KR20020043617A - 음향 보정 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명의 음향 보정 장치(120)는 사운드 시스템에서 한쌍의 좌측 및 우측 입력 신호(126, 128)를 처리하여 상기 입력 신호(126, 128)가 스피커(246, 247)를 통하여 재생될 때 주파수 함수로서 공간 왜곡을 보상한다. 좌측 및 우측 입력 신호(126, 128)의 사운드 에너지는 분리되어 제1의 저주파수 영역과 제2의 고주파수 영역이 보정된다. 이와 같이 하여 얻어진 신호는 재합성되어, 사운드 시스템의 스피커(246, 247)에 의해 재생될 때에 소망하는 음압 응답을 가진 이미지 보정 오디오 신호(130, 132)를 생성한다. 상기 소망하는 음압 응답은 청취자(250)에 대하여 가시적 사운드 이미지 위치를 형성한다. 이미지 보정 신호(130, 132)는 또한 공간적으로 증대되어 가시적 사운드 이미지를 넓히고, 소형의 스피커에서 재생될 때 사운드의 저주파수 특성을 개선한다.

Description

음향 보정 장치 {ACOUSTIC CORRECTION APPARATUS}

사운드 재생 환경에 있어서, 각종 요인들이 청취자가 인지하는 재생 사운드의 음질을 저해하는 역할을 할 수 있다. 이러한 요인들에 의해 재생음과 원음 스테이지의 재생음이 구별된다. 이러한 요인의 한 가지가 사운드 스테이지에서의 스피커의 위치인데, 스피커의 배치가 적절치 않으면 가청 주파수 스펙트럼 상의 음압 응답이 왜곡될 수 있다. 스피커의 배치 또한 사운드 스테이지의 인지폭에 영향을 미친다. 예컨대, 스피커는 라이브 사운드 스테이지에서 쉽게 인지되는 반향음을 재생할 수 있는 능력을 제한하는 사운드의 점원(point source)으로서 기능한다. 사실상, 대다수의 오디오 재생 시스템의 인지된 사운드 스테이지폭은 한 쌍의 스피커가 청취자의 전방에 배치될 때 그들 스피커를 분리하는 거리로 제한된다. 재생된 음의 음질을 저해하는 다른 요인은 사람의 청각계가 음을 인지하는 방식과는 상이하게 음을 기록하는 마이크 때문에 생길 수 있다. 재생음의 음질을 저해하는 요인들을극복하기 위한 노력의 일환으로, 사운드 재생 환경의 특성을 라이브 사운드 스테이지에서 청취자가 들은 모조음(模造音)으로 변경하기 위한 무수한 노력들이 행해졌다.

스테레오 이미지 보강에 관한 몇 가지 노력은 사람의 청력에 관한 음향 능력과 한계에 집중되었다. 사람의 귀의 청각 응답은 음의 세기, 특정음간의 위상차, 음자체의 주파수, 음이 나오는 방향에 민감하다. 사람의 청각계가 복잡하기는 해도, 사람의 귀의 주파수 응답은 사람들 사이에서 비교적 일정하다.

모든 주파수에 걸쳐서 일정한 음압 레벨을 갖는 음파들이 단일 위치로부터 청취자에게 지향될 때, 사람의 귀는 음의 개개의 주파수 성분에 대해서 상이하게 반응할 것이다. 예컨대, 동일한 음압의 음이 청취자의 전방으로부터 청취자 쪽으로 지향할 때, 1000 ㎐의 음에 의해 청취자의 귀속에서 생성된 음압 레벨은 2000 ㎐의 음압 레벨과는 상이할 것이다.

주파수 감도 이외에, 사람의 청각계는 여러 각도에서 사람의 귀에 부딪히는 음들에 대해서 상이하게 반응한다. 특히, 사람의 귀속의 음압 레벨은 음의 방향에 따라 가변할 것이다. 겉귀, 즉 귓바퀴의 형상과 속귀의 도관은 방향의 함수로서 주로 음의 주파수를 따라가는 기능을 한다.

사람의 청각 응답은 음의 원천의 방위각 및 고도 변화에 민감한 데, 복잡한 음의 신호, 즉 복수의 주파수 성분을 갖는 신호의 경우와 일반적으로 고주파 성분의 경우에 특히 민감하다. 귀속에서의 주파수 성분의 음압 변동은 음의 원천이 애해되도록 뇌에 의해서 해석된다. 기록된 음이 재생될 때, 음압 정보로부터 귀가 해석하는 바와 같이 음의 원천에 대한 방향큐는 음을 재생하는 스피커의 실제 위치에 따라 달라지게 된다.

청취자의 귀는 일정한 음압 레벨, 즉 '평평한' 음압 대 주파수 응답을 청취자의 바로 전방에 배치한 스피커로부터 얻을 수 있다. 이러한 응답은 실제의 사운드 이미지를 얻는데 바람직한 경우가 종종 있다. 그러나, 스피커 세트의 품질은 이상적인 것 보다 낮을 수 있고, 스피커는 음향적으로 가장 양호한 위치에 배치되지 않을 수 있다. 이러한 두 가지 요인에 의하여, 음압의 특성이 손상되는 경우가 종종 있다. 종래 기술의 사운드 시스템은 공간적으로 정확한 응답을 생성하기 위해 스피커로부터 나오는 음압을 보정함으로써 그 결과로 얻은 사운드 이미지를 개선하는 방법들을 개시하고 있다.

소정의 사운드 시스템에 대해 공간적으로 보다 정확한 응답을 달성하기 위해, 머리 전달 함수(HRTF: Head-Related-Transfer-Function)를 선택하여 오디오 신호에 적용하는 것이 알려져 있다. FRTF는 사람의 청각계의 음향 구조에 기초하고 있다. HRTF는 오디오 신호의 부분의 진폭을 조정하여 공간 왜곡을 보상하는데 적용한다. HRTF를 근간으로 하는 원리는 최적으로 배치되지 않은 스피커로부터 스테레오 이미지를 재배치하는데 사용되기도 한다.

두 번째 유형의 결함은, 베이스(저음)와 같은 저주파 음을 적절하게 재생하는 것이 어렵기 때문에 발생하는 경우가 종종 있다. 저주파 음의 출력을 개선하기 위한 종래의 몇 가지 방법은 대형 콘(cone) 면적, 대형 자석, 대형 하우징, 또는 대형 콘 편위 기능을 갖는 고품질의 스피커를 사용하는 것을 포함한다. 또한, 종래의 시스템은 스피커를 에워싸는 자유 공간의 음향 임피던스에 스피커의 음향 임피던스를 정합하는 공진실과 혼으로 저주파 음을 재생하도록 시도되었다.

그러나, 저주파 음을 재생함에 있어서 모든 시스템이 보다 고가의 또는 보다 강력한 파워의 스피커를 사용하기만 하면 되는 것은 아니다. 예컨대, 컴팩트 오디오 시스템 및 멀티미디어 컴퓨터 시스템 등의 종래의 몇 가지 사운드 시스템은 소형 스피커를 채용하고 있다. 또한, 비용 절감을 위해, 대다수의 오디오 시스템은 덜 정교한 스피커를 사용한다. 이러한 스피커에는 통상 저주파 음을 적절히 재생할 수 있는 능력이 없으며, 그 음은 통상 저주파 음을 보다 정확하게 재생하는 시스템만큼 견고하고 즐길만 하지는 않다.

종래의 몇 가지 보강 시스템은 저주파 신호를 스피커에 입력하기 전에 저주파 신호를 증폭함으로써 저주파 음의 조악한 재생을 보상하려고 한다. 저주파 신호를 증폭하면 대량의 에너지가 스피커에 전달되고, 스피커는 대량의 에너지에 의하여 구동된다. 그러나 저주파 신호를 증폭하기 위한 이러한 시도는 스피커의 과구동을 초래한다. 불행히도 스피커의 과구동은 배경(백그라운드) 잡음을 증가시키고, 산란 왜곡으로 이어져, 스피커를 손상시킬 수가 있다.

저주파의 결함을 보상하기 위한 시도에 있어서 종래의 또 다른 시스템은 원하지 않는 음조(音調)를 부가하는 식으로 고주파의 재생을 왜곡한다.

세 번째 어려움은, 복수 위치로부터 나오는 음이 오디오 시스템에서 적절히 재생되지 않는 경우가 종종 있기 때문에 발생한다. 음의 재생을 개선하기 위한 한 가지 방법은 복수의 기록 트랙을 갖는 서라운드 사운드 시스템을 포함하는 것이다.복수의 기록 트랙은 복수의 위치로부터 나오는 음(사운드)과 관련된 공간 정보를 기록하는데 이용된다.

예를 들면, 서라운드 사운드 시스템에서, 기록 트랙의 일부는 청취자의 전방으로부터 발원하는 음을 포함하며, 다른 기록 트랙은 청취자의 후방으로부터 발원하는 음을 포함한다. 복수의 스피커가 청취자의 주위에 배치되어 있는 경우, 기록 트랙에 포함된 오디오 정보는 재생음을 청취자에게 보다 실감나게 해준다. 그러나 이러한 시스템은 통상 복수의 기록 트랙과 복수의 스피커 장치를 사용하지 않는 시스템 보다 고가이다.

비용 절감을 위하여, 종래의 많은 2 개 스피커 시스템은 좌측 신호원과 우측 신호원 사이에 인공의 시간 지연 또는 위상 이동을 도입함으로써 서라운드 사운드의 체험을 가상 실현하고자 한다. 불행히도 이러한 시스템은 재생음에 있어서 실감나지 않는 효과를 초래하는 경우가 종종 있다.

공지된 다른 사운드(음) 보강 기술은 '합' 신호 및 '차분' 신호라고 부르는 신호에 따라 동작한다. 합신호는 모노 신호라고도 부르며, 좌측 신호와 우측 신호의 합이다. 이는 좌측 신호와 우측 신호를 가산 또는 결합하는 것(L+R)으로서 개념화될 수 있다.

한편, 차분 신호는 2개의 좌측 오디오 신호와 우측 오디오 신호 사이의 차분을 나타낸다. 이것은 좌측 신호에서 우측 신호를 감산하는 것(L-R)으로서 가장 잘 개념화될 수 있다. 차분 신호는 주변 신호라고 부르기도 한다.

차분 신호의 어떤 주파수를 변형시키면 좌측 스피커와 우측 스피커로부터 나온 인지음을 넓힐 수 있다는 것은 공지되어 있다. 넓혀진 사운드 이미지는 통상, 차분 신호에서 존재하는 반향음을 변경하여 얻는다.

그러나, 합 신호 및 차분 신호를 생성하는 회로는 좌입력 신호와 우입력 신호를 처리함으로써 합신호 및 차분 신호를 발생한다. 더욱이, 그 회로가 합 신호 및 차분 신호를 생성하면, 보강된 사운드 효과를 발생하도록, 추가 회로가 합 신호 및 차분 신호를 별개로 처리하여 재결합한다.

통상, 합 신호 및 차분 신호의 생성 및 처리는 디지탈 신호 처리기, 연산 증폭기 등에 의하여 수행된다. 이러한 구현은 대체로 이러한 시스템의 비용을 증가시키는 복잡한 회로를 필요로 한다. 그러므로, 종래 기술의 기여에도 불구하고, 보강된 청취감을 발생하는 것과 관련된 비용을 감소하는 간략화된 오디오 보강 시스템에 대한 필요성이 존재한다.

본 발명은 일반적으로 오디오 보강 시스템에 관한 것으로서, 특히 스테레오 사운드 재생의 실제감을 개선하도록 설계된 오디오 보강 시스템 및 방법에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 청취자가 인지한 바와 같은, 사운드 시스템의 음향 이미징 및 주파수 응답 결함들을 극복하기 위한 장치에 관한 것이다.

도 1은 스테레오 보강 시스템 및 저음 보강 시스템에 동작가능하게 접속되어 한 쌍의 입력 스테레오 신호로부터 생생한 스테레오 이미지를 생성하는 스테레오 이미지 보정 시스템의 블록도.

도 2는 스테레오 리시버 및 2개의 스피커를 포함하는 스테레오 시스템의 다이어그램도.

도 3은 종래의 멀티미디어 컴퓨터 시스템의 다이어드램도.

도 4a는 오디오 재생 시스템에 대한 소정의 음압 대 주파수 특성의 그래프도.

도 4b는 제1 오디오 재생 환경에 해당하는 음압 대 주파수 특성의 그래프도.

도 4c는 제2 오디오 재생 환경에 해당하는 음압 대 주파수 특성의 그래프도.

도 4d는 제3 오디오 재생 환경에 해당하는 음압 대 주파수 특성의 그래프도.

도 5는 스테레오 이미지 보강 시스템에 동작가능하게 접속되어 한 쌍의 입력 스테레오 신호로부터 생생한 스테레오 이미지를 생성하는 에너지 보정 시스템의 개략 블록도.

도 6a는 일 실시예에 따라 저주파 보정 시스템에 의해 제공된 신호 보정의 다양한 레벨에 대한 그래프도.

도 6b는 일 실시예에 따라 오디오 신호의 고주파 성분을 상승시키는 고주파 보정 시스템에 의해 제공된 신호 보정의 다양한 레벨의 그래프도.

도 6c는 일 실시예에 따라 오디오 신호의 고주파 성분을 감쇄하는 고주파 보정 시스템에 의해 제공된 신호 보정의 다양한 레벨의 그래프도.

도 6d는 스테레오 이미지를 재할당하는 가능한 음압 보정 범위를 도시하는 복합 에너지 보정 곡선의 그래프도.

도 7은 스테레오 이미지 보강의 변화량을 달성하기 위하여 오디오 차분 신호에 적용된 등화(equalization)의 다양한 레벨에 대한 그래프도.

도 8a는 제1 위치에 위치된 스피커로부터 청취자가 들은 사운드가 인지된 출처 및 실제의 출처를 도시하는 다이어그램도.

도 8b는 제2 위치에 위치된 스피커로부터 청취자가 들은 사운드가 인지된 출처 및 실제의 출처를 도시하는 다이어그램도.

도 9는 종래의 소형 스피커 시스템의 주파수 응답도.

도 10은 2개의 개별 주파수에 의해 나타낸 신호의 실제 스펙트럼 및 인지 스펙트럼을 도시하는 도.

도 11은 주파수의 연속 스펙트럼에 의해 나타낸 신호의 실제 스펙트럼 및 인지 스펙트럼을 도시하는 도.

도 12a는 변조된 캐리어의 시간 파형도.

도 12b는 검출기에 의해 검출한 후의 도 12a의 시간 파형도.

도 13a는 저음 보강 처리 기능을 갖는 사운드 시스템의 블록도.

도 13b는 복수의 채널을 하나의 저음 채널에 결합하는 저음 보강 프로세서의 블록도.

도 13c는 복수의 채널을 개별적으로 처리하는 저음 보강 프로세서의 블록도.

도 14는 저음 보강를 선택가능한 주파수 응답에 제공하는 시스템의 신호 처리 블록도.

도 15는 도 14에 도시된 신호 처리 다이어그램에 이용된 대역 통과 필터의 전달 함수도.

도 16은 펀치 시스템의 시간 진폭 응답을 도시하는 시간 영역도.

도 17은 악기에 의해 연주되는 종래의 저음 특징의 신호 부분 및 엔벨로프 부분을 도시하고, 이 엔벨로프는 개시, 쇠퇴, 유지 및 해제 부분을 도시하는 시간 영역도.

도 18은 피크 압축기 및 저음 펀치 시스템을 이용하여 저음 보강를 제공하는 시스템의 신호 처리 블록도.

도 19는 고속으로 개시하는 엔벨로프상에서 피크 압축기의 효과를 도시하는 시간 영역도.

도 20은 스테레오 이미지(차분 인지) 보정 시스템의 개념 블록도.

도 21은 정확한 합계 및 다른 신호들을 발생하지 않는 스테레오 이미지(차분 인지) 보정 시스템의 블록도.

도 22는 차분 인지 보정 시스템의 공통 모드 이득에 대한 그래프도.

도 23은 차분 인지 보정 시스템의 전체 차분 신호 등화 곡선의 그래프도.

도 24는 단일 칩상에서 실행될 수 있는 사운드 보강 시스템이 일 실시예에 대한 블록도.

도 25a는 도 24에 도시된 시스템에 이용하기에 적합한 수직 이미지 보강 블록의 좌측 채널에 대한 개략도.

도 25b는 도 24에 도시된 시스템에 이용하기에 적합한 수직 이미지 보강 블록의 우측 채널에 대한 개략도.

도 26a 및 26b는 도 24에 도시된 시스템에 이용하기에 적합한 저음 보강 블록의 개략도.

도 27은 도 26에 도시된 저음 보강 시스템에 사용하기에 적합한 필터 시스템의 개략도.

도 28은 도 26a 및 26b에 도시된 저음 보강 시스템에 사용하기에 적합한 압축기 시스템의 개략도.

도 29는 도 24에 도시된 시스템에 사용하기에 적합한 수평 이미지 보강 블록의 개략도.

도 30은 스테레오 이미지 보강 시스템으로 이용될 수 있는 차분 인지 보정 시스템의 개략도.

도 31은 크로스오버 네트워크를 이용하는 차분 인지 보정 시스템도.

도 32는 2개의 크로스오버 네트워크를 이용하는 차분 인지 보정 장치의 개략도.

도 33은 전체의 차분 이득량을 사용자가 변경할 수 있는 차분 인지 보정 장치도.

도 34는 공통 모드 이득량을 사용자가 변하게 할 수 있는 차분 인지 보정 장치도.

도 35는 차분쌍의 트랜지스터의 에미터사이에 위치된 제1 크로스오버 네트워크 및 차분쌍의 컬렉터사이에 위치된 제2 크로스오버 네트워크를 갖는 차분 인지 보정 장치도.

도 36은 출력 버퍼를 갖는 차분 인지 보정 장치도.

도 37은 이미지 보강 시스템의 6 연산증폭기 버젼도.

도 38은 음향 보정 시스템의 소프트웨어 실시예의 블록도.

도 39는 도 38에 도시된 블록도를 이용하는 40㎐ 대역 통과 필터의 전달 함수도.

도 40은 도 38에 도시된 블록도를 이용하는 60㎐ 대역 통과 필터의 전달 함수도.

도 41은 도 38에 도시된 블록도를 이용하는 100㎐ 대역 통과 필터의 전달 함수도.

도 42은 도 38에 도시된 블록도를 이용하는 150㎐ 대역 통과 필터의 전달 함수도.

도 43은 도 38에 도시된 블록도를 이용하는 200㎐ 대역 통과 필터의 전달 함수도.

도 44은 도 38에 도시된 블록도를 이용하는 저역 통과 필터의 전달 함수도.

본 발명은 이들 및 기타의 문제를, 오디오 시스템의 다이내믹스, 베이스(저음) 성능 및 이미지 크기를 상당히 개선하여 오디오 성능이 매력적이고 강력한 표현으로 청취자를 에워싸는 신호 처리 기술을 제공함으로써 해결한다. 본 발명은 컴퓨터, 멀티미디어, 붐박스, 자동차, 가정용 오디오 시스템, 포터블 오디오 시스템을 비롯하여 다양한 응용 분야에서 청취감을 개선한다. 일 실시예에 있어서, 사운드 보정 시스템은 스피커의 외형적인 배치, 스피커에 의해서 생성된 이미지, 및 스피커에 의해서 발생된 저주파 응답을 보정한다. 일 실시예에서, 사운드 보정 시스템은 두개 이상의 스피커에 의해서 재생된 사운드(음)의 공간 응답 특성 및 주파수응답 특성을 보강한다. 오디오 보정 시스템은 스피커에 의해서 재생된 음의 청취자 인지 수직 이미지를 보정하는 이미지 보정 모듈, 스피커의 청취자 인지 저음 응답을 개선하는 베이스 보강 모듈 및 외형적인 사운드 스테이지의 청취자 인지 수평 이미지를 보강하는 이미지 보강 모듈을 포함하고 있다.

일 실시예에서는, 3 가지 처리 기술을 이용한다. 스피커의 경계를 벗어난 음을 포지셔닝하는 기능을 하는 공간 큐는 머리 전달 함수(HRTF)를 이용하여 등화된다. HRTF 보정 곡선은 청취자의 전방의 스피커를 통해 음이 재생될 때도 뇌가 청취자의 측방으로의 음의 위치를 인지하게 하는 방법을 고려한다. 그 결과, 악기의 연주 및 보컬리스트의 노래는 실내의 도처에서 간접음과 반사음의 부가에 따라 적절한 장소에서 발생한다. HRTF 보정 곡선의 제2 세트는 스테레오 이미지의 외관상 크기를 넓히고 높힌 결과, 사운드 스테이지는 스피커 위치에 비하여 광대한 비율의 크기로 된다. 마지막으로, 저음의 퍼포먼스는 스피커가 보다 쉽게 재생할 수 있는 고조파를 동적으로 증가시킴으로써 저주파의 기본 음질의 인지을 복원하는 심리 음향적 기술을 통해 보강된다.

음향 보정 시스템과 관련 동작 방법은 완벽하지 않은 재생 환경에서 수직, 수평, 스펙트럼 사운드 이미지를 개선시키기 위한 정교하고 효율적인 시스템을 제공한다. 일 실시예에 있어서, 시스템은 먼저 스피커에 의해서 생성된 수직 이미지를 보정한 다음, 저음을 보강하고, 최종적으로 수평 이미지를 보정한다. 수직 이미지의 보강은 통상 음의 저주파수 부분의 일부 강조를 포함함으로써, 저음 보강 처리의 전반적인 효과에 기여하는 저음 보강 전에 수직 보강을 제공한다. 저음 보강은 스테레오 신호(공통 모드)에서 저주파 정보의 좌측 부분과 우측 부분의 공통 부분의 일부 혼합을 제공한다. 이와는 대조적으로, 수평 이미지 보강은 좌측 부분과 우측 부분(차분 모드) 사이의 차분의 보강 및 변형을 제공한다. 이처럼, 일 실시예에서 저음의 보강은 청취자에게 만족스러운 효과를 발생하도록 스테레오 신호의 공통 모드와 차분 모드의 밸런스를 유지하도록 수평 이미지 보강 전에 유익하게 제공된다.

수직 평면 상의 스테레오 이미지를 개선하기 위하여, 이미지 보정 장치는 입력 신호를 모든 오디오 주파수 스펙트럼을 실질적으로 총괄 포함하는 제1 및 제2 주파수 영역으로 분할한다. 제1 주파수 영역 및 제2 주파수 영역 내에서 입력 신호의 주파수 응답 특성은 별개로 보정되고 결합되어 청취자에 대해서 비교적 평탄한 주파수 응답 특성을 갖는 출력 신호를 생성한다. 주파수 보정, 즉 사운드 에너지 보정 레벨은 재생 환경에 따라 다르며, 이러한 환경의 음향적인 제약을 극복하도록 조절된다. 음향 보정 장치의 설계에 의하여, 개개의 주파수 영역 내에서 입력 신호를 쉽고 독립적으로 보정할 수 있으므로, 공간적으로 보정되고 재배치된 사운드 이미지를 얻을 수 있다.

오디오 재생 환경내에서, 스피커는 부적절하게 배치됨으로써 청취자가 인지한 사운드 이미지에 역효과를 미칠 수 있다. 예컨대, 헤드폰은 만족스럽지 못한 사운드 이미지를 발생하는 경우가 종종 있는데, 그 이유는 변환기가 청취자의 귀 바로 옆에 배치되어 있기 때문이다. 본 발명의 음향 보정 장치는 사운드 이미지를 보다 만족스러운 외관상의 위치에 재배치한다.

음향 보정 장치를 적용함으로써, 오디오 신호의 재생으로부터 발생된 스테레오 이미지는 공간적으로 보정되어 스피커의 위치에서 떨어진 수직 위치 및/또는 수평 위치를 갖는 인지 음원를 전달한다. 청취자가 인지한 정확한 음원은 공간 보정의 레벨에 따라 달라질 것이다.

일단 인지된 음원을 공간 왜곡의 보정을 통하여 얻은 다음, 보정된 오디오 신호를 보강하여 확장된 스테레오 이미지를 발생시킨다. 일 실시예에 따르면, 재배치된 오디오 이미지의 스테레오 이미지 보강은 사람 청각의 음향 원리를 고려하여 실감있는 사운드 스테이지에서 청취자를 감싼다. 청취 위치가 비교적 고정된 사운드 재생 환경(자동차 실내, 멀티미디어 컴퓨터 시스템, 북쉘프형 스피커 시스템 등)에서, 오디오 신호에 가해진 스테레오 이미지 보강량은 청취자에 대해 스피커의 실제 위치에 의해서 부분적으로 정해진다.

특정한 저주파 음을 재생하지 않는 스피커의 경우, 본 발명은 그 빠진 저주파 음이 존재하는 환청(幻聽) 효과를 생성한다. 그러므로, 청취자는 스피커가 실제로 정확히 재생할 수 있는 주파수 아래의 저주파수를 인지한다. 이러한 환청 효과는 사람의 청각계가 음을 처리하는 방식을 이용하여 달성된다.

본 발명의 일 실시예는 청취자가 음악 또는 다른 음을 마음 속으로 인지하는 법을 이용한다. 음의 재생 처리는 스피커에 의해서 생성된 음향 에너지에 있지 않고, 귀, 청각 신경, 뇌, 청취자의 사고의 흐름을 포함한다. 청취는 귀와 청각 신경계의 작용에서부터 시작한다. 사람의 귀는 음향의 진동을 수신하여 그 진동을 신경 펄스, 궁극적으로는 음의 느낌 또는 '인지'으로 변환하는 민감한 변환계로서 간주될 수 있다.

본 발명의 일부 실시예는, 사람의 귀가, 존재하지 않는 저주파 음이 스피커로부터 나온다고 하는 인지을 생성하도록 저주파 음의 고조파와 오버톤을 처리하는 방법을 이용한다. 일부 실시예에서, 고주파수 대역의 주파수는 저주파수 신호의 환청을 생성하도록 선택적으로 처리된다. 다른 실시예에 있어서, 어떤 고주파 대역은 복수의 필터 기능에 의하여 변형된다.

또한, 본 발명의 일부 실시예는 음악과 같은 대중적인 오디오 프로그램 자료의 저주파 보강을 개선하도록 설계된다. 대부분의 음악은 고조파가 풍부하다. 따라서, 이 실시예들은 사람의 귀가 저주파 음을 처리하는 법을 이용하도록 폭넓고 다양한 음악 형태를 변형시킬 수 있다. 기존 형식의 음악은 원하는 효과를 만들어 내도록 처리 가능한 것이 좋다.

이러한 새로운 방법에 의하여, 여러 가지 중요한 이점이 생긴다. 청취자는 실제로는 존재하지 않는 저주파 음을 인지하기 때문에, 대형 스피커, 대형 콘 편위, 또는 혼의 추가에 대한 욕구가 감소된다. 따라서, 일 실시예에서는, 소형 스피커가 마치 대형 스피커의 저주파 음을 내보내는 것처럼 보일 수 있다. 예측할 수 있는 바와 같이, 이 실시예는 대형 스피커에 대해서는 너무 좁은 사운드 환경에서 베이스와 같은 저주파 오디오의 인지을 만들어 낸다. 대형 스피커가 보강된 저주파 음을 만들어 낸다고 하는 인지을 생성하면 대형 스피커도 유익하다.

또한, 본 발명의 일 실시예에 의하면, 핸드 핼드 사운드 시스템 및 포터블 사운드 시스템의 소형 스피커는 저주파 음을 보다 잘 즐길 수 있는 인지을 창출할수 있다. 그러므로, 청취자는 휴대의 편리함을 위해 저주파 음의 음질을 희생하지 않아도 된다.

본 발명의 일 실시예에서는, 저가형 스피커가 저주파 음의 환청을 생성한다. 대부분의 저가형 스피커는 저주파 음을 적절히 재생하지 못한다. 저주파 음을 고가의 스피커 하우징, 고성능 콤퍼넌트 및 대형 자석(마그네트)을 이용하여 실제로 재생하기 보다, 일 실시예는 고주파 음을 이용해서 저주파 음의 환청을 만들어 낸다. 그 결과, 저가형 스피커를 이용하여 보다 실제감 있고 견고한 청취감을 만들 수 있다.

더욱이, 일 실시예에 있어서, 저주파 음의 환청은 음의 실제감을 향상시키는 강화된 청취감을 만들어 낸다. 그러므로, 대부분의 저가형 종래 시스템에서 존재하는 탁하고 불안정한 저주파 음의 재생 대신에, 본 발명의 일 실시예는 보다 정확하고 선명하게 인지되는 음을 재생한다. 이러한 저가형의 오디오 장치 및 오디오 비주얼 장치는 예로써 라디오, 모바일 오디오 시스템, 컴퓨터 게임, 스피커, 컴팩트 디스크(CD) 플레이어, DVD 플레이어, 멀티미디어 프리젠테이션 장치, 컴퓨터 사운드 카드 등을 포함한다.

일 실시예에 있어서, 저주파 음의 환청을 만들어 내는 것은 저주파 음을 실제로 재생하는 것 보다 에너지를 덜 필요로 한다. 그러므로, 배터리, 저전력 환경, 소형 스피커, 멀티미디어 스피커, 헤드폰 등에 동작하는 시스템은 저주파 음을 증폭하거나 부스트하기만 하는 시스템과 같은 귀중한 에너지를 소모하지 않고서도 저주파 음의 환청을 만들어 낼 수 있다.

본 발명의 다른 실시예는 특수 회로에 의하여 저주파수 신호의 환청을 만들어 낸다. 이 회로는 종래 기술의 저주파 증폭기 보다 간단하며, 그에 따라 제조 비용이 감소된다. 복잡한 회로를 부가하는 종래 기술의 사운드 보강 장치 보다 비용이 적게 드는 이점이 있다.

본 발명의 또 다른 실시예는 개시된 저주파 보강 기술을 구현하는 마이크로프로세서에 의존한다. 일부 경우에서는, 본 발명의 하나 이상의 실시예의 개시된 독특한 저주파 신호 보강 기술을 제공하도록 기존의 처리 오디오 구성 요소를 재프로그램한다. 그 결과, 저주파 보강 기술을 기존의 시스템에 부가하는 비용은 현저히 감소된다.

일 실시예에 있어서, 사운드 보강 장치는 호스트 시스템으로부터 하나 이상의 입력 신호를 수신하여 하나 이상의 보강된 출력 신호를 생성한다. 특히, 2 개의 입력 신호를 처리하여 스펙트럼적으로 보강된 출력 신호의 쌍을 제공한다. 이 보강된 출력 신호는 스피커에서 재생되고 청취자가 청취할 때 확장된 베이스(저음)감을 만들어 낸다. 일 실시예에 있어서, 저주파 오디오 정보는 고주파 오디오 정보와는 상이한 방식으로 변형된다.

일 실시예에 있어서, 상기 사운드 보강 장치는 하나 이상의 입력 신호를 수신하여 하나 이상의 보강된 출력 신호를 발생한다. 특히, 상기 입력 신호들은 제1 주파수 영역 및 제2 주파수 영역을 갖는 파형을 포함한다. 상기 입력 신호들은, 스피커의 소리를 청취자가 들을 때, 확장된 저음부의 느낌을 발생하는 상기 보강된 출력 신호를 제공하도록 처리된다. 또한, 상기 실시예는 제2 주파수 영역의 정보와다른 방법으로 제1 주파수 영역의 정보를 변형시킬 수 있다. 일부의 실시예에 있어서, 상기 제1 주파수 영역은 소정의 스피커에 대하여 너무 낮아서 재생할 수 없는 저음(베이스) 주파수가 될 수 있고, 상기 제2 주파수 영역은 스피커가 재생할 수 있는 중간음 주파수가 될 수 있다.

일 실시예는 2개의 스테레오 채널에 공통인 오디오 정보를 그 2 개의 채널에 공통이 아닌 에너지와 다른 방법으로 변형시킨다. 양쪽 입력 신호에 공통인 오디오 정보를 결합 신호라고 부른다. 일 실시예에 있어서, 상기 보강 시스템은, 오디오 정보가 스테레오 음향이라는 인지을 없애지 않고 고진폭 입력 신호 때문에 발생할 수 있는 클립핑을 줄이도록 상기 결합 신호의 위상 및 주파수의 진폭을 스펙트럼적으로 형성한다.

이후에 상세히 설명되었지만, 사운드 보강 시스템의 일 실시예는 다양한 필터로 그 결합 신호를 스펙트럼적으로 형성하여 보강된 신호를 생성한다. 상기 결합 신호 내에 선택된 주파수 대역을 강화함으로써, 상기 실시예는 실제의 스피커 대역폭보다 넓게 인지된 스피커 대역폭을 제공한다.

상기 사운드 보강 장치의 일 실시예는 2 개의 스테레오 채널용 피드포워드 신호 경로 및 상기 결합 신호 경로용 3 개의 병렬 필터를 포함한다. 상기 4 개의 병렬 필터의 각각은 3 개의 직렬 접속된 바이쿼드 필터(biquid filter)로 이루어지는 6차 대역 통과 필터를 포함한다. 이러한 4 개의 필터에 대한 전달 함수는 오디오 신호의 저주파 내용인 다양한 고조파의 위상 및/또는 진폭을 형성하기 위하여 스펙트럼적으로 선택된다. 이러한 형성에 의해 소리가 스피커를 통하여 들릴 때 오디오 신호의 인지된 대역폭이 갑자기 증가한다. 다른 실시예에 있어서, 상기 6차 필터는 저차 체비쉐프 필터(Chebychev filter)로 대체된다.

스펙트럼 형성이 상기 결합 신호상에 발생한 후에, 피드포워드 경로에서 스테레오 정보와 결합되기 때문에, 그 결합된 신호의 주파수는 스테레오 채널에 영향을 미치고, 특정 주파수 영역의 일부 신호들이 하나의 스테레오 채널로부터 다른 스테레오 채널까지 결합되도록 변경될 수 있다. 결과적으로, 다양한 실시예는 전체적으로 특유하고, 신규하며, 예상치 못한 방법으로 보강된 오디오 사운드를 생성한다.

상기 사운드 보강 장치는 하나 이상의 뒤이은 신호 처리단에 차례로 접속될 수 있다. 이러한 뒤이은 신호 처리단은 개선된 음장(soundstage) 또는 공간 처리를 제공할 수 있다. 또한, 상기 출력 신호들은 사운드 보강 장치의 동작에 영향을 미치지 않고 레코딩 장치, 전력 증폭기, 스피커 등의 다른 오디오 장치에 보내질 수 있다.

또한, 본 발명은 사운드 이미지의 수평 특성을 개선하기 위하여 독특한 차분 원근 보정 시스템을 제공한다. 상기 차분 원근 보정 시스템은 다른 사운드 보강 장치와 완전히 다른 방법으로 사운드를 강화한다. 장점으로, 상기 원근 보정 시스템의 실체는 일예로서 라디오, 이동 오디오 시스템, 컴퓨터 게임, 다중 매체 프리젠테이션 장치 등을 포함할 수 있는 저렴한 오디오 및 오디오 비쥬얼 장치의 폭넓은 범위로 사운드를 강화하는데 이용될 수 있다.

대충 말하자면, 상기 차분 원근 보정 장치는 호스트 시스템으로부터 2개의입력 신호를 수신하여, 2개의 보강된 출력 신호를 차례로 발생한다. 특히, 상기 2개의 입력 신호는 공간적으로 보정된 한 쌍의 출력 신호들을 제공하기 위하여 일괄적으로 처리된다. 또한, 일 실시예는 양쪽의 입력 신호들에 공통이 아닌 오디오 정보와 다른 방법으로 양쪽 입력 신호에 공통인 오디오 정보를 보정한다.

양쪽 입력 신호에 공통인 오디오 정보는 공통 모드 정보로 칭해지거나, 공통 모드 신호로 칭해진다. 상기 공통 모드 오디오 정보는 입력 신호들의 합을 포함하는 것보다는 오히려, 소정의 시간이 결과할 때 양쪽 입력 신호에 존재하는 오디오 정보만을 포함한다는 점에서 합계 신호와 다르다.

반대로, 양쪽 입력 신호에 공통이 아닌 오디오 정보는 차분 정보 또는 차분 신호로 칭해진다. 상기 차분 정보가 공통 모드 정보와 다른 방법으로 처리될지라도, 그 차분 정보는 개별 신호가 아니다. 이후에 더욱 상세히 토론하겠지만, 상기 차분 원근 보정 장치는 균일한 차분 신호를 생성하기 위하여 다양한 필터로 상기 차분 신호를 스펙트럼적으로 형성한다. 상기 차분 신호 내에 선택된 주파수 대역을 균일하게 함으로써, 상기 차분 원근 보정 장치는 청취자 앞에 위치된 한 쌍의 스피커로부터 들려오는 사운드 이미지를 넓힌다.

크로스오버 임피던스 네트워크가 차분 입력의 주파수 영역을 균일하게 하기 때문에, 상기 차분 신호의 주파수는 공통 모드 신호의 주파수에 영향을 미치지 않고 변경될 수 있다. 결과적으로, 상기 오디오 신호는 전체적으로 독특하고 신규한 방법으로 강화된다.

도 1은 스테레오 이미지 보정 시스템(122), 저음 보강 시스템(101) 및 스테레오 이미지 보강 시스템(124)을 직렬로 포함하는 음향 보정 장치(120)의 블록도이다. 상기 이미지 보정 시스템(122)은 왼쪽 스테레오 신호 및 오른쪽 스테레오 신호를 저음 보강 장치(101)에 제공한다. 상기 저음 보강 장치는 왼쪽 스테레오 신호 및 오른쪽 스테레오 신호를 스테레오 이미지 보강 장치(124)의 왼쪽 입력 및 오른쪽 입력에 각각 출력한다. 상기 스테레오 이미지 보강 시스템(124)은 상기 신호들을 처리하여, 왼쪽 출력 신호(130) 및 오른쪽 출력 신호(132)를 제공한다. 상기 출력 신호(130 및 132)는 일부 다른 형태의 신호 조절 시스템(signal conditioning system)에 차례로 접속되거나, 스피커 또는 헤드폰(도시 안함)에 직접 접속될 수 있다.

상기 보정 시스템(120)은, 스피커에 접속될 때, 스피커의 배치, 스피커에 의해 생성된 이미지 및 스피커에 의해 발생되는 저주파 응답의 결함을 보정한다. 상기 사운드 보정 시스템(120)은 스피커에 의해 재생되는 사운드의 공간 응답 특성 및 주파수 응답 특성을 강화한다. 오디오 보정 시스템(120)에 있어서, 상기 이미지 보정 모듈(122)은 스피커에 의해 재생되는 명확한 사운드 스테이지의 청취자에게 인지되는 수직 이미지를 보정하고, 상기 저음 보강 모듈(101)은 상기 사운드의 청취자에게 인지되는 저역 응답을 개선하며, 상기 이미지 보강 모듈(124)은 명백한 사운드 스테이지의 청취자에게 인지되는 수평 이미지를 강화한다.

상기 보정 장치(120)는 사운드 재생 환경에서 결함 및 스피커의 결함을 보상함으로써 스피커에 의해 재생되는 사운드를 개선한다. 상기 장치(120)는 재생 환경에서 스피커의 위치를 보상함으로써 본래의 사운드 스테이지의 재생을 개선한다. 상기 사운드 스테이지 재생에 의해 가청 주파수 스펙트럼을 통하여 명백한(즉, 재생) 사운드 스테이지의 수평 특성 및 수직 특성을 강화하는 방법으로 개선된다. 상기 장치(120)는, 스피커가 한정된 능력을 갖는 포인트 소스로서 동작하더라도, 생생한 사운드 스테이지에서 쉽게 인지되는 반향음을 보정하여, 그 반향 사운드가 재생 환경에서 청취자에 의해서 또한 인지되는 장점이 있다. 또한, 상기 장치(120)는 인간의 청각 시스템이 사운드를 인지하는 방법과 다르게 가끔 사운드를 마이크로폰이 기록하는 사실을 보상한다. 상기 장치(120)은 상기 마이크로폰에 의해 재생되는 사운드를 보정하기 위하여 인간의 청각을 흉내내는 필터 및 전달 함수를 이용한다.

상기 사운드 시스템(120)은 인간의 가청 응답 특성을 이용하여 복합 사운드의 명백한 방위각 및 사각(azimuth and elevation) 지점을 조정한다. 이러한 보정은 사운드의 출처를 지시하기 위하여 청취자의 뇌에 이용된다. 또한, 상기 보정 장치(120)는 가장 음향적으로 바람직하지 않은 위치에 있는 스피커와 같이 이상적인 조건에 미달하는 곳에 위치되는 스피커를 보정한다.

소정의 사운드 시스템에 대해 더욱 공간적으로 정확한 응답을 달성하기 위해서, 상기 음향 보정 장치(120)는 상기 사운드 정보의 주파수 응답 형성과 결합하는 HRTF의 독특한 특징을 이용하여 스피커의 위치를 보정하고, 사운드 스테이지의 명백한 폭 및 높이를 보정하며, 스피커의 저주파 응답시 부적합한 점을 보정한다.

따라서, 상기 음향 보정 장치(120)는, 이상적인 위치에서 미달하는 곳에 스피커가 위치할 때 및 스피커가 원하는 사운드를 재생하기에 부적합할 때에도, 청취자에게 더욱 자연스럽고 현실적인 사운드 스테이지를 제공한다.

상기 보정 장치에 의해 제공되는 다양한 사운드 보정은 차후의 보정이 이전의 보정을 방해하지 않도록 하기 위하여 제공된다. 일 실시예에 있어서, 상기 보정은 상기 장치(120)에 의해 제공되는 이전의 보정을 강화하여 장치(120)에 의해 제공되는 차후의 보정에 기여하도록 바람직하게 제공된다.

일 실시예에 있어서, 상기 보정 장치(120)는 개선된 저음 응답을 하는 서라운드 사운드 시스템을 시뮬레이트한다. 상기 보정 장치(120)는 복수의 스피커가 청취자 주위에 위치되는 환청을 만들고, 복수의 레코딩 트랙에 포함된 오디오 정보를 복수의 스피커 장치에 제공하는 환청을 만든다.

상기 음향 보정 시스템(120)은 불완전한 재생 환경에서 수직, 수평 및 공간 사운드 이미지를 개선하는 정교하고 유용한 시스템을 제공한다. 상기 이미지 보정 시스템(122)은 우선 스피커에 의해 재생되는 수직 이미지를 보정한다. 그 다음에, 상기 저음 보강 시스템(101)은 저주파 재생력을 제공하지 않는 소형 스피커의 저주파 출력을 향상시키는 방법으로 사운드 신호의 저주파 성분을 조정한다. 최종적으로, 상기 수평 사운드 이미지는 이미지 보강 시스템(124)에 의해 보정된다.

이미지 보정 시스템(122)에 의해 제공되는 수직 이미지 보강에서는, 통상 사운드의 저주파수 부분을 약간 강조하며, 따라서 저음(베이스) 보강 시스템(101)의 전단에서 수직 강화를 제공하는 것이 베이스 보강 처리의 전체적인 효과에 도움이 된다. 베이스 보강 시스템(101)은 스테레오 신호 중의 저주파수 정보의 좌우 부분의 공통 부분을 약간 믹싱한다(공통 모드). 이와 반대로, 이미지 보강 시스템(124)에 의해 제공되는 수평 이미지 보강은, 스테레오 신호의 좌우 부분간의 차분(차분 모드)의 보강 및 변경을 제공한다. 이와 같이, 보정 시스템(120)에서는, 스테레오 신호의 공통 모드 부분과 차분 모드 부분이 평형을 이루게 하여 청취자에게 만족스런 효과를 주기 위해, 베이스 보강을 수평 이미지 보강 이전에 제공하는 것이 유리하다.

전술한 바와 같이, 스테레오 이미지 보정 시스템(122), 베이스 보강 시스템(101), 및 스테레오 이미지 보강 시스템(124)이 협동하여, 사운드 재생 환경의 음향 결함을 극복하게 된다. 사운드 재생 환경은, 영화관과 같이 대형이거나 휴대형 전자 키보드와 같은 소형일 수도 있다. 음향 보정 장치는 또한 멀티미디어 컴퓨터 시스템(예를 들면, 도 3 참조), 홈 오디오, 텔레비젼, 헤드폰, 붐 박스, 자동차 등에 주요한 이점을 제공한다.

도 2는 리시버(220)를 갖는 스테레오 오디오 시스템을 도시한 것이다. 리시버(220)는 좌측 채널 신호를 좌측 스피커(246)에 제공하고, 우측 채널 신호를 우측 스피커(247)에 제공한다. 이 대안으로서, 리시버(220)는 텔레비젼, 휴대용 스테레오 시스템(예를 들면, '붐 박스'), 시계 라디오(clock-radio) 등으로 대체될 수 있다. 리시버(220)는 또한 좌우측 채널 신호를 헤드폰(250)에도 제공한다. 청취자(사용자)(248)는 헤드폰(250) 또는 스피커(246, 247)를 사용하여 좌우측 채널 신호를 들을 수 있다. 음향 보정 장치(120)는 리시버(220)내의 아날로그 소자들을 사용하거나 또는 리시버(220)내의 디지털 신호 처리기(DSP)에서 실행되는 소프트웨어에 의해 구현될 수 있다.

스피커(246, 247)는 사용자에게 원하는 스테레오 이미지를 제공하기에 최적인 장소에 배치되어 있지 않은 경우가 있으며, 이에 따라 청취자의 듣는 즐거움은 감소된다. 이와 유사하게, 헤드폰(250)과 같은 헤드폰은 청취자의 전방에 위치하기보다는 오히려 양쪽 귀에 인접하여 있기 때문에, 즐겁지 못한 소리를 내는 경우가 있다. 게다가, 많은 소형의 북쉘프형 스피커, 멀티미디어 스피커 및 헤드폰은 저음 응답 특성이 나쁘며, 이것이 청취자의 듣는 즐거움을 더욱 떨어뜨린다. 리시버(220) 내부에 있는 음향 보정 장치(또는 소프트웨어)(120)는 좌우 신호를 보정하여, 그 신호가 스피커(246, 247) 또는 헤드폰(250)에 의해 재생될 때 더 만족스러운 사운드를 생성하도록 한다. 일 실시예에서, 리시버(220)는, 청취자(248)가 스피커(246, 247)로 듣고 있는지 헤드폰(250)으로 듣고 있는지에 따라, 청취자(248)가 좌우측 채널에서 나오는 사운드를 조정할 수 있도록 하기 위한 제어부(예를 들면, 도 38에 도시된 폭 제어부(3846) 및/또는 도 38에 도시된 베이스(저음) 제어부(3827))를 포함하고 있다.

도 3은, 스피커(246, 247)가 발휘하는 오디오 성능을 향상시키기 위해서 본 발명의 일 실시예를 사용하는 것이 유리할 수도 있는 전형적인 컴퓨터 오디오 시스템(300)을 예시한 것이다. 스피커(246, 247)는 통상 컴퓨터 유닛(304)의 내부에 있는 사운드 카드(도시하지 않음)에 연결되어 있다. 이 사운드 카드는, 라디오 카드, 텔레비젼 튜너 카드, PCMCIA 카드, 내부 모뎀, 플러그-인 디지털 신호 처리기(DSP) 카드 등을 포함한, 오디오 출력을 내는 임의의 컴퓨터 인터페이스 카드일 수 있다. 컴퓨터(304)는 사운드 카드로 하여금 오디오 신호를 발생하도록 하며, 이 오디오 신호는 스피커(246)에 의해 음향파로 변환된다.

도 4a는 오디오 재생 환경 내에 있는 청취자의 겉귀에 나타나는, 원하는 주파수 응답 특성을 그래프로 나타낸 것이다. 곡선(460)은 음압 레벨(sound pressurelevel, SPL)-주파수의 함수로서, 데시벨 단위로 나타낸 것이다. 도 4a에서 알 수 있는 바와 같이, 음압 레벨은 모든 가청 주파수에 있어서 비교적 일정하다. 곡선(460)은 청취자의 바로 전방에 대략 청취자의 귀의 높이로 위치한 한쌍의 이상적인 스피커를 통한 핑크 노이즈(pink noise)의 재생으로부터 얻을 수 있다. 핑크 노이즈란, 옥타브당 동일한 에너지를 갖는 오디오 주파수 스펙트럼에 걸쳐 전달되는 사운드를 말한다. 실제로는, 곡선(460)의 평탄한 주파수 응답은 스피커 시스템의 내재하는 음향 한계에 따라 변동될 수 있다.

곡선(460)은 청취자의 귀에 의해 처리되기 이전에 존재하는 음압 레벨을 나타낸 것이다. 다시 도 2를 참조하면, 곡선(460)으로 표현된 평탄한 주파수 응답은, 스피커가 서로 얼마간 떨어져서 청취자(248)의 전방에 일반적으로 위치하여, 사운드가 청취자(248) 쪽으로 방사되는 경우에는 잘 들어맞는다. 사람의 귀는 곡선(460)으로 나타낸 바와 같이 그 자신의 청각 응답을 사운드 신호에 적용함으로써 이러한 사운드를 처리한다. 이러한 사람의 청각 응답은 외측 귓바퀴(outer pinna) 및 귀의 내측 외이도 부분(interior canal portion)에 의해 결정된다.

유감스럽게도, 대다수의 가정 및 자동차의 사운드 재생 시스템의 주파수 응답 특성은 도 4a에 나타낸 바와 같은 원하는 특성을 제공하지 못한다. 오히려, 스피커가 다른 인간 공학적 요건을 수용하기 위해 음향적으로 바람직하지 않은 장소에 위치할 수도 있다. 스피커(246, 247)로부터 방사되는 사운드는, 청취자(248)와 스피커(246, 247)간의 단순한 위치 관계에 의해 스펙트럼이 왜곡될 수도 있다. 게다가, 청취 환경 내에 있는 물체 및 표면들이 그 결과 생긴 사운드 신호를 흡수하거나 그 진폭을 왜곡시킬 수도 있다. 이러한 흡수는 고주파수에서 많이 일어난다.

스펙트럼 왜곡 및 진폭 왜곡의 결과, 청취자(248)가 인지하는 스테레오 이미지는 공간적으로 왜곡되어, 바람직스럽지 못한 청취를 경험하도록 한다. 도 4b 내지 도 4d는 각종 사운드 재생 시스템 및 청취 환경에 있어서의 공간 왜곡의 레벨을 그래프로 나타낸 것이다. 도 4b 내지 도 4d에 나타낸 왜곡 특성은, 청취자의 귀 근방에서 나타나는 음압 레벨을 데시벨 단위로 나타낸 것이다.

도 4b의 주파수 응답 곡선(464)에서는, 약 100 Hz 이상의 주파수에서 음압 레벨이 감소한다. 곡선(464)은 청취자보다 아래쪽에 설치되어 있는 우퍼 및 트위터 양쪽 모두를 포함한 스피커로부터 발생될 수 있는 가능한 음압 특성을 나타낸 것이다. 예를 들면, 도 2의 스피커(246)가 트위터를 포함하고 있다고 가정할 때, 단지 이러한 스피커(246)만을 통해 재생된 오디오 신호는 도 4b의 응답을 나타낼 수도 있다.

감소하는 곡선(464)과 연관된 특정의 기울기가, 청취 영역, 스피커의 품질 및 청취 영역 내에서의 스피커의 정확한 배치에 따라 변화하게 되며, 이 기울기는 정확히 선형이 아닐 수도 있다. 예를 들어, 비교적 단단한 표면을 갖는 청취 환경은, 비교적 부드러운 표면[예를 들면, 천, 카펫트, 음향 타일(acoustic tile)]을 갖는 청취 환경보다도, 오디오 신호, 특히 고음의 오디오 신호를 더 잘 반사할 것이다. 스펙트럼 왜곡의 레벨은, 스피커의 청취자로부터의 위치가 점점 멀어져 벗어남에 따라 변하게 된다.

도 4c는 음압-주파수 특성(468)을 그래프로 나타낸 것으로서, 여기서 제1 주파수 영역의 오디오 신호가 스펙트럼 왜곡되어 있지만, 그 신호의 고주파수 영역은 왜곡되지 않았다. 이 특성 곡선(468)은 저음 내지 중간음의 스피커가 청취자보다 아래쪽에 위치하고 고음의 스피커가 청취자의 귀 높이에 또는 그 근방에 배치되는 스피커 배열로부터 얻어질 수도 있다. 이 특성 곡선(468)으로부터 얻어지는 사운드 이미지에서는, 저음(저주파수) 성분이 도 2의 청취자(248)의 아래 쪽에 배치되고 고음(고주파수) 성분이 청취자의 귀 높이 근방에 배치되어 있다.

도 4d는, 저음에서는 음압 레벨이 감소하고 고음에서는 음압 레벨이 증가하는 음압-주파수 특성(470)을 그래프로 나타낸 것이다. 이 특성(470)은 중간음 내지 저음 스피커가 청취자보다 아래쪽에 위치하고 고음 스피커가 청취자보다 위쪽에 위치하는 스피커 배열로부터 얻어진다. 도 4d의 곡선(470)이 나타내는 바와 같이, 1,000 Hz 이상의 주파수에서의 음압 레벨이 저음에서보다 상당히 높을 수 있으며, 이것이 그 근방의 청취자에게 바람직하지 못한 오디오 효과를 줄 수도 있다. 특성 곡선(470)으로부터 얻은 사운드 이미지에서는, 저음 성분이 도 2의 청취자(248)보다 아래쪽에 배치되고 고음 성분은 청취자(248)보다 위쪽에 배치되어 있다.

도 4b 내지 도 4d의 오디오 특성은 통상의 청취 환경에서 얻어질 수 있는 것으로서 청취자(248)가 듣게 되는 각종의 음압 레벨을 나타낸 것이다. 도 4b 내지 도 4d의 오디오 응답 곡선들은, 청취자의 양쪽 귀에 나타나는 오디오 신호가 각종 오디오 재생 시스템에 의해 어떻게 왜곡되는지를 보여주는 몇가지 일례들에 불과한 것이다. 임의의 어떤 주파수에서의 정확한 공간 왜곡 레벨은 재생 시스템 및 재생 환경에 따라 크게 변한다. 고정되어 있는 청취자에 대한 겉보기 높이 및 방위좌표(apparent elevation and azimuth coordinate)로 정의되는 어떤 스피커 시스템에 대한 겉보기 위치(apparent location)를 생성할 수 있으며, 이 겉보기 높이 및 방위 좌표는 실제 스피커의 위치의 높이 및 방위 좌표와 다르다.

도 5는 스테레오 이미지 보정 시스템(122)의 블록도로서, 이 시스템(122)에는 좌우 스테레오 신호(126, 128)가 입력된다. 이미지 보정 시스템(122)은 각종 사운드 시스템의 왜곡된 스펙트럼 밀도를 보정하는데, 가청 주파수 스펙트럼을 비교적 낮은 주파수를 포함하는 제1 주파수 성분 및 비교적 높은 주파수를 포함하는 제2 주파수 성분으로 분할하여 보정하는 것이 유리하다. 좌우 신호(126, 128) 각각은 그에 대응하는 저음 보정 시스템(580, 582) 및 고음 보정 시스템(584, 596)을 통해 개별적으로 처리된다. 일 실시예에서, 보정 시스템(580, 582)은 약 100 내지 1,000 Hz의 비교적 '낮은' 주파수 영역에서 동작하는 반면, 보정 시스템(584, 586)은 약 1,000 내지 10,000 Hz의 비교적 '높은' 주파수 영역에서 동작한다는 것을 이해해야 한다. 이렇게 말해도, 저음이 100 Hz까지의 주파수를 나타내고, 중간음이 100 내지 4 kHz의 주파수를 나타내며, 고음이 4kHz 이상의 주파수를 나타낸다고 하는 일반적인 오디오 용어와 혼동되지는 않을 것이다.

입력 오디오 신호의 저음 성분과 고음 성분을 분리함으로써, 어느 한 주파수 영역에서의 음압 레벨의 보정을 다른 주파수 영역과 독립적으로 행할 수 있다. 보정 시스템(580, 582, 584, 586)은 스피커로 재생할 때의 입력 신호의 스펙트럼 및 진폭 왜곡을 보정하기 위해 입력 신호(126, 128)를 수정한다. 이렇게 하여 얻어진 신호는 원래의 입력 신호(126, 128)와 그 각각의 합산 결합부(summingjunction)(590, 592)에서 결합된다. 보정된 좌측 스테레오 신호 L_c및 보정된 우측 스테레오 신호 R_c는 출력을 따라 베이스 보강 유닛(101)으로 제공된다.

베이스 유닛(101)에 제공된 보정된 스테레오 신호는, 청취자(248)(도 2 및 도 3에 도시함)의 귀에 평탄한, 즉 균일한 주파수 응답을 나타낸다. 이 공간 보정된 응답은, 도 2 또는 도 3의 스피커(246)을 통해 재생될 때 청취자(248)의 바로 전방에 위치하는 것으로 보이는 겉보기 음원(apparent source of sound)을 생성한다.

일단 음원이 오디오 신호의 에너지 보정을 통해 적절한 위치에 배치되었으면, 베이스 보강 유닛(101)은 스피커(248)에 있어서의 저음 결함을 보정하여 베이스 보정된 좌우측 채널 신호를 스테레오 보강 시스템(124)에 제공한다. 스테레오 보강 시스템(124)은 겉보기 음원으로부터 방사되는 스테레오 이미지를 (수평으로) 확장시키기 위해 스테레오 신호에 조건을 부여한다. 도 8A 및 도 8B와 관련하여 이후에 논의되는 바와 같이, 스테레오 이미지 보강 시스템(124)을 스테레오 배향 장치를 통해 조정하여, 음원의 실제 위치를 보상할 수 있다.

일 실시예에서, 스테레오 보강 시스템(124)은 좌우 스테레오 신호에 존재하는 차분 신호 정보를 등화한다.

보강 시스템(124)은 베이스 보강 유닛(101)으로부터 제공된 좌우 신호를 입력받아, 이를 차분 신호 발생기(501) 및 합산 신호 발생기(504)에 제공한다. 보정된 좌우 입력 신호의 스테레오 내용을 나타내는 차분 신호(L_c-R_c)는 차분 신호 발생기(501)의 출력(502)에 나타난다. 보정된 좌우 스테레오 신호의 합을 나타내는 합산 신호(L_c+ R_c)는 합산 신호 발생기(504)의 출력(506)에 발생된다.

출력(502, 506)에서의 합산 신호 및 차분 신호는 각각 선택 사양인 레벨 조절 장치(508, 510)에 제공된다. 장치(508, 510)는 통상 전위차계 또는 이와 유사한 가변 임피던스 장치로 되어 있다. 출력 신호에 나타나는 합산 신호와 차분 신호의 기저 레벨을 제어하기 위해, 장치(508, 510)의 조정을 수동으로 행하는 것이 통상적이다. 이것에 의해, 사용자는 재생된 사운드의 종류에 따라 또한 사용자의 개인적 취향에 따라, 스테레오 강화의 레벨 및 양상을 조절할 수 있다. 합산 신호의 기저 레벨을 증가시키면, 한쌍의 스피커 사이에 위치한 중앙단의 오디오 정보가 엠퍼시스(emphasis)된다. 역으로, 차분 신호의 기저 레벨을 증가시키면, 더 폭넓은 사운드 이미지를 인지시켜주는 주변 사운드 정보가 엠퍼시스된다. 음악 종류 및 시스템 구성 파라메타를 알고 있거나 또는 수동 조정이 실용적이지 못한 어떤 오디오 배치에서는, 조정 장치(508, 510)를 생략할 수도 있으며, 이 때는 합산 신호 및 차분 신호의 레벨을 사전 결정하여 고정시켜 두어야만 한다.

장치(510)의 출력은 입력(522)에서 스테레오 강화 이퀄라이저(520)로 입력된다. 이퀄라이저(520)는 도 7에 도시한 바와 같이 입력(522)에 나타나는 차분 신호를 스펙트럼적으로 변경한다.

정형된 차분 신호는 믹서(542)에 제공되며, 이 믹서(542)는 또한 장치(506)로부터 합산 신호도 수신한다. 일 실시예에서는, 스테레오 신호(594, 596)도믹서(542)에 제공된다. 이들 신호 모두는 믹서(542)내에서 합성되어, 강화되고 스펙트럼 보정된 좌우 출력 신호(530, 532)를 발생한다.

입력 신호(126, 128)는 통상 보정된 스테레오 음원 신호를 나타내지만, 이들 신호는 모노 음원으로부터 합성에 의해 생성된 것일 수도 있다.

이미지 보정 특성

도 6a 내지 도 6c는, 한쌍의 스테레오 신호로부터 생성된 재배치 이미지를 얻기 위하여, '저음' 및 '고음' 보정 시스템(580, 582, 584, 586)에 의해 제공된 공간 보정 레벨을 그래프로 나타낸 것이다.

먼저, 도 6a를 참조하면, 보정 시스템(580, 582)에 의해 제공된 가능한 공간 보정 레벨이 상이한 진폭-주파수 특성을 갖는 곡선으로 도시되어 있다. 시스템(580, 582)에 의해 제공되는 최대 보정 레벨, 즉 최대 부스트(boost) 레벨(dB 단위로 측정)이 보정 곡선(650)으로 표시되어 있다. 곡선(650)은, 약 100 Hz 내지 약 1,000 Hz의 제1 주파수 영역 내에서 부스트 레벨이 증가하는 것을 보여준다. 1,000 Hz 이상에서의 주파수에서, 부스트 레벨은 꽤 일정한 레벨로 유지된다. 곡선(652)은 영에 가까운 보정 레벨을 나타낸 것이다.

당업자에게는, 전형적인 필터는 차단 주파수만큼 떨어져 있는 통과 대역 주파수와 저지 대역 주파수에 의해 특징지워진다. 도 6a 내지 도 6c의 보정 곡선은, 전형적인 신호 필터를 나타낸 것이지만, 통과 대역, 저지 대역 및 천이 대역으로 특징지워질 수 있다. 도 6a의 특징에 따라 구성된 필터는, 통과 대역이 약 1,000Hz 이상이고, 천이 대역이 약 100Hz에서 약 1000Hz까지이며, 저지 대역이 약 100 Hz이하이다. 도 6b 및 도 6c에 따른 필터는, 통과 대역이 약 10kHz 이상이고, 천이 대역이 약 1 kHz에서 약 10kHz까지이며, 저지 대역이 약 1 kHz 이하이다. 일 실시예에서, 필터는 1차 필터이다.

도 6a 내지 도 6c로부터 알 수 있는 바와 같이, 시스템(580, 582, 584, 586)에 의한 오디오 신호의 공간 보정은, 통과 대역내에서는 거의 균일하지만, 천이 대역에서는 주파수에 크게 의존하고 있다. 오디오 신호에 적용되는 음향 보정의 정도는, 도 6a 내지 도 6c의 천이 대역의 기울기를 변화시키는 스테레오 이미지 보정 시스템(622)을 조정함으로써, 주파수의 함수로서 변하게 할 수 있다. 그 결과, 주파수에 의존한 보정이 100 내지 1,000 Hz의 제1 주파수 영역 및 1,000 내지 10,000 Hz의 제2 주파수 영역에 적용된다. 보정 시스템(580, 582, 584, 586)을 독립적으로 조정함으로써, 무수한 보정 곡선이 가능하게 된다.

일 실시예에 따르면, 고음 스테레오 신호 성분의 공간 보정은 약 1,000 Hz에서 10,000 Hz 사이에서 행해진다. 이들 신호 성분의 에너지 보정은, 도 6b에 도시한 바와 같이 (+), 즉 부스트되거나, 또는 도 6c에 도시한 바와 같이 (-), 즉 감쇠될 수도 있다. 보정 시스템(584, 586)에 의해 제공되는 부스트의 범위는, 최대 부스트 곡선(660) 및 최소 부스트 곡선(162)에 의해 특징지워진다. 곡선(664, 666, 668)은 또다른 부스트 레벨을 나타낸 것으로서, 각종 사운드 재생 시스템으로부터 방사되는 사운드를 공간 보정하는데 이들이 필요할 수도 있다. 도 6c는 에너지 보정 곡선을 나타낸 것으로서, 이는 기본적으로 도 6b의 곡선과 반대로 되어 있다.

도 6a 내지 도 6c의 곡선으로 나타낸 저음 및 고음 보정 계수가 서로 부가되기 때문에, 100에서 10,000Hz까지의 주파수에 적용할 수 있는 공간 보정 곡선이 아주 넓은 범위에 걸쳐 있을 수 있다. 도 6d는, 스테레오 이미지 보정 시스템(522)에 의해 제공되는 복합 공간 보정 특성의 범위를 그래프로 나타낸 것이다. 구체적으로 말하면, 실선 곡선(680)은 곡선(650)(도 6a에 도시함)과 곡선(660)(도 6b에 도시함)으로 이루어진 공간 보정의 최대 레벨을 나타낸 것이다. 저음의 보정은 θ₁으로 나타낸 범위에서 실선 곡선(680)과 다를 수 있다. 이와 유사하게, 고음의 보정은 θ₂로 나타낸 범위에서 실선 곡선(680)과 다를 수 있다. 따라서, 100에서 1,000 Hz까지의 제1 주파수 영역에 적용되는 부스트의 정도는 약 0 내지 15 dB만큼 변하는 반면, 1,000에서 10,000 Hz까지의 제2 주파수 영역에 적용되는 보정은 약 13 내지 15 dB만큼 변할 수 있다.

이미지 보강 특성

이제, 본 발명의 스테레오 이미지 보강 특징을 살펴보면, 일련의 원근 보강 곡선, 즉 정규화 곡선이 도 7에 그래프로 도시되어 있다. 상기 등식 1 및 2에서의 신호(L_c-R_c)_p는, 도 7의 주파수 응답 특성에 따라 스펙트럼 정형되어 처리된 차분 신호를 나타낸다. 이들 주파수 응답 특성은 도 5에 도시한 이퀄라이저(520)에 의해 적용되며, 부분적으로는 HRTF 원리에 기초하고 있다.

일반적으로, 차분 신호의 선택적 증폭이 차분 신호에 존재할 수도 있지만 보다 강력한 직접 음장 사운드(direct-field sound)에 의해 마스크되는 임의의 주변음 또는 반향음 효과를 강화한다. 이들 주변 사운드는 라이브 사운드 스테이지에서는 적당한 레벨에서도 쉽게 인지된다. 그렇지만, 녹음된 연주(공연)의 경우에는, 라이브 연주(공연)에 비해 주변 사운드가 감쇠된다. 한쌍의 스테레오 좌우 신호로부터 도출된 차분 신호의 레벨을 부스트시킴으로써, 그 이미지가 청취자의 전방에 배치된 한쌍의 스피커로부터 방사될 때, 투사된 사운드 이미지가 크게 확장될 수 있다.

도 7의 원근 곡선(790, 792, 794, 796, 798)은 가청 주파수에 대한 이득의 함수로서 나타낸 것으로서, 로그 스케일로 표시하였다. 도 7의 곡선들간에 상이한 이퀄라이제이션 레벨(level of equalization)이 필요한 것은 각종 오디오 재생 시스템에 대응하기 위한 것이다. 일 실시예에서, 차분 신호의 이퀄라이제이션 레벨은 오디오 재생 시스템내에서 청취자와 스피커간의 실제 위치 관계의 함수이다. 곡선(790, 792, 794, 796, 798)은 일반적으로 주파수 정형 특성(frequency contouring characteristic)을 나타낸 것으로서, 고음의 차분 신호와 저음의 차분 신호가 중간음 대역에 비해 부스트되어 있다.

일 실시예에 따르면, 도 7의 원근 곡선에 대한 범위는 약 125 내지 150 Hz사이에 위치한 약 10 내지 15 dB의 최대 이득으로 정의된다. 최대 이득값은 도 7의 곡선의 전환점을 나타내며, 이 때 곡선(790. 792, 794, 796, 798)의 기울기는 (+) 값에서 (-) 값으로 변한다. 이러한 전환점은 도 7에서 점 A, B, C, D로서 부기하였다. 원근 곡선의 이득은 125 Hz 이하에서는 옥타브당 약 6 dB의 비율로 감소한다. 125 Hz 이상에서, 도 7의 곡선의 이득 역시, 대략 -2 내지 +10 dB의 최소 이득 전환점을 향하여 가변율로 떨어진다. 최소 이득 전환점은 곡선 790, 792, 794, 796,798 사이에서 확연하게 변한다. 최소 이득 전환점은 각각 점 A', B', C', D', E'로서 표시되어 있다. 최소 이득 전환점이 발생하는 주파수는 곡선 790에 대한 약 2.1 ㎑에서 곡선 798에 대한 5 ㎑까지 변한다. 곡선 790, 792, 794, 796, 798의 이득은 각각의 최소 이득 주파수 이상에서 약 10 ㎑까지 상승한다. 10 ㎑ 이상에서, 각각의 곡선에 가해진 이득은 그 레벨이 떨어지기 시작한다. 이득 상승은 곡선 모두에 의해 적용될 때까지 계속되겠지만, 대략 최고의 가청 주파수인 약 120 ㎑까지일 것이다.

전술한 이득 및 주파수 형태는 단지 설계 목적이며 실제 형태는 시스템에 따라 변할 것이다. 또한, 신호 레벨 디바이스(508, 510)의 조절은 최대 이득 주파수와 최소 이득 주파수 사이의 이득 분할뿐만 아니라, 최대 및 최소 이득 값에 영향을 끼칠 것이다.

도 7의 곡선에 따른 차분 신호의 등화는 세기가 더 높은 차분 신호 성분을 과도 강조하는 일없이 통계적으로 더 낮은 세기의 차분 신호 성분을 부스트하려는 것이다. 통상의 스테레오 신호에서 더 높은 세기의 신호 성분은 약 1 내지 4 ㎑ 사이의 중간 영역의 주파수에서 찾을 수 있다. 사람의 귀는 이들과 동일한 중간 영역의 주파수에서 감도가 높아진다. 따라서, 강화된 좌측 및 우측 출력 신호(530, 532)는 주변음이 선택적으로 강조되기 때문에 재생된 사운드 스테이지 내에서 청취자를 완전하게 에워싸기 위하여 많이 향상된 오디오 이펙트를 생성한다.

도 7을 참조하게 되면, 125 ㎑ 미만의 차분 신호 주파수는 각각의 곡선의 적용을 통해 감소된 양의 부스트를 받는다. 이 감소는 매우 낮은, 예컨대 저음 주파수의 과증폭을 피하기 위함이다. 다수의 오디오 재생 시스템에서, 이 저주파대의 오디오 차분 신호를 증폭시키면 저음 응답이 매우 강하면서, 불유쾌하고 비현실적인 사운드 이미지가 생성될 수 있다. 이러한 오디오 재생 시스템의 예로서, 홈 스테레오 시스템뿐만 아니라 멀티미디어 컴퓨터 시스템과 같은 근거리 또는 저전력 오디오 시스템이 있다. 이들 시스템에서의 전파의 대량 인입(引入)에 의해 높은 부스트 구간 중에 증폭기가 "클리핑"되거나 스피커를 비롯한 오디오 시스템의 구성 요소에 해를 끼칠 수 있다. 차분 신호의 저음 응답을 제한함으로써 대부분의 근거리 오디오 강화 적용 분야에서 이러한 문제들을 피할 수 있다.

일 실시예에 따르면, 청취자들이 움직이지 않는 오디오 환경에서 차분 신호 등화의 레벨은 실제 스피커 타입과 청취자들에 대한 그 스피커의 위치에 좌우된다. 이러한 결정에 근거한 음향 원리를 도 8a와 도 8b를 참조하여 잘 설명할 수 있다. 도 8a와 도 8b는 스피커 시스템의 방위각의 변화에 따른 상기 음향 원리를 나타내기 위함이다.

도 8a는 스피커(800, 802)가 청취자(804)의 옆쪽으로 약간 앞에서 청취자를 지향하도록 배치되어 있는 사운드 재성 환경의 상면도이다. 스피커(800, 802)는 또한 도 2에 도시하고 있는 스피커(246)의 앙각 지점과 유사한 곳에서 청취자(804) 밑에 배치되어 있다. 기준면(A, B)이 청취자(804)의 귀와 나란하게 정렬된다. 기준면(A, B)은 도시하고 있는 바와 같이 청취자의 가시 거리에 평행하다.

스피커의 위치는 스피커 810, 812의 위치에 대응하는 것이 양호하다. 일 실시예에 있어서, 차분 신호의 이득이 주파수에 따라 변화할 것이므로, 스피커를 원하는 위치에 배치할 수 없을 때, 차분 신호를 선택적으로 등화시킴으로써, 분명한 사운드 이미지의 강화를 달성할 수 있다. 도 7의 곡선(790)은 팬텀(phantom) 스피커(810, 812)에 대응하는 실제 스피커 위치에 따른 차분 신호의 원하는 등화 레벨을 표시하고 있다.

저음 보강

본 발명은 또한 오디오 신호를 강화시키는 방법과 시스템을 제공한다. 사운드 보강 시스템은 독자적인 사운드 보강 프로세서로 사운드의 사실감을 향상시킨다. 쉽게 설명하면, 사운드 보강 프로세스는 2개의 입력 신호, 즉 좌측 입력 신호와 우측 입력 신호를 순서대로 수신하여 2개의 보강된 출력 신호, 즉 좌측 출력 신호와 우측 출력 신호를 발생한다.

좌측 및 우측 입력 신호는 일괄 처리되어 1쌍의 좌측 및 우측 출력 신호로 제공된다. 특히, 강화된 시스템 실시예서는 2개의 신호 사이에 존재하는 차분 신호를, 인지되는 사운드의 대역폭을 확장시켜 강화하는 방식으로 등화한다. 또한, 다수개의 실시예에서는 클리핑을 감소하기 위하여 2개의 입력 신호에 공통되는 사운드 레벨을 조절한다. 유리한 방식으로, 일부 실시예에서는 디지털 신호 처리를 필요로 하지 않는, 간단하고 가격도 저렴하면서 제작도 용이한 아날로그 시스템으로 사운드 환경을 달성한다.

본 명세서에서는 상기 실시예들을 하나의 사운드 보강 시스템에 대하여 설명하지만, 본 발명은 그렇게 제한되지 않으며, 상이한 실시예의 사운드 보강 시스템이 상이한 상황에 적응하기에 바람직한 각종의 다른 정황에서 사용될 수 있다.

멀티미디어 컴퓨터, 자동차, 소형 스테레오 시스템, 휴대용 스테레오 시스템, 헤드폰 등에 이용되는 통상의 소형 스피커 시스템에서는 음향 출력 응답이 약 9 ㎑에서 롤 오프될 것이다. 도 9의 곡선 906은 거의 사람 귀의 주파수 응답에 대응한다. 또한 도 9는, 고주파수를 재생하기 위하여 고주파 드라이버(트위터)를 사용하고 중간 영역 및 저음 주파수를 재생하기 위하여 4인치의 중간 영역-저음 드라이버(우퍼)를 사용하는 통상의 소형 스피커 시스템을 측정한 응답(908)을 나타내고 있다. 2개의 드라이버를 채용한 상기 시스템을 종종 2 방식 시스템이라고 부른다. 2개 이상의 드라이버를 구비한 스피커는 종래 기술에 알려져 있으며, 본 발명과 함께 동작할 것이다. 단일 드라이버를 구비한 스퍼커도 역시 알려져 있으며, 이 역시 본 발명과 함께 동작할 수 있을 것이다. 응답(908)이 2 Hz 내지 20 kHz 대의 주파수를 나타내고 있는 X축에 사각점으로 표시되어 있다. 이 주파수 대역은 정상인의 청각 범위에 해당한다. 도 9의 Y축은 0 내지 -50 dB에서의 정규화된 진폭 응답을 나타낸다. 곡선(908)은 10 kHz 이상에서 약간의 롤오프를 나타내지만, 약 2 Hz 내지 20 kHz의 중간 주파수대에서 비교적 평평하다. 저주파수대에서, 곡선(908)은 약 150 Hz 내지 2 kHz 사이의 중저음 대역에서 시작하는 저주파수 롤오프를 나타내고 있으며, 150 Hz 미만에서는 상기 스피커는 거의 음향 출력을 생성하지 못한다.

도 9에 도시하고 있는 주파수 대역의 지점은 예시적인 것이며, 제한의 용도로 쓰이지 않는다. 최저음 대역, 중저음 대역, 중간 영역 대역의 실제 주파수 영역은 스피커에 따라, 스피커가 사용되는 적용 분야에 따라 변한다. 최저음이란 용어는 일반적으로, 스피커가 예컨대 중저음 대역의 고주파수대에서의 스피커 출력과비교할 때 정밀도가 떨어지는 출력을 생성하는 대역의 주파수를 말할 때 사용한다. 중저음 대역은 일반적으로 최저음 대역 이상의 주파수를 말할 때 쓰인다. 중간 영역는 일반적으로 중저음 대역 이상의 주파수를 말할 때 사용한다.

다수의 콘형(cone-type) 드라이버는 콘의 직경이 음향 사운드파의 파장보다 작은 저주파수에서 음향 에너지를 생성할 때 매우 비효율적이다. 콘의 직경이 파장보다 작을 때, 콘으로부터 균일한 음압 레벨의 음향 출력을 유지하기 위해서는 주파수가 떨어지는 매 옥타브(2의 계수)에 대해 4의 계수씩 콘 편위가 감소되어야 한다. 드라이버의 최대 허용 가능한 콘 편위는 이 드라이버에 공급되는 전력을 간단하게 부스트함으로써 저주파 응답을 향상시키려 한다면 신속하게 달성될 수 있다.

그러므로, 드라이버의 저주파 출력은 소정 한계를 초과하여 상승할 수 없으며, 이것은 대부분의 소형 스피커 시스템의 불량한 저주파 음질을 설명한다. 곡선(908)은 직경이 약 4 인치인 저주파 드라이버를 채용한 통상의 대부분 스피커 시스템에 관한 것이다. 대형 드라이버를 구비한 스피커 시스템은 곡선 908으로 도시하고 있는 것보다 다소 낮은 주파수 아래에서 적용 가능한 음향 출력을 생성할 것이며, 소형의 저주파 드라이버를 구비한 시스템은 통상적으로, 곡선 908에 도시한 만큼 낮은 출력을 생성하지 못할 것이다.

전술한 바와 같이, 오늘날까지, 시스템 설계가는 확장된 저주파 응답을 갖는 스피커 시스템을 설계할 때 선택의 여지가 없었다. 이전에 알려진 솔루션은, 데스크탑 대신에 매우 대형이며 고가로 제작되는 스피커였다. 저주파 문제에 대한 대중적인 솔루션 중의 하나가 컴퓨터 시스템 근처의 바닥에 대개 배치되는 서브 우퍼를사용하는 것이다. 서브 우퍼는 적절한 저주파 출력을 제공할 수는 있지만, 고가이므로, 저가의 데스크탑 스피커와 비교할 때 상대적으로 일반적이지 못하다.

서브 우퍼나, 직경이 큰 콘으로 이루어진 드라이버를 사용하기 보다는, 본 발명의 실시예에서는 사람의 청각 시스템의 특성을 이용함으로써 소형 시스템의 저주파 한계를 극복하여 에너지가 스피커 시스템에 의해 생성되지 않을 때에도, 저주파 음향 에너지의 인지을 제공할 수 있다.

사람의 청각 시스템은 비선형적이라고 알려져 있다. 비선형 시스템은, 간단하게 설명하면 입력 상승이 출력의 비례 상승을 이끌 수 없는 시스템이다. 그러므로, 예를 들어, 귀에서는 2배의 음향 음압 레벨이, 사운드원의 체적이 2배였기 때문이라는 인지을 생성하지 못한다. 사실상, 사람의 귀는, 제1 근사에서, 음향 에너지의 세기라기 보다는 파워에 응답적인 제곱 법칙 디바이스이다. 이러한 청각 매커니즘의 비선형성은 음향파에서 실제 주파수의 배음(overtone)이나 화음(harmonics)처럼 들이는 상호 변조 주파수를 생성한다.

사람 귀에서의 비선형성의 상호 변조 효과를 도 10에 도시하였으며, 이는 2개의 순수 톤의 이상적인 진폭 스펙트럼을 나타내고 있다. 도 10의 스펙트럼 도면에서는, 스피커 드라이버(예, 서브 우퍼)에 의해 생성된 음향 에너지에 대응하는 제1 스펙트럼 라인(1004)을 50 Hz에 도시하고 있다. 제2 스펙트럼 라인은 60 Hz에 도시하고 있다. 라인(1004, 1002)은 드라이버에 의해 생성된 실제 음향 에너지에 해당하는 실제 스펙트럼 라인이며, 기타 다른 음향 에너지는 존재하지 않는다고 하자. 그럼에도 불구하고, 사람 귀는 본래의 비선형성 때문에, 2개의 실제 스펙트럼주파수의 합과, 이 2개의 스펙트럼 주파수차에 대응하는 상호 변조 결과를 생성할 것이다.

예를 들어, 스펙트럼 라인(1004, 1002)에 의해 표시되는 음향 에너지를 듣는 사람은 스펙트럼 라인 1006에 의해 도시된 50 Hz와, 스펙트럼 라인 1008에 의해 도시된 60 Hz와, 스펙트럼 라인 1010에 의해 도시된 110 Hz에서 음향 에너지를 인지할 것이다. 스펙트럼 라인 1010은 스피커에 의해 생성된 실제 음향 에너지에 대응하지 않고, 오히려 귀의 비선형성에 의해 귀 내부에서 생성된 스펙트럼 라인에 대응한다. 라인 1010은 2개의 실제 스펙트럼 라인의 합인 주파수 110 Hz(110 Hz = 50 Hz + 60 Hz)에서 발생한다. 귀의 비선형성은 차이 주파수 10 Hz(10 Hz = 60 Hz - 50 Hz)에서 스펙트럼 라인을 생성할 수도 있겠지만, 이 라인은 사람의 청각 범위 이하이므로 인지될 수 없다.

도 10은 음악과 같은 실제 프로그램 재료와 비교할 때 다소 단순하지만, 사람의 귀 내부에서의 상호 변조 프로세스를 나타내고 있다. 음악과 같은 통상의 프로그램은 화음이 매우 풍부하여, 대부분의 음악은 도 11에 도시하고 있는 바와 같이, 거의 연속적인 스펙트럼을 나타낸다. 도 11의 곡선이 연속적인 스펙트럼에 대해 도시하고 있는 것을 제외하고는, 도 11은 10에 도시하고 있는 바와 같이, 실제 음향 에너지와 인지된 음향 에너지간의 비교를 동일한 형태로 나타낸다. 도 11은 실제 음향 에너지 곡선(1120)과 대응하는 인지된 스펙트럼(1130)을 나타내고 있다.

대부분의 비선형 시스템에서 처럼, 귀의 비선형성은 시스템이 작은 편위보다 큰 편위(예컨대, 큰 신호 레벨)를 형성할 때 두드러진다. 그러므로, 사람의 귀에서, 비선형은 저주파에서 더 두드러지며, 고막이나 귀의 다른 요소는, 체적 수준이 더 낮을지라도, 비교적 대규모의 기계적 편위를 형성한다. 그러므로, 도 11은 실제 음향 에너지(1120)와 인지된 음향 에너지(1130)간의 차이가 저주파수에서 가장 커지고 고주파 범위에서 비교적 작아지는 경향이 있다는 것을 나타내고 있다.

도 10과 도 11에 도시하고 있는 바와 같이, 다중 톤 또는 다중 주파수로 구성된 저주파 음향 에너지는 청취자에게, 중저음대의 음향 에너지가 실제 존재하는 것보다 더 많은 스펙트럼 콘텐츠를 포함한다는 인지을 생성할 것이다. 정보가 손실된다고 여겨지는 상황에서 사람의 뇌는 잠재 의식 수준에서 손실성 정보를 채울려고 시도할 것이다. 이러한 채울려는 현상이 다수의 착시 현상의 근거이다. 본 발명의 실시예에 있어서, 뇌는 뇌에 저주파 정보의 중저음 효과를 제공함으로써 실제 존재하지 않는 저주파 정보를 채워야 한다고 환청할 수 있다.

다시 말하면, 저주파 음향 에너지가 존재한다면 귀에 의해 생성된 화음이 뇌에 나타나면, 정상 상태 하에서, 뇌는 틀림없이 존재한다고 생각하는 저주파 스펙트럼 라인(1006, 1008)을 잠재적으로 채울 것이다. 이러한 채우는 프로세스는 검출기 효과라고 알려진, 사람 귀의 비선형성의 또다른 효과에 의해 증명된다.

또한 사람귀의 비선형성에 의해 귀는 진폭 변조(AM) 수신기에서의 다이오드 검출기와 유사하게, 검출기로서 역할할 수 있다. 중저음의 화음톤이 최저음 톤에 의해 AM 변조되면, 귀는 변조되는 중저음 반송파를 복조하여 최저음 엔벨로프를 재생할 것이다. 도 12a와 도 12b는 상기 피변조 신호와 복조된 신호를 그래프로 나타내고 있다. 도 12a에서는 최저음 신호에 의해 변조되는 고주파 반송파 신호(예컨대중저음 반송파)를 포함하는 피변조 신호를 시간축 상에 도시하고 있다.

고주파 신호의 진폭이 저주파 톤에 의해 변조되므로, 고주파 신호의 진폭은 저주파 톤의 주파수에 따라 변화한다. 귀의 비선형성은 부분적으로 신호를 복조할 것이므로 귀는 고주파 신호의 저주파 엔벨로프를 검출하여, 실제 음향 에너지가 저주파에서 생성되지 않을 지라도, 저주파 톤을 인지할 수 있다. 전술한 상호 변조 효과에서와 같이, 검출기 효과는 중저음 주파수대의 신호를 적합하게 신호 처리함으로써 강화될 수 있다. 적합한 신호 처리를 이용함으로써, 에너지 생성이 불가능하거나 비효율적인 스피커를 사용할지라도, 저주파 음향 에너지 인지을 제공할 수 있는 사운드 보강 시스템을 설계하는 것이 가능하다.

스피커에 의해 생성된 음향 에너지에 존재하는 실제 주파수를 인지하는 것을 제1차 효과라고 생각할 수 있다. 실제 음향 주파수에 존재하지 않는 부가 화음을 인지하는 것은 상기 화음이 상호 변조 왜곡 또는 검출에 의해 생성되던지 어떤지 간에 제2차 효과라고 생각할 수 있다.

저음 보강 신장기

도 13a는 사운드 보강 기능이 저음 보강 장치(1304)에 의해 제공되는 사운드 시스템의 블록도이다. 저음 보강 장치(1304)는 신호원(1302)로부터 오디오 신호를 수신한다. 신호원(1302)은 도 1에 도시하고 있는 신호 처리 블록(122)을 비롯한, 임의의 신호원일 수 있다. 저음 보강 장치(1304)는 수신된 오디오 신호를 수정하여 오디오 출력 신호를 생성하도록 신호 처리를 수행한다. 이 오디오 출력 신호는 스피커, 증폭기 또는 기타 신호 처리 디바이스로 제공될 수 있다.

도 13b는 제1 입력(1309), 제2 입력(1311), 제1 출력(1317) 및 제2 출력(1319)을 갖는 2 채널 저음 보강 장치(1304)에 관한 구성 형태 블록도이다. 제1 입력(1309)과 제1 출력(1317)은 제1 채널에 대응한다. 제2 입력(1311)과 제2 출력(1319)는 제2 채널에 대응한다. 제1 입력(1309)은 조합기(1310)의 제1 입력과 신호 처리 블록(1313)의 입력에 제공된다. 신호 처리 블록(1313)의 출력은 조합기(1314)의 제1 입력에 제공된다. 제2 입력(1311)은 조합기(1310)의 제2 입력과 신호 처리 블록(1315)의 입력에 제공된다. 신호 처리 블록(1615)의 출력은 조합기(1316)의 제1 입력에 제공된다. 조합기(1310)의 출력은 신호 처리 블록(1312)의 입력에 제공된다. 신호 처리 블록(1312)의 출력은 조합기(1314)의 제2 입력과 조합기(1316)의 제2 입력에 제공된다. 조합기(1314)의 출력은 제1 출력(1317)에 제공된다. 제2 조합기(1316)의 출력은 제2 출력(1319)에 제공된다.

제1 입력 및 제2 입력(1309, 1311)으로부터의 신호는 신호 처리 블록(1312)에 의해 조합되어 처리된다. 신호 처리 블록(1312)의 출력은, 신호 처리 블록(1313, 1315)의 출력들이 각각 조합될 때, 저음 보강된 출력(1317, 1319)을 생성하는 신호이다.

도 13c는 2 채널 저음 보강 장치(1344)에 관한 또다른 구성 형태 블록도이다. 도 13c에 있어서, 제1 입력(1309)은 신호 처리 블록(1321)의 입력과, 신호 처리 블록(1322)의 입력에 제공된다. 신호 처리 블록(1321)의 출력은 조합기(1325)의 제1 입력으로 제공되고, 신호 처리 블록(1322)의 출력은 조합기(1325)의 제2 입력으로 제공된다. 제2 입력(1311)은 신호 처리 블록(1323)의 입력과 신호 처리블록(1324)의 입력으로 제공된다. 신호 처리 블록(1323)의 출력은 조합기(1326)의 제1 입력에 제공되고, 신호 처리 블록(1324)의 출력은 조합기(1326)의 제2 입력에 제공된다. 조합기(1325)의 출력은 제1 출력(1317)에 제공되고 제2 조합기(1326)의 출력은 제2 입력(1319)에 제공된다.

도 13b의 구성 형태와 달리, 도 13c의 구성 형태는 2개 입력 신호(1309, 1311)를 조합하지 않고, 오히려 2개 채널이 분리되어 있으며, 저음 보강 처리는 각각의 채널에서 수행된다.

도 14는 도 13a에 도시하고 있는 저음 보강 시스템(1304)의 일 실시예의 블록도(1400)이다. 저음 보강 시스템(1400)은 저음 펀치 장치(1420)를 사용하여 시간 종속적인 강화 인자를 발생한다. 도 14는 또한, 본 발명의 실시예의 신호 처리 연산을 수행하는 DSP 또는 기타 프로세서 상에서 운용하는 프로그램을 기술하기 위한 흐름도로서 이용될 수도 있다. 도 14는 2개의 입력, 좌측 채널 입력(1402)와 우측 채널 입력(1404)을 나타내고 있다. 선행 실시예에서 처럼, 좌측 및 우측이 제한적이 아니라, 편의적으로 이용될 수 있다. 양쪽 입력(1402, 1404)은 2개의 입력이 조합된 출력을 생성하는 가산기(1406)에 모두 제공된다.

가산기(1406)의 출력은 저역 통과 필터(1409)의 입력에 제공된다. 저역 통과 필터(1409)의 출력은 제1 대역 통과 필터(1412), 제2 대역 통과 필터(1413), 제3 대역 통과 필터(1415), 제4 대역 통과 필터(1411) 및 제5 대역 통과 필터(1414)에 제공된다. 대역 통과 필터(1413)의 출력은 가산기(1418)의 입력에 제공된다.

대역 통과 필터(1415)의 출력은 SPDT(single pole double throw)스위치(1416)의 제1 쓰루(throw)에 제공된다. 대역 통과 필터(1411)의 출력은 SPDT 스위치(1416)의 제2 쓰루에 제공된다. 스위치(1416)의 폴(pole)은 가산기(1418)의 입력에 제공된다.

대역 통과 필터(1412)의 출력은 SPDT 스위치(1419)의 제1 쓰루에 제공된다. 대역 통과 필터(1414)의 출력은 SPDT 스위치(1419)의 제2 쓰루에 제공된다. 스위치(1419)의 폴은 가산기(1418)의 입력에 제공된다.

가산기(1418)의 출력은 저음 펀치 장치(1420)의 입력에 제공된다. 저음 펀치 장치(1420)의 출력은 SPDT 스위치(1422)의 제1 쓰루에 제공된다. SPDT 스위치(1422)의 제2 쓰루는 접지에 제공된다. SPDT 스위치(1422)의 쓰루는 좌측 채널 가산기(1424)의 제1 입력과 우측 채널 가산기(1432)의 제1 입력으로 제공된다. 좌측 채널 입력(1402)은 좌측 채널 가산기(1424)의 제2 입력에 제공되고, 우측 채널 입력(1404)은 우측 채널 가산기(1432)의 제2 입력에 제공된다. 좌측 채널 가산기(1424)의 출력 및 우측 채널 가산기(1432)의 출력은 각각 신호 처리 블록(1400)의 좌측 채널 출력(1430) 및 우측 채널 출력(1433)이다. 스위치(1422, 1416)는 선택적이며 고정 접속으로 대체될 수도 있다.

스위치(1416, 1419)는 필터(1411-1415)가 3개의 서로 상이한 주파수 영역, 즉 40-100, 60-150 및 100-200으로 구성될 수 있도록 해준다.

필터(1411-1415)와 결합기(1418)에 의한 필터링 동작은 도 14에 도시된 바와 같이 복합 필터(1407)로 결합될 수도 있다. 예컨대, 대안적인 실시예로서, 필터(1411-1415)는 대략 40 Hz - 250 Hz에 걸친 통과 대역을 갖는 단일 대역 통과필터로 결합된다. 베이스(저음) 주파수 처리에 있어서, 복합 필터(1407)의 통과 대역은 저단에서는 대략 20 Hz - 100 Hz, 고단에서는 대략 150 Hz - 350 Hz에 걸쳐 있는 것이 바람직하다. 복합 필터(1407)는 고역 통과 필터, 셀빙(shelving) 필터 등을 포함하는 다른 필터 전달 함수를 가질 수 있다. 복합 필터(1407)는 또한 그래픽 이퀄라이저와 유사한 방식으로 동작하여 통과 대역 내의 일부 주파수를 그 통과 대역 내의 다른 주파수에 대해 감쇠시키도록 구성될 수 있다.

도 14는 도시된 바와 같이 도 13b에 도시된 토폴로지에 대략적으로 대응되는데, 도 13b에 있어서 신호 처리 블록(1313, 1315)은 단일의 전달 함수를 갖고, 신호 처리 블록(1312)은 복합 필터(1407)와 베이스 펀치 유닛(1420)을 포함한다. 그러나, 도 14에 도시된 신호 처리 블록은 도 13b에 도시된 토폴로지로 제한되지 않는다. 도 14의 구성 요소들은 또한 도 13c에 도시된 토폴로지에 사용될 수 있는데, 도 13c에 있어서 신호 처리 블록(1321, 1323)은 단일의 전달 함수를 갖고, 신호 처리 블록(1322, 1324)은 복합 필터(1407)와 펀치 유닛(1420)을 포함한다. 도 14에 도시되지는 않았지만, 신호 처리 블록(1313, 1315, 1321, 1323)은 추가적인 신호 처리, 예컨대 저역 베이스 주파수를 제거하는 고역 통과 필터링, 베이스 펀치 유닛(1402)에 의해 처리되는 주파수를 제거하는 고역 통과 필터링, 고주파수 사운드를 강화하는 고주파수 엠퍼시스(강조), 베이스 펀치 시스템을 보충하기 위한 추가적인 중간 베이스 처리 등을 제공할 수 있다. 다른 조합들도 생각될 수 있다.

도 15는 대역 통과 필터(1411-1413, 1415)의 전달 함수의 일반적인 형태를 보여주는 주파수 영역 플롯이다. 도 15는 대역 통과 필터(1411-1415)에 각각 대응하는 대역 통과 전달 함수(1501-1505)를 보여준다. 대역 통과 전달 함수(1501-1505)는 각각 40 Hz, 60 Hz, 100 Hz, 150 Hz 및 200 Hz에 중심을 둔 대역 통과 함수로 도시되어 있다.

일 실시예에 있어서, 대역 통과 필터(1411)는 100 Hz 이하의 주파수, 예컨대 40 Hz로 튜닝된다. 스위치(1416)가 제1 스로우(throw)에 대응하는 제1 위치에 있을 때, 대역 통과 필터(1411)가 선택되고 대역 통과 필터(1415)가 비선택됨으로써, 40 Hz, 60 Hz 및 100 Hz의 대역 통과 필터가 제공된다. 스위치(1416)가 제2 스로우에 대응하는 제2 위치에 있을 때, 대역 통과 필터(1411)가 비선택되고 대역 통과 필터(1415)가 선택됨으로써, 60 Hz, 100 Hz 및 150 Hz의 대역 통과 필터가 제공된다.

이와 같이, 스위치(1416)는 바람직하게는 사용자가 강화될 주파수 영역을 선택할 수 있도록 해준다. 소형 우퍼, 예컨대 3 인치 - 4 인치 직경의 우퍼를 제공하는 스피커 시스템을 가진 사용자는 통상적으로 40 Hz, 60 Hz, 100 Hz 및 150 Hz에 각각 튜닝되는 대역 통과 필터(1412-1413, 1415)에 의해 제공되는 상부 주파수 영역을 선택할 것이다. 그 보다 다소 큰 우퍼, 예컨대 대략 5 인치 또는 그 보다 큰 직경의 우퍼를 제공하는 스피커 시스템을 가진 사용자는 통상적으로 40 Hz, 60 Hz, 100 Hz 및 150 Hz에 각각 튜닝되는 대역 통과 필터(1411-1413, 1515)에 의해 제공되는 하부 주파수 영역을 선택할 것이다. 더 많은 스위치가 제공됨으로써 더 많은 대역 통과 필터와 더 많은 주파수 영역이 선택될 수 있음을 당업자는 인지할 것이다. 다른 주파수 영역이 제공되도록 다른 대역 통과 필터를 선택하는 방법은 바람직한 방법인데, 그 이유는 그 대역 통과 필터가 그다지 비싸지 않고, 다른 대역 통과 필터가 단일 스로우 스위치에 의해 선택될 수 있기 때문이다.

일 실시예에 있어서, 베이스 펀치 유닛(1420)은 내부 서보 피드백 루프를 갖는 선형 증폭기를 포함하는 자동 이득 제어기(Automatic Gain Control : AGC)를 사용한다. 상기 서보 피드백 루프는 그 제어 입력 신호의 평균 진폭에 일치하도록 그 출력 신호의 평균 진폭을 자동적으로 조정한다. 상기 제어 입력의 평균 진폭은 통상적으로 상기 제어 신호의 포락선 검파를 통해 획득된다. 상기 제어 신호는 또한 다른 방법, 예컨대 저역 통과 필터링, 대역 통과 필터링, 피크 검출, RMS 에버리징, 평균값 에버리징 등을 통해 획득될 수 있다.

상기 서보 피드백 루프는 베이스 펀치 유닛(1420)의 입력에 제공되는 신호의 포락선 진폭의 증가에 응답하여, 베이스 펀치 유닛(1420)의 순방향 이득을 증가시킨다. 반대로, 상기 서보 피드백 루프는 베이스 펀치 유닛(1420)의 입력에 제공되는 신호의 포락선 진폭의 감소에 응답하여, 베이스 펀치 유닛(1420)의 순방향 이득을 증가시킨다. 일 실시예에 있어서, 베이스 펀치 유닛(1420)의 이득은 그 이득이 감소하는 것보다 더 빠르게 증가한다. 도 16은 단위 계단 입력에 응답하는 베이스 펀치 유닛(1420)의 이득을 도시한 시간 영역 플롯이다. 도 16이 시간 함수에 따른 출력 신호에 대한 플롯이기 보다는 시간 함수에 따른 이득에 대한 플롯임을 당업자는 인지할 것이다. 대부분의 증폭기들은 고정된 이득을 갖기 때문에, 그 이득을 거의 플롯화하지 않는다. 그러나, 베이스 펀치 유닛(1420)의 AGC는 그 입력 신호의 포락선에 응답해서 베이스 펀치 유닛(1420)의 이득을 변화시킨다.

단위 계단 입력은 곡선(1609)으로 플롯화되고, 이득은 곡선(1602)으로 플롯화된다. 이득(1602)은 입력 펄스(1609)의 선행 에지에 응답해서, 돌입 시간 상수에 대응하는 기간(1604) 동안 상승한다. 이득(1602)은 기간(1604)의 끝에서, 정상 상태 이득 A₀에 도달한다. 이득(1602)은 입력 펄스(1609)의 후미 에지에 응답해서, 감쇄 시간 상수에 대응하는 기간(1606) 동안 제로로 감소한다.

돌입 시간 상수(1604) 및 감쇄 시간 상수(1606)는 그 시스템의 다른 구성 요소들, 예컨대 증폭기, 스피커 등을 과구동(overdrive)시키는 일이 없이 베이스 주파수를 강화할 수 있도록 선택되는 것이 바람직하다. 도 17은 악기, 예컨대 베이스 기타, 베이드 드럼, 신디사이저 등에 의해 연주되는 통상의 베이스 음에 대한 시간 영역 플롯(1700)이다. 플롯(1700)은 변조 포락선(1742)을 가진 하부 주파수 부분에 의해 변조된 진폭인 상부 주파수 부분(1740)을 보여준다. 변조 포락선(1742)은 차례로 돌입 부분(1746), 감쇄 부분(1747), 유지(sustain) 부분(1748), 릴리스(release) 부분(1749)를 갖는다. 플롯(1700)의 최대 진폭은 피크(1750)에 존재하는데, 이것은 돌입 부분(1746)과 감쇄 부분(1747) 사이의 지점에서 발생한다.

전술한 바와 같이, 파형(1744)은 대부분을 아닐지라도 많은 악기에 있어서 통상적인 것이다. 예컨대, 키타 줄을 당겼다 놓으면, 최초에 다소 큰 진폭으로 진동하다가, 장기간에 걸쳐서 천천히 감쇠하는 다소간의 정상 상태 진동으로 안정된다. 기타 줄의 최초 큰 진폭의 진동은 돌입 부분(1746)과 감쇄 부분(1747)에 대응하고, 천천히 감쇠하는 진동은 유지 부분(1748)과 릴리스 부분(1749)에 대응한다.피아노 키에 부착된 해머가 피아노 줄을 치는 경우에도 상기와 동일한 방식으로 동작한다.

피아노 줄은 더 뚜렷하게 유지 부분(1748)에서 릴리스 부분(1749)으로 전이될 수 있는데, 그 이유는 피아노 키가 해제되고 나서야 비로서 해머가 피아노 줄에 멈춘 위치에서 본래 위치로 되돌아가기 때문이다. 피아노 키가 눌려진 상태로 유지되는 동안, 즉 유지 기간(1748) 동안, 피아노 줄은 비교적 적게 감쇠되면서 자유로이 진동한다. 피아노 키가 해제되면, 펠트로 덮힌 해머가 피아노 키에 멈춘 위치로 돌아오고 릴리스 기간(1749) 동안 피아노 줄의 진동이 급속히 감쇠된다.

유사하게, 드럼 헤드를 치는 경우에도 돌입 부분(1746)과 감쇄 부분(1747)에 대응하는 최초 큰 진폭의 진동이 발생될 것이다. 이러한 큰 진폭의 진동이 점점 작아진 후[감쇄 부분(1717)의 종단에 대응], 드럼 헤드는 유지 부분(1748)과 릴리스 부분(1749)에 대응하는 기간 동안 계속 진동할 것이다. 단지 기간(1746-2049)의 길이를 제어하는 방식으로 많은 악기 소리를 생성할 수 있다.

도 12a와 관련해서 설명한 바와 같이, 고주파수 신호의 진폭은 저주파수 톤(포락선)에 의해 변조되는데, 따라서 고주파수 신호의 진폭은 저주파수 톤의 주파수에 따라 변화한다. 귀의 비선형성이 그 신호를 부분적으로 복조하여 귀가 고주파수 신호의 저주파수 포락선을 검파할 것이고, 따라서 저주파수에서 생성된 실제 음향 에너지가 없더라도 저주파수 톤에 대한 인지를 일으킨다. 검파기 효과는 중간 베이스 주파수 영역, 통상 50 Hz - 150 Hz의 저단과 200 Hz - 500 Hz의 고단 사이에 있는 신호를 적절히 신호 처리함으로써 강화될 수 있다. 이러한 적절한 신호 처리를통해, 저주파수 음향 에너지를 생성할 수 없는 스피커를 이용하는 경우에도 저주파수 음향 에너지에 대한 인지을 일으키는 사운드 보강 시스템을 설계하는 것이 가능하다.

스피커에서 생성된 음향 에너지에 존재하는 실제 주파수에 대한 인지은 제1 순위 효과로 간주될 수 있다. 그 실제 음향 주파수에 부재하는 추가적인 고조파에 대한 인지은, 그러한 고조파가 상호 변조 왜곡에 의해서 생성되든 아니면 검파에 의해서 생성되든 간에, 제2 순위 효과로 간주될 수 있다.

그러나, 피크(1750)의 진폭이 매우 크다면, 스피커(및 아마 전력 증폭기)가 과구동될 것이다. 이러한 스피커의 과구동은 상당한 왜곡과, 스피커의 손상을 초래할 것이다.

베이스 펀치 유닛(1420)은 바람직하게는 피크(1750)로 인한 과구동 효과를 줄이는 동시에 중간 베이스 영역이 강화된 베이스를 제공한다. 베이스 펀치 유닛(1420)에 의해 제공되는 돌입 시간 상수(1604)는 베이스 펀치 유닛(1420)을 통한 이득의 상승 시간을 제한한다. 베이스 펀치 유닛(1420)의 돌입 시간 상수는 긴 돌입 기간(1746)(느린 포락선 상승 시간)을 갖는 파형에는 비교적 덜 영향을 미치고, 짧은 돌입 기간(1746)(빠른 포락선 상승 시간)을 갖는 파형에는 비교적 더 영향을 미친다.

피크 압축 베이스 펀치(Bass Punch with Peak Compression)

베이스 악기(예컨대, 베이스 기타)가 연주한 음의 돌입 부분은 흔히 비교적 큰 진폭의 초기 펄스로 시작될 것이다. 이러한 피크는 어떤 경우에는 증폭기나 스피커를 과구동시켜 사운드를 왜곡하고 증폭기나 스피커를 손상시킬 수 있다. 베이스 보강 처리기는 베이스 신호의 에너지를 증가시키는 동시에 베이스 신호의 피크를 평평하게 함으로써, 전체적인 베이스에 대한 인지을 증가시킨다.

신호의 에너지는 그 신호 진폭과 그 신호 지속 시간(duration)의 함수이다. 이것과는 별도로, 신호의 에너지는 그 신호의 포락선 아래의 면적에 비례한다. 베이스 음의 초기 펄스가 비교적 큰 진폭을 가지고 있지만, 그 펄스는 흔히 작은 에너지를 포함하는데, 그 이유는 그 펄스의 지속 시간이 짧기 때문이다. 이와 같이, 작은 에너지를 가진 초기 펄스는 흔히 베이스에 대한 인지에 그다지 기여하지 못한다. 따라서, 이러한 초기 펄스는 대개 베이스에 대한 인지에 그다지 영항을 미치지 않으면서 그 진폭을 줄일 수 있다.

도 18은 펄스, 예컨대 상기 초기 펄스, 베이스 음의 진폭을 제어하는 피크 압축기를 이용한 베이스 보강를 제공하는 베이스 보강 시스템(1800)의 신호 처리 블록도이다. 베이스 보강 시스템(1800)에 있어서, 피크 압축기(1802)는 결합기(1418)와 베이스 펀치 유닛(1420) 사이에 개재된다. 결합기(1418)의 출력은 피크 압축기(1802)의 입력에 제공되고, 피크 압축기(1802)의 출력은 베이스 펀치 유닛(1420)의 입력에 제공된다.

도 14를 도 13b 및 도 13c에 관련시켜 전술한 것은 도 18에 도시된 토폴로지에도 적용된다. 예컨대, 도 18은 도시된 바와 같이 도 13b에 도시된 토폴로지에 대략적으로 대응되는데, 도 13b에 있어서 신호 처리 블록(1313, 1315)은 단일의 전달 함수를 갖고, 신호 처리 블록(1312)은 복합 필터(1407), 피크 압축기(1802) 및 베이스 펀치 유닛(1420)을 포함한다. 그러나, 도 18에 도시된 신호 처리 블록은 도 13b에 도시된 토폴로지로 제한되지 않는다. 도 18의 구성 요소들은 또한 도 13c에 도시된 토폴로지에 사용될 수 있다. 도 18에 도시되지는 않았지만, 신호 처리 블록(1313, 1315, 1321, 1323)은 추가적인 신호 처리, 예컨대 저역 베이스 주파수를 제거하는 고역 통과 필터링, 베이스 펀치 유닛(1402)과 피크 압축기(1802)에 의해 처리되는 주파수를 제거하는 고역 통과 필터링, 고주파수 사운드를 강화하는 고주파수 엠퍼시스(강조), 베이스 펀치 시스템(1420)과 피크 압축기(1802)를 보충하기 위한 추가적인 중간 베이스 처리 등을 제공할 수 있다. 다른 조합들도 생각될 수 있다.

피크 압축기(1802)는 그 입력에 제공되는 신호의 포락선을 '평평하게 한다'. 진폭이 큰 입력 신호에 대해서, 피크 압축기(1802)의 피상 이득(apparent gain)은 감소된다. 진폭이 작은 입력 신호에 대해서, 피크 압축기(1802)의 피상 이득은 증가된다. 따라서, 피크 압축기는 입력 신호의 포락선의 피크를 감소시킨다[그리고 입력 신호의 포락선의 골(trough)을 채운다]. 피크 압축기(1802)의 출력 신호의 포락선(예컨대, 평균 진폭)은 피크 압축기(1802)의 입력에 제공되는 신호에 상관없이, 비교적 균일한 진폭을 갖는다.

도 19는 비교적 큰 큰폭의 초기 펄스를 갖는 포락선에 대한 피크 압축기의 효과를 보여주는 시간 영역 플롯이다. 도 19는 초기의 큰 진폭 펄스 다음에 장기간 더 작은 진폭 신호가 오는 입력 포락선(1914)의 시간 영역 플롯이다. 출력 포락선(1916)은 [피크 압축기(1802) 없이] 입력 포락선(1914)에 대한 베이스 펀치유닛(1420)의 효과를 보여준다. 출력 포락선(1917)은 입력 신호(1914)가 피크 압축기(1802)와 베이스 펀치 유닛(1402) 양자 모두를 통과한 효과를 보여준다.

도 19에 도시된 바와 같이, 입력 신호(1914)의 진폭이 증폭기 또는 스피커를 과구동시키기에 충분하다고 가정하면, 베이스 펀치 유닛은 입력 신호(1914)의 최대 진폭을 제한하지 못하고, 따라서 출력 신호(1916) 또한 증폭기 또는 스피커를 과구동시키기에 충분하게 된다.

그러나, 출력 신호(1917)와 관련해서 사용된 펄스 압축기(1802)는 큰 진폭 펄스를 압축한다(큰 진폭 펄스의 진폭을 감소시킨다). 피크 압축기(1802)는 입력 신호(1914)의 큰 진폭 편위를 검파해서 그 최대 진폭을 압축(감소)함으로써, 출력 신호(1917)가 증폭기나 스피커를 과구동시킬 가능성을 줄이게 된다.

피크 압축기(1802)가 입력 신호의 최대 진폭을 감소시키기 때문에, 출력 신호(1917)가 증폭기나 스피커를 과구동시킬 가능성을 상당히 줄이는 일이 없이 베이스 펀치 유닛(1420)에 의해 제공되는 이득을 증가시킬 가능성이 있다. 출력 신호(1917)는 베이스 펀치 유닛(1420)의 이득이 증가된 실시예에 대응한다. 따라서, 긴 감쇄 기간 동안에, 출력 신호(1917)는 곡선(1916)보다 큰 진폭을 갖는다.

전술한 바와 같이, 신호(1914, 1916, 1917)의 에너지는 각각의 신호를 나타내는 곡선 아래의 면적에 비례한다. 신호(1917)는 더 작은 에너지를 갖는데, 그 이유는 비록 신호(1917)가 더 작은 최대 진폭을 갖지만, 신호(1917)를 나타내는 곡선 아래의 면적이 신호(1914) 또는 신호(1916)를 나타내는 곡선 아래의 면적보다 더 크기 때문이다. 신호(1917)가 더 큰 에너지를 포함하므로, 청취자는 신호(1917) 내의 베이스를 더 많이 인지할 수 있다.

이와 같이, 피크 압축기를 베이스 펀치 유닛(1420)과 함께 사용함으로써, 베이스 보강 시스템은 강화된 베이스 신호가 증폭기나 스피커를 과구동시킬 가능성을 줄이는 동시에 베이스 신호에 더 큰 에너지를 제공하게 된다.

스트레오 이미지 보강

본 발명은 또한 독특한 차분 원근 보정 시스템을 이용해서 사운드(특히 사운드 스테이지의 수평 방향)의 사실성을 개선하는 방법 및 시스템을 제공한다. 일반적으로, 차분 원근 보정 장치는 2개의 입력 신호, 즉 좌측 입력 신호 및 우측 입력 신호를 수신한 후, 도 5에 도시된 바와 같이 2개의 보강된 출력 신호, 즉 좌측 출력 신호 및 우측 출력 신호를 발생시킨다.

좌측 및 우측 입력 신호는 한 쌍의 공간적으로 보정된 좌측 및 우측 출력 신호를 제공하도록 집합적으로 처리된다. 특히, 일 실시예는 청취자가 인지하는 사운드를 넓히고 강화하는 방식으로 상기 두 입력 신호간의 차이를 이퀄라이징한다. 또한, 일 실시예는 클리핑을 줄이기 위해서 두 입력 신호에 공통적인 사운드의 레벨을 조정한다. 일 실시예는 도 5에 도시된 바와 같이 공통 신호 및 차분 신호를 처리하는 별도의 회로를 요구하지 않는 간단하고 저비용이며 제조가 용이한 회로를 이용해서 편리하게 사운드 보강를 달성한다.

일부 실시예가 여러 가지 사운드 보강 시스템에 관하여 본 명세서에 기재되어 있지만, 본 발명은 이러한 것들로 제한되지 않으며, 사운드 보강 시스템에 대한 다른 실시예를 다른 상황에 적합시키기에 바람직한 다양한 환경에서 사용될 수 있다. 본 발명에 대한 완전한 이해를 돕기 위해서, 나머지 상세한 설명은 다음의 섹션 및 서브섹션으로 편성된다.

도 20은 제1 입력 신호(2010) 및 제2 입력 신호(2012)에 의거한 차분 원근 보정 장치(2002)의 블록도이다. 일 실시예에 있어서, 제1 및 제2 입력 신호(2010, 2012)는 스트레오 신호이지만, 제1 및 제2 입력 신호(2010, 2012)는 반드시 스트레오 신호일 필요가 없으며 광범위한 오디오 신호를 포함할 수 있다. 이하 더 상세하게 설명된 바와 같이, 차분 원근 보정 장치(2002)는 제1 및 제2 입력 신호(2010, 2012) 양자 모두에 공통되지 않은 오디오 사운드 정보와는 다른 방식으로 제1 및 제2 입력 신호(2010, 2012) 양자 모두에 공통된 오디오 사운드 정보를 수정한다.

제1 및 제2 입력 신호(2010, 2012) 양자 모두에 공통된 오디오 사운드 정보는 공통 모드 정보 또는 공통 모드 신호(도시되지 않음)라 칭한다. 일 실시예에 있어서, 공통 모드 신호는 이산 신호로 존재하지 않는다. 따라서, 공통 모드 신호라는 용어는 상세한 설명 전반에 걸쳐서, 어느 순간에 제1 및 제2 입력 신호(2010, 2012) 양자 모두에 존재하는 오디오 사운드 정보를 개념적으로 언급하기 위해 사용된다. 예컨대, 1 볼트 신호가 제1 및 제2 입력 신호(2010, 2012) 양자 모두에 인가되면, 공통 모드 신호는 1 볼트로 이루어진다.

공통 모드 신호의 조정은 공통 모드 작용 블록(2020)으로 개념적으로 제시된다. 공통 모드 작용 블록(2020)은 공통 모드 신호의 변경을 나타낸다. 일 실시예는 큰 진폭의 입력 신호를 초래할 수 있는 클리핑을 줄이기 위해서 공통 모드 신호의 주파수 진폭을 줄인다.

대조적으로, 제1 및 제2 입력 신호(2010, 2012) 양자 모두에 공통되지 않은 오디오 사운드 정보는 차분 정보 또는 차분 신호(도시되지 않음)라 칭한다. 일 실시예에 있어서, 차분 신호는 이산 신호가 아니며, 본 명세서 전반에 걸쳐서, 제1 및 제2 입력 신호(2010, 2012)간의 차를 나타내는 오디오 사운드 정보로 언급된다. 예컨대, 제1 입력 신호(2010)가 0 볼트이고 제2 입력 신호(2012)가 2 볼트이면, 차분 신호는 2 볼트[제1 및 제2 입력 신호(2010, 2012)간의 차]이다.

차분 신호의 수정은 차분 모드 작용 블록(2022)으로 개념적으로 제시된다. 이하 더 상세하게 논의된 바와 같이, 차분 원근 보정 장치(2002)는 차분 신호에서 선택된 주파수 대역을 이퀄라이징한다. 즉, 일 실시예는 공통 모드 신호의 오디오 사운드 정보와는 다른 방식으로 차분 신호의 오디오 사운드 정보를 이퀄라이징한다.

차분 원근 보정 장치(2002)는 이퀄라이징된 차분 신호를 생성하기 위해서 다양한 필터를 가진 차분 모드 작용 블록(2022)에서 차분 신호를 스펙트럼 형태로 형성한다. 차분 신호내의 선택된 주파수 대역을 균등화함으로써, 차분적인 원근 보정 장치(2002)는 청취자 앞에 배치된 한쌍의 스피커로부터 전달된 인지되는 음상(사운드 이미지: sound image)을 넓게 한다.

또한, 공통-모드 행위 블록(2020) 및 차분-모드 행위 블록(2022)은 개념적으로 분리된 블록으로 표현하는 동안, 하나의 실시예는 독특하게 적응되는 단일 시스템으로 이러한 기능을 수행한다. 이와 같이, 하나의 실시예는 공통 모드 및 차분 음향 정보를 동시에 처리한다. 유리하게도, 하나의 실시예는 음향 입력 신호를 이산적인 공통 모드 및 차분 신호로 분리하기 위한 복잡한 회로를 필요로 하지 않는다. 이에 부가하여, 하나의 실시예는 처리된 공통 모드 신호와 처리된 차분 신호를 재결합하여 한 세트의 보강 출력 신호를 생성하는 믹서(mixer)를 필요로 하지 않는다.

차분적인 원근 보정 장치(2002)는 차례대로 하나 또는 그 이상의 출력 버퍼(2006)에 결합된다. 출력 버퍼(2006)는 제1 보강 출력 신호(2030)와 제2 보강 출력 신호(2032)를 출력한다. 이하에서 더욱 상세히 설명되듯이, 출력 버퍼(2006)는 차분적인 원근 보정 장치(2002)를 제1 및 제2 출력 신호(2030, 2032)에 결합된 다른 구성 요소로부터 격리시킨다. 예를 들어, 제1 및 제2 출력 신호(2030, 2032)는 차분적인 원근 보정 장치(2002)의 동작을 변경하지 않고서도 레코드 장치, 전력 증폭기, 한쌍의 스피커 등과 같은 다른 음향 장치로 향하게 될 수 있다.

도 21은 도 20에 도시된 차분적인 음향 보정을 제공하기 위해 차분 증폭기를 사용하는 시스템의 블록도이다. 도 21에서, 제1 입력(2010)은 제1 차분 증폭기(2102)의 비반전 입력과 크로스오버 임피던스 블록(2106)의 제1 입력에 제공된다. 제2 입력(2012)은 제2 차분 증폭기(2104)의 비반전 입력과 크로스오버 임피던스 블록(2106)의 제2 단자에 제공된다. 제1 차분 증폭기(2102)의 비반전 입력은 크로스오버 임피던스 블록(2107)의 제1 단자와 제1 피드백 임피던스(2108)의 제1 단자에 제공된다. 제1 차분 증폭기(2102)의 출력은 제1 출력(2030)과 제1 피드백 임피던스(2108)의 제2 단자에 제공된다. 제2 차분 증폭기(2104)의 비반전 입력은 크로스오버 임피던스 블록(2107)의 제2 단자와 제2 피드백 임피던스(2108)의 제1단자에 제공된다. 제2 차분 증폭기(2104)의 출력은 제2 출력(2032)과 제2 피드백 임피던스(2109)의 제2 단자에 제공된다.

블록(2106, 2107, 2108 및 2109)의 임피던스는 일반적으로 주파수에 의존하고 예를 들어, 저항기, 커패시터 및/또는 인덕터를 사용하는 필터로 구성될 수 있다. 하나의 실시예에서, 임피던스(2108, 2109)는 주파수에 의존하지 않는다.

도 22는 진폭 VS 주파수 차트로서, 좌측 및 우측 출력 단자(2030, 2032) 양쪽에서의 공통 모드 이득을 도시하고 있다. 공통 모드 이득은 제1 공통 모드 이득 곡선(2200)으로 표시된다. 공통 모드 이득 곡선(2200)으로 도시된 바와 같이, 대략 130Hz 이하의 주파수는 대략 130Hz 이상의 주파수보다 덜 강조된다. 대략 130Hz 이상의 주파수에 대해, 주파수는 대략 6dB에 의해 일정하게 감소된다.

도 23은 제1 및 제2 크로스오버 네트워크(2106, 2107)의 결합에 의해 생성된 전체적인 보정 곡선(2300)을 도시하고 있다. 전체적인 보정 곡선(2300) 내의 각종 주파수의 대략적인 상대 이득값은 0 dB를 기준으로 측정될 수 있다.

그러한 기준으로, 전체적인 보정 곡선(2300)은 포인트 A와 포인트 B로 명명된 2 개의 전환점에 의해 정의된다. 하나의 실시예에서 대략 2125Hz인 포인트 A에서, 보정 곡선의 기울기가 양의 값에서 음의 값으로 변화한다. 하나의 실시예에서 대략 21.8 KHz인 포인트 B에서, 보정 곡선의 기울기는 음의 값에서 양의 값으로 변화한다.

이와 같이, 대략 2125 Hz 이하의 주파수는 2125 Hz 부근의 주파수에 비교하여 덜 강조된다. 특히, 2125 Hz 이하의 주파수에서, 전체적인 보정 곡선(2300)의이득은 옥타브 당 대략 6 dB의 비율로 감소한다. 이러한 2125 Hz 이하의 신호 주파수의 보다 적은 강조로 매우 낮은(예를 들어, 베이스) 주파수의 지나친 강조를 막을 수 있다. 많은 음향 재생 시스템으로, 보다 높은 주파수와 비교하여 저주파수 영역 내의 음향 신호를 지나치게 강조하는 것은 너무 많은 베이스(bass) 응답을 갖는 좋지 않고 비이상적인 음상을 생성할 수 있다. 또한, 이러한 주파수를 지나치게 강조하는 것은 스피커를 포함하는 다양한 음향 구성 요소에 손상을 가할 수 있다.

포인트 A와 포인트 B 사이의 하나의 전체적인 보정 곡선의 기울기는 음의 값이다. 즉, 대략 2125 Hz와 대략 21.8 KHz 사이의 주파수는 2125 Hz 부근의 주파수와 비교하여 덜 강조된다. 이와 같이, 포인트 A와 포인트 B 사이의 주파수와 관련된 이득은 가변적인 비율로 대략 21.8 KHz에서의 8dB의 최대 균등화 포인트로 감소한다.

21.8 KHz 이상에서 이득은 가변적인 비율로 대략 120 KHz, 즉 인간의 귀로 들을 수 있는 대략 가장 높은 주파수까지 상승한다. 즉, 대략 21.8 KHz 이상의 주파수는 21.8 KHz 부근의 주파수와 비교되어 강조된다. 이와 같이, 포인트 B 이상의 주파수와 관련된 이득은 가변적인 비율로 120 KHz로 상승한다.

이러한 관련된 이득 및 주파수 값은 단지 목적을 설계하고 실제적인 수치는 시스템에서 시스템으로 변화할 것이다. 또한, 이득 및 주파수 값은 음향의 형태에 따라 또는 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않고서 사용자의 선호도에 따라 변화할 수 있다. 예를 들어, 크로스오버 네트워크의 수를 변화시키고 각각의 크로스오버 네트워크 내의 저항기 및 커패시터의 값을 변경함으로써 모든 원근 보정곡선(2300)이 재생된 음향 형태에 맞도록 할 수 있다.

차분 신호의 선택적인 균등화는 차분 신호내에 나타나는 주위의 또는 반사의 음향 효과를 보강한다. 전술된 바와 같이, 차분 신호내의 주파수는 적절한 레벨에서 라이브 음향 스테이지로 쉽게 감지된다. 불행하게도, 레코드 공연(performance)의 재생시에, 음상은 라이브 공연의 동일한 360도 효과를 제공할 수 없다. 그러나, 차분 신호의 주파수를 차분적인 원근 보정 장치(2002)로 균등화함으로써, 청취자 앞에 배치된 한쌍의 스피커로 라이브한 공연 경험을 재생하도록 전달되는 음상이 상당히 확장될 수 있다.

전체적인 보정 곡선(2300)에 따른 차분 신호의 균등화는 보다 높은 강도 신호의 구성 요소와 비교하여 통계적으로 보다 낮은 강도의 신호 구성 요소를 덜 강조하도록 의도되었다. 일반적인 음향 신호의 보다 높은 강도의 차분 신호의 구성 요소가 대략 2∼4 KHz 사이의 주파수의 중간 영역에서 발견된다. 이러한 주파수 영역에서, 인간의 귀는 더욱 민감해진다. 따라서, 보강된 좌측 및 우측 출력 신호는 훨씬 개선된 음향 효과를 생성한다.

크로스오버 네트워크의 수와 크로스오버 네트워크내의 구성 요소는 소위 HRTF를 시뮬레이트하기 위해 다른 실시예에서 변화할 수 있다. HRTF는 음향이 좌측 및 우측 귀에 의해 감지되는데 걸리는 시간을 밝히기 위해 한쌍의 스피커에 의해 생성된 음향을 조정하기 위한 차분 신호 균등화 기술을 설명하고 있다. 유리하게, 완전 집중적인 위치상의 사운드 효과를 생성하기 위해 HRTF 계 전송 기능을 차분 신호에 제공함으로써 집중적인 음향 효과가 나타날 수 있다.

감지되는 특정 방위각을 달성하기 위해 사용될 수 있는 HRTF의 예는 E.A.B. Shaw에 의해 1974년 12월 J.Acoust.Soc.Am의 통권 56, 제 6호에 "Transformation of Sound Pressure Level From the Free Field to the Eardrum in the Horizontal Plane" 란 제목의 기사와, S.Mehrgardt 및 V.Mellert에 의해 1977년 6월 J.Acoust.Soc.Am의 통권 61, 제 6호에 "Transformation Characteristics of the External Human Ear"란 제목의 기사에 개시되어 있는데, 이 기사의 모두는 참조를 위해 본 명세서에 포함시켰다.

도 24는 단일칩 상에서 구현될 수 있는 음향 보강 시스템(2400)의 하나의 실시예의 블록도이다. 위에서 도 1∼도 23과 연관지어 설명했듯이, 시스템(2400)은 수직 이미지 보강 블록(2402), 베이스 보강 블록(2404) 및 수직 이미지 보강 블록(2406)을 구비하고 있다. 커넥터 핀(P1∼P27)을 통해 시스템(2400)에 대한 외부 결합이 이루어진다. 양의 공급 전압이 핀 P25에 제공되고, 음의 공급 전압이 핀 P26에 제공되고, 접지가 핀 P27에 제공된다. 압축 커플링 커패시터(2421)의 제1 단자는 핀 P10에 제공되고, 압축 커플링 커패시터(2421)의 제2 단자는 핀 P11에 제공된다. 압축 지연 커패시터(2420)의 제1 단자는 핀 P13에 제공되고 압축 지연 커패시터(2420)의 제2 단자는 핀 P14에 제공된다. 폭 제어 저항기(2430)의 제1 단자는 핀 P19에 제공되고 폭 제어 저항기(2430)의 제2 단자는 핀 P20에 제공된다. 폭 제어 저항기(2431)의 제1 단자는 핀 P21에 제공되고 폭 제어 저항기(2431)의 제2 단자는 핀 P22에 제공된다. 하나의 실시예에서, 폭 제어 저항기(2430, 2431)는 가변적인 저항기이다.

도 25a는 수직 이미지 보강 블록(2402)의 좌측 채널의 개략도이다. 도 25b는 수직 이미지 보강 블록(2402)의 개략도이다. 도 25a에서, 좌측 채널 입력이 핀 P2에 제공되고 우측 채널 바이패스 입력이 핀 P1에 제공된다. 핀 P1은 저항기(2501)의 제1 단자에 제공된다. 저항기(2501)의 제2 단자는 저항기(2502)의 제1 단자에 제공되고 커패시터(2503)의 제1 단자에 제공된다. 핀 P2는 저항기(2504)의 제1 단자에 제공되고 커패시터(2505)의 제1 단자에 제공된다. 커패시터(2505)의 제2 단자는 저항기(2506)의 제1 단자에 제공되고 저항기(2507)의 제1 단자에 제공된다. 저항기(2506)의 제2 단자는 접지에 제공된다.

저항기(2502)의 제2 단자는 커패시터(2503)의 제2 단자와, 저항기(2504)의 제2 단자와, 저항기(2507)의 제2 단자와, 저항기(2508)의 제1 단자와, 연산 증폭기(opamp)(2510)의 반전 입력에 제공된다. 연산 증폭기(2510)의 비반전 입력은 접지에 제공된다. 저항기(2508)의 제2 단자는 저항기(2509)의 제1 단자와 커패시터(2512)의 제1 단자에 제공된다. 저항기(2509)의 제2 단자는 커패시터(2512)의 제2 단자와, 연산 증폭기(2510)의 출력과 좌측 채널의 출력(2511)에 제공된다.

하나의 실시예에서, 저항기(2501)는 9.09 ㏀이고, 저항기(2502)는 27.4 ㏀이고, 커패시터(2503)는 0.1 ㎌이고, 저항기(2504)는 22.6 ㏀이고, 커패시터(2505)는 0.1 ㎌이고, 저항기(2506)는 3.01 ㏀이고, 저항기(2507)는 4.99 ㏀이고, 저항기(2508)는 9.09 ㏀이고, 저항기(2509)는 27.4 ㏀이고, 커패시터(2512)는 0.1 ㎌이고, 연산 증폭기(2510)는 TL074 형이거나 그 유사형이다.

도 25b에 도시된 좌측 채널은 핀 P3로부터의 바이패스 입력과, 핀 P4로부터의 우측 채널 입력과, 우측 채널 출력(2514)을 갖는 도 25a에 도시된 우측 채널과 유사하다.

도 26은 베이스 보강 블록(2404)의 개략도이다. 도 25a로부터의 좌측 채널 출력(2511)은 저항기(2601)의 제1 단자와 저항기(2611)의 제1 단자에 제공된다. 도 25b로부터의 우측 채널 출력(2514)은 저항기(2602)의 제1 단자와 저항기(2614)의 제1 단자에 제공된다.

저항기(2601)의 제2 단자는 저항기(2602)의 제2 단자와, 저항기(2625)의 제1 단자와, 커패시터(2603)의 제1 단자에 제공된다. 커패시터(2603)의 제2 단자는 접지에 제공된다. 저항기(2625)의 제2 단자는 연산 증폭기(2606)의 반전 입력과, 커패시터(2605)의 제1 단자와, 저항기(2604)의 제1 단자에 제공된다. 연산 증폭기(2606)의 비반전 입력은 접지에 제공된다. 연산 증폭기(2606)의 출력은 저항기(2604)의 제2 단자와, 커패시터(2605)의 제2 단자와, 필터 블록(2607)(도 27에 더욱 상세히 도시됨)의 입력에 제공된다. 필터 블록(2607)의 제1, 제2 및 제3의 출력은 연산 증폭기(2608)의 반전 입력과 저항기(2609)의 제1 단자에 제공된다. 연산 증폭기(2608)의 비반전 입력은 접지에 제공된다. 연산 증폭기(2608)의 출력은 저항기(2609)의 제2 단자와 핀 P10에 제공된다.

핀 P10은 또한 압축기(2610)(도 28에 상세히 도시됨)의 입력에 제공된다. 압축기(2610)의 출력은 핀 P12에 제공된다. 핀 P12는 핀 P16에 제공된다. 핀 P16은 저항기(2612)의 제1 단자와 저항기(2613)의 제1 단자에 제공된다.

저항기(2612)의 제2 단자는 저항기(2611)의 제2 단자와, 연산 증폭기(2620)의 반전 입력과, 저항기(2619)의 제1 단자에 제공된다. 연산 증폭기(2620)의 비반전 입력은 접지에 제공된다. 연산 증폭기(2620)의 출력은 저항기(2619)의 제2 단자와 저항기(2621)의 제1 단자에 제공된다. 저항기(2621)의 제2 단자는 핀 P17에 제공된다. 연산 증폭기(2620)의 출력은 또한 좌측 채널의 출력(2630)으로서 제공된다.

저항기(2613)의 제2 단자는 저항기(2614)의 제2 단자와, 연산 증폭기(2615)의 반전 입력과, 저항기(2617)의 제1 단자에 제공된다. 연산 증폭기(2615)의 비반전 입력은 접지에 제공된다. 연산 증폭기(2615)의 출력은 저항기(2617)의 제2 단자와 저항기(2618)의 제1 단자에 제공된다. 저항기(2618)의 제2 단자는 핀 P18에 제공된다. 연산 증폭기(2615)의 출력은 또한 좌측 채널의 출력(2631)으로서 제공된다. 일 실시예에 있어서, 저항(2601, 2602, 2604)은 43.2 kΩ이고, 캐패시터(2603)는 .022 uf이며, 저항(2625)은 21.5 kΩ이고, 캐패시터(2605)는 0.01 uf이다. 일 실시예에 있어서, 저항(2609)은 100 kΩ이고, 저항(2611, 2612, 2613, 2614, 2617, 2619)은 10 kΩ이고, 저항(2618, 2621)은 200 Ω이다. 일 실시예에 있어서, 연산 증폭기(2606, 2608, 2615, 2620)는 TL074 타입 또는 이 타입과 등가물이다.

도 27은 필터 시스템(2607)을 개략적으로 도시하는 도면이다. 도 27에 있어서, 입력부는 저항(2701 - 2704)의 제1 단자에 제공된다. 저항(2701)의 제2 단자는 저항(2710)의 제1 단자, 캐패시터(2721)의 제1 단자 및 캐패시터(2720)의 제1 단자에 제공된다. 캐패시터(2721)의 제2 단자는 저항(2722)의 제1 단자 및 연산증폭기(2732)의 반전 입력부에 제공된다. 연산 증폭기(2732)의 비반전 입력부는 접지부에 제공된다. 연산 증폭기(2732)의 출력부는 캐패시터(2720)의 제2 단자, 저항(2722)의 제2 단자 및 저항(2723)의 제1 단자에 제공된다. 저항(2723)의 제2 단자는 제1 필터 출력부에 제공된다.

저항(2702)의 제2 단자는 저항(2712)의 제1 단자 및 핀 P5에 제공된다. 저항(2712)의 제2 단자는 접지부에 제공된다.

저항(2703)의 제2 단자는 저항(2713)의 제1 단자 및 핀 P7에 제공된다. 저항(2713)의 제2 단자는 접지부에 제공된다.

핀 P6은 캐패시터(2724)의 제1 단자 및 캐패시터(2728)의 제1 단자에 제공된다. 캐패시터(2728)의 제2 단자는 저항(2725)의 제1 단자, 저항(2726)의 제1 단자 및 연산 증폭기(2729)의 반전 입력부에 제공된다. 연산 증폭기(2729)의 비반전 입력부는 접지부에 제공된다. 연산 증폭기(2729)의 출력부는 캐패시터(2724)의 제2 단자, 저항(2726)의 제2 단자 및 저항(2730)의 제1 단자에 제공된다. 캐패시터(2724)의 제2 단자는 핀 P8에 제공된다. 저항(2725)의 제2 단자는 핀 P9에 제공된다. 저항(2730)의 제2 단자는 제2 필터 출력부에 제공된다.

핀 P5가 핀 P6으로 단락되고 핀 P8 및 P9가 개방되는 경우, 제2 필터 출력부는 저주파수 출력(예컨대, 40 Hz)이다. 핀 P7이 핀 P6으로 단락되고 핀 P8이 핀 P9로 단락되는 경우, 제2 필터 출력부는 고주파수 출력(예컨대, 150 Hz)이다.

저항(2704)의 제2 단자는 저항(2714)의 제1 단자, 캐패시터(2731)의 제1 단자 및 캐패시터(2735)의 제1 단자에 제공된다. 캐패시터(2735)의 제2 단자는저항(2734)의 제1 단자 및 연산 증폭기(2736)의 반전 입력부에 제공된다. 연산 증폭기(2736)의 비반전 입력부는 접지부에 제공된다. 연산 증폭기(2736)의 출력부는 캐패시터(2731)의 제2 단자, 저항(2734)의 제2 단자 및 저항(2737)의 제1 단자에 제공된다. 저항(2737)의 제2 단자는 제3 필터 출력부에 제공된다.

일 실시예에 있어서, 제1 필터 출력부는 100 Hz를 중심으로 하는 밴드패스 필터이고, 제3 필터 출력부는 60 Hz를 중심으로 하는 밴드패스 필터이며, 제2 필터 출력부는 40 Hz 또는 150 Hz 중 어느 하나를 중심으로 하는 밴드패스 필터이다(상기한 바와 같이).

일 실시예에 있어서, 저항(2701)은 31.6 kΩ이고, 저항(2702)은 56.2 kΩ이며, 저항(2703)은 21 kΩ이고, 저항(2704)은 37.4 kΩ이며, 저항(2710)은 4.53 kΩ이고, 저항(2712)은 13 kΩ이며, 저항(2713)은 3.09 kΩ이고, 저항(2714)은 8.87 kΩ이며, 저항(2722)은 63.4 kΩ이고, 저항(2723)은 100 kΩ이며, 저항(2725)은 57.6 kΩ이고, 저항(2726)은 158 kΩ이며, 저항(2730)은 100 kΩ이고, 저항(2734)은 107 kΩ이며, 저항(2737)은 100 kΩ이다. 일 실시예에 있어서, 캐패시터(2720, 2721, 2724, 2728, 2731, 2735)는 0.1 uf이다. 일 실시예에 있어서, 연산 증폭기(2732, 2729, 2736)는 TL074 타입 또는 이 타입과 등가물이다.

도 28은 압축기(2610)를 개략적으로 도시하는 도면이다. 압축기(2610)는 최대값 검출기(2804), 바이어스 회로(2802), 이득 제어 블록(2806) 및 출력 버퍼(2810)를 포함한다. 최대값 검출기는 다이오드(2810) 및 다이오드(2811) 주위에 구성된다. 바이어스 회로는 트랜지스터(2820) 및 제너 다이오드(2816) 주위에구성된다. 이득 제어 회로는 FET(2814) 주위에 구성된다. 출력 버퍼는 연산 증폭기(2824) 주위에 구성된다.

핀 P10에는 압축기(2610)로의 입력부가 제공된다. 핀 P10은 저항(2827)의 제1 단자에 제공된다. 저항(2827)의 제2 단자는 FET(2814)의 드레인 및 저항(2822)의 제1 단자에 제공된다. 저항(2822)의 제2 단자는 연산 증폭기(2824)의 반전 입력부 및 저항(2823)의 제1 단자에 제공된다. 연산 증폭기(2824)의 비반전 입력부는 접지부에 제공된다. 연산 증폭기(2824)의 출력부는 저항(2823)의 제2 단자 및 핀 P12에 제공된다. 핀 P12는 압축기(2616)의 출력부이다.

FET(2814)의 소스는 접지부에 제공된다. FET(2814)의 게이트는 저항(2813)의 제1 단자, 저항(2815)의 제1 단자 및 핀 P13에 제공된다. 핀 P14는 저항(2815)의 제2 단자에 제공된다.

저항(2813)의 제2 단자는 다이오드(2811)의 음극에 제공된다. 다이오드(2811)의 양극은 다이오드(2810)의 음극 및 핀 P11에 제공된다. 다이오드(2810)의 양극은 저항(2812)의 제1 단자에 제공된다. 저항(2812)의 제2 단자는 핀 P14에 제공된다.

또한, 핀 P14는 저항(2818)의 제1 단자 및 PNP 트랜지스터(2820)의 에미터에 제공된다. 저항(2818)의 제2 단자는 접지부에 제공된다. PNP 트랜지스터(2820)의 베이스는 저항(2817)의 제1 단자 및 저항(2819)의 제1 단자에 제공된다. 저항(2817)의 제2 단자는 접지부에 제공된다. PNP 트랜지스터(2820)의 컬렉터는 저항(2819)의 제2 단자, 제너 다이오드(2816)의 양극 및 핀 P15에 제공된다. 제너 다이오드(2816)의 음극은 접지부에 제공된다. 전류 제한 바이어스 저항이 제너 다이오드와 부전원 전압 사이에 접속될 수 있도록 핀 P15가 제공된다.

핀 P10과 핀 P11 사이에 접속된 캐패시터(2421)는 최대값 검출 회로로의 입력부와 AC 결합하고 있다. 핀 P13과 핀 P14 사이에 접속된 캐패시터(2420)는 압축 개시를 위한 지연 시정수를 제공한다.

일 실시예에 있어서, 다이오드(2810, 2811)는 1N4148 타입의 다이오드이거나 그와 등가인 다이오드이다. 일 실시예에 있어서, FET(2814)는 2N3819 타입의 FET이거나 그와 등가인 FET이고, PNP 트랜지스터(2820)는 2N2907 타입의 트랜지스터이거나 그와 등가인 트랜지스터이며, 제너 다이오드(2816)는 3.3 볼트 제너 다이오드(1N746A 타입이거나 그와 등가임)이다. 커패시터(2420)는 DC 블록이고, 커패시터(2421)는 압축 지연을 설정한다. 일 실시예에 있어서, 저항(2812)은 1 ㏀이고, 저항(2813)은 10 ㏀이며, 저항(2815)은 100 ㏀이고, 저항(2817)은 4.12 ㏀이며, 저항(2818)은 1.2 ㏀이고, 저항(2819)은 806 Ω이며, 저항(2822)은 10 ㏀이고, 저항(2827)은 1 ㏀이며, 저항(2823)은 100 ㏀이다.

이득 제어 블록(2806)은 전압 제어 분압기로서 동작한다. 이 전압 제어 분압기는 저항(2827)과 FET(2814)의 드레인·소스 저항에 의해 형성된다. FET(2814)의 드레인·소스 저항은 FET(2814)의 게이트에 인가되는 전압에 의해 제어된다. 출력 버퍼(2810)는 전압 제어 분압기에 의해 생성되는 전압[즉, FET(2814)의 드레인에서의 전압]을 증폭하여, 핀 P12에서 출력 전압을 제공한다. 바이어스 회로(2802)는 FET(2814)를 선형 동작 영역의 내부로 바이어스시킨다. 최대값 검출 회로(2804)는핀 P10에서 제공된 신호의 최대 크기를 검출하고, 그 최대 크기의 증가에 응답하여 FET(2814)의 드레인·소스 저항을 변화시킴으로써 이득 제어 블록(2806)의 "이득"을 감소시킨다.

도 29는 수평 이미지 보강 블록(2406)의 개략적인 도면이다. 이 수평 이미지 보강 블록(2406)에 있어서, 베이스 모듈(2404)로부터의 좌측 채널 신호(2630)는 저항(2903)의 제1 단자 및 저항(2901)의 제1 단자로 제공된다. 저항(2901)의 제2 단자는 접지에 제공된다. 베이스 모듈(2404)로부터의 우측 채널 신호(2631)는 저항(2904)의 제1 단자 및 저항(2902)의 제1 단자로 제공된다. 저항(2902)의 제2 단자는 접지에 제공된다.

저항(2903)의 제2 단자는 저항(2905)의 제1 단자 및 연산 증폭기(Op Amp; operational amplifier)(2914)의 비반전 입력단에 제공된다. 저항(2904)의 제2 단자는 커패시터(2906)의 제1 단자 및 연산 증폭기(2912)의 비반전 입력단에 제공된다. 커패시터(2906)의 제2 단자는 저항(2905)의 제2 단자에 제공된다.

연산 증폭기(2912)의 반전 입력단은 커패시터(2911)의 제1 단자, 커패시터(2907)의 제1 단자, 커패시터(2910)의 제1 단자 및 핀 P21에 제공된다. 연산 증폭기(2912)의 출력단은 저항(2913)의 제1 단자, 핀 P22 및 커패시터(2911)의 제2 단자에 제공된다.

연산 증폭기(2914)의 반전 입력단은 커패시터(2915)의 제1 단자, 핀 P19, 저항(2908)의 제1 단자 및 저항(2909)의 제1 단자에 제공된다. 저항(2909)의 제2 단자는 커패시터(2910)의 제2 단자에 제공된다. 저항(2908)의 제2 단자는커패시터(2907)의 제2 단자에 제공된다. 연산 증폭기(2914)의 출력단은 저항(2917)의 제1 단자, 핀 P20 및 커패시터(2915)의 제2 단자에 제공된다.

저항(2913)의 제2 단자는 우측 채널 출력으로서 핀 P24에 제공된다. 저항(2917)의 제2 단자는 좌측 채널 출력으로서 핀 P23에 제공된다. 핀 P19와 핀 P20의 사이에 접속된 가변 저항(2430)은 좌측 채널의 명백한 공간 이미지폭을 제어한다. 핀 P21과 핀 P22의 사이에 접속된 가변 저항(2431)은 우측 채널의 명백한 공간 이미지폭을 제어한다. 일 실시예에 있어서, 상기 가변 저항(2430, 2431)은 하나의 저항값 변화에 의해 다른 저항값도 변화시킬 수 있도록 기계적으로 접속되어 있다.

일 실시예에 있어서, 저항(2901, 2902)은 100 ㏀이고, 저항(2903, 2904)은 10 ㏀이며, 저항(2905)은 8.86 ㏀이고, 저항(2908)은 15 ㏀이며, 저항(2909)은 30.1 ㏀이고, 저항(2917, 2913)은 200 Ω이다. 일 실시예에 있어서, 커패시터(2906)는 0.018 ㎌이고, 커패시터(2907)는 0.001 ㎌이며, 커패시터(2910)는 0.082 ㎌이고, 커패시터(2915, 2911)는 22 ㎊이다. 일 실시예에 있어서, 가변 저항(2430, 2431)은 100 ㏀의 최대 저항을 가지고 있다. 일 실시예에 있어서, 연산 증폭기는 TL074 타입의 증폭기이거나 그와 등가인 증폭기이다.

도 30은 스테레오 이지지 보강 시스템(124)으로서 사용될 수 있는 보정 시스템(3000)의 개략적인 블록도이다. 이 보정 시스템(3000)은 공통 모드 동작(3020) 및 차분 모드 동작(3022)을 제공하는 차분 증폭기를 포함하고 있다.

상기 보정 시스템(3000)은 2개의 트랜지스터(3010, 3012)와, 다수의 커패시터(3020, 3022, 3024, 3026, 3028) 및 다수의 저항(3040, 3042, 3044, 3046, 3048, 3050, 3052, 3054, 3056, 3058, 3060, 3062, 3064)을 포함하고 있다. 상기 2개의 트랜지스터(3010, 3012)의 사이에는 3개의 크로스오버 네트워크(3070, 3072, 3074)가 배치되어 있다. 제1 크로스오버 네트워크(3070)는 저항(3060)과 커패시터(3024)를 포함하고, 제2 크로스오버 네트워크(3072)는 저항(3062)과 커패시터(3026)를 포함하며, 제3 크로스오버 네트워크(3074)는 저항(3064)과 커패시터(3028)를 포함한다.

좌측 입력 단자(LEFT IN)(3000)는 커패시터(3020) 및 저항(2740)을 통하여 트랜지스터(3010)의 베이스에 좌측 입력 신호를 제공한다. 전원 Vcc(3040)는 저항(3042)을 통하여 트랜지스터(3010)의 베이스에 접속됨과 동시에, 저항(3046)을 통하여 트랜지스터(3010)의 컬렉터에 접속되어 있다. 트랜지스터(3010)의 베이스는 저항(3044)을 통하여 접지단(3041)에 접속되는 한편, 트랜지스터(3010)의 에미터는 저항(3048)을 통하여 접지단(3041)에 접속되어 있다.

커패시터(3020)는 좌측 입력 단자(3000)에서 입력 신호의 직류 절연을 제공하는 커패시터를 결합 해제시킨다. 한편, 저항(3042, 3044, 3046, 3048)은 트랜지스터(3010)의 안정 동작을 제공하는 바이어스 회로를 형성한다. 특히, 저항(3042, 3044)은 트랜지스터(3010)의 베이스 전압을 설정한다. 저항(3046)은 제3 크로스오버 네트워크(3074)와 결합하여 트랜지스터(3010)의 컬렉터 에미터 전압의 직류값을 함께 설정한다. 저항(3048)은 제1 및 제2 크로스오버 네트워크(3070, 3072)와 결합하여 트랜지스터(3010)의 에미터의 직류 전류를 함께 설정한다.

일 실시예에 있어서, 트랜지스터(3010)는 다수의 트랜지스터 제조업자로부터 입수 가능한 NPN 2N2222A 트랜지스터이다. 커패시터(3020)는 0.22 ㎌이다. 저항(2740)은 22 ㏀이고, 저항(3042)은 41.2 ㏀이며, 저항(3046)은 10 ㏀이고, 저항(3048)은 6.8 ㏀이다. 그러나, 이 기술 분야에 통상의 지식을 가진 당업자라면, 상이한 값을 갖는 여러 가지의 트랜지스터, 커패시터 및 저항이 사용될 수도 있음을 인지할 수 있을 것이다.

우측 입력 단자(RIGHT IN)(3002)는 커패시터(3022) 및 저항(2750)을 통하여 트랜지스터(3012)의 베이스에 우측 입력 신호를 제공한다. 전원 Vcc(3040)는 저항(3052)을 통하여 트랜지스터(3012)의 베이스에 접속됨과 동시에, 저항(3056)을 통하여 트랜지스터(3012)의 컬렉터에 접속되어 있다. 트랜지스터(3012)의 베이스는 저항(3054)을 통하여 접지단(3041)에 접속되는 한편, 트랜지스터(3012)의 에미터는 저항(3058)을 통하여 접지단(3041)에 접속되어 있다.

커패시터(3022)는 우측 입력 단자(3002)에서 입력 신호의 직류 절연을 제공하는 커패시터를 결합 해제시킨다. 한편, 저항(3052, 3054, 3056, 3058)은 트랜지스터(3012)의 안정 동작을 제공하는 바이어스 회로를 형성한다. 특히, 저항(3052, 3054)은 트랜지스터(3012)의 베이스 전압을 설정한다. 저항(3056)은 제3 크로스오버 네트워크(3074)와 결합하여 트랜지스터(3012)의 컬렉터 에미터 전압의 직류값을 함께 설정한다. 저항(3058)은 제1 및 제2 크로스오버 네트워크(3070, 3072)와 결합하여 트랜지스터(3012)의 에미터의 직류 전류를 함께 설정한다.

일 실시예에 있어서, 트랜지스터(3012)는 다수의 트랜지스터 제조업자로부터입수 가능한 NPN 2N2222A 트랜지스터이다. 커패시터(3022)는 0.22 ㎌이다. 저항(2750)은 22 ㏀이고, 저항(3052)은 41.2 ㏀이며, 저항(3056)은 10 ㏀이고, 저항(3058)은 6.8 ㏀이다. 그러나, 이 기술 분야에 통상의 지식을 가진 당업자라면, 상이한 값을 갖는 여러 가지의 트랜지스터, 커패시터 및 저항이 사용될 수도 있음을 인지할 수 있을 것이다.

보정 시스템(3000)은 2가지 형태의 전압 이득, 즉 공통 모드 전압 이득 및 차분 전압 이득을 생성한다. 공통 모드 전압 이득은 좌측 입력 단자(3000)와 우측 입력 단자(3002)의 양쪽 모두에 공통인 전압으로 변경된다. 차분 전압 이득은 좌측 입력 단자(3000)와 우측 입력 단자(3002)에 인가되는 전압 사이의 차이로 인하여 출력 전압으로 변경된다.

상기 보정 시스템(3000)에 있어서, 공통 모드 전압 이득은 고진폭 입력 신호가 될 수 있는 클리핑(clipping)을 감소시키기 위해 설계되고 있다. 일 실시예에 있어서, 좌측 출력 단자(3004)에서의 공통 모드 이득은 저항(2740, 3042, 3044, 3046, 3048)에 의하여 주로 정의되고 있다. 일 실시예에서, 공통 모드 이득은 대략 6 데시벨(㏈)이다.

대략 30 ㎐ 이하의 주파수는 대략 30 ㎐ 이상의 주파수 이상으로 디엠퍼시스(de-emphasis; 데이터 전송이라고도 칭함)된다. 대략 30 ㎐ 이상의 주파수에 대해서, 주파수는 대략 6 데시벨에 의해 균일하게 저감된다.

그러나, 공통 모드 이득은 저항(2740, 3042, 3044, 2750, 3052, 3054)의 값들을 변화시킴으로써 소정의 이득 실현을 위해 변화될 수 있다.

좌측 출력 단자(3004) 및 우측 출력 단자(3006) 사이의 차분 이득은 저항(3046, 3048)의 비율, 저항(3056, 3058)의 비율 및 3개의 크로스오버 네트워크(3070, 3072, 3074)에 의하여 주로 정의되고 있다. 이하에서 상세히 설명하는 바와 같이, 일 실시예는 차분 입력내의 특정 주파수 영역을 균일하게 한다. 따라서, 좌측 입력 신호 및 우측 입력 신호의 주파수에 기초하여 차분 이득은 변화된다.

크로스오버 네트워크(3070, 3072, 3074)가 차분 입력 내의 특정 주파수 영역을 균일하게 하기 때문에, 차분 신호의 주파수는 공통 모드 신호의 주파수에 영향을 받지 않고 변경될 수 있다. 그 결과, 본 발명의 일 실시예는 전적으로 고유하고 신규한 방법으로 개선된 오디오 사운드를 구성할 수 있다. 더욱이, 차분 원근 보정 장치(102)는 다른 다수의 오디오 보강 시스템 보다도 더욱 간단하고 그 실시에 있어서도 비용 효율이 높은 장점이 있다.

이하, 3개의 크로스오버 네트워크(3070, 3072, 3074)를 참조하면, 크로스오버 네트워크(3070, 3072, 3074)는 차분 신호를 스펙트럼 기법으로 정형하는 필터로서 동작한다. 필터는 통상 주파수의 저지 대역(stopband)으로부터 주파수의 통과 대역(passband)을 분리시키는 차단 주파수(cut-off frequency)를 갖는 것에 특징이 있다. 이 차단 주파수는 통과 대역의 에지와 저지 대역으로의 전이의 개시 상태를 표시하는 주파수이다. 통상적으로, 차단 주파수는 통과 대역 내의 다른 주파수에 대하여 3 데시벨로 디엠퍼시스되는 주파수이다. 주파수의 통과 대역은 실질적으로 균등화되지 않거나 감쇠되지 않는 필터를 통과하는 주파수의 대역이다. 한편, 주파수의 저지 대역은 필터가 균등화되거나 감쇠되는 주파수의 대역이다.

도 31은 제1 크로스오버 네트워크(3070)를 구비한 본 발명의 일 실시예를 도시하고 있다. 제1 크로스오버 네트워크(3070)는 트랜지스터(3010, 3012)의 에미터를 상호 접속하는 저항(3060) 및 커패시터(3024)를 포함하고 있다. 이 제1 크로스오버 네트워크(3070)가 주파수 스펙트럼의 하부의 주파수를 균등하게 하기 때문에, 하이 패스 필터라고 칭한다. 일 실시예에서, 저항(3060)의 값은 대략 27.01 ㏀이고, 커패시터(3024)의 값은 대략 0.68 ㎌이다.

저항(3060) 및 커패시터(3024)의 값은 낮은 주파수 영역 내의 차단 주파수를 정의하기 위해 설계되고 있다. 일 실시예에서, 차단 주파수는 대략 78 ㎐로서, 대략 78 ㎐ 이하의 저지 대역 및 대략 78 ㎐ 이상의 통과 대역 주파수이다. 대략 78 ㎐ 이하의 주파수는 대략 78 ㎐ 이상의 주파수에 대해 디엠퍼시스된다. 그러나, 제1 크로스오버 네트워크(3070)만이 제1 순차 필터이기 때문에, 차단 주파수를 정의하는 주파수는 그 목적으로 설계된다. 정확한 특성 주파수는 주어진 실행을 위해 변화될 수 있다. 더욱이, 소망의 다른 주파수를 디엠퍼시스하기 위해 차단 주파수를 변화시키도록 상이한 값의 저항(3060) 및 커패시터(3024)가 선택될 수도 있다.

도 32는 제1 크로스오버 네트워크(3070)와 제2 크로스오버 네트워크(3072)를 구비한 차분 원근 보정 장치(3200)를 도시하는 개략 블록도이다. 제1 크로스오버 네트워크(3070)와 유사하게, 제2 크로스오버 네트워크(3072)는 차분 신호 내의 특정 주파수를 균등화하는 필터가 바람직하다. 그러나, 제1 크로스오버 네트워크(3070)와 달리, 제2 크로스오버 네트워크(3072)는 차분 신호 내의 고주파수에 대해 차분 주파수 내의 저주파수를 디엠퍼시스하는 하이 패스 필터이다.

도 32에 도시한 바와 같이, 제2 크로스오버 네트워크(3072)는 트랜지스터(3010, 3012)의 에미터에 상호 접속된다. 또한, 제2 크로스오버 네트워크(3072)는 저항(3062)과 커패시터(3026)를 포함한다. 바람직하게 저항(3062)의 값은 대략 1 ㏀이고, 커패시터(3026)의 값은 대략 0.01 ㎌이다.

이들 값은 고주파수 영역 내의 차단 주파수를 정의하기 위해서 선택된다. 일 실시예에 있어서, 차단 주파수는 대략 15.9 ㎑이다. 대략 15.9 ㎑ 이하의 저지 대역의 주파수는 대략 15.9 ㎑ 이상의 통과 대역의 주파수에 대해서 디엠퍼시스된다.

그러나, 제1 크로스오버 네트워크(3070)와 유사하게 제2 크로스오버 네트워크(3072)가 제1 순차 필터이기 때문에, 통과 대역을 정의하는 주파수는 그와 같은 목적으로 설계된다. 정확한 특성 주파수는 주어진 실행을 위해 변화될 수 있다. 더욱이, 소망의 다른 주파수를 디엠퍼시스하기 위해 차단 주파수를 변화시키도록 상이한 값의 저항(3062) 및 커패시터(3026)가 선택될 수도 있다.

이하, 도 27을 참조하면, 제3 크로스오버 네트워크(3074)는 트랜지스터(3010, 3012)의 컬렉터를 상호 접속하고 있다. 제3 크로스오버 네트워크(3074)는 저항(3064)과 커패시터(3028)를 포함하고, 중간 주파수 영역 이상의 주파수를 디엠퍼시스하는 로우 패스 필터를 구성하기 위해 선택되고 있다. 일 실시예에서, 로우 패스 필터의 차단 주파수는 대략 795 ㎐이다. 바람직하게, 저항(3064)의 값은 대략 9.09 ㏀이고, 커패시터(3028)의 값은 대략 0.022 ㎌이다.

제3 크로스오버 네트워크(3074)에 의하여 생성된 보정에 있어서, 대략 795㎐ 이상의 저지 대역 내의 주파수는 대략 795 ㎐ 이하의 통과 대역 내의 주파수에 대해 디엠퍼시스된다. 전술한 바와 같이, 제3 크로스오버 네트워크(3074)만이 제1 순차 필터이기 때문에, 제3 크로스오버 네트워크(3074) 내의 로우 패스 필터를 정의하는 주파수는 그 목적으로 설계된다. 그 주파수는 주어진 실행을 위해 변화될 수 있다. 더욱이, 소망의 다른 주파수를 디엠퍼시스하기 위해 차단 주파수를 변화시키도록 저항(3064) 및 커패시터(3028)의 다른값이 선택될 수도 있다.

그 동작에 있어서, 제1, 제2 및 제3 크로스오버 네트워크(3070, 3072, 3074)는 차분 신호를 스펙트럼 기법으로 정형하기 위해 조합해서 동작시킨다.

전체 보정 곡선(2300)(도 23에 도시됨)은 A점 및 B점으로 표시된 2개의 전환점에 의해 규정되고 있다. 일 실시예에 있어서, 대략 125 ㎐인 A점에서 보정 곡선의 기울기는 양의 값에서 음의 값으로 변화된다. 일 실시예에 있어서, 대략 1.8 ㎑인 B점에서 보정 곡선의 기울기는 음의 값에서 양의 값으로 변화된다.

따라서, 대략 125 ㎐ 이하의 주파수는 125 ㎐ 부근의 주파수에 대해 디엠퍼시스된다. 특히, 125 ㎐ 이하에서, 전체 보정 곡선(800)의 이득은 1 옥타브당 대략 6 dB 의 비율로 감소된다. 이와 같은 125 ㎐ 이하의 신호 주파수의 디엠퍼시스는 매우 낮은(즉, 베이스) 주파수의 오버엠퍼시스(over-emphasis)를 방지한다. 다수의 오디오 재생 시스템에 따라서, 고주파수에 대하여 이와 같은 저주파수 영역의 오디오 신호를 오버엠퍼시스하는 것은 너무 많은 베이스 응답을 갖는 만족스럽지 않고 비현실적인 사운드 이미지를 구성할 수 있다. 더욱이, 오버엠퍼시스하는 것에 의해 이들 주파수에는 스피커를 포함한 다양한 오디오 성분에 손상을 줄 수 있다.

A점과 B점 사이에서 하나의 전체 보정 곡선의 기울기는 음의 값이다. 즉, 대략 125 ㎐와 대략 1.8 ㎑ 사이의 주파수는 125 ㎐ 근방의 주파수에 대하여 디엠퍼시스된다. 따라서, A점과 B점 사이에서 주파수와 관련된 이득은 대략 1.8 ㎑에서 8 ㏈의 최대 균등점에 대하여 가변 비율로 감소시킨다.

1.8 ㎑ 이상의 주파수 관련 이득은 대략 20 ㎑ 까지, 즉 대략 인간의 귀로 들을 수 있는 최고 주파수까지 가변 비율로 증가시킨다. 즉, 대략 1.8 ㎑ 이상의 주파수는 1.8 ㎑ 근방의 주파수에 대하여 엠퍼시스된다. 따라서, B점 상의 주파수와 관련된 이득은 20 ㎑의 가변 비율로 증가시킨다.

이들 상대 이득 및 주파수값은 단지 설계 목적에 불과하고, 실제 도면은 사용되는 실제 성분값에 따라서 회로마다 변화될 가능성이 있다. 더욱이, 그 이득 및 주파수값은 본 발명의 기술적 사상으로부터 이탈함이 없이 사운드의 유형에 기초하거나 사용자의 선호도에 따라서 변화될 수 있다. 예컨대, 다수의 크로스오버 네트워크의 변화와 각 크로스오버 네트워크 내의 저항 및 커패시터값의 변화는 전체 원근 보정 곡선(2300)을 재생되는 사운드의 유형에 부합하도록 변경하는 것이 가능하게 된다.

차분 신호의 선택적인 균등화는 차분 신호로 제공되는 에워싸거나 반향하는 사운드 효과를 개선시킨다. 전술한 바와 같이, 차분 신호의 주파수는 적당한 레벨의 라이브 사운드 스테이지에서 쉽게 인지하게 된다. 그러나, 기록된 성능의 재생에 있어서 사운드 이미지는 라이브 성능의 동일한 360°효과를 제공할 수 없지만, 차분 신호의 주파수를 등화시킴으로써, 청취자의 정면에 배치된 한쌍의 스피커로라이브 성능 경험을 재현하기 위해서 투사된 사운드 이미지는 상당히 넓게 될 수 있다.

전체 보정 곡선(2300)에 따라서 차분 신호의 등화는 높은 세기의 신호 성분에 대하여 통계적으로 낮은 세기의 신호 성분을 디엠퍼시스하게 된다. 통상의 오디오 신호의 높은 세기의 차분 신호 성분은 대략 1∼4 ㎑ 사이의 중간 주파수 영역 내에서 발견된다. 이 주파수 영역 내에서 인간의 귀는 강한 감도를 갖는다. 따라서, 개선된 좌측 출력 신호 및 우측 출력 신호는 보다 향상된 오디오 효과를 제공한다.

크로스오버 네트워크의 수 및 이 크로스오버 네트워크의 성분은 헤드 관련 전송 기능(HRTF: Head Related Transfer Functions-주파수에 따라 다르게 들리는 인간의 귀에 근거하여 2개의 스피커만으로 입체 효과를 냄)의 모의 실험을 행하기 위하여 다른 실시예에서 변화될 수 있다. 투입식 사운드 효과는 완전한 투입식 배치 음장을 구성하기 위해서 차분 신호에 대해 HRTF 기반 전송 기능을 적용함으로써 배치될 수 있는 효과가 있다.

도 33은 사용자가 전체 차분 이득의 양을 변화시키는 것을 가능하게 하는 차분 원반 보정 장치(3300)를 도시하고 있다. 이 실시예에 있어서, 트랜지스터(3010, 3012)의 에미터에는 제4 크로스오버 네트워크(3301)가 접속되어 있다. 이 실시예에서 제4 크로스오버 네트워크(3301)는 가변 저항(3302)을 포함한다.

레벨 조정 소자로서 동작하는 가변 저항(3302)은 전위차계나 또는 이와 유사한 가변 저항 소자가 이상적이다. 가변 저항(3302)의 저항을 변화시키면, 전체 원근 보정 회로의 상대 등화를 상승시키거나 낮추게 된다. 가변 저항의 조정은 사용자가 사용자 개개인의 선호도에 기초해서 재현되는 사운드의 유형에 따라서 차분 이득의 레벨 및 특징을 맞출 수 있도록 통상 수동으로 실행된다. 통상적으로, 차분 신호의 전체 레벨의 감소는 좁은 사운드 이미지의 인지을 구성하는 주변 사운드 정보를 감소시킨다.

도 34는 사용자가 공통 모드 이득의 양을 변화시키는 것을 가능하게 하는 차분 원반 보정 장치(3400)를 도시하고 있다. 이 차분 원반 보정 장치(3400)는 제4 크로스오버 네트워크(3401)를 포함한다. 제4 크로스오버 네트워크(3401)는 저항(3402, 3404), 커패시터(3406) 및 가변 저항(3408)을 포함한다. 커패시터(3406)는 차분 정보를 제거하고, 가변 저항(3408)과 저항(3402, 3404)에 의해서 공통 모드 이득을 변화시키는 것을 가능하게 한다.

상기 저항(3402 및 3404)은 일반 모드 이득의 원하는 범위에 의존한 매우 다양한 값일 수 있다. 가변 저항(3408)은 다른 한편 원하는 범위 내에서 일반 모드 이득을 조정하는 레벨 조정 장치로서 동작한다. 이상적으로, 가변 저항(3408)은 전위차계 또는 유사한 가변 저항 소자이다. 가변 저항(3408)의 저항 가변은 양쪽 트랜지스터(3010 및 3012) 모두에 동등하게 영향을 끼치고 이로써 전체적인 일반 모드 이득의 상대적인 등화를 높이거나 낮춘다.

상기 가변 저항의 조정은 통상적으로 수동으로 실행되어 사용자는 레벨 및 일반 모드 이득의 형태를 맞출 수 있다. 일반 모드 이득의 증가는 입력 신호(3002및 3004) 모두에 공통인 오디오 정보를 강조한다. 예컨대, 사운드 시스템 내에서 공통 모드 이득을 증가시키는 것은 한쌍의 라우드 스피커 사이에 위치한 중앙 무대에서 오디오 정보를 강조할 것이다.

도 35는 트랜지스터(3010 및 3012)의 이미터 사이에 배치된 제1 교차 네트워크(3501) 및 트랜지스터(3010 및 3012)의 콜렉터 사이에 배치된 제2 교차 네트워크(3502)를 구비한 차분 원근 교정 장치(3500)를 도시한다.

상기 제1 교차 네트워크(3501)는 주파수 스펙트럼의 아랫부분의 주파수를 깍아 내는(de-deemphasize) 고역 통과 필터이다. 이 실시예에 있어서, 상기 제1 교차 네트워크(3501)는 저항(3501) 및 커패시터(3512)를 포함한다. 저항(3501) 및 커패시터(3512)의 값은 차단 주파수가 대략 350 Hz인 고역 통과 필터를 규정하도록 선택된다. 따라서, 저항(3510)의 값은 대략 27.01 ㏀ 이고 커패시터(3512)의 값은 대략 0.15 ㎌ 이다. 동작에 있어서, 30 Hz 이하의 주파수는 350 Hz 이상의 주파수에 비례하여 깍인다.

제2 교차 네트워크(3502)는 트랜지스터(3010 및 3012)의 콜렉터를 상호 접속한다. 제2 교차 네트워크(3502)는 주파수 스펙트럼의 아랫부분의 주파수를 깍아 내는 저역 통과 필터이다. 이 실시예에 있어서, 제2 교차 네트워크(3502)는 저항(3502) 및 커패시터(3522)를 포함한다.

저항(3502) 및 커패시터(3522)의 값은 차단 주파수가 대략 27.3 KHz인 저역 통과 필터를 규정하도록 선택된다. 따라서, 저항(3520)의 값은 대략 9.09 ㏀ 이고 커패시터(3512)의 값은 대략 0.0075 ㎌ 이다. 동작에 있어서, 27.3 KHz 이상의 주파수는 27.3 KHz 이하의 주파수에 비례하여 깍인다.

상기 제1 및 제2 교차 네트워크(3501 및 3502)는 차분 신호를 스펙트럼적으로 형성하기 위해 공동으로 동작한다. 대략 5 KHz 이하의 주파수는 거의 5 KHz 주파수에 비례하여 깍인다. 특히, 5 KHz 이하에서, 전체 교정의 이득은 옥타브에 대해서 대략 5 dB의 비율로 증가한다. 더욱이, 5 KHz 이상에서, 전체 교정 곡선(1400)의 이득은 옥타브에 대해서 대략 5 dB의 비율로 감소한다.

또한 차분 원근 교정 장치의 상기 실시예는 도 36에 예시된 바와 같은 출력 버퍼(3630)를 포함할 수 있다. 상기 출력 버퍼(3600)는 좌ㆍ우 출력 단자(3004 및 3006)에 접속된 회로에 의해 제공된 부하 내의 변화로부터 원근 교정 차분 장치를 분리하도록 설계된다. 예컨대, 좌ㆍ우 출력 단자(3004 및 3006)가 한쌍의 라우드 스피커에 접속된 때, 라우드 스피커의 임피던스 부하는 차분 교정 원근 장치가 차분 신호를 등화하는 방법을 변경하지 못할 것이다. 따라서, 출력 버퍼(3630) 없는, 회로, 라우드 스피커 및 다른 구성요소는 차분 교정 원근 장치(102)가 차분 신호를 등화하는 방법에 영향을 미칠 것이다.

하나의 실시예에 있어서, 좌측 출력 버퍼(3630A)는 좌측 출력 트랜지스터(3601), 저항(3604) 및 커패시터(3602)를 포함한다. 전원 Vcc(3040)은 트랜지스터(3601)의 콜렉터에 직접 접속된다. 트랜지스터(3601)의 콜렉터는 저항(3604)을 통해서 접지(3041)에 접속되고 커패시터(3602)를 통해서 좌측 출력 단자(3004)에 접속된다. 부가적으로, 트랜지스터(3601)의 베이스는 트랜지스터(3010)의 콜렉터에 접속된다.

하나의 실시예에 있어서, 트랜지스터(3601)는 NPN형의 2N222A 트랜지스터이고, 저항(3604)은 1 ㏀, 커패시터(3602)는 0.02 ㎌이다. 저항(3604), 커패시터(3602) 및 트랜지스터(3601)는 유일한 이득을 생성한다(즉, 이득이 1이다). 즉, 좌측 출력 버퍼(3630A)는 기본적으로 확장된 사운드 신호를 더 등화하지 않고 좌측 출력 단자(3004)로 보낸다.

이와 유사한 방법으로, 하나의 우측 출력 버퍼(3630B)는 우측 출력 트랜지스터(3610), 저항(3612) 및 커패시터(3614)를 포함한다. 전원 Vcc(3040)은 트랜지스터(3610)의 콜렉터에 직접 결합된다. 트랜지스터(3610)의 콜렉터는 저항(3612)을 통해서 접지(3041)에 접속되고 커패시터(3614)를 통해 우측 출력 단자에 접속된다. 부가적으로, 트랜지스터(3610)의 베이스는 트랜지스터(3012)의 콜렉터에 접속된다.

하나의 실시예에 있어서, 트랜지스터(3610)는 NPN형의 2N2222A 트랜지스터이고, 저항(3612)은 1 ㏀, 커패시터(3614)는 0.02 ㎌이다. 상기 저항(3612), 커패시터(3614) 및 트랜지스터(3610)는 유일한 이득을 생성한다. 즉, 우측 출력 버퍼(3630B)는 기본적으로 확장된 사운드 신호를 더 등화하지 않고 우측 출력 단자(3006)로 보낸다.

본 기술 분야의 당업자라면 상기 출력 버퍼(3630)는 예컨대 연산 증폭기 등과 같은 다른 증폭기를 사용하여 또한 실행될 수 있음을 인지할 수 있을 것이다.

도 37은 스테레오 이미지 확장 프로세서(124)의 또 다른 실시예를 도시한다. 도 37에 있어서, 상기 좌측 입력(2630)이 저항(3710)의 제1 단자, 저항(3716)의 제1 단자 및 저항(3740)의 제1 단자에 제공된다. 상기 저항(3710)의 제2 단자는 저항(3711)의 제1 단자 및 연산 증폭기(3712)의 비반전 입력에 접속된다. 상기 우측 입력(2631)은 트랜지스터(3713)의 제1 단자, 저항(3741)의 제1 단자 및 저항(3746)의 제1 단자에 제공된다. 저항(3713)의 제2 단자는 저항(3714)의 제1 단자, 연산 증폭기(3712)의 비반전 입력에 접속된다. 저항(3714)의 제2 단자는 접지에 제공된다. 저항(3740)의 제2 단자 및 저항(3741)의 제2 단자는 연산 증폭기(3744)의 비반전 입력 및 저항(3742)의 제1 단자에 접속된다. 저항(3742)의 제2 단자는 접지에 접속된다.

연산 증폭기(3744)의 출력은 저항(3761)의 제1 단자에 접속된다. 저항(3761)의 제2 단자는 연산 증폭기(3744)의 반전 입력에 제공된다. 저항(3743)의 제2 단자는 접지에 접속된다. 연산 증폭기(3712)를 다시 참조하면, 연산 증폭기(3712)의 출력은 저항(3711)의 제2 단자에 접속된다. 또한, 연산 증폭기(3712)의 출력은 저항(3715)의 제1 단자에 제공된다. 저항(3715)의 제2 단자는 커패시터(3717)의 제1 단자에 접속된다. 커패시터(3717)의 제2 단자는 저항(3718)의 제1 단자, 저항(3719)의 제1 단자, 커패시터(3721)의 제1 단자 및 저항(3722)의 제1 단자에 접속된다. 저항(3718)의 제2 단자는 접지에 접속된다. 저항(3719)의 제2 단자는 저항(3720)의 제2 단자, 저항(3725)의 제2 단자에 접속된다. 저항(3721)의 제2 단자는 저항(3720)의 제1 단자 및 저항(3723)의 제1 단자에 접속된다, 저항(3722)의 제2 단자는 저항(3725)의 제1 단자 및 커패시터(3724)의 제1 단자에 접속된다. 저항(3723)의 제2 단자 및 커패시터(3724)의 제2 단자는 모두 접지된다.

저항(3719)의 제2 단자는 또한 저항(3726)의 제1 단자 및 연산 증폭기(3727)의 반전 입력에 접속된다. 연산 증폭기(3727)의 비반전 입력은 접지된다. 저항(3726)의 제2 단자는 연산 증폭기(3727)의 출력에 접속된다. 연산 증폭기(3727)의 출력은 전위차계(3728)의 제1 고정 단자에 접속된다. 전위차계(3728)의 제2 고정 단자는 접지된다. 전위차계(3728)의 와이퍼는 저항(3747)의 제1 단자 및 저항(3720)의 제1 단자에 접속된다.

연산 증폭기(3744)의 출력은 전위차계(3745)의 제1 고정 단자에 접속된다. 전위차계(3745)의 제2 고정 단자는 접지된다. 전위차계(3745)의 와이퍼는 저항(3730)의 제1 단자 및 저항(3751)의 제1 단자에 접속된다. 저항(3747)의 제2 단자는 저항(3748)의 제1 단자 및 연산 증폭기(3749)의 반전 입력에 접속된다.

연산 증폭기(3749)의 비반전 입력은 접지된다. 연산 증폭기(3749)의 출력은 저항(3748)의 제2 단자 및 저항(3750)의 제1 단자에 접속된다. 저항(3750)의 제2 단자는 저항(3729)의 제2 단자에 접속된다. 저항(3730)의 제2 단자는 연산 증폭기(3753)의 비반전 입력에 제공된다. 저항(3731)의 제1 단자는 또한, 연산 증폭기(3735)의 비반전 입력에 제공된다. 저항(3731)의 제2 단자는 접지된다. 연산 증폭기(3735)의 비반전 입력은 저항(3734)의 제1 단자 및 저항(3732)의 제1 단자에 접속된다. 저항(3732)의 제2 단자는 접지된다. 연산 증폭기(3735)의 출력은 저항(3734)의 제2 단자에 접속된다. 저항(3750)의 제2 단자, 저항(3751)의 제2 단자, 저항(3746)의 제2 단자 및 저항(3752)의 제1 단자는 모두 연산 증폭기(3755)의 비반전 입력에 접속된다. 저항(3752)의 제2 단자는 접지된다. 연산 증폭기(3755)의 비반전 입력은 저항(3753)의 제1 단자 및 저항(3754)의 제1 단자에 접속된다. 연산증폭기(3755)의 출력은 저항(3754)의 제2 단자에 접속된다.

연산 증폭기(3735)의 출력은 좌측 채널 출력으로서 제공되고 연산 증폭기(3755)의 출력은 우측 채널 출력으로서 제공된다.

저항(3710,3711, 3713, 3714, 3740, 3741, 3742, 3743, 37 및 3761)은 33.3 ㏀의 저항이다. 저항(3716 및 3746)은 모두 80.6 ㏀이다. 전위차계(3745 및 3728)는 모두 10.0 ㏀ 선형 전위차계이다. 저항(3715)은 1.0 ㏀이고, 커패시터(3717)는 0.47 ㎌, 저항(3718)은 4.42 ㏀, 저항(3719)은 121 ㏀, 커패시터(3721)는 0.0047 ㎌, 저항(3720)은 47.5 ㏀, 저항(3722)은 1.5 ㏀, 저항(3723)은 3.74 ㏀, 저항(3725)은 33.2 ㏀, 커패시터(3724)는 0.47 ㎌이다. 저항(3726)은 121 ㏀이다. 저항(3747 및 3748)은 모두 16.2 ㏀이다. 저항(3729 및 3750)은 모두 11.5 ㏀이다. 저항(3730 및 3751)은 모두 37.9 ㏀이다. 저항(3731, 3732, 3752 및 3753)은 모두 16.2 ㏀이다. 저항(3734 및 3754)은 모두 38.3 ㏀이다. 연산 증폭기(3721, 3744, 3749, 3735 및 3755)는 모두 TL074 타입 또는 대치 가능한 동등품이다.

디지털 신호 프로세서 실행

음향 교정 시스템은 또한 도 3과 관련하여 설명한 바와 같이 소프트웨어로 쉽게 실행될 수 있다. 적절한 프로세서는 범용 프로세서, 디지털 신호 프로세서(DSP) 등을 포함한다.

도 38은 음향 교정 시스템(120)의 소프트웨어 실시예의 블록도이다. 도 38에 있어서, 좌측 채널 입력(3801)은 10 dB 감쇄기(3803)의 입력에 제공된다. 감쇄기(3803)의 출력은 필터(3804)의 입력 및 DPDT 스위치(3805)의 제1쓰로우(throw)에 접속된다. 필터(3804)의 출력은 스위치(3805)의 제2 쓰로우에 접속된다. 우측 채널 입력(3802)은 10 dB 감쇄기(3806)의 입력에 제공된다. 감쇄기(3806)의 출력은 필터(3807)의 입력 및 스위치(3805)의 제1 쓰로우에 접속된다. 필터(3807)의 출력은 스위치(3805)의 제2 쓰로우에 접속된다.

스위치(3805)의 제1 폴(pole)은 가산기(3828)의 제1 입력 및 가산기(3808)의 제1 입력에 접속된다. 스위치(3805)의 제2 폴은 가산기(3829)의 제1 입력 및 가산기(3808)의 제2 입력에 접속된다. 가산기(3808)의 출력은 저역 통과 필터(3809)의 입력에 제공된다. 저역 통과 필터(3809)의 출력은 듀얼 밴드 대역 필터(3810)의 입력, 듀얼 밴드 대역 필터(3811)의 입력 및 100 ㎐ 대역 필터(3812)의 입력에 제공된다.

대역 필터(3810)의 출력은 가산기(3821)의 제1 입력에 제공되고, 대역 필터(3811)의 출력은 가산기(3821)의 제2 입력에 제공되며, 대역 필터(3812)의 출력은 가산기(3812)의 제3 입력에 제공된다. 가산기(3821)의 출력은 2.75 dB 증폭기(3863)의 입력, 곱셈기(3824)의 제1 입력 및 절대값 블록(3822)의 입력에 제공된다. 절대값 블록(3822)의 출력은 빠른 개시 느린 감쇠(FASD) 압축기(3823)의 입력에 제공된다. FASD 압축기(3823)의 출력은 곱셈기(3824)의 제2 입력에 제공된다.

증폭기(3863)의 출력은 감산기(3825)의 양의 입력에 제공된다. 곱셈기(3824)의 출력은 감산기(3825)의 음의 입력에 제공된다. 감산기(3825)의 출력은 곱셈기(3826)의 제1 입력에 제공된다. 저음(bass) 제어부(3827)의 출력은곱셈기(3826)의 제2 입력에 제공된다. 곱셈기(3826)의 출력은 SPDT 스위치(3860)를 통해서 가산기(3824)의 제2 입력 및 가산기(3829)의 제2 입력에 제공된다.

가산기(3828)의 출력은 가산기(3830)의 제1 입력, 9 dB 감쇄기(3833)의 입력, 감산기(3837)의 양의 입력 및 DPDT 스위치(3836)의 제1 쓰로우에 접속된다. 가산기(3829)의 출력은 감산기(3837)의 음의 입력, 가산기(3830)의 제2 입력, 9 dB 감쇄기(3834)의 입력, 스위치(3836)의 제1 쓰로우에 접속된다.

가산기(3838)의 출력은 5 dB 감쇄기(3832)의 입력에 제공된다. 감쇄기(3832)의 출력은 가산기(3835)의 제1 입력 및 가산기(3866)의 제1 입력에 제공된다. 감쇄기(3833)의 출력은 가산기(3835)의 제2 입력에 제공된다. 감쇄기(3834)의 출력은 가산기(3866)의 제2 입력에 제공된다. 가산기(3835)의 출력은 스위치(3836)의 제2 쓰로우에 제공된다. 가산기(3866)의 출력은 스위치(3836)의 제2 쓰로우에 제공된다.

감산기(3837)의 출력은 48 ㎐ 고역 통과 필터(3838)의 입력에 제공된다. 고역 통과 필터(3838)의 출력은 6 dB 감쇄기(3840)의 입력, 7 ㎑ 고역 통과 필터(3841)의 입력 및 200 ㎐ 저역 통과 필터(3842)의 입력에 제공된다. 감쇄기(3840)의 출력은 가산기(3844)의 제1 입력에 제공되고, 고역 통과 필터(3841)의 출력은 가산기(3844)의 제2 입력에 제공되며, 저역 통과 필터(3842)의 출력은 3 dB 감쇄기(3843)를 통해서 가산기(3844)의 제3 입력에 제공된다. 가산기(3844)의 출력은 곱셈기(3845)의 제1 입력에 제공된다. 폭제어부(3846)의 출력은 곱셈기(3845)의 제2 입력에 제공된다. 곱셈기(3845)의 출력은 가산기(3835)의 제3입력 및 인버터(즉, -1의 이득)를 통해서 가산기(3866)의 제3 입력에 제공된다.

스위치(3836)의 제1 폴은 좌측 채널 출력(3850)에 접속된다. 스위치(3836)의 제2 폴은 우측 출력(3851)에 접속된다.

도 38에 도시된 바와 같이, 좌측 및 우측 스테레오 입력 신호는 좌측 및 우측 입력(3803 및 3802)에 각각 제공된다. 저음 보강부[도 1에 도시한 저음 보강 블록(101)에 대응함]의 처리에 대하여, 좌측 및 우측 채널이 가산기(3808)에 의해 서로 가산되고, 모노(monophonic) 신호로서 처리되며, 다음에 가산기(3828 및 3829)에 의해 좌측 및 우측 채널 내에 다시 가산되어 강화된 스테레오 신호를 형성한다. 저음 주파수 신호 내에서는 통상적으로 미약한 스테레오 분리가 존재하기 때문에, 저음 정보는 모노 신호로서 처리되어, 2 개의 채널에 대한 처리를 중복할 필요가 거의 없다.

도 38은 저음 보강의 크기를 제어하는 소프트웨어 제어부(3827)와, 수직, 저음 및 폭 이미지 보강를 각각 개별적으로 활성화 및 비활성화하는 소프트웨어 스위치(3805, 3260, 3836)뿐만 아니라 명백한 사운드 스테이지(sound stage)의 폭을 제어하는 소프트웨어 제어부(3846)를 포함하는 소프트웨어 사용자 제어부를 도시한다. 어플리케이션에 의존하여, 이들 사용자 제어부는 동적으로 변경 가능하거나 특정 구성에 고정될 수 있다. 사용자 제어부는 다이얼로그 박스 내의 슬라이더, 체크 박스 등과 같은 제어부에 접속될 수 있어서, 사용자가 음향 교정 장치의 동작을 제어할 수 있게 한다.

도 38에 있어서, 좌측 및 우측 입력(3801 및 3802)은 바이패스 레벨을 설정하기 위해 -10 dB의 이득으로 우선 처리되고, 후속되는 처리 동안 신호가 포화상태로 되는 것을 방지한다. 다음에 각 채널은 도 4∼6을 참조하여 설명한 바와 같이 사운드 스테이지 엘리베이션 및 확장을 실행하는 엘리베이션 필터[좌측 및 우측 각각에 대해 필터(3804 및 3807)]를 통해서 처리된다.

엘리베이션 필터링 후, 좌측 및 우측 채널은 서로 믹싱되고 대역 필터(3810∼3112)의 뱅크가 후속되는 저역 통과 필터(3809)를 통해서 라우팅된다. 저역 통과 필터(3809)의 차단 주파수는 284 ㎐이다. 각각의 후속하는 4 개의 필터(3810∼3112)는 제2 순서의 대역 필터이다. 상기 필터(3810)는 40 ㎐ 또는 150 ㎐ 어느 한쪽으로 선택 가능하다. 필터(3811)는 60 ㎐ 또는 200 ㎐ 어느 한쪽으로 선택 가능하다. 그러므로, 스피커 크기, 즉 소형 중형 대형용의 3 개의 유용한 구성이 가능하다. 3 개의 구성 모두는 3 개의 대역 필터를 사용하지만 필터(3810 및 3811)에 대해 상이한 중심 주파수를 갖는다. 다음에 3 개의 능동 필터의 출력은 가산기(3821)에 의해 서로 가산되고 그 합은 저음 제어단에 제공된다.

상기 저음 제어단은 절대값 디코더(3822)를 구비하는 익스팬더 회로와, 빠른 개시 느린 감쇠(FASD) 피크 검출기(3823) 및 곱셈기(3824)를 포함한다. 피크 검출기(3823)의 출력은 상기 익스팬더 입력 신호용 곱셈기로서 사용되어 신호의 동적 범위를 확장한다.

상기 저음 제어단의 제2 부분은 증폭기(3863)에 의해 제공되는 2.75 dB의 이득이 있는 동일한 입력 신호로부터 저음 제어단의 입력 신호의 확장된 변형을 차감한다. 이것은 높은 진폭 신호의 레벨을 제한하는 효과가 있는 한편 작은 일정한 이득을 낮은 진폭 신호에 부가한다.

저음 제어단의 출력은 좌측 채널 신호 및 우측 채널 신호 모두에 가산기(3828 및 3829)에 의해 각각 부가된다. 좌측 및 우측 채널에 믹싱되는 강화된 저음 신호의 크기는 저음 제어부(3827)에 의해 결정된다.

다음에, 결과적인 좌측 및 우측 채널 신호는 가산기(3830)에 의해 서로 가산되어 L+R 신호를 형성하고, 감산기(3837)에 의해 감산되어 L-R 신호를 형성한다. L-R 신호는 (도 7의) 원근 곡선을 통하여 처리됨으로써 스펙트럼적으로 구체화되며, 이것은 후술되는 바와 같은 필터 네트워크 및 이득 조정으로 실행된다. 우선, 신호는 48 ㎐ 고역 통과 필터(3838)를 통과한다. 이 고역 통과 필터의 출력은 다음에 분리되고 7 ㎑ 고역 통과 필터(3841) 및 200 ㎐ 저역 통과 필터(3842)를 통과한다. 다음에 3 개의 필터 출력은 가산기(3844)에 의해 함께 가산되어 후술되는 이득 조정을 사용하여 원근 곡선 신호를 형성한다. 48 ㎐ 고역 통과 필터(3838)에 대해 -6 dB, 7 ㎑ 고역 통과 필터(3841)에 대해 0 dB(무조정), 200 ㎐ 저역 통과 필터(3842)에 대해 +3dB. 폭제어부(3846)는 최종 가산기(3835 및 3866)를 통과하는 원근 곡선 신호의 크기를 결정한다.

최종적으로, 좌측 채널, 우측 채널, L+R 및 L-R 신호는 가산기(3835 및 3836)에 의해 서로 믹싱되어 최종의 좌측 및 우측 채널 출력을 각각 생성한다. 좌측 채널 출력은 -5 dB 이득 조정을 갖는 L+R 신호, -9 dB 이득 조정을 갖는 좌측 채널 신호 및 폭제어부(3846)에 의해 제공되는 이득 조정이외에 이득 조정이 없는 원근 곡선 신호를 믹싱함으로써 형성된다. 우측 채널 출력은 -5 dB 이득 조정을 갖는 L+R 신호, -9 dB 이득 조정을 갖는 우측 채널 신호 및 폭제어부(3846)에 의해 제공되는 이득 조정이외에 이득 조정이 없는 반전된 원근 곡선 신호를 믹싱함으로써 형성된다.

패스트 돌입 슬로우 감쇄(Fast Attack Slow Decay; FASD) 피크 검출기(3823)의 알고리즘은 다음과 같이 의사코드로 표시된다.

if [in ＞ out(previous)] then

out = in - [[out(previous)]* attack]

else

out = in + [[out(previous) - in]* decay]

endif

여기에서 out(previous)는 이전 샘플 주기로부터의 출력을 나타낸다.

돌입과 감쇄의 값들은 비틀림율이 실시간에 상관되어야 하기 때문에 샘플 속도 의존성을 갖는다. 각 값에 대한 공식은 아래와 같다.

attack= 1 - (1/(.01*sampleRate))

decay= 1 - (1/(.1*sampleRate))

여기에서 샘플 속도는 '샘플수/초'로 주어진다.

FASD 피크 검출기(3123)에 대한 입력은 절대치 함수(3122)의 출력으로부터 오기 때문에 항상 0 이상이다.

필터(3809∼3812)는 44.1 kHz의 샘플링 주파수에서 무한 임펄스 응답(IIR)필터로서 구현된다. 이 필터들은 쌍일차(bilinear) 변환 방법을 이용하여 설계된다. 각각의 필터는 하나의 섹션을 갖는 2차 필터이다. 이 필터들은 32비트 분수 고정 소수점 산술을 이용하여 구현된다. 각 필터에 대한 특수 정보는 아래의 표 1에 표시하였다. 또한, 필터(3810∼3812)의 전달 함수는 각각 도 32 내지 도 35에 도시하였다. 추가의 200 Hz 대역 통과 필터(도 31에는 도시하지 않음)의 전달 함수는 도 36에 도시하였다. 저역 통과 필터(3809)의 전달 함수는 도 37에 도시하였다.

대역 통과 필터

필터 주파수(Hz)	-3dB Low(Hz)	중심 주파수(Hz)	-3dB High(Hz)	대역통과이득	대역통과이득(dB)
40	30	38.7	50	1.43	3.12
60	45	58.1	75	1.43	3.12
100	78	96.8	129	1.00	0.0
150	116	145.1	192	1.00	0.0
200	150	193.6	250	0.71	-2.93
저역 통과 필터
	-3dB(Hz)	-15dB(Hz)	대역통과이득	대역통과이득(dB)
	285	1021	1.00	0.0

베이스 제어부(3827)는 오디오 신호에 인가되는 베이스 증가량을 결정하여 승산기(3826)에 0∼1의 값을 제공한다.

폭 제어부(3846)는 최종 출력에 인가되는 스테레오폭 증가량을 결정한다. 폭 제어부는 승산기(3845)에 0∼2.82(9dB)의 값을 제공한다.

기타 실시예

여기에서 설명한 모든 음향 보정 시스템은 DSP 또는 퍼스널 컴퓨터에서 동작하는 소프트웨어에 의해, 별도의 회로 부품에 의해, 하이브리드 회로 구조로써, 또는 적당한 외부 부품의 조정을 위한 단자를 가진 반도체 기판 내에서 쉽게 구현될 수 있다. 현재의 사용자에 의한 조정으로는 저주파수 및 고주파수 에너지 보정의 레벨과, 합신호 및 차신호의 레벨을 포함한 각종 신호 레벨 조정, 및 방향 조정이 있다.

전술한 설명 및 첨부 도면을 통하여, 본 발명은 현재의 음향 보정 및 스테레오 증대 시스템에 비하여 중요한 장점을 갖는 것으로 설명하였다. 전술한 설명에서는 본 발명의 기본적인 신규 특징을 보이고 설명하고 지적하였지만, 이 기술에 숙련된 사람이라면 본 발명의 정신에서 벗어나지 않고 전술한 장치의 형태 및 상세를 여러가지로 생략, 치환 및 변경할 수 있음을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명은 이하의 특허 청구의 범위에 의해서만 그 범위가 제한되는 것으로 하여야 한다.

Claims (36)

1. 2개 이상의 스피커에 의해 재생된 사운드의 공간 및 주파수 응답 특성을 증대시키기 위한 오디오 보정 시스템에 있어서,

   상기 사운드가 복수개의 스피커에 의해 재생될 때 사운드의 감지된 수직 이미지를 보정하도록 구성된 이미지 보정 모듈과;

   상기 사운드가 복수개의 스피커에 의해 재생될 때 사운드의 감지된 베이스 응답을 증대시키도록 구성된 베이스 증대 모듈과;

   상기 사운드가 복수개의 스피커에 의해 재생될 때 사운드의 수평 이미지를 증대시키도록 구성된 이미지 증대 모듈을 포함하는 오디오 보정 시스템.
2. 제1항에 있어서, 상기 이미지 보정 모듈에 의해 제공되는 보정은 상기 베이스 증대 모듈에 의해 제공되는 증대에 앞서는 것인 오디오 보정 시스템.
3. 제1항에 있어서, 상기 베이스 증대 모듈에 의해 제공되는 베이스 증대는 상기 이미지 증대 모듈에 의해 제공되는 이미지 증대에 앞서는 것인 오디오 보정 시스템.
4. 제1항에 있어서, 상기 베이스 증대 모듈에 의해 제공되는 베이스 증대는 상기 이미지 증대 모듈에 의해 제공되는 이미지 증대에 앞서는 것인 오디오 보정 시스템.
5. 이미지 증대 시스템에 있어서,

   오디오 신호들에 공통인 공통 모드 정보와 상기 오디오 신호들에 공통이지 않은 차별 정보를 갖는 적어도 2개의 오디오 신호와;

   반전 입력과 비반전 입력을 가지며 상기 오디오 신호들중의 하나와 교통하는 제1 증폭기와;

   반전 입력과 비반전 입력을 가지며 상기 오디오 신호들중의 하나와 교통하는 제2 증폭기와;

   상기 제1 증폭기의 상기 비반전 입력 및 상기 제2 증폭기의 비반전 입력과 교통하며 상기 차별 정보의 제1 주파수 세트를 수정하도록 구성된 제1 필터와;

   상기 제1 증폭기의 상기 반전 입력 및 상기 제2 증폭기의 반전 입력과 교통하며 제2 주파수 세트를 수정하도록 구성된 제2 필터와;

   상기 제1 증폭기의 상기 반전 입력 및 상기 제1 증폭기의 출력과 교통하며 제3 주파수 세트 -상기 제1, 제2 및 제3 주파수 세트는 합성되어 제1의 증대된 출력 신호를 생성함- 를 수정하도록 구성된 제3 필터와;

   상기 제2 증폭기의 상기 반전 입력 및 상기 제2 증폭기의 출력과 교통하며 제4 주파수 세트 -상기 제1, 제2 및 제4 주파수 세트는 합성되어 제2의 증대된 출력 신호를 생성함- 를 수정하도록 구성된 제4 필터를 포함하는 이미지 증대 시스템.
6. 사운드 증대 시스템에 있어서,

   복수개의 스피커에 의해 생성된 가시적 사운드 스테이지의 감지된 높이를 보정하도록 구성된 제1 사운드 증대 모듈과;

   상기 스피커의 감지된 베이스 응답을 보정하도록 구성된 제2 사운드 증대 모듈과;

   상기 가시적 사운드 스테이지의 감지된 폭을 보정하도록 구성된 제3 사운드 증대 모듈을 포함하는 사운드 증대 시스템.
7. 제6항에 있어서, 상기 제1 사운드 증대 모듈은 상기 가시적 사운드 스테이지의 감지된 수직 위치를 더 보정하도록 구성된 것인 사운드 증대 시스템.
8. 제6항에 있어서, 상기 제1 사운드 증대 모듈은 좌측 신호 채널의 사운드를 필터링하도록 구성된 좌측 채널 필터와 우측 신호 채널의 사운드를 필터링하도록 구성된 우측 채널 필터를 포함하는 것인 사운드 증대 시스템.
9. 제8항에 있어서, 상기 좌측 채널 필터와 상기 우측 채널 필터는 음원의 수직 위치의 함수로서 인간의 청각계의 주파수 응답의 변화에 따라 상기 좌측 채널 및 우측 채널을 필터링하도록 구성된 것인 사운드 증대 시스템.
10. 제8항에 있어서, 상기 좌측 채널 필터와 상기 우측 채널 필터는 고주파수에 비하여 저주파수를 강조하도록 구성된 것인 사운드 증대 시스템.
11. 제6항에 있어서, 상기 제2 사운드 증대 모듈은 고주파수에 비하여 저주파수의 부분들을 강조하도록 구성된 것인 사운드 증대 시스템.
12. 제6항에 있어서, 상기 제2 사운드 증대 모듈은 복수개의 입력 신호를 수신하고 상기 입력 신호의 고주파수에 비하여 상기 입력 신호의 저주파수의 공통 모드 부분을 강조하도록 구성된 것인 사운드 증대 시스템.
13. 제6항에 있어서, 상기 제2 사운드 증대 모듈은,

    좌측 채널 신호의 적어도 일부를 우측 채널 신호의 적어도 일부와 합성하여 합성 신호를 생성하도록 구성된 제1 합성기와;

    상기 합성 신호의 일부를 선택하여 필터링된 신호를 생성하도록 구성된 필터와;

    상기 필터링된 신호를 상기 필터링된 신호의 엔벨로프에 따라 조정하여 베이스 증대 신호를 생성하도록 구성된 가변 이득 모듈과;

    상기 베이스 증대 신호의 적어도 일부를 상기 좌측 채널 신호와 합성하도록 구성된 제2 합성기와;

    상기 베이스 증대 신호의 적어도 일부를 상기 우측 채널 신호와 합성하도록구성된 제3 합성기를 포함하는 것인 사운드 증대 시스템.
14. 제10항에 있어서, 상기 가변 이득 모듈은 신장기를 포함하는 것인 사운드 증대 시스템.
15. 제10항에 있어서, 상기 가변 이득 회로는 압축기를 포함하는 것인 사운드 증대 시스템.
16. 제6항에 있어서, 상기 제3 사운드 증대 모듈은 좌측 채널 입력과 우측 채널 입력을 포함한 입력 신호를 수신하도록 구성되고, 상기 제3 사운드 증대 모듈은 또한 상기 입력 신호의 공통 모드 부분에 응답하여 공통 모드 동작을 제공하고 상기 입력 신호의 차별 모드 부분에 응답하여 차별 모드 동작을 제공하도록 구성된 것인 사운드 증대 시스템.
17. 제6항에 있어서, 상기 제3 사운드 증대 모듈은 공통 모드 전달 함수 및 차별 모드 전달 함수를 제공하도록 구성된 것인 사운드 증대 시스템.
18. 제17항에 있어서, 상기 차별 모드 전달 함수는 고주파수에 비하여 저주파수를 강조하는 것인 사운드 증대 시스템.
19. 제17항에 있어서, 상기 차별 모드 전달 함수는 제1 주파수 대역 내의 주파수 성분들에 대한 제1의 디엠파시즈(de-emphasis)를 제공하고, 제2 주파수 대역 내의 주파수 성분들에 대한 제2의 디엠파시즈를 제공하고, 제3 주파수 대역 내의 주파수 성분들에 대한 제3의 디엠파시즈를 제공하고, 제4 주파수 대역 내의 주파수 성분들에 대한 제4의 디엠파시즈를 제공하며, 상기 제1 주파수 대역은 상기 제2 주파수 대역보다 낮고, 상기 제2 주파수 대역은 상기 제3 주파수 대역보다 낮고, 상기 제3 주파수 대역은 상기 제4 주파수 대역보다 낮으며, 상기 제2의 디엠파시즈는 상기 제1의 디엠파시즈 및 상기 제3의 디엠파시즈보다 작은 것인 사운드 증대 시스템.
20. 감지되는 사운드 스테이지를 개선하고 상기 사운드의 감지되는 베이스 성분을 개선하도록 오디오 사운드를 증대시키는 방법에 있어서,

    복수개의 스피커에 의해 생성된 가시적 사운드 스테이지의 감지된 높이를 개선하도록 사운드 신호를 높이 보정하는 단계와;

    상기 스피커의 감지된 베이스 응답을 증대시키도록 사운드 신호를 베이스 증대시키는 단계와;

    다채널 사운드 신호에 의해 생성된 가시적 사운드 스테이지의 감지된 폭을 개선하도록 상기 다채널 사운드 신호를 폭 보정하는 단계를 포함하는 오디오 사운드 증대 방법.
21. 제21항에 있어서, 상기 높이 보정하는 단계는 상기 가시적 사운드 스테이지의 감지된 수직 위치를 청취자가 듣는 것처럼 변화시키도록 상기 사운드 신호를 필터링하는 단계를 포함하는 것인 오디오 사운드 증대 방법.
22. 제21항에 있어서, 상기 높이 보정하는 단계는 좌측 신호 채널의 신호들을 필터링하는 단계 및 우측 신호 채널의 신호들을 필터링하는 단계를 포함하는 것인 오디오 사운드 증대 방법.
23. 제22항에 있어서, 상기 필터링하는 단계는 인간에 의한 청취의 수직 공간 주파수 응답의 변화에 따라 상기 좌측 신호 채널 및 상기 우측 신호 채널의 주파수 성분들을 조정하는 단계를 포함하는 것인 오디오 사운드 증대 방법.
24. 제22항에 있어서, 상기 필터링하는 단계는 고주파수에 비하여 저주파수를 강조하는 단계를 포함하는 것인 오디오 사운드 증대 방법.
25. 제20항에 있어서, 상기 베이스 강조 단계는 고주파수에 비하여 저주파수 부분들을 강조하는 단계를 포함하는 것인 오디오 사운드 증대 방법.
26. 제20항에 있어서, 상기 베이스 강조 단계는 다채널 입력 신호의 고주파수에 비하여 상기 다채널 입력 신호의 저주파수의 공통 모드 부분들을 강조하는 단계를 포함하는 것인 오디오 사운드 증대 방법.
27. 제20항에 있어서, 상기 베이스 강조 단계는,

    합성 신호를 생성하기 위해 좌측 채널 신호의 적어도 일부를 우측 채널 신호의 일부와 합성하는 단계와;

    필터링된 신호를 생성하기 위해 상기 합성 신호를 필터링하는 단계와;

    베이스 증대 신호를 생성하기 위해 상기 필터링된 신호의 엔벨로프에 따라 상기 필터링된 신호를 증폭하는 단계와;

    상기 베이스 증대 신호의 적어도 일부를 상기 좌측 채널 신호와 합성하는 단계와;

    상기 베이스 증대 신호의 적어도 일부를 상기 우측 채널 신호와 합성하는 단계를 포함하는 것인 오디오 사운드 증대 방법.
28. 제27항에 있어서, 상기 증폭 단계는 돌입 시간 동안 상기 필터링된 신호를 압축하는 단계를 포함하는 것인 오디오 사운드 증대 방법.
29. 제27항에 있어서, 상기 증폭 단계는 감쇄 시간 동안 상기 필터링된 신호를 신장시키는 단계를 포함하는 것인 오디오 사운드 증대 방법.
30. 제20항에 있어서, 상기 폭 증대 단계는 상기 다채널 사운드 신호의 공통 모드 부분을 식별하여 공통 모드 동작에 따라 상기 공통 모드 부분을 조정하는 단계와, 상기 다채널 사운드 신호의 차별 모드 부분을 식별하여 차별 모드 동작에 따라 상기 차별 모드 부분을 조정하는 단계를 포함하는 것인 오디오 사운드 증대 방법.
31. 제20항에 있어서, 상기 폭 증대 단계는 상기 다채널 사운드 신호에 공통 모드 전달 함수를 적용하는 단계 및 차별 모드 전달 함수를 적용하는 단계를 포함하는 것인 오디오 사운드 증대 방법.
32. 제31항에 있어서, 상기 차별 모드 전달 함수를 적용하는 단계는 고주파수에 비하여 저주파수를 강조하는 단계를 포함하는 것인 사운드 증대 시스템.
33. 제31항에 있어서, 상기 차별 모드 전달 함수를 적용하는 단계는,

    제1 주파수 대역 내의 주파수 성분들을 제1 디엠파시즈값에 따라 디엠파시즈하는 단계와;

    상기 제1 주파수 대역보다 주파수가 더 높은 제2 주파수 대역 내의 주파수 성분들을 제2 디엠파시즈값에 따라 디엠파시즈하는 단계와;

    상기 제2 주파수 대역보다 주파수가 더 높은 제3 주파수 대역 내의 주파수 성분들을 제3 디엠파시즈값 -상기 제2 디엠파시즈값은 상기 제1 디엠파시즈값 및 상기 제3 디엠파시즈값보다 작은 것임- 에 따라 디엠파시즈하는 단계와;

    상기 제3 주파수 대역보다 주파수가 더 높은 제4 주파수 대역 내의 주파수 성분들을 제4 디엠파시즈값 -상기 제4 디엠파시즈값은 상기 제1 디엠파시즈값 및상기 제3 디엠파시즈값보다 작은 것임- 에 따라 디엠파시즈하는 단계를 포함하는 것인 사운드 증대 시스템.
34. 가시적 사운드 스테이지의 감지된 높이를 보정하기 위한 높이 보정기와;

    사운드 신호의 베이스 응답을 증대시키기 위한 베이스 증대기와;

    상기 가시적 사운드 스테이지의 감지된 폭을 보정하기 위한 폭 보정기를 포함하는 사운드 증대 시스템.
35. 가시적 사운드 스테이지의 감지된 높이를 보정하기 위한 높이 보정기와;

    사운드 신호의 베이스 응답을 증대시키기 위한 수단과;

    상기 가시적 사운드 스테이지의 감지된 폭을 보정하기 위한 폭 보정기를 포함하는 사운드 증대 시스템.
36. 가시적 사운드 스테이지의 감지된 높이를 보정하기 위한 높이 보정기와;

    베이스 응답을 증대시키기 위한 베이스 증대기와;

    상기 가시적 사운드 스테이지의 감지된 폭을 보정하기 위한 수단을 포함하는 사운드 증대 시스템.