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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung betrifft ein Drehzahlsteuerungsverfahren für einen
Induktionsmotor und insbesondere eine Technik der Vektorsteuerung ohne
einen Drehzahlsensor, die keinen an einem Motor angebrachten Drehzahlsensor
erfordert und es ermöglicht,
ein hohes Drehmoment zu erhalten, das bei einem Null-Drehzahlbereich
beginnt.
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Als
Verfahren zur Steuerung der Drehzahl eines Induktionsmotors ist
konventionell ein Verfahren der Vektorsteuerung ohne einen Drehzahlsensor
bekannt. 14 zeigt die Konfiguration seines
Steuerungssystems. Das Bezugszeichen 1 bezeichnet einen
Induktionsmotor; 2 einen Leistungs-Wechselrichter zum Ausgeben
einer Ausgangsspannung, die proportional zu einem Spannungsbefehlswert
V1* ist; 3 einen Koordinatentransformator zum Bewirken
einer Koordinatentransformation von Wechselrichter-Ausgangsströmen iu und
iw und Berechnen von d-Achsen- und q-Achsen-Strömen id und iq; 4 eine Spannungsberechnungseinheit
zum Berechnen eines Werts eines Kriechimpedanz-Spannungsabfalls des
Motors auf der Grundlage von id, iq und eines Ausgangsfrequenz-Befehlswerts ω1*; 5 und 6 Addierer
zum Addieren des Spannungsabfallswerts zu den Induzierte-Elektromotorische-Kraft-Befehlswerten ed*
und eq* und Ausgeben der d-Achsen- und q-Achsen-Spannungsbefehlswerte
Vd* und Vq*; 7 einen Referenzphasengenerator zum Integrieren
von ω1* und
Ausgeben einer Referenzphase θ; 8 einen
Koordinatentransformator zum Ausgeben eines Wechselrichter-Ausgangsspannungs-Befehlswerts
V1* (dreiphasig) auf der Grundlage von Vd* und Vq*; 9 eine Berechnungseinheit
zum Ausgeben eines Schlupffrequenz-Berechnungswerts ωs1 der auf
der Grundlage von id und iq; 12 einen Addierer zum Addieren von ωs1 zu einem
Drehzahlbefehlswert ωr*
und Ausgeben von ω1*;
und 13 eine Berechnungseinheit der elektromotorischen Kraft
zum Berechnen von eq* auf der Basis von ω1*.
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Es
ist zu beachten, dass Okuyama et al.: „Simplified Vector Control
System without Speed and Voltage Sensors – Effects of Setting Errors
in Control Parameters and their Compensation", The Transactions of The Institute
of Electrical Engineers of Japan, Bd. 110-D, Nr. 5, Mai 1990, S.
477–486,
als verwandtes Dokument bekannt ist.
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JP-11018497
offenbart ein Drehzahlsteuerungsverfahren für einen Induktionsmotor. Das
zu lösende
Problem ist die Erhöhung
des Drehmoments zum Zeitpunkt einer niedrigen Drehzahl. Zu diesem Zweck
wird der q-Achsen-Strom-Befehlswert auf Null gebracht, wenn der
Betrag eines Drehzahlbefehlswerts oder eines Drehzahlschätzwerts
kleiner als ein gesetzter Wert ist. Weiterhin wird ein Wert verwendet,
der aus einer Frequenz ermittelt wird, die auf der Grundlage der
Differenz zwischen dem Drehzahlbefehlswert und dem Drehzahlschätzwert geschätzt wird.
Der d-Achsen-Strombefehl id* und der q-Achsen-Strombefehl iq* werden beide
für die
Steuerung verwendet.
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JP-11187699
offenbart ein Drehzahlsteuerungsverfahren für einen Induktionsmotor. Das
zu lösende
Problem ist die Verhinderung eines Drehmomentmangels in einem Null-Drehzahlbereich
durch Steuern eines Magnetfluss-Achsen-Stroms, so dass er mindestens
der gewöhnliche
Zeitwert ist, wenn ein Drehzahlbefehlswert fast auf einem spezifizierten Wert
ist, wobei er einen Frequenzbefehlswert durch einen Drehzahlschätzwert ersetzt
und einen Vorgang auf der Grundlage des Drehzahlbefehlswerts durchführt. Der
d-Achsen-Strombefehl id* und der q-Achsen-Strombefehl iq* werden
beide zur Steuerung verwendet.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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In
der vorstehend beschriebenen Konfiguration wird die Betriebsfrequenz ω1 des Motors 1 im Verhältnis zu ω1* gesteuert
und der Abfall der Kriechimpedanz wird durch die Handlung der Spannungsberechnungseinheit 4 kompensiert.
Als Ergebnis ändert
sich, ungeachtet der Größe des Drehmoments, die
induzierte elektromotorische Kraft e des Motors 1 nicht.
Daher wird der magnetische Fluss des Motors stets konstant gehalten
und ein Rückgang
des Drehmoments aufgrund eines Schwunds des Magnetflusses des Motors
wird verhindert. Zu diesem Zeitpunkt wird, da iq proportional zur
Schlupffrequenz ωs
ist, wenn die Berechnungseinheit 9 ωs nach Maßgabe der folgenden Formel
(1) schätzt
und sie zu ωr*
zur Berechnung von ω1
addiert, die Variation der realen Drehzahlgeschwindigkeit ωr aufgrund
einer Änderung
im Schlupf (Drehmoment) kompensiert. ωs = 1/T2·iq/id (1)
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Jedoch
variiert in Fällen,
in denen die tatsächlichen
Werte r1 und Lσ der
Motorparameter von den Referenzwerten r1* und Lσ* der in der Spannungsberechnungseinheit 4 verwendeten
Motorparameter variieren, der Magnetfluss des Motors entsprechend
dem Drehmoment. Infolgedessen tritt ein Rückgang des Drehmoments auf
(das Drehmoment kann nicht mehr proportional zum Strom sein). Außerdem ist,
da iq und ωs
nicht proportional sind, die Formel (1) nicht gültig, so dass sich die Genauigkeit der
vorstehend angegebenen Kompensierung für die Drehzahlschwankung verschlechtert.
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Im
Allgemeinen sind ein Rückgang
des Drehmoments und die Verschlechterung der Drehzahlgenauigkeit
im Null-Drehzahlbereich und seiner Umgebung bemerkbar.
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Dementsprechend
ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Drehzahlsteuerungsverfahren für einen
Induktionsmotor bereitzustellen, der eine Steuerungsstruktur zum
Vermeiden eines Rückgangs
des Drehmoments im niedrigen Drehzahlbereich erlaubt.
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Diese
Aufgabe wird durch ein Verfahren gemäß Anspruch 1 gelöst.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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1 ist
ein Blockdiagramm einer Vektorsteuerungsvorrichtung ohne einen Drehzahlsensor zum
Realisieren eines Drehzahlsteuerungsverfahrens für einen Induktionsmotor gemäß einer
ersten Ausführungsform
der Erfindung;
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2 ist
ein Diagramm, das zum Erläutern des
Betriebs der in 1 gezeigten Vorrichtung nützlich ist;
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3 ist
ein Diagramm, das zum Erläutern des
Betriebs der in 1 gezeigten Vorrichtung nützlich ist;
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4 ist
ein Vektordiagramm des Motors, das zum Erläutern des Betriebs der in 1 gezeigten
Vorrichtung nützlich
ist;
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5 ist
ein Blockdiagramm der Vektorsteuerungsvorrichtung ohne einen Drehzahlsensor
zum Realisieren des Drehzahlsteuerungsverfahrens für einen
Induktionsmotor gemäß einer
weiteren Ausführungsform
der Erfindung;
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6 ist
ein Diagramm, das zum Erläutern des
Betriebs der in 5 gezeigten Vorrichtung nützlich ist;
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7 ist
ein Diagramm, das zum Erläutern des
Inhalts einer Rechenoperation durch eine d-Achsen-Strom-Befehlseinheit
in der in 5 gezeigten Vorrichtung nützlich ist;
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8 ist
ein Blockdiagramm der Vektorsteuerungsvorrichtung ohne einen Drehzahlsensor
zum Realisieren des Drehzahlsteuerungsverfahrens für einen
Induktionsmotor gemäß einer
noch anderen Ausführungsform
der Erfindung;
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9 ist
ein Diagramm, das zum Erläutern des
Betriebs der in 8 gezeigten Vorrichtung nützlich ist;
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10 ist
ein Diagramm, das zum Erläutern des
Inhalts einer Rechenoperation durch eine d-Achsen-Strom-Befehlseinheit
in der in 8 gezeigten Vorrichtung nützlich ist;
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11 ist
ein Blockdiagramm der Vektorsteuerungsvorrichtung ohne einen Drehzahlsensor zum
Realisieren des Drehzahlsteuerungsverfahrens für einen Induktionsmotor gemäß einer
weiteren Ausführungsform
der Erfindung;
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12 ist
ein Diagramm, das zum Erläutern des
Betriebs der in 11 gezeigten Vorrichtung nützlich ist;
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13 ist
ein Diagramm, das zum Erläutern des
Inhalts einer Rechenoperation durch eine d-Achsen-Strom-Befehlseinheit
in der in 11 gezeigten Vorrichtung nützlich ist;
und
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14 ist
ein Blockdiagramm, das die Konfiguration einer konventionellen Drehzahlsteuerungsvorrichtung
für einen
Induktionsmotor veranschaulicht.
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BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Es
erfolgt nun unter Bezugnahme auf die Zeichnungen eine Beschreibung
der Ausführungsformen
der Erfindung.
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1 zeigt
ein Blockdiagramm einer Vektorsteuerungsvorrichtung ohne einen Drehzahlsensor zum
Realisieren des Drehzahlsteuerungsverfahrens für einen Induktionsmotor gemäß einer
Ausführungsform
der Erfindung. Die Bezugszeichen 1 bis 9, 12 und 13 bezeichnen
Bestandteilselemente, die mit denjenigen des konventionellen Beispiels
identisch sind.
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Das
Bezugszeichen 10 bezeichnet eine Berechnungseinheit zum
Bestimmen eines Schlupffrequenz-Berechnungswerts ωs2 auf der
Grundlage der Induzierte-Elektromotorische-Kraft-Befehlswerte ed* und
eq*; 11 einen Addierer zum Addieren der vorgenannten ωs1 und ωs2 und Ausgeben
eines Schlupffrequenz-Schätzwerts ωs^; 12 einen
Addierer zum Addieren von ωs^
zu ωr*
und Ausgeben von ω1*; 14 eine
d-Achsen-Strom-Befehlseinheit zum Ausgeben eines d-Achsen-Strom-Befehlswerts
id*, der größer als
ein normaler Wert ist; 15 einen Verstärker zum Ausgeben eines Spannungsbefehlswerts
ed* gemäß einer
Abweichung zwischen id* und id, wobei eine Verstärkung Gd so angepasst wird,
dass sie sich gemäß ωr* ändert; und 16 eine
Verstärkungsbefehlseinheit
zum Befehlen der Verstärkung
Gd. Das Bezugszeichen 17 bezeichnet einen q-Achsen-Strombegrenzer
zum Steuern von iq im Wesentlichen auf Null in einem Null-Drehzahlbereich,
wobei eine Verstärkung
Gd so angepasst wird, dass sie sich gemäß ωr* ändert. Das Bezugszeichen 18 bezeichnet
eine Verstärkungsbefehlseinheit
zum Befehlen der Verstärkung
Gq.
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Als
Nächstes
erfolgt eine Beschreibung des Betriebs des Gesamtsystems. Der Betrieb
der Bestandteilselemente 1 bis 9, 12 und 13 ist derselbe
wie vorstehend in dem Abschnitt über
die verwandte Technik beschrieben. Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung
besteht darin, einen Rückgang
des Drehmoments aufgrund von Schwankungen der Motorparameter im
Stand der Technik zu verhindern, und die Bestandteilselemente, die
mit den Bezugszeichen 10, 11 und 14 bis 18 bezeichnet
sind, bilden eine charakteristische Konfiguration der vorliegenden
Erfindung. Die Bestandteilselemente 14 bis 16 sind
zum Steuern des d-Achsen-Stroms id auf einen vorgegebenen Wert,
der größer als
ein normaler Wert im Null-Drehzahlbereich ist, und eine Abweichung
zwischen dem Befehlswert id* von der d-Achsen-Strom-Befehlseinheit 14 und
dem erfassten Wert id von einem Koordinatentransformator 3 wird
durch den Verstärker 15 verstärkt und
ed* wird ausgegeben. In anderen Bereichen als dem Null-Drehzahlbereich
wird der Ausgang ed* vom Verstärker 15 so
gesteuert, dass er sich nach Maßgabe
des Verstärkungsbefehls
Gd von der Verstärkungsbefehlseinheit 16 Null
nähert. 2 zeigt
die Beziehung zwischen dem Verstärkungsbefehl
Gd, dem d-Achsen-Strom id und dem Drehzahlbefehlswert ωr*.
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Inzwischen
wird im Null-Drehzahlbereich eq* durch den Strombegrenzer 17 korrigiert,
um iq im Wesentlichen auf Null zu steuern. Die Eingabe/Ausgabe-Beziehung
der Befehlseinheit 18 ist in 3 gezeigt.
Da die Verstärkung
Gq einen großen
Wert im Null-Drehzahlbereich einnimmt, wird eq* durch einen Ausgangswert
Gq·iq
des q-Achsen-Strombegrenzers 17 in
einer Richtung zum Unterdrücken
von iq korrigiert. Infolgedessen wird iq im Wesentlichen auf Null gesteuert.
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Ein
Vektordiagramm, das den Strom und Magnetfluss des Motors betrifft,
ist in 4 gezeigt. Das motorerzeugte Drehmoment t ist
durch die folgenden Formeln (2) und (3) gezeigt: τ =
k(Φ2d·iq – Φ2q·id)
= –kΦ2q ·id (2)worin iq
= 0, 2q < 0 (motorgetriebener
Betrieb) und k ein Proportionalkoeffizient ist.
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Oder τ =
kM·im·it
=
kM(id2/2)·sin(2·θΦ) (3)worin θΦ ein durch
den Magnetfluss Φ2
und den Strom id gebildeter Winkel und M die Anregungsinduktivität ist.
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Aus
Formel (3) nimmt das Drehmoment bei 2·θΦ = 90° einen maximalen Wert an, der
proportional einem id2-Wert ist, und das
Drehmoment wechselt im Bereich von –45°C ≤ θΦ ≤ 45° von positiv zu negativ. Es
kann nämlich
ein gesamter Bereich, der den motorgetriebenen Betrieb und Rückgewinnungsbremsen
abdeckt, gleichmäßig gesteuert
werden. Außerdem ändert sich
in diesem Fall das motorerzeugte Drehmoment nach Maßgabe von θΦ und wird nicht
durch die Motorparameter r1 und Ls beeinträchtigt. Denn nach Maßgabe des
Steuerungsverfahrens der Erfindung tritt selbst in einem Fall, in
dem es Schwankungen in den Motorparametern gibt, ein Rückgang des
Drehmoments weder beim motorgetriebenen Betrieb noch beim Rückgewinnungsbremsen
auf.
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In
dem vorstehend angegebenen Null-Drehzahlbereich wird eine reale
Schlupffrequenz ωs durch
die folgende Formel (4) ausgedrückt: ωs
= 1/T2·it/im
= –1/T2·Φ2q/Φ2d (4)
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Wie
in Formel (4) gezeigt ist, unterscheidet sich der Beziehungsausdruck
von dem Fall für
den Normalbereich (Formel (1)). Aus diesem Grund wird im Null-Drehzahlbereich
der Schlupffrequenz-Berechnungswert ωs2 durch die Berechnungseinheit 10 unter
Verwendung von ed* und eq* nach Maßgabe der folgenden Formel
(5) berechnet: ωs2 = 1/T2·ed*/eq* (5)wobei ed* ≒ –ωr·Φ2q eq* ≒ ω1·Φ2d
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Durch
den gesamten Bereich einschließlich des
Null-Drehzahlbereichs und der Normalbereiche hindurch werden ωs1 und ws2
durch den Addierer 11 addiert und das in der folgenden
Formel (6) gezeigte ωs^
wird ausgegeben. ωs^ = 1/T2·iq/id + 1/T2·ed*/eq* (6)
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Im
Null-Drehzahlbereich stimmt die Formel (6) mit der Formel (5) überein,
da lq ≒ 0
und im Normalbereich stimmt die Formel (6) mit der Formel (1) überein,
da ed* ≒ 0.
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Da ωs^ zu ωr* addiert
wird, um eine Schlupfkompensierung zu bewirken, wird die reale Drehgeschwindigkeit ωr konstant
gehalten, selbst wenn der Schlupf (das Drehmoment) variiert, so
dass eine Drehzahlsteuerung mit hoher Genauigkeit bewirkt werden
kann.
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Es
sollte beachtet werden, dass in dem Bereich, in dem sich Φ2q nicht
stark ändert,
eq* als proportional zu ω1
betrachtet werden kann, so dass die Berechnung unter Verwendung
von ω1*
anstelle von eq* in Formel (6) durchgeführt werden. Außerdem ist es
möglich,
nicht nur ω1*,
sondern auch ωr*
zu verwenden.
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5 zeigt
eine weitere Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung. Der Unterschied zu der in 1 gezeigten
Ausführungsform
besteht darin, dass id* bei ω1* ≒ 0 verringert
wird, und die Beziehung zwischen ω1* und id* ist in 6 gezeigt.
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Da
sich der Leitungszustand nicht zwischen Elementen des Wechselrichters
versetzt und ein Strom auf bestimmte Elemente konzentriert ist,
ist es bei ω1*
= 0 notwendig, den Wechselrichter-Ausgangsstrom im Vergleich auf
einen normalen Pegel zu begrenzen. Der Inhalt der Berechnung durch
eine Strombefehlseinheit 14a ist in 7 gezeigt.
Die in der folgenden Formel (7) gezeigte Berechnung wird durch einen
Funktionsgenerator 141a, eine Verzögerungsschaltung 142 und
einen Addierer 143 durchgeführt und es wird id* mit der
in 6 gezeigten Beziehung ausgegeben. Id* = id0* – Δid1
id0* – 1/(1 +
TS)·F(ω1*) (7)
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Es
sollte beachtet werden, dass die Verzögerungsschaltung 142 zur
Berücksichtigung
der Übergangsstehkapazität (einer
Verzögerung
beim Temperaturanstieg) der Elemente bezüglich der Konzentration des
Stroms vorhanden ist, und id0* ist ein Bezugswert in einem Fall,
in dem es keine Konzentration des Stroms gibt.
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Die
Konfiguration von anderen Bestandteilselementen als der Strombefehlseinheit 14a ist
dieselbe wie diejenige der in 1 gezeigten
Ausführungsform
und auch deren Betätigung
ist dieselbe.
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Es
sollte beachtet werden, dass in dem Bereich, in dem sich Φ2d nicht
groß ändert, eq*
als proportional zu ω1
betrachtet werden kann, so dass in Formel (8) die Berechnung durch
Verwendung von ω1*
anstelle von eq* durchgeführt
werden kann. Außerdem
ist es möglich,
nicht nur ω1*,
sondern auch ωr*
zu verwenden.
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8 veranschaulicht
eine noch andere Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Der Unterschied zu den in 1 und 5 gezeigten Ausführungsformen
besteht darin, dass id* gemäß dem Drehmoment
im Null-Drehzahlbereich variabel gemacht wird, und 9 zeigt
die Beziehung zwischen id* und dem Drehmoment. In den in 1 und 5 gezeigten
Ausführungsformen
wird id* mehr als notwendig während
einer leichten Last, da id* ungeachtet der relativen Größe des Drehmoments
fest ist, so dass der Motorverlust (Kupferverlust) um jene Marge
zunimmt. Aus diesem Grund ist es bevorzugt, den Wechselrichter-Ausgangsstrom
während
eines niedrigen Drehmoments zu verringern.
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Der
Inhalt der Rechenoperation durch eine Strombefehlseinheit 14b in
der vorliegenden Ausführungsform
ist in 10 gezeigt. Das Bezugszeichen 19 bezeichnet
eine Berechnungseinheit (Teiler), die ein Verhältnis ed*/eq* erzeugt. Die
in der folgenden Formel (8) gezeigte Berechnung wird durch einen Funktionsgenerator 141b und
den Addierer 143 durch Verwenden von ed*/eq* von der Berechnungseinheit 19 durchgeführt, die
ein Wert ist, der dem Schlupf (Drehmoment) des Motors entspricht,
und es wird id* mit der in 9 gezeigten
Beziehung ausgegeben. id* = id0* – Δid2
=
id0* – G(ed*/eq*) (8)wobei id0*
ein Bezugswert ist, der einem maximalen Drehmoment entspricht.
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Die
Konfiguration von anderen Bestandteilselementen als der Stromberechnungseinheit 14b und der
Berechnungseinheit 19 ist dieselbe wie diejenige der in 1 gezeigten
Ausführungsform
und auch deren Betätigung
ist dieselbe.
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11 veranschaulicht
eine weitere Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. In dieser Ausführungsform wird id* nach Maßgabe von ω1* und dem
Drehmoment im Null-Drehzahlbereich variiert. 12 zeigt
die Beziehung von id*, ω1*
und dem Drehmoment.
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Der
Inhalt der Rechenoperation durch eine Strombefehlseinheit 14c in
der vorliegenden Ausführungsform
ist in 13 gezeigt. Die Funktionsgeneratoren 141a und 141b und
die Verzögerungsschaltung 142 sind
denjenigen der vorstehend beschriebenen Ausführungsformen ähnlich.
Ihre Ausgänge Δid1 und Δid2 werden
zu einer Maximalwert-Auswahlschaltung 144 addiert
und der größere dieser
Werte wird als Δid
ausgegeben. Weiterhin wird id* nach Maßgabe von Formel (9) berechnet.
Infolgedessen ändert
sich id* in Übereinstimmung
mit 12.
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Die
Konfiguration anderer Bestandteilselemente als der Strombefehlseinheit 14c und
der Berechnungseinheit 19 ist dieselbe wie diejenige der
in 1 gezeigten Ausführungsform und auch ihre Betätigung ist
dieselbe. Id* = id0* – Δid (9)
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Es
sollte beachtet werden, dass in derselben Weise wie bei den vorstehend
beschriebenen Ausführungsformen,
wie für
ed*/eq* aus der Berechnungseinheit 19, d. h. das Eingabesignal
des Funktionsgenerators 141b, in dem Bereich, in dem sich Φ2d nicht
groß ändert, eq*
als proportional zu ω1* betrachtet
werden kann, so dass die Berech nung durch Verwendung von ω1* anstelle
von eq* durchgeführt
werden kann. Außerdem
ist es möglich,
nicht nur ω1*,
sondern auch ωr*
zu verwenden.
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Wie
vorstehend beschrieben ist, kann gemäß den oben beschriebenen Ausführungsformen selbst
in Fällen,
in denen es Variationen in den Motorparametern gibt, die Drehzahlsteuerung
eines Induktionsmotors ebenfalls in ihrer Rückgewinnungsbetätigung stabil
bewirkt werden.