JP2003273610A - 非可逆回路素子 - Google Patents
非可逆回路素子Info
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- JP2003273610A JP2003273610A JP2002070024A JP2002070024A JP2003273610A JP 2003273610 A JP2003273610 A JP 2003273610A JP 2002070024 A JP2002070024 A JP 2002070024A JP 2002070024 A JP2002070024 A JP 2002070024A JP 2003273610 A JP2003273610 A JP 2003273610A
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- strip
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-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/32—Non-reciprocal transmission devices
- H01P1/38—Circulators
- H01P1/383—Junction circulators, e.g. Y-circulators
- H01P1/387—Strip line circulators
Landscapes
- Non-Reversible Transmitting Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 入出力される信号に対して所要の伝送帯域を
確保して信号周波数での損失を少なくすると共入出力端
におけるリターンロスを大きくする。 【解決手段】 直流磁界中に置かれ上面が直流磁界の方
向に対して直角となる板状の磁性コア１と、磁性コア１
の上面のほぼ中心部で等角度間隔で重なるように載置さ
れ、一端が入出力端２ｃ、３ｃ、４ｃとなり、他端が接
地端２ｄ、３ｄ、４ｄとなる３つの中心導体２、３、４
とを有し、中心部から接地端２ｄ、３ｄ、４ｄまでの間
の中心導体２、３、４の単位長当たりのインダクタンス
を、中心部から入出力端２ｃ、３ｃ、４ｃまでの間の中
心導体２、３、４の単位長当たりのインダクタンスより
も小さくした。
確保して信号周波数での損失を少なくすると共入出力端
におけるリターンロスを大きくする。 【解決手段】 直流磁界中に置かれ上面が直流磁界の方
向に対して直角となる板状の磁性コア１と、磁性コア１
の上面のほぼ中心部で等角度間隔で重なるように載置さ
れ、一端が入出力端２ｃ、３ｃ、４ｃとなり、他端が接
地端２ｄ、３ｄ、４ｄとなる３つの中心導体２、３、４
とを有し、中心部から接地端２ｄ、３ｄ、４ｄまでの間
の中心導体２、３、４の単位長当たりのインダクタンス
を、中心部から入出力端２ｃ、３ｃ、４ｃまでの間の中
心導体２、３、４の単位長当たりのインダクタンスより
も小さくした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ファラデー効果を
利用した非可逆回路素子に関する。
利用した非可逆回路素子に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の不可逆回路素子の主要部を図８に
示す。ＹＩＧ等の円盤状のフェライトからなる磁性コア
２１は図示しない永久磁石から発生する直流磁界中に置
かれ、その上面は直流磁界の方向に対して直角となって
いる。磁性コア２１の上面には三本の中心導体２２、２
３、２４が載置され、これらは磁性コア２１の上面のほ
ぼ中心部で互いに絶縁を保って等角度間隔（１２０°）
で重なるように保持される。また、それぞれの長さは互
いにほぼ等しく、従って、そのインダクタンス値も互い
にほぼ等しくなっている。
示す。ＹＩＧ等の円盤状のフェライトからなる磁性コア
２１は図示しない永久磁石から発生する直流磁界中に置
かれ、その上面は直流磁界の方向に対して直角となって
いる。磁性コア２１の上面には三本の中心導体２２、２
３、２４が載置され、これらは磁性コア２１の上面のほ
ぼ中心部で互いに絶縁を保って等角度間隔（１２０°）
で重なるように保持される。また、それぞれの長さは互
いにほぼ等しく、従って、そのインダクタンス値も互い
にほぼ等しくなっている。
【０００３】各中心導体２２乃至２４はそれぞれ互いに
対向する二本の帯状導体（２２ａ、２２ｂのように添字
ａ、ｂを付す）からなり、一方の端が入出力端（２２ｃ
のように添字ｃを付す）となり、他方の端が接地端（２
２ｄのように添字ｄを付す）となる。そして、各入出力
端２２ｃ乃至２４ｃが図示しない回路に接続されると共
に、それぞれ容量値が互いに同じ整合用の終端コンデン
サ２５、２６、２７を介して接地される。各接地端２２
ｄ乃至２４ｄは接地されたケース等（図示せず）に接続
される。
対向する二本の帯状導体（２２ａ、２２ｂのように添字
ａ、ｂを付す）からなり、一方の端が入出力端（２２ｃ
のように添字ｃを付す）となり、他方の端が接地端（２
２ｄのように添字ｄを付す）となる。そして、各入出力
端２２ｃ乃至２４ｃが図示しない回路に接続されると共
に、それぞれ容量値が互いに同じ整合用の終端コンデン
サ２５、２６、２７を介して接地される。各接地端２２
ｄ乃至２４ｄは接地されたケース等（図示せず）に接続
される。
【０００４】ここで、中心導体２２と終端コンデンサ２
５とによって共振回路が構成され、同様に、中心導体２
３と終端コンデンサ２６とによって共振回路が構成さ
れ、中心導体２４と終端コンデンサ２７とによって共振
回路が構成される。各共振回路の共振周波数は入力され
る信号の周波数となるように各終端コンデンサ２５乃至
２７によって設定される。そして、各中心導体２２乃至
２４が互いに結合することで、例えば入出力端２２ｃと
２３ｃとの間には複同調回路が構成される。他の入出力
端との間でも同様に複同調回路が構成される。
５とによって共振回路が構成され、同様に、中心導体２
３と終端コンデンサ２６とによって共振回路が構成さ
れ、中心導体２４と終端コンデンサ２７とによって共振
回路が構成される。各共振回路の共振周波数は入力され
る信号の周波数となるように各終端コンデンサ２５乃至
２７によって設定される。そして、各中心導体２２乃至
２４が互いに結合することで、例えば入出力端２２ｃと
２３ｃとの間には複同調回路が構成される。他の入出力
端との間でも同様に複同調回路が構成される。
【０００５】上記の構成において、中心導体２２の入出
力端２２ｃに信号が入力されると、ファラデー効果によ
って１２０°異なる時計方向の中心導体２３の入出力端
２３ｃに信号が出力され、中心導体２３の入出力端２３
ｃに信号が入力されると１２０°異なる時計方向の中心
導体２４の入出力端２４ｃに信号が出力され、中心導体
２４の入出力端２４ｃに信号が入力されると、中心導体
２２の入出力端２２ｃに信号が出力される。
力端２２ｃに信号が入力されると、ファラデー効果によ
って１２０°異なる時計方向の中心導体２３の入出力端
２３ｃに信号が出力され、中心導体２３の入出力端２３
ｃに信号が入力されると１２０°異なる時計方向の中心
導体２４の入出力端２４ｃに信号が出力され、中心導体
２４の入出力端２４ｃに信号が入力されると、中心導体
２２の入出力端２２ｃに信号が出力される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかし、各中心導体は
磁性コア上において極めて近接した状態で互いに重なっ
ているので上記に説明した複同調回路が密結合し、例え
ば入出力端２２−１ｃから入出力端２２−２ｃまでの伝
送特性は図９に示すように双峰特性となり、信号周波数
Ｆ０では挿入損が大きくなる。同時に各入出力端におけ
る入力イーダンス又は出力インピーダンスを示すリター
ンロスも双峰特性（図示せず）となり信号周波数Ｆ０で
は悪化（小さく）している。複同調回路を臨海結合させ
るには各中心導体間を上下方向にずらして互いに離間す
ればよいが、各導体間の物理的な上下位置関係を変更す
るのは構造上困難である。
磁性コア上において極めて近接した状態で互いに重なっ
ているので上記に説明した複同調回路が密結合し、例え
ば入出力端２２−１ｃから入出力端２２−２ｃまでの伝
送特性は図９に示すように双峰特性となり、信号周波数
Ｆ０では挿入損が大きくなる。同時に各入出力端におけ
る入力イーダンス又は出力インピーダンスを示すリター
ンロスも双峰特性（図示せず）となり信号周波数Ｆ０で
は悪化（小さく）している。複同調回路を臨海結合させ
るには各中心導体間を上下方向にずらして互いに離間す
ればよいが、各導体間の物理的な上下位置関係を変更す
るのは構造上困難である。
【０００７】そこで、本発明では、入出力される信号に
対して所要の伝送帯域を確保して信号周波数での損失を
少なくすると共に入出力端におけるリターンロスを大き
くすることを目的とする。
対して所要の伝送帯域を確保して信号周波数での損失を
少なくすると共に入出力端におけるリターンロスを大き
くすることを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記課題を解
決するため、直流磁界中に置かれ上面が前記直流磁界の
方向に対して直角となる板状の磁性コアと、前記磁性コ
アの上面のほぼ中心部で等角度間隔で重なるように載置
され、一端が入出力端となり、他端が接地端となる３つ
の中心導体とを有し、前記中心部から前記接地端までの
間の前記中心導体の単位長当たりのインダクタンスを、
前記中心部から前記入出力端までの間の前記中心導体の
単位長当たりのインダクタンスよりも小さくした。
決するため、直流磁界中に置かれ上面が前記直流磁界の
方向に対して直角となる板状の磁性コアと、前記磁性コ
アの上面のほぼ中心部で等角度間隔で重なるように載置
され、一端が入出力端となり、他端が接地端となる３つ
の中心導体とを有し、前記中心部から前記接地端までの
間の前記中心導体の単位長当たりのインダクタンスを、
前記中心部から前記入出力端までの間の前記中心導体の
単位長当たりのインダクタンスよりも小さくした。
【０００９】また、前記各中心導体は等間隔で互いに対
向する二本の帯状導体からなり、前記中心部から前記接
地端までの間に前記二本の帯状導体を相互に接続する短
絡片を設けた。
向する二本の帯状導体からなり、前記中心部から前記接
地端までの間に前記二本の帯状導体を相互に接続する短
絡片を設けた。
【００１０】また、前記各中心導体は互いに対向する二
本の帯状導体からなり、前記中心部から前記接地端まで
の間の前記帯状導体の幅を、前記中心部から前記入出力
端までの間の前記帯状導体の幅よりも広くした。
本の帯状導体からなり、前記中心部から前記接地端まで
の間の前記帯状導体の幅を、前記中心部から前記入出力
端までの間の前記帯状導体の幅よりも広くした。
【００１１】また、前記各中心導体は互いに対向する二
本の帯状導体からなり、前記中心部から前記接地端まで
の間の前記帯状導体間の間隔を、前記中心部から前記入
出力端までの間の前記帯状導体間の間隔よりも広くし
た。
本の帯状導体からなり、前記中心部から前記接地端まで
の間の前記帯状導体間の間隔を、前記中心部から前記入
出力端までの間の前記帯状導体間の間隔よりも広くし
た。
【００１２】また、前記中心部から前記接地端までの間
の前記帯状導体の幅を、前記中心部から前記入出力端ま
での間の前記帯状導体間の幅よりも広くした。
の前記帯状導体の幅を、前記中心部から前記入出力端ま
での間の前記帯状導体間の幅よりも広くした。
【００１３】
【発明の実施の形態】図１は本発明の第一の実施の形態
を示す。ＹＩＧ等の円盤状のフェライトからなる磁性コ
ア１は図示しない永久磁石から発生する直流磁界中に置
かれ、その上面は直流磁界の方向に対して直角となって
いる。磁性コア１の上面には三本の中心導体２、３、４
が載置され、これら中心導体２乃至４は磁性コア１の上
面のほぼ中心部で互いに絶縁を保って等角度間隔（１２
０°）で重なるように保持される。
を示す。ＹＩＧ等の円盤状のフェライトからなる磁性コ
ア１は図示しない永久磁石から発生する直流磁界中に置
かれ、その上面は直流磁界の方向に対して直角となって
いる。磁性コア１の上面には三本の中心導体２、３、４
が載置され、これら中心導体２乃至４は磁性コア１の上
面のほぼ中心部で互いに絶縁を保って等角度間隔（１２
０°）で重なるように保持される。
【００１４】各中心導体２乃至４はそれぞれ互いに等間
隔で対向する同じ幅の二本の帯状導体（２ａ、２ｂのよ
うに添字ａ、ｂを付す）からなり、各帯状導体の一方の
端が入出力端（２ｃのように添字ｃを付す）となり、他
方の端が接地端（２ｄのように添字ｄを付す）となる。
そして、各入出力端２ｃ乃至４ｃが図示しない回路に接
続されると共に、それぞれ同じ容量値の整合用コンデン
サ５、６、７を介して接地される。各接地端２ｄ乃至４
ｄは接地されたケース等（図示せず）に接続される。
隔で対向する同じ幅の二本の帯状導体（２ａ、２ｂのよ
うに添字ａ、ｂを付す）からなり、各帯状導体の一方の
端が入出力端（２ｃのように添字ｃを付す）となり、他
方の端が接地端（２ｄのように添字ｄを付す）となる。
そして、各入出力端２ｃ乃至４ｃが図示しない回路に接
続されると共に、それぞれ同じ容量値の整合用コンデン
サ５、６、７を介して接地される。各接地端２ｄ乃至４
ｄは接地されたケース等（図示せず）に接続される。
【００１５】ここで、中心導体２と整合用コンデンサ５
とによって共振回路が構成され、同様に、中心導体３と
整合用コンデンサ６とによって共振回路が構成され、中
心導体４と整合用コンデンサ７とによって共振回路が構
成される。共振周波数は入力される信号の周波数となる
ように各整合用コンデンサ５、６、７によって設定され
る。そして、各中心導体２乃至４が互いに結合すること
で、例えば入出力端２ｃと３ｃとの間には複同調回路が
構成される。他の入出力端同士との間でも同様に複同調
回路が構成される。
とによって共振回路が構成され、同様に、中心導体３と
整合用コンデンサ６とによって共振回路が構成され、中
心導体４と整合用コンデンサ７とによって共振回路が構
成される。共振周波数は入力される信号の周波数となる
ように各整合用コンデンサ５、６、７によって設定され
る。そして、各中心導体２乃至４が互いに結合すること
で、例えば入出力端２ｃと３ｃとの間には複同調回路が
構成される。他の入出力端同士との間でも同様に複同調
回路が構成される。
【００１６】上記の構成において、中心導体２の入出力
端２ｃに信号が入力されると、ファラデー効果によって
時計方向に１２０°異なる中心導体３の入出力端３ｃに
信号が出力され、中心導体３の入出力端３ｃに信号が入
力されると統計方向に１２０°異なる中心導体４の入出
力端４ｃに信号が出力され、中心導体４の入出力端４ｃ
に信号が入力されると、同様に中心導体２の入出力端２
ｃに信号が出力される。
端２ｃに信号が入力されると、ファラデー効果によって
時計方向に１２０°異なる中心導体３の入出力端３ｃに
信号が出力され、中心導体３の入出力端３ｃに信号が入
力されると統計方向に１２０°異なる中心導体４の入出
力端４ｃに信号が出力され、中心導体４の入出力端４ｃ
に信号が入力されると、同様に中心導体２の入出力端２
ｃに信号が出力される。
【００１７】ここで、各中心導体２、３、４の長さは互
いにほぼ等しく、さらに、重ね合わされた中心部から各
入出力端２ｃ、３ｃ、４ｃまでの長さが互いに等しいの
でそのインダクタンスＬ１はほぼ等しくなり、重ね合わ
された中心部から各接地端２ｄ、３ｄ、４ｄまでの長さ
が互いにほぼ等しいのでそのインダクタンスＬ３もほぼ
等しくなり、重ね合わされた中心部のインダクタンスＬ
２も互いに等しくなっていると仮定する。そして、入出
力端２ｃと入出力端３ｃとの間の構成を取り上げてみれ
ば図２の等価回路で示されると考えられる。図２におい
て、インダクタンスＭはインダクタンスＬ２同士の結合
による相互インダクタンスである。
いにほぼ等しく、さらに、重ね合わされた中心部から各
入出力端２ｃ、３ｃ、４ｃまでの長さが互いに等しいの
でそのインダクタンスＬ１はほぼ等しくなり、重ね合わ
された中心部から各接地端２ｄ、３ｄ、４ｄまでの長さ
が互いにほぼ等しいのでそのインダクタンスＬ３もほぼ
等しくなり、重ね合わされた中心部のインダクタンスＬ
２も互いに等しくなっていると仮定する。そして、入出
力端２ｃと入出力端３ｃとの間の構成を取り上げてみれ
ば図２の等価回路で示されると考えられる。図２におい
て、インダクタンスＭはインダクタンスＬ２同士の結合
による相互インダクタンスである。
【００１８】図２の等価回路は順次図３、図４のように
変形される。よって、図４で示される複同調回路回路と
しての結合指数ｋ（結合係数Ｋとは異なる）は、インダ
クタンスＬ１＋Ｌ２＋Ｌ３／２同士の結合係数をＫとす
れば数式１で表される。
変形される。よって、図４で示される複同調回路回路と
しての結合指数ｋ（結合係数Ｋとは異なる）は、インダ
クタンスＬ１＋Ｌ２＋Ｌ３／２同士の結合係数をＫとす
れば数式１で表される。
【数１】
但し、数式１におけるＭは図２におけるインダクタンス
Ｌ２同士の結合による相互インダクタンスである（結合
係数をＫ１とする）。また、Ｑは各入出力端２ｃ、３ｃ
に接続される信号源インピーダンス、負荷インピーダン
ス（信号源インピーダンスと同じとする）によって決ま
る各同調回路のＱを示す。
Ｌ２同士の結合による相互インダクタンスである（結合
係数をＫ１とする）。また、Ｑは各入出力端２ｃ、３ｃ
に接続される信号源インピーダンス、負荷インピーダン
ス（信号源インピーダンスと同じとする）によって決ま
る各同調回路のＱを示す。
【００１９】結合指数ｋは複同調回路の伝送特性を示す
指数であり、伝送特性が双峰特性になることは結合指数
が１よりも大きいことを意味する。そこで、数式１にお
ける結合係数Ｋを吟味すると、分子のＭは、Ｍ＝Ｋ１×
Ｌ２で示され、Ｋ１が１以下であること、また中心導体
の構造上明らかにＬ２＜Ｌ３であること等を考慮する
と、Ｍ＜Ｌ３／２であると考えられる。また分母につい
てはＬ１＋Ｌ２＞Ｌ３／２であるといえる。従って、結
合係数Ｋを簡略式で示せば数式２となる。
指数であり、伝送特性が双峰特性になることは結合指数
が１よりも大きいことを意味する。そこで、数式１にお
ける結合係数Ｋを吟味すると、分子のＭは、Ｍ＝Ｋ１×
Ｌ２で示され、Ｋ１が１以下であること、また中心導体
の構造上明らかにＬ２＜Ｌ３であること等を考慮する
と、Ｍ＜Ｌ３／２であると考えられる。また分母につい
てはＬ１＋Ｌ２＞Ｌ３／２であるといえる。従って、結
合係数Ｋを簡略式で示せば数式２となる。
【数２】
数式２から、インダクタンスＬ１およびＬ２を大きく
し、インダクタンスＬ３を小さくするすることによって
結合指数ｋを小さくすることができる。
し、インダクタンスＬ３を小さくするすることによって
結合指数ｋを小さくすることができる。
【００２０】そこで、図１に示すように、中心導体２の
重ね合わされた中心部から接地端２ｄまでの間に、二つ
の導体２ａ、２ｂを部分的に接続する短絡片２ｅを設け
る。他の中心導体３、４にもそれぞれ同様に短絡片３
ｅ、４ｅを設ける。こうすることによって単位長当たり
の平均のインダクタンスが、重ね合わされた中心部から
入出力端２ｃ、３ｃ、４ｃまでのそれよりも小さくなっ
て、従来よりも結合指数ｋが小さくなる。よって伝送特
性は図５に示すように単峰特性に近づき、信号周波数Ｆ
０での損失が少なくなり、また、入出力端における入力
インピーダンス又は出力インピーダンスを示すリターン
ロスも単峰特性となって大きくなる。
重ね合わされた中心部から接地端２ｄまでの間に、二つ
の導体２ａ、２ｂを部分的に接続する短絡片２ｅを設け
る。他の中心導体３、４にもそれぞれ同様に短絡片３
ｅ、４ｅを設ける。こうすることによって単位長当たり
の平均のインダクタンスが、重ね合わされた中心部から
入出力端２ｃ、３ｃ、４ｃまでのそれよりも小さくなっ
て、従来よりも結合指数ｋが小さくなる。よって伝送特
性は図５に示すように単峰特性に近づき、信号周波数Ｆ
０での損失が少なくなり、また、入出力端における入力
インピーダンス又は出力インピーダンスを示すリターン
ロスも単峰特性となって大きくなる。
【００２１】図６は第二の実施の形態を示す。図６にお
いては、各中心導体８乃至１０はそれぞれ対向する二本
の導体（８ａ、８ｂのように添字ａ、ｂを付す）からな
り、一方の端が入出力端（８ｃのように添字ｃを付す）
となり、他方の端が接地端（８ｄのように添字ｄを付
す）となる。そして、各入出力端８ｃ乃至１０ｃが図示
しない回路に接続されると共に、それぞれ同じ容量値の
整合用コンデンサ５、６、７を介して接地される。各接
地端８ｄ乃至１０ｄは接地されたケース等（図示せず）
に接続される。
いては、各中心導体８乃至１０はそれぞれ対向する二本
の導体（８ａ、８ｂのように添字ａ、ｂを付す）からな
り、一方の端が入出力端（８ｃのように添字ｃを付す）
となり、他方の端が接地端（８ｄのように添字ｄを付
す）となる。そして、各入出力端８ｃ乃至１０ｃが図示
しない回路に接続されると共に、それぞれ同じ容量値の
整合用コンデンサ５、６、７を介して接地される。各接
地端８ｄ乃至１０ｄは接地されたケース等（図示せず）
に接続される。
【００２２】そして、各中心導体８乃至１０が磁性コア
１の上面のほぼ中心部で互いに絶縁を保って等角度間隔
（１２０°）で重なるように保持されるのは図１と同様
である。
１の上面のほぼ中心部で互いに絶縁を保って等角度間隔
（１２０°）で重なるように保持されるのは図１と同様
である。
【００２３】各二本の導体８ａと８ｂ、９ａと９ｂ、１
０ａと１０ｂは等間隔で対向し、その幅は接地端に近づ
くほど広くなる。このため、各中心導体８乃至１０が重
ね合わされた中心部から各接地端８ｄ乃至１０ｄまでの
単位長当たりの平均インダクタンスは重ね合わされた中
心部から各入出力端８ｃ乃至１０ｃまでのそれよりも小
さくなる。
０ａと１０ｂは等間隔で対向し、その幅は接地端に近づ
くほど広くなる。このため、各中心導体８乃至１０が重
ね合わされた中心部から各接地端８ｄ乃至１０ｄまでの
単位長当たりの平均インダクタンスは重ね合わされた中
心部から各入出力端８ｃ乃至１０ｃまでのそれよりも小
さくなる。
【００２４】従って、例えば、入出力端８ｃと入出力端
９ｃとの間に構成される複同調回路も図４のように示さ
れて、数式１で示される結合指数ｋが小さくなる。本実
施の形態においては第一の実施の形態のように短絡片を
設けなくても目的を達成できる。
９ｃとの間に構成される複同調回路も図４のように示さ
れて、数式１で示される結合指数ｋが小さくなる。本実
施の形態においては第一の実施の形態のように短絡片を
設けなくても目的を達成できる。
【００２５】図７は第三の実施の形態を示す。図７にお
いては、各中心導体１１乃至１３はそれぞれ対向する二
本の導体（１１ａ、１１ｂのように添字ａ、ｂを付す）
からなり、一方の端が入出力端（１１ｃのように添字ｃ
を付す）となり、他方の端が接地端（１１ｄのように添
字ｄを付す）となる。そして、各入出力端１１ｃ乃至１
３ｃが図示しない回路に接続されると共に、それぞれ同
じ容量値の整合用コンデンサ３、４、５を介して接地さ
れる。各接地端１１ｄ乃至１３ｄは接地されたケース等
（図示せず）に接続される。
いては、各中心導体１１乃至１３はそれぞれ対向する二
本の導体（１１ａ、１１ｂのように添字ａ、ｂを付す）
からなり、一方の端が入出力端（１１ｃのように添字ｃ
を付す）となり、他方の端が接地端（１１ｄのように添
字ｄを付す）となる。そして、各入出力端１１ｃ乃至１
３ｃが図示しない回路に接続されると共に、それぞれ同
じ容量値の整合用コンデンサ３、４、５を介して接地さ
れる。各接地端１１ｄ乃至１３ｄは接地されたケース等
（図示せず）に接続される。
【００２６】そして、各中心導体１１乃至１３が磁性コ
ア１の上面のほぼ中心部で互いに絶縁を保って等角度間
隔（１２０°）で重なるように保持されるのは図１と同
様である。
ア１の上面のほぼ中心部で互いに絶縁を保って等角度間
隔（１２０°）で重なるように保持されるのは図１と同
様である。
【００２７】各二本の導体１１ａと１１ｂ、１２ａと１
２ｂ、１３ａと１３ｂは等間隔で対向し、その幅は互い
に同じであるが接地端に近づくほど間隔は広くなる。こ
のため、各二本の導体１１ａと１１ｂ、１２ａと１２
ｂ、１３ａと１３ｂは接地端に近づくほど互いに結合が
弱くなってインダクタンスが減少する。このため、各中
心導体１１乃至１３が重ね合わされた中心部から各接地
端１１ｄ乃至１３ｄまでの単位長当たりの平均インダク
タンスは重ね合わされた中心部から各入出力端１１ｃ乃
至１３ｃまでのそれよりも小さくなる。
２ｂ、１３ａと１３ｂは等間隔で対向し、その幅は互い
に同じであるが接地端に近づくほど間隔は広くなる。こ
のため、各二本の導体１１ａと１１ｂ、１２ａと１２
ｂ、１３ａと１３ｂは接地端に近づくほど互いに結合が
弱くなってインダクタンスが減少する。このため、各中
心導体１１乃至１３が重ね合わされた中心部から各接地
端１１ｄ乃至１３ｄまでの単位長当たりの平均インダク
タンスは重ね合わされた中心部から各入出力端１１ｃ乃
至１３ｃまでのそれよりも小さくなる。
【００２８】従って、第三の実施の形態においても、例
えば、入出力端１１ｃと入出力端１２ｃとの間に構成さ
れる複同調回路が図４のように示されて、数式１で示さ
れる結合指数ｋが小さくなる。
えば、入出力端１１ｃと入出力端１２ｃとの間に構成さ
れる複同調回路が図４のように示されて、数式１で示さ
れる結合指数ｋが小さくなる。
【００２９】なお、第三の実施の形態に第二の実施の形
態を適用することも可能である。即ち、二本の導体の互
いの間隔を接地端に近づくほど広くすると共に幅も広く
する。この構成では各中心導体１１乃至１３が重ね合わ
された中心部から各接地端１１ｄ乃至１３ｄまでの単位
長当たりの平均インダクタンスは重ね合わされた中心部
から各入出力端１１ｃ乃至１３ｃまでのそれよりもかな
り小さくなり、大きな効果が得られる。
態を適用することも可能である。即ち、二本の導体の互
いの間隔を接地端に近づくほど広くすると共に幅も広く
する。この構成では各中心導体１１乃至１３が重ね合わ
された中心部から各接地端１１ｄ乃至１３ｄまでの単位
長当たりの平均インダクタンスは重ね合わされた中心部
から各入出力端１１ｃ乃至１３ｃまでのそれよりもかな
り小さくなり、大きな効果が得られる。
【００３０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明では、磁性
コアの上面のほぼ中心部から接地端までの間の中心導体
の単位長当たりのインダクタンスを、上記中心部から入
出力端までの間の中心導体の単位長当たりのインダクタ
ンスよりも小さくしたので、中心部から接地端までのイ
ンダクタンスが上記中心部から入出力端までのインダク
タンスに対して相対的に小さくなり、入出力間の伝送特
性が双峰特性から単峰特性に近くなり、伝送損失が少な
くなる。また、リターンロスも単峰特性に近くなって、
接続される他の回路とのインピーダンス整合得られる。
コアの上面のほぼ中心部から接地端までの間の中心導体
の単位長当たりのインダクタンスを、上記中心部から入
出力端までの間の中心導体の単位長当たりのインダクタ
ンスよりも小さくしたので、中心部から接地端までのイ
ンダクタンスが上記中心部から入出力端までのインダク
タンスに対して相対的に小さくなり、入出力間の伝送特
性が双峰特性から単峰特性に近くなり、伝送損失が少な
くなる。また、リターンロスも単峰特性に近くなって、
接続される他の回路とのインピーダンス整合得られる。
【００３１】また、各中心導体は等間隔で互いに対向す
る二本の帯状導体からなり、中心部から接地端までの間
に二本の帯状導体を相互に接続する短絡片を設けたの
で、中心部から接地端までのインダクタンスが上記中心
部から入出力端までのインダクタンスに対して相対的に
小さくなる。
る二本の帯状導体からなり、中心部から接地端までの間
に二本の帯状導体を相互に接続する短絡片を設けたの
で、中心部から接地端までのインダクタンスが上記中心
部から入出力端までのインダクタンスに対して相対的に
小さくなる。
【００３２】また、各中心導体は互いに対向する二本の
帯状導体からなり、中心部から接地端までの間の帯状導
体の幅を、中心部から入出力端までの間の帯状導体の幅
よりも広くしたので、中心部から接地端までのインダク
タンスが上記中心部から入出力端までのインダクタンス
に対して相対的に小さくなる。また、接地端に近い方で
帯状導体が広くなるので流れる電流によるロスも小さく
なる。
帯状導体からなり、中心部から接地端までの間の帯状導
体の幅を、中心部から入出力端までの間の帯状導体の幅
よりも広くしたので、中心部から接地端までのインダク
タンスが上記中心部から入出力端までのインダクタンス
に対して相対的に小さくなる。また、接地端に近い方で
帯状導体が広くなるので流れる電流によるロスも小さく
なる。
【００３３】また、各中心導体は互いに対向する二本の
帯状導体からなり、中心部から接地端までの間の帯状導
体間の間隔を、中心部から前記入出力端までの間の帯状
導体間の間隔よりも広くしたので、中心部から接地端ま
でのインダクタンスが上記中心部から入出力端までのイ
ンダクタンスに対して相対的に小さくなる。
帯状導体からなり、中心部から接地端までの間の帯状導
体間の間隔を、中心部から前記入出力端までの間の帯状
導体間の間隔よりも広くしたので、中心部から接地端ま
でのインダクタンスが上記中心部から入出力端までのイ
ンダクタンスに対して相対的に小さくなる。
【００３４】また、中心部から接地端までの間の帯状導
体の幅を、中心部から入出力端までの間の帯状導体間の
幅よりも広くしたので、中心部から接地端までのインダ
クタンスが上記中心部から入出力端までのインダクタン
スに対して相対的に一層小さくなる。また、接地端に近
い方で帯状導体が広くなるので流れる電流によるロスも
小さくなる。
体の幅を、中心部から入出力端までの間の帯状導体間の
幅よりも広くしたので、中心部から接地端までのインダ
クタンスが上記中心部から入出力端までのインダクタン
スに対して相対的に一層小さくなる。また、接地端に近
い方で帯状導体が広くなるので流れる電流によるロスも
小さくなる。
【図１】本発明の非可逆回路素子の第一の実施の形態に
おける主要部の分解斜視図である。
おける主要部の分解斜視図である。
【図２】本発明の非可逆回路素子の等価回路図である。
【図３】本発明の非可逆回路素子の等価回路図である。
【図４】本発明の非可逆回路素子の等価回路図である。
【図５】本発明の非可逆回路素子の伝送特性図である。
【図６】本発明の非可逆回路素子の第二の実施の形態に
おける主要部の分解斜視図である。
おける主要部の分解斜視図である。
【図７】本発明の非可逆回路素子の第三の実施の形態に
おける主要部の分解斜視図である。
おける主要部の分解斜視図である。
【図８】従来の非可逆回路素子の主要部の分解斜視図で
ある。
ある。
【図９】従来の非可逆回路素子の伝送特性図である。
１ 磁性コア
２、３、４ 中心導体
２ａ、２ｂ、３ａ、３ｂ、４ａ、４ｂ 帯状導体
２ｃ、３ｃ、４ｃ 入出力端
２ｄ、３ｄ、４ｄ 接地端
２ｅ、３ｅ、４ｅ 短絡片
５、６、７ 終端コンデンサ
８、９、１０ 中心導体
８ａ、８ｂ、９ａ、９ｂ、１０ａ、１０ｂ 帯状導体
８ｃ、９ｃ、１０ｃ 入出力端
８ｄ、９ｄ、１０ｄ 接地端
１１、１２、１３ 中心導体
１１ａ、１１ｂ、１２ａ、１２ｂ、１３ａ、１３ｂ 帯
状導体 １１ｃ、１２ｃ、１３ｃ 入出力端 １１ｄ、１２ｄ、１３ｄ 接地端
状導体 １１ｃ、１２ｃ、１３ｃ 入出力端 １１ｄ、１２ｄ、１３ｄ 接地端
Claims (5)
- 【請求項１】 直流磁界中に置かれ上面が前記直流磁界
の方向に対して直角となる板状の磁性コアと、前記磁性
コアの上面のほぼ中心部で等角度間隔で重なるように載
置され、一端が入出力端となり、他端が接地端となる３
つの中心導体とを有し、前記中心部から前記接地端まで
の間の前記中心導体の単位長当たりのインダクタンス
を、前記中心部から前記入出力端までの間の前記中心導
体の単位長当たりのインダクタンスよりも小さくしたこ
とを特徴とする非可逆回路素子。 - 【請求項２】 前記各中心導体は等間隔で互いに対向す
る二本の帯状導体からなり、前記中心部から前記接地端
までの間に前記二本の帯状導体を相互に接続する短絡片
を設けたことを特徴とする請求項１に記載の非可逆回路
素子。 - 【請求項３】 前記各中心導体は互いに対向する二本の
帯状導体からなり、前記中心部から前記接地端までの間
の前記帯状導体の幅を、前記中心部から前記入出力端ま
での間の前記帯状導体の幅よりも広くしたことを特徴と
する請求項１に記載の非可逆回路素子。 - 【請求項４】 前記各中心導体は互いに対向する二本の
帯状導体からなり、前記中心部から前記接地端までの間
の前記帯状導体間の間隔を、前記中心部から前記入出力
端までの間の前記帯状導体間の間隔よりも広くしたこと
を特徴とする請求項１に記載の非可逆回路素子。 - 【請求項５】 前記中心部から前記接地端までの間の前
記帯状導体の幅を、前記中心部から前記入出力端までの
間の前記帯状導体間の幅よりも広くしたことを特徴とす
る請求項４に記載の非可逆回路素子。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002070024A JP2003273610A (ja) | 2002-03-14 | 2002-03-14 | 非可逆回路素子 |
| US10/386,857 US6828871B2 (en) | 2002-03-14 | 2003-03-12 | Small-loss, large-return-loss nonreciprocal circuit device |
| CN03119984A CN1445882A (zh) | 2002-03-14 | 2003-03-14 | 非可逆电路元件 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002070024A JP2003273610A (ja) | 2002-03-14 | 2002-03-14 | 非可逆回路素子 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003273610A true JP2003273610A (ja) | 2003-09-26 |
Family
ID=28035033
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002070024A Withdrawn JP2003273610A (ja) | 2002-03-14 | 2002-03-14 | 非可逆回路素子 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6828871B2 (ja) |
| JP (1) | JP2003273610A (ja) |
| CN (1) | CN1445882A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6939860B2 (ja) * | 2019-09-20 | 2021-09-22 | Tdk株式会社 | 非可逆回路素子 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3573665A (en) * | 1969-02-03 | 1971-04-06 | Bell Telephone Labor Inc | Thin film y-junction circulator |
| JP2001185912A (ja) | 1999-10-13 | 2001-07-06 | Murata Mfg Co Ltd | 非可逆回路素子および通信装置 |
| JP3558003B2 (ja) * | 2000-03-03 | 2004-08-25 | 株式会社村田製作所 | 非可逆回路素子および通信装置 |
| JP2001326503A (ja) * | 2000-05-17 | 2001-11-22 | Murata Mfg Co Ltd | 非可逆回路素子及び通信装置 |
| JP3840957B2 (ja) * | 2001-01-24 | 2006-11-01 | 株式会社村田製作所 | 非可逆回路素子及び通信装置 |
| JP2003008306A (ja) * | 2001-06-22 | 2003-01-10 | Murata Mfg Co Ltd | 非可逆回路素子及び通信装置 |
-
2002
- 2002-03-14 JP JP2002070024A patent/JP2003273610A/ja not_active Withdrawn
-
2003
- 2003-03-12 US US10/386,857 patent/US6828871B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2003-03-14 CN CN03119984A patent/CN1445882A/zh active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6828871B2 (en) | 2004-12-07 |
| CN1445882A (zh) | 2003-10-01 |
| US20030174027A1 (en) | 2003-09-18 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20041228 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050111 |
|
| A761 | Written withdrawal of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A761 Effective date: 20050128 |