ES2211622T3 - Aparato de correccion acustica. - Google Patents

Abstract

Un sistema (120) de corrección de audio para mejorar las características de respuesta en frecuencia y espacial del sonido reproducido por dos o más altavoces, comprendiendo el mencionado sistema de corrección de audio: un módulo de corrección de imagen configurado (122) para corregir una imagen de sonido vertical percibida cuando dicho sonido es reproducido por una pluralidad de altavoces (246, 247, 250); un módulo (101) de mejora de los bajos configurado para mejorar una respuesta de bajos percibida de dicho sonido cuando dicho sonido es reproducido por medio de una pluralidad de altavoces; y un módulo (124) de mejora de imagen configurado para mejorar una imagen de sonido horizontal cuando el mencionado sonido es reproducido por medio de una pluralidad de altavoces, en el que la corrección proporcionada por dicho módulo (122) de corrección de imagen precede a la mejora proporcionada por el mencionado módulo (101) de mejora de los bajos, y en el que la mejora de los bajos proporcionada pordicho módulo (101) de mejora de los bajos precede a la mejora de imagen proporcionada por dicho módulo (124) de mejora de la imagen.

Description

Aparato de corrección acústica.

Campo de la invención

Esta invención se refiere por lo general a sistemas de mejora del audio, y en especial a aquellos sistemas y procedimientos diseñados para mejorar el realismo de la reproducción de sonido estéreo. De manera más particular, esta invención se refiere a un aparato para superar las deficiencias en la formación de imágenes acústicas y en la respuesta en frecuencia de un sistema de sonido percibidas por un oyente.

Fundamento de la invención

En un entorno de reproducción de sonido, varios factores pueden servir para degradar la calidad del sonido reproducido percibido por un oyente. Dichos factores distinguen la reproducción del sonido de aquél de una etapa de sonido original. Uno de dichos factores es la posición de los altavoces en un escenario de sonido que, de estar inadecuadamente colocados, puede llevar a una respuesta distorsionada en la presión del sonido sobre el espectro audible de frecuencias. La colocación de los altavoces afecta también a la anchura percibida de un escenario de sonido. Por ejemplo, los altavoces actúan como fuentes puntuales de sonido limitando su capacidad para reproducir sonidos reverberantes que son fácilmente percibidos en un escenario de sonido en directo. De hecho, la anchura del escenario de sonido percibida de muchos sistemas de reproducción de sonido está limitada a la distancia que separa un par de altavoces cuando se colocan en frente de un oyente. Otro factor que degrada la calidad del sonido reproducido puede derivarse de los micrófonos que registran el sonido de manera diferente a la manera en que el sistema de audición humana percibe los sonidos. En un intento para superar los factores que degradan la calidad del sonido reproducido, se han gastando innumerables esfuerzos para alterar las características de un entorno de reproducción de sonido para imitar el entorno oído por un oyente en un escenario de sonido en directo.

Algunos esfuerzos en la mejora de la imagen estéreo se han centrado en las capacidades acústicas y en las limitaciones del oído humano. La respuesta auditiva del oído humano es sensible a la intensidad del sonido, a las diferencias de fase entre ciertos sonidos, a la frecuencia del propio sonido y a la dirección desde la que emana el sonido. A pesar de la complejidad del sistema auditivo humano, la respuesta en frecuencia del oído humano es relativamente constante de persona a persona.

Cuando las ondas sonoras que tienen un nivel de presión de sonido constante en todas las frecuencias son dirigidas a un oyente desde una única localización, el oído humano reaccionará de manera diferente a las componentes individuales de frecuencia del sonido. Por ejemplo, cuando sonido de igual presión sonora es dirigido hacia un oyente desde la parte frontal del oyente, el nivel de presión creado dentro del oído del oyente por un sonido de 1000 hercios será diferente al producido por un sonido de 2000 hercios.

Además de la sensibilidad de frecuencia, el sistema auditivo humano reacciona de manera diferente a sonidos que afectan al oído desde distintos ángulos. De manera específica, el nivel de presión sonora dentro del oído humano variará con la dirección del sonido. La forma del oído externo, o cartílago de la oreja, y el canal del oído interno son en gran medida responsables de las curvas de frecuencia de los sonidos como una función de la dirección.

La respuesta auditiva humana es sensible tanto a los cambios en acimut como en elevación de un origen del sonido. Esto es particularmente cierto para señales de sonido complejas, es decir, aquéllas que tengan múltiples componentes de frecuencia, y para altas componentes de frecuencia en general. La varianza de la presión del sonido entre las componentes de frecuencia dentro del oído es interpretada por el cerebro para proporcionar las indicaciones de un origen del sonido. Cuando se reproduce un sonido grabado, las indicaciones direccionales al origen del sonido, interpretadas por el oído a partir de la información de presión sonora, dependerán de esta forma de la localización real de los altavoces que reproducen el sonido.

Se puede obtener un nivel de presión sonora constante, es decir, una presión sonora "plana" frente a la respuesta en frecuencia, en los oídos de un oyente desde los altavoces situados directamente en frente del oyente. Dicha respuesta a menudo es deseable para conseguir una imagen de sonido realista. Sin embargo, la calidad de un conjunto de altavoces puede ser menor que la ideal, y pueden no estar situados en la posición más deseable desde el punto de vista acústico. Ambos factores conducen a menudo a características de presión sonora alteradas. Los sistemas de sonido de la técnica primera han descrito procedimientos para "corregir" la presión sonora que emana de los altavoces para crear una respuesta espacialmente correcta mejorando de esta forma la imagen de sonido resultante.

Para conseguir una respuesta espacialmente correcta para un sistema de sonido dado, se sabe que hay que seleccionar y aplicar funciones de transferencia relacionadas con la cabeza (HRTF) a una señal de audio. Las HRTF están basadas en la acústica del sistema auditivo humano. La aplicación de una HRTF se usa para ajustar las amplitudes de las partes de la señal de audio para compensar la distorsión espacial. Los principios basados en HRTF se pueden usar también para resituar una imagen estéreo desde altavoces situados de manera no óptima. Por ejemplo, el documento EP-A-0 756 437 describe un aparato acústico que tiene un circuito de corrección de imagen estéreo para la corrección espacial acoplado a un circuito de mejora de imagen estéreo.

Un segundo tipo de deficiencia ocurre a menudo porque es difícil reproducir de manera adecuada sonidos de baja frecuencia tal como los bajos. Varias aproximaciones convencionales para mejorar la salida de sonidos de baja frecuencia incluyen el uso de altavoces de calidad más alta con áreas de cono mayores, mayores imanes, cajas mayores o mayores capacidades de excursión de cono. Además, los sistemas convencionales han intentado reproducir sonidos de baja frecuencia con cámaras resonantes y bocinas que adaptan la impedancia acústica del altavoz con la impedancia acústica del espacio libre que rodea al altavoz. Por ejemplo, en el documento WO 99/26454 se describe un sistema de simulación de audiofrecuencia para mejorar el contenido de baja frecuencia de la energía acústica producida por un transductor acústico.

No todos los sistemas, sin embargo, pueden usar simplemente altavoces más caros o más potentes para reproducir los sonidos de baja frecuencia. Por ejemplo, algunos sistemas convencionales de sonido tales como los sistemas de audio compactos y los sistemas de ordenador multimedia dependen de altavoces pequeños. Además, para preservar costes, muchos sistemas de sonido usan altavoces menos precisos. Dichos altavoces típicamente no tienen la capacidad de reproducir de manera adecuada los sonidos de baja frecuencia y por consiguiente, los sonidos típicamente no son tan robustos o agradables como los de los sistemas que reproducen de manera más precisa los sonidos de baja frecuencia.

Algunos sistemas de mejora convencionales intentan compensar la pobre reproducción de sonidos de bajas frecuencias amplificando las señales de baja frecuencia antes de introducir las señales en los altavoces. Mediante la amplificación de las señales de baja frecuencia se entrega una gran cantidad de energía a los altavoces, que a su vez, excita a los altavoces con fuerzas más grandes. Dichos intentos para amplificar las señales de baja frecuencia, sin embargo, pueden dar como resultado la saturación de los altavoces. Desafortunadamente, la saturación de los altavoces puede incrementar el ruido de fondo, introducir distorsiones molestas y dañar los altavoces.

Otros sistemas convencionales, en un intento de compensar la pérdida de las bajas frecuencias, distorsionan la reproducción de las frecuencias más altas en formas que suman una coloración del sonido no deseada.

Una tercera dificultad surge porque los sonidos que emanan de múltiples localizaciones a menudo no son reproducidos de manera adecuada en un sistema de sonido. Una aproximación dirigida a mejorar la reproducción de sonido incluye sistemas de sonido envolvente que tienen múltiples pistas de grabación. Las múltiples pistas de grabación se usan para grabar la información espacial asociada con los sonidos que emanan de las distintas localizaciones.

Por ejemplo, en un sistema de sonido envolvente, algunas de las pistas de grabación contienen sonidos que se originan desde la parte frontal del oyente, mientras que otras pistas de grabación contienen sonidos, que se originan desde la parte de atrás del oyente. Cuando se colocan múltiples altavoces alrededor del oyente, la información de audio contenida en las pistas de grabación hace que los sonidos producidos parezcan más realistas al oyente. Dichos sistemas, sin embargo, son típicamente más caros que los sistemas que no hacen uso de múltiples pistas de grabación y múltiples disposiciones de altavoces.

Para preservar costes, muchos sistemas convencionales de dos altavoces intentan simular una experiencia de sonido envolvente mediante la introducción de retardos de tiempo o desplazamientos de fase no naturales entre las fuentes de señal izquierda y derecha. Desafortunadamente, dichos sistemas a menudo sufren de efectos no realistas en el sonido reproducido.

Otras técnicas de mejora de sonido conocidas funcionan sobre lo que se denomina señales "suma" y "diferencia". La señal suma, que también se la denomina señal monofónica, es la suma de las señales izquierda y derecha. Esto puede conceptuarse como suma o combinación de las señales izquierda y derecha (L+R).

La señal diferencia, por otra parte, representa la diferencia entre las dos señales de audio izquierda y derecha. Esto como mejor está conceptuado es como restar la señal derecha de la señal izquierda (L-R). La señal diferencia a menudo es denominada también como señal ambiente.

Se sabe que modificando ciertas frecuencias en la señal diferencia se puede ensanchar el sonido percibido proyectado desde los altavoces izquierdo y derecho. La imagen de sonido ensanchada, típicamente resulta de la alteración de los sonidos reverberantes, que están presentes en la señal diferencia.

La circuitería que genera las señales suma y diferencia, sin embargo, genera las señales suma y diferencia procesando las señales de entrada izquierda y derecha. Además, una vez que la circuitería genere las señales suma y diferencia, la circuitería adicional procesa entonces de manera separada y recombina las señales suma y diferencia con el fin de producir un efecto de sonido mejorado.

De manera típica, la creación y el procesado de la señal suma y diferencia son llevados a cabo con procesadores digitales de señal, amplificadores operacionales y similares. Dichas implementaciones generalmente requieren circuitería complicada que incrementa el coste de dichos sistemas. Así, a pesar de las contribuciones de la técnica primera, existe una necesidad de un sistema de mejora de audio simplificado que reduzca los costes asociados con la producción de una experiencia de audición mejorada.

Sumario de la invención

La presente invención resuelve estos y otros problemas proporcionando una técnica de procesado de señal que mejore de manera significativa el tamaño de la imagen, reproducción de bajos y dinámica de un sistema de audio, envolviendo al oyente con una representación atractiva y potente de la reproducción de audio. Esto mejora la experiencia de escucha para una variedad de aplicaciones, incluyendo ordenadores, televisiones multimedia, cajas acústicas para bajos, automóviles, audio doméstico y sistemas de audio portátiles. En una realización, el sistema de corrección de sonido corrige la colocación aparente de los altavoces, la imagen creada por los altavoces y la respuesta en baja frecuencia producida por los altavoces. En una realización, el sistema de corrección del sonido mejora las características espaciales y de respuesta en frecuencia del sonido reproducido por dos o más altavoces. El sistema de corrección de sonido incluye un módulo de corrección de imagen que corrige la imagen vertical percibida por el oyente del sonido reproducido por los altavoces, un módulo de mejora de los bajos que mejora la respuesta de los bajos de los altavoces percibida por el oyente, y un módulo de mejora de la imagen que mejora la imagen horizontal percibida por el oyente del escenario de sonido aparente.

En una realización, se usan tres técnicas de procesado. Las marcas espaciales sensibles del posicionamiento del sonido fuera de los límites del altavoz se ecualizan usando Funciones de Transferencia Relacionadas con la Cabeza (HRTF). Estas curvas de corrección HRTF tienen en cuenta cómo el cerebro percibe la localización de los sonidos a los lados de un oyente incluso cuando se reproducen a través de altavoces en frente del oyente. Como resultado, la presentación de instrumentos y vocalistas ocurre en su lugar apropiado, con la adición de sonidos directos y reflejados todos en torno a la sala. Un segundo conjunto de curvas de corrección HRTF extiende y eleva el tamaño aparente de la imagen estéreo, de forma que el escenario de sonido abarca una escala de proporción inmensa comparada con las localizaciones de altavoz. Finalmente, la reproducción de bajos se mejora a través de una técnica psicoacústica que restablece la percepción de los tonos fundamentales de baja frecuencia por medio del aumento dinámico de los armónicos que el altavoz puede reproducir de manera más fácil.

El sistema de corrección acústica, y los procedimientos asociados de funcionamiento, proporcionan un sistema sofisticado y efectivo para mejorar la imagen de sonido horizontal, vertical y espectral en un entorno de reproducción imperfecto. En una realización, el sistema corrige primero la imagen vertical producida por los altavoces, después se mejoran los bajos, y finalmente, se corrige la imagen horizontal. La mejora de la imagen vertical típicamente incluye algún énfasis de las partes de frecuencia más baja del sonido, y de esta forma proporcionando una mejora vertical antes de la mejora de los bajos se contribuye al efecto global del procesado de mejora de los bajos. La mejora de los bajos proporciona alguna mezcla de las partes comunes de las partes izquierda y derecha de la información de baja frecuencia en una señal estereofónica (modo común). En contraste con esto, la mejora de la imagen horizontal proporciona alguna mejora y conformación de las diferencias entre las partes izquierda y derecha (modo diferencial). De esta manera, en una realización, la mejora de los bajos es proporcionada de manera ventajosa antes de la mejora de imagen horizontal con el fin de equilibrar las partes de modo común y modo diferencial de la señal estereofónica para producir un efecto agradable para el oyente.

Para conseguir una imagen estéreo en el plano vertical, un dispositivo de corrección de la imagen divide una señal de entrada en un primer y un segundo intervalos de frecuencia que de manera colectiva contienen sustancialmente todo el espectro de frecuencia de audio. Las características de respuesta en frecuencia de la señal de entrada dentro del primer y del segundo intervalos de frecuencia se corrigen y se combinan de manera independiente para crear una señal de salida que tiene una característica de respuesta en frecuencia relativamente plana con respecto a un oyente. El nivel de la corrección de frecuencia, es decir, la corrección de la energía de sonido, depende del entorno de reproducción y se hace a medida para superar las limitaciones acústicas de dicho entorno. El diseño del aparato de corrección acústica permite la corrección fácil e independiente de la señal de entrada dentro de los intervalos de frecuencia independientes para conseguir una imagen de sonido espacialmente corregida y resituada.

Dentro de un entorno de reproducción de sonido, los altavoces pueden estar pobremente colocados, afectando de este modo a la imagen del sonido percibido por el oyente. Por ejemplo, los auriculares a menudo producen una imagen de sonido desagradable porque los transductores están situados justo al lado de los oídos del oyente. El aparato de corrección acústica de la presente invención relocaliza la imagen de sonido en una posición aparente más agradable.

Por medio de la aplicación del aparato de corrección acústica, una imagen estéreo generada a partir de la reproducción de una señal de sonido puede ser corregida espacialmente para llevar una fuente de origen percibida que tenga una posición horizontal / vertical distinta a la posición de los altavoces. La fuente de origen exacta percibida por un oyente dependerá del nivel de corrección espacial.

Una vez que se obtiene un origen de sonido percibido a través de la corrección de la distorsión espacial, la señal de audio corregida puede ser mejorada para proporcionar una imagen estéreo expandida. De acuerdo con una realización, la mejora de imagen estéreo de una imagen de audio relocalizada tiene en cuenta los principios acústicos del oído humano para envolver al oyente en un escenario de sonido realista. En esos entornos de reproducción de sonido en los que una posición de escucha es relativamente fija, (tal como el interior de un automóvil, sistemas de ordenadores multimedia, sistema de altavoces de estantería, etc.) la cantidad de mejora de imagen estéreo aplicada a la señal de sonido está parcialmente determinada por la posición real de los altavoces con respecto al oyente.

En altavoces que no reproduzcan ciertos sonidos de baja frecuencia, la invención crea la ilusión de que no existe la pérdida de sonidos de baja frecuencia. De esta manera, un oyente percibe las bajas frecuencias, que se encuentran por debajo de las frecuencias que el altavoz puede realmente reproducir de una manera precisa. Este efecto ilusionista se lleva a cabo explotando, de una manera única, cómo el sistema auditivo humano procesa el sonido.

Una realización de la invención explota cómo un oyente percibe mentalmente la música u otros sonidos. El procedimiento de reproducción de sonido no se detiene en la energía acústica producida por el altavoz, sino que incluye los oídos, los nervios auditivos, el cerebro y los procesos de pensamiento del oyente. La audición comienza con la acción del sistema del oído y del nervio auditivo. El oído humano puede ser considerado como un sistema de traducción delicado que recibe las vibraciones acústicas, convierte estas vibraciones en impulsos nerviosos y por último, en la "sensación" o percepción del sonido.

De manera ventajosa, algunas realizaciones de la invención explotan cómo el oído humano procesa los sobretonos y los armónicos de los sonidos de baja frecuencia para crear la percepción de que se están emitiendo los sonidos de baja frecuencia no existentes desde un altavoz. En algunas realizaciones, las frecuencias en las bandas de alta frecuencia son procesadas de manera selectiva para crear la ilusión de señales de frecuencia más baja. En otras realizaciones, ciertas bandas de frecuencias más altas son modificadas con una pluralidad de funciones de filtro.

Además, algunas realizaciones de la invención están diseñadas para mejorar la mejora de la baja frecuencia del material popular de programas de radio, tal como la música. La mayoría de la música es rica en armónicos. De acuerdo con esto, estas realizaciones pueden modificar una amplia variedad de tipos de música para explotar cómo el oído humano procesa los sonidos de baja frecuencia. De manera ventajosa, la música en los formatos existentes puede ser procesada para producir los efectos deseados.

Esta nueva aproximación produce un número de ventajas significativas. Como un oyente percibe los sonidos de baja frecuencia, que no existen realmente, se ve reducida la necesidad de altavoces grandes, mayores excursiones de cono o bocinas añadidas. De esta manera, en una realización, los altavoces pequeños pueden aparecer como si estuviesen emitiendo los sonidos de baja frecuencia de altavoces más grandes. Como se puede esperar, esta realización produce la percepción de audio de baja frecuencia, tal como los bajos, en entornos de sonido que son demasiado pequeños para altavoces grandes. Los altavoces grandes se ven también beneficiados creando la percepción de que están produciendo sonidos de baja frecuencia mejorados.

Además, con una realización de la invención, los pequeños altavoces en sistemas de mano y en sistemas de sonido portátiles pueden crear una percepción más agradable de los sonidos de baja frecuencia. De esta forma, el oyente no necesita sacrificar calidad de sonido de baja frecuencia para su portabilidad.

En una realización de la invención, los altavoces de coste más bajo crean la ilusión de sonidos de baja frecuencia. Muchos altavoces de bajo coste no pueden reproducir de manera adecuada los sonidos de baja frecuencia. En lugar de realmente reproducir sonidos de baja frecuencia con cajas de altavoz caras, componentes de alto rendimiento y grandes imanes, una realización usa sonidos de frecuencia más alta para crear la ilusión de sonidos de baja frecuencia. Como resultado, se pueden usar altavoces de bajo coste para crear una experiencia de escucha más realista y robusta.

Además, en una realización, la ilusión de sonidos de baja frecuencia crea una experiencia de escucha más alta que incrementa el realismo del sonido. De esta manera, en lugar de la reproducción de los sonidos de baja frecuencia confusa u oscilante existentes en muchos sistemas de bajo coste de la técnica primera, una realización de la invención reproduce sonidos que son percibidos para que sean más precisos y claros. Dichos dispositivos de bajo coste de audio y audiovisuales pueden incluir a modo de ejemplo, radios, sistemas móviles de sonido, juegos de ordenador, altavoces, reproductores de discos compactos (CD), reproductores de disco versátil digital (DVD), dispositivos de presentación multimedia, tarjetas de sonido de ordenador y similares.

En una realización, la creación de la ilusión de sonidos de baja frecuencia requiere menos energía que realmente la reproducción de sonidos de baja frecuencia. De esta manera, los sistemas que funcionan con baterías, entornos de bajo consumo, altavoces pequeños, altavoces multimedia, auriculares y similares, pueden crear la ilusión de sonidos de baja frecuencia sin consumir tanta energía valiosa como los sistemas que simplemente amplifican o intensifican sonidos de baja frecuencia.

Otras realizaciones de la invención crean la ilusión de señales de baja frecuencia con circuitería especializada. Estos circuitos son más sencillos que los amplificadores de baja frecuencia de la técnica primera y así reducen los costes de fabricación. De manera ventajosa, estos cuestan menos que los dispositivos de mejora del sonido de la técnica primera que añaden circuitería compleja.

Otras realizaciones adicionales de la invención se basan en un microprocesador, que lleva a cabo las técnicas de mejora de la baja frecuencia descritas. En algunos casos, los componentes existentes de procesado de sonido pueden ser reprogramados para proporcionar las técnicas descritas de mejora de la señal de baja frecuencia única de una o más realizaciones de la invención. Como resultado de esto, los costes de añadir mejoras a las bajas frecuencias a los sistemas existentes se ve reducido de manera significativa.

En una realización, el aparato de mejora del sonido recibe una o más señales de entrada, desde un sistema central y a su vez, genera una o más señales de salida mejoradas. En particular, las dos señales de entrada son procesadas para proporcionar un par de señales de salida mejoradas espectralmente, que cuando se reproducen en un altavoz y son escuchadas por un oyente, producen la sensación de bajos extendidos. En una realización, la información de audio de baja frecuencia es modificada de una manera diferente que la información de audio de alta frecuencia.

En una realización, el aparato de mejora del sonido recibe una o más señales de entrada y genera una o más señales de salida mejoradas. En particular, las señales de entrada comprenden formas de onda que tienen un primer intervalo de frecuencia y un segundo intervalo de frecuencia. Las señales de entrada son procesadas para proporcionar las señales de salida mejoradas, que cuando se reproducen en un altavoz y son escuchadas por un oyente, producen la sensación de bajos extendidos. Además, la realización puede modificar la información en el primer intervalo de frecuencia de una manera diferente a la información del segundo intervalo de frecuencia. En algunas realizaciones, el primer intervalo de frecuencias pueden ser frecuencias de bajos demasiado bajas para que las reproduzca el altavoz deseado y el segundo intervalo de frecuencias pueden ser frecuencias de bajos medios que el altavoz puede reproducir.

Una realización modifica la información de audio que es común a dos canales estéreo en una manera diferente de la energía que no es común a los dos canales. Se hace referencia a la información de audio que es común a ambas señales de entrada como la señal combinada. En una realización, el sistema de mejora conforma espectralmente la amplitud de la fase y las frecuencias de la señal combinada con el fin de reducir el recorte que puede resultar de las señales de entrada de alta amplitud sin eliminar la percepción de que la información de audio está en estéreo.

Como se trata con más detalle más adelante, una realización del sistema de mejora del sonido conforma espectralmente la señal combinada con una variedad de filtros para crear una señal mejorada. Mejorando las bandas de frecuencia seleccionadas dentro de la señal combinada, la realización proporciona un ancho de banda de altavoz percibido que es más ancho que el ancho de banda real del altavoz.

Una realización del aparato de mejora del sonido incluye trayectos de señal de alimentación progresiva para los dos canales estéreo y tres filtros paralelo para el trayecto de la señal combinada. Cada uno de los filtros paralelo comprende un filtro paso banda de sexto orden consistente en tres filtros bicuadráticos conectados en serie. Las funciones de transferencia para estos cuatro filtros son especialmente seleccionadas para proporcionar la conformación de la fase y/o la amplitud de varios armónicos del contenido de baja frecuencia de una señal de audio. La conformación incrementa de manera inesperada el ancho de banda percibido de la señal de audio cuando es reproducida a través de altavoces. En otra realización, los filtros de sexto orden son sustituidos por filtros de Chebichev de orden inferior.

Como la conformación espectral ocurre sobre la señal combinada, que es combinada entonces con la información estéreo en los caminos de alimentación progresiva, las frecuencias en la señal combinada pueden ser alteradas de manera que ambos canales estéreo se vean afectados, y algunas señales en ciertos intervalos de frecuencia estén acopladas desde un canal estéreo al otro canal estéreo. Como resultado, varias realizaciones crean un sonido de audio mejorado de una manera enteramente única, novedosa e inesperada.

El aparato de mejora del sonido puede a su vez, estar conectado a una o más etapas de procesado de la señal posteriores. Estas etapas posteriores pueden proporcionar un escenario de sonido mejorado o procesado espacial. Las señales de salida pueden ser también dirigidas a otros dispositivos de audio tales como dispositivos de grabación, amplificadores de potencia, altavoces y similares sin afectar al funcionamiento del aparato de mejora del sonido.

La presente invención proporciona también un sistema de corrección de perspectiva diferencial única para mejorar los aspectos horizontales de la imagen de sonido. El sistema de corrección de perspectiva diferencial mejora el sonido de una manera completamente diferente a otros dispositivos de mejora del sonido. De manera ventajosa, la realización del sistema de corrección de la perspectiva se puede usar para mejorar el sonido en un amplio margen de dispositivos de bajo coste de audio y audiovisuales que a modo de ejemplo pueden incluir radios, sistemas de audio móviles, juegos de ordenador, dispositivos de presentación multimedia y similares.

Hablando de manera general, el aparato de corrección de perspectiva diferencial recibe dos señales de entrada, desde un sistema central y a su vez, genera dos señales de salida mejoradas. En particular, las dos señales de entrada son procesadas de manera colectiva para proporcionar un par de señales de salida espacialmente corregidas. Además, una realización modifica la información de audio que es común a ambas señales de entrada de una manera diferente que la información de audio, que no es común a ambas señales de entrada.

Se hace referencia a la información de audio que sea común a ambas señales de entrada como la información en modo común, o la señal en modo común. La información de audio en modo común difiere de una señal suma en que en lugar de contener la suma de las señales de entrada, contiene sólo aquella información de audio que existe en ambas señales de entrada en cualquier instante dado en el tiempo.

En contraste, se hace referencia a la información de audio que no sea común a ambas señales de entrada como la información diferencial o la señal diferencial. Aunque la información diferencial es procesada de una manera diferente que la información en modo común, la información diferencial no es una señal discreta. Como se trata con más detalle más adelante, el aparato de corrección de perspectiva diferencial conforma espectralmente la señal diferencial con una variedad de filtros para crear una señal diferencial ecualizada. Mediante la ecualización de las bandas de frecuencia seleccionadas dentro de la señal diferencial, el aparato de corrección de perspectiva diferencial ensancha una imagen de sonido percibida proyectada desde un par de altavoces situados en frente de un oyente.

Como las redes de impedancia de cruce ecualizan los intervalos de frecuencia en la entrada diferencial, las frecuencias de la señal diferencial pueden ser alteradas sin afectar a las frecuencias de la señal en modo común. Como resultado de esto, el sonido de audio es mejorado de una manera completamente única y novedosa.

Breve descripción de los dibujos

Los anteriores y otros aspectos, características y ventajas de la presente invención serán más aparentes a partir de la siguiente descripción particular de la misma presentada junto con los siguientes dibujos en los que:

La figura 1 es un diagrama de bloques de un sistema de corrección de la imagen estéreo conectado de manera operativa a un sistema de mejora estéreo y a un sistema de mejora de los bajos para crear una imagen estéreo realista a partir de un par de señales estéreo de entrada.

La figura 2 es un diagrama de un sistema estéreo que incluye un receptor estéreo y dos altavoces.

La figura 3 es un diagrama de un sistema de ordenador multimedia típico.

La figura 4A es una representación gráfica de una presión de sonido deseada frente a la característica de frecuencia para un sistema de reproducción de audio.

La figura 4B es una representación gráfica de una presión de sonido frente a la característica de frecuencia correspondiente a un primer entorno de reproducción de audio.

La figura 4C es una representación gráfica de una presión de sonido frente a la característica de frecuencia correspondiente a un segundo entorno de reproducción de audio.

La figura 4D es una representación gráfica de una presión de sonido frente a la característica de frecuencia correspondiente a un tercer entorno de reproducción de audio.

La figura 5 es un diagrama de bloques esquemático de un sistema de corrección de energía conectado de manera operativa a un sistema de mejora de la imagen estéreo para crear una imagen estéreo realista a partir de un par de señales estéreo de entrada.

La figura 6A es una representación gráfica de los distintos niveles de modificación de señal proporcionados por un sistema de corrección de baja frecuencia de acuerdo con una realización.

La figura 6B es una representación gráfica de los distintos niveles de modificación de señal proporcionados por un sistema de corrección de alta frecuencia para intensificar las componentes de alta frecuencia de una señal de audio de acuerdo con una realización.

La figura 6C es una representación gráfica de los distintos niveles de modificación de señal proporcionados por un sistema de corrección de alta frecuencia para atenuar las componentes de alta frecuencia de una señal de audio de acuerdo con una realización.

La figura 6D es una representación gráfica de una curva de corrección de energía compuesta representando los posibles márgenes de corrección de la presión sonora para relocalizar una imagen estéreo.

La figura 7 es una representación gráfica de varios niveles de ecualización aplicados a una señal diferencia de audio para conseguir variar cantidades de mejora de imagen estéreo.

La figura 8A es un diagrama que ilustra los orígenes percibido y real de sonidos oídos por un oyente desde los altavoces situados en una primera localización.

La figura 8B es un diagrama que ilustra los orígenes percibido y real de sonidos oídos por un oyente desde los altavoces situados en una segunda localización.

La figura 9 es una curva de la respuesta en frecuencia de un sistema de altavoces pequeños típico.

La figura 10 ilustra el espectro real y percibido de una señal representada por dos frecuencias discretas.

La figura 11 ilustra el espectro real y percibido de una señal representada por un espectro continuo de frecuencias.

La figura 12A ilustra una forma de onda en el tiempo de una portadora modulada.

La figura 12B ilustra la forma de onda en el tiempo de la figura 12A tras la detección por medio de un detector.

La figura 13A es un diagrama de bloques de un sistema de sonido con procesado de mejora de bajos.

La figura 13B es un diagrama de bloques de un procesador de mejora de los bajos que combina múltiples canales en un solo canal de bajos.

La figura 13C es un diagrama de bloques de un procesador de mejora de los bajos que procesa múltiples canales de manera separada.

La figura 14 es un diagrama de bloques de procesado de señal de un sistema que proporciona la mejora de bajos con respuesta en frecuencia seleccionable.

La figura 15 es una curva de las funciones de transferencia de los filtros paso banda usados en el diagrama de procesado de la señal mostrado en la figura 14.

La figura 16 es una curva en el dominio del tiempo que muestra la respuesta de amplitud en el tiempo del sistema de refuerzo.

La figura 17 es una curva en el dominio del tiempo que muestra las partes de la señal y la envolvente de una nota baja típica tocada por un instrumento, en la que la envolvente muestra las partes de ataque, caída, sostenimiento y liberación.

La figura 18 es un diagrama de bloques de procesado de la señal de un sistema que proporciona la mejora de bajos usando un compresor de pico y un sistema de refuerzo de los bajos.

La figura 19 es una curva en el dominio del tiempo que muestra el efecto del compresor de pico sobre una envolvente con un ataque rápido.

La figura 20 es un diagrama de bloques conceptual de un sistema de corrección de imagen estéreo (perspectiva diferencial).

La figura 21 es un diagrama de bloques de un sistema de corrección de imagen estéreo (perspectiva diferencial) que no desarrolla las señales explícitas de suma y diferencia.

La figura 22 ilustra una representación gráfica de la ganancia en modo común del sistema de corrección de perspectiva diferencial.

La figura 23 es una representación gráfica de la curva de ecualización de señal diferencial global del sistema de corrección de perspectiva diferencial.

La figura 24 es un diagrama de bloques de una realización de un sistema de mejora del sonido que se puede implementar sobre un circuito integrado único.

La figura 25A es un diagrama esquemático de un canal izquierdo de un bloque de mejora de imagen vertical adecuado para su uso en el sistema mostrado en la figura 24.

La figura 25B es un diagrama esquemático de un canal derecho de un bloque de mejora de imagen vertical adecuado para su uso en el sistema mostrado en la figura 24.

La figura 26 es un diagrama esquemático de un bloque de mejora de los bajos adecuado para su uso en el sistema mostrado en la figura 24.

La figura 27 es un diagrama esquemático de un sistema de filtro adecuado para su uso en el sistema de mejora de los bajos mostrado en la figura 26.

La figura 28 es un diagrama esquemático de un sistema compresor adecuado para su uso en el sistema de mejora de los bajos mostrado en la figura 26.

La figura 29 es un diagrama esquemático de un bloque de mejora de la imagen horizontal adecuado para su uso en el sistema mostrado en la figura 24.

La figura 30 es un diagrama esquemático de un sistema de corrección de perspectiva diferencial que se puede usar como un sistema de mejora de la imagen estéreo.

La figura 31 muestra un sistema de corrección de perspectiva diferencial que usa una red de filtro de cruce.

La figura 32 es un diagrama esquemático de un aparato de corrección de perspectiva diferencial que usa dos redes de filtro de cruce.

La figura 33 muestra un aparato de corrección de perspectiva diferencial que permite a un usuario variar la cantidad de ganancia diferencial global.

La figura 34 ilustra un aparato de corrección de perspectiva diferencial que permite a un usuario variar la cantidad de ganancia en modo común.

La figura 35 ilustra un aparato de corrección de perspectiva diferencial que tiene una primera red de filtro de cruce situada entre los emisores de los transistores de un par diferencial y una segunda red de filtro de cruce situada entre los colectores del par diferencial.

La figura 36 muestra un aparato de corrección de perspectiva diferencial con circuitos intermedios de salida.

La figura 37 muestra una versión con seis amplificadores operacionales de un sistema de mejora de imagen.

La figura 38 es un diagrama de bloques de una realización software del sistema de corrección acústica.

La figura 39 es una curva de la función de transferencia de un filtro paso banda de 40 Hz para su uso con el diagrama de bloques mostrado en la figura 38.

La figura 40 es una curva de la función de transferencia de un filtro paso banda de 60 Hz para su uso con el diagrama de bloques mostrado en la figura 38.

La figura 41 es una curva de la función de transferencia de un filtro paso banda de 100 Hz para su uso con el diagrama de bloques mostrado en la figura 38.

La figura 42 es una curva de la función de transferencia de un filtro paso banda de 150 Hz para su uso con el diagrama de bloques mostrado en la figura 38.

La figura 43 es una curva de la función de transferencia de un filtro paso banda de 200 Hz para su uso con el diagrama de bloques mostrado en la figura 38.

La figura 44 es una curva de la función de transferencia de un filtro paso bajo para su uso en el diagrama de bloques mostrado en la figura 38.

Descripción detallada

La figura 1 es un diagrama de bloques de un aparato de corrección acústica 120 que comprende, en serie, un sistema de corrección de imagen estéreo 122, un sistema de mejora de bajos 101, y un sistema de mejora de imagen estéreo 124. El sistema de corrección de imagen 122 proporciona una señal estéreo izquierda y una señal estéreo derecha a la unidad de mejora de bajos 101. La unidad de mejora de bajos saca señales estéreo izquierda y derecha a las respectivas entradas izquierda y derecha del dispositivo de mejora de imagen estéreo 124. El sistema de mejora de imagen estéreo 124 procesa las señales y proporciona una señal de salida izquierda 130 y una señal de salida derecha 132. Las señales de salida 130 y 132 pueden a su vez estar conectadas a alguna otra forma de sistema de acondicionamiento de la señal o pueden ser conectadas directamente a altavoces o auriculares (no mostrados).

Cuando se conectan a altavoces, el sistema de corrección 120 corrige las deficiencias en la colocación de los altavoces, la imagen creada por los altavoces y la respuesta en baja frecuencia producida por los altavoces. El sistema de corrección del sonido 120 mejora las características espacial y de respuesta en frecuencia del sonido reproducido por los altavoces. En el sistema de corrección de audio 120, el módulo de corrección de imagen 122 corrige la imagen vertical percibida por el oyente de un escenario de sonido aparente reproducida por los altavoces, el módulo de mejora de los bajos 101 mejora la respuesta del sonido de bajos percibida por el oyente y el módulo de mejora de imagen 124 mejora la imagen horizontal percibida por el oyente del escenario de sonido aparente.

El aparato de corrección 120 mejora el sonido reproducido por los altavoces compensando las deficiencias en el entorno de reproducción de sonido y las deficiencias de los altavoces. El aparato 120 mejora la reproducción del escenario de sonido original compensando la localización de los altavoces en el entorno de reproducción. La reproducción del escenario de sonido se mejora de una manera que mejora tanto los aspectos horizontales como verticales del escenario de sonido aparente (es decir, reproducido) sobre el espectro de frecuencias audible. El aparato 120 modifica de manera ventajosa los sonidos reverberantes que son fácilmente perceptibles en un escenario de sonido en directo tal como los sonidos reverberantes que se perciben también por el oyente en el entorno de reproducción, incluso aunque los altavoces actúen como fuentes puntuales con capacidad limitada. El aparato 120 compensa también el hecho de que los micrófonos a menudo graban el sonido de manea diferente a la manera en que el sistema auditivo humano percibe el sonido. El aparato 120 usa filtros y funciones de transferencia que imitan al oído humano para corregir los sonidos producidos por el micrófono.

El sistema de sonido 120 ajusta el acimut aparente y el punto de elevación de un sonido complejo usando las características de la respuesta auditiva humana. La corrección es usada por el cerebro del oyente para proporcionar indicaciones del origen del sonido. El aparato de corrección 120 corrige también los altavoces que estén colocados en condiciones menores que las condiciones ideales, tales como los altavoces que no están en la posición más deseable desde el punto de vista acústico.

Para conseguir una respuesta más espacialmente correcta para un sistema de sonido dado, el aparato de corrección acústica 120 usa ciertos aspectos de las funciones de transferencia relacionadas con la cabeza (HRTF) junto con la conformación de la respuesta en frecuencia de la información de sonido para corregir tanto la colocación de los altavoces, para corregir la anchura y la altura aparentes del escenario de sonido y para corregir las incapacidades en la respuesta en baja frecuencia de los altavoces.

De esta manera, el aparato de corrección acústica 120 proporciona un escenario de sonido más realista y más natural para el oyente, incluso cuando los altavoces están colocados en localizaciones peores que las localizaciones ideales y cuando los altavoces de por sí son inadecuados para reproducir de manera apropiada los sonidos deseados.

Las distintas correcciones del sonido proporcionadas por el aparato de corrección son proporcionadas en un orden de manera que la corrección posterior no interfiera con las correcciones primeras. En una realización, las correcciones son proporcionadas en un orden deseable de manera que las correcciones primeras proporcionadas por el aparato 120 mejoran y contribuyen a las correcciones posteriores proporcionadas por el aparato 120.

En una realización, el aparato de corrección 120 simula un sistema de sonido envolvente que mejora la respuesta de bajos. El aparato de corrección 120 crea la ilusión de que múltiples altavoces están colocados alrededor del oyente, y que la información de audio contenida en múltiples pistas de grabación es proporcionada a la disposición de varios altavoces.

El sistema de corrección acústica 120 proporciona un sistema sofisticado y efectivo para mejorar la imagen de sonido vertical, horizontal y espectral en un entorno de reproducción imperfecto. El sistema de corrección de imagen 122 corrige primero la imagen vertical producida por los altavoces. Entonces, el sistema de mejora de bajos 101 ajusta las componentes de baja frecuencia de la señal de sonido de una manera que mejora la salida de baja frecuencia de altavoces pequeños que no proporcionan capacidades de reproducción de baja frecuencia adecuadas. Finalmente, la imagen de sonido horizontal es corregida por el sistema de mejora de imagen 124.

La mejora de imagen vertical proporcionada por el sistema de corrección de imagen 122 típicamente incluye algún énfasis de las partes de frecuencia más baja del sonido, y de esta manera proporciona la mejora vertical antes de que el sistema de mejora de bajos 101 contribuya al efecto global del procesado de mejora de bajos. El sistema de mejora de bajos 101 proporciona algún mezclado de las partes comunes de las partes izquierda y derecha de la información de baja frecuencia de una señal estereofónica (modo común). En contraste con esto, la mejora de imagen horizontal proporcionada por el sistema de mejora de imagen 124 proporciona mejora y conformación de las diferencias entre las partes izquierda y derecha (modo diferencial) de la señal. De esta manera, en el sistema de corrección 120, se proporciona de manera ventajosa la mejora de bajos antes de la mejora de imagen horizontal con el fin de equilibrar las partes de modo común y modo diferencial de la señal estereofónica para producir un efecto agradable para el oyente.

Como se ha tratado anteriormente, el sistema de corrección de imagen estéreo 122, el sistema de mejora de bajos 101 y el sistema de mejora de imagen estéreo 124 cooperan para superar las deficiencias acústicas de un entorno de reproducción de sonido. Los entornos de reproducción de sonido pueden ser tan grandes como un complejo teatro o tan pequeños como un teclado electrónico. El aparato de corrección acústica proporciona también mayores beneficios para sistemas de ordenadores multimedia (véase por ejemplo la figura 3), audio doméstico, auriculares, cajas acústicas para bajos, automóviles y similares.

La figura 2 muestra un sistema de audio estereofónico que tiene un receptor 220. El receptor 220 proporciona una señal de canal izquierdo a un altavoz izquierdo 246 y una señal de canal derecho a un altavoz derecho 247. De manera alternativa, el receptor 220 puede ser sustituido por un televisor, un sistema estéreo portátil (por ejemplo, "caja acústica para bajos"), un radio reloj, y similares. El receptor 220 también proporciona las señales de canal izquierdo y derecho a los auriculares 250. Un oyente (usuario) 248 puede escuchar las señales de canal izquierdo y derecho usando los auriculares 250 o los altavoces 246, 247. El aparato de corrección acústica 120 se puede implementar usando dispositivos analógicos en el receptor 220 o por medio de software que se esté ejecutando en un procesador digital de señal (DSP) en el receptor 220.

Los altavoces 246, 247 a menudo no están posicionados de manera óptima para proporcionar al usuario la imagen estéreo deseada disminuyendo de esta manera el placer de la escucha de un oyente. De una manera similar, los auriculares tales como los auriculares 250, a menudo producen un sonido que no es agradable porque los auriculares están colocados pegados a los oídos en lugar de en frente del oyente. Además, muchos altavoces pequeños de estantería, altavoces multimedia y auriculares tienen una pobre característica de respuesta en baja frecuencia que además disminuye el placer de la escucha del oyente. El dispositivo de corrección acústica (o el software) 120 dentro del receptor 220 corrige las señales izquierda y derecha para producir un sonido más agradable cuando sea reproducido por los altavoces 246, 247 o los auriculares 250. En una realización, el receptor 220 incluye controles (tales como un control de anchura 3846 mostrado en la figura 38 y/o un control de bajos 3827 mostrado en la figura 38) para permitir al oyente 248 ajustar el sonido producido en los canales izquierdo y derecho de acuerdo con si el oyente 248 está escuchando los altavoces 246, 247 o los auriculares 250.

La figura 3 ilustra un sistema de audio por ordenador típico 300 que puede usar de manera ventajosa una realización de la presente invención para mejorar la reproducción de audio producida por los altavoces 246, 247. Los altavoces 246, 247 están típicamente conectados a una tarjeta de sonido (no mostrada) dentro de un ordenador 304. La tarjeta de sonido puede ser cualquier tarjeta de interfaz de ordenador que produzca una salida de audio, incluyendo una tarjeta de radio, una tarjeta sintonizadora de televisión, una tarjeta PCMCIA, un módem interno, una tarjeta enchufable de procesador digital de señal (DSP), etc. El ordenador 304 provoca que la tarjeta de sonido genere señales de audio que son convertidas por los altavoces 246 en ondas acústicas.

La figura 4A ilustra una representación gráfica de una característica de respuesta en frecuencia deseada, que aparece en el oído externo de un oyente, dentro de un entorno de reproducción de audio. La curva 460 es una función del nivel de presión sonora (SPL), medido en decibelios, frente a la frecuencia. Como se puede ver en la figura 4A, el nivel de presión sonora es relativamente constante para todas las frecuencias audibles. La curva 460 puede conseguirse a partir de la reproducción de ruido rosa a través de un par de altavoces ideales colocados directamente en frente de un oyente a aproximadamente el nivel del oído. El ruido rosa se refiere al sonido entregado sobre el espectro de frecuencias de audio que tiene igual energía por octava. En la práctica, la respuesta en frecuencia plana de la curva 460 puede fluctuar en respuesta a las limitaciones acústicas inherentes del sistema de altavoces.

La curva 460 representa los niveles de la presión sonora que existen antes del procesado por el oído de un oyente. Con referencia de nuevo a la figura 2, la respuesta en frecuencia plana representada por la curva 460 es consistente con el sonido que emana hacia el oyente 248, cuando los altavoces estén colocados separados y generalmente en frente del oyente 248. El oído humano procesa cada sonido, como se representa por la curva 460, aplicando su propia respuesta auditiva a las señales de sonido. Esta respuesta auditiva humana está dictada por el pabellón auditivo exterior y las partes del canal interior del oído.

Desafortunadamente, las características de respuesta en frecuencia de muchos sistemas de reproducción de sonido domésticos y de automóviles no proporcionan la característica deseada mostrada en la figura 4A. Por el contrario, los altavoces pueden ser colocados en lugares no deseables desde el punto de vista acústico para acomodar otros requisitos ergonómicos. El sonido que emana de los altavoces 246 y 247 puede ser distorsionado espectralmente por la mera colocación de los altavoces 246 y 247 con respecto al oyente 248.

Además, los objetos y las superficies en el entorno de escucha pueden conducir a una absorción o distorsión por amplitud de las señales de sonido resultantes. Dicha absorción a menudo prevalece entre las frecuencias más altas.

Como resultado de la distorsión espectral y la distorsión de amplitud, una imagen estéreo percibida por el oyente 248 está espacialmente distorsionada proporcionando una experiencia de audición no deseable. Las figuras 4B-4D representan de manera gráfica los niveles de distorsión espacial para varios sistemas de reproducción de sonido y entornos de escucha. Las características de distorsión representadas en las figuras 4B-4D representan los niveles de presión sonora medidos en decibelios que se encuentran presentes cerca de los oídos de un oyente.

La curva de respuesta en frecuencia 464 de la figura 4B tiene un nivel de presión sonora decreciente a frecuencias por encima de aproximadamente 100 Hz. La curva 464 representa una posible característica de presión sonora generada desde los altavoces, conteniendo tanto altavoces de refuerzo de los bajos como altavoces de refuerzo de los agudos, que se montan por debajo del oyente. Por ejemplo, suponiendo que los altavoces 246 de la figura 2 contienen altavoces de refuerzo de los agudos, una señal de audio reproducida a través de sólo dichos altavoces 246, podría mostrar la respuesta de la figura 4B.

La pendiente particular asociada con la curva decreciente 464 variará, y puede no ser lineal por completo, dependiendo del área de escucha, de la calidad de los altavoces y de la posición exacta de los altavoces dentro del área de escucha. Por ejemplo, un entorno de escucha con superficies relativamente duras será más reflexivo para las señales de audio, en particular a altas frecuencias, que un ambiente de escucha con superficies relativamente blandas (por ejemplo, ropas, alfombras, baldosas acústicas, etc.). El nivel de distorsión espectral variará según se coloquen los altavoces de lejos y según se separen uno de otro respecto a un oyente.

La figura 4C es una representación gráfica de la característica de la presión sonora frente a la frecuencia 468 en la que un primer intervalo de frecuencias de señales de audio están distorsionadas espectralmente, pero un intervalo superior de frecuencias de las señales no está distorsionado. La curva de característica 468 se puede conseguir de una disposición de altavoces que tenga altavoces de frecuencias bajas a frecuencias medias situados por debajo de un oyente y altavoces de altas frecuencias situados cerca o al nivel del oído del oyente. La imagen de sonido resultante de la curva característica 468 tendrá una componente de baja frecuencia situada por debajo del oyente 248 de la figura 2, y una componente de alta frecuencia situada cerca del nivel del oído del oyente.

La figura 4D es una representación gráfica de la característica de la presión sonora frente a la frecuencia 470 teniendo un nivel de presión sonora reducido entre las frecuencias inferiores y un nivel de presión sonora creciente entre las altas frecuencias. La característica 470 se consigue a partir de una disposición de altavoces que tenga altavoces de baja frecuencia situados por debajo de un oyente y altavoces de alta frecuencia situados por encima de un oyente. Como indica la curva 470 de la figura 4D, el nivel de presión sonora a las frecuencias por encima de 1000 Hz puede ser significativamente mayor que a frecuencias más bajas, creando un efecto de audio indeseable para un oyente cercano. La imagen de sonido resultante de la curva característica 470 tendrá una componente de baja frecuencia situada por debajo del oyente 248 de la figura 2, y una componente de alta frecuencia situada por encima del oyente 248.

Las características de audio de las figuras 4B-4D representan varios niveles de presión sonora que se pueden obtener en un entorno de escucha común y oídos por el oyente 248. Las curvas de respuesta de audio de las figuras 4B-4D son sin embargo unos pocos ejemplos de cómo las señales de audio presentes en los oídos de un oyente son distorsionadas por varios sistemas de reproducción de audio. El nivel exacto de la distorsión espacial a cualquier frecuencia dada variará en gran medida dependiendo del sistema de reproducción y del entorno de reproducción. La localización aparente puede ser generada para un sistema de altavoces definido por la elevación aparente y las coordenadas de acimut, con respecto a un oyente fijo, que sean diferentes a las localizaciones de altavoz reales.

La figura 5 es un diagrama de bloques de un sistema de corrección de imagen estéreo 122, que introduce las señales estéreo izquierda y derecha 126 y 128. El sistema de corrección de imagen 122 corrige las densidades espectrales distorsionadas de varios sistemas de sonido dividiendo de manera ventajosa el espectro de frecuencia audible en un primer componente de frecuencia, conteniendo frecuencias relativamente bajas, y un segundo componente de frecuencia conteniendo frecuencias relativamente altas. Cada una de las señales izquierda y derecha 126 y 128 se procesan por separado a través de los correspondientes sistemas de corrección de baja frecuencia 580, 582, y sistemas de corrección de alta frecuencia 584 y 586. Debería señalarse que en una realización los sistemas de corrección 580 y 582 funcionarán en un margen de frecuencias relativamente "bajas" de aproximadamente 100 a 1000 hercios, mientras que los sistemas de corrección 584 y 586 funcionarán en un margen de frecuencias relativamente "altas" de aproximadamente 1000 a 10000 hercios. Esto no debe confundirse con la terminología general de audio en la que las frecuencias bajas representan las frecuencias de hasta 100 hercios, las frecuencias medias representan frecuencias entre 100 a 4 kHz, y las altas frecuencias representan frecuencias por encima de 4 kHz.

Separando las componentes de alta y de baja frecuencia de las señales de audio de entrada, se pueden hacer correcciones en el nivel de presión sonora en un margen de frecuencias independiente del otro. Los sistemas de corrección 580, 582, 584 y 586 modifican las señales de entrada 126 y 128 para corregir la distorsión espectral y de amplitud de las señales de entrada cuando se produce la reproducción por medio de los altavoces. Las señales resultantes, junto con las señales de entrada originales 126 y 128, se combinan en las respectivas uniones sumadoras 590 y 592. La señal estéreo izquierda corregida, L_{c}, y la señal estéreo derecha corregida, R_{c}, se proporcionan junto con las salidas a la unidad de mejora de bajos 101.

Las señales estéreo corregidas proporcionadas a la unidad de bajos 101 tienen una respuesta plana, es decir, una respuesta en frecuencia uniforme que aparece en los oídos del oyente 248 (mostrada en las figuras 2 y 3). Esta respuesta espacialmente corregida crea una fuente aparente de sonido que, cuando se reproduce a través de los altavoces 246 de las figuras 2 ó 3, está aparentemente posicionada directamente en frente del oyente 248.

Una vez que la fuente de sonido está posicionada de manera apropiada a través de la corrección de energía de la señal de audio, la unidad de mejora de bajos 101 corrige las deficiencias en baja frecuencia en los altavoces 246 y proporciona señales de canal izquierdo y derecho corregidas en bajos al sistema de mejora estéreo 124. El sistema de mejora estéreo 124 condiciona las señales estéreo para ensanchar (horizontalmente) la imagen estéreo que emana de la fuente de sonido aparente. Como se tratará junto con las figuras 8A y 8B, el sistema de mejora de imagen estéreo 124 se puede ajustar a través de un dispositivo de orientación estéreo para compensar la localización real de la fuente de sonido.

En una realización, el sistema de mejora estéreo 124 ecualiza la información de la señal diferencia presente en las señales estéreo izquierda y derecha.

Las señales izquierda y derecha proporcionadas desde la unidad de mejora de bajos 101 son introducidas por el sistema de mejora 124 y proporcionadas al generador de señal diferencia 501 y un a un generador de señal suma 504. Una señal diferencia (L_{c} - R_{c}) que representa el contenido estéreo de las señales de entrada corregidas izquierda y derecha, se presenta en una salida 502 del generador de señal diferencia 501. Una señal suma, (L_{c} + R_{c}) que representa la suma de las señales estéreo corregidas izquierda y derecha se genera en una salida 506 del generador de señal suma 504.

Las señales suma y diferencia en las salidas 502 y 506 son proporcionadas a dispositivos opcionales de ajuste de nivel 508 y 510 respectivamente. Los dispositivos 508 y 510 son típicamente potenciómetros o dispositivos de impedancia variable similares. El ajuste de los dispositivos 508 y 510 se realiza típicamente de manera manual para controlar el nivel base de la señal suma y diferencia presente en las señales de salida. Esto permite a un usuario confeccionar a medida el nivel y el aspecto de la mejora de estéreo de acuerdo con el tipo de sonido reproducido, y dependiendo de las preferencias personales del usuario. Un incremento en el nivel base de la señal suma enfatiza la información de audio en la etapa central situada entre un par de altavoces. A la inversa, un incremento en el nivel base de la señal diferencia enfatiza la información del sonido ambiente creando la percepción de una imagen de sonido más ancha. En algunas disposiciones de audio en las que el tipo de música y los parámetros de configuración del sistema sean conocidos, o en las que no sea práctico el ajuste manual, los dispositivos de ajuste 508 y 510 se pueden eliminar requiriendo el que se predeterminen y se fijen los niveles de señal suma y diferencia.

La salida del dispositivo 510 es aplicada dentro de un ecualizador de mejora estéreo 520 en la entrada 522. El ecualizador 520 conforma espectralmente la señal diferencia que aparece a la entrada 522 como se muestra en la figura 7 más abajo.

La señal diferencia conformada es aplicada a un mezclador 542 que recibe también la señal suma desde el dispositivo 506. En una realización, las señales estéreo 594 y 596 son también aplicadas al mezclador 542. Todas estas señales son combinadas dentro del mezclador 542 para producir una señal de salida izquierda 530 y una señal de salida derecha 532 mejoradas y especialmente corregidas.

Aunque las señales de entrada 126 y 128 típicamente representan las señales fuente estéreo corregidas, pueden ser también generadas de manera artificial desde una fuente monofónica.

Características de corrección de imagen

Las figuras 6A-6C son representaciones gráficas de los niveles de corrección espacial proporcionados por los sistemas de corrección de frecuencias "bajas" y "altas" 580, 582, 584, 586 con el fin de obtener una imagen relocalizada generada a partir de un par de señales estéreo.

Haciendo referencia inicialmente a la figura 6A, los posibles niveles de corrección espacial proporcionados por los sistemas de corrección 580 y 582 se representan como curvas que tienen diferentes características de amplitud frente a la frecuencia. El nivel máximo de corrección, o de intensificación (medido en dB), proporcionado por los sistemas 580 y 582 está representado por una curva de corrección 650. La curva 650 proporciona un nivel incremental de intensificación dentro de un primer margen de frecuencias de aproximadamente 100 Hz y 1000 Hz. A las frecuencias por encima de 1000 Hz, el nivel de intensificación se mantiene a un nivel bastante constante. Una curva 652 representa un nivel casi cero de corrección.

Para aquéllos que sean expertos en la técnica, un filtro típico está generalmente caracterizado por una banda de paso y una banda de detención de frecuencias separadas por una frecuencia de corte. Las curvas de corrección de las figuras 6A-6C aunque son representativas de filtros de señal típicos, pueden ser caracterizadas por medio de una banda de paso, una banda de detención y una banda de transición. Un filtro construido de acuerdo con las características de la figura 6 tiene una banda de paso por encima aproximadamente de 1000 Hz, una banda de transición entre aproximadamente 100 y 1000 Hz, y una banda de detención por debajo de aproximadamente 100 Hz. Los filtros de acuerdo con las figuras 6B y 6C tienen bandas de paso por encima de aproximadamente 10 kHz, bandas de transición entre aproximadamente 1 kHz y 10 kHz, y una banda de detención por debajo de aproximadamente 1 kHz. En una realización los filtros son filtros de primer orden.

Como se puede ver en las figuras 6A-6C, la corrección espacial de una señal de audio por medio de los sistemas 580, 582, 584 y 586 es sustancialmente uniforme dentro de las bandas de paso, pero en gran medida dependiente de la frecuencia dentro de las bandas de transición. La cantidad de corrección acústica aplicada a una señal de audio puede ser variada como una función de la frecuencia a través del ajuste del sistema de corrección de imagen estéreo 622 que varía la pendiente de las bandas de transición de las figuras 6A-6C. Como resultado, la corrección dependiente de la frecuencia es aplicada a un primer margen de frecuencias entre 100 y 1000 hercios, y aplicada a un segundo margen de frecuencias de 1000 a 10000 hercios. Son posibles un número infinito de curvas a través del ajuste independiente de los sistemas de corrección 580, 582, 584 y 586.

De acuerdo con una realización, la corrección espacial de las componentes de la señal estéreo de frecuencia más alta ocurre aproximadamente entre 1000 Hz 10000 Hz. La corrección de energía de estas componentes de señal puede ser positiva, es decir, intensificada, como se ilustra en la figura 6B, o negativa, es decir, atenuada, como se ilustra en la figura 6C. El margen de intensificación proporcionado por los sistemas de corrección 584, 586 se caracteriza por una curva de intensificación máxima 660 y una curva de intensificación mínima 162. Las curvas 664, 666 y 668 representan otros niveles adicionales de intensificación, que se pueden requerir para corregir espacialmente el sonido que emana de diferentes sistemas de reproducción de sonido. La figura 6C ilustra las curvas de corrección de energía que son esencialmente la inversa de aquellas curvas de la figura 6B.

Como los factores de corrección de frecuencia más baja y de frecuencia más alta, representados por las curvas de las figuras 6A-6C, son sumados juntos, hay un amplio margen de posibles curvas de corrección espacial entre las frecuencias de 100 a 10000 Hz. La figura 6D es una representación gráfica que ilustra un margen de características de corrección espacial compuestas proporcionadas por el sistema de corrección de imagen estéreo 522. De manera específica, la curva en línea continua 680 representa un nivel máximo de corrección espacial comprendida entre 650 (mostrada en la figura 6A) y la curva 660 (mostrada en la figura 6B). La corrección de las frecuencias más bajas puede variar a partir de la curva en línea continua 680 a través del intervalo designado por \theta_{1}. De manera similar, la corrección de las frecuencias más altas puede variar a partir de la curva en línea continua 680 a través del intervalo designado por \theta_{2}. De acuerdo con esto, la cantidad de intensificación aplicada al primer intervalo de frecuencia de 100 a 1000 hercios varía entre 0 y 15 dB aproximadamente, mientras que la corrección aplicada al segundo intervalo de frecuencia de 1000 a 10000 hercios varía de 13 a -15 dB aproximadamente.

Características de mejora de la imagen

Volviendo ahora al aspecto de mejora de imagen estéreo de la presente invención, en la figura 7 se representan de manera gráfica una serie de curvas de mejora de perspectiva o curvas de normalización. La señal (L_{c} - R_{c}) de las ecuaciones 1 y 2 anteriores, representa la señal diferencia procesada que ha sido conformada espectralmente de acuerdo con las características de respuesta en frecuencia de la figura 7. Estas características de respuesta en frecuencia son aplicadas por el ecualizador 520 ilustrado en la figura 5 y están parcialmente basadas en los principios HRTF.

En general, la amplificación selectiva de la señal diferencia mejora cualquier efecto de sonido ambiental o reverberante que se pueda presentar en la señal diferencia pero que esté enmascarado por sonidos de campo directo más intensos. Estos sonidos ambientales son rápidamente percibidos en un escenario de sonido en directo al nivel apropiado. En una reproducción grabada, sin embargo, los sonidos ambientales son atenuados con relación a la reproducción en directo. Mediante la intensificación del nivel de la señal diferencia derivada a partir de un par de señales estéreo izquierda y derecha, se puede ensanchar una imagen de sonido proyectada de manera significativa cuando la imagen emane de un par de altavoces situados en frente del oyente.

Las curvas de perspectiva 790, 792, 794, 796 y 798 de la figura 7 se representan como una función de la ganancia frente a las frecuencias audibles representadas en formato logarítmico. Los diferentes valores de ecualización entre las curvas de la figura 7 son necesarios para explicar varios sistemas de reproducción de audio. En una realización, el nivel de ecualización de señal diferencia es una función de la colocación real de los altavoces con relativa a un oyente dentro de un sistema de reproducción de audio. Las curvas 790, 792, 794, 796 y 798 generalmente representan una característica de contorno de frecuencia en la que las frecuencias superiores e inferiores de señal diferencia son intensificadas con relación a una banda media de frecuencias.

De acuerdo con una realización, el intervalo para las curvas de perspectiva de la figura 7 está definido por una ganancia máxima de aproximadamente 10-15 dB localizada aproximadamente de 125 a 150 Hz. Los valores máximos de ganancia denotan un punto de inflexión para las curvas de la figura 7 con lo que las pendientes de las curvas 790, 792, 794, 796 y 798 cambian de un valor positivo a un valor negativo. Dichos puntos de inflexión están etiquetados como los puntos A, B, C, D y E en la figura 7. La ganancia de las curvas de perspectiva decrece por debajo de 125 Hz a una velocidad de aproximadamente 6 dB por octava. Por encima de 125 Hz, la ganancia de las curvas de la figura 7 decrece también, pero a velocidades variables, hacia un punto de inflexión de mínima ganancia de aproximadamente -2 a +10 dB. Los puntos de inflexión de mínima ganancia varían de manera significativa entre las curvas 790, 792, 794, 796 y 798. Los puntos de inflexión de mínima ganancia están etiquetados como los puntos A', B', C', D' y E', respectivamente. Las frecuencias a las que ocurren los puntos de inflexión de mínima ganancia varían de 2,1 kHz aproximadamente para la curva 790 a 5 kHz aproximadamente para la curva 798. La ganancia de las curvas 790, 792, 794, 796 y 798 se incrementa por encima de sus respectivas frecuencias de ganancia mínima hasta aproximadamente 10 kHz. Por encima de 10 kHz, la ganancia aplicada por las curvas de perspectiva comienza a nivelar. Si embargo, se continúa aplicando un incremento en la ganancia por todas las curvas, hasta aproximadamente 120 kHz, es decir, aproximadamente la frecuencia audible más alta para el oído humano.

Las anteriores cifras de ganancia y de frecuencia son meramente objetivos de diseño y las cifras reales variarán igualmente de sistema a sistema. Además, el ajuste de los dispositivos de nivel de señal 508 y 510 afectará a los valores máximo y mínimo de la ganancia, así como la separación de ganancia entre la frecuencia de ganancia máxima y la frecuencia de ganancia mínima.

La ecualización de la señal diferencia de acuerdo con las curvas de la figura 7 está destinada a intensificar las componentes de la señal diferencia de estadísticamente intensidad inferior sin sobreenfatizar las componentes de la señal diferencia de intensidad superior. Las componentes de señal diferencia de intensidad superior de una señal estéreo típica se encuentran a mitad de intervalo de frecuencia entre aproximadamente 1 a 4 kHz. El oído humano tiene una sensibilidad aumentada a este mismo intervalo medio de frecuencias. De acuerdo con esto, las señales de salida izquierda y derecha mejoradas 530 y 532 producen un efecto de audio mucho más mejorado porque los sonidos ambientales son enfatizados de manera selectiva para abarcar completamente a un oyente dentro de un escenario de sonido reproducido.

Como se puede ver en la figura 7, las frecuencias de la señal diferencia por debajo de 125 Hz reciben una cantidad disminuida de intensificación, en caso de recibirla, a través de la aplicación de la curva de perspectiva. Esta disminución está destinada a evitar la sobreamplificación de frecuencias muy bajas, es decir de los bajos. Con muchos sistemas de reproducción de audio, la amplificación de una señal diferencia de audio en este intervalo de baja frecuencia puede crear una imagen desagradable y no realista que tiene demasiada respuesta de bajos. Ejemplos de dichos sistemas de reproducción de audio incluyen sistemas de campo cercano, o sistemas de audio de baja potencia, tales como sistemas de ordenador multimedia, así como sistemas estéreo domésticos. Una gran extracción de potencia en estos sistemas puede causar que el amplificador "recorte" durante periodos de alta intensificación, o puede dañar componentes del sistema de audio incluyendo los altavoces. Limitando la respuesta de bajos de la señal diferencia, se ayuda también a evitar estos problemas en la mayoría de las aplicaciones de mejora de audio de campo cercano.

De acuerdo con una realización, el nivel de ecualización de la señal diferencia en un entorno audio que tenga un oyente estacionario depende de los tipos de altavoces reales y de sus posiciones con respecto al oyente. Los principios acústicos que sustentan está determinación pueden ser descritos mejor junto con las figuras 8A y 8B. Las figuras 8A y 8B están destinadas a mostrar tales principios acústicos con respecto a los cambios en acimut de un sistema de altavoces.

La figura 8A representa una vista en planta de un entorno de reproducción de sonido que tiene altavoces 800 y 802 situados ligeramente hacia delante de, y apuntados a, los laterales de un oyente 804. Los altavoces 800 y 802 son también situados por debajo del oyente 804 en una posición en elevación similar a la de los altavoces 246 mostrados en la figura 2. Los planos de referencia A y B están alineados con los oídos 806, 808 del oyente 804. Los planos A y B son paralelos a la línea de visión del oyente como se muestra.

La localización de los altavoces se corresponde de manera preferible con las localizaciones de los altavoces 810 y 812. En una realización, cuando los altavoces no pueden ser situados en una posición deseada, la mejora de la imagen de sonido aparente puede llevarse a cabo ecualizando de manera selectiva la señal diferencia, es decir, la ganancia de la señal diferencia variará con la frecuencia. La curva 790 de la figura 7 representa el nivel deseado de ecualización de la señal diferencia con localizaciones reales de altavoces correspondientes a los altavoces fantasmas 810 y 812.

Mejora de los bajos

La presente invención proporciona también un procedimiento y un sistema para mejorar las señales de audio. El sistema de mejora del sonido mejora el realismo del sonido con un único proceso de mejora del sonido. Generalmente hablando, el proceso de mejora del sonido recibe dos señales de entrada, una señal de entrada izquierda y una señal de entrada derecha, y a su vez, genera dos señales de salida mejoradas, una señal de salida izquierda y una señal de salida derecha.

Las señales de entrada izquierda y derecha son procesadas de manera colectiva para proporcionar un par de señales de salida izquierda y derecha. En particular, la realización mejorada del sistema ecualiza las diferencias que existen entre las dos señales de entrada de una manera que ensancha y mejora el ancho de banda percibido de los sonidos. Además, muchas realizaciones ajustan el nivel del sonido que es común a ambas señales de entrada para reducir el recorte. De manera ventajosa, algunas realizaciones consiguen la mejora del sonido con sistemas de fácil fabricación, bajo coste y simplificados que no requieren procesado digital de la señal.

Aunque las realizaciones están descritas en este documento con referencia a un sistema de mejora del sonido, la invención no está limitada a ese sistema, y se puede usar en una variedad de otros contextos en los que sea deseable adaptar diferentes realizaciones de sistema de mejora de sonido a diferentes situaciones.

Un sistema típico de altavoces pequeños usado para ordenadores multimedia, automóviles, sistemas estereofónicos pequeños, sistemas estereofónicos portátiles, auriculares y similares, tendrá una respuesta de salida acústica que fluctúa los 150 Hz. La figura 9 muestra una curva 906 correspondiente a aproximadamente a la respuesta en frecuencia del oído humano. La figura 9 muestra también la respuesta medida 908 de un sistema de altavoces de ordenador pequeños que usa una unidad de alta frecuencia (altavoz de refuerzo de las altas frecuencias) para reproducir las altas frecuencias, y una unidad de medio intervalo-bajos de cuatro pulgadas (altavoz de refuerzo de los bajos) para reproducir las frecuencias medias y las bajas frecuencias. Dicho sistema que emplea dos unidades a menudo es denominado un sistema de dos vías. Los sistemas de altavoces que emplean más de dos unidades son conocidos en la técnica y trabajarán con una realización de la presente invención. Los sistema de altavoces con una sola unidad son también conocidos y también trabajarán con la presente invención. La respuesta 908 es dibujada sobre una curva rectangular con un eje X que representa las frecuencias desde 20 Hz hasta 20 kHz. La banda de frecuencias corresponde al intervalo de audición humana normal. El eje Y de la figura 9 muestra la respuesta en amplitud normalizada desde 0 dB a -50 dB. La curva 908 es relativamente plana en la banda de frecuencias media desde aproximadamente 2 kHz a 10 kHz, mostrando algo de fluctuación por encima de 10 kHz. En algunos intervalos de frecuencia, la curva 908 muestra una fluctuación de frecuencia que comienza en una banda de bajos medios aproximadamente 150 Hz y 2 kHz, de forma que por debajo de 150 Hz, el sistema de altavoz produce una salida acústica muy pequeña.

La localización de las bandas de frecuencia mostrada en la figura 9 se usa a modo de ejemplo y no a modo de limitación. Los intervalos reales de frecuencia de la banda de bajos profunda, banda de bajos medios y banda de intervalo medio varían de acuerdo con el altavoz y la aplicación para la que se vaya a usar el altavoz. El término bajos profundos se usa generalmente para referirse a frecuencias que estén en una banda en la que el altavoz produce una salida que es menos precisa comparada con la salida del altavoz a frecuencias más altas, tal como, por ejemplo, en la banda de bajos medios. El término banda de bajos medios se usa generalmente para referirse a frecuencias por encima de la banda de bajos profundos. El término medio intervalo se usa por lo general para referirse a frecuencias por encima de la banda de bajos medios.

Muchas unidades de tipo cono son muy ineficientes cuando producen energía acústica a bajas frecuencias cuando el diámetro del cono es menor que la longitud de onda de la onda sonora acústica. Cuando el diámetro del cono es más pequeño que la longitud de onda, mantener un nivel de presión sonora uniforme de la salida acústica desde el cono requiere que la excursión del cono sea incrementada por un factor de cuatro para cada octava (factor de 2) que la frecuencia cae. La excursión máxima del cono permisible de la unidad se alcanza rápidamente si uno intenta mejorar la respuesta en baja frecuencia simplemente mediante la intensificación de la potencia eléctrica suministrada a la unidad.

De esta forma, la salida en baja frecuencia de una unidad no puede ser incrementada más allá de un cierto límite, y esto explica la baja calidad de sonido en baja frecuencia de la mayoría de los sistemas de altavoz pequeños. La curva 908 es típica de la mayoría de los sistemas de pequeño altavoz que emplean una unidad de baja frecuencia de aproximadamente cuatro pulgadas de diámetro. Los sistemas de altavoces con unidades más grandes tenderán a producir una salida acústica apreciable hasta frecuencias algo por debajo de las mostradas en la curva 908, y sistemas con unidades más pequeñas de baja frecuencia típicamente no producirán salida tan baja como la que se muestra en la curva 908.

Como se ha tratado anteriormente, hasta la fecha, un diseñador de sistemas ha tenido poca elección cuando diseñó sistemas de altavoces con respuesta en baja frecuencia extendida. Las soluciones previamente conocidas eran caras y producían altavoces que eran demasiado grandes para sobremesa. Una solución popular al problema de la baja frecuencia es el uso de un subaltavoz de refuerzo de los bajos, que generalmente se coloca en el suelo cerca del sistema de ordenador. Los subaltavoces de refuerzo de los bajos pueden proporcionar una salida en baja frecuencia adecuada, pero son caros, y de esta forma son relativamente poco comunes en comparación con los altavoces de sobremesa baratos.

En lugar de usar unidades con conos de diámetro grande, o un subaltavoz de refuerzo de los bajos, una realización de la presente invención supera las limitaciones de las bajas frecuencias de los sistemas pequeños usando las características del sistema auditivo humano para producir la percepción de energía acústica de baja frecuencia, incluso cuando dicha energía no sea producida por el sistema de altavoces.

El sistema auditivo humano se sabe que no es lineal. Un sistema no lineal es, simplemente expresado, un sistema en el que un incremento en la entrada no es seguido por un incremento proporcional a la salida. Así, por ejemplo, en el oído, un nivel doble de la presión sonora acústica no produce una percepción de que el volumen de la fuente de sonido se haya doblado. De hecho, el oído humano es, en una primera aproximación, un dispositivo de ley cuadrática que es sensible a la potencia más que a la intensidad de la energía acústica. Esta no linealidad del mecanismo de audición produce frecuencias de intermodulación que son oídas como sobretonos o armónicos de las frecuencias reales en la onda acústica.

El efecto de intermodulación de las no linealidades en el oído humano se muestra en la figura 10, que ilustra un espectro de amplitud idealizado de dos tonos puros. El diagrama espectral de la figura 10 muestra una primera línea espectral 1004 que corresponde a energía acústica producida por una unidad de altavoz (por ejemplo, un subaltavoz de refuerzo de los bajos) a 50 Hz. Una segunda línea espectral 1002 se muestra a 60 Hz. Las líneas 1004 y 1002 son líneas espectrales reales correspondientes a la energía acústica real producida por la unidad, y no se asume el que exista otra energía acústica. No obstante, el oído humano, debido a sus no linealidades inherentes, producirá productos de intermodulación correspondientes a la suma de las dos frecuencias espectrales reales y la diferencia entre las dos frecuencias espectrales.

Por ejemplo, una persona que esté escuchando la energía acústica representada por las líneas espectrales 1004 y 1002 percibirá la energía acústica a 50 Hz, como se muestra por la línea espectral 1006, a 60 Hz, como se muestra por la línea espectral 1006, y a 110 Hz como se muestra por la línea espectral 1010. La línea espectral 1010 no corresponde con la energía acústica real producida por el altavoz, sino que en lugar de esto, corresponde a una línea espectral creada dentro del oído por las no linealidades del oído. La línea 1010 ocurre a una frecuencia de 110 Hz que es la suma de las dos líneas espectrales reales (110 Hz = 50 Hz + 60 Hz). Nótese que las no linealidades del oído crearán también una línea espectral a la frecuencia diferencia de 10 Hz (10 Hz = 60 Hz - 50 Hz), pero esa línea no es percibida porque está por debajo del intervalo de audición del oído humano.

La figura 10 ilustra el proceso de intermodulación dentro del oído humano, pero está algo simplificado cuando se compara con material de programa real, tal como la música. El material de programa real tal como la música es rico en armónicos, de manera que la mayoría de la música muestra un espectro casi continuo, como se muestra en la figura 11. La figura 11 muestra el mismo tipo de comparación entre la energía acústica real y la energía acústica percibida, como se muestra en la figura 10, excepto que las curvas de la figura 11 se muestran para espectros continuos. La figura 11 muestra una curva de energía acústica real 1120 y el correspondiente espectro percibido 1130.

Como con la mayoría de los sistemas no lineales, la no linealidad del oído es más pronunciada cuando el sistema está haciendo grandes excursiones (por ejemplo, grandes niveles de señal) que para excursiones pequeñas. De esta forma, para el oído humano, las no linealidades son más pronunciadas a bajas frecuencias, en las que el tímpano y otros elementos del oído hacen excursiones mecánicas relativamente grandes, incluso a niveles de volumen más bajos. De esta manera, la figura 11 muestra que la diferencia entre la energía acústica real 1120, y la energía acústica percibida 1130 tiende a ser la más grande en el intervalo de frecuencias más bajas y se convierte en relativamente pequeño en el intervalo de frecuencias más altas.

Como se muestra en las figuras 10 y 11, la energía acústica de baja frecuencia que comprende múltiples tonos o frecuencias producirá, en el oyente, la percepción de que la energía en el intervalo de bajos medios contiene más contenido espectral que el que realmente existe. El cerebro humano cuando hace frente a una situación en la que se piensa que la información va a perderse, intentará "rellenar" la información perdida sobre un nivel subconsciente. Este fenómeno de rellenado es la base de muchas ilusiones ópticas. En una realización de la presente invención, el cerebro puede ser engañado rellenado la información de las frecuencias bajas que realmente no está presente, proporcionando al cerebro los efectos de los bajos medios de dicha información de frecuencias más bajas.

En otras palabras, si se le presentan al cerebro los armónicos que serían producidos por el oído si estuviese presente la energía acústica de baja frecuencia (por ejemplo, la línea espectral 1010) entonces bajo las condiciones adecuadas, el cerebro rellenará de manera subconsciente las líneas espectrales de baja frecuencia 1006 y 1008 que cree "deben" estar presentes. Este procedimiento de rellenado se ve aumentado por otro efecto de la no linealidad del oído humano conocido como el efecto detector.

La no linealidad del oído humano también causa que el oído actúe como un detector, similar a un diodo detector en un receptor de amplitud modulada (AM). Si se modula en AM un tono armónico de bajos medios por un tono de bajos profundos, el oído demodulará la portadora de bajos medios modulada para reproducir la envolvente de bajos profundos. Las figuras 12A y 12B ilustran de manera gráfica la señal modulada y demodulada. La figura 12A muestra, en el eje del tiempo, una señal modulada comprendiendo una señal portadora de frecuencia más alta (por ejemplo, la portadora de bajos medios) modulada por una señal de bajos profundos.

La amplitud de la señal de frecuencia más alta es modulada por un tono de frecuencia más baja, y de esta manera, la amplitud de la señal de frecuencia más alta varía de acuerdo con la frecuencia del tono de frecuencia más baja. La no linealidad del oído demodulará de manera parcial la señal de manera que el oído detectará la envolvente de baja frecuencia de la señal de frecuencia más alta, y producirá de esta forma la percepción del tono de baja frecuencia, incluso aunque no se produjese energía acústica real a la frecuencia más baja. Como con el efecto de intermodulación tratado anteriormente, el efecto detector puede ser mejorado mediante el apropiado procesado de señal de las señales en el intervalo de frecuencia de los bajos medios. Usando el procesado de señal apropiado, es posible diseñar un sistema de mejora del sonido que produzca la percepción de energía acústica de baja frecuencia, incluso cuando se usen altavoces que sean incapaces o ineficientes para producir dicha energía.

La percepción de las frecuencias reales presentes en la energía acústica producida por el altavoz puede ser considerada un efecto de primer orden. La percepción de armónicos adicionales no presentes en las frecuencias acústicas reales, si dichos armónicos están producidos por medio de la distorsión o detección de intermodulación, puede ser considerada un efecto de segundo orden.

Expansor de mejora de los bajos

La figura 13A es un diagrama de bloques de un sistema de sonido en el que la función de mejora del sonido es proporcionada por medio de una unidad de mejora de los bajos 1304. La unidad de mejora de los bajos 1304 recibe señales de audio desde una fuente de señal 1302. La fuente de señal 1302 puede ser cualquier fuente de señal, incluyendo el bloque de procesado de señal 122 mostrado en la figura 1. La unidad de mejora de los bajos 1304 realiza el procesado de la señal para modificar las señales de audio recibidas para producir señales de salida de audio. Las señales de salida de audio pueden ser entregadas a altavoces, amplificadores u otros dispositivos de procesado de la señal.

La figura 13B es un diagrama de bloques de una topología para una unidad de mejora de los bajos de dos canales 1304 que tiene una primera entrada 1309, una segunda entrada 1311, una primera salida 1317 y una segunda salida 1319. La primera entrada 1309 y la primera salida 1317 corresponden a un primer canal. La segunda entrada 1311 y la segunda salida 1319 corresponden a un segundo canal. La primera entrada 1309 es proporcionada a una primera entrada de un combinador 1310 y a una entrada de un bloque de procesado de la señal 1313. Una salida del bloque de procesado de la señal 1313 es proporcionada a una primera entrada de un combinador 1314. La segunda entrada 1311 es proporcionada a una segunda entrada del combinador 1310 y a una entrada de un bloque de procesado de la señal 1315. Una salida del bloque de procesado de la señal 1615 es proporcionada a una primera entrada de un combinador 1316. Una salida del combinador 1310 es proporcionada a una entrada de un bloque de procesado de la señal 1312. Una salida del bloque de procesado de la señal 1312 es proporcionada a una segunda entrada del combinador 1314 y a una segunda entrada del combinador 1316. Una salida del combinador 1314 es proporcionada a la primera salida 1317. Una salida del combinador 1316 es proporcionada a la segunda salida 1319.

Las señales provenientes de la primera y de la segunda entradas 1309 y 1311 se combinan y se procesan por medio del bloque de procesado de la señal 1312. La salida del bloque de procesado de la señal 1312 es una señal que cuando se combina con las salidas de los bloques de procesado de la señal 1313 y 1315, respectivamente, produce las salidas de bajos mejorada 1317 y 1319.

La figura 13C es un diagrama de bloques de otra topología para una unidad de mejora de los bajos de dos canales 1344. En la figura 13C, la primera entrada 1309 es proporcionada a una entrada de un bloque de procesado de la señal 1321 y a una entrada de un bloque de procesado de la señal 1322. Una salida del bloque de procesado de la señal 1321 es proporcionada a una primera entrada de un combinador 1325 y una salida de bloque de procesado de la señal 1322 es proporcionada a una segunda entrada del combinador 1325. La segunda entrada 1311 es proporcionada a una entrada de un bloque de procesado de la señal 1323 y a una salida de un bloque de procesado de la señal 1324. Una salida del bloque de procesado de la señal 1323 es proporcionada a una primera entrada de un combinador 1326 y una salida del bloque de procesado de la señal 1324 es proporcionada a una segunda entrada del combinador 1326. Una salida del combinador 1325 es proporcionada a la primera salida 1317 y una salida del segundo combinador 1326 es proporcionada a la segunda salida 1319.

A diferencia de la topología mostrada en la figura 13B, la topología mostrada en la figura 13C no combina las dos señales de entrada 1309 y 1311, sino que en lugar de esto, los dos canales se mantienen separados y el procesado de mejora de los bajos se realiza sobre cada canal.

La figura 14 es un diagrama de bloques 1400 de una realización del sistema de mejora de los bajos 1304 mostrado en la figura 13A. El sistema de mejora de los bajos 1400 usa una unidad de refuerzo de los bajos 1420 para generar un factor de mejora que depende del tiempo. La figura 14 se puede usar también como un diagrama de flujo para describir un programa que está ejecutándose sobre un DSP o sobre otro procesador que implemente las operaciones de procesado de la señal de una realización de la presente invención. La figura 14 muestra dos entradas, una entrada de canal izquierdo 1402 y una entrada de canal derecho 1404. Como con las realizaciones anteriores, izquierdo y derecho se usan como conveniencia y no como limitación. Las entradas 1402 y 1404 son proporcionadas ambas a un sumador 1406 que produce una salida que es una combinación de las dos entradas.

La salida del sumador 1406 es proporcionada a una entrada de un filtro paso bajo 1409. Una salida del filtro paso bajo 1409 es proporcionada a un primer filtro paso banda 1412, a un segundo filtro paso banda 1413, a un tercer filtro paso banda 1415, a un cuarto filtro paso banda 1411 y al quinto filtro paso banda 1414. La salida del filtro paso banda 1413 es proporcionada a una entrada de un sumador 1418.

La salida del filtro paso banda 1415 es conectada a una primera posición de un conmutador unipolar de dos posiciones (SPDT) 1416. La salida del filtro paso banda 1411 es conectada a una segunda posición del conmutador SPDT 1416. El polo del conmutador 1416 es conectado a una entrada del sumador 1418.

La salida del filtro paso banda 1412 es proporcionada a una primera posición de un conmutador unipolar de dos posiciones (SPDT) 1419. La salida del filtro paso banda 1414 es conectada a una segunda posición del conmutador SPDT 1419. El polo del conmutador 1419 es conectado a una entrada del sumador 1418.

Una salida del sumador 1418 es conectada a una entrada de la unidad de refuerzo de los bajos 1420. Una salida de la unidad de refuerzo de los bajos 1420 es conectada a una primera posición de un conmutador (SPDT) 1422. Una segunda posición del conmutador SPDT 1422 es conectada a tierra. La posición del conmutador SPDT 1422 es conectada a una primera entrada de un sumador de canal izquierdo 1424 y a una primera entrada de un sumador de canal derecho 1432. La entrada de canal izquierdo 1402 es conectada a una segunda entrada de un sumador de canal izquierdo 1424 y la entrada de canal derecho 1404 es conectada a una segunda entrada del sumador de canal derecho 1432. Las salidas del sumador de canal izquierdo 1424 y del sumador de canal derecho 1432 son, respectivamente, una salida de canal izquierdo 1430 y una salida de canal derecho 1433 del bloque de procesado de la señal 1400. los conmutadores 1422 y 1416 son opcionales y pueden ser sustituidos por conexiones fijas.

Los conmutadores 1416 y 1419 permiten a los filtros 1411 a 1415 ser configurados para tres intervalos diferentes de frecuencias, a saber, 40 a 100, 60 a 150 y 100 a 200.

Las operaciones de filtrado proporcionadas por los filtros 1411 a 1415 y el combinador 1418 pueden ser combinadas en un filtro compuesto 1407 como el que se muestra en la figura 14. Por ejemplo, en una realización alternativa, los filtros 1411 a 1415 son combinados en un solo filtro paso banda que tiene una banda de paso que se extiende desde aproximadamente 40 Hz hasta 250 Hz. Para las frecuencias bajas de procesado, la banda de paso del filtro compuesto 1407 se extiende de manera preferible desde aproximadamente 20 hasta 100 Hz en el extremo bajo, y desde aproximadamente 150 hasta 350 en el extremo alto. El filtro compuesto 1407 puede tener otras funciones de transferencia de filtro también, incluyendo, por ejemplo, un filtro paso alto, un filtro de pendiente, etc. El filtro compuesto puede ser configurado también para funcionar de una manera similar a un ecualizador gráfico y atenuar algunas frecuencias dentro de su banda de paso con relación a otras frecuencias dentro de su banda de paso.

Como se muestra, la figura 14 corresponde aproximadamente a la topología mostrada en la figura 13B, en la que los bloques de procesado de la señal 1313 y 1315 tienen una función de transferencia de la unidad y el bloque de procesado de la señal 1312 comprende el filtro compuesto 1407 y la unidad de refuerzo de los bajos 1420. Sin embargo, el procesado de la señal mostrado en la figura 14 no está limitado a la topología mostrada en la figura 13B. Loe elementos de la figura 14 se pueden usar también en la topología mostrada en la figura 13C, en la que los bloques de procesado de la señal 1321 y 1323 tienen una función de transferencia de la unidad y los bloques de procesado de la señal 1322 y 1324 comprenden el filtro compuesto 1407 y la unidad de refuerzo de los bajos 1420. Aunque no se muestra en la figura 14, los bloques de procesado de la señal 1313, 1315, 1321 y 1323 pueden proporcionar un procesado adicional de la señal, tal como, por ejemplo, filtrado paso alto para eliminar las frecuencias de bajos bajas, filtrado paso alto para eliminar las frecuencias procesadas por la unidad de refuerzo de los bajos 1402, énfasis de frecuencias altas para mejorar los sonidos a altas frecuencias, procesado adicional de bajos medios para suplementar al sistema de refuerzo de bajos, etc. también se contemplan otras combinaciones.

La figura 15 es una curva en el dominio de la frecuencia que muestra la forma general de las funciones de transferencia de los filtros paso banda 1411- 1413, 1415. La figura 15 muestra las funciones de transferencia paso banda 1501-1505 correspondientes a los filtros paso banda 1411-1415 respectivamente. Las funciones de transferencia 1501-1505 se muestran como funciones paso banda centradas en 40, 60, 100, 150 y 200 Hz respectivamente.

En una realización, el filtro paso banda 1411 está sintonizado a una frecuencia por debajo de 100 Hz, tal como 40 Hz. Cuando el conmutador 1416 está en la primera posición, correspondiente a la primera posición, selecciona el filtro paso banda 1411 y deselecciona el filtro paso banda 1415, proporcionando de ese modo los filtros paso banda a 40, 60 y 100 Hz. Cuando el conmutador 1416 está en la segunda posición, correspondiente a la segunda posición, deselecciona el filtro paso banda 1411 y selecciona el filtro paso banda 1415, proporcionando de esa manera los filtros paso banda a 60, 100 y 150 Hz.

De esta forma, el conmutador 1416 permite de manera deseable a un usuario el seleccionar el intervalo de frecuencias que va a ser mejorado. Un usuario con un sistema de altavoces que proporcione pequeños altavoces de refuerzo de los bajos tales como un altavoz de refuerzo de los bajos de tres o cuatro pulgadas de diámetro, típicamente seleccionará el intervalo de frecuencias superior proporcionado por los filtros paso banda 1412-1413, 1415 que están sintonizados a 40, 60, 100 y 150 Hz respectivamente. Un usuario con un sistema de altavoces que proporcione altavoces de refuerzo de los bajos algo mayores, tales como los altavoces de refuerzo de los bajos de aproximadamente cinco pulgadas de diámetro o mayores, típicamente seleccionará el intervalo de frecuencias mayor proporcionado por los filtros paso banda 1411-1413, 1415 que están sintonizados a 40, 60, 100 y 150 Hz respectivamente. Un experto en la técnica reconocerá que se podrían proporcionar más conmutadores para permitir la selección de más filtros paso banda y más intervalos de frecuencia. Seleccionando diferentes filtros paso banda para proporcionar diferentes intervalos de frecuencia es una técnica deseable ya que los filtros paso banda son baratos y porque se pueden seleccionar diferentes filtros paso banda con un conmutador de una posición.

En una realización, la unidad de refuerzo de bajos 1420 usa Control Automático de Ganancia (CAG) comprendiendo un amplificador lineal con un bucle interno de servo realimentación. El servomecanismo ajusta de manera automática la amplitud promedio de la señal de salida para que se ajuste a la amplitud promedio de una señal en la entrada de control. La amplitud promedio de la entrada de control es obtenida de manera típica mediante la detección de la envolvente de la señal de control. La señal de control se puede obtener también por medio de otros procedimientos, incluyendo, por ejemplo, el filtrado paso bajo, el filtrado paso banda, la detección de pico, el promediado RMS, el promediado del valor medio, etc.

En respuesta a un incremento de la amplitud de la envolvente de la señal proporcionada a la entrada de la unidad de refuerzo de bajos 1420, el bucle de servomecanismo incrementa la ganancia directa de la unidad de refuerzo de bajos 1420. A la inversa, en respuesta a un decremento de la amplitud de la envolvente de la señal proporcionada a la entrada de la unidad de refuerzo de bajos 1420, el bucle de servo incrementa la ganancia directa de la unidad de refuerzo de bajos 1420. En una realización, la ganancia de la unidad de refuerzo de bajos 1420 se incrementa de manera más rápida que la disminución de la ganancia. La figura 16 es una curva en el dominio del tiempo que ilustra la ganancia de la unidad de refuerzo de bajos 1420 en respuesta a una entrada en escalón de la unidad. Un experto en la técnica reconocerá que la figura 16 es una curva de la ganancia como una función del tiempo, más que una señal de salida como una función del tiempo. La mayoría de los amplificadores tienen una ganancia que es fija, de forma que la ganancia raramente se dibuja. Sin embargo, el Control Automático de la Ganancia (CAG) de la unidad de refuerzo de bajos 1420 varía la ganancia de la unidad de refuerzo de bajos 1420 en respuesta a la envolvente de la señal de entrada.

La entrada en escalón de la unidad es dibujada como una curva 1609 y la ganancia es dibujada como una curva 1602. En respuesta al primer flanco del pulso de entrada 1609, la ganancia sube durante un periodo 1604 correspondiente a una constante de tiempo de ataque. Al final del periodo de tiempo 1604, la ganancia 1602 alcanza una ganancia de estado estacionario de A_{s}. Como respuesta al flanco posterior del pulso de entrada 1609 la ganancia cae a cero durante un periodo correspondiente a una constante de tiempo de caída 1606.

La constante de tiempo de ataque 1604 y la constante de tiempo de caída 1606 son seleccionadas de manera deseable para proporcionar la mejora de las frecuencias de bajos sin sobrecargar otros componentes del sistema tal como el amplificador y los altavoces. La figura 17 es una curva en el dominio del tiempo 1700 de una bota de bajos típica tocada por un instrumento musical tal como una guitarra de bajos, un tambor de bajos, un sintetizador, etc. La curva 1700 muestra una parte de frecuencia superior 1470 que está modulada en amplitud por una parte de frecuencia inferior que tiene una envolvente de modulación 1742. La envolvente 1742 tiene una parte de ataque 1746, seguida por una parte de caída 1747, seguida por una parte de sostenimiento 1748, y finalmente, seguida por una parte de liberación 1749. La amplitud más grande de la curva 1700 está en el pico 1750, que ocurre en el punto del tiempo entre la parte de ataque 1746 y la parte de caída 1747.

Como se ha declarado, la forma de onda 1744 es típica de muchos, si no de la mayoría de los instrumentos. Por ejemplo, una cuerda de guitarra, cuando se pulsa y se suelta, inicialmente hará unas pocas vibraciones de amplitud grande, y después se ajustará a una vibración en un estado más o menos estacionario que decae lentamente durante un largo periodo. Las vibraciones iniciales de excursión grande de la cuerda de la guitarra corresponden a la parte de ataque 1746 y la parte de caída 1747. Las vibraciones que decaen lentamente corresponden a la parte de sostenimiento 1748 y a las partes de liberación 1749. Las cuerdas del piano funcionan de una manera similar cuando son golpeadas por un martillo conectado a una tecla del piano.

Las cuerdas del piano tienen una transición más pronunciada desde la parte de sostenimiento 1748 a la parte de liberación 1749, porque el martillo no retorna para descansar sobre la cuerda hasta que la tecla del piano se suelta. Mientras que la tecla del piano esté pulsada, durante el periodo de sostenimiento 1748, la cuerda vibra libremente con relativamente poca atenuación. Cuando se suelta la tecla, el martillo cubierto de fieltro pasa a descansar sobre la tecla y rápidamente enfría la vibración de la cuerda durante el periodo de liberación 1749.

De manera similar, una piel de un tambor, cuando es golpeada, producirá un conjunto inicial de vibraciones de excursión grande correspondientes a la parte de ataque 1746 y a la parte de caída 1747. Después de que las vibraciones de excursión grande hayan cesado (correspondiente al final de la parte de caída 1747) la piel del tambor continuará vibrando durante un periodo de tiempo correspondiente a la parte de sostenimiento 1748 y a la parte de liberación 1749. Se pueden crear muchos sonidos de instrumento musicales simplemente controlando la longitud de los periodos 1746-2049.

Como se describe junto con la figura 12A, la amplitud de la señal de frecuencia más alta es modulada por un tono de frecuencia más baja (la envolvente) y de esta manera, la amplitud de la señal de frecuencia más alta varía de acuerdo con la frecuencia del tono de frecuencia más baja. La no linealidad del oído demodulará de manera parcial la señal de forma que el oído detectará la envolvente de baja frecuencia de la señal de frecuencia superior, y de esta forma producirá la percepción del tono de baja frecuencia, incluso aunque no se haya producido energía acústica real a la frecuencia más baja. El efecto detector puede ser mejorado por medio del procesado de la señal apropiado de las señales en el intervalo de frecuencias de bajos medios, típicamente entre 50 a 150 Hz en el extremo inferior del intervalo y 200 a 500 Hz en el extremo superior del intervalo. Usando el procesado de la señal apropiado, es posible diseñar un sistema de mejora del sonido que produzca la percepción de la energía acústica de baja frecuencia, incluso cuando se usen altavoces que sean incapaces de producir dicha energía.

La percepción de las frecuencias reales presentes en la energía acústica producida por el altavoz puede ser considerada un efecto de primer orden. La percepción de armónicos adicionales no presentes en las frecuencias acústicas reales, si dichos armónicos son producidos por la distorsión de intermodulación o la detección pueden ser considerados un efecto de segundo orden.

Sin embargo, si la amplitud del pico 1750 es demasiado alta, los altavoces (y posiblemente el amplificador de potencia) serán sobrecargados. La sobrecarga de los altavoces causará una distorsión considerable y puede dañar los altavoces.

La unidad de refuerzo de bajos 1420 proporciona de manera deseable bajos mejorados en la región de los bajos medios mientras que reduce los efectos de la sobrecarga del pico 1750. La constante de tiempo de ataque 1604 proporcionada por la unidad de refuerzo de bajos 1420 limita el tiempo de subida de la ganancia a través de la unidad de refuerzo de bajos 1420. La constante de tiempo de ataque de la unidad de refuerzo de bajos 1420 tiene relativamente menos efecto sobre una forma de onda con un largo periodo de ataque 1746 (tiempo de subida de la envolvente lento) y relativamente más efecto sobre una forma de onda con un periodo de ataque corto 1746 (tiempo de subida de la envolvente rápido).

Refuerzo de bajos con compresión de pico

Una parte de ataque de una nota interpretada por un instrumento de bajos (por ejemplo, una guitarra de bajos) a menudo comenzará con un pulso inicial de amplitud relativamente alta. Este pico puede, en algunos casos, sobrecargar el amplificador o el altavoz provocando un sonido distorsionado y posiblemente dañando el altavoz o el amplificador. El procesador de mejora de los bajos proporciona un aplanamiento de los picos en la señal de los bajos mientras incrementa la energía en la señal de bajos, incrementando de este modo la percepción global de los bajos.

La energía en una señal es una función de la amplitud de la señal y de la duración de la señal. Expuesto de manera diferente, la energía es proporcional al área bajo la envolvente de la señal. Aunque el pulso inicial de la nota de bajos puede tener una amplitud relativamente grande, el pulso contiene a menudo poca energía porque es de una corta duración. De esta forma, el pulso inicial, teniendo poca energía, a menudo no contribuye de manera significativa a la percepción de los bajos. De acuerdo con esto, el pulso inicial puede ser generalmente reducido en amplitud sin afectar de manera significativa a la percepción de los bajos.

La figura 18 es un diagrama de bloques de procesado de la señal de un sistema de mejora de los bajos 1800 que proporciona la mejora de los bajos usando un compresor de pico para controlar la amplitud de los pulsos, tales como las notas de bajos del pulso inicial. En el sistema 1800, un compresor de pico 1802 está interpuesto entre el combinador 1418 y la unidad de refuerzo 1420. La salida del combinador 1418 es proporcionada a una entrada del compresor de pico 1802, y la salida del compresor de pico 1802 es proporcionada a la entrada de la unidad de refuerzo de bajos 1420.

Los comentarios anteriores que relacionan la figura 14 con las figuras 13B y 13C se aplican a la topología mostrada en la figura 18 también. Por ejemplo, como se muestra, la figura 18 corresponde aproximadamente a la topología mostrada en la figura 13B, en la que los bloques de procesado de la señal 1313 y 1315 tienen una función de transferencia de la unidad y el bloque de procesado de la señal 1312 comprende el filtro compuesto 1407, el compresor de pico 1802 y la unidad de refuerzo de bajos 1420. Sin embargo, el procesado de la señal mostrado en la figura 18 no está limitado a la topología mostrada en la figura 13B. Los elementos de la figura 18 pueden usarse también en la topología mostrada en la figura 13C. Aunque no se muestra en la figura 18, los bloques de procesado de la señal 1313, 1315, 1321 y 1323 pueden proporcionar un procesado adicional de la señal, tal como, por ejemplo, filtrado paso alto para eliminar las bajas frecuencias de bajos, filtrado paso alto para eliminar las frecuencias procesadas por la unidad de refuerzo de bajos 1402 y el compresor 1802, énfasis de altas frecuencias para mejorar los sonidos de altas frecuencias, procesado adicional de los bajos medios para suplementar al sistema de refuerzo de bajos 1420 y compresor de pico 1802, etc. También se contemplan otras combinaciones.

La unidad de compresión de pico 1802 "allana" la envolvente de la señal proporcionada como su entrada. Para las señales de entrada con una amplitud grande, la ganancia aparente de la unidad de compresión 1802 se reduce. Para las señales de entrada con una amplitud pequeña, la ganancia aparente de la unidad de compresión 1802 se incrementa. De esta manera, la unidad de compresión reduce los picos de la envolvente de la señal de entrada (y rellena los valles en la envolvente de la señal de entrada). Con independencia de la señal proporcionada a la entrada de la unidad de compresión 1802, la envolvente (por ejemplo, la amplitud promedio) de la señal de salida proveniente de la unidad de compresión 1802 tiene una amplitud relativamente uniforme.

La figura 19 es una curva en el dominio del tiempo que muestra el efecto del compresor de pico sobre una envolvente con un pulso inicial de amplitud relativamente alta. La figura 19 muestra una curva en el dominio del tiempo de una envolvente de entrada 1914 que tiene un pulso inicial de amplitud grande seguido por un periodo más largo de señal de amplitud más baja. Una envolvente de salida 1916 muestra el efecto de la unidad de refuerzo de bajos 1420 sobre la envolvente de entrada 1914 (sin el compresor de pico 1802). Una envolvente de salida 1917 muestra el efecto de pasar la señal de entrada 1914 a través tanto del compresor de pico 1802 como de la unidad de refuerzo 1420.

Como se muestra en la figura 19, suponiendo que la amplitud de la señal de entrada 1914 sea lo suficiente como para sobrecargar al amplificador o al altavoz, la unidad de refuerzo de bajos no limita la amplitud máxima de la señal de entrada 1914 y de este modo, la señal de salida 1916 es también suficiente para sobrecargar al amplificador o al altavoz.

La unidad de compresión de pulso 1802 usada junto con la señal 1917, sin embargo, comprime (reduce la amplitud de) los pulsos de gran amplitud. La unidad de compresión 1802 detecta la excursión de amplitud grande de la señal de entrada 1914 y comprime (reduce) la amplitud máxima de manera que la señal de salida 1917 sea menos probable que sobrecargue el amplificador o el altavoz.

Como la unidad de compresión 1802 reduce la amplitud máxima de la señal, es posible incrementar la ganancia proporcionada por la unidad de refuerzo 1420 sin reducir de manera significativa la probabilidad de que la señal de salida 1917 sobrecargue el amplificador o el altavoz. La señal 1917 corresponde a una realización en la que la ganancia de la unidad de refuerzo de bajos 1420 se ha incrementado. De esta manera, durante la parte de caída larga, la señal 1917 tiene una amplitud más grande que la curva 1916.

Como se ha descrito anteriormente, la energía de las señales 1914, 1916 y 1917 es proporcional al área bajo la curva que representa a cada señal. La señal 1917 tiene más energía porque, incluso aunque tiene una amplitud máxima más pequeña, hay más área bajo la curva que representa la señal 1917 que la de las señales 1914 ó 1916. Como la señal 1917 contiene más energía, un oyente percibirá más bajos en la señal 1917.

De esta manera, el uso del compresor de pico junto con la unidad de refuerzo de bajos 1420 permite que el sistema de mejora de los bajos proporcione más energía en la señal de bajos, mientras que se reduce la probabilidad de que la señal de bajos mejorada sobrecargue el amplificador o el altavoz.

Mejora de la imagen estéreo

La presente invención proporciona también un procedimiento y un sistema que mejora el realismo del sonido (especialmente los aspectos horizontales del escenario de sonido) con un único sistema de corrección de la perspectiva diferencial. Generalmente hablando, el aparato de corrección de la perspectiva diferencial recibe dos señales de entrada, una señal de entrada izquierda y una señal de entrada derecha, y a su vez, genera dos señales de salida mejoradas, una señal de salida izquierda y una señal de salida derecha como se muestra junto con la figura 5.

Las señales de entrada izquierda y derecha son procesadas de manera colectiva para proporcionar un par de señales de salida izquierda y derecha espacialmente corregidas. En particular, una realización ecualiza las diferencias que existen entre las dos señales de entrada de una manera que ensancha y mejora el sonido percibido por el oyente. Además, una realización ajusta el nivel del sonido que es común a ambas señales de entrada para reducir el recorte. De manera ventajosa, una realización consigue la mejora del sonido con un circuito simplificado, de bajo coste y fácil de fabricar que no requiere circuitos independientes para procesar las señales común y diferencial como se muestra en la figura 5.

Aunque algunas realizaciones son descritas en este documento con referencia a varios sistemas de mejora del sonido, la invención no está limitada, y se puede usar en una variedad de diferentes contextos en los que sea deseable adaptar diferentes realizaciones del sistema de mejora del sonido a diferentes situaciones. Para facilitar un entendimiento completo de la invención, el resto de la descripción detallada está organizada en las siguientes secciones y subsecciones:

La figura 20 es un diagrama de bloques de un aparato de corrección de la perspectiva diferencial 2002 a partir de una primera señal de entrada 2010 y una segunda señal de entrada 2012. En una realización, la primera y segunda señales de entrada 2010 y 2012 son señales estéreo; la primera y segunda señales de entrada 2010 y 2012 no necesitan ser señales estéreo y pueden incluir un amplio abanico de señales de audio. Como se explica con más detalle más adelante, el aparato de corrección de la perspectiva diferencial 2002 modifica la información de sonido de audio que es común tanto a la primera como a la segunda señales de entrada 2010 y 2012 de una manera diferente que la información de audio de sonido que no es común a ambas primera y segunda señales de entrada 2010 y 2012.

Se hace referencia a la información de audio que sea común a ambas primera y segunda señales de entrada 2010 y 2012 como la información en modo común, o la señal en modo común (no mostrada). En una realización, la señal en modo común no existe como una señal discreta. De acuerdo con esto, el término señal en modo común se usa en toda esta descripción detallada para referirse de manera conceptual a la información de audio que existe tanto en la primera como en la segunda señales de entrada 2010 y 2012 en cualquier instante de tiempo. Por ejemplo, si se aplica una señal de un voltio tanto a la primera como a la segunda señales de entrada 2010 y 2012, la señal en modo común consistirá en un voltio.

El ajuste de la señal en modo común se muestra de manera conceptual en el bloque de comportamiento en modo común 2020. El bloque de comportamiento en modo común 2020 representa la alteración de la señal en modo común. Una realización reduce la amplitud de las frecuencias en la señal en modo común con el fin de reducir el recorte, que puede resultar de las señales de entrada de amplitud grande.

En contraste, se hace referencia a la información de audio que no sea común a ambas primera y segunda señales de entrada 2010 y 2012 como la información diferencial o la señal diferencial (no mostrada). En una realización, la señal diferencial no es una señal discreta, más bien, en toda esta descripción detallada, la señal diferencial se refiere a la información de audio que representa la diferencia entre la primera y la segunda señales de entrada 2010 y 2012. Por ejemplo, si la primera señal de entrada 2010 es cero voltios y la segunda señal de entrada 2012 es dos voltios, la señal diferencial es dos voltios (la diferencia entre las dos señales 2010 y 2012).

La modificación de la señal diferencial se muestra de manera conceptual en el bloque de comportamiento en modo diferencial 2022. Como se trata con más detalle más adelante, el aparato de corrección de perspectiva diferencial 2002 ecualiza bandas de frecuencia seleccionadas en la señal diferencial. Esto es, una realización ecualiza la información de audio en la señal diferencial de una manera diferente que la información de audio de la señal en modo común.

El aparato de corrección de la perspectiva diferencial 2002 conforma de manera espectral la señal diferencial en el bloque de comportamiento en modo diferencial 2022 con una variedad de filtros para crear una señal diferencial ecualizada. Ecualizando las bandas de frecuencia seleccionadas dentro de la señal diferencial, el aparato de corrección de perspectiva diferencial 2002 ensancha una imagen de sonido percibida proyectada desde un par de altavoces situados en frente de un oyente.

Además, mientras que el bloque de comportamiento en modo común 2020 y el bloque de comportamiento en modo diferencial 2022 son representados de manera conceptual como bloques separados, una realización realiza estas funciones con un único sistema únicamente adaptado. De esta manera, una realización procesa tanto la información en modo común como la información en modo diferencial de manera simultánea. De manera ventajosa, una realización no requiere la circuitería complicada para separar las señales de entrada de audio en señales discretas en modo común y en modo diferencial. Además, una realización no requiere un mezclador que recombine después las señales en modo común procesadas y las señales diferenciales procesadas para generar un conjunto de señales de salida mejoradas.

El aparato de corrección de perspectiva diferencial 2002 a su vez, es conectado a uno o más circuitos intermedios de salida 2006. Los circuitos intermedios de salida 2006 sacan la primera señal de salida mejorada 2030 y la segunda señal de salida mejorada 2032. Como se trata con más detalle más adelante, los circuitos intermedios de salida 2006 aíslan al aparato de corrección de perspectiva diferencial 2002 de otros componentes conectados a la primera y segunda señales de salida 2030 y 2032. Por ejemplo, la primera y la segunda señales de salida 2030 y 2032 pueden ser dirigidas a otros dispositivos de audio tales como dispositivos de grabación, un amplificador de potencia, un par de altavoces y similares sin alterar el funcionamiento del aparato de corrección de perspectiva diferencial 2002.

La figura 21 es un diagrama de bloques de un sistema que usa amplificadores diferenciales para proporcionar la corrección de perspectiva diferencial mostrada en la figura 20. En la figura 21, la primera entrada 2010 es proporcionada a una entrada no inversora de un primer amplificador diferencial 2102 y a una primera entrada de un bloque de impedancia de cruce 2106. La segunda entrada 2012 es proporcionada a una entrada no inversora de un segundo amplificador diferencial 2104 y a un segundo terminal del bloque de impedancia de cruce 2106. Una entrada no inversora del primer amplificador diferencial 2102 es proporcionada a un primer terminal del bloque de impedancia de cruce 2107 y a un primer terminal de una primera impedancia de realimentación 2108. Una salida del primer amplificador diferencial 2102 es proporcionada a la primera salida 2030 y a un segundo terminal de la primera impedancia de realimentación 2108. Una entrada no inversora del segundo amplificador diferencial 2104 es proporcionada a un segundo terminal del bloque de impedancia de cruce 2107 y a un primer terminal de una segunda impedancia de realimentación 2108. Una salida del segundo amplificador diferencial 2104 es proporcionada a la segunda salida 2032 y a un segundo terminal de la segunda impedancia de realimentación 2109.

Las impedancias de los bloques 2106, 2107, 2108 y 2109 son típicamente dependientes de la frecuencia y pueden estar construidas como filtros usando, por ejemplo, resistencias, condensadores y/o bobinas. En una realización, las impedancias 2108 y 2109 no dependen de la frecuencia.

La figura 22 es un gráfico de la amplitud frente a la frecuencia que ilustra la ganancia en modo común tanto en el terminal de salida izquierdo 2030 como en el terminal de salida derecho 2032. La ganancia en modo común está representada con una primera curva de ganancia en modo común 2200. Como se muestra en la curva de ganancia en modo común 2200, las frecuencias por debajo de aproximadamente 130 hercios (Hz) están desenfatizadas más que las frecuencias por encima de aproximadamente 130 hercios. Para las frecuencias por encima de aproximadamente 130 hercios, las frecuencias están reducidas de manera uniforme aproximadamente 6 decibelios.

La figura 23 ilustra la curva de corrección global 2300 generada por medio de la combinación de la primera y la segunda redes de filtro de cruce 2106 y 2107. Los valores de ganancia relativa aproximados de las distintas frecuencias dentro de la curva de corrección global 2300 se pueden medir frente a una referencia cero (0) dB.

Con dicha referencia, la curva de corrección global 2300 está definida por medio de dos puntos de inflexión etiquetados como el punto A y el punto B. En el punto A, que en una realización está aproximadamente a 2125 Hz, la pendiente de la curva de corrección cambia de un valor positivo a un valor negativo. En el punto B, que en una realización está aproximadamente a 21,8 kHz, la pendiente de la curva de corrección cambia de un valor negativo a un valor positivo.

De esta manera, las frecuencias por debajo de aproximadamente 2125 Hz son desenfatizadas con relación a las frecuencias cercanas a 2125 Hz. En particular, por debajo de 2125 Hz, la ganancia de la curva de corrección global 2300 decrece a la velocidad de aproximadamente 6 dB por octava. Este énfasis de las frecuencias de señal por debajo de 2125 Hz evita el sobreénfasis de las frecuencias muy bajas (es decir, los bajos). Con muchos sistemas de reproducción de audio, la sobreenfatización de las señales de audio en este intervalo de bajas frecuencias con relación a las frecuencias más altas puede crear una imagen de sonido desagradable y no realista que tenga demasiada respuesta de bajos. Además, sobreenfatizando estas frecuencias se puede dañar una variedad de componentes de audio incluyendo los altavoces.

Entre el punto A y el punto B, la pendiente de una curva de corrección global es negativa. Esto es, las frecuencias entre aproximadamente 2125 Hz y aproximadamente 21,8 kHz están desenfatizadas con relación a las frecuencias cercanas a 2125 Hz. De esta manera, la ganancia asociada con las frecuencias entre el punto A y el punto B decrece a velocidades variables hacia el punto de máxima ecualización de -8 dB a aproximadamente 21,8 kHz.

Por encima de 21,8 kHz la ganancia se incrementa, a velocidades variables, hasta aproximadamente 120 kHz, es decir, aproximadamente la frecuencia audible más alta para el oído humano. Esto es, las frecuencias por encima de aproximadamente 21,8 kHz están desenfatizadas con relación a las frecuencias cerca de 21,8 kHz. De esta manera, la ganancia asociada con las frecuencias por encima del punto B se incrementa a velocidades variables hacia 120 kHz.

Esta ganancia relativa y valores de frecuencia son meramente objetivos de diseño y las cifras reales variarán igualmente de un sistema a otro. Además, los valores de ganancia y de frecuencias pueden ser variados en base al tipo de sonido o en función de las preferencias del usuario sin salirse del espíritu de la invención. Por ejemplo, variando el número de redes de filtro de cruce y variando los valores de la resistencia y del condensador dentro de cada red de filtro de cruce se permite que la curva de corrección de perspectiva global 2300 sea confeccionada a medida al tipo de sonido reproducido.

La ecualización selectiva de la señal diferencial mejora los efectos de sonidos ambientales o reverberantes presentes en la señal diferencial. Como se ha tratado anteriormente, las frecuencias en la señal diferencial son rápidamente percibidas en un escenario de sonido en directo al nivel apropiado. Desafortunadamente, en la reproducción de una interpretación grabada la imagen de sonido no proporciona el mismo efecto de 360 grados de una interpretación en directo. Sin embargo, ecualizando las frecuencias de la señal diferencial con el aparato de corrección de la perspectiva diferencial 2002, se puede ensanchar una imagen de sonido proyectada de manera significativa para reproducir la experiencia de interpretación en directo con un par de altavoces situados en frente del oyente.

La ecualización de la señal diferencial de acuerdo con la curva de corrección global 2300 está destinada a desenfatizar las componentes de la señal de estadísticamente intensidad más baja con relación a las componentes de señal de intensidad más alta. Las componentes de la señal diferencial de intensidad más alta de una señal audio típica se encuentran en un intervalo medio de frecuencias entre aproximadamente 2 a 4 kHz. En este intervalo de frecuencias, el oído humano tiene una sensibilidad aumentada. De acuerdo con esto, las señales de salida mejoradas izquierda y derecha producen un efecto audio mucho más mejorado.

El número de redes de filtro de cruce y los componentes dentro de las redes de filtro de cruce pueden ser variados en otras realizaciones para simular lo que se denominan funciones de transferencia relacionadas con la cabeza (HRTF). Las funciones de transferencia relacionadas con la cabeza describen diferentes técnicas de ecualización de la señal para ajustar el sonido producido por un par de altavoces para explicar el tiempo que tarda el sonido en ser percibido por los oídos izquierdo y derecho. De manera ventajosa, se puede posicionar un efecto de sonido inmersivo aplicando funciones de transferencia basadas en HRTF a la señal diferencial para crear un campo de sonido posicional completamente inmersivo.

Ejemplos de funciones de transferencia HRTF que se pueden usar para conseguir un cierto acimut percibido se describen en el artículo de E. A. B. Shaw titulado "Transformation of Sound Pressure Level From the Free Field to the Eardrum in the Horizontal Plane", J. Acoust. Soc. Am., Vol. 56, núm. 6, diciembre de 1974, y en el artículo de S. Mehrgardt y V. Mellert titulado "Transformation Characteristics of the External Human Ear", J. Acoust. Soc. Am., Vol. 61, núm. 6, junio de 1977, ambos incorporados a este documento por medio de referencia como si se describiesen por completo.

Implementación de circuito integrado único

La figura 24 es un diagrama de bloques de una realización de un sistema de mejora del sonido 2400 que se puede implementar sobre un solo circuito integrado. Como se describe junto con las figuras 1 a 23 anteriores, el sistema 2400 incluye un bloque de mejora de la imagen vertical 2402, un bloque de mejora de los bajos 2404 y un bloque de mejora de la imagen vertical 2406. Las conexiones externas al sistema 2400 se proporcionan a través de los terminales de conector P1-P27. Se proporciona una tensión de alimentación positiva al terminal P25, se proporciona una tensión de alimentación negativa al terminal P26, y se proporciona una tierra al terminal P27. Se proporciona un primer terminal de un condensador de acoplo de compresión 2421 al terminal P10 y se proporciona un segundo terminal del condensador de acoplo de compresión 2421 al terminal P11. Se proporciona un primer terminal de un condensador de retardo de compresión 2420 al terminal P13 y se proporciona un segundo terminal del condensador de retardo de compresión 2420 al terminal P14. Se proporciona un primer terminal de una resistencia de control de anchura 2430 al terminal P9 y se proporciona un segundo terminal de la resistencia de control de anchura 2430 al terminal P20. Se proporciona un primer terminal de una resistencia de control de anchura 2431 al terminal P21 y se proporciona un segundo terminal de la resistencia de control de anchura 2431 al terminal P22. En una realización, las resistencias de control de anchura 2430 y 2431 son resistencias variables.

La figura 25A es un diagrama esquemático de un canal izquierdo de un bloque de mejora de la imagen vertical 2402. La figura 25B es un diagrama esquemático de un canal derecho del bloque de mejora de la imagen vertical 2404. En la figura 25A, se proporciona una entrada de canal izquierdo al terminal P2 y la entrada de derivación de canal izquierdo se proporciona al terminal P1. El terminal P1 es conectado a un primer terminal de una resistencia 2501. Un segundo terminal de la resistencia 2501 es conectado a un primer terminal de una resistencia 2502 y a un primer terminal de un condensador 2503. El terminal P2 es conectado a un primer terminal de una resistencia 2504 y a un primer terminal de un condensador 2505. Un segundo terminal del condensador 2505 es conectado a un primer terminal de una resistencia 2506 y a un primer terminal de una resistencia 2507. Un segundo terminal de la resistencia 2506 es puesto a tierra.

Un segundo terminal de la resistencia 2502 es conectado a un segundo terminal del condensador 2503, a un segundo terminal de la resistencia 2504, a un segundo terminal de la resistencia 2507, a un primer terminal de una resistencia 2508 y a una entrada inversora de un amplificador operacional (opamp) 2510. Una entrada no inversora del amplificador operacional 2510 se pone a tierra. Un segundo terminal de la resistencia 2508 se conecta a un primer terminal de una resistencia 2509 y a un primer terminal de un condensador 2512. Un segundo terminal de la resistencia 2509 se conecta a un segundo terminal del condensador 2512, a una salida del amplificador operacional 2510, y a una salida de canal izquierdo 2511.

En una realización, la resistencia 2501 es de 9,9 k\Omega, la resistencia 2502 es de 27,4 k\Omega, el condensador 2503 es de 0,1 \muF, la resistencia 2504 es de 22,6 k\Omega, el condensador 2505 es de 0,1 \muF, la resistencia 2506 es de 3,01 k\Omega, la resistencia 2507 es de 4,99 k\Omega, la resistencia 2508 es de 9,09 k\Omega, la resistencia 2509 es de 27,4 k\Omega, el condensador 2512 es de 0,1 \muF y el amplificador operacional 2510 es del tipo TL074 o equivalente.

El canal izquierdo mostrado en la figura 25B es similar al canal derecho mostrado en la figura 25A, teniendo una entrada de derivación desde el terminal P3, una entrada de canal derecho desde el terminal P4 y una salida de canal derecho 2514.

La figura 26 es un diagrama esquemático del bloque de mejora de los bajos 2404. La salida de canal izquierdo 2511 de la figura 25A es proporcionada a un primer terminal de una resistencia 2601 y a un primer terminal de una resistencia 2611. La salida de canal derecho 2514 de la figura 25B es proporcionada a un primer terminal de una resistencia 2602 y a un primer terminal de una resistencia 2614.

Un segundo terminal de la resistencia 2601 es conectado a un segundo terminal de la resistencia 2602, a un primer terminal de una resistencia 2625 y a un primer terminal de un condensador 2603. Un segundo terminal del condensador 2603 es conectado a tierra. Un segundo terminal de la resistencia 2625 es conectado a una entrada inversora de un amplificador operacional 2606, a un primer terminal de un condensador 2605 y a un primer terminal de una resistencia 2604. Una entrada no inversora del amplificador operacional 2606 es conectada a tierra. Una salida del amplificador operacional 2606 es proporcionada a un segundo terminal de la resistencia 2604, a un segundo terminal del condensador 2605 y a una entrada de un bloque de filtro 2607 (mostrado con más detalle en la figura 27). La primera, segunda y tercera salidas del bloque de filtro 2607 son proporcionadas a una entrada inversora de un amplificador operacional 2608 y a un primer terminal de una resistencia 2609. Una entrada no inversora del amplificador operacional 2608 es conectada a tierra. Una salida del amplificador operacional 2608 es proporcionada a un segundo terminal de una resistencia 2609 a al terminal P10.

El terminal P10 es también conectado a una entrada de un compresor 2610 (mostrado con más detalle en la figura 28). Una salida del compresor 2610 es proporcionada al terminal P12. El terminal P12 es conectado al terminal P16. El terminal P16 es conectado a un primer terminal de una resistencia 2612 y a un primer terminal de una resistencia 2613.

Un segundo terminal de la resistencia 2612 es conectado a un segundo terminal de la resistencia 2611, a una entrada inversora de un amplificador operacional 2620 y a un primer terminal de una resistencia 2619. Una entrada no inversora del amplificador operacional 2620 es conectada a tierra. Una salida del amplificador operacional 2620 es proporcionada a un segundo terminal de la resistencia 2619 y a un primer terminal de la resistencia 2621. Un segundo terminal de la resistencia 2621 es conectado al terminal P17. Una salida del amplificador operacional 2620 también es proporcionada como una salida de canal izquierdo 2630.

Un segundo terminal de la resistencia 2613 es conectado a un segundo terminal de la resistencia 2614, a una entrada inversora de un amplificador operacional 2615 y a un primer terminal de una resistencia 2617. Una entrada no inversora del amplificador operacional 2615 es puesta a tierra. Una salida del amplificador operacional 2615 es proporcionada a un segundo terminal de la resistencia 2617 y a un primer terminal de la resistencia 2618. Un segundo terminal de la resistencia 2618 es conectado al terminal P18. Una salida del amplificador operacional también es proporcionada como una salida de canal derecho 2631.

En una realización, las resistencias 2601, 2602 y 2604 son de 43,2 k\Omega, el condensador 2603 es de 0,022 \muF, la resistencia 2625 es de 21,5 k\Omega, el condensador 2605 es de 0,01 \muF. En una realización, la resistencia 2609 es de 100 k\Omega, las resistencias 2611, 2612, 2613, 2614, 2617 y 2619 son de 10 k\Omega, y las resistencias 2618 y 2621 son de 200 \Omega. En una realización, los amplificadores operacionales 2606, 2608, 2615 y 2620 son del tipo TL074 o equivalentes a este tipo.

La figura 27 es un diagrama esquemático del sistema de filtro 2607. En la figura 27, la entrada es proporcionada a un primer terminal de resistencias 2701-2704. Un segundo terminal de resistencia 2701 es conectado a un primer terminal de una resistencia 2710, a un primer terminal de un condensador 2721 y a un primer terminal de un condensador 2720. Un segundo terminal del condensador 2721 es conectado a un primer terminal de una resistencia 2722 y a una entrada inversora de un amplificador operacional 2732. Una entrada no inversora del amplificador operacional 2732 es conectada a tierra. Una salida del amplificador operacional 2732 es proporcionada a un segundo terminal del condensador 2720, a un segundo terminal de la resistencia 2722 y a un primer terminal de una resistencia 2723. Un segundo terminal de la resistencia 2723 es conectado a la salida del primer filtro.

Un segundo terminal de la resistencia 2702 es conectado a un primer terminal de una resistencia 2712 y al terminal P5. Un segundo terminal de la resistencia 2712 es conectado a tierra.

Un segundo terminal de la resistencia 2703 es conectado a un primer terminal de una resistencia 2713 y al terminal P7. Un segundo terminal de la resistencia 2713 es conectado a tierra.

El terminal P6 es conectado a un primer terminal de un condensador 2724 y a un primer terminal de un condensador 2728. Un segundo terminal del condensador 2728 es conectado a un primer terminal de una resistencia 2725, a un primer terminal de una resistencia 2726 y a una entrada inversora de un amplificador operacional 2729. Una entrada no inversora del amplificador operacional 2729 se conecta a tierra. Una salida del amplificador operacional 2729 se proporciona a un segundo terminal del condensador 2724, a un segundo terminal de la resistencia 2726 y a un primer terminal de la resistencia 2730. El segundo terminal del condensador 2724 es conectado al terminal P8. Un segundo terminal de la resistencia 2725 es conectado al terminal P9. Un segundo terminal de la resistencia 2730 es conectado a la salida de segundo filtro.

La salida del segundo filtro es una salida de baja frecuencia (por ejemplo, 40 Hz) cuando el terminal P5 es cortocircuitado con el terminal P6 y los terminales P8 y P9 están abiertos. La salida del segundo filtro es una salida de alta frecuencia (por ejemplo, 150 Hz) cuando el terminal P7 es cortocircuitado con el terminal P6 ny el terminal P8 está cortocircuitado con el terminal P9.

Un segundo terminal de la resistencia 2704 es conectado a un primer terminal de una resistencia 2714, a un primer terminal de un condensador 2731 y a un primer terminal de un condensador 2735. Un segundo terminal del condensador 2735 es conectado a un primer terminal de una resistencia 2734 y a una entrada inversora de un amplificador operacional 2736. Una entrada no inversora del amplificador operacional 2736 es conectada a tierra. Una salida del amplificador operacional 2736 es proporcionada a un segundo terminal del condensador 2731, a un segundo terminal de la resistencia 2734 y a un primer terminal de una resistencia 2737. Un segundo terminal de la resistencia 2737 es proporcionada a la salida del tercer filtro.

En una realización, la salida del primer filtro es un filtro paso banda centrado en 100 Hz, la salida del tercer filtro es un filtro paso banda centrado en 60 Hz y la salida del segundo filtro es un filtro paso banda centrado en 40 Hz o en 150 Hz (como se ha descrito antes).

En una realización, la resistencia 2701 es de 31,6 k\Omega, la resistencia 2702 es de 56,2 k\Omega, la resistencia 2703 es de 21 k\Omega, la resistencia 2704 es de 37,4 k\Omega, la resistencia 2710 es de 4,53 k\Omega, la resistencia 2712 es de 13 k\Omega, la resistencia 2713 es de 3,09 k\Omega, la resistencia 2714 es de 8,87 k\Omega, la resistencia 2722 es de 63,4 k\Omega, la resistencia 2723 es de 100 k\Omega, la resistencia 2725 es de 57,6 k\Omega, la resistencia 2726 es de 158 k\Omega, la resistencia 2730 es de 100 k\Omega, la resistencia 2734 es de 107 k\Omega y la resistencia 2737 es de 100 k\Omega. En una realización, los condensadores 2720, 2721, 2724, 2728, 2731 y 2735 son de 0,1 \muF. En una realización, los amplificadores operacionales 2732, 2729 y 2736 son del tipo TL074 o equivalente del mismo.

La figura 28 es un diagrama esquemático del compresor 2610. El compresor 2610 incluye un detector de pico 2804, un circuito de polarización 2802, un bloque de control de la ganancia 2806 y un circuito intermedio de salida 2810. El detector de pico está construido alrededor de un diodo 2810 y un diodo 2811. El circuito de polarización está construido alrededor de un transistor 2820 y un diodo zéner 2816. El circuito de control de la ganancia está construido alrededor de un FET 2814. El circuito intermedio de salida está construido alrededor de un amplificador operacional 2824.

La entrada del compresor 2610 es proporcionada al terminal P10. El terminal P10 es conectado a un primer terminal de una resistencia 2827. Un segundo terminal de la resistencia 2827 es conectado a un drenador del FET 2814 y a un primer terminal de una resistencia 2822. Un segundo terminal de la resistencia 2822 es conectado a una entrada inversora del amplificador operacional 2824 y a un primer terminal de una resistencia 2823. Una entrada no inversora del amplificador operacional 2824 es conectada a tierra. Una salida del amplificador operacional 2824 es proporcionada a un segundo terminal de la resistencia 2823 y al terminal P12. El terminal P12 es la salida del compresor 2616.

La fuente del FET 2814 se conecta a tierra. La puerta del FET 2814 es proporcionada a un primer terminal de una resistencia 2813, a un primer terminal de una resistencia 2815 y al terminal P13. El terminal P14 es conectado a un segundo terminal de la resistencia 2815.

El segundo terminal de la resistencia 2813 es conectado al cátodo del diodo 2811. El ánodo del diodo 2811 es conectado al cátodo del diodo 2810 y al terminal P11. El ánodo del diodo 2810 es conectado a un primer terminal de una resistencia 2812. Un segundo terminal de la resistencia 2812 es conectado al terminal P14.

El terminal P14 también es conectado a un primer terminal de una resistencia 2818 y al emisor de un transistor PNP 2820. Un segundo terminal de la resistencia 2818 es conectado a tierra. La base del transistor PNP 2820 es proporcionada a un primer terminal de una resistencia 2817 y a un primer terminal de una resistencia 2819. El segundo terminal de la resistencia 2817 es conectado a tierra. El colector del transistor PNP 2820 es conectado a un segundo terminal de la resistencia 2819, al ánodo del diodo zéner 2816 y al terminal P15. El cátodo del diodo zéner 2816 se conecta a tierra. El terminal P15 se proporciona para permitir conectar una resistencia de polarización limitadora de corriente entre el diodo zéner y la tensión de alimentación negativa.

El condensador 2421 conectado entre el terminal P10 y P11 acoplando en CA la entrada al circuito detector de pico. El condensador 2420 conectado entre los terminales P13 y P14 proporciona una constante de tiempo de retardo para el comienzo de la compresión.

En una realización, los diodos 2810 y 2811 son del tipo 1N4148 o equivalentes. En una realización, el FET 2814 es un 2N3819 o equivalente, el transistor PNP 2820 es un 2N2907 o equivalente y el diodo zéner 2816 es un zéner de 3,3 voltios (1N746A o equivalente). En una realización, el amplificador operacional 2824 es del tipo TL074 o equivalente. El condensador 2420 res un bloque de CC, y el condensador 2421 fija el retardo de compresión. En una realización, la resistencia 2812 es de 1 k\Omega, la resistencia 2813 es de 10 k\Omega, la resistencia 2815 es de 100 k\Omega, la resistencia 2817 es de 4,12 k\Omega, la resistencia 2818 es de 1,2 k\Omega, la resistencia 2819 es de 806 \Omega, la resistencia 2822 es de 10 k\Omega, la resistencia 2827 es de 1 k\Omega y la resistencia 2823 es de 100 k\Omega.

El bloque de control de la ganancia 2806 funciona como un divisor de tensión controlado por tensión. El divisor de tensión está formado por la resistencia 2827 y la resistencia de drenador a fuente del FET 2814. La resistencia de drenador a fuente del FET 2814 está controlada por la tensión aplicada a la puerta del FET 2814. El circuito intermedio de salida 2810 amplifica la tensión producida por el divisor de tensión controlado por tensión (esto es, la tensión en el drenador del FET 2814) y proporciona una tensión de salida en el terminal P12. El circuito de polarización 2802 polariza el FET 2814 en una región de funcionamiento lineal. El circuito detector de pico 2804 detecta la magnitud de pico de la señal proporcionada en el terminal P10 y reduce la "ganancia" del control de ganancia 2806 (cambiando la resistencia de drenador a fuente del FET 2814) en respuesta a un incremento en la magnitud de pico.

La figura 29 es un diagrama esquemático del bloque de mejora de imagen horizontal 2406. En el bloque 2406, la señal de canal izquierdo 2630 proveniente del módulo de bajos 2404 es proporcionada a un primer terminal de una resistencia 2903 y a un primer terminal de una resistencia 2901. Un segundo terminal de la resistencia 2901 se conecta a tierra. La señal de canal derecho 2631 proveniente del módulo de bajos 2404 es proporcionada a un primer terminal de una resistencia 2904 y a un primer terminal de una resistencia 2902. Un segundo terminal de la resistencia 2902 es conectado a tierra.

Un segundo terminal de la resistencia 2903 es conectado a un primer terminal de una resistencia 2905 y a una entrada no inversora de un amplificador operacional 2914. Un segundo terminal de la resistencia 2904 es conectado a un primer terminal de un condensador 2906 y a una entrada no inversora de un amplificador operacional 2912. Un segundo terminal del condensador 2906 es conectado a un segundo terminal de la resistencia 2905.

Una entrada inversora del amplificador operacional 2912 es proporcionada a un primer terminal de un condensador 2911, a un primer terminal de un condensador 2907, a un primer terminal de un condensador 2910 y al terminal P10. Una salida del amplificador operacional 2912 es proporcionada a un primer terminal de una resistencia 2913, al terminal P22 y a un segundo terminal del condensador 2911.

Una entrada inversora del amplificador operacional 2914 es proporcionada a un primer terminal de un condensador 2915, al terminal P19, a un primer terminal de una resistencia 2908 y a un primer terminal de una resistencia 2909. Un segundo terminal de la resistencia 2909 es conectado a un segundo terminal del condensador 2910. Un segundo terminal de la resistencia 2908 es conectado a un segundo terminal del condensador 2907. Una salida del amplificador operacional 2914 es conectado a una resistencia 2917, al terminal P20 y a un segundo terminal del condensador 2915.

Un segundo terminal de la resistencia 2913 es conectado al terminal P24 como salida de canal derecho. Un segundo terminal de la resistencia 2917 es conectado al terminal P23 como salida de canal izquierdo. Una resistencia variable 2430 conectado entre los terminales P19 y P20 controla la anchura de imagen especial aparente del canal izquierdo. Una resistencia variable 2431 conectada entre los terminales P21 y P22 controla la anchura de imagen especial aparente del canal derecho. En una realización, las resistencias variables 2930 y 2931 están conectadas mecánicamente de manera que variando una resistencia, también se varía la otra.

En una realización, las resistencias 2901 y 2902 son de 100 k\Omega, las resistencias 2903 y 2904 son de 10 k\Omega, la resistencia 2905 es de 8,66 k\Omega, la resistencia 2908 es de 15 k\Omega, la resistencia 2909 es de 30,1 k\Omega y las resistencias 2917 y 2913 son de 200 \Omega. En una realización, el condensador 2906 es de 0,018 \muF, el condensador 2907 es de 0,001 \muF, el condensador 2910 es de 0,082 \muF y los condensadores 2915 y 2911 son de 22 pF. En una realización, las resistencias variables 2430 y 2431 tienen una resistencia máxima de 100 k\Omega. En una realización, los amplificadores operacionales son del tipo TL074 o equivalentes.

La figura 30 es un diagrama esquemático de un sistema de corrección 3000, que se puede usar como el sistema de mejora de la imagen estéreo 124. El sistema 3000 incluye un amplificador diferencial, que proporciona un comportamiento en modo común 3020 y un comportamiento en modo diferencial 3022.

El sistema 3000 incluye dos transistores 3010 y 3012; varios condensadores 3020, 3022, 3024, 3026 y 3028; y varias resistencias 3040, 3042, 3044, 3046, 3048, 3050, 3052, 3054, 3056, 3058, 3060, 3062 y 3064. Situados entre las resistencias 3010 y 3012 hay tres redes de filtro de cruce 3070, 3072 y 3074. La primera red de filtro de cruce 3070 incluye la resistencia 3060 y el condensador 3024. La segunda red de filtro de cruce 3072 incluye la resistencia 3062 y el condensador 3026, y la tercera red de filtro de cruce 3074 incluye la resistencia 3064 y el condensador 3028.

Un terminal de entrada 3000 (ENTRADA IZQUIERDA) proporciona una señal de entrada izquierda a la base del transistor 3010 a través del condensador 3020 y de la resistencia 3040. Se conecta una fuente de alimentación V_{cc} 3040 a la base del transistor 3010 a través de la resistencia 3046. La fuente de alimentación V_{cc} 3040 está conectada también al colector del transistor 3010 a través de la resistencia 3046. La base del transistor 3010 está conectada también a tierra 3041 a través de la resistencia 3044 mientras que el emisor del transistor 3010 está conectado a tierra 3041 a través de la resistencia 3048.

El condensador 3020 es un condensador de desacoplo que proporciona aislamiento de corriente continua (CC) de la señal de entrada en el terminal de entrada izquierdo 3000. Las resistencias 3042, 3044, 3046 y 3048, por otra parte, crean un circuito de polarización que proporciona el funcionamiento estable del transistor 3010. En particular, las resistencias 3042 y 3044 fijan la tensión de base del transistor 3010. La resistencia 3046 en combinación con la tercera red de filtro de cruce 3074 juntas fijan el valor de CC de la tensión de colector a emisor del transistor 3010. La resistencia 3048 en combinación con la primera y la segunda redes de filtro de cruce 3070 y 3072 juntas, fijan la corriente CC del emisor del transistor 3010.

En una realización, el transistor 3010 es un transistor NPN 2N2222A que está normalmente disponible de una amplia variedad de fabricantes de transistores. El condensador 3020 es de 0,22 microfaradios. Las resistencias 3040 es de 22 kiloohmios (k\Omega), la resistencia 3042 es de 41,2 k\Omega, la resistencia 3046 es de 10 k\Omega y la resistencia 3048 es de 6,8 k\Omega. Uno que sea experto en la técnica, reconocerá, sin embargo, que se pueden usar una variedad de transistores, condensadores y resistencias con diferentes valores.

El terminal de entrada derecho 3020 proporciona una señal de entrada derecha a la base del transistor 3012 a través del condensador 3022 y de la resistencia 3050. La fuente de alimentación V_{cc} 3040 está conectada a la base del transistor 3012 a través de la resistencia 3052. La fuente de alimentación V_{cc} 3040 está conectada también al colector del transistor 3012 a través de la resistencia 3056. La base del transistor 3012 está conectada también a tierra 3041 a través de la resistencia 3054 mientras que el emisor del transistor 3012 está conectado a tierra 3041 a través de la resistencia 3058.

El condensador 3022 es un condensador de desacoplo que proporciona aislamiento de corriente continua (CC) de la señal de entrada en el terminal de entrada derecho 3002. Las resistencias 3052, 3054, 3056 y 3058, por otra parte, crean un circuito de polarización que proporciona el funcionamiento estable del transistor 3012. En particular, las resistencias 3052 y 3054 fijan la tensión de base del transistor 3012. La resistencia 3056 en combinación con la tercera red de filtro de cruce 3074 juntas fijan el valor de CC de la tensión de colector a emisor del transistor 3012. La resistencia 3058 en combinación con la primera y la segunda redes de filtro de cruce 3070 y 3072 juntas, fijan la corriente CC del emisor del transistor 3012.

En una realización, el transistor 3012 es un transistor NPN 2N2222A que está normalmente disponible de una amplia variedad de fabricantes de transistores. El condensador 3022 es de 0,22 microfaradios. Las resistencias 3050 es de 22 kiloohmios (k\Omega), la resistencia 3052 es de 41,2 k\Omega, la resistencia 3056 es de 10 k\Omega y la resistencia 3058 es de 6,8 k\Omega. Uno que sea experto en la técnica, reconocerá, sin embargo, que se pueden usar una variedad de transistores, condensadores y resistencias con diferentes valores.

El sistema 3000 crea dos tipos de ganancias de tensión, una ganancia de tensión en modo común y una ganancia de tensión en modo diferencial. La ganancia de tensión en modo común es un cambio en la tensión que es común a ambos terminales de entrada, izquierdo y derecho 3000 y 3002. La ganancia diferencial es un cambio en la tensión de salida debida a la diferencia entre las tensiones aplicadas a los terminales de entrada izquierdo y derecho 3000 y 3002.

En el sistema 3000, la ganancia en modo común está diseñada para reducir el recorte que puede resultar de las señales de entrada de gran amplitud. En una realización, la ganancia en modo común en el terminal de entrada izquierdo 3004 está definida primariamente por las resistencias 3040, 3042, 3044, 3046 y 3048. En una realización, la ganancia en modo común es de aproximadamente seis decibelios.

Las frecuencias por debajo de aproximadamente 30 hercios (Hz) son desenfatizadas más que las frecuencias por encima de aproximadamente 30 Hz. Para las frecuencias aproximadamente por encima de 30 Hz, las frecuencias son reducidas de manera uniforme aproximadamente en 6 decibelios.

La ganancia en modo común, sin embargo, pueden variar para una implementación dada, variando los valores de las resistencias 3040, 3042, 3044, 3050, 3052 y 3054.

La ganancia diferencial entre los terminales de salida derecho e izquierdo 3004 y 3006 está definida primariamente por la relación de las resistencias 3046 y 3048, la relación de las resistencias 3056 y 3058, y las tres redes de filtro de cruce 3070, 3072 y 3074. Como se ha tratado con más detalle anteriormente, una realización ecualiza ciertos intervalos de frecuencia en la entrada diferencial. De esta manera, la ganancia diferencial varía en base a la frecuencia de las señales de entrada izquierda y derecha.

Como las redes de filtro de cruce 3070, 3072 y 3074 ecualizan los intervalos de frecuencia en la entrada diferencial, las frecuencias en la señal diferencial se pueden alterar sin afectar a las frecuencias en la señal en modo común. Como resultado de esto, una realización puede crear sonido de audio mejorado de una manera completamente única y novedosa. Además, el aparato de corrección de perspectiva diferencial 102 es mucho más simple y barato de implementar que muchos otros sistemas de mejora del audio.

Centrándonos ahora en las tres redes de filtro de cruce 3070, 3072 y 3074, las redes de filtro de cruce 3070, 3072 y 3074 actúan como filtros que conforman espectralmente la señal diferencial. Un filtro generalmente está caracterizado porque tiene una frecuencia de corte, que separa una banda de paso de frecuencias desde una banda de detención de frecuencias. La frecuencia de corte es la frecuencia que marca el borde de la banda de paso y el comienzo de la transición a la banda de detención. Típicamente, la frecuencia de corte es la frecuencia, que está desenfatizada en tres decibelios con relación a las otras frecuencias de la banda de paso. La banda de paso de frecuencias son aquellas frecuencias que pasan a través de un filtro esencialmente sin ecualización ni atenuación. La banda de detención de frecuencias, por otra parte, son aquellas frecuencias que el filtro ecualiza o atenúa.

La figura 31 muestra una realización de la presente invención justo con la primera red de filtro de cruce 3070. La primera red de filtro de cruce 3070 comprende la resistencia 3060 y el condensador 3024, que interconectan los emisores de los transistores 3010 y 3012. Como la primera red de filtro de cruce 3070 ecualiza las frecuencias de la parte más baja del espectro de frecuencias, se denomina de esta manera filtro paso alto. En una realización, el valor de la resistencia 3080 es de aproximadamente 27,01 k\Omega y el valor del condensador 3024 es de aproximadamente 0,68 microfaradios.

Los valores de la resistencia 3060 y del condensador 3024 están seleccionados para definir una frecuencia de corte en un margen bajo de frecuencias. En una realización, la frecuencia de corte es de aproximadamente 78 Hz, una banda de detención por debajo de aproximadamente 78 Hz y una banda de paso aproximadamente por encima de 78 Hz. Las frecuencias aproximadamente por debajo de 78 Hz están desenfatizadas con relación a las frecuencias por encima de aproximadamente 78 Hz. Sin embargo, como la primera red de filtro de cruce 3070 solamente es un filtro de primero orden, las frecuencias que definen la frecuencia de corte son objetivos de diseño. Las frecuencias características exactas pueden variar para una implementación dada. Además, se pueden elegir otros valores para la resistencia 3060 y para el condensador 3024 para variar la frecuencia de corte con el fin de desenfatizar otras frecuencias deseadas.

La figura 32 es un diagrama esquemático de un aparato de corrección de perspectiva diferencial 3200 con la segunda y la tercera redes de filtro de cruce 3070 y 3072. Como la primera red de filtro de cruce 3070, la segunda red de filtro de cruce 3072 es también preferiblemente un filtro, que ecualiza ciertas frecuencias de la señal diferencial. A diferencia de la primera red de filtro de cruce 3070, sin embargo, la segunda red de filtro de cruce 3072 es un filtro paso alto que desenfatiza también las frecuencias inferiores de la señal diferencial con relación a las frecuencias más altas de la señal diferencial.

Como se muestra en la figura 32, la segunda red de filtro de cruce 3072 interconecta los emisores de los transistores 3010 y 3012. Además, la segunda red de filtro de cruce 3072 comprende la resistencia 3062 y el condensador 3026. De manera preferible, el valor de la resistencia 3062 es de aproximadamente 1 k\Omega y el valor del condensador 3026 es de aproximadamente 0,01 microfaradios.

Estos valores son seleccionados para definir una frecuencia de corte en un intervalo alto de frecuencias. En una realización, la frecuencia de corte es de aproximadamente 15,9 kilohercios (kHz). Las frecuencias en la banda de detención por debajo de aproximadamente 15,9 kHz están desenfatizadas con relación a las frecuencias de la banda de paso por encima de 15,9 kHz.

Sin embargo, como la segunda red de filtro de cruce 3072, como la primera red de filtro de cruce 3070, es un filtro de primer orden, las frecuencias que definen las bandas de paso son objetivos de diseño. Las frecuencias características exactas pueden variar para una implementación dada. Además, se pueden elegir otros valores para la resistencia 3062 y para el condensador 3026 para variar la frecuencia de corte para desenfatizar otras frecuencias deseadas.

Con referencia ahora a la figura 27, la tercera red de filtro de cruce 3074 interconecta los colectores de los transistores 3010 y 3012. La tercera red de filtro de cruce 3074 incluye la resistencia 3064 y el condensador 3028 que son seleccionados para crear un filtro paso bajo que desenfatice las frecuencias por encima de un intervalo medio de frecuencias. En una realización, la frecuencia de corte del filtro paso bajo es aproximadamente de 795 Hz. De manera preferible, el valor de la resistencia 3064 es aproximadamente 9,09 k\Omega y el valor del condensador 3028 es de aproximadamente 0,022 microfaradios.

En la corrección generada por la tercera red de filtro de cruce 3074, las frecuencias en la banda de detención por encima de aproximadamente 795 Hz son desenfatizadas con relación a las frecuencias de la banda de paso por debajo de aproximadamente 795 Hz. Como se ha tratado anteriormente, como la tercera red de filtro de cruce 3074 es sólo un filtro de primer orden, las frecuencias que definen el filtro paso bajo en la tercera red de filtro de cruce 3074 son objetivos de diseño. Las frecuencias pueden variar para una implementación dada.

Además, se pueden elegir otros valores para la resistencia 3064 y para el condensador 3028 para variar la frecuencia de corte con el fin de desenfatizar otras frecuencias deseadas.

Durante su funcionamiento, la primera, la segunda y la tercera redes de filtro de cruce 3070, 3072 y 3074 trabajan juntas para conformar espectralmente la señal diferencial.

La curva de corrección global 2300 (mostrada en la figura 23) está definida por dos puntos de inflexión etiquetados como el punto A y el punto B. En el punto A, que en una realización es aproximadamente 125 Hz, la pendiente de la curva de corrección cambia de un valor positivo a un valor negativo. En el punto B, que en una realización es de aproximadamente 1,8 kHz, la pendiente de la curva de corrección cambia de un valor negativo a un valor positivo.

De esta manera, las frecuencias por debajo de aproximadamente 125 Hz son desenfatizadas con relación a las frecuencias cercanas a 125 Hz. En particular, por debajo de 125 Hz, la ganancia de la curva de corrección global 800 decrece a una velocidad de aproximadamente 6 dB por octava. Este énfasis de las frecuencias de la señal por debajo de 125 Hz evita el sobreénfasis de las frecuencias muy bajas (es decir, de los bajos). Con muchos sistemas de reproducción de audio, la sobreenfatización de las señales de audio en este intervalo de bajas frecuencias con relación a las frecuencias más altas puede crear una imagen de sonido desagradable y no realista que tenga demasiada respuesta en bajos. Además, la sobreenfatización de estas frecuencias puede dañar una variedad de componentes de audio, incluyendo los altavoces.

Entre el punto A y el punto B, la pendiente de una curva de corrección es negativa. Esto es, las frecuencias entre aproximadamente 125 Hz y aproximadamente 1,8 kHz son desenfatizadas con relación a las frecuencias cerca de 125 Hz. De esta manera, la ganancia asociada con las frecuencias entre el punto A y el punto B decrece a velocidades variables hacia el punto de máxima ecualización de -8 dB a aproximadamente 1,8 kHz.

Por encima de 1,8 kHz, la ganancia se incrementa, a velocidades variables, hasta aproximadamente 20 kHz, es decir, aproximadamente la frecuencia audible más alta para el oído humano. Esto es, las frecuencias por encima de aproximadamente 1,8 kHz son enfatizadas con relación a las frecuencias cercanas a 1,8 kHz. De esta forma, la ganancia asociada con las frecuencias por encima del punto B se incrementa a velocidades variables hacia 20 kHz.

Estos valores relativos de ganancia y de frecuencia son meramente objetivos de diseño y las cifras reales variarán igualmente de un circuito a otro dependiendo del valor real de los componentes usados. Además, los valores de ganancia y de frecuencia pueden variarse en base al tipo de sonido o en función de las preferencias del usuario sin salirse del espíritu de la invención. Por ejemplo, variando el número de las redes de filtro de cruce y la variación de los valores de la resistencia y del condensador dentro de cada red de filtro de cruce permite que la curva de corrección de perspectiva global 2300 sea confeccionada a medida al tipo de sonido reproducido.

La ecualización selectiva de la señal diferencial mejora los efectos de sonido ambiente o reverberantes presentes en la señal diferencial. Como se ha tratado anteriormente, las frecuencias que se encuentran en la señal diferencial son rápidamente percibidas en un escenario de sonido en directo al nivel apropiado. Desafortunadamente, en la reproducción de una interpretación grabada, la imagen de sonido no proporciona el mismo efecto de 360 grados de una interpretación en directo. Sin embargo, ecualizando las frecuencias de la señal diferencial, se pueden ensanchar una imagen de sonido proyectada de manera significativa para reproducir la experiencia de la interpretación en directo con un par de altavoces situados en frente del oyente.

La ecualización de la señal diferencial de acuerdo con la curva de corrección global 2300 está destinada a desenfatizar las componentes de la señal de intensidad estadísticamente más baja con relación a las componentes de señal de intensidad más alta. Las componentes de señal diferencial de intensidad más alta de una señal de audio típica se encuentran en un intervalo medio de frecuencias entre aproximadamente 1 a 4 kHz. En este intervalo de frecuencias, el oído humano tiene una sensibilidad aumentada. De acuerdo con esto, las señales de salida izquierda y derecha mejoradas producen un efecto de audio mucho más mejorado.

El número de redes de filtro de cruce y los componentes dentro de las redes de filtro de cruce pueden variar en otras realizaciones para simular las funciones de transferencia relacionadas con la cabeza (HRTF). De manera ventajosa, se puede posicionar un efecto de sonido inmersivo aplicando unas funciones de transferencia basadas en HRTF a la señal diferencial para crear un campo de sonido posicional completamente inmersivo.

La figura 33 muestra un aparato de corrección de perspectiva diferencial 3300 que permite a un usuario variar la cantidad de ganancia diferencial global. En esta realización, una cuarta red de filtro de cruce 3301 interconecta los emisores de los transistores 3010 y 3012. En esta realización, la cuarta red de filtro de cruce 3301 comprende una resistencia variable 3302.

La resistencia variable 3302 actúa como un dispositivo de ajuste de nivel y es idealmente un potenciómetro o un dispositivo de resistencia variable similar. Variando el valor resistivo de la resistencia variable 3302 se eleva y se baja la ecualización relativa del circuito de corrección de la perspectiva global. El ajuste de la resistencia variable se realiza típicamente de manera manual de forma que un usuario puede fijar a medida el nivel y el aspecto de la ganancia diferencial de acuerdo con el tipo de sonido reproducido, y en base a las preferencias personales del usuario. Típicamente, un decremento en el nivel global de la señal diferencial reduce la información de sonido ambiente creando la percepción de una imagen de sonido más estrecha.

La figura 34 ilustra un aparato de corrección de perspectiva diferencial 3400 que permite a un usuario variar la cantidad de ganancia en modo común. El aparato de corrección de perspectiva diferencial 3400 incluye o contiene una cuarta red de filtro de cruce 3401. La cuarta red de filtro de cruce 3401 incluye una resistencia 3402, una resistencia 3404, un condensador 3406 y una resistencia variable 3408. El condensador 3406 elimina la información diferencial y permite que la resistencia variable y las resistencias 3402 y 3404 varíen la ganancia en modo común.

Las resistencias 3402 y 3404 pueden ser de una amplia variedad de valores dependiendo del intervalo deseado de ganancia en modo común. La resistencia variable 3408, por otra parte, actúa como un dispositivo de ajuste de nivel, que ajusta la ganancia en modo común dentro del intervalo deseado. Idealmente, la resistencia variable 3408 es un potenciómetro o un dispositivo similar de resistencia variable. Variando el valor resistivo de la resistencia variable 3408 se afecta a ambos transistores 3010 y 3012 por igual y con esto se eleva y se baja la ecualización relativa de la ganancia global en modo común.

El ajuste de la resistencia variable se realiza típicamente de manera manual de forma que un usuario pueda fijar a medida el nivel y el aspecto de la ganancia en modo común. Un incremento de la ganancia en modo común enfatiza la información de audio, que sea común a ambas señales de entrada 3002 y 3004. Por ejemplo, incrementando la ganancia en modo común en un sistema de sonido se desenfatizará la información de audio en la etapa central situada entre un par de altavoces.

La figura 35 ilustra un aparato de corrección de perspectiva diferencial 3500 que tiene una primera red de filtro de cruce 3501 situada entre los emisores de los transistores 3010 y 3012 y una segunda red de filtro de cruce 3502 situada entre los colectores de los transistores 3010 y 3012.

La primera red de filtro de cruce 3501 es un filtro paso alto que desenfatiza las frecuencias en la parte inferior del espectro de frecuencias. En esta realización, la primera red de filtro de cruce 3501 comprende una resistencia 3510 y un condensador 3512. Los valores de la resistencia 3510 y del condensador 3512 son seleccionados para definir un filtro paso alto con una frecuencia de corte de aproximadamente 350 Hz. De acuerdo con esto, el valor de la resistencia 3510 es de aproximadamente 27,01 k\Omega y el valor del condensador 3512 es de aproximadamente 0,15 microfaradios. En funcionamiento, las frecuencias por debajo de 30 Hz son desenfatizadas con relación a las frecuencias por encima de 350 Hz.

La segunda red de filtro de cruce 3502 interconecta los colectores de los transistores 3010 y 3012. La segunda red de filtro de cruce 3502 es un filtro paso bajo que desenfatiza las frecuencias en la parte inferior del espectro de frecuencias. En esta realización, la segunda red de filtro de cruce 3502 comprende una resistencia 3502 y un condensador 3522.

Los valores de la resistencia 3502 y del condensador 3522 se seleccionan para definir un filtro paso bajo con una frecuencia de corte de aproximadamente 27,3 kHz. De acuerdo con esto, el valor de la resistencia 3520 es de aproximadamente 9,09 k\Omega y el valor del condensador 3522 es de aproximadamente 0,0075 microfaradios. En funcionamiento, las frecuencias por encima de 27,3 kHz son desenfatizadas con relación a las frecuencias por debajo de 27,3 kHz.

La primera y la segunda redes de filtro de cruce 3501 y 3502 trabajan juntas para conformar espectralmente la señal diferencial. Las frecuencias por debajo de aproximadamente 5 kHz son desenfatizadas con relación a las frecuencias cercanas a 5 kHz. En particular, por debajo de 5 kHz, la ganancia de la corrección global se incrementa a una velocidad de aproximadamente 5 dB por octava. Además, por encima de 5 kHz, la ganancia de la curva de corrección global 1400 también decrece a una velocidad de aproximadamente 5 dB por octava.

Las realizaciones anteriores de un aparato de corrección de perspectiva diferencial pueden incluir también circuitos intermedios de salida 3630 como se ilustra en la figura 36. Los circuitos intermedios de salida 3600 están diseñados para aislar el aparato de corrección de perspectiva diferencial de las variaciones de la carga presentada por un circuito conectado a los terminales de salida izquierdo y derecho 3004 y 3006. Por ejemplo, cuando los terminales de salida izquierdo y derecho 3004 y 3006 están conectados a un par de altavoces, la carga de impedancia de los altavoces no alterará la manera en la que el aparato de corrección de perspectiva diferencial ecualiza la señal diferencial. De acuerdo con esto, sin los circuitos intermedios de salida 3630, los altavoces y otros componentes afectarán la manera en la que el aparato de corrección de perspectiva diferencial 102 ecualiza la señal diferencial.

En una realización, el circuito intermedio de salida izquierdo 3630A incluye un transistor de salida izquierdo 3601, una resistencia 3604 y un condensador 3604. La fuente de alimentación V_{cc} está conectada directamente al colector del transistor 3601. El colector del transistor 3601 está conectado a tierra 3401 a través de la resistencia 3604 y al terminal de salida izquierdo 3004 a través del condensador 3602. Además, la base del transistor 3601 está conectada al colector del transistor 3010.

En una realización, el transistor 3601 es un transistor NPN 2N2222A, la resistencia 3604 es de 1 k\Omega y el condensador 3602 es de 0,22 microfaradios. La resistencia 3604, el condensador 3602 y el transistor 3601 crean una ganancia unidad. Esto es, el circuito intermedio de salida izquierdo 3630A primariamente pasa las señales de sonido mejoradas al terminal de salida izquierdo 3004 sin ecualizar adicionalmente las señales de sonido mejoradas.

Igualmente, un circuito intermedio de salida derecho 3630B incluye un transistor de salida derecho 3610, una resistencia 3612 y un condensador 3614. La fuente de alimentación V_{cc} 3040 está conectada directamente al colector del transistor 3610. El colector del transistor 3610 está conectado a tierra 3041 a través de la resistencia 3612 y al terminal de salida derecho a través del condensador 3614. Además, la base del transistor 3610 está conectada al colector del transistor 3012.

En una realización, el transistor 3610 es un transistor NPN 2N2222A, la resistencia 3612 es de 1 k\Omega y el condensador 3614 es de 0,22 microfaradios. La resistencia 3612, el condensador 3614 y el transistor 3610 crean una ganancia unidad.

Esto es, el circuito intermedio de salida derecho 3630B primariamente pasa las señales de sonido mejoradas al terminal de salida derecho 3006 sin ecualización adicional de las señales de sonido mejoradas.

Cualquier experto en la técnica reconocerá que los circuitos intermedios de salida 3630 se pueden implementar también usando otros amplificadores, tales como, por ejemplo, amplificadores operacionales o similares.

La figura 37 muestra otra realización más del procesador de mejora de imagen estéreo 124. En la figura 37, la entrada izquierda 2630 es proporcionada a un primer terminal de una resistencia 3710, a un primer terminal de una resistencia 3716 y a un primer terminal de una resistencia 3740. El segundo terminal del transistor 3710 es conectado a un primer terminal de una resistencia 3711, y a una entrada no inversora de un amplificador operacional 3712. La entrada derecha 2631 es proporcionada a un primer terminal de una resistencia 3713, a un primer terminal de una resistencia 3741 y a un primer terminal de una resistencia 3746. El segundo terminal de la resistencia 3713 es conectado a un primer terminal de la resistencia 3714 y a una entrada no inversora del amplificador operacional 3712. El segundo terminal de la resistencia 3714 es conectado a tierra. El segundo terminal de la resistencia 3740 y un segundo terminal de la resistencia 3741 son proporcionados a una entrada no inversora del amplificador operacional 3744, y a un primer terminal de la resistencia 3742. El segundo terminal de la resistencia 3742 es conectado a tierra.

La salida del amplificador operacional 3744 es proporcionada a un primer terminal de la resistencia 3761. Un segundo terminal de la resistencia 3761 es conectado a una entrada inversora del amplificador operacional 3744. El segundo terminal de la resistencia 3743 es conectado a tierra. Volviendo al amplificador operacional 3712, una salida del amplificador operacional 3712 es proporcionada a un segundo terminal de la resistencia 3711. La salida del amplificador operacional 3712 es proporcionada también al primer terminal de la resistencia 3715. El segundo terminal de la resistencia 3715 es conectado a un primer terminal de la resistencia 3718, a un primer terminal de la resistencia 3719, a un primer terminal de un condensador 3721 y a un primer terminal de una resistencia 3722. El segundo terminal de la resistencia 3718 es conectado a tierra. El segundo terminal de la resistencia 3719 es conectado a un segundo terminal de la resistencia 3720, y al segundo terminal de la resistencia 3725. El segundo terminal de la resistencia 3721 es conectado a un primer terminal de la resistencia 3720 y a un primer terminal de la resistencia 3723. El segundo terminal de la resistencia 3722 es conectado a un primer terminal de la resistencia 3725 y a un primer terminal de un condensador 3724. El segundo terminal de la resistencia 3723 y el segundo terminal del condensador 3724 son ambos conectados a tierra.

El segundo terminal de la resistencia 3719 es también proporcionado a un primer terminal de una resistencia 3726 y a una entrada inversora de un amplificador operacional 3727. Una entrada no inversora del amplificador operacional 3727 es conectada a tierra. El segundo terminal de la resistencia 3726 es conectado a una salida del amplificador operacional 3727. La salida del amplificador operacional 3727 es proporcionada a un primer terminal fijo de un potenciómetro 3728. Un segundo terminal fijo del potenciómetro 3728 es conectado a tierra. Un contacto móvil del potenciómetro 3728 es conectado al primer terminal de una resistencia 3747 y a un primer terminal de una resistencia 3720.

Una salida del amplificador operacional 3744 es proporcionada a un primer terminal fijo de un potenciómetro 3745. Un segundo terminal fijo del potenciómetro 3745 es conectado a tierra. Un contacto móvil del potenciómetro 3745 es conectado al primer terminal de la resistencia 3730 y a un primer terminal de la resistencia 3751. Un segundo terminal de la resistencia 3747 es conectado a un primer terminal de una resistencia 3748 y a una entrada inversora de un amplificador operacional 3749.

Una entrada no inversora del amplificador operacional 3749 es conectada a tierra. Una salida del amplificador operacional 3749 es conectada un segundo terminal de la resistencia 3748 y al primer terminal de la resistencia 3750. El segundo terminal de la resistencia 3750 es conectado a un segundo terminal de la resistencia 3729. Un segundo terminal de la resistencia 3730 es conectado a una entrada no inversora del amplificador operacional 3753. Un primer terminal de la resistencia 3731 es también conectado a la entrada no inversora del amplificador operacional 3735. El segundo terminal de la resistencia 3731 es conectado a tierra. Una entrada no inversora del amplificador operacional 3735 es conectada a un primer terminal de una resistencia 3734 y a un primer terminal de una resistencia 3732. El segundo terminal de la resistencia 3732 es conectado a tierra. Una salida del amplificador operacional 3735 es conectado a un segundo terminal de una resistencia 3734. Un segundo terminal de la resistencia 3750 , un segundo terminal de la resistencia 3751, un segundo terminal de la resistencia 3746 y un primer terminal de una resistencia 3752 son todos ellos conectados a una entrada no inversora de un amplificador operacional 3755. Un segundo terminal de la resistencia 3752 es conectado a tierra. Una entrada no inversora del amplificador operacional 3755 es conectada a un primer terminal de una resistencia 3753 y a un primer terminal de una resistencia 3754. Una salida del amplificador operacional 3755 es conectada a un segundo terminal de la resistencia 3754.

La salida del amplificador operacional 3735 es proporcionada como una salida de canal izquierdo y la salida del amplificador operacional 3755 es proporcionada como una salida de canal derecho.

Las resistencias 3710, 3711, 3713, 3714, 3740, 3741, 3742, 3743, 37 y 3761 son todas ellas resistencias de 33,2 k\Omega. Las resistencias 3716 y 3746 son ambas de 80,6 k\Omega. Los potenciómetros 3745 y 3728 son ambos potenciómetros lineales de 10,0 k\Omega. La resistencia 3715 es de 1,0 k\Omega, el condensador 3717 es de 0,4 \muF, la resistencia 3718 es de 4,42 k\Omega, la resistencia 3719 es de 121 k\Omega, el condensador 3721 es de 0,0047 \muF, la resistencia 3720 es de 47,6 k\Omega, la resistencia 3722 es de 1,5 k\Omega, la resistencia 3723 es de 3,74 k\Omega, la resistencia 3725 es de 33,2 k\Omega y el condensador 3724 es de 0,47 \muF. La resistencia 3726 es de 121 k\Omega. Las resistencias 3747 y 3748 son ambas de 16,2 k\Omega. Las resistencias 3729 y 3750 son ambas de 11,5 k\Omega. Las resistencias 3730 y 3751 son ambas de 37,9 k\Omega. Las resistencias 3731, 3732, 3752 y 3753 son todas ellas de 16,2 k\Omega. La resistencia 3734 y 3754 son ambas de 38,3 k\Omega. Los amplificadores operacionales 3712, 3744, 3727, 3749, 3735 y 3755 son todos ellos del tipo TL074 o equivalentes.

Implementación del procesador digital de la señal

El sistema de corrección acústica puede ser rápidamente implementado también en software como se describe junto con la figura 3. Procesadores adecuados incluyen procesadores de propósito general, Procesadores Digitales de la Señal (DSP) y similares.

La figura 38 es un diagrama de bloques de una realización software del sistema de corrección acústica 120. En la figura 38, se proporciona una entrada de canal izquierdo 3801 a una entrada de un atenuador de 10 dB 3803. Una salida del atenuador 3803 es proporcionada a una entrada de un filtro 3804 y a una primera posición de un conmutador DPDT 3805. Una salida del filtro 3804 es proporcionada a una segunda posición del conmutador 3805. Una entrada de canal derecho 3802 es proporcionada a una entrada de un atenuador de 10 dB 3806. Una salida del atenuador 3806 es proporcionada a una entrada de un filtro 3807 y a una primera posición del conmutador 3805. Una salida del filtro 3807 es proporcionada a una segunda posición del conmutador 3805.

Un primer polo del conmutador 3805 es conectado a una primera entrada de un sumador 3828 y a una primera entrada de un sumador 3808. Un segundo polo del conmutador 3805 es conectado a una primera entrada de un sumador 3829 y a una segunda entrada del sumador 3808. Una salida del sumador 3808 es conectada a una entrada del filtro paso bajo 3809. Una salida del filtro paso bajo 3809 es conectada a una entrada de un filtro paso banda de banda doble 3810, a una entrada de un filtro paso banda de banda doble 3811 y a una entrada de un filtro paso banda de 100 Hz 3812.

Una salida del filtro 3810 es proporcionada a una primera entrada de un sumador 3821, una salida del filtro 3811 es proporcionada a una segunda entrada del sumador 3821, y una salida del filtro 3812 es proporcionada a una tercera entrada del sumador 3812. Una salida del sumador 3821 es proporcionada a una entrada de un amplificador de 2,75 dB 3863, a una primera entrada de un multiplicador 3824 y a una entrada de un bloque de valor absoluto 3822. Una salida del bloque de valor absoluto 3822 es proporcionada como la entrada de un compresor de ataque rápido y caída lenta (FASD) 3823. Una salida del compresor FASD 3823 es proporcionada a una segunda entrada del multiplicador 3824.

Una salida del amplificador 3863 es proporcionada a una entrada positiva de un restador 3825. una salida del multiplicador 3824 es proporcionada a la entrada negativa del restador 3825. Una salida del restador 3825 es proporcionada a una primera entrada de un multiplicador 3826. Una salida de un control de bajos 3827 es proporcionada a una segunda entrada del multiplicador 3826. Una salida del multiplicador 3826 es proporcionada a través de un conmutador SPDT 3860 a una segunda entrada del sumador 3828 y a una segunda entrada del sumador 3829.

Una salida del sumador 3828 es proporcionada a una primera entrada de un sumador 3830, a una entrada de un atenuador de 9 dB 3833, a una entrada positiva de un restador 3837 y a una primera posición de un conmutador DPDT 3836. Una salida del sumador 3829 es proporcionada a una entrada negativa del restador 3837, a una segunda entrada del sumador 3830, a una entrada de un atenuador de 9 dB 3834, y a una primera posición del conmutador 3836.

La salida del sumador 3838 es proporcionada a una entrada de un atenuador de 5 dB 3832. Una salida del atenuador 3822 es proporcionada a una primera entrada de un sumador 3835 y a una primera entrada de un sumador 3866. Una salida del atenuador 3833 es proporcionada a una segunda entrada del sumador 3835. Una salida del atenuador 3834 es proporcionada a una segunda entrada del sumador 3866. Una salida del sumador 3835 es proporcionada a una segunda posición del conmutador 3836. Una salida del sumador 3866 es proporcionada a una segunda posición del conmutador 3836.

Una salida de este restador 3837 es proporcionada a una entrada de un filtro paso alto de 48 Hz 3838. Una salida del filtro paso alto 3838 es proporcionada a una salida de un atenuador de 6 dB, a una entrad de un filtro paso alto de 7 kHz 3841 y a una entrada de un filtro paso bajo de 200 Hz 3842. Una salida del atenuador 3840 es proporcionada a la primera entrada de un sumador 3844, una salida del filtro paso alto 3841 es proporcionada a una segunda entrada del sumador 3844, y una salida del filtro paso bajo 3842 es proporcionada a través de un atenuador de 3 dB a una tercera entrada del sumador 3844. Una salida del sumador 3844 es proporcionada a una primera entrada de un multiplicador 3845. Una salida de un control de anchura 3846 es proporcionada a una segunda entrada del multiplicador 3845. Una salida del multiplicador 3845 es proporcionada a una tercera entrada del sumador 3835, y a través de un inversor (es decir, una ganancia de -1) a una tercera entrada del sumador 3886.

El primer polo del conmutador 3836 es proporcionado a una salida de canal izquierdo 3850. Un segundo polo del conmutador 3836 es proporcionado a una salida derecha 3851.

Como se muestra en la figura 38, las señales de entrada estéreo izquierda y derecha son proporcionadas a las entradas izquierda y derecha 3803 y 3802 respectivamente. Para la parte de mejora de los bajos del procesado (correspondiente al bloque de mejora de los bajos 101 mostrado en la figura 1), los canales izquierdo y derecho son sumados juntos por medio del sumador 3808, procesados como una señal monofónica y después sumados de vuelta a los canales izquierdo y derecho por medio de los sumadores 3828 y 3829 para formar una señal estéreo mejorada. La información de los bajos es procesada como una señal monofónica porque típicamente hay poca separación estéreo en una señal de frecuencia de bajos, así que la necesidad de duplicar el procesado para los dos canales es pequeña.

La figura 38 muestra los controles del usuario incluyendo: un control software 3827 para controlar la cantidad de mejora de bajos, un control software 3846 para controlar la anchura del escenario de sonido aparente, así como conmutadores software 3805, 3260 y 3836 para habilitar o inhabilitar de manera individual la mejora de imagen vertical, la mejora de bajos y la mejora de la imagen de anchura respectivamente. Dependiendo de la aplicación, estos controles de usuario pueden ser cambiables dinámicamente o pueden ser fijos para una configuración específica. Los controles de usuario pueden ser "conectados" a los controles tales como cursores, recuadros de verificación, y similares, en el recuadro de diálogo para permitir al usuario controlar el funcionamiento del sistema de corrección acústica.

En la figura 38, las entradas izquierda y derecha 3801 y 3802 son procesadas primero con una ganancia de -10 dB para fijar el nivel de derivación y evitar que la señal se sature durante el procesado que sigue a éste. Cada canal es procesado entonces a través de un filtro de elevación (los filtros 3804 y 3807 para izquierda y derecha respectivamente) que realiza la elevación y la expansión del escenario de sonido como se describe junto con las figuras 4 a 6.

Tras los filtros de elevación, los canales izquierdo y derecho son mezclados juntos y enrutados a través del filtro paso bajo 3809 seguido por el banco de filtros paso banda 3810-3112. El filtro paso bajo 3809 tiene una frecuencia de corte de 284 Hz. Cada uno de los cuatro filtros siguientes 3810- 3812 es un filtro paso banda de segundo orden. El filtro 3810 es seleccionable como de 40 Hz o como 150 Hz. El filtro 3811 es seleccionable como 60 Hz o como 200 Hz. De esta forma, hay tres configuraciones útiles para el tamaño del altavoz: pequeño, mediano y grande. Las tres configuraciones usan los tres filtros paso banda, pero con diferentes frecuencias centrales para los filtros 3810 y 3811.

Las salidas de los tres filtros activos son sumadas entonces juntas por medio del sumador 3821 y la suma es proporcionada entonces a la etapa de control de bajos.

La etapa de control de bajos incluye un circuito expansor que tiene el detector de valor absoluto 3822, el detector de pico de ataque rápido y caída lenta 3823 y el multiplicador 3824. La salida del detector de pico 3823 se usa como un multiplicador para la señal de entrada del expansor para expandir el margen dinámico de la señal.

La segunda parte de la etapa de control de bajos resta una versión expandida de la señal de entrada de la etapa de la misma señal de entrada con una ganancia de 2,75 dB aplicada por el amplificador 3863. Esto tiene el efecto de limitar el nivel de las señales de gran amplitud mientras que se suma una ganancia constante pequeña a las señales de amplitud más baja.

La salida de la etapa de control de bajos es sumada tanto a la señal de canal izquierdo como a la señal de canal derecho por medio de los sumadores 3828 y 3829 respectivamente. La cantidad de señal de bajos mejorada que es mezclada en los canales izquierdo y derecho está determinada por el Control de Bajos 3827.

Las señales resultantes de canal izquierdo y derecho son sumadas entonces juntas por medio del sumador 3830 para formar una señal L + R, y restadas por medio del restador 3837 para formar una señal L - R. La señal L - R es conformada espectralmente por medio de su procesado a través de la curva de perspectiva (véase la figura 7), que está implementada con una red de filtros y ajustes de ganancia de la siguiente manera. Primero, la señal pasa a través del filtro paso alto de 48 Hz 3838. La salida de este filtro es entonces dividida y pasada a través del filtro paso alto de 7 kHz 3841 y el filtro paso bajo de 200 Hz 3842. Entonces, las tres salidas de filtro son sumadas juntas por medio del sumador 3844 para formar la señal de curva de perspectiva usando los siguientes ajustes de ganancia: -6 dB para el filtro paso alto de 48 Hz 3838, 0 dB (sin ajuste) para el filtro paso alto de 7 kHz 3841 y +3 dB para el filtro paso bajo de 200 Hz 3842. El Control de Anchura 3846 determina la cantidad de señal de curva de perspectiva que es pasada a través de los sumadores finales 3835 y 3866.

Finalmente, las señales de canal izquierdo, de canal derecho, L+R y L-R son mezcladas juntas por medio de los sumadores 3835 y 3866 para producir las salidas finales de canal izquierdo y derecho respectivamente. La salida de canal izquierdo es formada mezclando la señal L + R con un ajuste de la ganancia de -5 dB, la señal de canal izquierdo con un ajuste de ganancia de -9 dB, y la señal de curva de perspectiva sin ajuste de señal a no ser el ajuste de señal proporcionado por el Control de Anchura 3846. La salida de canal derecho es formada mezclando la señal L + R con un ajuste de la ganancia de -5 dB, el canal derecho con un ajuste de la ganancia de -9 dB, y una señal de curva de perspectiva invertida sin ajuste de ganancia a no ser el proporcionado por el Control de Anchura.

El algoritmo para el Detector de Pico de Ataque rápido y Caída lenta (FASD) 3823 está representado en pseudocódigo de la siguiente manera:

\hskip2cm

si [entrada > salida (previa)] entonces

\hskip2,3cm

salida = entrada - [(entrada - salida (previa)] * ataque

\hskip2cm

en caso contrario

\hskip2,3cm

salida = entrada + [[salida (previa) - entrada] * caída]

\hskip2cm

fin

Donde salida (previa) representa la salida del periodo de muestra anterior.

Los valores para ataque y caída dependen de la velocidad de muestreo ya que las velocidades de respuesta deben estar correladas con el tiempo real. Las fórmulas para cada uno son las siguientes:

ataque = 1 - (1 / (0,01 * velocidad de muestreo))

caída = 1 - (1 / (0,1 * velocidad de muestreo))

Donde la velocidad de muestreo está en muestras/segundo.

La entrada al Detector de Pico FASD 3123 es siempre mayor o igual a cero, ya que proviene de la salida de la función de valor absoluto 3122.

Los filtros 3809-3812 están implementados como filtros de Respuesta al Impulso Infinita (IIR) a una frecuencia de muestreo de 44,1 kHz. Los filtros están diseñados usando el procedimiento de transformada bilineal. Cada filtro es un filtro de segundo orden que tiene una sección. Los filtros están implementados usando una aritmética de punto fijo fraccional de 32 bits. La información específica para cada filtro está dada en la siguiente tabla 1. Además, las funciones de transferencia de los filtros 3810 al 3812 se muestran en las figuras 32 a la 35 respectivamente. Las funciones de transferencia para un filtro paso banda de 200 Hz adicional (no mostrado en la figura 31) se muestran en la figura 36. La función de transferencia del filtro paso bajo 3809 se muestra en la figura 37.

TABLA 1 Filtros paso banda

1

El Control de Bajos 3827 determina la cantidad de mejora de bajos que es aplicada a la señal de audio y proporciona un valor entre 0 y 1 al multiplicador 3826.

El Control de Anchura 3846 determina la cantidad de mejora de anchura estéreo que es aplicada a la salida final. El control de anchura proporciona un valor entre 0 a 2,82 (9 dB) al multiplicador 3845.

Otras realizaciones

El sistema de corrección acústica completo descrito en este documento pueden ser implementado mediante software que sea ejecutado sobre un DSP o un ordenador personal, por medio de componentes de circuito discretos, como una estructura de circuito híbrida o dentro de un sustrato semiconductor que tenga terminales para el ajuste de los componentes externos apropiados. Los ajustes por un usuario normalmente incluyen el nivel de baja frecuencia y la corrección de energía de alta frecuencia, varios ajustes de nivel de la señal incluyendo el nivel de las señales suma y diferencia y el ajuste de la orientación.

A través de la anterior descripción y de los dibujos que la acompañan, la presente invención ha sido mostrado que tiene importantes ventajas sobre los sistemas de corrección acústica actuales y los sistemas de mejora de estéreo actuales.

Claims (27)

1. Un sistema (120) de corrección de audio para mejorar las características de respuesta en frecuencia y espacial del sonido reproducido por dos o más altavoces, comprendiendo el mencionado sistema de corrección de
audio:

un módulo de corrección de imagen configurado (122) para corregir una imagen de sonido vertical percibida cuando dicho sonido es reproducido por una pluralidad de altavoces (246, 247, 250);

un módulo (101) de mejora de los bajos configurado para mejorar una respuesta de bajos percibida de dicho sonido cuando dicho sonido es reproducido por medio de una pluralidad de altavoces; y

un módulo (124) de mejora de imagen configurado para mejorar una imagen de sonido horizontal cuando el mencionado sonido es reproducido por medio de una pluralidad de altavoces,

en el que la corrección proporcionada por dicho módulo (122) de corrección de imagen precede a la mejora proporcionada por el mencionado módulo (101) de mejora de los bajos, y

en el que la mejora de los bajos proporcionada por dicho módulo (101) de mejora de los bajos precede a la mejora de imagen proporcionada por dicho módulo (124) de mejora de la imagen.

2. El sistema de corrección de audio de la reivindicación 1, en el que dicho sonido está representado por al menos dos señales de audio, dichas señales de audio teniendo información en modo común que es común a dichas señales de audio, e información diferencial que no es común a dichas señales de audio; y en el que dicho módulo (122) de corrección de la imagen incluye

un primer amplificador (2102) en comunicación con una de las mencionadas señales de audio, dicho primer amplificador (2102) teniendo una entrada inversora y una entrada no inversora;

un segundo amplificador (2104) en comunicación con una de las mencionadas señales de audio, dicho segundo amplificador teniendo una entrada inversora y una entrada no inversora;

un primer filtro (2106) en comunicación con dicha entrada no inversora del mencionado primer amplificador (2102) y dicha entrada no inversora del mencionado segundo amplificador (2104), estando dicho primer filtro (2106) configurado para modificar un primer conjunto de frecuencias en dicha información diferencial;

un segundo filtro (2107) en comunicación con dicha entrada inversora del mencionado primer amplificador (2102) y dicha entrada inversora del mencionado segundo amplificador (2104), estando dicho segundo filtro (2107) configurado para modificar un segundo conjunto de frecuencias;

un tercer filtro (2108) en comunicación con dicha entrada inversora de dicho primer amplificador (2102) y una salida de dicho primer amplificador (2102), estando dicho tercer filtro (2108) configurado para modificar un tercer conjunto de frecuencias, en el que dicho primer, segundo y tercer conjuntos de frecuencias son combinados para crear una primera señal de salida mejorada; y

un cuarto filtro (2109) en comunicación con dicha entrada inversora del mencionado segundo amplificador (2104) y una salida del mencionado segundo amplificador (2104), estando dicho cuarto filtro configurado para modificar un cuarto conjunto de frecuencias, en el que dicho primer, segundo y cuarto conjuntos de frecuencias son combinados para crear una segunda señal de salida mejorada.

3. El sistema de corrección de audio de la reivindicación 1, en el que dicho módulo (122) de corrección de la imagen comprende un filtro de canal izquierdo para filtrar los sonidos en el canal de señal izquierdo y un filtro de canal derecho configurado para filtrar los sonidos en un canal de señal derecho.

4. El sistema de corrección de audio de la reivindicación 3, en el que dicho filtro de canal izquierdo y dicho filtro de canal derecho están configurados para filtrar los mencionados canales izquierdo y derecho de acuerdo con una variación en la respuesta en frecuencia de un sistema auditivo humano como una función de la posición vertical de una fuente de sonido.

5. El sistema de corrección de audio de la reivindicación 3, en el que dicho filtro de canal izquierdo y dicho filtro de canal derecho están configurados para enfatizar las frecuencias inferiores con relación a las frecuencias superiores.

6. El sistema de corrección de audio de la reivindicación 1, en el que dicho módulo (101) de mejora de los bajos está configurado para recibir una pluralidad de señales de entrada y para enfatizar las partes en modo común de las frecuencias inferiores de las mencionadas señales de entrada con relación a las frecuencias superiores de las mencionadas señales de entrada.

7. El sistema de corrección de audio de la reivindicación 1, en el que el módulo (101) de mejora de los bajos comprende:

un primer combinador (1406) configurado para combinar al menos una parte de una señal de canal izquierdo con al menos una parte de una señal de canal derecho para producir una señal combinada;

un filtro (1407) configurado para seleccionar una parte de la mencionada señal combinada para producir una señal filtrada;

un módulo (1420) de ganancia variable configurado para ajustar dicha señal filtrada en respuesta a una envolvente de dicha señal filtrada para producir una señal de mejora de los bajos;

un segundo combinador (1424) configurado para combinar al menos una parte de dicha señal de mejora de los bajos con dicha señal de canal izquierdo; y

un tercer combinador (1432) configurado para combinar al menos una parte de dicha señal de mejora de los bajos con dicha señal de canal derecho.

8. El sistema de corrección de audio de la reivindicación 7, en el que dicho módulo (1420) de ganancia variable comprende un expansor.

9. El sistema de corrección de audio de la reivindicación 7, en el que dicho módulo (1420) de ganancia variable comprende un compresor.

10. El sistema de corrección de audio de la reivindicación 1, en el que dicho módulo (124) de mejora de la imagen está configurado para recibir las señales de entrada comprendiendo una entrada de canal izquierdo (594) y una entrada de canal derecho (596), estando dicho módulo (124) de mejora de la imagen configurado además para proporcionar un comportamiento en modo común en respuesta a las partes en modo común de las mencionadas señales de entrada y para proporcionar un comportamiento en modo diferencial en respuesta a las partes en modo diferencial de las mencionadas señales de entrada.

11. El sistema de corrección de audio de la reivindicación 1, en el que dicho módulo (124) de mejora de la imagen está configurado para proporcionar una función de transferencia en modo común y una función de transferencia en modo diferencial.

12. El sistema de corrección de audio de la reivindicación 11, en el que dicha función de transferencia en modo diferencial enfatiza las frecuencias inferiores con relación a las frecuencias superiores.

13. El sistema de corrección de audio de la reivindicación 11, en el que dicha función de transferencia en modo diferencial está configurada para proporcionar un primer énfasis para las componentes de frecuencia de una primera banda de frecuencia, para proporcionar un segundo énfasis para las componentes de frecuencia de una segunda banda de frecuencia, para proporcionar un tercer énfasis para las componentes de frecuencia de una tercera banda de frecuencia, y para proporcionar un cuarto énfasis para las componentes de frecuencia de una cuarta banda de frecuencia, dicha primera banda de frecuencia inferior a dicha segunda banda de frecuencia, dicha segunda banda de frecuencia inferior a dicha tercera banda de frecuencia, y dicha tercera banda de frecuencia inferior a dicha cuarta banda de frecuencia, dicho segundo énfasis menor que dicho primer énfasis y dicho tercer énfasis.

14. Un procedimiento para mejorar los sonidos de audio para mejorar un estado de sonido percibido y para mejorar las componentes de bajos percibidas de dicho sonido, comprendiendo los actos de:

corrección de la altura de una señal de sonido para mejorar una altura percibida de un estado de sonido aparente producido por una pluralidad de altavoces (246, 247, 250);

mejora de los bajos de una señal de sonido para mejorar una respuesta de bajos percibida de dichos altavoces (246, 247, 250);

corrección de la anchura de una señal de sonido multicanal para percibir la anchura de un estado de sonido aparente producido por dicha señal de sonido multicanal, en el que la corrección de altura precede a la mejora de los bajos, y en el que la mejora de los bajos precede a la corrección de la anchura.

15. El procedimiento de la reivindicación 14, en el que dicho acto de corrección de la altura comprende el filtrado de la mencionada señal de sonido para cambiar una localización vertical percibida de dicho estado de sonido aparente según es oído por el oyente.

16. El procedimiento de la reivindicación 15, en el que dicho acto de corrección de la altura comprende los actos de filtrar las señales en un canal de señal izquierdo y filtrar las señales en un canal de señal derecho.

\newpage

17. El procedimiento de la reivindicación 16, en el que dicho acto de filtrado comprende el ajuste de las componentes de frecuencia de dicho canal de señal izquierdo y dicho canal de señal derecho de acuerdo con una variación en la respuesta en frecuencia espacial vertical del oído humano.

18. El procedimiento de la reivindicación 16, en el que dicho acto de filtrado comprende la enfatización de las frecuencias inferiores con relación a las frecuencias superiores.

19. El procedimiento de la reivindicación 14, en el que dicho acto de mejora de los bajos comprende la enfatización de partes de las frecuencias inferiores con relación a las frecuencias superiores.

20. El procedimiento de la reivindicación 14, en el que el acto de mejora de los bajos comprende la enfatización de las partes en modo común de las frecuencias inferiores de una señal de entrada multicanal con relación a las frecuencias superiores de dicha señal de entrada multicanal.

21. El procedimiento de la reivindicación 14, en el que dicho acto de mejora de los bajos comprende los actos de:

combinación de al menos una parte de una señal de canal izquierdo con al menos una parte de una señal de canal derecho para producir una señal combinada,

filtrado de dicha señal combinada para producir una señal filtrada;

amplificación de dicha señal filtrada de acuerdo con una envolvente de dicha señal filtrada para producir una señal de mejora de los bajos;

combinación de al menos una parte de dicha señal de mejora de los bajos con dicha señal de canal izquierdo; y

combinación de al menos una parte de dicha señal de mejora de los bajos con dicha señal de canal derecho.

22. El procedimiento de la reivindicación 21, en el que dicho acto de amplificación comprende la compresión de dicha señal filtrada durante un periodo de tiempo de ataque.

23. El procedimiento de la reivindicación 21, en el que dicho acto de amplificación comprende la expansión de dicha señal filtrada durante un periodo de tiempo de caída.

24. El procedimiento de la reivindicación 14, en el que dicho acto de mejora de la anchura comprende los actos de identificación de una parte en modo común de dicha señal de sonido multicanal y el ajuste de dicha parte en modo común de acuerdo con un comportamiento en modo común, y la identificación de una parte en modo diferencial de dicha señal de sonido multicanal y el ajuste de dicha parte en modo diferencial de acuerdo con el comportamiento en modo diferencial.

25. El procedimiento de la reivindicación 14, en el que dicho acto de mejora de la anchura comprende la aplicación de una función de transferencia en modo común y la aplicación de una función de transferencia en modo diferencial a dicha señal de sonido multicanal.

26. El procedimiento de la reivindicación 25, en el que dicho acto de aplicar una función de transferencia en modo diferencial comprende el acto de enfatizar las frecuencias inferiores con relación a las frecuencias superiores.

27. El procedimiento de la reivindicación 25, en el que el mencionado acto de aplicar una función de transferencia en modo diferencial comprende:

la desenfatización de las componentes de frecuencia de una primera banda de frecuencias de acuerdo con un primer valor de énfasis;

la desenfatización de las componentes de frecuencia de una segunda banda de frecuencias de acuerdo con un segundo valor de énfasis, dicha segunda banda de frecuencias siendo superior en frecuencia que la mencionada primera banda de frecuencias;

la desenfatización de las componentes de frecuencia de una tercera banda de frecuencias de acuerdo con un tercer valor de énfasis, dicha tercera banda de frecuencias siendo superior en frecuencia a la mencionada segunda banda de frecuencias, siendo dicho segundo valor de énfasis relativamente menor que dicho primer valor de énfasis y dicho tercer valor de énfasis; y

\newpage

la desenfatización de las componentes de frecuencia de una cuarta banda de frecuencias de acuerdo con un cuarto valor de énfasis, dicha cuarta banda de frecuencias siendo superior en frecuencia que la mencionada tercera banda de frecuencias, dicho cuarto valor de énfasis siendo relativamente menor que el mencionado primer valor de énfasis y el mencionado tercer valor de énfasis.