B2 (ja) |
KR (1) | KR930006660B1 (ja) |
DE (1) | DE4007223A1 (ja) |
Families Citing this family (31)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04253367A (ja) * | 1991-01-29 | 1992-09-09 | Nec Ic Microcomput Syst Ltd | 半導体集積回路 |
DE4322183A1 (de) * | 1993-07-03 | 1995-01-12 | Bosch Gmbh Robert | Komparator |
US5508648A (en) * | 1994-08-01 | 1996-04-16 | Intel Corporation | Differential latch circuit |
GB2292855A (en) * | 1994-08-31 | 1996-03-06 | Texas Instruments Ltd | CMOS latch suitable for low voltage operation |
US5486777A (en) * | 1994-09-07 | 1996-01-23 | National Semiconductor Corporation | Low power differential receiver input circuit |
JP3043241B2 (ja) * | 1994-10-24 | 2000-05-22 | 沖電気工業株式会社 | 可変遅延回路 |
JP2865026B2 (ja) * | 1995-06-30 | 1999-03-08 | 日本電気株式会社 | 比較器 |
US5581207A (en) * | 1995-07-28 | 1996-12-03 | Intel Corporation | Synchronous delay line |
US5654660A (en) * | 1995-09-27 | 1997-08-05 | Hewlett-Packard Company | Level shifted high impedance input multiplexor |
US5777501A (en) * | 1996-04-29 | 1998-07-07 | Mosaid Technologies Incorporated | Digital delay line for a reduced jitter digital delay lock loop |
US5929662A (en) * | 1997-11-04 | 1999-07-27 | Motorola, Inc. | Analog comparator and method |
JPH11243326A (ja) * | 1997-12-24 | 1999-09-07 | Nec Corp | スタティックラッチ回路及びスタティック論理回路 |
JP4397066B2 (ja) * | 1999-03-24 | 2010-01-13 | 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 | ラッチ回路 |
US6417711B2 (en) * | 1999-10-19 | 2002-07-09 | Honeywell Inc. | High speed latch and flip-flop |
US6563356B2 (en) * | 1999-10-19 | 2003-05-13 | Honeywell International Inc. | Flip-flop with transmission gate in master latch |
KR100366627B1 (ko) * | 2000-08-23 | 2003-01-09 | 삼성전자 주식회사 | Dtc 기반 플립플럽 회로 및 비교기 |
DE10250866B4 (de) * | 2002-10-31 | 2009-01-02 | Qimonda Ag | D-Flipflop |
US7173475B1 (en) * | 2003-03-26 | 2007-02-06 | Cypress Semiconductor Corp. | Signal transmission amplifier circuit |
JP4524453B2 (ja) * | 2004-03-05 | 2010-08-18 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | フリップフロップ回路 |
US7764086B2 (en) * | 2006-12-22 | 2010-07-27 | Industrial Technology Research Institute | Buffer circuit |
US20080180139A1 (en) * | 2007-01-29 | 2008-07-31 | International Business Machines Corporation | Cmos differential rail-to-rail latch circuits |
WO2008114380A1 (ja) * | 2007-03-19 | 2008-09-25 | Fujitsu Limited | 記憶回路および記憶方法 |
US7724058B2 (en) * | 2007-10-31 | 2010-05-25 | Qualcomm Incorporated | Latch structure and self-adjusting pulse generator using the latch |
US20090108885A1 (en) * | 2007-10-31 | 2009-04-30 | International Business Machines Corporation | Design structure for CMOS differential rail-to-rail latch circuits |
JP2009211732A (ja) * | 2008-02-29 | 2009-09-17 | Eastman Kodak Co | シフトレジスタ回路および表示装置 |
JP5284211B2 (ja) * | 2009-07-23 | 2013-09-11 | 株式会社東芝 | 半導体集積回路 |
JP6056632B2 (ja) * | 2013-04-22 | 2017-01-11 | 富士通株式会社 | データ保持回路、及び、半導体集積回路装置 |
US9564881B2 (en) | 2015-05-22 | 2017-02-07 | Qualcomm Incorporated | Area-efficient metal-programmable pulse latch design |
US9979394B2 (en) | 2016-02-16 | 2018-05-22 | Qualcomm Incorporated | Pulse-generator |
US10263623B1 (en) * | 2018-08-21 | 2019-04-16 | Xilinx Inc. | Circuit for and method of storing data in an integrated circuit device |
US20230238960A1 (en) * | 2022-01-26 | 2023-07-27 | Airoha Technology Corp. | Output driver using feedback network for slew rate reduction and associated output driving method |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS52103945A (en) * | 1976-02-26 | 1977-08-31 | Nec Corp | Latch circuit |
JPS5392653A (en) * | 1977-01-26 | 1978-08-14 | Toshiba Corp | Logic circuit |
JPS6038920A (ja) * | 1983-08-11 | 1985-02-28 | Mitsubishi Electric Corp | ラツチ回路 |
Family Cites Families (15)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5811134B2 (ja) * | 1976-12-14 | 1983-03-01 | 株式会社東芝 | 分周回路 |
US4215418A (en) * | 1978-06-30 | 1980-07-29 | Trw Inc. | Integrated digital multiplier circuit using current mode logic |
US4356411A (en) * | 1978-12-12 | 1982-10-26 | Tokyo Shibaura Denki Kabushiki Kaisha | Flip-flop circuit |
US4333020A (en) * | 1979-05-23 | 1982-06-01 | Motorola, Inc. | MOS Latch circuit |
US4506167A (en) * | 1982-05-26 | 1985-03-19 | Motorola, Inc. | High speed logic flip-flop latching arrangements including input and feedback pairs of transmission gates |
JPS60205631A (ja) * | 1984-03-29 | 1985-10-17 | Toshiba Corp | 全加算回路 |
JPS60247734A (ja) * | 1984-05-24 | 1985-12-07 | Toshiba Corp | 論理演算回路 |
US4689763A (en) * | 1985-01-04 | 1987-08-25 | Advanced Micro Devices, Inc. | CMOS full adder circuit |
US4887233A (en) * | 1986-03-31 | 1989-12-12 | American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories | Pipeline arithmetic adder and multiplier |
US4754165A (en) * | 1986-07-29 | 1988-06-28 | Hewlett-Packard Company | Static MOS super buffer latch |
US4831577A (en) * | 1986-09-17 | 1989-05-16 | Intersil, Inc. | Digital multiplier architecture with triple array summation of partial products |
JPS63124133A (ja) * | 1986-11-13 | 1988-05-27 | Mitsubishi Electric Corp | 全加算回路 |
JPS63304495A (ja) * | 1987-06-03 | 1988-12-12 | Toshiba Corp | 半導体集積回路 |
JPH0239719A (ja) * | 1988-07-29 | 1990-02-08 | Fujitsu Ltd | 半導体回路 |
US4939384A (en) * | 1988-10-03 | 1990-07-03 | Oki Electric Industry Co., Ltd | Flip-flop circuit |
-
1989
- 1989-03-09 JP JP1056704A patent/JP2540934B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-02-27 KR KR1019900002504A patent/KR930006660B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1990-03-05 US US07/489,385 patent/US5173870A/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-03-07 DE DE4007223A patent/DE4007223A1/de active Granted
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS52103945A (en) * | 1976-02-26 | 1977-08-31 | Nec Corp | Latch circuit |
JPS5392653A (en) * | 1977-01-26 | 1978-08-14 | Toshiba Corp | Logic circuit |
JPS6038920A (ja) * | 1983-08-11 | 1985-02-28 | Mitsubishi Electric Corp | ラツチ回路 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE4007223A1 (de) | 1990-09-20 |
JPH02235434A (ja) | 1990-09-18 |
US5173870A (en) | 1992-12-22 |
DE4007223C2 (ja) | 1992-06-25 |
KR900015464A (ko) | 1990-10-27 |
KR930006660B1 (ko) | 1993-07-22 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080725 Year of fee payment: 12 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080725 Year of fee payment: 12 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090725 Year of fee payment: 13 |
|
EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090725 Year of fee payment: 13 |