JP3276528B2 - 音像拡大装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ステレオ再生を行なう
音響機器や映像機器等に用いて好適な音像拡大装置に関
するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来のステレオ再生を行なう音響機器に
おいて、左右スピーカ間が充分離れていない状態では、
音の拡がり感が損なわれていた。そこで、左チャンネル
系音声信号Ｌと右チャンネル系音声信号Ｒとから差信号
（Ｌ−Ｒ）を取り出し、レベルと位相とを制御した信号
を左チャンネル系音声信号Ｌに対しては加算する一方、
右チャンネル系信号Ｒに対してはレベルと位相とを制御
した信号を位相反転したものを加算し、これにより、音
の拡がりを得るようにしていた。

【０００３】例えば、音像拡大回路１’は、図２３に示
すような構成を有しており、左・右チャンネル系音声信
号Ｌ・Ｒが、左・右チャンネル系入力端子２Ｌ・２Ｒに
それぞれ入力される。左チャンネル系音声信号Ｌは加算
器６Ｌに送られると共に、左チャンネル系音声信号Ｌを
位相反転したものが加算器３に送られる。一方、右チャ
ンネル系音声信号Ｒは加算器３及び加算器６Ｒに送られ
る。

【０００４】加算器３では、入力された左・右チャンネ
ル系音声信号Ｌ・Ｒに基づいて、差信号（Ｌ−Ｒ）が生
成された後、減衰係数Ａのアッテネータ４でレベルが所
定量減衰され、信号〔（Ｌ−Ｒ）・Ａ〕が位相器５に送
られる。

【０００５】位相器５では、入力信号〔（Ｌ−Ｒ）・
Ａ〕の位相がΦだけシフトされ、信号〔（Ｌ−Ｒ）・
Ａ〕∠Φ（∠は位相を表す）が加算器６Ｌに送られると
共に、該信号の位相を反転した−〔（Ｌ−Ｒ）・Ａ〕∠
Φが加算器６Ｒにそれぞれ送られる。加算器６Ｌでは、
位相器５の出力と左チャンネル系音声信号Ｌとが加算さ
れ、信号〔Ｌ＋（（Ｌ−Ｒ）・Ａ）∠Φ〕が再生音声出
力として出力端子７Ｌから出力される。一方、加算器６
Ｒでは、位相器５の出力の位相を反転したものと右チャ
ンネル系音声信号Ｒとが加算され、信号〔Ｒ−（（Ｌ−
Ｒ）・Ａ）∠Φ〕が再生音声出力として出力端子７Ｒか
ら出力される。

【０００６】説明を簡単にするために、右チャンネル系
音声信号Ｒ＝０とすると、出力端子７Ｌからは信号〔Ｌ
（１＋Ａ∠Φ）〕が再生音声出力として出力される一
方、出力端子７Ｒからは信号（−ＬＡ∠Φ）が再生音声
出力として出力される。これをベクトル図で表すと、図
２４に示すようになる。なお、図２４において、説明の
便宜上、出力端子７Ｌ、７Ｒからの再生音声出力のベク
トルをそれぞれ７Ｌ、７Ｒで表記している。

【０００７】ベクトル７Ｌ、７Ｒを合成すると、図２４
に示すようになり、合成ベクトルの方向であって、スピ
ーカ１０Ｌ、１０Ｒを結ぶ線上に仮想スピーカ１０Ｌ’
が位置することになる。同様に、右チャンネル系音声信
号の場合（左チャンネル系音声信号Ｌ＝０）、ベクトル
７Ｌ、７Ｒを合成すると、合成ベクトルの方向であっ
て、スピーカ１０Ｌ、１０Ｒを結ぶ線上に仮想スピーカ
１０Ｒ’が位置することになる。このような仮想スピー
カ１０Ｌ’、１０Ｒ’の配置は、アッテネータ４と位相
器５とを調節することによって実現される。

【０００８】以上のように、音像拡大回路１’はアナロ
グ回路を用いてアナログ処理しているが、ＤＳＰ（Digi
tal Signal Processor）を用いてディジタル処理しても
同様の結果が得られる。

【０００９】又、仮想音源は伝達関数に基づいて生成さ
れる。この場合、伝達関数は、ＤＳＰが処理するＦＩＲ
（Finite Impulse Response）フィルタの次数に基づい
て与えられる。伝達関数に基づく音像拡大について、図
２５を参照しながら、以下に説明する。

【００１０】図２５に示すように、２つのスピーカ１０
Ｌ、１０Ｒを用いて、仮想スピーカ１０Ｌ’を実現する
場合について説明する。Ｌチャンネル、Ｒチャンネルの
音源をそれぞれＳ_L 、Ｓ_R とし、スピーカ１０Ｌ、１０
Ｒからリスナの両耳に達する場合に対応する伝達関数を
Ｈ_AL、Ｈ_AR、Ｈ_BL、及びＨ_BRとし、仮想スピーカ１０
Ｌ’から左耳に達する場合に対応する伝達関数をＨ_R、
Ｈ_L とする。又、音声信号はＬチャンネル系音声信号Ｌ
のみ（Ｓ_R ＝０）とし、スピーカ１０Ｌ、１０Ｒに入力
する信号をそれぞれＬ、Ｒとし、両スピーカ１０Ｌ、１
０Ｒからの音が左耳に到達したときの音圧レベルをＥ_L
とし、右耳に到達したときの音圧レベルをＥ_Rとする
と、 Ｅ_L ＝Ｌ・Ｈ_AL＋Ｒ・Ｈ_BL …（１） Ｅ_R ＝Ｌ・Ｈ_AR＋Ｒ・Ｈ_BR …（２） 又、仮想スピーカ１０Ｌ’からの音が左耳に到達したと
きの音圧レベルをＥ_L' とし、右耳に到達したときの音
圧レベルをＥ_R' とすると、 Ｅ_L' ＝Ｓ_L ・Ｈ_L …（３） Ｅ_R' ＝Ｓ_L ・Ｈ_R …（４） ここで、スピーカ１０Ｌ、１０Ｒからの音により仮想ス
ピーカを実現するには、リスナの耳の位置で次式が成立
すればよい。 Ｅ_L' ＝Ｅ_L 且つＥ_R' ＝Ｅ_R 次に、リスナ位置がスピーカ１０Ｌ、１０Ｒの中央位置
にある場合は、スピーカからの伝達関数が左右対称とな
り、Ｈ_AL＝Ｈ_BR、Ｈ_AR＝Ｈ_BLが成立するので、スピーカ
１０Ｌ、１０Ｒに入力される信号Ｌ、Ｒは、上式より、 Ｒ＝Ｓ_L ・（Ｈ_L ・Ｈ_AR−Ｈ_R・Ｈ_AL）／（Ｈ_AR・Ｈ_AR−Ｈ_AL・Ｈ_AL）…（５） Ｌ＝Ｓ_L ・（Ｈ_L ・Ｈ_AL−Ｈ_R・Ｈ_AR）／（Ｈ_AR・Ｈ_AR−Ｈ_AL・Ｈ_AL）…（６） となり、 Ｈ０＝（Ｈ_L ・Ｈ_AR−Ｈ_R・Ｈ_AL）／（Ｈ_AR・Ｈ_AR−Ｈ_AL・Ｈ_AL） Ｈ１＝（Ｈ_L ・Ｈ_AL−Ｈ_R・Ｈ_AR）／（Ｈ_AR・Ｈ_AR−Ｈ_AL・Ｈ_AL） とすると、上式（５）（６）は、次のように表せる。 Ｒ＝Ｓ_L ・Ｈ０ …（７） Ｌ＝Ｓ_L ・Ｈ１ …（８） 以上の伝達関数によって表される信号Ｌ、Ｒをスピーカ
１０Ｌ、１０Ｒから出力することによって仮想スピーカ
１０Ｌ’が実現できる。

【００１１】実際には、伝達関数は、スピーカ１０Ｌ、
１０Ｒの位置と仮想スピーカ１０Ｌ’の位置とにおける
実測結果に対して、窓関数等を用いてＦＩＲフィルタの
次数（ステップ数）を求めることによって行なわれる。
通常、ＦＩＲフィルタの次数は次のようにして求められ
る。つまり、次数をＮとし、サンプリング周波数をｆ_s
とし、通過阻止帯域をΔｆとし、係数をＤ（０．９〜
１．３）とすると、Ｎ＝〔〔（ｆ_s ／Δｆ）・Ｄ＋
１〕〕により求められる。ここで、〔〔ｘ〕〕は、ｘよ
り大きい最小の奇数の整数である。

【００１２】例えば、ｆ_s ＝４８ｋＨｚ、Δｆ＝２００
Ｈｚ、Ｄ＝１とすると、次数Ｎは、Ｎ＝２４３となる。
しかし、一般的には、窓関数等を使用するので、次数が
減り、１２８ステップで十分実用化されている。したが
って、ＦＩＲフィルタの畳み込み演算には、片チャンネ
ル２回演算されるので、合計１２８×２＝２５６ステッ
プ以上の演算が必要となる。このＦＩＲフィルタの畳み
込み演算の係数を変更することによって仮想スピーカを
所望の位置に定位させることができる。以上の対応する
構成は、図２６に示されており、ＦＩＲフィルタ３５Ｌ
は式（７）に対応し、ＦＩＲフィルタ３６Ｌは式（８）
に対応している。なお、ＦＩＲフィルタ３５Ｒ、３６Ｒ
は、音声信号がＲチャンネル系音声信号Ｒのみ（Ｓ_L ＝
０）とした場合に対応し、ここでは詳細な説明を省略す
る。

【００１３】また、従来から、音場の臨場感を得る（ホ
ール、ライブハウス、又はスタジアムの音場シミュレー
ションを得る）ために、入力音声信号に基づいて遅延回
路で残響信号を生成し、これを入力音声信号に加えてフ
ロントの２個のスピーカで再生していた。この場合、更
なる臨場感を得る目的で、フロント（前方）の２個のス
ピーカに加えて、後方に２個のリアスピーカを配し、こ
のリアスピーカにより残響信号を再生することもあっ
た。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、位相シ
フタを使用した上記従来の技術では、左右のスピーカを
結ぶ延長線上を平面的に音が拡がるだけであり、リスナ
の後方に音像を拡げることができず、したがって満足で
きる臨場感も得られなかった。

【００１５】又、高音域の音は拡がらず、寧ろモノラル
に近い状態になる。この場合、従来は、リスナより後方
にも別途スピーカを実際に設けることによって臨場感を
向上させる必要があった。

【００１６】更に、ＤＳＰを用いてディジタル処理する
場合、ＦＩＲフィルタで演算したものを再生すると、仮
想スピーカを所望の位置に設定でき、リスナより後方に
位置させることも可能となり、満足できる臨場感は得ら
れるものの、前述のように、片チャンネル当たり２５６
ステップの演算をＤＳＰが処理するためには、超高速の
ＤＳＰを複数個設ける必要がある。しかしながら、超高
速のＤＳＰは非常に高価であり、このため、装置全体が
非常に高価になってしまうという問題点を有していた。

【００１７】また、臨場感に係る従来技術によれば、前
方に２個のスピーカを配するのみでは、残響音による効
果は得られるものの臨場感には程遠い。たとえ、前方お
よび後方に４個のスピーカを配しても、リアスピーカの
設置場所を正確に決定する必要等があると共に、リアス
ピーカ２個が別途必要となるので装置が複雑化するの
で、一般家庭にまでは普及するに至っていない。

【００１８】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
課題を解決するために、２チャンネルのステレオ信号を
スピーカ再生する音像拡大装置において、以下の手段を
チャンネルごとに備えている。

【００１９】即ち、音像拡大装置の各チャンネルは、一
方のチャンネルのステレオ入力信号から、他方のチャン
ネルのステレオ入力信号を第１減衰係数で減衰したもの
を引算し、付加信号として出力する第１付加信号生成手
段と、上記付加信号を第２減衰係数で減衰させ、この減
衰した結果に対して、所定の位相シフトを行なう第１位
相シフト手段と、上記付加信号を第３減衰係数で減衰さ
せ、更に周波数特性を補正した結果に対して、所定の位
相シフトを行なう第２位相シフト手段と、上記の第１位
相シフト手段の出力を位相反転して他方のチャンネルの
ステレオ入力信号に加算する第１加算手段と、上記の第
２位相シフト手段の出力を位相反転して上記第１加算手
段の出力に加算し、加算結果を他方のチャンネルのスピ
ーカに送る第２加算手段とを備えている。

【００２０】請求項２の発明は、上記課題を解決するた
めに、請求項１の構成において、上記の第２加算手段に
代えて、上記の第２位相シフト手段の出力を位相反転し
て上記の第１加算手段の出力に加算する第１０加算手段
を備えた音像拡大装置であって、他方のチャンネルの第
２位相シフト手段の出力を遅延させ、更に第４減衰係数
で減衰させる第１遅延減衰手段と、上記第１遅延減衰手
段の出力と、上記第１０加算手段の出力とを加算し、加
算結果を他方のチャンネルのスピーカに送る第３加算手
段とを更に備えている。

【００２１】請求項３の発明は、上記課題を解決するた
めに、請求項１又は請求項２の構成において、上記の第
１位相シフト手段は、入力信号に対して所定周波数帯域
毎に設けられ、該周波数帯域の信号を通過させる複数の
帯域通過手段と、各帯域通過手段の出力に対してそれぞ
れ所定の位相だけ遅延させる遅延手段と、該遅延手段の
出力を加算する第４加算手段とを有すると共に、上記の
第２位相シフト手段は、ＩＩＲ型ディジタルローパスフ
ィルタを有している。

【００２２】請求項４の発明は、上記課題を解決するた
めに、２チャンネルのステレオ信号をスピーカ再生する
音像拡大装置において、以下の手段をチャンネルごとに
備えている。

【００２３】即ち、請求項４の発明は、一方のチャンネ
ルのステレオ入力信号から、他方のチャンネルのステレ
オ入力信号を第１減衰係数で減衰したものを引算し、付
加信号として出力する第１付加信号生成手段と、上記付
加信号を第２減衰係数で減衰させ、この減衰した結果に
対して、所定の位相シフトを行なう第１位相シフト手段
と、上記付加信号を第３減衰係数で減衰させ、更に周波
数特性を補正した結果に対して、所定の位相シフトを行
なう第２位相シフト手段と、上記の第１位相シフト手段
の出力を位相反転して他方のチャンネルのステレオ入力
信号に加算する第１加算手段と、上記の第２位相シフト
手段の出力を位相反転して上記第１加算手段の出力に加
算する第１０加算手段と、上記付加信号と他方のチャン
ネルの付加信号とを加算する第１８加算手段と、第１８
加算手段の出力と、他方のチャンネルの第２位相シフト
手段の出力とを加算する第５加算手段と、第５加算手段
の出力を遅延させ、更に第４減衰係数で減衰させる第２
遅延減衰手段と、上記第２遅延減衰手段の出力と、上記
第１０加算手段の出力とを加算し、加算結果を他方のチ
ャンネルのスピーカに送る第１３加算手段とを備えてい
る。

【００２４】請求項５の発明は、上記課題を解決するた
めに、２チャンネルのステレオ信号をスピーカ再生する
音像拡大装置において、以下の手段をチャンネルごとに
備えている。

【００２５】即ち、請求項５の発明は、一方のチャンネ
ルのステレオ入力信号から、他方のチャンネルのステレ
オ入力信号を第１減衰係数で減衰したものを引算し、付
加信号として出力する第１付加信号生成手段と、上記付
加信号を第２減衰係数で減衰させ、この減衰した結果に
対して、所定の位相シフトを行なう第１位相シフト手段
と、上記付加信号を第３減衰係数で減衰させ、この減衰
した結果と上記の第１位相シフト手段の出力とを加算す
る第８加算手段と、上記の第８加算手段の出力に対して
周波数特性を補正し、この補正結果に対して、所定の位
相シフトを行なう第３位相シフト手段と、上記の第３位
相シフト手段の出力を位相反転して他方のチャンネルの
ステレオ入力信号に加算する第１１加算手段と、他方の
チャンネルの第３位相シフト手段の出力を遅延させ、更
に第４減衰係数で減衰させる第１遅延減衰手段と、上記
の第１遅延減衰手段の出力と、上記の第１１加算手段の
出力とを加算し、この加算結果を他方のチャンネルのス
ピーカに送る第１４加算手段とを備えている。

【００２６】請求項６の発明は、上記課題を解決するた
めに、請求項１の構成において、上記一方のチャンネル
のスピーカにより再生される第１残響音信号と、該スピ
ーカの仮想後方スピーカにより再生される第２残響音信
号とをステレオ入力信号に基づいてチャンネルごとに生
成する残響音信号生成手段と、上記の第１付加信号生成
手段に代えて、一方のチャンネルの第２残響音信号か
ら、他方のチャンネルの第２残響音信号を第１減衰係数
で減衰したものを引算し、付加信号として出力する第２
付加信号生成手段と、上記の第１加算手段に代えて、上
記の第１位相シフト手段の出力を位相反転して他方のチ
ャンネルの第２残響音信号に加算する第９加算手段と、
上記の第２加算手段に代えて、上記の第２位相シフト手
段の出力を位相反転して上記第９加算手段の出力に加算
する第２２加算手段と、チャンネルごとに設けられ、上
記一方のチャンネルのステレオ入力信号と、上記の第１
残響音信号とを加算する第６加算手段と、チャンネルご
とに設けられ、上記他方のチャンネルの第２２加算手段
の出力と、上記の第６加算手段出力とを加算し、加算結
果を他方のチャンネルのスピーカに送る第７加算手段と
を備えている。

【００２７】請求項７の発明は、上記課題を解決するた
めに、請求項２の構成において、上記一方のチャンネル
のスピーカにより再生される第１残響音信号と、該スピ
ーカの仮想後方スピーカにより再生される第２残響音信
号とをステレオ入力信号に基づいてチャンネルごとに生
成する残響音信号生成手段と、上記の第１付加信号生成
手段に代えて、一方のチャンネルの第２残響音信号か
ら、他方のチャンネルの第２残響音信号を第１減衰係数
で減衰したものを引算し、付加信号として出力する第２
付加信号生成手段と、上記の第１加算手段に代えて、上
記の第１位相シフト手段の出力を位相反転して他方のチ
ャンネルの第２残響音信号に加算する第９加算手段と、
上記の第３加算手段に代えて、上記第１遅延減衰手段の
出力と、上記第１０加算手段の出力とを加算する第１５
加算手段と、チャンネルごとに設けられ、上記一方のチ
ャンネルのステレオ入力信号と、上記の第１残響音信号
とを加算する第６加算手段と、チャンネルごとに設けら
れ、上記他方のチャンネルの第１５加算手段の出力と、
上記の第６加算手段出力とを加算し、加算結果を他方の
チャンネルのスピーカに送る第１９加算手段とを備えて
いる。

【００２８】請求項８の発明は、上記課題を解決するた
めに、請求項５の構成において、上記一方のチャンネル
のスピーカにより再生される第１残響音信号と、該スピ
ーカの仮想後方スピーカにより再生される第２残響音信
号とをステレオ入力信号に基づいてチャンネルごとに生
成する残響音信号生成手段と、上記の第１付加信号生成
手段に代えて、一方のチャンネルの第２残響音信号か
ら、他方のチャンネルの第２残響音信号を第１減衰係数
で減衰したものを引算し、付加信号として出力する第２
付加信号生成手段と、上記の第１１加算手段に代えて、
上記の第３位相シフト手段の出力を位相反転して他方の
チャンネルの第２残響音信号に加算する第１２加算手段
と、上記の第１４加算手段に代えて、上記第１遅延減衰
手段の出力と、上記第１２加算手段の出力とを加算する
第１６加算手段と、チャンネルごとに設けられ、上記一
方のチャンネルのステレオ入力信号と、上記の第１残響
音信号とを加算する第６加算手段と、チャンネルごとに
設けられ、上記他方のチャンネルの第１６加算手段の出
力と、上記の第６加算手段出力とを加算し、加算結果を
他方のチャンネルのスピーカに送る第２０加算手段とを
備えている。

【００２９】請求項９の発明は、上記課題を解決するた
めに、請求項４の構成において、上記一方のチャンネル
のスピーカにより再生される第１残響音信号と、該スピ
ーカの仮想後方スピーカにより再生される第２残響音信
号とをステレオ入力信号に基づいてチャンネルごとに生
成する残響音信号生成手段と、上記の第１付加信号生成
手段に代えて、一方のチャンネルの第２残響音信号か
ら、他方のチャンネルの第２残響音信号を第１減衰係数
で減衰したものを引算し、付加信号として出力する第２
付加信号生成手段と、上記の第１加算手段に代えて、上
記の第１位相シフト手段の出力を位相反転して他方のチ
ャンネルの第２残響音信号に加算する第９加算手段と、
上記の第１３加算手段に代えて、上記第２遅延減衰手段
の出力と、上記第１０加算手段の出力とを加算する第１
７加算手段と、チャンネルごとに設けられ、上記一方の
チャンネルのステレオ入力信号と、上記の第１残響音信
号とを加算する第６加算手段と、チャンネルごとに設け
られ、上記他方のチャンネル の第１７加算手段の出力
と、上記の第６加算手段出力とを加算し、加算結果を他
方のチャンネルのスピーカに送る第２１加算手段とを備
えている。

【００３０】

【作用】請求項１の構成によれば、ステレオ信号はチャ
ンネル毎に以下のようにしてスピーカ再生される。

【００３１】つまり、第１付加信号生成手段により生成
された付加信号は、第２減衰係数で減衰された後、所定
の位相だけ第１位相シフト手段によってシフトされる。
これと並行して、付加信号は第３減衰係数で減衰され、
更に周波数特性が補正された後、所定の位相だけ第２位
相シフト手段によってシフトされる。

【００３２】第１位相シフト手段の出力は、位相が反転
されて第１加算手段に送られ、ここで、他方のチャンネ
ルのステレオ入力信号と加算される。一方、第２位相シ
フト手段の出力は、位相が反転されて第２加算手段に送
られ、ここで、第１加算手段の出力と加算される。

【００３３】以上の処理が、他方のチャンネルでも同様
に行われる。つまり、上記構成によれば、第１位相シフ
ト手段、第２位相シフト手段の位相シフト量を調整する
と共に、各減衰係数を調整することによって、仮想スピ
ーカをリスナの後方に確実に定位させることができる。

【００３４】請求項２の構成によれば、他方のチャンネ
ルの第２位相シフト手段の出力は、第１遅延減衰手段に
よって、遅延され、更に第４減衰係数で減衰されて、第
３加算手段に送られる。第３加算手段では、上記第１遅
延減衰手段の出力と、上記第１０加算手段の出力とが加
算され、加算結果が他方のチャンネルのスピーカに送ら
れる。

【００３５】第１遅延減衰手段は一種のコムフィルタを
形成するので、入力ステレオ信号は遅延量に応じた周波
数成分を減衰、或いは強調させることができる。したが
って、中・低音域の拡がり感を助長させることができる
と共に、高音域のレベル補正も行なえる。

【００３６】請求項３の構成によれば、請求項１又は請
求項２の作用に加えて、上記の第１位相シフト手段で
は、各帯域通過手段を通過してきた信号が所定の位相だ
け遅延手段によって遅延されて第４加算手段に送られ
る。第４加算手段では、全ての遅延手段の出力が加算さ
れる。また、上記の第２位相シフト手段は、ＩＩＲ型デ
ィジタルローパスフィルタにより構成される。したがっ
て、簡単な構成により、音像を確実に拡げることができ
ると共に、処理ステップ数が低減するので、高速度のＤ
ＳＰを用いることなく、安価なＤＳＰを用いることによ
って仮想スピーカをリスナの後方に定位できる。

【００３７】請求項４の構成によれば、請求項２の構成
に加えて第１８加算手段と第５加算手段とが設けられて
いるので、一方のチャンネルの付加信号と他方のチャン
ネルの付加信号とが共に同じ第２位相シフト手段によっ
て位相シフトされる。この第２位相シフト手段の出力
が、両チャンネルの付加信号に加算された後に、第２遅
延減衰手段によって遅延減衰される。したがって、請求
項４の構成によれば、請求項２の作用に加えて、スピー
カに送られる第１３加算手段からの出力が、位相シフト
に起因して減少することを確実に回避できる。

【００３８】請求項５の構成によれば、付加信号は第２
減衰係数で減衰された後、所定の位相だけ第１位相シフ
ト手段によってシフトされる。また、この付加信号は第
３減衰係数で減衰されて第８加算手段に送られ、ここ
で、第１位相シフト手段の出力と加算される。

【００３９】上記の第８加算手段の出力は、周波数特性
が補正された後、所定の位相だけ第３位相シフト手段に
よってシフトされる。第３位相シフト手段の出力は、位
相が反転されて第１１加算手段に送られ、ここで、他方
のチャンネルのステレオ入力信号に加算される。

【００４０】第１遅延減衰手段の出力と第１１加算手段
の出力とは、第１４加算手段によって加算され、他方の
チャンネルのスピーカに送られる。

【００４１】以上のように、第１位相シフト手段による
位相シフト処理と、第３位相シフト手段による位相シフ
ト処理とがカスケードに行われるので、パラレルに処理
される場合よりも位相シフト量が大きくなり、この結
果、仮想スピーカの定位位置の可変範囲が大きくなる。

【００４２】請求項６の構成によれば、請求項１の作用
に加えて、ステレオ入力信号に基づいて生成された第１
残響音信号は、スピーカにより再生される残響音にな
る。一方、ステレオ入力信号に基づいて生成された第２
残響音信号は、音像拡大処理が行なわれた後、仮想スピ
ーカにより再生される残響音となる。

【００４３】以上のように、異なる２種類の残響音がス
ピーカと仮想スピーカとでそれぞれ再生されるので、こ
の２種類の残響音の混合状態に応じて、残響音を前方、
後方、横等から再生可能となり、臨場感溢れる音場を実
現できる。

【００４４】請求項７の構成によれば、請求項２の作用
に加えて、ステレオ入力信号に基づいて生成された第１
残響音信号は、スピーカにより再生される残響音にな
る。一方、ステレオ入力信号に基づいて生成された第２
残響音信号は、音像拡大処理が行なわれた後、仮想スピ
ーカにより再生される残響音となる。

【００４５】以上のように、異なる２種類の残響音がス
ピーカと仮想スピーカとでそれぞれ再生されるので、こ
の２種類の残響音の混合状態に応じて、残響音を前方、
後方、横等から再生可能となり、臨場感溢れる音場を実
現できる。

【００４６】請求項８の構成によれば、請求項５の作用
に加えて、ステレオ入力信号に基づいて生成された第１
残響音信号は、スピーカにより再生される残響音にな
る。一方、ステレオ入力信号に基づいて生成された第２
残響音信号は、音像拡大処理が行なわれた後、仮想スピ
ーカにより再生される残響音となる。

【００４７】以上のように、異なる２種類の残響音がス
ピーカと仮想スピーカとでそれぞれ再生されるので、こ
の２種類の残響音の混合状態に応じて、残響音を前方、
後方、横等から再生可能となり、臨場感溢れる音場を実
現できる。

【００４８】請求項９の構成によれば、請求項４の作用
に加えて、ステレオ入力信号に基づいて生成された第１
残響音信号は、スピーカにより再生される残響音にな
る。一方、ステレオ入力信号に基づいて生成された第２
残響音信号は、音像拡大処理が行なわれた後、仮想スピ
ーカにより再生される残響音となる。

【００４９】以上のように、異なる２種類の残響音がス
ピーカと仮想スピーカとでそれぞれ再生されるので、こ
の２種類の残響音の混合状態に応じて、残響音を前方、
後方、横等から再生可能となり、臨場感溢れる音場を実
現できる。

【００５０】

【実施例】本発明の一実施例について図１ないし図５に
基づいて説明すれば、以下の通りである。

【００５１】本発明に係る音像拡大装置１には、図２に
示すように、音源８から２チャンネルのステレオ信号
Ｌ、Ｒが左・右チャンネル系入力端子２Ｌ・２Ｒを介し
てそれぞれ入力される。音源８は入力切替装置８ｄを有
し、入力切替装置８ｄはＣＤ（Compact Disk）プレーヤ
８ａ、チューナ８ｂ、及びカセットテープレコーダ８ｃ
からの再生信号を切り替えて、そのうち一つを選択して
出力する。

【００５２】音像拡大装置１は、入力された再生信号に
基づいて、音像を前方の２つのスピーカだけで、リスナ
の後方へ拡げるための各種演算処理を行ない、演算結果
を出力端子７Ｌ、７Ｒ、音量ボリュームＶＲ_L 、Ｖ
Ｒ_R 、及び増幅器９Ｌ、９Ｒを介して、スピーカ１０
Ｌ、１０Ｒにそれぞれに送り、ここでそれぞれスピーカ
再生される。

【００５３】音像拡大装置１には、マイクロコントロー
ラ５０を介して、表示装置５１とキー入力部５２とが接
続されている。これらは、サラウンド機能のＯＮ／ＯＦ
Ｆ、及び音像コントロールのために設けられている。キ
ー入力部５２では、サラウンドのＯＮ／ＯＦＦが所定キ
ーを介して指示される。又、キー入力部５２では、スピ
ーカの設定角度の変更や、サラウンドの拡がり強度の変
更が所定キーを介して指示されるようになっている。

【００５４】例えば、サラウンドがＯＦＦ状態時に、サ
ラウンドキーが操作されると、マイクロコントローラ５
０は表示装置５１に“サラウンドＯＮ”を表示させ、図
１のアッテネータ１４Ｌ・１４Ｒ（後述する）の減衰係
数を、例えば、０から０．９に変更すると共に、アッテ
ネータ１８Ｌ・１８Ｒ（後述する）の減衰係数を、例え
ば、０から０．６に変更する。これにより、第１位相シ
フタ１６Ｌ（１６Ｒ）と第２位相シフタ２０Ｌ（２０
Ｒ）とで処理された信号が他方のチャンネルに加算さ
れ、スピーカ１０Ｒ（１０Ｌ）によってスピーカ再生さ
れ、この結果、仮想スピーカが実現される。なお、括弧
内の部材は他方のチャンネルにそれぞれ対応する。

【００５５】又、例えば、音像の拡がり、或いはスピー
カ角度に関するキーが選択されると、マイクロコントロ
ーラ５０は、その旨、表示装置５１に表示させ、第２位
相シフタ２０Ｌ（２０Ｒ）の位相シフト量とアッテネー
タ１８Ｌ（１８Ｒ）の減衰係数とが、予め登録されてい
る値にそれぞれ変更される。これにより、仮想スピーカ
の位置をリスナの前方から後方まで制御し、リスナの好
みの音像空間を実現できる。

【００５６】ここで、音像拡大装置１の詳細について、
図１を参照しながら、以下に説明する。

【００５７】ステレオ入力信号の場合、リスナから見
て、左方、右方、中央位置に対応する信号をそれぞれＳ
_L 、Ｓ_R 、Ｓ_C とし、音像拡大装置１の左チャンネルに
入力される左チャンネル系音声信号をＬ₀ とし、右チャ
ンネルに入力される右チャンネル系音声信号をＲ₀ とす
ると、 Ｌ₀ ＝Ｓ_L ＋Ｓ_C Ｒ₀ ＝Ｓ_R ＋Ｓ_C でそれぞれ表される。

【００５８】以下に音像拡大装置１内の信号の流れを詳
細に説明する。まず、左チャンネル側から説明する。

【００５９】右チャンネル系音声信号Ｒ₀ は減衰係数ａ
（第１減衰係数）のアッテネータ１３Ｒに送られ、減衰
されると共に位相反転されて加算器１２Ｌに送られる。
加算器１２Ｌには左チャンネル系音声信号Ｌ₀ が入力さ
れており、ここで、両者の加算が行なわれ、付加信号Ｌ
１として出力される。 Ｌ１＝Ｌ₀ −ａＲ₀ ＝（Ｓ_L ＋Ｓ_C ）−ａ（Ｓ_R ＋Ｓ_C ） ＝Ｓ_L −ａＳ_R ＋（１−ａ）Ｓ_C …（９） 付加信号Ｌ１は、減衰係数ｂ（第２減衰係数）のアッテ
ネータ１４Ｌを介してバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１
５Ｌに送られ、ここで、位相制御の必要な帯域の成分の
みが第１位相シフタ１６Ｌに送られる。第１位相シフタ
１６Ｌは、リスナ位置における逆相成分が少なくなるよ
うに位相を制御するために設けられている。

【００６０】第１位相シフタ１６Ｌは、４つのバンドパ
スフィルタ１６Ｌ１、１６Ｌ２、１６Ｌ３、１６Ｌ４
と、それぞれの出力に対して遅延処理を行なう遅延回路
１６Ｌ５、１６Ｌ６、１６Ｌ７、１６Ｌ８とを有してい
る。

【００６１】位相制御の必要な帯域は、バンドパスフィ
ルタ１６Ｌ１、１６Ｌ２、１６Ｌ３、１６Ｌ４によって
４つの帯域に分割され、各帯域に対して遅延回路１６Ｌ
５、１６Ｌ６、１６Ｌ７、１６Ｌ８によってそれぞれ所
定の遅延処理が行なわれて、位相がそれぞれシフトする
（位相のシフト量は、それぞれφ₁₁、φ₁₂、φ₁₃、φ₁₄
であり、第１位相シフタ１６Ｌでの位相のシフト量Φ₁
は、周波数により変化する）。

【００６２】遅延回路１６Ｌ５、１６Ｌ６、１６Ｌ７、
１６Ｌ８の出力は、加算器１６Ｌ９で加算され信号Ｌ２
として出力され、位相が反転された後、加算器１７Ｒに
送られる。信号Ｌ２は、 Ｌ２＝ｂ・Ｌ１∠Φ₁ ＝ｂ〔Ｓ_L −ａＳ_R ＋（１−ａ）Ｓ_C 〕∠Φ₁ …（10） で表され、加算器１７Ｒからは、信号ＲＬ１が出力され
る。信号ＲＬ１は、 ＲＬ１＝Ｒ₀ −Ｌ２ ＝Ｓ_R ＋Ｓ_C −ｂ〔Ｓ_L −ａＳ_R ＋（１−ａ）Ｓ_C 〕∠Φ₁ …（11） で表される。

【００６３】ところで、上記付加信号Ｌ１は、減衰係数
ｃ（第３減衰係数）のアッテネータ１８Ｌを介してイコ
ライザ１９Ｌに送られ、ここで、低音域が強調されて第
２位相シフタ２０Ｌに送られる。第２位相シフタ２０Ｌ
は、簡単なＩＩＲ型ディジタルローパスフィルタを用い
て構成されている。第２位相シフタ２０Ｌの出力信号Ｌ
３は、 Ｌ３＝ｃ・Ｌ１∠Φ₂ ＝ｃ・（Ｓ_L −ａＳ_R ＋（１−ａ）Ｓ_C ）∠Φ₂ …（12） で表され、Ｌ３を位相反転した（−Ｌ３）が加算器２３
Ｒに送られる。上記Φ₂は、第２位相シフタ２０Ｌでの
位相のシフト量である。

【００６４】加算器２３Ｒでは、信号（−Ｌ３）と信号
ＲＬ１とが加算され、信号ＲＬ２が出力される。信号Ｒ
Ｌ２は、次式のように表され、出力端子７Ｒに送られ
る。 ＲＬ２＝ＲＬ１−Ｌ３ ＝Ｓ_R ＋Ｓ_C −ｂ〔Ｓ_L −ａＳ_R ＋（１−ａ）Ｓ_C 〕∠Φ₁ −ｃ・（Ｓ_L −ａＳ_R ＋（１−ａ）Ｓ_C ）∠Φ₂ …（13） 信号Ｒ３は、以下のようにして求められる。即ち、左チ
ャンネル系音声信号Ｌ₀ は減衰係数ａのアッテネータ１
３Ｌに送られ、減衰されると共に位相反転されて加算器
１２Ｒに送られる。加算器１２Ｒには右チャンネル系音
声信号Ｒ₀ が入力されており、ここで、両者の加算が行
なわれ、付加信号Ｒ１として出力される。 Ｒ１＝Ｒ₀ −ａＬ₀ ＝Ｓ_R −ａＳ_L ＋（１−ａ）Ｓ_C …（14） 上記の付加信号Ｒ１は、減衰係数ｃのアッテネータ１８
Ｒを介してイコライザ１９Ｒに送られ、ここで、低音域
が強調されて第２位相シフタ２０Ｒに送られる。第２位
相シフタ２０Ｒは、簡単なローパスフィルタを用いて構
成される。第２位相シフタ２０Ｒの出力信号Ｒ３は、 Ｒ３＝ｃ・Ｒ１∠Φ₂ ＝ｃ・（Ｓ_R −ａＳ_L ＋（１−ａ）Ｓ_C ）∠Φ₂ …（15） で表される。

【００６５】次に、音像拡大装置１内の右チャンネル側
における信号の流れを以下に説明する。

【００６６】上式（14）で表される付加信号Ｒ１は、減
衰係数ｂのアッテネータ１４Ｒを介してバンドパスフィ
ルタ（ＢＰＦ）１５Ｒに送られ、ここで、位相制御の必
要な帯域の成分のみが第１位相シフタ１６Ｒに送られ
る。第１位相シフタ１６Ｒは、リスナ位置における逆相
成分が少なくなるように位相を制御するために設けられ
ている。

【００６７】第１位相シフタ１６Ｒは、図示しない４つ
のバンドパスフィルタ１６Ｒ１、１６Ｒ２、１６Ｒ３、
１６Ｒ４と、それぞれの出力に対して遅延処理を行なう
遅延回路１６Ｒ５、１６Ｒ６、１６Ｒ７、１６Ｒ８（何
れも図示しない）とを有している。

【００６８】位相制御の必要な帯域はバンドパスフィル
タ１６Ｒ１、１６Ｒ２、１６Ｒ３、１６Ｒ４によって４
つの帯域に分割され、各帯域に対して遅延回路１６Ｒ
５、１６Ｒ６、１６Ｒ７、１６Ｒ８によってそれぞれ所
定の遅延処理が行なわれて、位相がそれぞれシフトする
（位相のシフト量は、それぞれφ₁₁、φ₁₂、φ₁₃、φ₁₄
であり、第１位相シフタ１６Ｒでの位相のシフト量Φ₁
は、周波数により変化する）。

【００６９】遅延回路１６Ｒ５、１６Ｒ６、１６Ｒ７、
１６Ｒ８の出力は、加算器１６Ｒ９（図示しない）で加
算され信号Ｒ２として出力され、位相が反転された後、
加算器１７Ｌに送られる。信号Ｒ２は、 Ｒ２＝ｂ・Ｒ１∠Φ₁ ＝ｂ〔Ｓ_R −ａＳ_L ＋（１−ａ）Ｓ_C 〕∠Φ₁ …（16） で表され、加算器１７Ｌからは、信号ＬＲ１が出力され
る。信号ＬＲ１は、 ＬＲ１＝Ｌ₀ −Ｒ２ ＝Ｓ_L ＋Ｓ_C −ｂ〔Ｓ_R −ａＳ_L ＋（１−ａ）Ｓ_C 〕∠Φ₁ …（17） で表される。

【００７０】上式（15）で表されるＲ３は位相反転さ
れ、（−Ｒ３）が加算器２３Ｌに送られる。加算器２３
Ｌでは、信号（−Ｒ３）と信号ＬＲ１とが加算され、信
号ＬＲ２が出力される。信号ＬＲ２は、次式のように表
され、出力端子７Ｌに送られる。 ＬＲ２＝ＬＲ１−Ｒ３ ＝Ｓ_L ＋Ｓ_C −ｂ〔Ｓ_R −ａＳ_L ＋（１−ａ）Ｓ_C 〕∠Φ₁ −ｃ・（Ｓ_R −ａＳ_L ＋（１−ａ）Ｓ_C ）∠Φ₂ …（18） 以上のようにして求めた伝達関数による音像拡大の理論
により得られる仮想スピーカをリスナの後方に位置する
ようにした場合のスピーカ１０Ｌとスピーカ１０Ｒとの
信号の周波数特性及び位相特性に近似するように、上式
（13）（18）中の減衰係数ａ、ｂ、ｃと遅延量Φ₁ 、Φ
₂ とが設定できるので、最適な音像空間を実現でき、リ
スナはより良い臨場感を得ることができる。

【００７１】上記構成に基づくＤＳＰの処理ステップ数
を求めると、以下のようになる。即ち、上記構成によれ
ば、片チャンネル当たり、アッテネータの次数は２、Ｂ
ＰＦの次数は６、イコライザの次数は６、遅延回路の読
み出しの次数は２、遅延回路の書き込みの次数は２、加
算器の次数は１、第２位相シフタの次数は４必要であ
り、アッテネータが３個、ＢＰＦが５個、イコライザが
１個、遅延回路が４個、加算器が７個、第２位相シフタ
が１個それぞれ必要である。

【００７２】したがって、合計次数は、積和演算により
求められ、 (2×3)+(6×5)+(6×1)+(2×4)+(2×5)+(1×
7)+(2×3)+(4×1)＝77ステップとなる。この次数をＦＩ
Ｒフィルタを用いた場合の次数である128×2＝256と比
較すると、約１／３以下の次数で済むことになる。した
がって、高速度のＤＳＰは必要なく、安価なＤＳＰを使
用することができるので、コスト低減が可能である。

【００７３】ここで、リスナから見て、左方、右方、中
央位置に、ドラム、ピアノ、サキソフォンをそれぞれ配
した場合の上記減衰係数、遅延量等の具体例について以
下に説明する。なお、スピーカ１０Ｌ・１０Ｒは、図３
に示すように、リスナを中心にして左右それぞれ３０°
の角度をなすように配置されているものとする。

【００７４】これら音源の信号をそれぞれＳ_D 、Ｓ_P 、
Ｓ_S とすると、左チャンネル系音声信号Ｌ₀ ＝Ｓ_D ＋Ｓ
_S が左チャンネル系入力端子２Ｌを介して音像拡大装置
１に入力される一方、右チャンネル系音声信号Ｒ₀ ＝Ｓ
_P ＋Ｓ_S がそれぞれ右チャンネル系入力端子２Ｒを介し
て音像拡大装置１に入力される。

【００７５】このとき、出力端子７Ｌから出力される信
号ＬＲ２、及び出力端子７Ｒから出力される信号ＲＬ２
は、上式（18）、及び上式（13）より、次のようにな
る。 ＬＲ２＝Ｓ_D ＋Ｓ_S −ｂ〔Ｓ_P −ａＳ_D ＋（１−ａ）Ｓ_S 〕∠Φ₁ −ｃ・（Ｓ_P −ａＳ_D ＋（１−ａ）Ｓ_S ）∠Φ₂ …（19） ＲＬ２＝Ｓ_P ＋Ｓ_S −ｂ〔Ｓ_D −ａＳ_P ＋（１−ａ）Ｓ_S 〕∠Φ₁ −ｃ・（Ｓ_D −ａＳ_P ＋（１−ａ）Ｓ_S ）∠Φ₂ …（20） これらの式（19）（20）においてドラムの信号のみ取り
出すと（すなわち、Ｓ_P ＝Ｓ_S ＝０）、信号ＬＲ２、及
びＲＬ２はそれぞれ次式（21）（22）のように表せる。 ＬＲ２＝Ｓ_D ＋ａｂＳ_D ∠Φ₁ ＋ａｃＳ_D ∠Φ₂ …（21） ＲＬ２＝−（ｂＳ_D ∠Φ₁ ＋ｃＳ_D ∠Φ₂ ） …（22） 上式（21）（22）から明らかなように、左チャンネルに
位相項（∠Φ₁ 、∠Φ₂ のうち、少なくとも１つを含む
項）が非反転で付加される一方、右チャンネルに反転さ
れた位相項（（22）式のマイナス記号で示される）が付
加された状態でリスナの両耳に到達し、合成されること
によって、左チャンネル系信号の音像を仮想スピーカ１
０Ｌ’・１０Ｒ’に合成することができる。図３におけ
るスピーカ角度θを１２０°〜１５０°にするために、
サンプリング周波数をｆ_S とすると、諸係数を例えば次
に示すように設定した。

【００７６】即ち、本実施例では、ａ＝０．７〜１、ｂ
＝０．９、ｃ＝０．７、ｄ＝０．４、バンドパスフィル
タ１５Ｌの通過帯域は２００Ｈｚ〜１０ｋＨｚ、バンド
パスフィルタ１６Ｌ１はカットオフ周波数が５００Ｈｚ
のローパスフィルタ、バンドパスフィルタ１６Ｌ２は通
過帯域が５００Ｈｚ〜２ｋＨｚ、バンドパスフィルタ１
６Ｌ３は通過帯域が２ｋＨｚ〜５ｋＨｚ、バンドパスフ
ィルタ１６Ｌ４はカットオフ周波数が５ｋＨｚのハイパ
スフィルタ、遅延回路１６Ｌ５の遅延量は８ｆ_S 〜１０
ｆ_S 、遅延回路１６Ｌ６の遅延量は５ｆ_S 〜８ｆ_S 、遅
延回路１６Ｌ７の遅延量は４ｆ_S 〜７ｆ_S 、遅延回路１
６Ｌ８の遅延量は３ｆ_S 〜６ｆ_S 、イコライザ１９Ｌの
周波数特性は図４、第２位相シフタ２０Ｌは図５の構成
を備えたローパスフィルタ（アッテネータによる帰還量
は０．７以下であり、この帰還量とアッテネータ１８Ｌ
の減衰係数ｃとによって、仮想スピーカ１０Ｌ’の位置
が調整できる）とした。このように設定することによっ
て、音像定位理論に記載の位相、及びアッテネータ量に
することができた。

【００７７】次に、上式（19）（20）においてピアノの
信号のみ取り出すと（すなわち、Ｓ_D ＝Ｓ_S ＝０）、信
号ＬＲ２、及びＲＬ２はそれぞれ次式（23）（24）のよ
うに表せる。 ＬＲ２＝−（ｂＳ_P ∠Φ₁ ＋ｃＳ_P ∠Φ₂ ） …（23） ＲＬ２＝Ｓ_P ＋ａｂＳ_P ∠Φ₁ ＋ａｃＳ_P ∠Φ₂ …（24） 上式（23）（24）から明らかなように、ドラムの場合と
は位相項の極性が逆になっており、右側の音源のＳ
_P は、信号ＬＲ２における位相シフトと位相反転とに基
づいて、約１８５°〜２００°の位相シフトを達成し、
リスナの位置において合成され、右チャンネル系信号Ｓ
_P の音像を仮想スピーカ１０Ｒ’に合成することができ
る。この場合の諸条件は、ドラムの場合と同じである。

【００７８】そして、上式（19）（20）においてサキソ
フォンの信号のみ取り出すと（すなわち、Ｓ_D ＝Ｓ_P ＝
０）、信号ＬＲ２、及びＲＬ２はそれぞれ次式（25）
（26）のように表せる。 ＬＲ２＝Ｓ_S −ｂ（１−ａ）Ｓ_S ∠Φ₁ −ｃ（１−ａ）Ｓ_S ∠Φ₂ …（25） ＲＬ２＝Ｓ_S −ｂ（１−ａ）Ｓ_S ∠Φ₁ −ｃ（１−ａ）Ｓ_S ∠Φ₂ …（26） つまり、この場合、ＬＲ２＝ＲＬ２が成立するので、中
央のサキソフォンの音像は、中央に定位することにな
る。しかしながら、位相項（第２項、及び第３項）は、
ＬＲ２（ＲＬ２）を減少させる要因になっている。これ
を防止するためには、ａ＝１とすれば、この位相項が全
てゼロとなるが、ドラムとピアノとの音像拡大のために
はａ＜１を満足する必要がある。そこで、該条件を満足
するように、本実施例では、ａ＝０．９に設定した。

【００７９】ここで、音像定位の理論について図６及び
図７を参照しながら、以下に説明する。ステレオ再生に
おいて同相信号によって作られる音像は一般にしまりの
ある音像と言われ、一方、位相差又は時間差をつけた信
号によって作られる音像は一般に広がりのある音像又は
ぼけた音像であると言われている。

【００８０】これらの音像の質と定位方向について、仮
想音源の音像方向と質とを実音源のそれと等しくするに
は、両耳間レベル差と両耳間位相差とを、実音源の場合
と一致させることが十分条件ではないが必要条件であ
る。図６のようにリスナーの前方を基準として、右９０
度から左９０度まで実音源を移動（θ）したときの左耳
の外耳道入口の信号に対する右耳の信号のレベル（Δ
Ｐ）と耳間の進み遅れ（ΔΦ）とを周波数５００Hzでプ
ロットした軌跡を図７に示す。

【００８１】次に前方左、前方右の２個のスピーカに与
える信号のレベル差、位相差を種々組み合わせて視聴試
験を行ない、音像の質（自然さ）について評価を行なっ
たところ、次の結論が導出された。

【００８２】任意の方向に置かれた任意の個数のスピ
ーカによって、実音源の軌跡上の点に相当する刺激を聴
取者の左右の外耳道入口に与えると、聴取者に対し、そ
の点に対応する方向に、実音源と質的にも等しい音像、
つまり自然な音像を創造することができる。具体的に
は、位相差を０．９５πとしてレベル差を可変すること
で左右９０度に仮想音源を得る。

【００８３】この曲線以外の点に相当する刺激が左右
の耳に与えられると、聴取者は、ある実音源と定位方向
は等しいが、質の異なる音像、つまり不自然な音像を感
じることになる。具体的には、位相差が０．４πの時が
最も自然であり、位相差がπの時のレベル差がゼロ、位
相差が０．９πの時のレベル差がゼロの場合も同様であ
る。

【００８４】また、５００Hzのみではなく、広帯域につ
いても視聴実験を行なった結果によると、約１．８kHz
まで上記の解析法に基づく加工を行ない、それ以上の帯
域では、加工を行なわなくても実用上ほぼ充分な結果が
得られている。これは、２kHz 以上の周波数については
両耳間位相差に対する検知限が著しく増大することによ
る。

【００８５】そして、正面からα度に置かれた音源に対
し、その方向を（１８０−α）度とする、所謂、後方の
音源として誤判定が生ずる。これは、レベル差、位相差
が極めて近似していることによると考えられている。

【００８６】また、図７において、上下の４５度から９
０度までのデータは縦軸ΔΦが２πを周期とする周期関
数であるためであり、上記の結論と同様に考えられ
る。つまり、具体的に位相差を１．０５πとすること
で、自然な音像が得られるものである。

【００８７】以上の理論により、２kHz 以下においては
左右信号位相差を約０．９５π或いは１．０５πとする
こと、及びレベル差を仮想スピーカ角度に応じたレベル
差に設定することが好ましい。

【００８８】すなわち、図１において、入力信号を左チ
ャンネルのみとした場合の加算器２３における左チャン
ネルの出力ＬＲ２、および右チャンネルの出力をＲＬ２
は、上式（21）（22）で表される。∠Φ₁ ＝ｃｏｓΦ₁
＋ｊｓｉｎΦ₁ 、∠Φ₂ ＝ｃｏｓΦ₂ ＋ｊｓｉｎΦ₂ ゆ
え、上式（21）（22）は、 ＲＬ２＝Ａ＋ｊＢ …（27） ＬＲ２＝Ｃ＋ｊＤ …（28） で表される。

【００８９】但し、上式（27）（28）において、Ａ＝ｂ
cos Φ₁ ＋ｃcosΦ₂、Ｂ＝ｂsinΦ₁＋ｃsinΦ₂ 、Ｃ＝
１＋ａｂcosΦ₁ ＋ａｃcosΦ₂ 、及びＤ＝（ａｂsinΦ₁
＋ａｃsinΦ₂ ）としている。

【００９０】ＬＲ２／ＲＬ２に基づいて左チャンネルを
基準とする右チャンネルのレベルｘと位相θとを求める
と、 ｘ＝〔（Ａ² ＋Ｂ² ）／（Ｃ² ＋Ｄ² ）〕^1/2 …（29） θ＝ tan^-1（Ａ／Ｂ）＋ tan^-1（Ｄ／Ｃ） …（30） 即ち、３ｄＢ≦ｘ≦４ｄＢ、且つ０．９５π≦θ≦１．
０５πを満足するようにｘ及びθを設定することによっ
て、仮想音源を実現できる。なお、位相差は、θにπ
（１８０°）を加えたものである。

【００９１】次に、上記の音像定位理論における左チャ
ンネルと右チャンネルとの位相差およびレベル差の特性
について説明する。なお、説明の便宜上、右チャンネル
系入力信号Ｒ₀ をゼロとする。

【００９２】第１位相シフタ１６Ｒに基づく信号ＬＲ１
と、第１位相シフタ１６Ｌに基づく信号ＲＬ１との位相
差およびレベル差は、図８に示すよう、中音域（５００
Hz〜２kHz ）において位相差が（−π）から−（π＋
０．１π）の範囲で変化すると共に、５００Hz以下につ
いては位相差が−（π−０．１π）から（−π）の範囲
で変化する。

【００９３】第２位相シフタ２０Ｒに基づく信号Ｒ３
と、左チャンネル系音声信号Ｌ₀ との位相差およびレベ
ル差は、図９に示すよう、低音域において位相差が（−
π）から−（π＋０．１π）の範囲で変化すると共に、
低音域においてレベル差が（＋８）ｄＢ程度増幅され且
つ高音域において図に示すような傾斜で減衰する。

【００９４】図８及び図９の特性を合成すると、図１０
に示すようになり、５０Hz〜１．８kHz の周波数帯域に
おいて、（−π±０．１π）の位相差、及び（４〜３）
ｄＢのレベル差にすることができ、これらの位相差、及
びレベル差は音像定位理論の説く値である。

【００９５】音像定位理論によれば、仮想スピーカ角は
９０°まで可能であり、９０°以上については、０°〜
９０°と１８０°〜９０°とにおいて対称の位相特性を
示すので、位相コントロールは不可能である。伝達関数
特性より、仮想スピーカ角度が６０°の場合と１２０°
の場合との特性を求めると、それぞれ図１１及び図１２
に示すようになり、６０°の場合と比較すると、１２０
°の場合、低音域におけるレベルが高音域におけるレベ
ルより上昇している。すなわち、第１位相シフタ１６Ｒ
・１６Ｌを経由することによって（図８参照）前方６０
°で定位すると共に、イコライザ１９Ｒ・１９Ｌと第２
位相シフタ２０Ｒ・２０Ｌとを使用することによって
（図１０参照）同様の特性を得、擬似的に後方仮想スピ
ーカ（仮想スピーカ角が９０°〜１８０°）を得ること
ができる。

【００９６】このことは、第１位相シフタ１６Ｒ・１６
Ｌに基づく位相差特性が前方６０°に近似している（図
８と図１１とにおいて位相差特性が互いに近似してい
る）と共に、第２位相シフタ２０Ｒ・２０Ｌを追加した
ことに基づく位相差特性は後方（１２０°）に近似して
いる（図９と図１２とにおいて位相差特性が互いに近似
している）ことからも明らかである。

【００９７】ここで、音像拡大のための各減衰係数を片
チャンネル信号のみ（例えば、左チャンネル分のみ）の
場合について求めることを図１３及び図１４を参照しな
がら以下に説明する。なお、上述と同一の機能を有する
部材については同一の参照番号を付記し、詳細な説明を
省略する。

【００９８】まず、第１位相シフタによる特性は、図１
３で示す簡素化された回路の等価回路で得られる。な
お、係数演算のオーバーフロー防止のために、左チャン
ネル系ステレオ信号Ｌ（右チャンネル系ステレオ信号
Ｒ）は、アッテネータ４０Ｌ（４０Ｒ）によって減衰さ
れる。遅延回路１６Ｌ・１６Ｒは、周波数に応じて遅延
係数ｎが変化する。ここでは、例えば、特定周波数とし
て４００Hzの場合について説明する。

【００９９】アッテネータ４０Ｌ（４０Ｒ）の減衰係数
を０．７とし、左チャンネルの入力をＸ_L （Ｚ）、右チ
ャンネルの入力をＸ_R （Ｚ）＝０、左チャンネルの出力
をＹ_L （Ｚ）、右チャンネルの出力をＹ_R （Ｚ）とする
と、左チャンネルの伝達関数Ｈ_L （Ｚ）、及び右チャン
ネルの伝達関数Ｈ_R （Ｚ）は次式（31）（32）で表され
る。

【０１００】 Ｈ_L （Ｚ）＝０．７＋ａｂＺ^-n …（31） Ｈ_R （Ｚ）＝−ｂＺ^-n …（32） Ｚ＝ｅ^jwT （但し、ｗは角周波数であり、Ｔはサンプリ
ング周期である）とすると、上式（31）（32）は次式
（33）（34）で表され、これに基づいて周波数応答が求
まる。 Ｈ_L （ｅ^jwT ）＝０．７＋ａｂｅ^-jwnT …（33） Ｈ_R （ｅ^jwT ）＝−ｂｅ^-jwnT …（34） 上式（33）（34）より、右チャンネル出力に対する左チ
ャンネル出力の伝達関数Ｈ_RL（Ｚ）は、次式（35）で表
される。 Ｈ_RL（Ｚ）＝Ｈ_L （Ｚ）／Ｈ_R （Ｚ）＝Ｈ_L （ｅ^jwT ）／Ｈ_R （ｅ^jwT ） ＝（０．７ｅ^jwnT＋ａｂ）／（−ｂ） …（35） 第１位相シフタでは、拡がりを６０°程度にする。音像
拡大の理論より、Ｈ_RL（ｅ^jwT ）のレベルを４．５ｄＢ
とし、位相を０．０５π（但し、マイナス符号を無視し
て計算）とすると、次式が成り立つ。 〔(ab+0.7cos(wnT))² + (0.7sin(wnT)² 〕^1/2 ／ｂ＝4.5 dB≒1.68 …（36） 〔0.7sin(wnT) ／(0.7cos(wnT) + ab)〕＝ tan( 0.05π） …（37） 上式（36）において、ｂが正の数であるとし且つａ＝
０．９として、( a²−2.82 )b²＋1.4cos(wnT)ab ＋0.49
＝０をｂについて解くと、上式（36）（37）は、次式
（38）（39）で表される。 ｂ＝〔 1.26cos(wnT)+（1.59cos²(wnT)+3.93）^1/2 〕／4.02 …（38） 0.7sin(wnT)＝0.158 ×（0.7cos(wnT)+0.9b） …（39） 上式（38）（39）より、特定周波数が４００Hzの場合、
サンプリング周波数を４４．１kHz （＝１／Ｔ）とする
と、遅延係数ｎ＝６、及び減衰係数ｂ＝０．８７が得ら
れる。なお、特定周波数が２kHz の場合、サンプリング
周波数を４４．１kHz とすると、遅延係数ｎ＝２、及び
減衰係数ｂ＝０．８７が得られる。このように、特定周
波数に応じて、遅延係数ｎが決定されるが、計算量の関
係から５kHz までを４分割し、その中心周波数で位相角
が得られるように、上記導出した値を参考に調整して最
終的に遅延係数ｎが決定される。

【０１０１】次に、第２位相シフタによる特性は、図１
４で示す簡素化された回路の等価回路で得られる。この
等価回路において、アッテネータ４３Ｌ（４３Ｒ）の減
衰係数をＫとし、左チャンネルの伝達関数ｈ_L （Ｚ）、
右チャンネルの伝達関数ｈ_R（Ｚ）を上記第１位相シフ
タの場合と同様にして求めると、次式（40）（41）で表
される。なお、アッテネータ１４Ｌ（１４Ｒ）の出力
と、アッテネータ４３Ｌ（４３Ｒ）の出力とは、加算器
４１Ｌ（４１Ｒ）で加算されて、第２位相シフタ２０Ｌ
（２０Ｒ）に送られる。 ｈ_L （Ｚ）＝０．７＋〔ａｃＺ^-1／（１−ＫＺ^-1）〕 …（40） ｈ_R （Ｚ）＝−ｃＺ^-1／（１−ＫＺ^-1） …（41） 図１の加算器２３Ｌの出力における伝達関数ｈ
_TL（Ｚ）、及び加算器２３Ｒの出力における伝達関数ｈ
_TR（Ｚ）は、前述の第１位相シフタの伝達関数を重複し
ないようにそれぞれ加えたものに等しいので、 ｈ_TL（Ｚ）＝０．７＋ａｂＺ^-n＋〔ａｃＺ^-1／（１−ＫＺ^-1）〕 …（42） ｈ_TR（Ｚ）＝−〔ｂＺ^-n＋ｃＺ^-1／（１−ＫＺ^-1）〕 …（43） 上式（42）（43）に、第１位相シフタの場合の数値ａ、
ｂ、及びｎを代入すると共に、右チャンネル出力に対す
る左チャンネル出力の伝達関数をｈ_RL（Ｚ）とすると、
ｈ_RL（Ｚ）は次式（44）で表される。 ｈ_RL（Ｚ）＝ｈ_TL（Ｚ）／ｈ_TR（Ｚ） …（44） Ｚ＝ｅ^jwT とし、ｃを１を越えない正の数とし、ｈ
_RL（Ｚ）において、レベルが３ｄＢ且つ位相が０．０５
πとなるようにＫおよびｃを求めると、Ｋ＝０．７７、
ｃ＝０．６３となる。

【０１０２】以上のように、第１位相シフタ、第２位相
シフタを設けた場合の各アッテネータの減衰係数が求ま
り、図１０に示したような音像拡大特性が得られる。な
お、各減衰係数の値は上記の値に限定されるものではな
く、Ｋおよびｃが１以下の正の数であり且つ回路計算上
オーバーフローしないように設定すれば、図１０に示し
たような音像拡大特性が得られる。

【０１０３】以下に、高音域におけるレベルを伝達関数
による特性に近づけることによって、後方への音像定位
を得ることを説明する。

【０１０４】ここで説明する例（図１５参照）は、上記
図１の構成と次の点で異なっている。即ち、加算
器２３Ｌと出力端子７Ｌとの間に加算器２４Ｌが設けら
れ、加算器２４Ｌには、第２位相シフタ２０Ｌの出力信
号Ｌ３が遅延回路２１Ｌ（遅延位相Φ₃ ）及びアッテネ
ータ２２Ｌ（減衰係数ｄ）で遅延減衰されて入力される
と共に、加算器２３Ｌの出力信号ＬＲ２が入力される。
加算器２３Ｒと出力端子７Ｒとの間に加算器２４Ｒが
設けられ、加算器２４Ｒには、第２位相シフタ２０Ｒの
出力信号Ｒ３が遅延回路２１Ｒ（遅延位相Φ₃ ）及びア
ッテネータ２２Ｒ（減衰係数ｄ）で遅延減衰されて入力
されると共に、加算器２３Ｒの出力信号ＲＬ２が入力さ
れる。

【０１０５】上記構成によれば、加算器２４Ｒに送られ
る信号Ａ＝（Ｒ３∠Φ₃ ）・ｄは次式（45）で表され
る。 Ａ＝ｃ・ｄ（Ｓ_R −ａＳ_L ＋（１−ａ）Ｓ_C ）（∠Φ₂ ＋∠Φ₃ ）…（45） また、加算器２４Ｌに送られる信号Ｂ＝（Ｌ３∠Φ₃ ）
・ｄは次式（46）で表される。 Ｂ＝ｃ・ｄ（Ｓ_L −ａＳ_R ＋（１−ａ）Ｓ_C ）（∠Φ₂ ＋∠Φ₃ ）…（46） 以上より、出力端子７Ｒからは次式（47）で表される信
号Ｒ４が出力される一方、出力端子７Ｌからは次式（4
8）で表される信号Ｌ４が出力される。 Ｒ４＝Ｓ_R ＋Ｓ_C −ｂ〔Ｓ_L −ａＳ_R ＋（１−ａ）Ｓ_C 〕∠Φ₁ −ｃ・（Ｓ_L −ａＳ_R ＋（１−ａ）Ｓ_C ）∠Φ₂ ＋ｃ・ｄ（Ｓ_R −ａＳ_L ＋（１−ａ）Ｓ_C ）（∠Φ₂ ＋∠Φ₃ ）…(47) Ｌ４＝Ｓ_L ＋Ｓ_C −ｂ〔Ｓ_R −ａＳ_L ＋（１−ａ）Ｓ_C 〕∠Φ₁ −ｃ（Ｓ_R −ａＳ_L ＋（１−ａ）Ｓ_C ）∠Φ₂ ＋ｃ・ｄ（Ｓ_L −ａＳ_R ＋（１−ａ）Ｓ_C ）（∠Φ₂ ＋∠Φ₃ ）…(48) 例えば、左方、右方、及び中央位置に、ドラム、ピア
ノ、及びサキソフォンを配した具体例について考える
と、信号Ｌ４、信号Ｒ４はそれぞれ次式（49）（50）で
表される。なお、機能の同じ部材には前述の場合と同一
の参照番号を付記し、他の条件も前述の場合と同じとす
る。

【０１０６】 Ｌ４＝Ｓ_D ＋Ｓ_S −ｂ〔Ｓ_P −ａＳ_D ＋（１−ａ）Ｓ_S 〕∠Φ₁ −ｃ・（Ｓ_P −ａＳ_D ＋（１−ａ）Ｓ_S ）∠Φ₂ ＋ｃ・ｄ（Ｓ_D −ａＳ_P ＋（１−ａ）Ｓ_S ）（∠Φ₂ ＋∠Φ₃ ）…(49) Ｒ４＝Ｓ_P ＋Ｓ_S −ｂ〔Ｓ_D −ａＳ_P ＋（１−ａ）Ｓ_S 〕∠Φ₁ −ｃ・（Ｓ_D −ａＳ_P ＋（１−ａ）Ｓ_S ）∠Φ₂ ＋ｃ・ｄ（Ｓ_P −ａＳ_D ＋（１−ａ）Ｓ_S ）（∠Φ₂ ＋∠Φ₃ ）…(50) 上式（49）（50）において、Ｓ_P ＝Ｓ_S ＝０とし、ドラ
ムの信号のみを取り出す場合、信号Ｌ４、信号Ｒ４はそ
れぞれ次式（51）（52）で表される。 Ｌ４＝Ｓ_D ＋ａｂＳ_D ∠Φ₁ ＋ｃａＳ_D ∠Φ₂ ＋ｃｄＳ_D （∠Φ₂ ＋∠Φ₃ ） …（51） Ｒ４＝−〔ｂＳ_D ∠Φ₁ ＋ｃＳ_D ∠Φ₂ ＋ｃｄａＳ_D （∠Φ₂ ＋∠Φ₃ ）〕 …（52） 前述の式（25）（26）と同様に、右チャンネルに反転さ
れた位相項に更に位相項（∠Φ₂ ＋∠Φ₃ ）が付加され
た状態となり、１２０°〜１５０°のスピーカ角度θを
得ると共に、減衰係数ｄを０．２〜０．５に設定して、
高音域の補正と中・低音域の補正が行なわれる。

【０１０７】上記の遅延回路２１Ｌとアッテネータ２２
Ｌと（或いは遅延回路２１Ｒとアッテネータ２２Ｒと）
は一種のコムフィルタを形成し、その等価回路は図１６
に示すようになる。このコムフィルタの周波数特性は、
遅延量をＮとし、減衰係数をｄとすると、インパルス応
答に基づいて得られる。図１６の伝達関数Ｈ（ｚ）は、
次式（53）で表される。 Ｈ（ｚ）＝１＋ｄ・Ｚ^-N …（53） ここで、ｚ＝ｅ^jwt とすると、上式（53）は次式（54）
で表される。 Ｈ（ｅ^jwt)＝１＋ｄ・ｅ^-jNwt ＝ｄ（１＋ｅ^-jNwt ）＋（１−ｄ）…（54） オイラーの定理により上式（54）は、次式（55）のよう
に展開できる。 Ｈ（ｅ^jwt)＝ｄ（２ｃｏｓ（Nwt/2 ）・ｅ^-jNwt/2 ）＋（１−ｄ）…（55） 上式（55）から明らかなように、Ｈ（ｅ^jwt)の振幅は２
ｄ・ｃｏｓ（Nwt/2 ）で変化する。また、ｅ^-jNwt/2 は
周期関数であるから、Ｈ（ｅ^jwt)の最大値（ピーク値）
は（１＋ｄ）となる（ｃｏｓ（Nwt/2 ）＝１の点に対
応）と共に、最小値（ディップ値）は（１−ｄ）となる
（ｃｏｓ（Nwt/2 ）＝０の点に対応）。この時、Ｎを２
の整数倍とすると、図１６のコムフィルタは、図１７に
示すような周期的に変化する（サンプリング周波数ｆ_s
の１／８に対応する周期で変化する）周波数特性を示す
ことになる。なお、図１７は、Ｎ＝８の場合を示す。

【０１０８】以上より、加算器２４Ｌにおいて、加算器
２３Ｌの出力である信号ＬＲ２と、遅延回路２１Ｌ及び
アッテネータ２２Ｌを経由した信号Ｂとを加算するこ
と、及び加算器２４Ｒにおいて、加算器２３Ｒの出力で
ある信号ＲＬ２と、遅延回路２１Ｒ及びアッテネータ２
２Ｒを経由した信号Ａとを加算することによって、高音
域の補正と中・低音域の補正とを行なうことが可能とな
る。具体的には、遅延量Ｎ＝８とし、減衰係数ｄ＝０．
４とすることによって、高音域を補正すると共に低音域
から１．８kHz までの周波数範囲でレベルを（−３ｄ
Ｂ）付近で安定させることができた。

【０１０９】ここで、上式（49）（50）において、上記
の位相項による減少を防止できる他の実施例について、
図１８を参照しながら以下に説明する。なお、図１５と
同一の機能を有する部材については同一の参照番号を付
記し、詳細な説明を省略する。

【０１１０】図１８の構成は、以下の２つの点で図１５
の構成と異なっている。即ち、図１８の構成は、図１５
の構成において、加算器１２Ｌの出力と加算器１２Ｒの
出力とを加算する加算器２７が更に設けられている。ま
た、図１８の構成によれば、図１５のように第２位相シ
フタ２０Ｌ（２０Ｒ）の出力が遅延回路２１Ｌ（２１
Ｒ）に直接送られるのではなくて、第２位相シフタ２０
Ｌ（２０Ｒ）の出力と上記加算器２７の出力とを加算す
る加算器２８Ｌ（２８Ｒ）が更に設けられ、この加算器
２８Ｌ（２８Ｒ）の出力が遅延回路２１Ｌ（２１Ｒ）に
送られるようになっている。

【０１１１】図１８の構成によれば、加算器２７の出力
（Ｌ１＋Ｒ１）は、 （Ｌ１＋Ｒ１）＝Ｓ_D −ａＳ_P ＋（１−ａ）Ｓ_S ＋Ｓ_P −ａＳ_D ＋（１−ａ）Ｓ_S ＝（１−ａ）〔Ｓ_D ＋Ｓ_P ＋２Ｓ_S 〕 …（56） で表される。

【０１１２】遅延回路２１Ｌに入力される信号（Ｌ１＋
Ｒ１＋Ｌ３）は、 Ｌ１＋Ｒ１＋Ｌ３＝（１−ａ）〔Ｓ_D ＋Ｓ_P ＋２Ｓ_S 〕 ＋ｃ・（Ｓ_D −ａＳ_P ＋（１−ａ）Ｓ_S ）∠Φ₂ …（57） で表される。

【０１１３】加算器２４Ｌには、ｄ（Ｌ１＋Ｒ１＋Ｌ
３）∠Φ₃ が送られることになる。したがって、加算器
の出力Ｌ４は、 Ｌ４＝ＬＲ２＋ｄ（Ｌ１＋Ｒ１＋Ｌ３）∠Φ₃ ＝Ｓ_S −ｂ（１−ａ）Ｓ_S ∠Φ₁ −ｃ（１−ａ）Ｓ_S ∠Φ₂ ＋ｄｃ（１−ａ）Ｓ_S （∠Φ₂ ＋∠Φ₃ ） ＋２ｄ（１−ａ）Ｓ_S ∠Φ₃ ＝Ｒ４ …（58） で表される。

【０１１４】上式（58）において、中・低音域の周波数
成分については位相Φ₁ 〜Φ₃ を無視する（即ち、∠Φ
₁ ≒∠Φ₂ ≒∠Φ₃ ≒∠Φ₂ ＋∠Φ₃ ≒１）と、 Ｌ４＝Ｒ４＝Ｓ_S ＋（１−ａ）〔２ｄ＋ｄｃ−（ｂ＋ｃ）〕Ｓ_S …（59） で表される。

【０１１５】 ところで、（１−ａ）〔２ｄ＋ｄｃ−（ｂ＋ｃ）〕≒０ …（60） が成立するので、中央の信号レベルは低下することはな
く、ａの値にかかわらず、自動的に中央の音量を補正で
きる。例えば、ａ＝０．９、ｂ＝０．９、ｃ＝０．６、
ｄ＝０．４とすると、（１−ａ）〔２ｄ＋ｄｃ−（ｂ＋
ｃ）〕＝−０．０４６となり、電圧比で約０．４ｄＢの
減衰に抑えることができる。これに対して、図１の構成
の場合、（１−ａ）〔ｄｃ−（ｂ＋ｃ）〕＝−０．１２
６となり、電圧比で約１ｄＢの減衰が生じる。約０．４
ｄＢは、人間の耳で知覚するには無視し得る程度のレベ
ルに相当する。

【０１１６】以上は、第１位相シフタによる処理と、第
２位相シフタによる処理とが並列に行われる場合につい
て説明したが、以下に、第１位相シフタによる処理と、
第２位相シフタによる処理とが直列に行われる他の実施
例について、図１９を参照しながら説明する。なお、図
１５と同じ機能を有する部材については同じ参照番号を
付記し、詳細な説明を省略する。

【０１１７】図１９の構成によれば、アッテネータ１８
Ｌ（１８Ｒ）の出力と第１位相シフタ１６Ｌ（１６Ｒ）
の出力Ｌ２（Ｒ２）とを加算する加算器２５Ｌ（２５
Ｒ）を有する一方、図１５の構成の加算器１７Ｒ（１７
Ｌ）を有していない。このため、第１位相シフタ１６Ｌ
（１６Ｒ）の出力Ｌ２（Ｒ２）は加算器２５Ｌ（２５
Ｒ）に送られる。なお、上記括弧は、他方のチャンネル
系に対応する。

【０１１８】加算器２５Ｌの出力Ｌ２’は、 Ｌ２’＝ｃ・Ｌ１＋Ｌ２ ＝ｂ〔Ｓ_L −ａＳ_R ＋（１−ａ）Ｓ_C 〕∠Φ₁ ＋ｃ〔Ｓ_L −ａＳ_R ＋（１−ａ）Ｓ_C 〕 …（61） で表される。

【０１１９】ここで、第２位相シフタ２０Ｌの出力をＬ
３’とすると、 Ｌ３’＝Ｌ２’∠Φ₂ ＝ｂ〔Ｓ_L −ａＳ_R ＋（１−ａ）Ｓ_C 〕（∠Φ₁ ＋∠Φ₂ ） ＋ｃ〔Ｓ_L −ａＳ_R ＋（１−ａ）Ｓ_C 〕∠Φ₂ …（62） で表される。

【０１２０】出力Ｌ３’は位相反転され、−Ｌ３’が加
算器２３Ｒに送られ、ここで信号Ｓ_R と加算される。加
算器２３Ｒの出力をＲＬ２’とすると、 ＲＬ２’＝Ｓ_R ＋Ｓ_C −Ｌ３’ ＝Ｓ_R ＋Ｓ_C −ｂ〔Ｓ_L −ａＳ_R ＋（１−ａ）Ｓ_C 〕（∠Φ₁ ＋∠Φ₂ ） −ｃ〔Ｓ_L −ａＳ_R ＋（１−ａ）Ｓ_C 〕∠Φ₂ …（63） で表される。

【０１２１】同様に右チャンネル系の場合、加算器２５
Ｒの出力Ｒ２’とし、第２位相シフタ２０Ｒの出力をＲ
３’とし、加算器２３Ｌの出力をＬＲ２’とすると、 Ｒ２’＝ｂ〔Ｓ_R −ａＳ_L ＋（１−ａ）Ｓ_C 〕∠Φ₁ ＋ｃ〔Ｓ_R −ａＳ_L ＋（１−ａ）Ｓ_C 〕 …（64） Ｒ３’＝ｂ〔Ｓ_R −ａＳ_L ＋（１−ａ）Ｓ_C 〕（∠Φ₁ ＋∠Φ₂ ） ＋ｃ〔Ｓ_R −ａＳ_L ＋（１−ａ）Ｓ_C 〕∠Φ₂ …（65） ＬＲ２’＝Ｓ_L ＋Ｓ_C −ｂ〔Ｓ_R −ａＳ_L ＋（１−ａ）Ｓ_C 〕（∠Φ₁ ＋∠Φ₂ ） −ｃ〔Ｓ_R −ａＳ_L ＋（１−ａ）Ｓ_C 〕∠Φ₂ …（66） で表される。

【０１２２】ところで、第２位相シフタ２０Ｌの出力Ｌ
３’は、非反転状態で遅延回路２１Ｌ、アッテネータ２
２Ｌを介して、加算器２４Ｌに送られ、ここで、信号Ｌ
Ｒ２’と加算される。加算器２４Ｌの出力をＬ４’とす
ると、 Ｌ４’＝ＬＲ２’＋ｄ・（Ｌ３’∠Φ₃ ） ＝Ｓ_L ＋Ｓ_C −ｂ〔Ｓ_R −ａＳ_L ＋（１−ａ）Ｓ_C 〕（∠Φ₁ ＋∠Φ₂ ） −ｃ〔Ｓ_R −ａＳ_L ＋（１−ａ）Ｓ_C 〕∠Φ₂ ＋ｄｂ〔Ｓ_L −ａＳ_R ＋（１−ａ）Ｓ_C 〕（∠Φ₁ ＋∠Φ₂ ＋∠Φ₃ ） ＋ｄｃ〔Ｓ_L −ａＳ_R ＋（１−ａ）Ｓ_C 〕（∠Φ₂ ＋∠Φ₃ ）…（67） で表される。

【０１２３】同様に、加算器２４Ｒの出力をＲ４’とす
ると、 Ｒ４’＝ＲＬ２’＋ｄ・（Ｒ３’∠Φ₃ ） ＝Ｓ_R ＋Ｓ_C −ｂ〔Ｓ_L −ａＳ_R ＋（１−ａ）Ｓ_C 〕（∠Φ₁ ＋∠Φ₂ ） −ｃ〔Ｓ_L −ａＳ_R ＋（１−ａ）Ｓ_C 〕∠Φ₂ ＋ｄｂ〔Ｓ_R −ａＳ_L ＋（１−ａ）Ｓ_C 〕（∠Φ₁ ＋∠Φ₂ ＋∠Φ₃ ） ＋ｄｃ〔Ｓ_R −ａＳ_L ＋（１−ａ）Ｓ_C 〕（∠Φ₂ ＋∠Φ₃ ）…（68） で表される。

【０１２４】ここで、図１５の並列処理の場合の信号Ｌ
４（前式（48）参照）、Ｒ４（前式（47）参照）と、図
１９の直列処理の場合の信号Ｌ４’（前式（67）参
照）、Ｒ４’（前式（68）参照）とを比較すると以下の
ようになる。

【０１２５】信号Ｌ４、Ｒ４、Ｌ４’、Ｒ４’におい
て、Ｓ_L 成分のみ取り出した場合の信号をそれぞれ（Ｌ
４）_L 、（Ｒ４）_L 、（Ｌ４’）_L 、（Ｒ４’）_L とす
ると、以下の式を得る。

【０１２６】 （Ｌ４）_L ＝Ｓ_L ＋ｂａＳ_L ∠Φ₁ ＋ｃａＳ_L ∠Φ₂ ＋ｃｄＳ_L （∠Φ₂ ＋∠Φ₃ ） …（69） （Ｒ４）_L ＝−ｂＳ_L ∠Φ₁ −ｃＳ_L ∠Φ₂ −ｃｄａＳ_L （∠Φ₂ ＋∠Φ₃ ） …（70） （Ｌ４’）_L ＝Ｓ_L ＋ｂａＳ_L （∠Φ₁ ＋∠Φ₂ ）＋ｃａＳ_L ∠Φ₂ ＋ｄｂＳ_L （∠Φ₁ ＋∠Φ₂ ＋∠Φ₃ ） ＋ｄｃＳ_L （∠Φ₂ ＋∠Φ₃ ） …（71） （Ｒ４’）_L ＝−ｂＳ_L （∠Φ₁ ＋∠Φ₂ ）−ｃＳ_L ∠Φ₂ −ｄｂａＳ_L （∠Φ₁ ＋∠Φ₂ ＋∠Φ₃ ） −ｄｃａＳ_L （∠Φ₂ ＋∠Φ₃ ） …（72） 上式（69）〜（72）において、（Ｌ４’）_L の位相項の
合成波形が（Ｌ４）_Lの位相項の合成波形に近似するよ
うに、且つ（Ｒ４’）_L の位相項の合成波形が（Ｒ４）
_L の位相項の合成波形に近似するように減衰係数ｂ、ｃ
と位相とを設定することによって、図１５と略同じ特性
を得ることができる。

【０１２７】上式から明らかなように、直列処理の場合
（図１９の構成の場合）の方が並列処理の場合（図１５
の構成の場合）よりも、位相項が多く且つ（∠Φ₁ ＋∠
Φ₂＋∠Φ₃ ）により位相のシフト量が大きく設定でき
る。したがって、仮想スピーカの位置の調整が広範囲に
容易に行なえる。

【０１２８】加えて、直列処理の場合は、並列処理の場
合と違って、第１位相シフタ１６Ｌ、１６Ｒの出力信号
を反転加算することが不要となるので、その分、ＤＳＰ
ステップ数を削減でき、他の機能を追加し易くなる。

【０１２９】ここで、信号Ｌ４’、Ｒ４’において、Ｓ
_C 成分のみ取り出した場合の信号をそれぞれ（Ｌ４’）
_C 、（Ｒ４’）_C とすると、 （Ｌ４’）_C ＝Ｓ_C −ｂ（１−ａ）Ｓ_C （∠Φ₁ ＋∠Φ₂ ） −ｃ（１−ａ）Ｓ_C ∠Φ₂ ＋ｄｂ（１−ａ）Ｓ_C （∠Φ₁ ＋∠Φ₂ ＋∠Φ₃ ） ＋ｄｃ（１−ａ）Ｓ_C （∠Φ₂ ＋∠Φ₃ ） …（73） （Ｒ４’）_C ＝Ｓ_C −ｂ（１−ａ）Ｓ_C （∠Φ₁ ＋∠Φ₂ ） −ｃ（１−ａ）Ｓ_C ∠Φ₂ ＋ｄｂ（１−ａ）Ｓ_C （∠Φ₁ ＋∠Φ₂ ＋∠Φ₃ ） ＋ｄｃ（１−ａ）Ｓ_C （∠Φ₂ ＋∠Φ₃ ） …（74） で表される。

【０１３０】つまり、（Ｌ４’）_C ＝（Ｒ４’）_C とな
り、並列処理の場合と同様に、左右スピーカの中央に定
位することがわかる。なお、信号Ｌ４’、Ｒ４’におい
てＳ_R 成分のみ取り出した場合も、Ｓ_L 成分のみ取り出
した前述の場合と同様であるので、詳細な説明は省略す
る。

【０１３１】ここで、リスナ位置とスピーカ位置との関
係について以下に説明する。

【０１３２】スピーカの位置とリスナの位置との関係
は、図３に示すように、リスナを中心にして左右それぞ
れ３０°の角度をなすようにスピーカ１０Ｌ、１０Ｒを
配置することを基本にしている。リスナからスピーカ１
０Ｌ、１０Ｒまでの距離がそれぞれ等しい場合に、仮想
スピーカ１０Ｌ’、１０Ｒ’をリスナの後方に最も効果
的に位置させることができる。これは、スピーカ１０
Ｌ、１０Ｒからそれぞれ異なった位相の信号によりリス
ナの位置で合成した音が、仮想スピーカを実現できるよ
うに信号処理されているために、リスナからスピーカ１
０Ｌ、１０Ｒまでの距離がそれぞれ等しくない場合、位
相がずれてしまい、仮想スピーカは実現されにくくな
る。

【０１３３】上記３０°のスピーカ角度を実現するに
は、リスナが左右方向と前後方向とに対して変位できる
（ずれ得る）限界がある。すなわち、リスナが左右のス
ピーカ１０Ｌ、１０Ｒの中心線より左、又は右に変位で
きる限界は、左、又は右に略２０cm〜３０cmであり、こ
れは人間二人分の頭に相当する。又、リスナの前後方向
の限界は、リスニングルームやスピーカの音量にもよる
が、スピーカ１０Ｌ、１０Ｒの前面からの距離として最
大５ｍ、最小３０cm程度の範囲で表せる。

【０１３４】上記スピーカ角度に関しては、第２位相シ
フタ２０Ｌとアッテネータ１８Ｌと（第２位相シフタ２
０Ｒとアッテネータ１８Ｒと）を調整することによっ
て、最小５°程度から最大６０°程度までの範囲で可変
できる（図２０参照）。

【０１３５】以上を図示すると図２０に示すようにな
り、実際には、スピーカ角度は左右各３０°で登録され
ている。スピーカ角度が３０°で固定の場合、後方に仮
想スピーカを配する限界は、リスナが前後方向に略２０
％増減したところに位置した場合に相当する。一方、ス
ピーカ角度が固定でない場合は、使用者がリスナ位置を
登録し、その登録位置に基づいて第２位相シフタ２０Ｌ
のシフト量とアッテネータ１３Ｒの減衰係数と（第２位
相シフタ２０Ｒのシフト量とアッテネータ１３Ｌの減衰
係数と）が設定されることによって、リスナ後方に仮想
スピーカを実現できる。

【０１３６】具体的には、スピーカ角度が広がる場合に
第２位相シフタのシフト量を減少する一方、スピーカ角
度が狭くなる場合に同シフト量を増加することによっ
て、リスナ後方に仮想スピーカを実現している。ただ
し、スピーカ角度が５°付近まで狭くなると、左右のス
ピーカ１０Ｌ、１０Ｒからの音がリスナの左右の耳に達
した時のクロストークが大きくなるので、後方への音像
は失われやすく、特に中高音域の音声は拡がり方が悪化
する。

【０１３７】リスナ位置の登録方法を説明する。まず、
スピーカ角度を１０°〜６０°まで等間隔で分割し、こ
れらを予め登録しておいたシフト量とアッテネート量と
に対応させておき、所望の量を数値入力したり、或いは
指定手段により選択したりしてリスナ位置が容易に登録
できる。

【０１３８】ここで、フロント２スピーカのみで、残響
音を前方、後方、及び２チャンネルの残響信号を適度に
混合することで横からも残響信号を再生できる臨場感溢
れる音場を実現できる例について、図２１及び図２２を
参照しながら、以下に説明する。なお、図２１における
音像拡大装置１は、上述の音像拡大装置の何れの構成で
もよい。

【０１３９】本実施例によれば、図２１に示すように、
残響音信号生成回路２９（残響音信号生成手段）が音像
拡大装置１の前段に設けられている。残響音信号生成回
路２９は、例えば図２２に示すような構成を有してお
り、左チャンネル系は遅延メモリ群６１、複数のアッテ
ネータ６２〜６７、及び複数の加算器６０、６８、６
９、７０からなる一方、右チャンネル系は遅延メモリ群
７２、複数のアッテネータ７３〜７８、及び複数の加算
器７１、７９、８０、８１からなる。

【０１４０】入力端子２９ａ（２９ｂ）を介して、音源
からステレオ信号Ｌ（Ｒ）が加算器６０（７１）に入力
される。この加算器６０（７１）では、ステレオ信号Ｌ
（ステレオ信号Ｒ）とアッテネータ６７（７８）の出力
とが加算され、遅延メモリ群６１（７２）に送られる。

【０１４１】遅延メモリ群６１（７２）は、例えば第１
メモリ６１ａ（７２ａ）〜第５メモリ６１ｅ（７２ｅ）
を有し、入力された上記加算信号は、まず、第１メモリ
６１ａ（７２ａ）に記憶され、所望時間後に第１メモリ
６１ａ（７２ａ）のアドレスを設定して記憶された信号
を読み出すことによって、遅延時間が得られるようにな
っている。他の第２メモリ６１ｂ（７２ｂ）〜第５メモ
リ６１ｅ（７２ｅ）は、割り当てられたアドレスが異な
り、所望の時点での上記加算信号を所望時間後に各アド
レスを設定して記憶された信号を読み出して所望の遅延
時間を得ている。

【０１４２】第５メモリ６１ｅ（７２ｅ）の出力は、ア
ッテネータ６７（７８）で所定の減衰係数で減衰された
後、加算器６０（７１）に送られ、ステレオ信号Ｌ（ス
テレオ信号Ｒ）と加算される。このように、第５メモリ
６１ｅ（７２ｅ）の出力が第１メモリ６１ａ（７２ａ）
に帰還されることによって、連続的な残響音信号の作成
が可能となる。

【０１４３】第１メモリ６１ａ（７２ａ）から読み出さ
れた信号はアッテネータ６２（７３）に入力され、ここ
で所定の減衰係数で減衰されて加算器６８（７９）に送
られる。第２メモリ６１ｂ（７２ｂ）から読み出された
信号はアッテネータ６３（７４）に入力され、ここで所
定の減衰係数で減衰されて加算器６８（７９）に送られ
る。

【０１４４】加算器６８（７９）では、アッテネータ６
２・６３（７３・７４）の出力が加算され、加算器６９
（８０）に送られる。加算器６９（８０）では、加算器
６８（７９）の出力と、第２メモリ６１ｂ（７２ｂ）か
ら読み出され、所定の減衰係数で減衰された信号とが加
算され、第１残響音信号として出力端子２９ｃ（２９
ｆ）から第６加算手段である加算器３０Ｌ（３０Ｒ）に
送られる。

【０１４５】加算器３０Ｌ（３０Ｒ）では、ステレオ信
号Ｌ（ステレオ信号Ｒ）と第１残響音信号とが加算さ
れ、音像拡大装置１の左チャンネル系（右チャンネル
系）の出力端子７Ｌ（７Ｒ）からの音像拡大処理済の信
号と加算された後、音量ボリュームＶＲ_L （ＶＲ_R ）に
送られる。この第１残響音信号は、前方からの反射音と
して使用される。

【０１４６】一方、第４メモリ６１ｄ（７２ｄ）と第５
メモリ６１ｅ（７２ｅ）とで読み出された信号は、それ
ぞれアッテネータ６５（７６）とアッテネータ６６（７
７）とで所定の減衰係数で減衰された後、加算器７０
（８１）で加算されて、第２残響音信号として出力端子
２９ｄ（２９ｅ）から音像拡大装置１の左チャンネル系
（右チャンネル系）の入力端子２Ｌ（２Ｒ）に送られ、
音像拡大処理が行なわれる。この第２残響音信号は、後
方からの反射音として使用される。

【０１４７】加算器３０Ｌ（３０Ｒ）の出力は、加算器
３１Ｌ（３１Ｒ）に送られ、第２残響音信号に基づいて
音像拡大装置１により音像拡大処理された出力信号と加
算される。加算器３１Ｌ（３１Ｒ）の出力は、音量ボリ
ュームＶＲ_L （ＶＲ_R ）、増幅器９Ｌ（９Ｒ）を介して
スピーカ１０Ｌ（１０Ｒ）に送られる。

【０１４８】ただし、上記説明は、左チャンネル系につ
いて説明したが、右チャンネル系も同様の説明が成立
ち、上記括弧で示した場合が対応する。

【０１４９】上記構成によれば、第１残響音信号とステ
レオ信号Ｌとの加算信号は、前方のスピーカ１０Ｌによ
り再生される残響音となる。一方、音像拡大処理された
第２残響音信号は、仮想左リアスピーカにより再生され
る残響音となる。

【０１５０】同様に、第１残響音信号とステレオ信号Ｒ
との加算信号は、前方のスピーカ１０Ｒにより再生され
る残響音となる。一方、音像拡大処理された第２残響音
信号は、仮想右リアスピーカにより再生される残響音と
なる。

【０１５１】以上より、フロント２スピーカで残響音を
加えた従来の技術よりも遥かに臨場感に富んだ音場が得
られ、リアスピーカによる残響音再生と同等の効果を奏
すると共に、スピーカを４個使用する場合と比較して配
線等の煩わしさもなく、容易に臨場感溢れる音場を実現
できる。

【０１５２】上記の第１残響音信号の遅延量は、上記の
第２残響音信号の遅延量より少なくなるように設定する
必要がある。これにより、後方の仮想スピーカからは遅
延量の多い信号が再生されることになり、より自然な音
場を実現することが可能となる。また、第１残響音信号
を得るためのアッテネータの数（遅延数）は、上記説明
の３個に限定されるものではない。

【０１５３】また、第２残響音信号を得るためのアッテ
ネータの数（遅延数）は、上記説明の２個に限定される
ものではない。つまり、第１及び第２残響音信号の遅延
量が上記関係を満足すれば、何個でもよい。加えて、上
記実施例では、左チャンネル又は右チャンネルを独立し
た遅延メモリ群として説明したが、例えば、両チャンネ
ルのステレオ信号Ｌ・Ｒを混合して第１及び第２残響音
信号を得てもよい。或いは、左チャンネルの遅延出力を
右チャンネルの残響音信号とすることも可能である。こ
のように、音場に合わせて、第１及び第２残響音信号を
得る構成を選択すればよい。

【０１５４】

【発明の効果】請求項１の音像拡大装置は、以上のよう
に、一方のチャンネルのステレオ入力信号から、他方の
チャンネルのステレオ入力信号を第１減衰係数で減衰し
たものを引算し、付加信号として出力する第１付加信号
生成手段と、上記付加信号を第２減衰係数で減衰させ、
この減衰した結果に対して、所定の位相シフトを行なう
第１位相シフト手段と、上記付加信号を第３減衰係数で
減衰させ、更に周波数特性を補正した結果に対して、所
定の位相シフトを行なう第２位相シフト手段と、上記の
第１位相シフト手段の出力を位相反転して他方のチャン
ネルのステレオ入力信号に加算する第１加算手段と、上
記の第２位相シフト手段の出力を位相反転して上記第１
加算手段の出力に加算し、加算結果を他方のチャンネル
のスピーカに送る第２加算手段とをチャンネルごとに備
えた構成である。

【０１５５】それゆえ、第１位相シフト手段、第２位相
シフト手段の位相シフト量を調整すると共に、各減衰係
数を調整することによって、仮想スピーカをリスナの後
方に確実に定位させることができるという効果を奏す
る。

【０１５６】請求項２の音像拡大装置は、以上のよう
に、請求項１の構成において、上記の第２加算手段に代
えて、上記の第２位相シフト手段の出力を位相反転して
上記の第１加算手段の出力に加算する第１０加算手段を
備えた音像拡大装置であって、他方のチャンネルの第２
位相シフト手段の出力を遅延させ、更に第４減衰係数で
減衰させる第１遅延減衰手段と、上記第１遅延減衰手段
の出力と、上記第１０加算手段の出力とを加算し、加算
結果を他方のチャンネルのスピーカに送る第３加算手段
とを更に備えた構成である。

【０１５７】それゆえ、請求項１の効果に加えて、第１
遅延減衰手段は一種のコムフィルタを形成するので、入
力ステレオ信号は遅延量に応じた周波数成分を減衰、或
いは強調させることができる。したがって、中・低音域
の拡がり感を助長させることができると共に、高音域の
レベル補正も行なえるという効果を併せて奏する。

【０１５８】請求項３の音像拡大装置は、以上のよう
に、請求項１又は請求項２の構成において、上記の第１
位相シフト手段は、入力信号に対して所定周波数帯域毎
に設けられ、該周波数帯域の信号を通過させる複数の帯
域通過手段と、各帯域通過手段の出力に対してそれぞれ
所定の位相だけ遅延させる遅延手段と、該遅延手段の出
力を加算する第４加算手段とを有すると共に、上記の第
２位相シフト手段は、ＩＩＲ型ディジタルローパスフィ
ルタを有している構成である。

【０１５９】それゆえ、請求項１又は請求項２の効果に
加えて、簡単な構成によって、音像を確実に拡げること
ができると共に、処理ステップ数が低減するので、高速
度のＤＳＰを用いることなく安価なＤＳＰを用いること
によって、仮想スピーカをリスナの後方に定位でき、コ
スト低減が可能であるという効果を併せて奏する。

【０１６０】請求項４の音像拡大装置は、以上のよう
に、一方のチャンネルのステレオ入力信号から、他方の
チャンネルのステレオ入力信号を第１減衰係数で減衰し
たものを引算し、付加信号として出力する第１付加信号
生成手段と、上記付加信号を第２減衰係数で減衰させ、
この減衰した結果に対して、所定の位相シフトを行なう
第１位相シフト手段と、上記付加信号を第３減衰係数で
減衰させ、更に周波数特性を補正した結果に対して、所
定の位相シフトを行なう第２位相シフト手段と、上記の
第１位相シフト手段の出力を位相反転して他方のチャン
ネルのステレオ入力信号に加算する第１加算手段と、上
記の第２位相シフト手段の出力を位相反転して上記第１
加算手段の出力に加算する第１０加算手段と、上記付加
信号と他方のチャンネルの付加信号とを加算する第１８
加算手段と、第１８加算手段の出力と、他方のチャンネ
ルの第２位相シフト手段の出力とを加算する第５加算手
段と、第５加算手段の出力を遅延させ、更に第４減衰係
数で減衰させる第２遅延減衰手段と、上記第２遅延減衰
手段の出力と、上記第１０加算手段の出力とを加算し、
加算結果を他方のチャンネルのスピーカに送る第１３加
算手段とをチャンネルごとに備えた構成である。

【０１６１】それゆえ、第１位相シフト手段、第２位相
シフト手段の位相シフト量を調整すると共に、各減衰係
数を調整することによって、仮想スピーカをリスナの後
方に確実に定位させることができる。又、スピーカに送
られる信号は、位相シフトに起因して減少することを回
避できるという効果を併せて奏する。

【０１６２】請求項５の音像拡大装置は、以上のよう
に、一方のチャンネルのステレオ入力信号から、他方の
チャンネルのステレオ入力信号を第１減衰係数で減衰し
たものを引算し、付加信号として出力する第１付加信号
生成手段と、上記付加信号を第２減衰係数で減衰させ、
この減衰した結果に対して、所定の位相シフトを行なう
第１位相シフト手段と、上記付加信号を第３減衰係数で
減衰させ、この減衰した結果と上記の第１位相シフト手
段の出力とを加算する第８加算手段と、上記の第８加算
手段の出力に対して周波数特性を補正し、この補正結果
に対して、所定の位相シフトを行なう第３位相シフト手
段と、上記の第３位相シフト手段の出力を位相反転して
他方のチャンネルのステレオ入力信号に加算する第１１
加算手段と、他方のチャンネルの第３位相シフト手段の
出力を遅延させ、更に第４減衰係数で減衰させる第１遅
延減衰手段と、上記の第１遅延減衰手段の出力と、上記
の第１１加算手段の出力とを加算し、この加算結果を他
方のチャンネルのスピーカに送る第１４加算手段とをチ
ャンネルごとに備えた構成である。

【０１６３】それゆえ、第１位相シフト手段による位相
シフト処理と、第３位相シフト手段による位相シフト処
理とがカスケードに行われるので、パラレル処理の場合
よりも位相シフト量が大きくなり、この結果、仮想スピ
ーカの定位位置の可変範囲を大きく設定できるという効
果を奏する。

【０１６４】請求項６の音像拡大装置は、以上のよう
に、請求項１の構成において、更に、上記一方のチャン
ネルのスピーカにより再生される第１残響音信号と、該
スピーカの仮想後方スピーカにより再生される第２残響
音信号とをステレオ入力信号に基づいてチャンネルごと
に生成する残響音信号生成手段と、上記の第１付加信号
生成手段に代えて、一方のチャンネルの第２残響音信号
から、他方のチャンネルの第２残響音信号を第１減衰係
数で減衰したものを引算し、付加信号として出力する第
２付加信号生成手段と、上記の第１加算手段に代えて、
上記の第１位相シフト手段の出力を位相反転して他方の
チャンネルの第２残響音信号に加算する第 ９加算手段
と、上記の第２加算手段に代えて、上記の第２位相シフ
ト手段の出力を位相反転して上記第９加算手段の出力に
加算する第２２加算手段と、チャンネルごとに設けら
れ、上記一方のチャンネルのステレオ入力信号と、上記
の第１残響音信号とを加算する第６加算手段と、チャン
ネルごとに設けられ、上記他方のチャンネルの第２２加
算手段の出力と、上記の第６加算手段出力とを加算し、
加算結果を他方のチャンネルのスピーカに送る第７加算
手段とを備えた構成である。

【０１６５】それゆえ、請求項１の効果に加えて、異な
る２種類の残響音がスピーカと仮想スピーカとでそれぞ
れ再生されるので、この２種類の残響音の混合状態に応
じて、残響音を前方、後方、横等から再生可能となり、
臨場感溢れる音場を実現できる。

【０１６６】請求項７の音像拡大装置は、以上のよう
に、請求項２の構成において、更に、上記一方のチャン
ネルのスピーカにより再生される第１残響音信号と、該
スピーカの仮想後方スピーカにより再生される第２残響
音信号とをステレオ入力信号に基づいてチャンネルごと
に生成する残響音信号生成手段と、上記の第１付加信号
生成手段に代えて、一方のチャンネルの第２残響音信号
から、他方のチャンネルの第２残響音信号を第１減衰係
数で減衰したものを引算し、付加信号として出力する第
２付加信号生成手段と、上記の第１加算手段に代えて、
上記の第１位相シフト手段の出力を位相反転して他方の
チャンネルの第２残響音信号に加算する第９加算手段
と、上記の第３加算手段に代えて、上記第１遅延減衰手
段の出力と、上記第１０加算手段の出力とを加算する第
１５加算手段と、チャンネルごとに設けられ、上記一方
のチャンネルのステレオ入力信号と、上記の第１残響音
信号とを加算する第６加算手段と、チャンネルごとに設
けられ、上記他方のチャンネルの第１５加算手段の出力
と、上記の第６加算手段出力とを加算し、加算結果を他
方のチャンネルのスピーカに送る第１９加算手段とを備
えた構成である。

【０１６７】それゆえ、請求項２の効果に加えて、異な
る２種類の残響音がスピーカと仮想スピーカとでそれぞ
れ再生されるので、この２種類の残響音の混合状態に応
じて、残響音を前方、後方、横等から再生可能となり、
臨場感溢れる音場を実現できる。

【０１６８】請求項８の音像拡大装置は、以上のよう
に、請求項５の構成において、更に、上記一方のチャン
ネルのスピーカにより再生される第１残響音信号と、該
スピーカの仮想後方スピーカにより再生される第２残響
音信号とをステレオ入力信号に基づいてチャンネルごと
に生成する残響音信号生成手段と、上記の第１付加信号
生成手段に代えて、一方のチャンネルの第２残響音信号
から、他方のチャンネルの第２残響音信号を第１減衰係
数で減衰したものを引算し、付加信号として出力する第
２付加信号生成手段と、上記の第１１加算手段に代え
て、上記の第３位相シフト手段の出力を位相反転して他
方のチャンネルの第２残響音信号に加算する第１２加算
手段と、上記の第１４加算手段に代えて、上記第１遅延
減衰手段の出力と、上記第１２加算手段の出力とを加算
する第１６加算手段と、チャンネルごとに設けられ、上
記一方のチャンネルのステレオ入力信号と、上記の第１
残響音信号とを加算する第６加算手段と、チャンネルご
とに設けられ、上記他方のチャンネルの第１６加算手段
の出力と、上記の第６加算手段出力とを加算し、加算結
果を他方のチャンネルのスピーカに送る第２０加算手段
とを備えている。

【０１６９】それゆえ、請求項５の効果に加えて、異な
る２種類の残響音がスピーカと仮想スピーカとでそれぞ
れ再生されるので、この２種類の残響音の混合状態に応
じて、残響音を前方、後方、横等から再生可能となり、
臨場感溢れる音場を実現できる。

【０１７０】請求項９の音像拡大装置は、以上のよう
に、請求項４の構成において、更に、上記一方のチャン
ネルのスピーカにより再生される第１残響音信号と、該
スピーカの仮想後方スピーカにより再生される第２残響
音信号とをステレオ入力信号に基づいてチャンネルごと
に生成する残響音信号生成手段と、上記の第１付加信号
生成手段に代えて、一方のチャンネルの第２残響音信号
から、他方のチャンネル の第２残響音信号を第１減衰係
数で減衰したものを引算し、付加信号として出力する第
２付加信号生成手段と、上記の第１加算手段に代えて、
上記の第１位相シフト手段の出力を位相反転して他方の
チャンネルの第２残響音信号に加算する第９加算手段
と、上記の第１３加算手段に代えて、上記第２遅延減衰
手段の出力と、上記第１０加算手段の出力とを加算する
第１７加算手段と、チャンネルごとに設けられ、上記一
方のチャンネルのステレオ入力信号と、上記の第１残響
音信号とを加算する第６加算手段と、チャンネルごとに
設けられ、上記他方のチャンネルの第１７加算手段の出
力と、上記の第６加算手段出力とを加算し、加算結果を
他方のチャンネルのスピーカに送る第２１加算手段とを
備えた構成である。

【０１７１】それゆえ、請求項４の効果に加えて、異な
る２種類の残響音がスピーカと仮想スピーカとでそれぞ
れ再生されるので、この２種類の残響音の混合状態に応
じて、残響音を前方、後方、横等から再生可能となり、
臨場感溢れる音場を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の他の音像拡大装置の要部構成例を示す
ブロック図である。

【図２】本発明の音像拡大装置の構成を示すブロック図
である。

【図３】リスナ、スピーカ、及び仮想スピーカの関係を
示す説明図である。

【図４】イコライザの周波数特性図である。

【図５】第２位相シフタの構成を示す説明図である。

【図６】音像定位の理論を説明するための説明図であ
る。

【図７】実音源を移動したときの左耳の外耳道入口の信
号に対する右耳の信号のレベルと耳間の進み遅れを周波
数でプロットした時の軌跡を示す説明図である。

【図８】第１位相シフタによる左チャンネルに対する右
チャンネルのレベル差及び位相差の周波数特性を示す説
明図である。

【図９】左チャンネル系入力信号に対する右チャンネル
の第２位相シフタの出力信号の周波数特性を示す説明図
である。

【図１０】図８と図９とを合成した場合を示す説明図で
ある。

【図１１】仮想スピーカ角度が６０°の場合の位相差及
びレベル差の周波数特性を示す説明図である。

【図１２】仮想スピーカ角度が１２０°の場合の位相差
及びレベル差の周波数特性を示す説明図である。

【図１３】第１位相シフタの簡素化された回路の等価回
路図である。

【図１４】第２位相シフタの簡素化された回路の等価回
路図である。

【図１５】本発明の他の音像拡大装置の要部構成例を示
すブロック図である。

【図１６】本発明の遅延減衰手段が一種のコムフィルタ
を形成することを示す等価回路図である。

【図１７】図１８において、Ｎ＝８の場合の周波数特性
を示す説明図である。

【図１８】本発明の他の音像拡大装置の要部構成を示す
ブロック図である。

【図１９】本発明の更に他の音像拡大装置の要部構成を
示すブロック図である。

【図２０】リスナが前後左右に変位し得る範囲とスピー
カ角度とを示す説明図である。

【図２１】残響音信号生成回路が音像拡大装置の前段に
設けられた例を示すブロック図である。

【図２２】残響音信号生成回路の具体例を示す説明図で
ある。

【図２３】従来の音像拡大回路の要部構成を示すブロッ
ク図である。

【図２４】従来のスピーカと仮想スピーカとの関係を示
す説明図である。

【図２５】伝達関数に基づく音像拡大の従来例を示す説
明図である。

【図２６】従来の音像拡大回路をＦＩＲフィルタで構成
した場合について示す説明図である。

【符号の説明】

２Ｌ 左チャンネル系入力端子 ２Ｒ 右チャンネル系入力端子 １３Ｌ アッテネータ １３Ｒ アッテネータ １４Ｌ アッテネータ １４Ｒ アッテネータ １２Ｌ 加算器 １２Ｒ 加算器 １６Ｌ 第１位相シフタ １６Ｒ 第１位相シフタ １７Ｌ 加算器 １７Ｒ 加算器 １８Ｌ アッテネータ １８Ｒ アッテネータ １９Ｌ イコライザ １９Ｒ イコライザ ２０Ｌ 第２位相シフタ ２０Ｒ 第２位相シフタ ２１Ｌ 遅延回路 ２１Ｒ 遅延回路 ２２Ｌ アッテネータ ２２Ｒ アッテネータ ２３Ｌ 加算器 ２３Ｒ 加算器 ２４Ｌ 加算器 ２４Ｒ 加算器 ２５Ｌ 加算器 ２５Ｒ 加算器 ２７ 加算器 ２８Ｌ 加算器 ２８Ｒ 加算器 ２９ 残響音信号生成回路 ３０Ｌ 加算器 ３０Ｒ 加算器 ３１Ｌ 加算器 ３１Ｒ 加算器

Claims (9)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】２チャンネルのステレオ信号をスピーカ再
   生する音像拡大装置であって、 一方のチャンネルのステレオ入力信号から、他方のチャ
   ンネルのステレオ入力信号を第１減衰係数で減衰したも
   のを引算し、付加信号として出力する第１付加信号生成
   手段と、 上記付加信号を第２減衰係数で減衰させ、この減衰した
   結果に対して、所定の位相シフトを行なう第１位相シフ
   ト手段と、 上記付加信号を第３減衰係数で減衰させ、更に周波数特
   性を補正した結果に対して、所定の位相シフトを行なう
   第２位相シフト手段と、 上記の第１位相シフト手段の出力を位相反転して他方の
   チャンネルのステレオ入力信号に加算する第１加算手段
   と、 上記の第２位相シフト手段の出力を位相反転して上記第
   １加算手段の出力に加算し、加算結果を他方のチャンネ
   ルのスピーカに送る第２加算手段とをチャンネルごとに
   備えたことを特徴とする音像拡大装置。
2. 【請求項２】上記の第２加算手段に代えて、上記の第２
   位相シフト手段の出力を位相反転して上記の第１加算手
   段の出力に加算する第１０加算手段を備えた音像拡大装
   置であって、 他方のチャンネルの第２位相シフト手段の出力を遅延さ
   せ、更に第４減衰係数で減衰させる第１遅延減衰手段
   と、 上記第１遅延減衰手段の出力と、上記第１０加算手段の
   出力とを加算し、加算結果を他方のチャンネルのスピー
   カに送る第３加算手段とが更にチャンネルごとに備えら
   れたことを特徴とする請求項１記載の音像拡大装置。
3. 【請求項３】上記の第１位相シフト手段は、 入力信号に対して所定周波数帯域毎に設けられ、該周波
   数帯域の信号を通過させる複数の帯域通過手段と、 各帯域通過手段の出力に対してそれぞれ所定の位相だけ
   遅延させる遅延手段と、該遅延手段の出力を加算する第
   ４加算手段とを有すると共に、 上記の第２位相シフト手段は、ＩＩＲ型ディジタルロー
   パスフィルタを有することを特徴とする請求項１又は請
   求項２記載の音像拡大装置。
4. 【請求項４】２チャンネルのステレオ信号をスピーカ再
   生する音像拡大装置であって、 一方のチャンネルのステレオ入力信号から、他方のチャ
   ンネルのステレオ入力信号を第１減衰係数で減衰したも
   のを引算し、付加信号として出力する第１付加信号生成
   手段と、 上記付加信号を第２減衰係数で減衰させ、この減衰した
   結果に対して、所定の位相シフトを行なう第１位相シフ
   ト手段と、 上記付加信号を第３減衰係数で減衰させ、更に周波数特
   性を補正した結果に対して、所定の位相シフトを行なう
   第２位相シフト手段と、 上記の第１位相シフト手段の出力を位相反転して他方の
   チャンネルのステレオ入力信号に加算する第１加算手段
   と、 上記の第２位相シフト手段の出力を位相反転して上記第
   １加算手段の出力に加算する第１０加算手段と、 上記付加信号と他方のチャンネルの付加信号とを加算す
   る第１８加算手段と、第１８ 加算手段の出力と、他方のチャンネルの第２位相
   シフト手段の出力とを加算する第５加算手段と、 第５加算手段の出力を遅延させ、更に第４減衰係数で減
   衰させる第２遅延減衰手段と、 上記第２遅延減衰手段の出力と、上記第１０加算手段の
   出力とを加算し、加算結果を他方のチャンネルのスピー
   カに送る第１３加算手段とをチャンネルごとに備えたこ
   とを特徴とする音像拡大装置。
5. 【請求項５】２チャンネルのステレオ信号をスピーカ再
   生する音像拡大装置であって、 一方のチャンネルのステレオ入力信号から、他方のチャ
   ンネルのステレオ入力信号を第１減衰係数で減衰したも
   のを引算し、付加信号として出力する第１付加信号生成
   手段と、 上記付加信号を第２減衰係数で減衰させ、この減衰した
   結果に対して、所定の位相シフトを行なう第１位相シフ
   ト手段と、 上記付加信号を第３減衰係数で減衰させ、この減衰した
   結果と上記の第１位相シフト手段の出力とを加算する第
   ８加算手段と、 上記の第８加算手段の出力に対して周波数特性を補正
   し、この補正結果に対して、所定の位相シフトを行なう
   第３位相シフト手段と、 上記の第３位相シフト手段の出力を位相反転して他方の
   チャンネルのステレオ入力信号に加算する第１１加算手
   段と、 他方のチャンネルの第３位相シフト手段の出力を遅延さ
   せ、更に第４減衰係数で減衰させる第１遅延減衰手段
   と、 上記の第１遅延減衰手段の出力と、上記の第１１加算手
   段の出力とを加算し、この加算結果を他方のチャンネル
   のスピーカに送る第１４加算手段とをチャンネルごとに
   備えたことを特徴とする音像拡大装置。
6. 【請求項６】上記一方のチャンネルのスピーカにより再
   生される第１残響音信号と、該スピーカの仮想後方スピ
   ーカにより再生される第２残響音信号とをステレオ入力
   信号に基づいてチャンネルごとに生成する残響音信号生
   成手段と、 上記の第１付加信号生成手段に代えて、一方のチャンネ
   ルの第２残響音信号から、他方のチャンネルの第２残響
   音信号を第１減衰係数で減衰したものを引算し、付加信
   号として出力する第２付加信号生成手段と、 上記の第１加算手段に代えて、上記の第１位相シフト手
   段の出力を位相反転して他方のチャンネルの第２残響音
   信号に加算する第９加算手段と、 上記の第２加算手段に代えて、上記の第２位相シフト手
   段の出力を位相反転して上記第９加算手段の出力に加算
   する第２２加算手段と、 チャンネルごとに設けられ、上記一方のチャンネルのス
   テレオ入力信号と、上記の第１残響音信号とを加算する
   第６加算手段と、 チャンネルごとに設けられ、上記他方のチャンネルの第
   ２２加算手段の出力と、上記の第６加算手段出力とを加
   算し、加算結果を他方のチャンネルのスピーカに送る第
   ７加算手段とを備えたことを特徴とする請求項１記載の
   音像拡大装置。
7. 【請求項７】上記一方のチャンネルのスピーカにより再
   生される第１残響音信号と、該スピーカの仮想後方スピ
   ーカにより再生される第２残響音信号とをステレオ入力
   信号に基づいてチャンネルごとに生成する残響音信号生
   成手段と、 上記の第１付加信号生成手段に代えて、一方のチャンネ
   ルの第２残響音信号から、他方のチャンネルの第２残響
   音信号を第１減衰係数で減衰したものを引算し、付加信
   号として出力する第２付加信号生成手段と、 上記の第１加算手段に代えて、上記の第１位相シフト手
   段の出力を位相反転して他方のチャンネルの第２残響音
   信号に加算する第９加算手段と、 上記の第３加算手段に代えて、上記第１遅延減衰手段の
   出力と、上記第１０加算手段の出力とを加算する第１５
   加算手段と、 チャンネルごとに設けられ、上記一方のチャンネルのス
   テレオ入力信号と、上記の第１残響音信号とを加算する
   第６加算手段と、 チャンネルごとに設けられ、上記他方のチャンネルの第
   １５加算手段の出力と、上記の第６加算手段出力とを加
   算し、加算結果を他方のチャンネルのスピーカに送る第
   １９加算手段とを備えたことを特徴とする請求項２記載
   の音像拡大装置。
8. 【請求項８】上記一方のチャンネルのスピーカにより再
   生される第１残響音信号と、該スピーカの仮想後方スピ
   ーカにより再生される第２残響音信号とをステレオ入力
   信号に基づいてチャンネルごとに生成する残響音信号生
   成手段と、 上記の第１付加信号生成手段に代えて、一方のチャンネ
   ルの第２残響音信号から、他方のチャンネルの第２残響
   音信号を第１減衰係数で減衰したものを引算し、付加信
   号として出力する第２付加信号生成手段と、 上記の第１１加算手段に代えて、上記の第３位相シフト
   手段の出力を位相反転して他方のチャンネルの第２残響
   音信号に加算する第１２加算手段と、 上記の第１４加算手段に代えて、上記第１遅延減衰手段
   の出力と、上記第１２加算手段の出力とを加算する第１
   ６加算手段と、 チャンネルごとに設けられ、上記一方のチャンネルのス
   テレオ入力信号と、上記の第１残響音信号とを加算する
   第６加算手段と、 チャンネルごとに設けられ、上記他方のチャンネルの第
   １６加算手段の出力と、上記の第６加算手段出力とを加
   算し、加算結果を他方のチャンネルのスピーカに送る第
   ２０加算手段とを備えたことを特徴とする請求項５記載
   の音像拡大装置。
9. 【請求項９】上記一方のチャンネルのスピーカにより再
   生される第１残響音信号と、該スピーカの仮想後方スピ
   ーカにより再生される第２残響音信号とをステレオ入力
   信号に基づいてチャンネルごとに生成する残響音信号生
   成手段と、 上記の第１付加信号生成手段に代えて、一方のチャンネ
   ルの第２残響音信号から、他方のチャンネルの第２残響
   音信号を第１減衰係数で減衰したものを引算し、付加信
   号として出力する第２付加信号生成手段と、 上記の第１加算手段に代えて、上記の第１位相シフト手
   段の出力を位相反転して他方のチャンネルの第２残響音
   信号に加算する第９加算手段と、 上記の第１３加算手段に代えて、上記第２遅延減衰手段
   の出力と、上記第１０加算手段の出力とを加算する第１
   ７加算手段と、 チャンネルごとに設けられ、上記一方のチャンネルのス
   テレオ入力信号と、上記の第１残響音信号とを加算する
   第６加算手段と、 チャンネルごとに設けられ、上記他方のチャンネルの第
   １７加算手段の出力と、上記の第６加算手段出力とを加
   算し、加算結果を他方のチャンネルのスピーカに送る第
   ２１加算手段とを備えたことを特徴とする請求項４記載
   の音像拡大装置。