JP2002299915A - 非可逆回路素子及び通信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 バランやハイブリッド等を介さないで平衡出
力回路に接続することができる非可逆回路素子及び通信
装置を提供する。 【解決手段】 中心電極組立体１３は、円板状のマイク
ロ波フェライト２０の上面に、中心電極２１〜２３を電
気的絶縁状態で、それぞれの交差角が略１２０度になる
ように配置している。中心電極２２，２３は、それぞれ
の一端側に接続部２８，２９を有し、他端側にアース電
極２５が接続されている。中心電極２１は両端に接続部
２６，２７を有している。この接続部２６，２７は給電
端とされ、中心電極２１に接続されている入力ポート１
は平衡型入力ポートとされている。そして、中心電極２
２に接続されている出力ポート２は不平衡型出力ポート
とされ、中心電極２３に接続されているポート３は終端
ポートとされている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えばマイクロ波
帯で使用されるアイソレータやサーキュレータ等の非可
逆回路素子及び通信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より、平衡出力回路、特にプッシュ
プルアンプ（１８０度の位相差で動作する一対の増幅器
を有するもの）の出力側には、バランやハイブリッドや
電力合成器が挿入されていた。そして、これらバラン等
によって、平衡信号をシングルエンデッド信号に変換し
ていた。

【０００３】一般に、マイクロ波帯以下（ＨＦ帯、ＶＨ
Ｆ帯，ＵＨＦ帯以下）では、バランが用いられている。
一方、マイクロ波帯以上（ＵＨＦ帯以上）では、ハイブ
リッドや電力合成器が用いられる。バランは、広帯域フ
ェライトコアを用いることが多く、その場合、使用可能
な周波数上限はＵＨＦ帯までである。ハイブリッドや電
力合成器は、通常、分布定数回路で構成されるので、Ｕ
ＨＦ帯以上であれば、実用上大きな問題とならないサイ
ズである。

【０００４】ところで、通信機、特に、振幅変調成分を
含むＱＰＳＫ等の送信回路部や、高信頼性が要求される
送信回路部では、シングルエンデッド信号に変換された
送信信号は、アイソレータを経由した後、アンテナ切換
装置（又はアンテナ共用装置）などを経てアンテナに送
られる。アイソレータを経由しないと、アンテナやアン
テナ切換装置などからの反射が平衡出力回路（特にアン
プ）に戻り、平衡出力回路から見た負荷インピーダンス
を変化させてしまう。そして、負荷インピーダンスが変
化すると、送信信号の波形歪みが大きくなったり、アン
プの動作が不安定になって発振したりするという不具合
が発生する。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
ようにバラン（又はハイブリッドや電力合成器）とアイ
ソレータを組み合わせると、送信回路部が大型かつ高コ
ストになり、最近の移動通信機の小型化及び低コスト化
の要求に対応できなくなってきた。また、送信信号がバ
ランとアイソレータの両方を通過するため、挿入損失が
大きい。また、送信回路部は扱う電力が大きいため、構
成部品点数が多くなって接続箇所が増えると、不要輻射
が発生し易くなり、通信機内部での相互干渉の可能性が
高くなるという問題があった。さらに、バランとアイソ
レータのそれぞれの動作帯域幅によって送信回路部の動
作帯域幅が狭められるため、使用可能な周波数帯域が狭
帯域になるという問題もあった。

【０００６】また、通信機では、電力増幅器からの２倍
高調波や３倍高調波などの発射を防ぐため、しばしばア
イソレータ以外に、ローパスフィルタやバンドパスフィ
ルタを設けて、高調波信号を基本波比で−６０ｄＢ程度
に抑圧している。しかし、そのような回路構成では、サ
イズ、価格、挿入損失が増加してしまう。そのため、ア
イソレータに高調波抑圧の効果が期待されるようになっ
ている。フィルタを設けることなく、高調波を抑圧しよ
うとするわけである。

【０００７】確かにアイソレータには、動作周波数（基
本波）より高い周波数の信号を減衰させる高調波抑圧効
果がある。特に、３倍高調波のような基本波から大きく
離れた信号は例えば３０〜４０ｄＢ以上など、十分減衰
させることができる。しかし、本来がフィルタではない
こともあり、２倍高調波のような比較的基本波に近い周
波数の信号は、１５〜２５ｄＢ程度と、３倍高調波と比
較すると減衰量は十分とはいえない。

【０００８】通常の（不平衡：シングルエンデッド）出
力の増幅器では、３倍高調波信号（基本波比で、−４０
ｄＢ程度）と比較して２倍高調波の信号が強い（基本波
比で、−３０ｄＢ程度）ため、アイソレータと組み合わ
せても、２倍高調波を十分減衰させられず（基本波比
で、−５０ｄＢ程度）、フィルタを追加して基本波比
で、−６０ｄＢ以下となるようにする必要がしばしば起
こる。

【０００９】ところが、平衡型（プッシュプル）増幅器
はその性質として、２倍高調波の発生が少ない（例：基
本波比で、−４０から−５０ｄＢ程度）。従って、むし
ろ３倍高調波（基本波比で、−４０ｄＢ程度）の抑圧が
課題となる。一方、アイソレータは、先に述べたように
３倍高調波を抑圧する能力が大きい。そのため、平衡型
増幅器とアイソレータを組み合わせることにより、２
倍、３倍の高調波を、フィルタを付加することなく、余
裕を持って基本波比で−６０ｄＢ以下に抑えることが望
まれる。しかし、従来のアイソレータでは、平衡型増幅
器との間にバランを介する必要がある。

【００１０】そこで、本発明の目的は、バランやハイブ
リッド等を介さないで平衡出力回路に接続することがで
きる非可逆回路素子及び通信装置を提供することにあ
る。

【００１１】

【課題を解決するための手段及び作用】前記目的を達成
するため、本発明に係る非可逆回路素子は、（ａ）永久
磁石と、（ｂ）前記永久磁石により直流磁界が印加され
るフェライトと、（ｃ）前記フェライトに配置された複
数の中心電極とを備え、（ｄ）前記複数の中心電極にそ
れぞれ接続されている複数のポートのうち、少なくとも
一つのポートが平衡型ポートであること、を特徴とす
る。より具体的には、中心電極の両端部を給電端とする
ことにより、平衡型ポートが形成されている。ここに、
中心電極の電気長は１／２波長であることが好ましい。

【００１２】以上の構成からなる非可逆回路素子は、バ
ランやハイブリッド等を介さないで、平衡出力回路の出
力側に接続可能である。

【００１３】また、非可逆回路素子と該非可逆回路素子
に接続する平衡出力回路とのインピーダンス整合をとる
ため、例えば、平衡型ポートの中心電極の両端にそれぞ
れ整合用コンデンサを電気的に直列に接続したり、平衡
型ポートの中心電極の両端間を整合用コンデンサで電気
的に接続したり、平衡型ポートの中心電極の各端とアー
スとの間をそれぞれ整合用コンデンサで電気的に接続し
たりしている。あるいは、平衡型ポートの中心電極の両
端をそれぞれ整合用コンデンサを介して平衡入出力端子
に電気的に接続したり、平衡入出力端子間を整合用コン
デンサで電気的に接続したり、平衡入出力端子のそれぞ
れとアースとの間を整合用コンデンサで電気的に接続し
たりしている。

【００１４】また、平衡型ポートの中心電極の電極幅
を、残りの中心電極の電極幅と異ならせることにより、
非可逆回路素子と平衡出力回路との間で最適なインピー
ダンス整合が得られる。特に、平衡出力回路のインピー
ダンスが低い場合には、平衡型ポートの中心電極の電極
幅を、残りの中心電極の電極幅より太くすることによ
り、中心電極での導体損が減り、低挿入損失の非可逆回
路素子が得られる。

【００１５】また、本発明に係る通信装置は、前述の特
徴を有する非可逆回路素子と、略１８０度の位相差で駆
動される一対の増幅器とを備え、一対の増幅器の出力側
に非可逆回路素子の平衡型ポートを接続している。以上
の構成により、小型で優れた周波数特性を有する通信装
置が得られる。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下に、本発明に係る非可逆回路
素子及び通信装置の実施の形態について添付の図面を参
照して説明する。各実施形態では、非可逆回路素子とし
て集中定数型アイソレータを例にして説明し、同一部品
及び同一部分には同じ符号を付し、重複した説明は省略
する。

【００１７】［第１実施形態、図１〜図６］図１に示す
ように、アイソレータ１は、概略、金属製下側ケース４
と、樹脂製端子ケース３と、中心電極組立体１３と、金
属製上側ケース８と、永久磁石９と、絶縁性部材７と、
抵抗Ｒと、整合用コンデンサＣ１〜Ｃ４等を備えてい
る。

【００１８】中心電極組立体１３は、円板状のマイクロ
波フェライト２０の上面に、中心電極２１〜２３を電気
的絶縁状態で、それぞれの交差角が略１２０度になるよ
うに配置している。中心電極２２，２３は、それぞれの
一端側に接続部２８，２９を有し、他端側にアース電極
２５が接続されている。中心電極２２，２３共通のアー
ス電極２５は、フェライト２０の下面を略覆うように設
けられている。一方、中心電極２１は、両端に接続部２
６，２７を有している。中心電極組立体１３は、フェラ
イト２０の裏面に設けられたアース電極２５が、樹脂製
端子ケース３の窓部３ｃを通して、金属製下側ケース４
の底壁４ｂにはんだ付け等の方法により接続され、接地
される。

【００１９】図２に示すように、樹脂製端子ケース３に
は、平衡入力端子（＝バランス入力端子＝差動入力端
子）１４，１５、不平衡出力端子（＝アンバランス出力
端子）１６及び三つのアース端子１７がインサートモー
ルドされている。これらの端子１４〜１７は、一端が樹
脂製端子ケース３の対向する側壁３ａからそれぞれ外方
向へ導出され、他端が樹脂製端子ケース３の底部３ｂに
露出してそれぞれ平衡入力引出し電極部１４ａ，１５
ａ、不平衡出力引出し電極部１６ａ及びアース引出し電
極部１７ａを形成している。平衡入力引出し電極部１４
ａ，１５ａ及び不平衡引出し電極部１６ａは、中心電極
２１，２２の接続部２６，２７，２８にそれぞれはんだ
付けされている。

【００２０】整合用コンデンサＣ１〜Ｃ４は、ホット側
コンデンサ電極が中心電極２１〜２３の接続部２６〜２
９にそれぞれはんだ付けされ、コールド側コンデンサ電
極が樹脂製端子ケース３に露出しているアース引出し電
極部１７ａにそれぞれはんだ付けされている。抵抗Ｒの
一方は、中心電極２３の接続部２９を介して整合用コン
デンサＣ４のホット側コンデンサ電極に接続され、他方
は樹脂製端子ケース３の底部３ｂに露出しているアース
引出し電極部１７ａに接続されている。つまり、整合用
コンデンサＣ４と抵抗Ｒとは、中心電極２３の接続部２
９とアースとの間に電気的に並列に接続されている。図
３は、アイソレータ１の内部の電気的接続状態を示した
ものである。

【００２１】以上の構成からなる各部品は、例えば、次
のようにして組み立てられる。図１に示すように、樹脂
製端子ケース３の下方から金属製下側ケース４を装着す
る。次に、この樹脂製端子ケース３内に、中心電極組立
体１３や整合用コンデンサＣ１〜Ｃ４や抵抗Ｒ等を収容
し、金属製上側ケース８を装着する。金属製上側ケース
８と中心電極組立体１３の間には、永久磁石９及び絶縁
性部材７が配置される。永久磁石９は、中心電極組立体
１３に直流磁界Ｈを印加する。下側ケース４と上側ケー
ス８は接合して金属ケースをなし、磁気回路を構成して
おり、ヨークとしても機能している。

【００２２】こうして、図４に示すアイソレータ１が得
られる。図５は、このアイソレータ１を携帯電話４０の
送信回路部に組み込んだ場合の電気回路図である。図５
において、３０はバラン、３１は１８０度の位相差で動
作する一対の増幅器３２，３３を備えたプッシュプルア
ンプ、３４はアンテナスイッチ、３５はアンテナ素子で
ある。

【００２３】アイソレータ１の中心電極２１の両端部
（具体的には接続部２６，２７）は給電端とされ、この
中心電極２１に接続されている入力ポート１は平衡型入
力ポートである。このアイソレータ１の中心電極２１に
接続されている平衡型入力ポート１は、プッシュプルア
ンプ３１の平衡出力側に電気的に接続されている。アイ
ソレータ１の中心電極２２に接続されている出力ポート
２は不平衡型出力ポートである。この不平衡型出力ポー
ト２は、アンテナスイッチ３４に電気的に接続されてい
る。そして、アイソレータ１の中心電極２３に接続され
ているポート３は終端ポートとされている。

【００２４】このアイソレータ１は、バランやハイブリ
ッド等を介さないで、プッシュプルアンプ３１（平衡出
力回路）の出力側に接続することができる。従って、送
信回路部を小型かつ低コストにすることができる。ま
た、バランやハイブリッド等を省略できるため、挿入損
失や不要輻射が少なく、かつ、使用可能な周波数帯域が
広い携帯電話４０を得ることができる。

【００２５】また、平衡型入力ポート１の中心電極２１
の両端に位置する接続部２６，２７の各々とアースとの
間を電気的に接続している整合用コンデンサＣ１，Ｃ３
の静電容量値を調整すれば、送信回路部の動作中心周波
数を目的の周波数に合わせることができる。そして、中
心電極２１の両端間をコンデンサで電気的に接続する構
造でないため、リード線などに伴う不要な寄生インダク
タンス成分の発生がない。

【００２６】また、中心電極２１〜２３の電気長は、１
／２波長に設定することが好ましい。平衡型ポート１の
中心電極２１の電気長が１／２波長に設定されている
と、中心電極２１の両端の接続部２６と２７の間のイン
ピーダンスが無限大となり、平衡型の伝送線路間に挿入
されるリアクタンスが無限大となる。すなわち、中心電
極２１に整合用コンデンサを接続する必要がなくなる。
また、平衡型の伝送線路間に挿入されるリアクタンスが
無限大に近い状態になれば、整合用コンデンサによるイ
ンピーダンスの変換の程度が小さくてすみ、アイソレー
タの動作帯域も広帯域となる。

【００２７】さらに、平衡型入力ポート１の中心電極２
１ａの電極幅を、他の中心電極２２，２３の電極幅と異
ならせることにより、プッシュプルアンプ３１との間に
最適なインピーダンス整合が得られる。特に、プッシュ
プルアンプ３１のインピーダンスが低い場合には、図６
に示すアイソレータ１ａのように、平衡型入力ポート１
の中心電極２１ａの電極幅を、他の中心電極２２，２３
の電極幅より太くする。これにより、中心電極２１ａで
の導体損が減り、低挿入損失のアイソレータ１ａを得る
ことができる。

【００２８】また、プッシュプルアンプ３１はその性質
として、２倍高調波の発生が少ない（例：基本波比で、
−４０から−５０ｄＢ程度）。従って、むしろ３倍高調
波（基本波比で、−４０ｄＢ程度）の抑圧が課題とな
る。一方、アイソレータ１は３倍高調波を抑圧する能力
が大きい。そのため、プッシュプルアンプ３１とアイソ
レータ１を組み合わせることにより、２倍、３倍の高調
波を、フィルタやバランを付加することなく、余裕をも
って基本波比で−６０ｄＢ以下に抑えることができるよ
うになる。

【００２９】表１は、プッシュプルアンプ３１とアイソ
レータ１を組み合わせたときの２倍、３倍の高調波の抑
圧度及び挿入損失を測定した結果を示したものである。
比較のために、不平衡増幅器と従来型アイソレータとを
組み合わせた場合、並びに、不平衡増幅器と従来型アイ
ソレータとローパスフィルタとを組み合わせた場合のそ
れぞれの測定結果も併せて示している。こうして不要な
高調波の発射を防ぎつつ、コストやサイズ、重量を減少
させ、挿入損失の減少によって通信機を低消費電力タイ
プとすることが実現する。移動通信機にあっては、小型
・軽量、低価格、長電池駆動時間が実現する。

【００３０】

【表１】

【００３１】［第２実施形態、図７及び図８］図７は、
第２実施形態のアイソレータ４１の内部の電気的接続状
態を示すものである。整合用コンデンサＣ２，Ｃ４は、
ホット側コンデンサ電極が中心電極２２，２３の接続部
２８，２９にそれぞれはんだ付けされ、コールド側コン
デンサ電極がアース引出し電極部１７ａにそれぞれはん
だ付けされている。整合用コンデンサＣ５は、下面のコ
ンデンサ電極が中心電極２１の一方の接続部２６にはん
だ付けされ、上面のコンデンサ電極がリード線４２を介
して中心電極２１の他方の接続部２７に電気的に接続さ
れている。

【００３２】抵抗Ｒの一方は、中心電極２３の接続部２
９を介して整合用コンデンサＣ４のホット側コンデンサ
電極に接続され、他方はアース引出し電極部１７ａに接
続されている。

【００３３】図８は、このアイソレータ４１を携帯電話
４０ａの送信回路部に組み込んだ場合の電気回路図であ
る。図８において、４５は分布定数線路（ストリップラ
イン）４６，４７と抵抗４８とを備えた電力分配器であ
る。アイソレータ４１の中心電極２１の両端部（具体的
には接続部２６，２７）は給電端とされ、この中心電極
２１に接続されている入力ポート１は平衡型入力ポート
である。このアイソレータ４１の中心電極２１に接続さ
れている平衡型入力ポート１は、プッシュプルアンプ３
１の平衡出力側に電気的に接続されている。なお、プッ
シュプルアンプ３１の一方の増幅器３３には、移相器３
３ａが直列に接続されている。

【００３４】このアイソレータ４１は、バランやハイブ
リッド等を介さないで、プッシュプルアンプ３１（平衡
出力回路）の出力側に接続することができる。従って、
送信回路部を小型かつ低コストにすることができる。ま
た、バランやハイブリッド等を省略できるため、挿入損
失や不要輻射が少なく、かつ、使用可能な周波数帯域が
広い携帯電話４０ａを得ることができる。

【００３５】また、平衡型入力ポート１の中心電極２１
の両端間を電気的に接続している整合用コンデンサＣ５
の静電容量値を調整すれば、送信回路部の動作中心周波
数を目的の周波数に合わせることができる。

【００３６】［第３実施形態、図９］図９は、第３実施
形態のアイソレータ５１を携帯電話４０ｂの送信回路部
に組み込んだ場合の電気回路図である。図９において、
５３は分布定数線路（ストリップライン）５４〜５７を
備えたハイブリッド、５８は終端抵抗である。アイソレ
ータ５１の中心電極２１の両端部（具体的には接続部２
６，２７）は給電端とされ、この中心電極２１に接続さ
れている入力ポート１は平衡型入力ポートである。この
アイソレータ５１は、中心電極２１に整合用コンデンサ
を接続しておらず、小型化に適している。

【００３７】［第４〜第９実施形態、図１０〜図１５］
図１０は、第４実施形態のアイソレータ６１の電気等価
回路図である。このアイソレータ６１は、中心電極２１
の両端部を給電端とし、この中心電極２１に接続されて
いるポート１を平衡型入力ポートとしている。中心電極
２１の両端部間には整合用コンデンサＣ５が電気的に接
続されており、かつ、中心電極２１のそれぞれの端部に
は整合用コンデンサＣ６，Ｃ７が電気的に直列に接続さ
れている。そして、これら整合用コンデンサＣ５〜Ｃ７
の静電容量値を適宜調整することにより、送信回路部の
動作中心周波数を目的の周波数に合わせることができ
る。さらに、出力インピーダンスが５０Ωから大幅に離
れている平衡出力回路にインピーダンス整合をとること
ができる。

【００３８】また、図１１は第５実施形態のアイソレー
タ７１の電気等価回路図である。このアイソレータ７１
は、両端部を給電端とした中心電極２１のそれぞれの端
部とアースとの間に、整合用コンデンサＣ１，Ｃ３が電
気的に接続されるとともに、中心電極２１のそれぞれの
端部には整合用コンデンサＣ６，Ｃ７が電気的に直列に
接続されている。そして、これら整合用コンデンサＣ
１，Ｃ３，Ｃ６，Ｃ７の静電容量値を適宜調整すること
により、送信回路部の動作中心周波数を目的の周波数に
合わせることができる。さらに、出力インピーダンスが
５０Ωから大幅に離れている平衡出力回路にインピーダ
ンス整合をとることができる。

【００３９】また、図１２は第６実施形態のアイソレー
タ８１の電気等価回路図である。このアイソレータ８１
は、両端部を給電端とした中心電極２１のそれぞれの端
部と平衡入力端子１４，１５との間に、整合用コンデン
サＣ６，Ｃ７が電気的に接続されている。そして、これ
ら整合用コンデンサＣ６，Ｃ７の静電容量値を適宜調整
することにより、出力インピーダンスが低い（例えば１
０Ω以下）平衡出力回路にインピーダンス整合をとるこ
とができる。

【００４０】また、図１３は第７実施形態のアイソレー
タ９１の電気等価回路図である。このアイソレータ９１
は、両端部を給電端とした中心電極２１のそれぞれの端
部と平衡入力端子１４，１５との間に整合用コンデンサ
Ｃ６，Ｃ７が電気的に接続されるとともに、平衡入力端
子１４と１５の間に整合用コンデンサＣ５が電気的に接
続されている。そして、これら整合用コンデンサＣ５〜
Ｃ７の静電容量値を適宜調整することにより、送信回路
部の動作中心周波数を目的の周波数に合わせることがで
きる。さらに、出力インピーダンスが５０Ωから大幅に
離れている平衡出力回路にインピーダンス整合をとるこ
とができる。

【００４１】また、図１４は第８実施形態のアイソレー
タ１０１の電気等価回路図である。このアイソレータ１
０１は、図１０に示した第４実施形態のアイソレータ６
１に、さらに、平衡入力端子１４と１５の間に整合用コ
ンデンサＣ８が電気的に接続されたものである。さら
に、図１５は第９実施形態のアイソレータ１１１の電気
等価回路図である。このアイソレータ１１１は、図１１
に示した第５実施形態のアイソレータ７１に、さらに、
平衡入力端子１４と１５の間に整合用コンデンサＣ８が
電気的に接続されたものである。

【００４２】［他の実施形態］なお、本発明に係る非可
逆回路素子及び通信装置は前記実施形態に限定するもの
ではなく、その要旨の範囲内で種々に変更することがで
きる。例えば、前記実施形態では、１ポートを終端した
集中定数型アイソレータの場合について説明したが、本
発明は３ポート集中定数型サーキュレータなどの他の高
周波部品にも適用できる。

【００４３】また、中心電極や整合用コンデンサなど
は、誘電体基板や磁性体基板の表面にパターン印刷等の
方法で形成したものでもよいし、誘電体シートや磁性体
シートを積層して構成した多層基板の内部にパターン印
刷等の方法で積層配置したものであってもよい。磁性体
基板や磁性体シートを積層して構成した磁性体多層基板
に中心電極を形成した場合には、フェライトと中心電極
が一体化された構造が得られる。

【００４４】また、本発明に係る通信装置は、前記実施
形態に限るものではない。例えば、図１６は、第１実施
形態のアイソレータ１を携帯電話４０ｃの送信回路部に
組み込んだ場合の電気回路図である。図１６において、
Ｖｃｃは電源端子、１２１はＦＥＴ（トランジスタでも
よい）、１２３，１２４はインピーダンス素子（例えば
抵抗器）、１２５，１２６はコンデンサ、３１は１８０
度の位相差で動作する一対の増幅器３２，３３を備えた
プッシュプルアンプ、３４はアンテナスイッチ、３５は
アンテナ素子である。

【００４５】アイソレータ１の中心電極２１の両端部
（具体的には接続部２６，２７）は給電端とされ、この
中心電極２１に接続されている入力ポート１は平衡型入
力ポートである。このアイソレータ１の中心電極２１に
接続されている平衡型入力ポート１は、プッシュプルア
ンプ３１の平衡出力側に電気的に接続されている。アイ
ソレータ１の中心電極２２に接続されている出力ポート
２は不平衡型出力ポートである。この不平衡型出力ポー
ト２は、アンテナスイッチ３４に電気的に接続されてい
る。そして、アイソレータ１の中心電極２３に接続され
ているポート３は終端ポートとされている。

【００４６】また、図１７は、第１実施形態のアイソレ
ータ１を携帯電話４０ｄの送信回路部に組み込んだ場合
の電気回路図である。図１７において、１３１は平衡型
ミキサ、１３２は平衡型フィルタ（例えば表面弾性波フ
ィルタ）、１３３は平衡型増幅器、３１は１８０度の位
相差で動作する一対の増幅器３２，３３を備えたプッシ
ュプルアンプ、１３４はアンテナ共用器（デュプレク
サ）、３５はアンテナ素子である。平衡型ミキサ１３１
は、変調波（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ）ま
たは変調信号（Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ＲＦ Ｓｉｇｎａ
ｌ）と、搬送波（Ｃａｒｒｉｅｒ Ｗａｖｅ）または局
部発振波（Ｌｏｃａｌ Ｓｉｇｎａｌ）とを混合する。

【００４７】

【発明の効果】以上の説明で明らかなように、本発明に
よれば、複数の中心電極にそれぞれ接続されている複数
のポートのうち、少なくとも一つのポートが平衡型ポー
トであるので、非可逆回路素子を平衡出力回路の出力側
に接続する際、バランやハイブリッド等を介さないで接
続することができる。また、平衡型ポートの中心電極の
電極幅を、残りの中心電極の電極幅と異ならせることに
より、非可逆回路素子と平衡出力回路との間で最適なイ
ンピーダンス整合が得られる。特に、平衡出力回路のイ
ンピーダンスが低い場合には、平衡型ポートの中心電極
の電極幅を、残りの中心電極の電極幅より太くすること
により、中心電極での導体損が減り、低挿入損失の非可
逆回路素子が得られる。この結果、製造コストや挿入損
失や不要輻射が抑えられ、小型で優れた周波数特性を有
する通信装置が得られる。

【００４８】また、平衡型増幅器と本発明に係る平衡入
力型アイソレータを組み合わせることにより、フィルタ
やバランを付加することなく、２倍高調波や３倍高調波
を余裕をもって基本波比で−６０ｄＢ以下に抑えること
ができるようになる。こうして不要な高調波の発射を防
ぎつつ、コストやサイズ、重量を減少させ、挿入損失の
減少によって通信機を低消費電力タイプとすることがで
きる。移動通信機にあっては、小型・軽量、低価格、長
電池駆動時間が実現する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る非可逆回路素子の一実施形態を示
す分解斜視図。

【図２】図１に示した非可逆回路素子の内部平面図。

【図３】図１に示した非可逆回路素子の内部接続状態を
示す概略構成図。

【図４】図１に示した非可逆回路素子の外観斜視図。

【図５】図１に示した非可逆回路素子を平衡出力回路に
接続した通信装置の送信回路部を示す電気回路図。

【図６】図１に示した非可逆回路素子の変形例を示す内
部平面図。

【図７】本発明に係る非可逆回路素子の別の実施形態を
示す概略構成図。

【図８】図７に示した非可逆回路素子を平衡出力回路に
接続した通信装置の送信回路部を示す電気回路図。

【図９】本発明に係る非可逆回路素子及び通信装置のさ
らに別の実施形態を示す電気回路図。

【図１０】本発明に係る非可逆回路素子のさらに別の実
施形態を示す電気等価回路図。

【図１１】本発明に係る非可逆回路素子のさらに別の実
施形態を示す電気等価回路図。

【図１２】本発明に係る非可逆回路素子のさらに別の実
施形態を示す電気等価回路図。

【図１３】本発明に係る非可逆回路素子のさらに別の実
施形態を示す電気等価回路図。

【図１４】本発明に係る非可逆回路素子のさらに別の実
施形態を示す電気等価回路図。

【図１５】本発明に係る非可逆回路素子のさらに別の実
施形態を示す電気等価回路図。

【図１６】図１に示した非可逆回路素子を平衡出力回路
に接続した、別の通信装置の送信回路部を示す電気回路
図。

【図１７】図１に示した非可逆回路素子を平衡出力回路
に接続した、さらに別の通信装置の送信回路部を示す電
気回路図。

【符号の説明】

１，１ａ，４１，５１，６１，７１，８１，９１，１０
１，１１１…集中定数型アイソレータ ９…永久磁石 １４，１５…平衡入力端子 ２０…フェライト ２１〜２３，２１ａ…中心電極 ２６〜２９…接続部 ４０，４０ａ，４０ｂ，４０ｃ，４０ｄ…携帯電話 ３１…プッシュプルアンプ ３２，３３…増幅器 Ｃ１〜Ｃ８…整合用コンデンサ

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数のポートを有している非可逆回路素
   子において、 永久磁石と、 前記永久磁石により直流磁界が印加されるフェライト
   と、 前記フェライトに配置された複数の中心電極とを備え、 前記複数の中心電極にそれぞれ接続されている複数のポ
   ートのうち、少なくとも一つのポートが平衡型ポートで
   あること、 を特徴とする非可逆回路素子。
2. 【請求項２】 前記平衡型ポートの中心電極の両端部を
   給電端としたことを特徴とする請求項１に記載の非可逆
   回路素子。
3. 【請求項３】 前記平衡型ポートの中心電極の両端にそ
   れぞれ整合用コンデンサを電気的に直列に接続したこと
   を特徴とする請求項１又は請求項２に記載の非可逆回路
   素子。
4. 【請求項４】 前記平衡型ポートの中心電極の両端間を
   整合用コンデンサで電気的に接続したことを特徴とする
   請求項１〜請求項３のいずれかに記載の非可逆回路素
   子。
5. 【請求項５】 前記平衡型ポートの中心電極の各端とア
   ースとの間をそれぞれ整合用コンデンサで電気的に接続
   したことを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれかに
   記載の非可逆回路素子。
6. 【請求項６】 前記平衡型ポートの中心電極の両端が、
   それぞれ整合用コンデンサを介して平衡入出力端子に電
   気的に接続されていることを特徴とする請求項４又は請
   求項５に記載の非可逆回路素子。
7. 【請求項７】 前記平衡入出力端子間を整合用コンデン
   サで電気的に接続したことを特徴とする請求項６に記載
   の非可逆回路素子。
8. 【請求項８】 前記平衡入出力端子のそれぞれとアース
   との間を整合用コンデンサで電気的に接続したことを特
   徴とする請求項６に記載の非可逆回路素子。
9. 【請求項９】 前記中心電極の電気長が略１／２波長で
   あることを特徴とする請求項１〜請求項８のいずれかに
   記載の非可逆回路素子。
10. 【請求項１０】 前記平衡型ポートの中心電極の電極幅
    が残りの中心電極の電極幅と異なることを特徴とする請
    求項１〜請求項９のいずれかに記載の非可逆回路素子。
11. 【請求項１１】 前記平衡型ポートの中心電極の電極幅
    が残りの中心電極の電極幅より太いことを特徴とする請
    求項１０に記載の非可逆回路素子。
12. 【請求項１２】 略１８０度の位相差で駆動される一対
    の増幅器と、前記一対の増幅器の出力側に平衡型ポート
    を接続した請求項１〜請求項１１のいずれかに記載の非
    可逆回路素子とを備えたことを特徴とする通信装置。