JP2014003765A - モータ制御装置、及び、これを用いた電動パワーステアリング装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】 モータ制御装置10は、各センサ75、70、94からのアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換するハードウェアであるA/D変換器11、12、13と、ソフトウェアであるマイコン30と、インバータ60を駆動しモータに電力を供給するハードウェアである駆動部40とから構成されている。マイコン30は、個別に入力から出力を演算する「単位ブロック」としての各演算部31〜37を含み、モータの駆動に係る制御量を演算する。また、マイコン30は、制御演算と並行して、当該制御演算が正常に実行されているか否かを監視するソフトウェア監視処理を単位ブロック毎に実行する。これにより、モータ制御装置10は、別の監視用ハードウェアを用いることなく、ソフトウェア異常を検出することができる。
【選択図】図4
Description
(一実施形態)
[全体構成]
本発明によるモータ制御装置を車両の電動パワーステアリング装置に適用した実施形態の全体構成について、図1〜図4を参照して説明する。
図2は、電動パワーステアリング装置1を備えたステアリングシステム90を示す。ハンドル91に接続されたステアリングシャフト92には、操舵トルクを検出するためのトルクセンサ94が設置されている。ステアリングシャフト92の先端にはピニオンギア96が設けられており、ピニオンギア96はラック軸97に噛み合っている。ラック軸97の両端には、タイロッド等を介して一対の車輪98が回転可能に連結されている。ステアリングシャフト92の回転運動は、ピニオンギア96によってラック軸97の直線運動に変換され、ラック軸97の直線運動変位に応じた角度について一対の車輪98が操舵される。
本実施形態のモータ80は、3相交流ブラシレスモータである。また、モータ80の回転角は、回転角センサ75によって検出される。
第1巻線組801は、U、V、W相の3相巻線811、812、813から構成され、第2巻線組802は、U、V、W相の3相巻線821、822、823から構成される。
インバータ60は、第1巻線組801に対応して設けられる第1系統インバータ601と、第2巻線組802に対応して設けられる第2系統インバータ602から構成される。以下、インバータ、及びそのインバータと対応する3相巻線組の組合せの単位を「系統」という。
A/D変換器11、12、13は、それぞれ回転角センサ75、電流センサ70、トルクセンサ94からのアナログ電気信号を入力し、デジタル電気信号に変換する。
マイコン30は、A/D変換器11、12、13の入力信号を用いて制御ソフトウェアを実行することでモータ80の駆動に係る制御量を演算し、演算結果を駆動部40に出力する。
タイマー41は、マイコン30のPWM指令に基づきプリドライバ42の駆動信号を生成する。プリドライバ42は、スイッチング素子をオン/オフすることで、インバータ601、602を駆動する。
コンデンサ53は、バッテリ51と並列に接続され、電荷を蓄え、インバータ601、602への電力供給を補助したり、サージ電流などのノイズ成分を抑制したりする。
第2系統インバータ602について、スイッチング素子(MOS)621〜626、シャント抵抗721、722、723の構成は、第1系統インバータ601と同様である。
本実施形態による3相交流ブラシレスモータは、mを自然数とすると、ステータ84のコイル数が(12×m)であり、ロータ83の永久磁石87の極数が(2×m)である。図3に示す例ではm=5である。なお、mは5以外の自然数であってもよい。
ステータコイルは、6個のコイルからなるコイル群が10群、すなわち60(=12×5)個のコイルから構成される。1つのコイル群は、U1、U2、V1、V2、W1、W2の各コイルがこの順に時計回りで配列される。また、2個ずつのコイル群に対応する5つのエリア(エリア0〜エリア4)を定義する。図の上側を0°とし時計回り方向で角度を示すと、各エリアの基端の角度位置は(n×72°、n=0〜4)となる。
これにより、U相を例に取ると、第2巻線組802を構成するU2コイル821の周方向の配置は、第1巻線組801を構成するU1コイル811に対し、電気角30°に相当する角度だけ進んだ位置関係になる。よって、第2巻線組802に供給される3相交流の位相を、第1巻線組801に供給される3相交流の位相に対して30°進めることが可能となる。
図4において、ハードウェアであるA/D変換器11、12、13、及び駆動部40については図1で説明したとおりである。一方、マイコン30内のソフトウェアについて、一連の制御演算処理を複数の単位ブロック31〜37に分けて示している。この単位ブロックは、それぞれ個別に入力から出力を演算する処理単位である。
電流検出演算部32は、電流センサ70が検出した相電流をA/D変換器12の出力電圧として取得し、3相電流検出値Iu、Iv、Iwを演算する。
3相2相変換演算部33は、3相電流検出値Iu、Iv、Iwをdq軸電流検出値Id、Iqに変換し、電流フィードバック演算部34に出力する。
電流フィードバック演算部34は、電流指令値演算部37から取得したq軸電流指令値Iq*、及び、内部で演算したd軸電流指令値Id*と、3相2相変換演算部33からのdq軸電流検出値Id、Iqとの偏差に基づいて、PI制御により電圧指令値Vd*、Vq*を生成し、2相3相変換演算部35に出力する。
このPWM指令がマイコン30から駆動部40のタイマー41に出力され、三角波比較によりインバータ60の上下MOSのスイッチング信号が生成される。そして、このスイッチング信号に基づき、プリドライバ42によってインバータ60が駆動される。
以下、電流指令値演算部37を除く6つの演算部31〜36について、具体的なソフトウェア監視処理の例について、図5〜図30を参照して説明する。
また、ソフトウェア監視処理では、検出ノイズ等の考慮から「ゼロ近似値」を定義し、監視対象量の絶対値が「ゼロ近似値」以下の場合、事実上「ゼロ」に等しいとみなす。例えば、「ゼロ近似電圧値Vapp0」は0.1V、「ゼロ近似電流値Vapp0」は1A、「ゼロ近似デューティDapp0」は1%というように設定することができる。
機械角演算部31のソフトウェア監視処理について、図5〜図9を参照して説明する。
図5に示すように、機械角演算部31の実行する演算は、差分演算311、第1補正演算312、擬似信号演算313、第2補正演算314、角度演算315、第3補正演算316を含む。
ここで、回転角センサ75の検出素子として、例えば磁気抵抗素子(MR)が採用される。磁気抵抗素子は、被検出体の回転に応じて変化する回転磁界によってインピーダンスが変化する。本実施形態では、磁気抵抗素子の電気角が機械角ψに相当する。また、図3に示すように本実施形態のモータ80は磁極対の数が5であるので、機械角ψは、モータ電気角θの(1/5)に相当する。
第1ハーフブリッジ210は、2つの磁気抵抗素子211、212が電源VccとグランドGNDとの間に直列に接続されている。電源Vccの電圧は例えば5Vである。
第2ハーフブリッジ220、第3ハーフブリッジ230、第4ハーフブリッジ240も同様に、それぞれ2つの磁気抵抗素子221、222、231、232、241、242が電源VccとグランドGNDとの間に直列に接続されている。
増幅部25は、各ハーフブリッジ210、220、230、240の中点215、225、235、245から出力された出力信号を増幅すると共にオフセットして、マイコン30に出力する。その結果、マイコン30には、図9(a)、(b)に示す出力信号が出力される。
Vx1= B1cosψ+2.5+C1 ・・・式(1.1)
Vy1= B2sinψ+2.5+C2 ・・・式(1.2)
Vx2=−B3cosψ+2.5+C3 ・・・式(1.3)
Vy2=−B4sinψ+2.5+C4 ・・・式(1.4)
ここで、回転角ψは磁気抵抗素子の電気角、すなわち機械角ψに相当する。
(Vy1−Vy2)/(Vx1−Vx2)
=2B’sinψ/2B’cosψ=tanψ ・・・式(1.5)
|Vx1−(B1cosψ+Voff1)/G1|=0 ・・・式(1.6)
|Vy1−(B2sinψ+Voff2)/G2|=0 ・・・式(1.7)
|Vx2+(B3cosψ−Voff3)/G3|=0 ・・・式(1.8)
|Vy2+(B4sinψ−Voff4)/G4|=0 ・・・式(1.9)
電流検出演算部32のソフトウェア監視処理について、図10〜図14を参照して説明する。
図10に示すように、電流検出演算部32の実行する演算は、山読み電圧演算321、オフセット補正/ゲイン補正演算322、ブラインド補正演算323を含む。電流検出演算部32は、各系統各相の「山読み電流A/D値」(ItA/D)、「谷読み電流A/D値」(IbA/D)が入力され、各系統各相の制御用電流(Ictrl)を出力する。
このように、MOSのオン/オフ状態は、電圧ベクトルパターンによって示すことができる(例えば特開2012−50252号公報参照)。
また、3相全ての下MOSがオフとなり、3相全ての上MOSがオンとなる「ゼロ電圧ベクトルV7発生期間」、すなわち三角波Crの谷のタイミングでA/D変換器12が出力する「谷読み電圧」を検出することにより、補正のための「谷読み電流」を演算する。
Iu+Iv+Iw=0 ・・・式(2.1)
また、ブラインド補正において奇数電圧ベクトル発生期間をできるだけ長く確保するため、図14に示す「上シフト処理」が行われる。図14に示す例では、PWM指令が大きい方からU相、V相、W相の順となっている。この場合、最大であるU相のPWM指令PWMuを100%とするように電圧平均値を高電圧側に上シフトする。これにより、シフト前のゼロ電圧ベクトルV0発生期間が無くなり、ゼロ電圧ベクトルV0発生期間の前後の電圧ベクトルV1発生期間が一連の期間となる。その結果、電圧ベクトルV1発生期間に電流検出が実行される。
3相2相変換演算部33のソフトウェア監視処理について、図15〜図17を参照して説明する。
図15に示すように、3相2相変換演算部33の実行する演算は、モータ電気角演算331、3相2相変換用電気角演算332、各系統3相2相変換用電気角演算333、各系統3相2相変換演算334を含む。
3相2相変換用電気角演算332及び各系統3相2相変換用電気角演算333は、補正後モータ電気角θaと、ローパスフィルタ後のモータ回転角速度ωLPFとから3相2相変換用の電気角θb1、θb2を演算する。ここで、図3に示すモータ80の構成により、第2系統の電気角θb2は、第1系統の電気角θb1に対し30°進むこととなる。この30°の電気角の差は、(θa±15°)を使って下式3.1のように表される。
θb2−θb1=(θa+15°)−(θa−15°) ・・・式(3.1)
図16(b)のフローチャートは、3相2相変換演算が正常であるか否かを監視するものである。S311では、系統毎に、dq軸電流検出値Id、Iqを逆dq変換によって2相3相変換した値(Id,q2→3)を3相電流検出値Iu、Iv、Iwと比較する。電流差の絶対値がゼロ近似電流値Iapp0以下であればエラーフラグをオフ(S312)とし、Iapp0を超える場合はエラーフラグをオン(S313)とする。
電流フィードバック演算部34のソフトウェア監視処理について、図18〜図24を参照して説明する。図中、「F/B」は「フィードバック」を意味する。
図18に示すように、電流フィードバック演算部34の実行する演算は、dq軸電流和差演算341、dq軸電流偏差演算342、PI制御演算343、各系統電圧指令演算344、d軸電流指令値演算345を含む。
q軸電流指令値Iq*は電流指令値演算部37で生成され、dq軸電流偏差演算342に入力される。一方、d軸電流指令値Id*は、電流フィードバック演算部34内のd軸電流指令値演算345で生成され、dq軸電流偏差演算342に入力される。d軸電流指令値演算345は、dq軸電流和差演算341が演算した「Iq和」、及び、各系統電圧指令演算344が出力した各系統のq軸電圧指令値Vq1*、Vq2*に基づいてd軸電流指令値Id*を演算する。
Vd2+Vq2=Va2 ・・・式(4.1)
すなわち、q軸電圧指令値Vq*が基準電圧円CAの外側にある場合には、飽和ガードによって、基準電圧円CAの内側に入るように補正する。
したがって、S411、S412でいずれものNOの場合、エラーフラグをオフ(S413)とし、いずれか一方でもYESの場合はエラーフラグをオン(S414)とする。
図24に示すように、電流フィードバック演算部34は、下式4.2、4.3に示す「2系統の電流の和と差」を制御する。
I和=I1+I2 ・・・式(4.2)
I差=I1−I2 ・・・式(4.3)
電流偏差演算342の電流和偏差算出部382は、2系統の電流指令値の和である「I和*」と、電流検出値の和である「I和」との偏差「E(I和)」を算出し、PI制御演算343の和演算器383に出力する。和演算器383は、「E(I和)」を0に収束させるように、比例積分制御演算によって、下式4.4に示す電圧指令値の和である「V和*」を演算する。
V和*=V1*+V2* ・・・式(4.4)
電流偏差演算342の電流差偏差算出部392は、2系統の電流指令値の差である「I差*」と、電流検出値の差である「I差」との偏差「E(I差)」を算出し、PI制御演算343の差演算器393に出力する。差演算器393は、「E(I差)」を0に収束させるように、比例積分制御演算によって、下式4.5に示す電圧指令値の差である「V差*」を演算する。
V差*=V1*−V2* ・・・式(4.5)
ここで、第1系統インバータ601と第2系統インバータ602との電気的特性は同等であるから、2系統の電流指令値の差であるI差*は原則として0(A)である。
V1*=(V和*+V差*)/2 ・・・式(4.6)
V2*=(V和*−V差*)/2 ・・・式(4.7)
以上の式4.2〜4.7は、dq軸座標系ではIがId及びIqに、VがVd及びVqに置き換わる。
S421では、第1系統のq軸電流検出値Iq1と、q軸電流検出値の和である「Iq和」から第2系統q軸電流検出値Iq2を引いた値とが一致するか否か判断する。
S422では、第1系統のq軸電流検出値Iq1と、q軸電流検出値の差である「Iq差」に第2系統q軸電流検出値Iq2を加えた値とが一致するか否か判断する。
S424では、q軸電流指令値の差である「Iq*差」、すなわち「0*」と、差の偏差「E(Iq差)」に「Iq差」を加えた値とが一致するか否か判断する。
S421〜S424の条件がすべて成立すればエラーフラグをオフ(S425)とし、いずれか1つでもNOの場合はエラーフラグをオン(S426)とする。
図21のフローチャートは、比例制御(P制御)の定数に関する。比例制御は、目標値から現在値を差し引いた偏差に比例した操作量を与える制御であるから、演算が正常ならば、監視周期における今回偏差が前回偏差より大きい場合(S431:YES)にP項の値が負になる(S432:YES)はずがない。一方、今回偏差が前回偏差より小さい場合(S433:YES)にP項の値が正になる(S434:YES)はずがない。
そこで、S432、S434でNOの場合にはエラーフラグをオフ(S435)とし、いずれか一方でもYESの場合はエラーフラグをオン(S436)とする。
そこで、S442、S444でNOの場合にはエラーフラグをオフ(S445)とし、いずれか一方でもYESの場合はエラーフラグをオン(S446)とする。
2相3相変換演算部35のソフトウェア監視処理について、図25、図26を参照して説明する。
図25に示すように、2相3相変換演算部35の実行する演算は、モータ電気角演算351、2相3相変換用電気角演算352、各系統2相3相変換用電気角演算353、各系統2相3相変換演算354を含む。
θc2−θc1=(θa+15°)−(θa−15°) ・・・式(5.1)
図26(b)のフローチャートは、2相3相変換演算が正常であるか否かを監視するものである。S511では、系統毎に、3相電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*をdq変換によって3相2相変換した値(Vu,v,w*3→2)をdq軸電圧指令値Vd*、Vq*と比較する。電圧差の絶対値がゼロ近似電圧値Vapp0以下であればエラーフラグをオフ(S512)とし、Vapp0を超える場合はエラーフラグをオン(S513)とする。
PWM指令演算部36のソフトウェア監視処理について、図27〜図30を参照して説明する。
図27に示すように、PWM指令演算部36の実行する演算は、電圧利用率係数処理演算361、駆動回路補償演算362、PWM変調処理演算363、PWM変換演算364、PWM制限演算365を含む。
PWMu−v*:(U相PWM指令−V相PWM指令)(%)
PWMv−w*:(V相PWM指令−W相PWM指令)(%)
PWMw−u*:(W相PWM指令−U相PWM指令)(%)
α:PWM指令(%)を電圧に換算する係数(V/%)
すなわち、S601では、各相間のPWM指令差の電圧換算値を3相2相変換した値をdq軸電圧指令値Vd*、Vq*と比較する。電圧差の絶対値がゼロ近似電圧値Vapp0以下であればエラーフラグをオフ(S602)とし、Vapp0を超える場合はエラーフラグをオン(S603)とする。
そこで、S612、S614でNOの場合にはエラーフラグをオフ(S615)とし、いずれか一方でもYESの場合はエラーフラグをオン(S616)とする。
PWMo(n):n回目の制御演算でのPWM指令
PWMo(n−1):(n−1)回目の制御演算でのPWM指令(前回値)
PWMr(n):n回目の制御演算の100μs後に更新出力される擬似デューティ
すると、擬似デューティは、下式6.1によって算出される。
PWMr(n)={PWMo(n−1)+PWMo(n)}/2・・・式(6.1)
2×PWMr(n)−PWMo(n−1)=PWMo(n) ・・・式(6.2)
一方、擬似デューティ更新処理をしない場合には、n回目の制御演算の100μs後の出力は、下式6.3に示すように、n回目の制御演算でのPWM指令と等しくなる。
PWMr(n)=PWMo(n) ・・・式(6.3)
以上のように、本実施形態のモータ制御装置10は、マイコン30が制御演算と並行してソフトウェア監視処理を実行することにより、別の監視用ハードウェアを用いることなく、マイコン30のソフトウェア異常を内部で検出することができる。すなわち、別の監視用ハードウェアを用いる場合のように通信線を用いないので、誤検出を回避するために監視閾値にマージンを多く取る必要がなく、また、通信線による通信速度の制約を受けない。よって、マイコン30のソフトウェア異常を広い監視範囲で早期に検出することができる
また、本実施形態によるソフトウェア監視処理では、マイコン30の単位ブロック毎に入力と出力との関係におけるエラーの有無を監視するため、監視単位での演算量を低減することができる。また、異常箇所の特定が容易となる。
加えて、本実施形態のモータ制御装置10が適用される電動パワーステアリング装置1は、特に安全性の要求が高い装置である。したがって、既存技術によるハード故障の検出に加え、本実施形態のソフトウェア監視処理を実行することで、より信頼性を向上することができる。
(ア)ソフトウェア監視処理は、必ずしもマイコンの単位ブロック毎に実行されなくてもよい。例えば、マイコン全体の制御演算に対して一括して実行されてもよい。
(イ)モータ及び駆動部は2系統に限らず、1系統であってもよい。また、2系統のモータの場合、系統間の位相差が30°である構成に限らない。
(ウ)モータの磁極対の数は5対に限らない。磁極対の数に応じて、モータ電気角と機械角との比は適宜変更される。
(オ)本発明のモータ制御装置は、3相交流ブラシレスモータに限らず、直流モータ、ブラシ付きモータに適用されてもよい。また、本発明のモータ制御装置は、電動パワーステアリング装置の操舵アシストモータに限らず、他のいかなるモータ用の制御装置として適用されてもよい。
11、12、13・・・A/D変換器、
30 ・・・マイコン(マイクロコンピュータ)、
70 ・・・電流センサ(センサ)、
75 ・・・回転角センサ(センサ)、
80 ・・・モータ、
94 ・・・トルクセンサ(センサ)。
Claims (4)
- モータ(80)を駆動する駆動部(40)と、
前記モータの駆動に関するセンサ(70、75、94)からのアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換するA/D変換器(11、12、13)と、
前記A/D変換器からの入力信号を用いて制御ソフトウェアを実行することで前記モータの駆動に係る制御量を演算し、演算結果を前記駆動部に出力するマイクロコンピュータ(30)と、
を備え、
前記マイクロコンピュータは、制御演算と並行して、当該制御演算が正常に実行されているか否かを監視するソフトウェア監視処理を実行することを特徴とするモータ制御装置(10)。 - 前記マイクロコンピュータが実行する制御ソフトウェアは、個別に入力から出力を演算する複数の単位ブロックから構成され、
前記マイクロコンピュータは、当該単位ブロック毎に前記ソフトウェア監視処理を実行することを特徴とする請求項1に記載のモータ制御装置。 - 2組の巻線組(801、802)を有するモータに適用され、前記2組の巻線組に対し電力を供給する2系統のインバータ(601、602)を前記駆動部に含む請求項1または2に記載のモータ制御装置において、
前記マイクロコンピュータは、系統毎に検出された検出値、又は当該検出値に基づいて演算された演算値を系統間で比較することにより、前記ソフトウェア監視処理を実行することを特徴とするモータ制御装置。 - 運転者の操舵を補助するためのアシストトルクを発生する操舵アシストモータ(80)と、
当該操舵アシストモータの駆動を制御する請求項1〜3のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
前記操舵アシストモータのトルクをステアリングシャフトに伝達する動力伝達手段(89)と、
を備えた電動パワーステアリング装置(1)。
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