DE3141015C2 - - Google Patents
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Description
Die Erfindung betrifft einen Drehwinkeldetektor
nach dem Oberbegriff des Hauptanspruchs.
Bekannt sind Drehwinkeldetektoren in Form eines
Potentiometers, eines Resolvers, eines Differential-
Drehtransformators, eines optischen Drehkodierers
u. dgl. Ein Potentiometer hat den Nachteil einer
geringen Lebensdauer, da es auf elektrischer Kontaktgabe
basiert. Ein Resolver, der eine Bürste benötigt,
bringt Probleme hinsichtlich der Betriebssicherheit,
Dauerhaftigkeit, Schnelligkeit der Reaktion und Lärm.
Obwohl es einen Resolver gibt, der unter Verwendung
eines Drehtransformators ohne Bürste auskommt, ist
auch dieser nachteilig, weil ein Drehtransformator
eine komplizierte und großvolumige Einrichtung ist.
Ein Differential-Drehtransformator, mit dem man ein
sinusförmiges analoges Ausgangssignal empfängt, dessen
Amplitude dem Drehwinkel entspricht, ist nicht imstande,
ein lineares Ausgangssignal über den gesamten
Drehwinkelbereich zu liefern. Ein gemeinsamer Nachteil
der bekannten Differential-Drehtransformatoren
und Potentiometer besteht darin, daß diese Einrichtungen
infolge von Störungen zu Fehlern neigen,
denn sie liefern eine dem Drehwinkel entsprechende
Spannungsamplitude. Beispielsweise bewirkt die Erhöhung
des Widerstandes einer Spule infolge von
Temperaturänderungen eine Veränderung des Erkennungssignals.
Die Zuverlässigkeit dieser Einrichtungen ist
auch wegen der Dämpfung des Amplitudensignals auf den
Übertragungswegen vom Detektor zu der Auswerteschaltung
unzureichend, weil diese Leitungswiderstände
von der Länge des Leitungsweges abhängen. Ferner
gehen Amplitudenänderungen infolge Rauschens direkt
in den Fehler ein. Aus den verschiedenen oben angegebenen
Gründen ist es schwierig, einen Kodierer mit
hohem Auflösungsvermögen zur Ermittlung des Absolutwertes
eines Drehwinkels zu realisieren. Andererseits
haben optische Kodierer, die imstande sind, den
Absolutwert des Drehwinkels anzugeben, den Nachteil,
daß bei ihnen das Auflösungsvermögen durch die Fläche
einer Kodierscheibe begrenzt ist, so daß bei einer
Vergrößerung des Auflösungsvermögens die Kodierscheibe
vergrößert werden muß. Die Folge hiervon sind großflächige
Kodierscheiben mit umfangreichen Mustern und
entsprechend große Abmessungen des gesamten Detektors.
Die optischen Winkelkodierer haben ferner den Nachteil,
daß sie aufwendig und teuer sind, daß bei einer
Änderung des Auflösungsvermögens oder der Kodierungsart
die gesamte Kodierscheibe ausgewechselt werden muß
und daß die Kodierscheibe leicht bricht, wenn sie aus
Glas od. dgl. besteht, so daß ein derartiger Winkelkodierer
nicht ungeschützt in einer beliebigen Umgebung
arbeiten kann.
Die bekannten Drehgeschwindigkeitsmesser lassen sich
generell in zwei Klassen einteilen, nämlich solche
die ein der Drehgeschwindigkeit (d. h. der Drehzahl)
proportionales Signal in Form einer Spannung oder eines
Stroms liefern, und solche die einen der Drehgeschwindigkeit
proportionalen Impulszug liefern. Die Vorrichtungen
mit analogen Ausgangssignalen haben den Nachteil gemeinsam,
daß sie sehr störanfällig sind, bei Störungen zu
Fehlern neigen und daß die Auflösung begrenzt ist. Bei
den Vorrichtungen, die einen Impulszug erzeugen, sind
das Auflösungsvermögen und auch der Meßbereich (der meßbare
Drehzahlbereich) ebenfalls beschränkt, denn die
Anzahl der pro Umdrehung erzeugten Impulse ist infolge
des Mechanismus der Vorrichtung begrenzt. Außerdem gibt
es derzeit keine Drehbeschleunigungsmeßeinrichtung mit
weiterem Meßbereich und hoher Auflösung.
Der aus der US-PS 32 81 655 bekannte Drehwinkeldetektor
weist mehrere paarweise gegenüberliegend angeordnete
Pole auf, die Primär- und Sekundärwicklungen tragen,
während der Rotor keine Wicklungen aufweist. Die Primärwicklungen
werden von zwei Analogsignaloszillatoren
mit jeweils einem Wechselspannungssignal versorgt, wobei
die Wechselspannungssignale benachbarter Pole jeweils um
90° zueinander phasenverschoben ist. Das Wechselspannungsausgangssignal,
das in Abhängigkeit vom Drehwinkel
phasenverschoben gegenüber den Wechselspannungssignalen
der Primärwicklungen ist, wird als Summe aller Sekundärausgangssignale
der Sekundärwicklungen erhalten. Die
Phasenverschiebung des Ausgangssignals in bezug auf ein
Referenzwechselsignal der Primärspulen, das in einer
bestimmten Drehposition (zum Beispiel 0°) gleichphasig
mit dem Ausgangssignal ist, ist ein direkt proportionales
Maß für den Drehwinkel. Bei einem derartigen Drehwinkeldetektor
liegt der Phasenverschiebungsbetrag, d. h.
die absolute Drehposition, lediglich als Analogwert vor,
wodurch die Genauigkeit der Winkelbestimmung eingeschränkt
ist.
Die US-PS 30 79 548 beschreibt einen Drehwinkeldetektor
mit einem exzentrischen Rotor, der ebenfalls ein analoges
Ausgangssignal erzeugt, das einen dem Drehwinkel
entsprechenden Phasenverschiebungswinkel aufweist. Diese
Entgegenhaltung beschreibt keine Einrichtung zur digitalen
Bestimmung des Phasenverschiebungswinkels bzw. des
Drehwinkels des Rotors mit hoher Auflösung.
Bei einem Positionsmeßdetektor mit einem Analog-Digitalwandler,
wie er aus der US-PS 31 91 010 bekannt ist,
werden in einem Signalgenerator mit Hilfe eines Taktimpulsgenerators,
eines Frequenzuntersetzers und einer
Wellenformschaltung zwei gegeneinander phasenverschobene
Referenzwechselsignale erzeugt, die Primärspulen zugeführt
werden. Ferner ist ein Phasendetektor mit einem
Zähler vorhanden, der von den Taktimpulsen des Taktimpulsgenerators
getaktet wird. Der Zähler wird von einem
Nulldurchgangsdetektor angesteuert, wobei das Ausgangssignal
des Zählers einen digitalen Positionswert dar
stellt.
Bei dem Positionsdetektor nach dem Stand der Technik
sind Zähler zur Messung der Phasendifferenz vollkommen
getrennt von Frequenzteilern angeordnet, die die Frequenz
des Taktimpulses des Taktimpulsgenerators aufteilen,
um auf diese Weise Referenzwechselsignale zu erzeugen.
Das hat den Nachteil, daß zahlreiche Zähler mit
der Folge einer komplizierten Schaltung erforderlich
sind.
Es wird nicht nur die Nullphase des Sekundärausgangssignals
von einem ersten Nulldurchgangsdetektor festgestellt,
sondern auch die Nullphase des Referenzwechselsignals
von einem zweiten Nulldurchgangsdetektor. Der
Taktimpuls wird von der Nulldurchgangstorschaltung in
Abhängigkeit von den Ausgangssignalen der Detektoren
gesteuert. Der hindurchgelassene Taktimpuls wird von
einem Zähler gezählt. Bei einer solchen Schaltung muß
ein Zähler zur Messung der Phasendifferenz zusätzlich zu
dem Zähler zur Erzeugung des Referenzwechselsignals vorgesehen
werden. Außerdem muß, wenn mehrere Positionsdetektoren
vorgesehen sind, der Zähler zur Messung der
Phasendifferenz für jeden Positionsdetektor vorgesehen
werden, was zu einer noch komplizierteren Schaltung
führt.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Drehwinkeldetektor
zu schaffen, dessen Schaltung einen einfachen
Aufbau aufweist und der die Bestimmung einer absoluten
Drehposition mit hoher Genauigkeit ermöglicht.
Zur Lösung dieser Aufgabe ist erfindungsgemäß vorgesehen,
daß der Zähler zugleich ein Schaltungselement des
Signalgenerators und des Phasendifferenzdetektors ist,
die die Referenzwechselsignale und das Phasendifferenzsignal
in Abhängigkeit von dem Zählsignal des gleichen
Zählers erzeugen.
Der Zähler ist, wie aus Fig. 9 ersichtlich, zugleich Bestandteil
des Signalgenerators, wobei der Zähler schaltungstechnisch
in den Signalgenerator integriert ist.
Für das Abtasten des Zählwerts des Zählers seitens des
Phasendetektors ist nur eine einfache Schaltung erforderlich.
Dadurch ist es möglich, einerseits Referenzwechselsignale
zu erzeugen und andererseits die Phasendifferenz
zwischen dem Sekundärspulenausgangssignal und
dem Referenzwechselsignal in Abhängigkeit von dem Zählwert
des gleichen Zählers zu messen. Die Erfindung ermöglicht
eine erhebliche Vereinfachung der Schaltung.
Ein weiterer Vorteil der Erfindung besteht darin, daß
für den Fall, daß mehrere Drehwinkeldetektoren in einem
System zusammengefaßt sind, die Referenzwechselsignalerzeugung
gemeinsam für die jeweiligen Detektoren verwendet
werden kann, so daß lediglich ein Zähler benötigt
wird. Das Ausgangssignal des Zählers kann an die Phasendifferenzdetektorschaltungen
der jeweiligen Detektoren
verteilt werden und jeder dieser Detektoren kann den
Zählwert entsprechend seiner eigenen Zeitsteuerung abtasten.
Ein Beispiel hierfür ist in Fig. 26 gezeigt, bei
dem zwei Detektoren auf einer gemeinsamen Welle montiert
sind. Es ist auch möglich, die Detektoren auf verschiedenen
Wellen vorzusehen. Bei NC-Systemen ist es beispielsweise
üblich, zahlreiche Drehwinkeldetektoren vorzusehen.
Dabei kann die Schaltung durch Verwendung des
erfindungsgemäßen Drehwinkeldetektors erheblich vereinfacht
werden. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß
die Messung bei mehreren Detektoren in vollständiger
Synchronisation aller Detektoren erfolgt, so daß die
Genauigkeit des Systems als Ganzes erheblich verbessert
wird.
Der erfindungsgemäße Drehwinkeldetektor ist ein Reluktanzgerät,
das nicht nur imstande ist, den Drehwinkel
zu ermitteln, sondern auch die Rotationsgeschwindigkeit
und die Rotationsbeschleunigung, und zwar mit
einem einzigen Detektorkopf. Dieser Detektorkopf hat
einen sich während der Drehung des Rotors periodisch
verändernden Luftspalt, so daß an der Sekundärspule
ein Ausgangssignal erzeugt wird, das gegenüber dem
Erreger-Wechselsignal, das als Referenzsignal dient,
entsprechend der Drehstellung des Rotors phasenverschoben
ist.
Der erfindungsgemäße Drehwinkeldetektor hat ein hohes
Auflösungsvermögen und einen großen Meßbereich an
Drehgeschwindigkeiten. Auch Drehbeschleunigungen
können mit großem Meßbereich ermittelt werden. Für die
Messung der Drehstellung, der Drehgeschwindigkeit und
der Drehbeschleunigung ist nur einziger gemeinsamer
Detektorkopf erforderlich.
Der Wert des Drehwinkels wird anhand der Phasendifferenz
zwischen dem Referenz-Wechselsignal und
dem Ausgangssignal der Sekundärspule ermittelt. Wenn
der Rotor rotiert, ist das Ausgangssignal der Sekundärspule
ein Signal, das durch Phasenmodulation des
Referenz-Wechselsignals mit der Rotationsgeschwindigkeit
entsteht. Der Wert der Rotationsgeschwindigkeit
kann daher durch Ermittlung der Frequenzdifferenz
oder der Periodendifferenz zwischen dem Referenz-
Wechselsignal und dem Ausgangssignal der Sekundärspule
erhalten werden. Außerdem kann durch Ermittlung
des Augenblickswertes der Rotationsgeschwindigkeit
auch die Geschwindigkeitsänderung, d. h. die Beschleunigung,
auf der Grundlage der Differenz eines
neuen Wertes und eines früheren Wertes der Drehgeschwindigkeit
berechnet werden. Auf diese Weise
können der Drehwinkel, die Drehgeschwindigkeit und
die Drehbeschleunigung gemeinsam unter Verwendung
eines einzigen Rotationswinkeldetektors ermittelt
werden.
Da der Rotor keine Spule trägt, ist der Drehwinkeldetektor
bürstenlos und somit naturgemäß dauerhaft.
Seine Konstruktion ist gegenüber den bekannten Vorrichtungen
vereinfacht, weil kein Drehtransformator
benötigt wird, der bei den bekannten bürstenlosen
Drehwinkeldetektoren unerläßlich war. Da der Drehwinkeldetektor
mit einem System ausgestattet ist, das es
erlaubt, den Winkel durch Ermittlung einer Phasendifferenz
zu erhalten, kann unabhängig von der Veränderung
der Ausgangsamplitude infolge von Störungen
eine sehr genaue Messung durchgeführt werden. Die
Auflösung der Messung des Drehwinkels kann auf einfache
Weise erhöht werden, indem eine Schaltung zur
Erhöhung der Auflösung bei der Ermittlung der Phasendifferenz
vorgesehen wird. So kann beispielsweise die
Frequenz der in einem Zähler zum Auszählen der Phasendifferenz
verwendeten Impulse erhöht werden. Ferner
ist die erfindungsgemäße Vorrichtung viel kleiner als
die bekannten optischen Winkelkodierer. Der erfindungsgemäße
Drehwinkeldetektor weist keine zerbrechlichen
Komponenten auf, insbesondere keine Glasmusterscheibe,
und bewährt sich auch unter schwierigen
Umgebungsverhältnissen. Da seitens des Drehwinkeldetektors
die Welle, deren Drehung gemessen werden
soll, nicht belastet wird, erfolgt keine Begrenzung
der Belastbarkeit der Welle durch die erfindungsgemäße
Vorrichtung. Den Absolutwert des Drehwinkels
kann man unter beliebigen Temperaturverhältnissen
und in jeder Umgebung erhalten, wenn zur Ermittlung
der Phasendifferenz derselbe Impulstakt benutzt wird
wie für die Erzeugung der Frequenz des Referenz-
Wechselsignals.
Der Stator enthält vorzugsweise mehrere Polpaare, die
gegenphasig zueinander erregt sind, und der Rotor ist
so gestaltet, daß zwischen den beiden ein Polpaar
bildenden Polen eine differentialmäßige Reluktanzänderung
erzeugt wird. Eine Erhöhung der Auflösung der
Erkennung kann hierbei leicht durchgeführt werden.
Eine weitere Erhöhung der Auflösung kann dadurch
erfolgen, daß Zähne mit einer bestimmten Zahnteilung
an dem Rotor angebracht werden und daß ebenfalls der
Stator mit entsprechenden Zähnen versehen wird. Durch
Bestimmung der Beziehung zwischen den Rotorzähnen
und den Statorzähnen derart, daß die Reluktanz für jede
Grundteilung der Rotorzähne einen Zyklus ausführt, kann
der Relativwinkel innerhalb einer Zahnteilung mit
hohem Auflösungsvermögen ermittelt werden.
Im folgenden werden unter Bezugnahme auf die
Zeichnungen Ausführungsbeispiele der Erfindung näher
erläutert.
Es zeigt
Fig. 1a eine Seitenansicht des Detektorkopfes
des Drehwinkeldetektors,
Fig. 1b einen Längsschnitt durch den Drehwinkeldetektor
der Fig. 1a,
Fig. 2 ein Äquivalenzschaltbild des Magnetkreises
bei dem Detektorkopf der Fig.
1a und 1b,
Fig. 3 eine Stirnansicht einer zweiten Ausführungsform
des Detektorkopfes,
Fig. 3b einen Längsschnitt durch das Ausführungsbeispiel
der Fig. 3a,
Fig. 4a eine Seitenansicht einer dritten Ausführungsform
des Detektorkopfes, teilweise ge
schnitten,
Fig. 4b eine Stirnansicht des Ausführungsbeispiels
der Fig. 4a,
Fig. 5a eine Seitenansicht einer vierten Ausführungsform
des Detektorkopfes, teilweise
geschnitten,
Fig. 5b eine Stirnansicht des Ausführungsbeispiels
der Fig. 5a,
Fig. 6 ein Blockschaltbild des Signalgenerators
zur Erzeugung einer Bezugswechselspannung
und einer Phasendifferenzerkennungsschaltung
des Drehwinkeldetektors,
Fig. 7 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Verwendung
des Signalgenerators zur Erzeugung
der Referenz-Wechselspannung nach Fig. 6,
Fig. 8 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der
Funktion des Phasenwinkeldetektors aus
Fig. 6,
Fig. 9 ein Blockschaltbild eines modifizierten
Ausführungsbeispiels des Signalgenerators
zur Erzeugung der Referenz-Wechselspannung
und des Phasendifferenzdetektors nach
Fig. 6,
Fig. 10 ein Blockschaltbild eines Phasendifferenzdetektors,
welcher die Phasendifferenz
als Analogspannung angibt,
Fig. 11 ein Zeitdiagramm von Wellenformen an verschiedenen
Stellen der Schaltung nach Fig.
10,
Fig. 12 ein Blockschaltbild eines anderen Ausführungsbeispiels
des Phasendifferenzdetektors,
wobei die Phasendifferenz als
Analogspannung ausgegeben wird,
Fig. 13 ein Zeitdiagramm von Wellenformen an verschiedenen
Stellen der Schaltung nach Fig.
12,
Fig. 14a einen Längsschnitt eines Detektorkopfes,
Fig. 14b eine Stirnansicht des Detektorkopfes nach
Fig. 14a,
Fig. 15a einen Längsschnitt durch eine weitere Ausführungsform
des Detektorkopfes,
Fig. 15b eine Stirnansicht des Detektorkopfes nach
Fig. 15a,
Fig. 16 ein Amplitudendiagramm der Frequenzabweichungen
der Ausgangssignale der Sekundärspulen,
die von der Winkelgeschwindigkeit
oder Winkelbeschleunigung der rotierenden
Welle abhängen,
Fig. 17 ein Blockschaltbild einer Schaltung zur
Ermittlung der Rotationsgeschwindigkeit
und der Rotationsbeschleunigung anhand
des Ausgangssignals des Detektorkopfes,
Fig. 18 ein Zeitdiagramm von Wellenformen an verschiedenen
Stellen der Schaltung nach
Fig. 17,
Fig. 19 ein Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels
der Detektorschaltung
für die Rotationsgeschwindigkeit und
Rotationsbeschleunigung,
Fig. 20, 21 und 22 Blockschaltbilder von Ausführungsbeispielen
der Frequenzmeßschaltung aus
Fig. 19,
Fig. 23 ein Zeitdiagramm von Wellenformen an verschiedenen
Stellen der Schaltung nach
Fig. 22,
Fig. 24a einen radialen Querschnitt eines Detektorkopfes
mit hoher Auflösung,
Fig. 24b einen Axialschnitt des Ausführungsbeispiels
der Fig. 24a,
Fig. 25 eine Abwicklung zur Erläuterung der Beziehung
zwischen den Rotorzähnen und den
Statorzähnen bei dem Ausführungsbeispiel
der Fig. 24a und 24b,
Fig. 26 eine Seitenansicht und ein Blockschaltbild
eines schematischen Ausführungsbeispiels
einer Kombination des Detektorkopfes mit
hoher Auflösung und eines Detektorkopfes
zur Ermittlung des absoluten Rotationswinkels
für jeden an derselben Welle vorgesehenen
Zahn,
Fig. 27 eine graphische Darstellung der Absolut
winkel-Erkennungsdaten und der mit hohem
Auflösungsvermögen angegebenen Relativ
winkel-Erkennungsdaten, die von der Vorrichtung
nach Fig. 26 geliefert werden,
wobei entlang der Ordinate die ermittelten
Werte und entlang der Abszisse der Drehwinkel
angegeben ist,
Fig. 28 eine perspektivische Explosionsdarstellung
eines weiteren Ausführungsbeispiels
des Detektorkopfes,
Fig. 29a ein Längsschnitt einer weiteren Ausführungsform
eines Detektorkopfes mit
hoher Auflösung,
Fig. 29b ein Querschnitt des Detektorkopfes nach
Fig. 29a entlang der Linie b-b,
Fig. 30a eine Seitenansicht einer weiteren Ausführungsform
eines Detektorkopfes mit
hohem Auflösungsvermögen,
Fig. 30b eine Stirnansicht des Detektorkopfes nach
Fig. 30a,
Fig. 31a ein Axialschnitt einer weiteren Ausführungsform
eines Detektorkopfes mit hohem Auf
lösungsvermögen,
Fig. 31b einen Querschnitt des Detektorkopfes der
Fig. 31a entlang der Linie b-b und
Fig. 32 ein schematisches Schaltbild einer Phasenverschiebungsschaltung
zur Justierung des
Nullpunktes zwischen dem Ausgangsanschluß
der Sekundärspule des Detektorkopfes und
der Phasendifferenzerkennungsschaltung.
Gemäß Fig. 1a und 1b weist der ringförmige Stator
1 vier nach innen gerichtete Pole A, B, C und D auf,
die, bezogen auf den Umfang des Stators, jeweils in
Winkelabständen von 90° zueinander angeordnet sind.
Die einander diametral gegenüberliegenden Pole A und
C bilden ein Polpaar und die ebenfalls einander
diametral gegenüberliegenden Polpaare B und D bilden
ein zweites Polpaar. Die Primärspulen 2 A und 2 C
(2 B und 2 D) sind in Differentialschaltung auf das Polpaar
A und C (B und D) gewickelt. Unter der Annahme,
daß die Flußrichtung zu dem freien Ende der jeweiligen
Spule die positive Phase darstellt, sind die jeweiligen
Spulen so gewickelt, daß die Flüsse in den
Spulen 2 A und 2 C (oder 2 B und 2 D) jeweils gegenphasig
zueinander sind. Die Primärspulen 2 A und 2 C sind in
Differentialschaltung derart gewickelt, daß bei Erzeugung
eines Flusses in Richtung des Pfeiles X,
d. h. vom Fuß des Poles A wegweisend, durch die Primärspule
2 A im Pol A, von der Primärspule 2 C im gegenüberliegenden
Pol C ein Fluß in Richtung des Pfeiles
erzeugt wird, d. h. in Richtung auf den Fußpunkt
des Poles C. Auf diese Weise wird in dem aus den Polen
A und C bestehenden Polpaar über den in dem Mittelraum
zwischen den Polen befindlichen Rotor ein Fluß in
derselben Richtung erzeugt, obwohl die Flußrichtungen
in den Polen entgegengesetzt sind, wenn man sie auf den
jeweiligen Fußpunkt, also den Verbindungspunkt des
Poles mit dem ringförmigen Teil des Stators, bezieht.
In gleicher Weise sind die Primärspulen 2 B und 2 C auf
den Polen B und D des anderen Polpaares gewickelt. Der
Grund dafür, daß die Primärspulen in Differentialwicklung
gewickelt sind, besteht darin, daß, wie noch
erläutert wird, das Polpaar A, C von einem anderen
Wechselsignal erregt wird als das Polpaar B, D, so daß
ein gemeinsames Fließen des Magnetflusses in denjenigen
Polen (A′′ und C′′ oder B′′ und D′′) garantiert werden
sollte, die von dem gemeinsamen Wechselstromsignal erregt
werden. Der Rotor 3 besteht lediglich aus einem
Kern und weist keine Spulen auf. Die Kerne des Stators
1 und des Rotors 3 bestehen natürlich aus Materialien
mit relativ hoher Permeabilität.
Zwischen dem fest mit der rotierenden Welle 4 verbundenen
Rotor 3 und den jeweiligen freien Enden der
Pole A-D befindet sich jeweils ein Luftspalt. Der
zu messende Rotationswinkel R bezieht sich auf die
Welle 4. Der Rotor 3 ist so ausgebildet, daß die
Reluktanz der durch die Pole A, B, C und D hindurchgehenden
Magnetwege sich in Abhängigkeit vom
Rotationswinkel R ändert. Bei dem Ausführungsbeispiel
der Fig. 1 hat der Rotor 3 eine zylindrische Form und
er ist exzentrisch zur Wellenlängsachse an der Welle
4 befestigt. Infolge dieser exzentrischen zylindrischen
Ausbildung ändert sich die Weite des Luftspaltes
zwischen der Umfangsfläche des Rotors 3 und jedem
der Pole A, B, C und D in Abhängigkeit von dem Rotationswinkel
R. Als Folge dieser Luftspaltänderung ändert
sich die Reluktanz in den jeweiligen Polen A, B, C und
D bei jeder Umdrehung des Rotors 3 entsprechend der
trigonometrischen Funktion für einen Zyklus.
Das aus den Polen A und C bestehende Polpaar und das
aus den Polen B und D bestehende Polpaar werden
separat und individuell von Wechselstromquellen erregt,
die gegeneinander um 90° phasenverschoben sind.
Bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 1 sind die
Primärspulen 2 A und 2 C der Pole A und C in Reihe geschaltet
und an diese Reihenschaltung wird von
einem Oszillator 5 ein Sinuswellensignal i a =I
sin ω t gelegt. Die Primärspulen 2 B und 2 D an den
Polen B und D sind ebenfalls in Reihe geschaltet und
an diese Reihenschaltung wird von dem Oszillator
6 ein Kosinus-Wellensignal ib=I cos ω t gelegt.
Es sei darauf hingewiesen, daß, obwohl die Primärspulen
2 A und 2 C anscheinend in Reihe geschaltet und
gleichzeitig zueinander sind, wenn man lediglich die
Wickelrichtung betrachtet, diese Spulen zwar tatsächlichen
gegenphasig zueinander in Reihe geschaltet
sind, da die Pole A und C auf die diese Spulen gewickelt
sind, einander entgegen gerichtet sind. Tatsächlich
sind daher diese Spulen als Differentialwicklungen
gewickelt. Das gleiche gilt für die Primärspulen
2 B und 2 D.
Der Stator 1 weist ferner eine Sekundärspule 7 auf, um
die von den Polen A, B, C und D induzierten Spannungen
aufzunehmen. Bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 1
sind Sekundärspulen 7 A und 7 C um die Pole A und C
gleichphasig zueinander gewickelt, jedoch gegenphasig
zu den anderen Sekundärspulen 7 B und 7 D, die um die
Pole B und D - zueinander gleichphasig - gewickelt
sind. Diese Sekundärspulen 7 A bis 7 D sind in Reihe
geschaltet und an den Anschlüssen der Reihenschaltung
entsteht das Signal E, das die Gesamtheit der von den
Polen A, B, C und D induzierten Spannungen angibt. Das
Signal E ist um einen dem Rotationswinkel R des
Rotors 3 entsprechenden Phasenwinkel gegenüber dem
Erreger-Wechselstromsignal i a =I sin ω t oder i b =I
cos ω t phasenverschoben. Obwohl dies durch eine Versuchseinrichtung
leicht bestätigt werden kann, kann
der Nachweis auch wie folgt geführt werden.
In Fig. 2 ist schematisch eine Äquivalenzschaltung
des in dem Detektorkopf der Fig. 1 gebildeten Magnetkreises
dargestellt, wobei N die Windungszahl der
Primärspulen 2 A, 2 B, 2 C und 2 D ist, während i a und i b
die augenblicklichen Stromwerte der Erreger-Wechselsignale
I sin ω t und I cos ω t darstellen, so daß
Nia, Nib, -Nia und -Nib die von den Primärspulen
2 A bis 2 D der Pole A bis D erzeugten magnetischen
Kräfte angeben. P A , P B , P C und P D geben die durch
die Luftspalte zwischen dem Rotor 3 und den Polen
A, B, C und D gebildeten magnetischen Leitwerte
an. Wenn der Rotor 3 derart ausgebildet ist, daß
die Reluktanzänderung der Pole für den Zyklus einer
jeden Drehung des Rotors 3 nach einer trigonometrischen
Funktion erfolgt, kann man die magnetischen Leitwerte
P A bis P C gemäß den unten angegebenen
Gleichungen (1) schreiben. Mit anderen Worten: Der
Rotor 3 ist so ausgebildet und angeordnet, daß er
in Abhängigkeit von dem Rotationswinkel R Änderungen
der magnetischen Leitfähigkeit gemäß den Gleichungen
(1) erzeugt. Diese Forderung kann durch Verwendung
eines exzentrisch angeordneten Rotors leicht erfüllt
werden.
P₀ und P₁ sind Konstante, die von der Größe und
Permeabilität, z. B. des Rotors 3, abhängen. In den
Gleichungen (1) bemißt sich der Rotationswinkel R
zu 0°, wenn der Luftspalt zwischen dem Rotor 3 und
dem Pol D am kleinsten ist, wie in Fig. 1b dargestellt.
ist. Φ A , Φ B , Φ C und Φ D geben jeweils die Werte
des durch die Luftspalte zwischen dem Rotor 3 und
den Polen A, B, C und D hindurchgehenden Magnetflusses
an. Aus der Äquivalenzschaltung ergibt
sich, daß die Magnetflüsse in der folgenden Beziehung
zueinander stehen:
Φ A + Φ B + Φ C + Φ D = 0. (2)
Das magnetische Potential U der gesamten Äquivalenzschaltung
kann wie folgt ausgedrückt werden:
Für die Flußwerte Φ A bis Φ D ergibt sich daher
folgendes:
Die Spannungen e A , e B , e C und e D , die in den Sekundärspulen
7 A, 7 B, 7 C und 7 D entsprechend den Luftspalten
zwischen Rotor 3 und den Polen A bis D erzeugt
werden, können gemäß Gleichungen (5) ausgedrückt
werden, wobei N₂ die Wicklungszahl der Sekundärspulen
7 A bis 7 D angibt:
Das zusammengesetzte Ausgangssignal E der Sekundärspulen
7 (7 A bis 7 D) kann unter Benutzung der
Gleichungen (5, 4, 3, 1) sowie der Beziehungen i a =I
sin ω t und i b =I cos ω t wie folgt ausgedrückt werden:
Aus den Gleichungen (1) ist bekannt, daß P A -P B +
P C -P D =0 ist. Setzt man für den Koeffizienten
2 N₂NP₁I, der eine Konstante ist, den Wert K, so ergibt
sich die folgende Gleichung:
E = K sin ( ω t-R ). (7)
Wie die Gleichung (7) zeigt, ist das Ausgangssignal
E um einen dem Rotationswinkel R entsprechenden
Phasenwinkel in bezug auf die Phase des Referenzsignals
I sin ω t phasenverschoben.
Fig. 3a und 3b zeigen ein Ausführungsbeispiel, bei
dem der Stator 1 in gleicher Weise aufgebaut ist wie
bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 1, während der
Rotor 8 von dem Rotor 3 der Fig. 1 dadurch abweicht,
daß der zylindrische Rotor 8 koaxial an der Welle 4
befestigt ist und daß seine freie Stirnseite abgeschrägt
ist. Die Spalte zwischen dem Rektor 8 und den
Enden der Pole A bis D verändern sich hierbei nicht,
jedoch ändert sich die Polfläche, mit der der Rotor
8 den Enden der Pole gegenüberliegt, mit dem Rotationswinkel
R des Rotors 8. Der Rotor 8 in Fig. 3 vermag
also, ebenso wie der Rotor 3 in Fig. 1, die von den
Luftspalten zwischen dem Rotor 8 und den Polen A bis
bis D verursachte Reluktanz entsprechend dem
Rotationswinkel R zu verändern. Mit anderen Worten:
Der magnetische Leitwert kann in der gleichen Weise
verändert werden wie in den Gleichungen (1) angegeben
ist.
Fig. 4a, 4b und Fig. 5a, 5b zeigen Ausführungsbeispiele,
bei denen die Statoren 9 und 9′ gegenüber
dem Stator 1 der Fig. 1 und 3 verändert sind. Der
Stator 9 in Fig. 4 hat vier Pole 9 A, 9 B, 9 C und
9 D, die jeweils in Winkelabständen von 90° zueinander
in Umfangsrichtung verteilt angeordnet sind, und einen
Ausgangspol 9 E, der entlang der verlängerten Achse der
Welle 4 am Stator angebracht ist. In gleicher Weise
wie beim Ausführungsbeispiel der Fig. 1 trägt das
Polpaar 9 A und 9 C die Primärspulen 2 A und 2 C und
dieses Polpaar wird durch das Sinussignal i a =I
sin ω t erregt, während das andere Polpaar 9 B, 9D die
Primärspulen 2 B und 2 D trägt und von dem Kosinuswellensignal
i b =I cos ω t erregt wird. Auf den Ausgangspolen
9 E ist die Sekundärwicklung gewickelt, die das
Kombinationssignal E der von den Polen 9 A bis 9 D
induzierten Spannungen sammelt. Während bei den Ausführungsbeispielen
der Fig. 1 und 3 die Pole A bis D
radial angeordnet sind, sind bei den Ausführungsbeispielen
der Fig. 4 und 5 die Pole 9 A bis 9 E parallel
zur Rotorachse angeordnet. Gemäß Fig. 4 ist der Rotor
10 eine exzentrisch an der Welle 4 befestigte Scheibe.
Der Abstand zwischen dem Rotor 10 und den freien
Stirnseiten der Pole 9 A bis 9 D bleibt während der
Rotation des Rotors 10 konstant, jedoch ändert sich
die Größe der Fläche, mit der der Rotor 10 jedem
Pol gegenüberliegt, entsprechend dem Rotationswinkel
R, so daß die magnetische Leitfähigkeit des Luftspaltes
gemäß den Gleichungen (1) periodisch verändert
wird.
Der Stator 9′ der Fig. 5 hat den gleichen Aufbau wie
der Stator 9 in Fig. 4, mit der Ausnahme, daß der
Ausgangspol 9 E′ ein wenig länger ist als die anderen
Pole 9 A bis 9 D. Der Rotor 11 ist ein Zylinder, dessen
freie Stirnfläche abgeschrägt ist, so daß die Luftspalte
zwischen dem Rotor 11 und den Polen 9 A bis 9 D
sich entsprechend dem Rotationswinkel R verändern.
Der magnetische Leitwert kann daher bei diesem Ausführungsbeispiel
ebenfalls in der durch Gleichung
(1) angegebenen Weise verändert werden.
Die Wechselstromsignale zur Erregung der Polpaare
A, C (9 A, 9 C) sowie B, D (9 B, 9 D) sind nicht auf Sinus-
oder Kosinussignale beschränkt, sondern sie können
auch aus einer Kombination eines Sinussignals mit
einem invertierten Kosinussignal (-cos ω t) oder der
Kombination eines Kosinussignals mit einem invertierten
Sinussignal (-sin ω t) bestehen, unter der Voraussetzung,
daß ein Wechselspannungssignal gegenüber
dem anderen um 90° verschoben ist. Die Fig. 6 bis 13
zeigen Ausführungsbeispiele zur Gewinnung der Daten
über den Rotationswinkel des Rotors auf der Basis
des Ausgangssignals des Detektorkopfes der Fig. 1,
3, 4 oder 5. Der in Fig. 6 dargestellte Detektorkopf
12 weist einen Stator 1 (9, 9′) und einen Rotor
3 (8, 10, 11) auf, wie sie in den Fig. 1, 3, 4 oder 5
dargestellt sind. Von dem Detektorkopf 12 sind jeweils
nur die Primärspulen 2 A, 2 C und 2 B, 2 D sowie
die Sekundärspule 7 schematisch dargestellt, während
die anderen Teile fortgelassen sind. Das Ausführungsbeispiel
der Fig. 6 besteht in erster Linie aus dem
Wechselstromgenerator 13 und dem Phasendifferenzdetektor
14 zur Ermittlung des Wertes des Rotationswinkels
auf der Basis einer Phasenverschiebung. Der
Oszillator 15 liefert Taktimpulse CP mit hoher Folgefrequenz.
In der Frequenzteilerschaltung 16 wird
die Taktfrequenz durch M geteilt, so daß Ausgangsimpulse
Pb mit einem Tastverhältnis von ungefähr 50%
sowie zu den Impulsen Pb invertierte Impulse Pa entstehen
(M ist eine vorgegebene beliebige ganze Zahl).
Im einzelnen enthält die Frequenzteilerschaltung einen
2/M-Frequenzteiler 17, dem ein die Frequenz halbierendes
Flip-Flop 18 nachgeschaltet ist. Der Frequenzteiler 17
liefert an das Flip-Flop 18 die Impulsfolge Pc, deren
Frequenz das 2/M-fache derjenigen des Impulstaktes Pb
beträgt. Die Impulsfolge Pc wird anschließend durch
das Flip-Flop 18 durch zwei geteilt. Als Folge hiervon
erzeugt das Flip-Flop 18 eine rechteckförmige
Impulsfolge Pb mit einem Tastverhältnis von 50% und
einer Frequenz, die der Frequenz des Impulstaktes
CP geteilt durch M entspricht, am Ausgang Q. Außerdem
wird die rechteckwellenförmige Impulsfolge Pa am
Inversionsausgang des Flip-Flops 18 erzeugt. Diese
ist gegenüber der Impulsfolge Pb um 180° phasenverschoben.
Die Impulsfolgen Pb und Pa werden jeweils
einem die Frequenz halbierenden Flip-Flop 19 bzw. 20
zugeführt, so daß ihre Frequenzen halbiert werden
und die Impulsfolgen 1/2 Pb und 1/2 Pa entstehen. Fig. 7
zeigt die Impulsfolgen CP, Pc, Pb, Pa, 1/2 Pb und 1/2 Pa
zum Vergleich. Die jeweils von den Flip-Flops 19 und
20 ausgegebenen Impulsfolgen 1/2 Pb und 1/2 Pa haben jeweils
zwei M-tel der Frequenz des Impulstaktes CP und
sind um 90° gegeneinander phasenverschoben. Die Impulsfolgen
1/2 Pb und 1/2 Pa werden jeweils einem Tiefpaßfilter
21 bzw. 22 zugeführt, um die Grundwellenanteile
zu erhalten. Wenn man davon ausgeht, daß das
Tiefpaßfilter 21 die Kosinuswelle cos ω t ausgibt, dann
gibt das Tiefpaßfilter 22 notwendigerweise die zugehörige
Sinuswelle sin ω t aus. Das Signal cos ω t des
Tiefpaßfilters 21 wird mit einem Verstärker 23 verstärkt,
so daß das Signal I cos ω t entspricht, das
wiederum den auf das Polpaar B, D (9 B, 9 D) gewickelten
Primärspulen 2 B, 2 D zugeführt wird. Das Ausgangssignal
sin ω t des Tiefpaßfilters 22 wird in dem Verstärker
24 verstärkt und das hierdurch entstehende Signal
I sin ω t wird an die auf das andere Polpaar A, C
(9 A 9 C) gewickelte Primärspulenpaar 2 A, 2 C gelegt.
An der Ausgangsspule 7 erhält man das Wechselspannungssignal
E=K sin ( l t-R ), das in bezug
auf das Signal K sin ω t um einen dem Rotationswinkel
R entsprechenden Phasenwinkel verschoben
ist. Das Ausgangssignal E wird über einen Verstärker
25 einem Polaritätsdiskriminator 26 zugeführt.
Einem anderen Polaritätsdiskriminator 27 wird eines
der Erreger-Wechselsignale I sin ω t, nämlich das
Ausgangssignal des Verstärkers 24, zugeführt. Die
Polaritätsdiskriminatoren 26 und 27 bestehen aus
Komparatoren, die ein Ausgangssignal "1" liefern,
wenn die Amplitude des Eingangssignals (K sin ( ω t-
R ), I sin ω t) positiv ist, und ein "0"-Signal liefern,
wenn das Eingangssignal negativ ist.
Die Ausgangssignale der Polaritätsdiskriminatoren
26 und 27 werden jeweils einem Anstiegsdetektor
28 bzw. 29 zugeführt, nämlich einer monostabilen
Kippstufe, die einen kurzen Impuls ausgibt, wenn
ihr Eingangssignal auf "1" geht. Wenn der Phasenwinkel
( ω t-R ) des Rotationswinkel-Erkennungssignals
E 0° beträgt, gibt daher gemäß Fig. 8 der Anstiegsdetektor
28 einen Anstiegserkennungsimpuls Ts aus,
während dann, wenn der Phasenwinkel ω t des Erregersignals
I sin ω t 0° ist, der Anstiegsdetektor 29 einen
Anstiegserkennungsimpuls To erzeugt. Das Rotations
winkel-Erkennungssignal E=K sin ( ω t-R ) läuft
dem Erregersignal sin ω t um eine dem Rotationswinkel
R entsprechende Phasenverschiebung nach. Daher folgt
der Anstiegserkennungsimpuls Ts dem Anstiegserkennungsimpuls
To mit einer der Phasendifferenz
R entsprechenden Zeitverschiebung.
Man kann nun die Phasendifferenz R (den Rotationswinkel)
durch Zählen des Zeitintervalls zwischen
den Anstiegserkennungsimpulsen To und Ts mit einem
Zähler 30 ermitteln, dem der Impulstakt CP des
Oszillators 15 zugeführt wird. Die Erregersignale
I sin ω t und I cos ω t haben ein M-tel der Frequenz des
Impulstaktes CP, so daß ein Zyklus des Impulstaktes
CP dem absoluten Phasenwinkel von
(in
Bogeneinheiten) entspricht. Ein von dem Zähler 30
gelieferter Zählwert "1" entspricht daher dem absoluten
Phasenwinkel von (in Bogeneinheiten). Der
Zähler 30 zählt modulo 2M und sollte vorzugsweise
so bemessen sein, daß er imstande ist, den Wert
der der größten Phasendifferenz
(dem größten Rotationswinkel) von 360° (2π ) entspricht,
zu zählen. Dem Zähler 30 wird als Rücksetzsignal
die Impulsfolge To zugeführt, die den Phasenwinkel
O des Erregersignals I sin ω t definiert. Der
Zähler 30 wird daher jedesmal dann rückgesetzt,
wenn das Erregersignal I sin ω t die Phase null hat.
Das Ausgangssignal des Zählers 30 wird einem Pufferregister
31 zugeführt, dessem Abtast-Takteingang die
die Phase ω t-R=0 des Rotationswinkel-Erkennungssignals
K sin ( ω t-R ) kennzeichnenden Impulse Ts zugeführt
werden. Der von dem Zähler 31 ausgegebene
Zählwert wird dem Pufferregister 31 jedesmal dann
zugeführt, wenn der Impuls Ts erzeugt wird, so daß
das Pufferregister 31 denjenigen Zählwert empfängt,
der der Phasendifferenz und somit dem Rotationswinkel
R entspricht. Dieser in das Pufferregister 31 eingegebene
Zählwert ist der den Rotationswinkel R bezeichnende
Absolutwert D R . Da der Zählwert "1" dem
absoluten Phasenwinkel von (im Bogenmaß) entspricht,
ist der dem Rotationswinkel R (im Bogenmaß) entsprechende
Zählwert D R der Absolutwert M.
Auf diese Weise ist es möglich, einen Absolutwert-
Rotationskodierer unter Verwendung eines Signals,
das mit dem die Frequenz des Erregersignals
bestimmenden Impulstakt CP identisch ist, zur Berechnung
der Phasendifferenz R zu schaffen. Ferner
kann die Auflösung des Kodierers in der jeweils gewünschten
Weise durch freie Festlegung des Wertes
M gewählt werden. Der Aufbau der Schaltungen 13 und
14 ist nicht auf das in Fig. 6 dargestellte Ausführungsbeispiel
beschränkt, sondern kann frei gewählt
werden. Als Kodierer 30 muß nicht notwendigerweise
ein Binärzähler benutzt werden, sondern es kann auch
ein binärkodierter Dezimalzähler oder ein anderer
Zähler, der nach einem geeigneten Kode zählt, benutzt
werden. Durch freie Wahl der Form des zu verwendenden
Zählers kann man den Absolutwert des Rotationswinkels
D R in der jeweils gewünschten Form (als Binärzahl,
binärkodierte Dezimalzahl od. dgl.) erhalten.
Wenn ein Zähler und ein Pufferregister benutzt werden,
die jeweils durch die Impulsflanken getriggert
werden, kann der Zähler auch ohne die Anstiegsdetektoren
28 und 29 durch die Anstiegsflanken der
Ausgangsimpulse der Schaltungen 26 und 27 angesteuert
werden.
Fig. 9 zeigt ein Ausführungsbeispiel, bei dem der
2/M-Frequenzteiler 17 aus Fig. 6 fortgelassen ist,
während der modulo-2M zählende Zähler 30 von dem
ein Wechselsignal liefernden Signalgenerator 13 A
und der Phasendifferenz-Detektorschaltung 14 gemeinsam
benutzt wird. In Fig. 9 sind zur Bezeichnung von
Schaltungen, die die gleichen Funktionen ausführen
wie in Fig. 6, dieselben Bezugszeichen verwendet. Das Bit
von einem Viertel der Wertigkeit des höchstwertigen
Bits, nämlich das Eingangssignal der 2/M-Frequenzteilerstufe,
wird dem Flip-Flop 18 als Impulsfolge
Pc zugeführt. Auf der Basis dieser Impulsfolge Pc
werden das Sinuswellensignal I sin ω t und das Kosinuswellensignal
I cos ω t durch die Schaltungen 18 bis
24 wie bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 6 erzeugt.
Das Ausgangssignal E=K sin ( ω t-R ) des
Detektorkopfes 12 wird von den Schaltungen 25, 26
und 28 wie im Falle von Fig. 6 erzeugt und als Folge
hiervon wird der dem Ausgangssignal E in der Phase
0 entsprechende Impuls Ts dem Abtaststeuereingang
des Registers 31 zugeführt. Dem Dateneingang des Registers
31 wird der jeweilige Zählerstand des Zählers
30 zugeführt. Der der Phasendifferenz R entsprechende
digitale Wert D R wird auf diese Weise
von dem Register 31 wie bei dem Ausführungsbeispiel
der Fig. 6 gespeichert.
Während gemäß Fig. 6 und 9 der Winkelwert D R durch
die Phasendifferenz-Detektorschaltungen 14, 14 A erhalten
wird, kann er gemäß Fig. 10 und 12 auch in
analoger Form erhalten werden.
In Fig. 10 werden der Phasendifferenz-Detektorschaltung
14 B das Referenzsignal I sin ω t und das
Ausgangssignal E des Detektorkopfes zugeführt. Unter
der Annahme, daß das Ausgangssignal E die in Fig.
11a dargestellte Wellenform hat, gibt der Polaritätsdiskriminator
36 ein "1"-Signal bei jeder
positiven Halbwelle und ein "0"-Signal bei jeder
negativen Halbwelle aus, wie in Fig. 11b dargestellt
ist. Der Anstiegsdetektor 37 erzeugt gemäß Fig. 11c
zum Zeitpunkt des Anstiegs des Ausgangssignales des
Polaritätsdiskriminators 36 einen kurzen Impuls.
Das Referenzsignal I sin ω t wird von dem Polaritätsdiskriminator
38 in eine Rechteckform umgesetzt
(Fig. 11d und 11e) und dann dem Frequenzhalbierer
39 zugeführt, der das Ausgangssignal der Fig. 11f
erzeugt, das jeweils während eines Zyklus des
Referenzsignals I sin ω t den Wert "1" oder den Wert
"0" annimmt. Das Ausgangssignal des Frequenzhalbierers
39 (Fig. 11f) wird einer Integrationsschaltung 40
zugeführt, die eine Analogspannung (Fig. 11g) erzeugt,
die in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal
der Frequenzteilerschaltung abwechselnd linear
ansteigt und linear abfällt. Das Ausgangssignal
(Fig. 11g) der Integrationsschaltung 40 wird
einer Abtast- und Halteschaltung 41 zugeführt und
immer dann abgetastet, wenn der Phasenwinkel des
in Fig. 8 dargestellten Signals E 0° ist. Der
Steuereingang der Abtast- und Halteschaltung 41
empfängt das Ausgangssignal des Anstiegsdetektors
37 über ein Tor 42, das geöffnet wird, um der Abtast-
und Halteschaltung 41 das Ausgangssignal des
Anstiegsdetektors 37 immer dann zuzuführen, wenn
das Ausgangssignal (Fig. 11f) des Frequenzhalbierers
39 "1" ist. Ist dieses Ausgangssignal
jedoch "0", so wird das Signal der Fig. 11c von
dem Steuereingang der Abtast- und Halteschaltung
41 ferngehalten. Das Tor 42 verhindert die Abtastung
der negativen Flanke des Signals der Fig. 11g, das
von der Integrationsschaltung 40 erzeugt wird, wenn
das Ausgangssignal der Frequenzteilerschaltung 39
"0" ist. Der Abtast- und Halteschaltung 41 wird
daher über das Tor 42 ein Abtastimpuls (Fig. 11h)
nur dann zugeführt, wenn das Ausgangssignal der
Integrationsschaltung 40 ansteigt. Die Abtast- und
Halteschaltung 41 führt auf diese Weise bei jedem
zweiten Zyklus die Abtastung durch und gibt ein
der Phasendifferenz R (der zu ermittelnden
Maschinenposition) entsprechendes Gleichspannungs-
Analogsignal V R aus. Dieses Signal entspricht der
Phasendifferenz zwischen dem Bezugssignal I sin ω t
und dem Ausgangssignal E des Detektorkopfes.
Fig. 12 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel
eines Phasendifferenzdetektors 14 C, der die
Phasendifferenz R als Analogwert ermittelt und der
einen Polaritätsdiskriminator 43 enthält, welchem
das Referenzsignal I sin ω t zugeführt wird. Der
Frequenzhalbierer 44 und die Integrationsschaltung
45 arbeiten jeweils in gleicher Weise wie die
Schaltungen 38, 39 und 40 der Fig. 10. Das Ausgangssignal
E des Detektorkopfes wird dem Polaritätsdiskriminator
46 zugeführt, dessen Ausgangssignal
einerseits einem D-Flip-Flop und andererseits einem
UND-Tor 48 zugeführt wird. Dem D-Eingang des D-Flip-
Flops 47 wird das Ausgangssignal des Frequenzhalbierers
44 zugeführt. Das Ausgangssignals des Flip-
Flops 47 wird an den Abtaststeuereingang einer Abtast-
und Halteschaltung 50 gelegt und gleichzeitig
nach Invertierung durch einen Inverter 49
der UND-Schaltung 48 zugeführt. Die Ausgangsspannung
der Integrationsschaltung 45 wird dem
Dateneingang der Abtast- und Halteschaltung 50
zugeführt, deren Ausgangssignal an den Dateneingang
einer Abtast- und Halteschaltung 51 gelegt wird. Dem
Abtaststeuereingang der Abtast- und Halteschaltung
51 wird das Ausgangssignal der UND-Schaltung 48 zu
geführt.
Es sei angenommen, daß in Fig. 12 das Referenzsignal
I sin ω t und das Ausgangssignal E des
Detektorkopfes die in Fig. 13 bei a dargestellten
Wellenformen haben und daß an den mit b bis h
bezeichneten Ausgängen der Schaltungen 43, 44, 46, 47,
45, 50 und 48 jeweils die in den Fig. 13b bis h
dargestellten Wellenformen auftreten. Wie aus Fig.
13 hervorgeht, wird von der Abtast- und Halteschaltung
51 letztlich die Ausgangsspannung der
Integrationsschaltung festgehalten, die dem Ausgangssignal
E des Detektorkopfes in der Phase
ω t-R=180° entspricht. Da die Integrationsschaltung
45 die Integration ausführt, wenn das
Referenzsignal I sin ω t sich in der Phase ω t=
180° befindet, wird schließlich von der Abtast-
und Halteschaltung 51 eine Analogspannung V R
festgehalten, die dem Phasenwinkel R entspricht.
Die Schaltung 14 C enthält eine Halteschaltung 52
für positive Spitzenwerte und eine Halteschaltung
53 für negative Spitzenwerte, die jeweils die
positiven Spitzenspannungen+MAX und die negativen
Spitzenspannungen-MAX der Ausgangsspannung der
Integrationsschaltung 45 festhalten. Die Spitzenspannungen
MAX und -MAX der Schaltungen 52 und 53
können als Referenzspannungen zur Berechnung des
Winkels R aus der Größe der Winkelspannung V R benutzt
werden, da die negative Spitzenspannung -MAX
dem Phasenwinkel R=0° und die positive Spitzenspannung
MAX dem Phasenwinkel R=360° entspricht.
Bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 14a und 14b
sind die Polpaare nicht entlang desselben Umfangs
angeordnet, sondern konzentrischer, axial
gegeneinander versetzter Umfangsflächen. Der Stator
besteht daher aus zwei Teilen 1 A und 1 B, die axial
gegeneinander versetzt sind. Das Statorteil 1 A trägt
die einander diametral gegenüberliegenden Pole A und
C mit den Primärspulen 2 A und 2 C, die in Reihe geschaltet
sind, so daß der Magnetfluß in einem Pol und
der Magnetfluß in dem anderen Pol in entgegengesetzte
Richtungen fließen. Die Pole A und C werden von dem
Sinuswellensignal I sin ω t erregt. Der Stator 1 B
weist in gleicher Weise zwei diametral gegenüberliegende
Pole B und D mit den in Reihe geschalteten
Primärspulen 2 B und 2 D auf, so daß der Fluß in dem
einen Pol und der Fluß in dem anderen Pol in entgegengesetzte
Richtungen gerichtet sind. Die Pole B
und D werden von dem Kosinuswellensignal I sin ω t
erregt. Die Statorteile 1 A und 1 B sind relativ zueinander
so angeordnet, daß die durch das Polpaar
A, C hindurchgehende Achse rechtwinklig zu der durch
das Polpaar B, D hindurchgehenden Achse verläuft. Die
Ausgangssignale der Sekundärspulen 7 A bis 7 D sind in
der gleichen Weise zusammengefaßt wie in Fig. 1. Der
Rotor 32 besteht aus einem zylindrischen Kern, der
exzentrisch an der Welle 4 befestigt ist, in gleicher
Weise wie der Rotor 3 in Fig. 1.
Fig. 15 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel mit
einem E-förmigen Stator 33, dessen endseitige Pole
33 A und 33 B die Primärspulen 34 A und 34 B tragen. Die
Pole 33 A und 33 B werden jeweils von dem Sinuswellensignal
I sin ω t bzw. dem Kosinuswellensignal I cos ω t
erregt. Mittig zwischen den genannten Polen ist an
dem Stator 33 ein Pol 33 E angebracht, der die Sekundärspule
7 trägt. Der Rotor 35 besteht aus einem
zylindrischen Kern, dessen beide Enden schräg abgeschnitten
sind und der koaxial an der Welle 4 befestigt
ist. Die beiden schrägen Stirnflächen des
Rotors 35 sind nicht parallel zueinander, sondern die
eine schräge Stirnfläche ist um 90° gegenüber der
anderen schrägen Stirnfläche verdreht. Derjenige
Teil der Umfangsfläche des Rotors 35, der den
freien Enden der Pole 33 A und 33 B gegenüberliegt,
variiert auf diese Weise in Abhängigkeit von dem
Rotationswinkel R des Rotors 35, so daß man die
dem Rotationswinkel R entsprechende Reluktanzänderung
erhält. Die 90°-Verdrehung zwischen den
beiden Stirnseiten des Rotors 35 führt dazu, daß
die Reluktanzänderung am Pol 33 A um 90° phasenverschoben
ist gegenüber derjenigen am Pol 33 B. Auf
diese Weise erhält man den gleichen Effekt wie in
dem Fall, daß der von dem Sinuswellensignal erregte
Pol 33 A um 90° gegenüber dem von dem Kosinuswellensignal
erregten Pol 33 B versetzt ist. Wie im Falle
der Ausführungsformen der Fig. 1, 3, 4 und 5 kann man
von der Sekundärspule 7 am Pol 33 E das Wechselspannungssignal
abnehmen, das entsprechend dem
Rotationswinkel R des Rotors 35 phasenverschoben
ist. Schließlich kann es zweckmäßig sein, einen
zweiten E-förmigen Stator 33′ vorzusehen, der in
den Fig. 15a und 15b strichpunktiert angedeutet
ist und der zusammen mit dem Stator 33 den Rotor 35
einschließt, während die von dem Sinuswellensignal
erregten Primärspulen differentialmäßig auf die
Pole 33 A und 33 C gewickelt sind und die von dem
Kosinuswellensignal erregten Primärspulen in gleicher
Weise auf die Pole 33 B und 33 D gewickelt sind. In
diesem Fall wird die Summe der Ausgangssignale der
Sekundärspulen auf den Zwischenpolen 33 E und 33 E′
der Statorteile 33 und 33′ das Signal K sin ( ω t-R ),
das phasenmäßig um den Rotationswinkel R verschoben
ist.
Wie sich aus Gleichung (7) ergibt, ändert sich die
Phasendifferenz R nicht mit der Zeit, was bedeutet,
daß die Welle 4 bei einem bestimmten Rotationswinkel
R auch stillstehen kann. Wenn die Welle 4
mit einer bestimmten Winkelgeschwindigkeit oder
Winkelbeschleunigung rotiert, ergibt sich die
Phasendifferenz R (der Rotationswinkel) in Gleichung
(7) als Funktion der Zeit (t) zu
E = K sin ( ω t±R (t)). (8)
Das Vorzeichen (±) für die Phasendifferenzfunktion
R (t) gibt die Richtung der Phasendifferenz (Voreilung
oder Nachlauf) an und entspricht der Drehrichtung
der Welle 4. Bei der nachfolgenden Beschreibung
sei angenommen, daß diese Richtung der
Phasendifferenz auf einen voreiligen Phasenwinkel
beschränkt ist (d. h.+R (t)). Die Phasendifferenzfunktion
R (t) enthält das Element der Winkelgeschwindigkeit
oder Winkelbeschleunigung der Welle 4.
Wenn die Welle 4 mit einer Winkelgeschwindigkeit
ω M rotiert, gilt
Das Integral der Winkelgeschwindigkeit ω M entspricht
der Phasendifferenz R (t), so daß Gleichung (8) geschrieben
werden kann als
E = K sin ( ω + ω M ) t + R o , (10)
wobei R o die Anfangsphase angibt.
Wenn andererseits die Welle 4 mit einer Winkelbeschleunigung
α M rotiert, gilt
und somit
Gleichung (8) kann daher wie folgt geschrieben
werden:
Wie aus Gleichung (10) oder (13) hervorgeht, enthält
die Phasendifferenz des Rotationswinkel-Erkennungssignals
E, das von dem Detektorkopf 12 ausgegeben
wird, das Element der Rotationswinkelgeschwindigkeit
ω M oder der Rotationswinkelbeschleunigung
α M , so daß die Rotationsgeschwindigkeit oder
Rotationsbeschleunigung durch Analyse der Phasenverschiebung
R - genauer: R (t) - gefunden werden
kann. Die Erfindung erlaubt somit nicht nur die
Ermittlung des Rotationswinkels sondern auch die
der Rotationsgeschwindigkeit sowie der Rotationsbeschleunigung.
Das Pufferregister 31 der Fig. 6
oder 9 tastet die Rotationswinkelwerte D R für jeden
einzelnen Zyklus des Signals E ab. Wenn die Welle
4 mit einem bestimmten Rotationswinkel R stillsteht,
behält der Rotationswinkelwert D R einen dem
Rotationswinkel R entsprechenden konstanten Wert
bei. Rotiert die Welle 4 mit einer Geschwindigkeit
ω M oder einer Beschleunigung α M , ändert sich der
Rotationswinkelwert D R zu jedem Abtastzeitpunkt.
Man kann daher die Winkelgeschwindigkeit ω M oder
die Winkelbeschleunigung α M auf der Basis der
Änderung des Rotationswinkelwertes D R ermitteln.
Im folgenden wird genauer beschrieben, wie die
Winkelgeschwindigkeit ω M oder die Winkelbeschleunigung
α M ermittelt werden kann. In Fig. 16
ist strichpunktiert ein Rotationswinkel-Erkennungssignal
Es dargestellt, bei dem es sich um das
Rotationswinkel-Erkennungssignal E handelt, während
die Welle 4 mit der Winkelgeschwindigkeit ω M rotiert.
Die durchgezogene Linie bezeichnet das Referenzsignal
I sin ω t, während die gestrichelte Linie das
Rotationswinkel-Erkennungssignal E 0 bezeichnet, nämlich
das Rotationswinkel-Erkennungssignal E, das man
erhält, wenn der Rotor bei einem bestimmten Rotationswinkel
R stillsteht. Die Anfangsphase der Rotation
des Signals Es ist R. In der Zeichnung bezeichnet
t o einen Zyklus des Rotationswinkel-Erkennungssignals
Eo. Der Wert t o ist gleich der Zyklusdauer des
Erregersignals I sin ω t, auf dem die Phasenerkennung
basiert. t s bezeichnet einen Zyklus des Rotations
winkel-Erkennungssignals Es. Aus Fig. 16 geht hervor,
daß bei rotierender Welle 4 die Frequenz des
Rotationswinkel-Erkennungssignals E (d. h. Es) von der
Referenzfrequenz ω abweicht. Dies ergibt sich auch
aus Gleichung (10) und insbesondere entspricht die
Frequenzabweichung der Winkelgeschwindigkeit
ω M . Wenn die Winkelfrequenz des Rotationswinkel-Erkennungssignals
Es ω s ist, kann Es aus Gleichung
(10) ausgedrückt werden als
Es = K′ sin ( ω s t + R o )
= K′ sin { ( ω + ω M ) t + R o }. (14)
In Fig. 16 ist ΔR der Unterschied zwischen der
Phasendifferenz R o , um die das Referenzsignal I sin ω t
zu einer bestimmten Zeit von dem Rotationswinkel-
Erkennungssignal E (d. h. Es) abweicht, einerseits und
einer Phasendifferenz R s , um die das Referenzsignal
I sin ω t sich t s Sekunden später von dem Rotations
winkel-Erkennungssignal E unterscheidet, andererseits.
Wenn die Welle 4 stationär ist, ist R o =R s
und ΔR=0, während bei rotierender Welle 4 ΔR
der Winkelgeschwindigkeit ω M der Welle 4 entspricht.
Im einzelnen beträgt der der Zeit t s entsprechende
Phasenwinkel, wenn man die Periode t o des Referenzsignals
I sin ω t zu 2π (im Bogenmaß) macht, wie aus
Fig. 16 hervorgeht,
und ΔR wird ausgedrückt
als
Wie sich aus Gleichung (14) ergibt, ist
Substituiert man dies in Gleichung (15), so ergibt
sich
Da
Wie sich aus
Gleichung (17) ergibt, ist ΔR eine Funktion der
Winkelgeschwindigkeit ω M . Durch Auflösung von
Gleichung (17) nach ω M ergibt sich
Die Winkelgeschwindigkeit ω M kann auf der Basis von
ΔR und t s gefunden werden. Im einzelnen erhält man
t s durch Zählen eines Zyklus des Rotationserkennungssignals
E (d. h. Es) durch den Impulstakt CP. Wenn der
dem Wert t s entsprechende Zählwert n s ist und wenn
ein Zyklus des Impulstaktes CP mit Φ (sec.) bezeichnet
wird, gilt
t s = n s · Φ. (19)
Dem Wert ΔR kann man auch auf der Basis des Zählwertes
n s erhalten. Wenn die Anzahl der Zählungen
des Impulstaktes CP, der einem Zyklus t o des
Referenzsignals I sin ω t entspricht, n o ist, kann
die Winkelfrequenz ω ausgedrückt werden als
Bei Substitution von Gleichung (20) in Gleichung
(15) und Auflösung des Integrationsausdrucks ergibt
sich
Durch Substitution der Gleichungen (21) und (19) in
Gleichung (18) ergibt sich
wobei n o eine Konstante ist, die einem Frequenzteilerverhältnis
1/2M entspricht, und n o =2M. Die Periode
Φ des Impulstaktes CP ist eine bekannte Konstante.
Wie sich aus Fig. 22 ergibt, kann daher die Winkelgeschwindigkeit
ω M durch Zählen eines Zyklus des
Rotationswinkel-Erkennungssignals E ermittelt werden
um den Zählwert n s zu erhalten. Somit braucht nur
Gleichung (22) aufgelöst zu werden. Da aus
Gleichung (16) ω M =ω s -ω ist, kann die Lösung alternativ
auch durch folgende Auflösung erhalten werden:
Zwischen der Winkelbeschleunigung α M und der Winkelgeschwindigkeit
ω M besteht die folgende Beziehung
worin Δω M der Betrag der Änderung der Winkelgeschwindigkeit
ω M während des Zeitintervalls Δ t
ist. Die Winkelgeschwindigkeit zur Zeit t₁ sei
ω M ₁ und die Winkelgeschwindigkeit zu einer um t s
Sekunden späteren Zeit t₂ sei ω M ₂. Dann gilt:
Δ t = t s , Δω M = ω M ₂ - ω M ₁.
Da aus Gleichung (19) gilt t s =n s · Φ, kann
Gleichung (23) in die folgende Form umgeschrieben
werden:
Die Winkelbeschleunigung α M kann daher berechnet
werden, indem die Winkelgeschwindigkeit ω M für jeden
einzelnen Zyklus t s des Rotationswinkel-Erkennungssignals
E (d. h. Es) ermittelt wird, um die Differenz
zwischen der Winkelgeschwindigkeit ω M ₂ und der
Winkelgeschwindigkeit ω M ₁ zu ermitteln und diese
Differenz durch das Produkt der Zählung n s und die
Periodendauer Φ des Impulstaktes CP zu teilen.
Im folgenden wird nun unter Bezugnahme auf die
Fig. 17 bis 23 ein Ausführungsbeispiel einer Schaltung
erläutert, bei der die Geschwindigkeiten und Beschleunigungen
unter Durchführung der obigen
Operationen ermittelt werden.
In Fig. 17 sind die Schaltungen 25 bis 24 zur
Versorgung der Primärspulen 2 A, 2 C, 2 B und 2 D des
Detektorkopfes 12 mit dem Sinuswellensignal I sin ω t
und dem Kosinuswellensignal I cos ω t jeweils in
gleicher Weise ausgebildet und geschaltet wie die
entsprechenden Teile, die in der in Fig. 6 dargestellten
Schaltung 13 enthalten sind, mit der Ausnahme,
daß in Fig. 17 die Ausgangssignale 1/2 Pa und
1/2 Pa′ am Ausgangsanschluß Q und dem inversen Ausgang
des Flip-Flops 20 einer Schaltung 54 zugeführt
werden, die eines dieser Ausgangssignale
selektiert und dem Tiefpaßfilter 22 zuführt, so daß
die Erregersignale in Abhängigkeit von der Drehrichtung
in ihrer Phase um 180° umgeschaltet werden
können, wie nachfolgend noch erläutert wird.
Von der Sekundärspule 7 des Detektorkopfes erhält
man das Wechselspannungssignal E=Es=K′ sin
( ω t+R o ), dessen Frequenz um den der Rotationsgeschwindigkeit
entsprechenden Wert ω M abweicht.
Während die Richtung der Frequenzabweichung ω M in
bezug auf die Referenzfrequenz ω von der Drehrichtung
der Welle 4 abhängt, erfolgt die nachfolgende
Beschreibung unter der Annahme, daß die
Welle 4 in einer positiven Richtung rotiert, nämlich
in einer solchen Richtung, daß die Frequenz ω s größer
ist als die Referenzfrequenz ω. Diese positive Drehrichtung
wird im folgenden als im Uhrzeigersinn be
zeichnet.
Der Geschwindigkeitsdetektor 55 dient zur Ermittlung
der Rotationsgeschwindigkeit auf der Basis des Ausgangssignals
E (Es) des Detektorkopfes 12 und enthält
eine Periodenrechenschaltung 56, eine Rechenschaltung
57 und eine Halteschaltung 58. Die Periodenrechenschaltung
56 dient zur Ermittlung der Periode
t s des Ausgangssignals E (Es) des Detektorkopfes 12.
Sie gibt den dem Wert t s entsprechenden Zählwert
n s aus, indem die Impulse des Impulstaktes CP über
einen Zyklus des Signals Es gezählt werden. Das Ausgangssignal
E (Es) wird einem Komparator 59 zugeführt,
der in Abhängigkeit von der Polarität des
Eingangssignals E ein "1"-Signal oder "0"-Signal
ausgibt. Ein monostabiler Multivibrator 60 gibt bei
der Anstiegsflanke des Ausgangssignals einen kurzen
Impuls G ab, der beispielsweise eine Dauer von etwa
100 ns hat. Der monostabile Multivibrator 61 gibt
bei der Abfallflanke des Impulses G einen kurzen
Impuls H ab (s. Fig. 18). Der Impuls G wird daher
mit der Periode t s des Ausgangssignals E (Es) schritthaltend
erzeugt, d. h. am Anfang dieser Periode t s )
während der Impuls H ein wenig hinter dem Impuls G
erzeugt wird. Die Frequenzteilerschaltung 62 teilt
die Frequenz des Impulstaktes CP durch zwei und ein
Zähler 63 zählt die Ausgangsimpulse der Schaltung 62.
Dem Rücksetzeingang des Zählers 63 wird der Impuls
H zugeführt. Der Zählerstand des Zählers 63 wird
einem Register 64 zugeführt, dessen Ladesteuereingang
mit dem Impuls G beaufschlagt wird. Der Zähler
63 wird daher rückgesetzt, unmittelbar nachdem durch
den Impuls G ein Zählwert in das Register 64 eingegeben
worden ist. Weil der Zähler 63 von dem Impuls
H in jedem Zyklus t s des Ausgangssignals E (Es)
rückgesetzt wird, erhält der Zähler 63 den der Zyklusdauer
t s entsprechenden Zählwert n s im Zeitpunkt des
Impulses G unmittelbar vor dem Impuls H bei. Dieser
Wert n s wird daher in das Register 64 eingespeichert.
Die Rechenschaltung 57 führt die Operation der
Gleichung (22) aus. Da 2π, n o , Φ bekannte Konstanten
sind, kann die Operation, wenn der Zählwert n s
in dem Register 64 gespeichert wird, in der folgenden
Reihenfolge ausgeführt werden:
Hierin sind R₁, R₂ und R₃ die Ergebnisse der oben
beschriebenen Rechenschritte. Da bei diesem Ausführungsbeispiel
der Zähler 63 frequenzhalbierte
Taktimpulse CP zählt, bezeichnet Φ in der obigen
Formel die doppelte Periodendauer des Impulstaktes
CP. Mit anderen Worten: Der Impulstakt CP hat bei
diesem Beispiel eine Periodendauer von Φ/2. Die
anderen Konstanten sind die folgenden: Die Periode
t o des Referenzsignals I sin ω t, das durch Frequenzteilung
des Impulstaktes CP durch 2M entstanden ist,
beträgt Φ M, nämlich 2M-mal die Zykluszeit des Impulstaktes
CP. Der der Periodendauer t o entsprechende
Zählwert n o errechnet sich zu
Wenn der
Frequenzteilerfaktor M der Frequenzteilerschaltung
16 den Wert 9766 hat, ist n o =9766. Wenn die
Frequenz des Impulstaktes CP 3,2 MHz beträgt, ist
Die Anzahl der Umdrehungen pro Sekunde kann man erhalten,
indem die durch Gleichung (22) berechnete
Winkelgeschwindigkeitω M durch Null geteilt wird.
Im allgemeinen wird die Rotationsgeschwindigkeit
durch die Drehzahl ausgedrückt und nicht durch
die Winkelgeschwindigkeit ω M . In der Rechenschaltung
57 wird daher bei der Multiplikation
in der Operationsstufe vorzugsweise der Wert
durch 2π entstanden ist. Der Rechenschritt
wird daher wie folgt modifiziert:
Das so erhaltene Ergebnis
das die
Rotationsgeschwindigkeit in der Welle 4 angibt, wird
von der Halteschaltung 58 festgehalten. Der Wert
wird zum Zeitpunkt des Impulses G in die Halteschaltung
eingegeben, so daß der die Rotationsgeschwindigkeit
angebende und in der Halteschaltung
58 festgehaltene Wert X in jedem Zyklus t s des Ausgangssignals
E neu geschrieben wird. Der Rechenschaltung
57 werden der Impulstakt CP und die Impulse
G zur Zeitsteuerung der Operation zugeführt.
Der Rechenschritt kann natürlich als solcher
durchgeführt werden, um die Winkelgeschwindigkeit
ω M zu erhalten.
Zur Ermittlung der Drehrichtung der Welle 4 durch
Vergleichen des von dem Register 64 ausgegebenen
Ausgangssignals n s mit dem Referenzzählwert n o
dient ein digitaler Komparator 65. Dieser gibt
zum Zeitpunkt des Impulses G ein "1"-Signal aus,
wenn n s <n o ist, und ein "0"-Signal in den anderen
Fällen. Das Ausgangssignal des Komparators 65
wird dem Umschalter 54 zugeführt, der die von ihm
selektierte Impulsfolge von 1/2 Pa auf 1/2 Pa′ oder
umgekehrt jedesmal dann umschaltet, wenn ihm von
dem Komparator 65 ein "1"-Signal zugeführt wird.
Es sei angenommen, daß der Umschalter 54 gegenwärtig
die Impulsfolge 1/2 Pa selektiert und daß
die Drehung im Uhrzeigersinn erfolgt, während die
Frequenz ω s des Ausgangssignales E (Es) größer ist
als die Referenzfrequenz ( ω₂<ω ). Dann gilt
n s <n o und der Komparator 65 gibt ein "0"-Signal
aus, so daß die Schaltung 54 weiterhin die Impulsfolge
1/2 PA selektiert. Wenn in diesem Zustand die
Drehrichtung wechselt und die Drehung nun im
Gegenuhrzeigersinn erfolgt, nimmt die Winkelgeschwindigkeit
ω M den negativen Wert -ω M an und
es gilt ω M <ω, während n s <n o ist. Das Ausgangssignal
des Komparators wechselt daher auf "1", mit
dem Ergebnis, daß der Umschalter 54 von der Impulsfolge
1/2 Pa auf die Impulsfolge 1/2 Pa′ umschaltet.
Dies bedeutet, daß i a in Gleichung (6) auf - I sin
ω t wechselt, wenn das der Impulsfolge 1/2 Pa′ entsprechende
Ausgangssignal des Filters 22(- sin ω t )
ist. Die Substitution von - I sin ω t für i a in
Gleichung (6) zeigt, daß die Polarität des Ausgangssignals
E lediglich umgekehrt worden ist,
während andererseits die Richtung der Phasenverschiebung
als Ergebnis der Änderung der Drehrichtung
der Welle 4 die Gleiche bleibt. Mit
anderen Worten: Während eine Änderung der Drehrichtung
zu einer Umkehr der Richtung der Phasendifferenz
R des Ausgangssignals E von positiv nach
negativ oder umgekehrt führt, wenn die Richtung
der Phasendifferenz, der die Primärspulen erregenden
Signale i a , i b die Gleiche bleibt, kann man die
Phasendifferenz R des Ausgangssignale E jederzeit
in derselben Richtung halten, indem die Phasen der
die Primärspulen erregenden Signale i a , i b bei
einer Drehrichtungsumkehr umgekehrt werden. Die
Beziehung n s <n o ist auf diese Weise für die Drehung
im Gegenuhrzeigersinn erfüllt, indem die Erregersignale
umgeschaltet werden, und das Ausgangssignal
des Komparators 65 wechselt daher unverzüglich auf
"0". Bei Umkehr der Drehrichtung vom Gegenuhrzeigersinn
in den Uhrzeigersinn ist, wenn von dem Umschalter
54 die Impulsfolge 1/2 Pa′< 34431 00070 552 001000280000000200012000285913432000040 0002003141015 00004 34312/ITA< selektiert wird, die Beziehung
n s <n o erfüllt und der Komparator 65 gibt
ein "1"-Signal aus. Die Folge hiervon ist, daß der
Umschalter 54 betätigt wird und nunmehr die Impulsfolge
1/2 Pa selektiert. Daher wird für die Drehung
im Gegenuhrzeigersinn unverzüglich die Beziehung
n s <n o aufgestellt.
Der Komparator 65 und der Umschalter 54 dienen auf
diese Weise zur Realisierung der Beziehung n s <n o .
Als Folge hiervon kann die Rechenschaltung 57 besonders
einfach ausgebildet werden (weil n o -n s
stets positiv ist). Ferner kann der von der Halteschaltung
58 ausgegebene Wert X der Rotationsgeschwindigkeit
auf einfache Weise verarbeitet werden,
weil eine zusätzliche Schaltung zur Ermittlung des
Absolutwertes der von der Halteschaltung 58 ausgegebenen
Rotationsgeschwindigkeit X, die in Abhängigkeit
von der Drehrichtung positiv oder negativ sein
könnte, falls der Komparator 65 und der Umschalter
54 nicht vorhanden wären, nicht erforderlich ist.
Die Erfindung kann jedoch auch ohne Komparator 65
und Umschalter 54 realisiert werden. Die Beschleunigungsrechenschaltung
66 führt die Operation
von Gleichung (24) auf der Basis der von der Geschwindigkeitserkennungsschaltung
55 gelieferten Geschwindigkeitsdaten
aus und ermittelt daraus die
Beschleunigung α M . Der Beschleunigungs-Rechenschaltung
66 werden außerdem zugeführt: der in der
Halteschaltung 58 als Wert X₁ festgehaltene Wert
der vorhergehenden Rotationsgeschwindigkeit, das
von der Rechenschaltung 57 als Wert X₂ der gegenwärtigen
Rotationsgeschwindigkeit ausgegebene
Resultat R₃ des obigen Rechenschrittes und der
in dem Register 64 gespeicherte Zählwert n s der
Periodendauer t s des Signals E, der die Zeit angibt,
die zwischen der vorhergehenden Erkennung der gegenwärtigen
Erkennung vergangen ist.
Auf der Basis dieser Daten wird
berechnet um die Rotationsgeschwindigkeit zu ermitteln.
Wenn
ist, reduziert
sich die obige Formel auf
Diese Rechnung erweist sich als derjenigen der
Gleichung (24) insoweit ähnlich, als man durch
Gleichung (24) die Winkelbeschleunigung α M enthält,
während durch die Rechenoperation des Ausdrucks
(25) das Maß der Änderung der Rotationsgeschwindigkeit
pro Sekunde bzw. die Beschleunigung direkt
gefunden wird. Wenn X₁, X₂ jeweils die Winkelgeschwindigkeit
ω M ₁, ω M ₂ angeben, erhält man die
Winkelbeschleunigung α M nach Gleichung (24), in
der Rechenschaltung 66. Der die Beschleunigung
angegebende Wert, den die Rechenschaltung 66
liefert, wird zum Zeitpunkt des Impulses G der
Halteschaltung 67 zugeführt. Von der Halteschaltung
67 wird auf diese Weise der Wert der Rotationsbeschleunigung
ausgegeben. Dieser Wert wird in jedem
Zyklus des Ausgangssignals E neu geschrieben.
Während bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 17 die
Rotationsgeschwindigkeit auf der Basis der Periodendauern
t o , t s (n o , n s ) ermittelt wird, kann die
Rotationswinkelgeschwindigkeit ω M auch durch direkte
Messung der Frequenz ω s des Ausgangssignals E (Es)
gemäß Fig. 19 erhalten werden. Die Schaltung in Fig.
19 erhält die Baugruppen 18 bis 24, die jeweils
die gleiche Funktion ausführen wie die gleichnummerierten
Schaltungen in Fig. 17. Diese
Schaltungen erzeugen ein Sinuswellensignal
I sin ωt und ein Kosinussignal I cos ωt auf der Basis
des oszillierenden Ausgangssignals der Oszillatorschaltung
68. Das Ausgangssignal E (Es) des
Detektorkopfes 12 wird dem Komparator 69 zugeführt,
der die gleiche Funktion ausübt wie der Komparator
59 in Fig. 17 und ein Impulssignal F ausgibt, das
die gleiche Frequenz hat wie das Ausgangssignal
E. Eine Frequenzmeßschaltung 70 mißt die Frequenz
ω s des Impulssignals F und gibt einen entsprechenden
Ausgangswert X₂ aus, der die gegenwärtige Drehwinkelgeschwindigkeit
ω M angibt. Der Grund liegt
darin, daß aus Gleichung (13) gilt: ω M =ω s -ω,
und daß ω M durch Messung der Frequenz ω s des
Signals F (d. h. des Ausgangssignals E) berechnet
werden kann.
Fig. 20 zeigt ein Beispiel der Frequenzmeßschaltung
70, in der ein Frequenz/Spannungs-Umsetzer 70A
benutzt wird, um eine die Drehwinkelgeschwindigkeit
ω M anzeigende Analogspannung V (ω M ) zu erzeugen.
Die Rotationsgeschwindigkeit kann man bei diesem
Ausführungsbeispiel sehr einfach erhalten, da die
dem Eingangssignal F entsprechende Ausgangsspannung
V (ω M ) in proportionaler Beziehung zu der
Differenz ω s -ω zwischen der Eingangsfrequenz ω s
und der versetzten Frequenz ω steht, nämlich zur
Rotationsgeschwindigkeit ω M , indem die versetzte
Frequenz des Frequenz/Spannungs-Umsetzers 70A auf
die Referenzfrequenz ω voreingestellt wird.
Fig. 21 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der
Frequenzmeßschaltung 70, wobei ein Frequenzzähler
70B zur Ausgabe eines die Rotationsgeschwindigkeit
angebenden Digitalwertes C (ω M ) benutzt wird. Der
Wert C (ω s ), der die gezählte Frequenz ω s angibt,
und der Wert C (ω), der die Referenzfrequenz
ω angibt, werden einem Subtrahierer 70C zugeführt, um
den Geschwindigkeitswert C (ω M ) zu erhalten.
Die direkte Frequenzmessung gemäß Fig. 19 ist vorteilhaft,
wenn ein Detektorkopf mit besonders hoher
Auflösung, wie er weiter unten noch beschrieben wird,
benutzt wird, weil die Genauigkeit der Frequenzenmessung
vergrößert wird, wenn die der Drehwinkelgeschwindigkeit
entsprechende Frequenzdifferenz von
einem derartigen Detektorkopf stark vergrößert wird.
Der von der Frequenzmeßschaltung 70 ausgegebene Wert
wird jeweils zu bestimmten Zeitpunkten von einer
Speicherschaltung 71 festgehalten. Der Beschleunigungsrechenschaltung
66 werden das Ausgangssignal der
Speicherschaltung 71 als vorhergehender Geschwindigkeitswert
X und das Ausgangssignal der Frequenzmeßschaltung
70 als gegenwärtiger Geschwindigkeitswert
X₂ zugeführt, um daraus die Beschleunigung auf der
Basis der Änderung (X₂-X₁) zu berechnen.
Wenn die Geschwindigkeit ω M und die Beschleunigung
α M als Analogwerte ermittelt werden sollen, kann
als Frequenzmeßschaltung der Frequenz/Spannungs-
Umsetzer 70A, wie er in Fig. 20 dargestellt ist, benutzt
werden. Im allgemeinen haben Frequenz/
Spannungs-Umsetzer jedoch eine relativ hohe Zeitkonstante,
so daß sie nur begrenzt auf eine Geschwindigkeitsänderung reagieren.
Zur Verbesserung der Reaktion auf eine Geschwindigkeitsänderung
kann statt dessen ein Zyklus/Spannungs-
Umsetzer gemäß Fig. Fig. 22 benutzt werden. Das Signal
F vom Komparator 69 wird einem Referenzzeitgenerator
72 sowie einem Torsignalgenerator 73 zugeführt. Die
Wellenform des Signals F ist in Fig. 23a dargestellt.
Der Referenzzeitgenerator 72 wird durch die Abfallflanke
des Signals F getriggert und erzeugt Impulse
mit einer Referenzzeitdauer t o (Fig. 23b), die einem
Zyklus des Referenzsignals I sin ωt entspricht. Ein
Rampenspannungsgenerator 74 erzeugt eine Rampenspannung
mit einem bestimmten Gefälle, bei der jeder
Rampenabfall bei der Abfallflanke des Referenzzeitimpulses
beginnt, wie aus Fig. 23c hervorgeht. Die
Rampenspannung wird einer Abtast- und Halteschaltung
75 zugeführt. Der Torsignalgenerator 73 gibt einen
in Fig. 23d dargestellten Abtastimpuls aus, wenn
das Signal F abfällt. Dieser Abtastimpuls wird dem
Abtaststeuereingang der Abtast- und Halteschaltung
75 zugeführt. Ein zum Zeitpunkt der Anstiegsflanke
des Signals F erzeugter Rücksetzimpuls wird von dem
Torsignalgenerator 73 dem Rampenspannungsgenerator
74 zugeführt, um die Rampenspannung gemäß Fig. 23c
auf den Maximalwert rückzusetzen.
Wie oben schon erwähnt, ist der Zyklus des Signals
F gleich demjenigen des Ausgangssignals E des
Detektorkopfes 12 (Fig. 19) und er ändert sich entsprechend
der Drehgeschwindigkeit. Wenn die Drehgeschwindigkeit
0 ist, (im stationären Fall) ist
ein Zyklus des Signals F gleich der Referenzzeit
t o . Da jeder Impuls der von dem Rampenspannungsgenerator
74 erzeugten Rampenspannung mit der Abfallflanke
des Referenzzeitimpulses t o beginnt, kann man
die der Rotationsgeschwindigkeit ω M entsprechende
Gleichspannung V (ω M ) durch Abtasten und Festhalten
der Rampenspannung am Ende eines jeden Zyklus des
Signals F mit der Abtast- und Halteschaltung 75 ermitteln.
Eine Zyklus/Spannungs-Umwandlungsschaltung,
der oben erwähnten Art, bei der eine der Rotationsgeschwindigkeit
entsprechende Spannung V (ω M ) für
jeden Zyklus geliefert wird, reagiert schnell und
erkennt sogar extrem kleine Unterschiede der Zyklusdauer
mit hohem Auflösungsvermögen.
Durch die Kombination der Schaltungen nach den
Fig. 9, 10 oder 12 mit den Schaltungen der Fig.
17 oder 19 ist es möglich, mit nur einem Detektorkopf
12 den Drehwinkel R und die Rotationsgeschwindigkeit
ω M , nämlich die Drehzahl X (U/s), sowie die
Rotationsbeschleunigung α M , nämlich die Änderung der
Drehzahl , gemeinsam zu ermitteln.
Im folgenden wird nun ein Ausführungsbeispiel des
Detektorkopfes beschrieben, der gegenüber den zuvor
beschriebenen Detektorköpfen dahingehend verbessert
ist, daß die Pole von Stator und Rotor mit Zähnen
versehen sind.
Bei dem Detektorkopf der Fig. 24a und 24b weist
der Stator 76, ähnlich wie der Stator 1 in Fig. 1,
vier Pole A, B, C und D auf, die jeweils um 90° gegeneinander
versetzt sind. Die Primärspulen 2A-2D und
die Sekundärspulen 7A-7D sind jeweils auf die Pole
A, B, C und D gewickelt.
Der Rektor 77 ist zahnradförmig ausgebildet und der
trägt zahlreiche in gleichmäßigen Teilungsabständen
über seinen Umfang verteilte Zähne. Jeder der Zähne
des Rotors 77 besteht aus einer Zahnlücke 3a und
einem Vorsprung 3b. In gleicher Weise haben die
Pole A, B, C und D des Stators 76 an ihren dem Rotor
77 zugewandten Endbereichen Zähne, die aus einer
Ausnehmung 1a und einem Vorsprung 1b bestehen, wobei
die Zahnteilung derjenigen der Zähne des Rotors 77
entspricht. Die Zähne 3a, 3b des Rotors 77 entsprechen
den Zähnen 1a, 1b der Pole A-D in der Weise, daß
zwischen den Polen, die jeweils ein Paar bilden
(d. h. A und C oder B und D), jeweils eine der halben
Teilung entsprechende mechanische Phasendifferenz
erzeugt wird. Durch diese Anordnung variiert die
magnetische Leitfähigkeit zwischen dem Pol A (oder B)
und dem Rotor 77 und die magnetische Leitfähigkeit
zwischen dem Pol C (oder D) und dem Rotor 77 differentialartig
in Perioden, die jeweils einer Zahnteilung
entsprechen. Außerdem wird zwischen den Polen eines
jeden Polpaares (d. h. A und C oder B und D) eine
mechanische Phasendifferenz, die kleiner ist als
die halbe Zahnteilung, erzeugt. Da bei dem vorliegenden
Ausführungsbeispiel zwei Polpaare vorhanden
sind (A und C und B und D), ist die Vorrichtung
so konstruiert, daß eine mechanische
Phasendifferenz von 1/4 Zahnteilung, also der Hälfte
von 1/2 Zahnteilung, erzeugt wird. Der Zusammenhang
zwischen den Zähnen 3a, 3b des Rotors 77 und den
Zähnen 1a, 1b der Pole A-D des Stators 76 ist in
Fig. 25 dargestellt. Dort beträgt die Anzahl der Zähne
pro Umdrehung des Rotors 77 9. Hierbei handelt es
sich jedoch nur um ein Ausführungsbeispiel.
Da die Stellung der Zähne 1a, 1b des Poles A des
Polpaares A, C relativ zu den Zähnen 3a, 3b des Rotors
77 um einen Zahnabstand außer Phase zu der Position
der Zähne 1a, 1b des Poles C in bezug auf die Zähne
3a, 3b des Rotors 77 ist, ist der magnetische Leitwert
im Spalt zwischen dem Endbereich (Zahnbereich)
des Poles C und dem Zahnbereich des Rotors 77 ein
Minimum, wenn der magnetische Leitwert in dem Spalt
zwischen dem Endbereich des Poles A und dem Zahnbereich
des Rotors 77 ein Maximum ist. Bei einem
Rotationswinkel, der um 1/4 der Zahnteilung gegenüber
diesem Winkel verschoben ist, ist der
magnetische Leitwert des Poles A gleich demjenigen
des Poles C, wogegen bei einem um 1/2 Zahnteilung
verschobenen Rotationswinkel der magnetische Leitwert
des Poles A ein Minimum und derjenige des Poles
C ein Maximum einnimmt. Auf diese Weise ändert sich
der magnetische Leitwert des Poles A in entgegengesetzter
Richtung (d. h. differentialartig) zum
magnetischen Leitwert des Poles C mit einer Rate
von 1 Zyklus pro Zahnteilung. Das gleiche gilt für
das andere Polpaar B und D. Da das Polpaar B, D
gegenüber dem Polpaar A, C um 90° verschoben ist,
erfolgt die Änderung des magnetischen Leitwertes
an dem Polpaar A, C bei einem Drehwinkel, der um
1/4 der Zahnteilung gegenüber dem Polpaar A, C verschoben
ist.
Die magnetischen Leitwerte P A ′, P B ′, P C ′ und P D ′
zwischen den Statorpolen A, B, C und D und dem Rotor
77 ändern sich mit dem Drehwinkel R gemäß folgenden
Gleichungen
In diesen Gleichungen sind P₀ und P₁ Konstante, die
in derselben Weise definiert sind wie in Gleichung
(1). Wie sich aus einem Vergleich der Gleichung (1)
mit den Gleichungen (26) ergibt, tritt die Änderung
der Leitwerte P A bis P D für jede Rotordrehung in dem
zahnlosen Detektorkopf der Fig. 1a, 1b, 3a, 3b,
4a, 4b, 5a, 5b, 14a, 14b, 15a und 15b auf
(d. h. ein Zyklus pro Rotorumdrehung), wogegen bei
dem gezahnten Detektorkopf die Änderung der Leitwerte
P a ′ bis P C ′ sich für jeden -Radian (d. h. ein Zyklus
pro -Radian) zyklisch wiederholt, entsprechend
einer Zahnteilung der Rotorzähne 3a, 3b. In dem
gezahnten Detektorkopf wird daher die dem Rotationswinkel
R entsprechende Phasendifferenz auf das N-
fache erhöht und in dem Ausgangssignal E als
NR realisiert. Durch Erregung der Pole A und C
des Stators 76 der Fig. 24 durch das Sinussignal
I sin ωt und der Pole B und D durch das Kosinussignal
I cos ωt in der gleichen Weise wie beim Ausführungsbeispiel
der Fig. 1 entsteht aus demselben
Grunde wie bei den Gleichungen (1) und (7) das
Summenausgangssignal E der Sekundärspulen 7A bis 7D
wie folgt:
E = K sin (ωt-NR). (27)
Als Schaltungen zur Erkennung der Phasendifferenz NR
in Abhängigkeit von diesem Ausgangssignal E können
die gleichen Schaltungen wie diejenigen der Fig. 6,
9, 10 und 12 benutzt werden. Wenn beispielsweise der
Detektorkopf der Fig. 1a und 1b als Detektorkopf
12 in Fig. 6 benutzt wird, entspricht ein Zählvorgang
des Zählers 30, der modulo M zählt, -Radian,
wogegen bei Verwendung des Detektorkopfes der Fig.
24a und 24b ein Zählvorgang einem Winkel von
-Radian entspricht, was eine um das N-fache Erhöhung
des Auflösungsvermögens bedeutet. Als Detektoreinheit
12 der Fig. 17 und 19 kann man auch den Detektorkopf
der Fig. 24a und 24b mit hohem Auflösungsvermögen
benutzen. In diesem Fall können die Rotationsgeschwindigkeit
ω M und die Rotationsbeschleunigung
2M mit hoher Auflösung ermittelt werden.
Trotz der hohen Auflösung kann der Detektorkopf
der Fig. 24a und 24b nur einen relativen Drehwinkel
innerhalb einer Zahnteilung (d. h. -Radian)
der Zähne 3a, 3b ermitteln. Nötigenfalls müssen daher
Vorkehrungen getroffen werden, um für jeden Zahn
des Rotors 77 eine Grobmessung des absoluten Drehwinkels
durchzuführen, wobei der genaue Drehwinkel
R des Rotors 77 kann durch Kombination des Ergebnisses
der Grob-Absolutwinkelmessung für jeden Zahn mit der
oben beschriebenen Feinmessung des Relativwinkels
erzielt wird. Fig. 26 zeigt schematisch ein Ausführungsbeispiel
einer solchen Kombination. In Fig. 26 ist
die Welle 4 deren Rotationswinkel R gemessen werden soll,
mit zwei Detektorköpfen 12A und 12B ausgestattet.
Der Detektorkopf 12B besteht gemäß Fig. 24a und 24b
aus einem Stator 76 mit Zähnen 1a, 1b und einem
Rotor 77, der Zähne 3a, 3b aufweist und den relativen
Drehwinkel für jeden Zahn mit hoher Auflösung erfaßt.
Der andere Detektorkopf 12A dient zur Grobermittlung
des absoluten Drehwinkels für jeden Zahn. Hierzu kann
man die ungezahnten Rotationsköpfe der Fig. 1a, 1b,
3a bis 5b, 14a bis 15b benutzen. Als Schaltung
13A zur Erzeugung des Referenzsignals I sin ωt und
I cos ωt und als Schaltung 14A zur Ermittlung der
Phasendifferenz R im Ausgangssignal E der Sekundärspulen
im Detektorkopf 12A können die in Fig. 9 mit
den entsprechenden Bezugszeichen versehenen Baugruppen
benutzt werden. In gleicher Weise kann die
bei dem Hochauflösungs-Detektorkopf 12B benutzte
Schaltung 14A′ zur Ermittlung der Phasendifferenz
NR im Ausgangssignal E der Sekundärspulen
gleichermaßen konstruiert sein wie die oben beschriebene
Schaltung 14A. Die Schaltung ist nicht
auf das Ausführungsbeispiel der Fig. 9 beschränkt,
sondern man kann auch eine der Schaltungen nach
Fig. 6, 10 oder 12 oder eine andere Schaltung benutzen.
Ein Register in der Schaltung 14A hält den
das Ergebnis der Groberkennung des Absolut-Drehwinkels
darstellenden Wert D R fest. Ein Register
31′ in der Schaltung 14A′ hält den Wert D N R fest,
der das Ergebnis der relativen Hochauflösungs-Drehwinkelmessung
innerhalb einer Zahnteilung der Rotorzähne
darstellt. Der Zähler 30 und das Register
31 (31′) der Fig. 26 üben die gleiche Funktion aus
wie die mit den entsprechenden Bezugszeichen versehenen
Baugruppen der Fig. 9. Eine detaillierte
Darstellung der Schaltungsteile der Schaltungen 13A,
14A und 14A′, deren Aufbau sich jeweils aus Fig. 9
ergibt, erübrigt sich. Die Schaltung 13A, die die
Referenzsignale I sin ωt und I cos ωt erzeugt, wird
für die beiden Detektorköpfe 12A und 12B gemeinsam
benutzt. Die Relation zwischen den Phasendifferenzwerten
DR und D N R , die durch die Schaltungen 14A und
14A′ ermittelt werden, und dem Rotationswinkel R ist
in den Teilen a und b in Fig. 27 dargestellt.
Wie sich aus Fig. 27 ergibt, muß der Drehwinkel mit
hohem Auflösungsvermögen ermittelt werden, indem die
von den Detektorköpfen 12A und 12B gemessenen Phasendifferenzdaten
V R und V N R miteinander kombiniert
werden. Für den Detektorkopf 12A kann eine Vorrichtung
benutzt werden, die den in Teil c von Fig.
27 dargestellten Meßwert D R ′ erzeugt, der entsprechend
den Stellungen der jeweiligen Zähne
abgestufte Bereiche aufweist. Diese Vorrichtung
kann beispielsweise aus einer Kombination von
Schaltern, Sensoren und einer Verarbeitungsschaltung
konstruiert sein.
Der Aufbau des Stators 76 und des Rotors 77 sind
nicht auf die Ausführungsbeispiele der Fig. 24a und
24b beschränkt, sondern können im Rahmen der Erfindung
geändert werden. Beispielsweise kann die
Flußrichtung des durch den Spalt zwischen dem Stator
76 und dem Rotor 77 in durchgehenden Flusses, der in
den Fig. 24a und 24b radial ist, auch in eine axial
zur Welle laufende Richtung geändert werden, wie in
Fig. 28 dargestellt ist. In Fig. 28 weist der Rotor
78 Zähne mit einer gewissen Zahnteilung auf, wie der
Rotor 77 in Fig. 24. Der Stator 79 hat vier Pole A,
B, C und D, die in axialer Richtung abstehen und in
gleichmäßigen Abständen über den Umfang verteilt sind.
Der Stirnbereich eines jeden Poles hat Zähne, die
den Zähnen des Rotors 78 gegenüberliegen. Die Pole
A-D tragen Primärwicklungen 2A-2D. Ferner ist ein
axial vorstehender Pol 80 im Mittelbereich des
Stators 79 vorgesehen und auf diesen Pol 80 ist die
Sekundärspule 7 gewickelt.
Bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 24a sind die
Pole A-D des Stators 76 auf dem gleichen Umfang angeordnet.
Alternativ können die Pole A und C auch
gegenüber den Polen B und D axial versetzt sein, wie
in den Fig. 29a und 29b dargestellt ist, während
die Winkelpositionen der Fig. 24a beibehalten
werden. Diese Konstruktion ermöglicht eine Verlängerung
des Rotors 76. In Fig. 29a ist der
Rotor 81 in axialer Richtung etwas länger als der
Rotor 77 der Fig. 1. Der Stator 82 weist nur zwei
Pole A und C auf, deren Polaritäten sich
differentialartig ändern, und der Stator 83 weist
ebenfalls nur ein Polpaar B, D auf, dessen Pole B und
D die Polaritäten differentialartig verändern. Diese
Statoren 82 und 83 sind an derselben Welle derart
angeordnet, daß die Polpaare A, C und B, D in Umfangsrichtung
um 90° gegeneinander versetzt sind. Jeder
der Pole A, B, C und D trägt, ebenso wie die Pole der
Fig. 24a, Primärspulen 2A-2D und Sekundärspulen
7A-7D.
Alternativ können Stator und Rotor gemäß Fig. 30a
bis 31b auch so ausgebildet sein, daß die relative
Winkelstellung der Polpaare A, C und B, D die gleiche
ist wie bei den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen,
wobei den Rotoren 77A und 77B eine diesen
Polpaaren entsprechende mechanische Phasendifferenz
von 1/4 der Zahnteilung erteilt wird. Fig. 30a und
30b zeigen Statoren 84 und 85, die E-förmigen
Querschnitt haben und einander radial gegenüberliegen.
Jeder der Pole A bis D trägt eine Primärspule
und jeder der mittleren Pole 84C und 85C
trägt eine Sekundärspule. Die Fig. 31a und 31b
zeigen kreisförmige Statoren 82 und 83, deren Polpaare
A, C und B, D jeweils die oben angegebenen
Winkelpositionen haben. In den Zähnen der Rotoren
77A und 77B wird eine mechanische Phasendifferenz
von 1/4 Zahnteilung erzeugt, so daß der
Detektorkopf nach Fig. 31a und 31b in der
gleichen Weise funktioniert wie derjenige in
den Fig. 29a und 29b.
Bei der Befestigung des Detektorkopfes an einem
mechanischen System, bei dem die Wellendrehung
ermittelt werden soll, müssen der Nullpunkt des
mechanischen Systems und derjenige des Detektorkopfes
genau zur Übereinstimmung gebracht werden
und dies erfordert Präzisionsarbeit. Um eine solche
Präzisionsarbeit entbehrlich zu machen, kann eine
Phasenschieberschaltung 86 zur Justierung des Nullpunktes
zwischen einer Sekundärspule 7 und einer
Schaltung 14 (oder 14A bis 14C) zur Ermittlung der
Phasendifferenz vorgesehen werden. Die Phasenschieberschaltung
86 enthält einen Widerstand R₁,
einen variablen Widerstand R₂ und einen Kondensator
C₁. Sie erzeugt ein Signal E, dessen Phase durch
entsprechende Verzögerung des Eingangssignals
E′ entsprechend der Zeitkonstante der Schaltung
verschoben ist. Die Zeitkonstante der Schaltung,
d. h. der Betrag der Phasenverschiebung, wird an
dem variablen Widerstand R₂ eingestellt.
Der Detektorkopf 12 wird an einer Welle des
mechanischen Systems, z. B. mit Schrauben, befestigt,
an welchem die Erkennung durchgeführt
werden soll. Wenn die Nullpunkte des Detektorkopfes
und des mechanischen Systems nicht exakt
miteinander übereinstimmen, tritt in dem Ausgangssignal
E′ eine dem Montagefehler entsprechende
Phasendifferenz auf. Unter der Annahme, daß das
mechanische System im Nullpunkt montiert
ist und daß die Größe der Phasenverschiebung in der
Phasenschieberschaltung 86 null beträgt, wird die
Phase des Ausgangssignals E′ des Detektorkopfes
12 nicht verschoben, sondern das Signal wird direkt
der Phasendifferenz-Detektorschaltung 14 zugeführt,
mit dem Ergebnis, daß der Ausgangswert D R der Phasendifferenzerkennungsschaltung
14 einen dem Montagefehler
entsprechenden Wert annimmt. Dieser Wert D R
wird durch eine (nicht dargestellte) Anzeigevorrichtung
angezeigt und dementsprechend erfolgt die
Einstellung der Phasenschieberschaltung 86 durch
Verstellung des variablen Widerstandes R₂. Auf diese
Weise wird ein Signal E erzeugt, bei dem die durch
Montagefehler hervorgerufene Phasendifferenz von der
Phasenschieberschaltung 86 kompensiert ist. Auf diese
Weise erfolgt eine elektrische Justierung des Nullpunktes
durch die Phasenschieberschaltung 86, so daß
eine exakte Ermittlung der Phasenverschiebung (d. h.
des Winkels) auf der Basis des Positionserkennungssignals
E, das im Nullpunkt justiert worden ist,
durchgeführt werden kann. An die Präzision der Montage
des Detektorkopfes an dem mechanischen System werden
daher keine hohen Anforderungen gestellt, so daß
sich eine relativ einfache Montage ergibt.
Bei den oben beschriebenen Ausführungsformen ist die
Anzahl der Polpaare des Stators nicht auf zwei Polpaare
A, C und B, C beschränkt, sondern kann auch entsprechend
erhöht werden. Die beiden Pole A und C
(oder B und D), die ein Polpaar bilden, sind einander
diametral gegenüber angeordnet (d. h. mit
einem Winkelabstand von 180°), jedoch ist die
relative Zuordnung dieser Pole hierauf nicht beschränkt.
Die Primärspulen 2A-2D und die Sekundärspulen
7A-7D brauchen auch nicht in Reihe geschaltet
zu sein, sondern sie können so gewickelt sein, daß
den jeweiligen Primärspulen Wechselstromsignale
zugeführt werden und daß die Ausgangssignale von
den Sekundärspulen einzeln abgenommen und anschließend
addiert oder subtrahiert werden. Bei
dem Detektorkopf mit hohem Auflösungsvermögen
brauchen die Ausnehmungen 1a, 3a der Zähne auch
nicht Leerräume zu sein, sondern sie können mit
einem nicht magnetischen Material gefüllt sein.
Claims (24)
1. Drehwinkeldetektor mit
- - einem Stator, der Pole aufweist, die von mindestens zwei gegeneinander phasenverschobenen Referenzwechselsignalen durchflossene Primärspulen und Sekundärspulen tragen,
- - einem Rotor, der bei jeder Umdrehung in den Sekundärspulen ein periodisches Ausgangssignal erzeugt, das aus der Summe aller Sekundärspulenausgangssignale besteht,
- - einem Signalgenerator mit einem Taktimpulsgenerator für die Referenzwechselsignale und mit
- - einem Phasendifferenzdetektor zur digitalen Ermittlung der zum Drehwinkel des Rotors proportionalen Phasendifferenz zwischen einem der Referenzsignale und dem Ausgangssignal der Sekundärspulen mit einem Zähler, der die Taktimpulssignale zählt,
dadurch gekennzeichnet, daß der Zähler (30) zugleich
ein Schaltungselement des Signalgenerators (13 A) und
des Phasendifferenzdetektors (14 A) ist, die die Referenzwechselsignale
und das Phasendifferenzsignal in
Abhängigkeit von dem Zählspiegel des gleichen Zählers
(30) erzeugen.
2. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der Phasendifferenzdetektor (14 A)
einen Amplitudendiskriminator (26, 28) für das Ausgangssignal
(E) der Sekundärspule enthält.
3. Drehwinkeldetektor nach einem der Ansprüche 1 oder
2, dadurch gekennzeichnet, daß der Zähler (30) an
einer Halteschaltung (31) des Phasendifferenzdetektors
(14 A) angeschlossen ist, die den Zählerstand
übernimmt, wenn das Ausgangssignal (E) der Sekundärspannung
den vorgegebenen Phasenwert erreicht hat.
4. Drehwinkeldetektor nach einem der Ansprüche 1 bis 3,
dadurch gekennzeichnet, daß der Zähler (30) als Frequenzuntersetzer
geschaltet ist und jeweils nach
einer vorbestimmten Anzahl von Taktimpulssignalen
(CP) einen Signalimpuls an die Wellenformschaltung
(18 bis 24) gibt.
5. Drehwinkeldetektor nach einem der Ansprüche 1 bis 4,
dadurch gekennzeichnet, daß der Zähler (30) ein periodisch
selbstrückstellender Zähler ist.
6. Drehwinkeldetektor nach einem der Ansprüche 1 bis 5,
dadurch gekennzeichnet, daß die Sekundärspulen (7 A
bis 7 D) auf den jeweiligen Polen (A bis D) gemeinsam
mit den jeweiligen Primärspulen (2 A bis 2 D) gewickelt
sind.
7. Drehwinkeldetektor nach einem der Ansprüche 1 bis 6,
dadurch gekennzeichnet, daß der Stator
(9, 9′, 33, 33′, 79, 84, 85) mehrere Primärpole A bis D
(9 A bis 9 D, 33 A bis 33 D) in einer vorbestimmten Anordnung
sowie Sekundärpole (9 E, 9 E′, 33 E, 33 E′, 80, 84, 85)
aufweist und daß die Primärspulen (2 A bis 2 D) auf
den jeweiligen Primärpolen und die Sekundärspulen
(7) auf den Sekundärpolen gewickelt sind.
8. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 6 oder 7, dadurch
gekennzeichnet, daß die Pole als Polpaar (A, C; B, D)
angeordnet sind, daß die beiden Pole des Polpaares
an dem Stator (1, 1 A, 1 B) umfangsmäßig um 180° gegeneinander
versetzt angeordnet sind, daß zwei der Polpaare
umfangsmäßig um etwa 90° gegeneinander versetzt
sind, daß eines der Referenzwechselstromsignale
zur Erregung eines der Polpaare ein Sinuswellensignal
und das Referenzwechselsignal zur Erregung
des anderen Polpaares ein Kosinuswellensignal ist
und daß der Endbereich eines jeden Poles des Stators
der Drehachse des Rotors zugewandt ist.
9. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet,
daß der Rotor (3, 32) zylindrisch ausgebildet
und exzentrisch zu seiner Drehachse in einem
Innenraum des Stators angeordnet ist.
10. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet,
daß der im wesentlichen zylindrisch ausgebildete
Rotor konzentrisch zu seiner Drehachse in
einen Innenraum des Stators angeordnet ist und eine
in bezug auf die Drehachse abgeschrägte Stirnseite
aufweist.
11. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,
daß der Sekundärpol (9 E) im Mittelbereich
des Stators (9) und die Primärpole (9 A bis 9 D) im
Umfangsbereich des Stators (9) angeordnet sind, daß
die Endbereiche der jeweiligen Pole (9 A bis 9 E) parallel
zur Drehachse des Rotors (10) gerichtet sind
und daß der Rotor (10) eine den Stirnseiten der
Pole des Stators mit bestimmten Abständen gegenüberliegende
Scheibe aufweist, die exzentrisch an der
Drehachse des Rotors befestigt ist.
12. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,
daß der Sekundärpol (9 E′) im Mittelbereich
des Stators (9′) und die Primärpole (9 A bis
9 D) im Umfangsbereich des Stators (9′) angeordnet
sind, daß die Endbereiche der jeweiligen Pole (9 A
bis 9 E′) parallel zur Drehachse des Rotors gerichtet
sind und daß der Rotor (11) eine Scheibe aufweist,
deren den Endbereichen der Pole des Stators gegenüberliegende
Stirnseite relativ zur Drehachse abgeschrägt
ist.
13. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,
daß der Rotor (35) in bezug auf seine
Drehachse zylindrisch gestaltet ist mit schrägen
Endflächen zu beiden Enden seines zylindrischen
Kerns und daß der Stator (33, 33′) E-förmig gestaltet
ist und den Sekundärpol (33 E, 33 E′) in seiner
Mitte und die Primärpole (34 A) an seinen entgegengesetzten
Enden hat, wobei das Ende des Sekundärpoles
der Oberfläche des zylindrischen Kerns gegenübersteht
und die Enden der Primärpole den jeweiligen
schrägen Enden des zylindrischen Kerns gegenüber
stehen.
14. Drehwinkeldetektor nach einem der Ansprüche 1 bis
7, dadurch gekennzeichnet, daß der Rotor
(77, 78, 81, 77 A, 77 B) Zähne mit vorgegebener Zahnteilung
aufweist und daß der Stator (76, 79, 82, 83, 84, 85)
Zähne mit einer den Zähnen des Rotors entsprechenden
Zahnstellung an den jeweiligen Polen aufweist.
15. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet,
daß die Pole als Polpaare (A, C; B, D)
angeordnet sind, daß jeweils die Pole eines Polpaares
gegenphasig zueinander erregt sind, daß die
Zähne des Rotors und die Zähne des Stators so geformt
sind, daß die Korrespondenz zwischen den Rotorzähnen
und den Statorzähnen sich in bezug auf
die beiden ein Polpaar bildenden Pole um die halbe
Zahnteilung unterscheidet, so daß Reluktanzänderungen
entstehen, von denen ein Zyklus einer Zahnteilung
der Rotorzähne entspricht und daß das durch
Phasenverschiebung der Referenzwechselstromsignale
entstehende Ausgangssignal mit hohem Auflösungsvermögen
in der Sekundärspule in Abhängigkeit von dem
relativen Drehwinkel innerhalb einer Grundteilung
der Rotorzähne erzeugt wird.
16. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet,
daß die Anordnung der Polpaare und
die Grundteilung der Rotorzähne derart bemessen
sind, daß zwischen den jeweiligen Polpaaren eine
Differenz von 1/4 der Zahn-Grundteilung hinsichtlich
der Zuordnung zwischen Rotorzähnen und Statorzähnen
auftritt, und daß die Erregersignale der Polpaare
um 90° gegeneinander phasenverschoben sind.
17. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet,
daß die das Polpaar des Stators
(77, 79, 82, 83) bildenden Pole umfangsmäßig um 180°
gegeneinander versetzt sind, wobei die Polpaare
gegeneinander um 90° versetzt sind, und daß eines
der Referenzsignale der Polpaare ein Sinuswellensignal
und das Referenzsignal des anderen Polpaars
ein Kosinuswellensignal ist.
18. Drehwinkeldetektor nach einem der Ansprüche 1 bis
17, dadurch gekennzeichnet, daß ein Geschwindigkeitsdetektor
(55) zur Ermittlung der Rotationsgeschwindigkeit
des Rotors in Abhängigkeit von der
Differenz der Frequenzen oder der Periodendauern
zwischen dem Referenz-Wechselsignal und dem Ausgangssignal
der Sekundärspulen vorgesehen ist.
19. Drehwinkeldetektor nach einem der Ansprüche 1 bis
17, dadurch gekennzeichnet, daß ein Geschwindigkeitsdetektor
zur Ermittlung der Rotationsgeschwindigkeit
des Rotors auf der Basis der Änderung des
gemessenen absoluten Drehwinkels vorgesehen ist.
20. Drehwinkeldetektor nach einem der Ansprüche 18 oder
19, dadurch gekennzeichnet, daß ein Beschleunigungsdetektor
(66, 67) zur Ermittlung der Größe der Änderung
der von dem Geschwindigkeitsdetektor ermittelten
Rotationsgeschwindigkeit vorgesehen ist,
derart, daß die Rotationsbeschleunigung des Rotors
in Abhängigkeit von der Änderung der Größe der Rotationsgeschwindigkeit
ermittelt wird.
21. Drehwinkeldetektor nach einem der Ansprüche 15 bis
17, dadurch gekennzeichnet, daß ein Positionsdetektor
(12 A) zur Ermittlung des Absolutwert eines Drehwinkels
für mindestens eine Zahn-Grundteilung der
Rotorzähne vorgesehen ist.
22. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 21, dadurch ge
kennzeichnet,
- - daß der Absolut-Positionsdetektor (12 A) einen zweiten Stator (1, 9, 9′, 1 A, 1 B, 33, 33′) mit Polen A, B, C und D sowie auf die Pole gewickelte zweite Primärspulen (2 A bis 2 D) und mindestens eine zweite Sekundärspule (7, 7 A bis 7 D) und einen zweiten Rotor (3, 8, 10, 11, 32, 35) aufweist, der so ausgebildet ist, daß er den Polen des zweiten Stators unter Freilassung von Spalten gegenüberliegt, um magnetische Kreise der jeweiligen Pole zu schließen und in den jeweiligen Polen des zweiten Stators eine Reluktanzänderung in Form einer trigonometrischen Funktion für einen Zyklus pro Umdrehung zu erzeugen,
- - daß die von dem Referenzwechselsignalgenerator erzeugten Referenzwechselsignale separat auch den zweiten Primärspulen zugeführt sind, um dadurch in den zweiten Sekundärspulen ein zweites Ausgangssignal zu erzeugen, das aus der Phasenverschiebung der Referenzwechselsignale in Abhängigkeit von der Drehposition des zweiten Rotors resultiert,
- - daß der Phasendifferenzdetektor (14 A′) innerhalb einer 1/N Umdrehung den digitalen Phasendifferenzwert als einen ersten absoluten Drehpositionswert (D N R ) erzeugt, wobei N die Anzahl der Zähne auf dem Umfang des Rotors ist,
- - und daß ein zweiter Phasendifferenzdetektor (14 A) die Phasendifferenz zwischen einem der Referenzwechselsignale und dem zweiten Ausgangssignal digital ermittelt, um den gemessenen Phasendifferenzwert als zweiten absoluten Drehpositionswert D R innerhalb einer Umdrehung zu erhalten, wobei eine absolute Drehposition innerhalb einer Umdrehung mit einer hohen Auflösung durch die Kombination des ersten absoluten Drehpositionswerts mit dem zweiten absoluten Drehpositionswert definiert ist.
23. Drehwinkeldetektor nach einem der Ansprüche 1 bis
22, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal
der Sekundärspule einer Phasenschieberschaltung
(86) mit verstellbarem Phasenverschiebungswinkel
zugeführt wird und daß der Phasenverschiebungswinkel
so festgelegt wird, daß der Nullwinkel des
Rotationswinkeldetektors mit dem Nullwinkel eines
Meßobjektes zusammenfällt.
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