DE2906527A1 - Bezugsspannungsgenerator - Google Patents

Description

Bezugaspa-mruTtgagenerator

BESCHREIBT! Έ G-

Die Erfindung betrifft einen Bezugsspannungsgenerator und Anwendungsmöglichkeiten für einen solchen Generator sowie Verfahren zu seiner Herstellung.

Beim Erzeugen von Bezugsspannungen bei verschiedenen elektronischen Halbleiterschaltkreisen ist es unbedingt erforderlich, eine physikalische Größe zu verwenden, deren Dimension der Dimension der Spannung entspricht. Als solche physikalische Größen verwendet man bis jetzt ausschließlich den Vorwärtsspannungsabfall V„ oder die Gegenrichtungs-Durchbruchspannung bzw. Zener-Spannung V₁₇, einer Diode mit einem PB-Übergang, die Schwellenspannung V.. eines Isolierschicht-Feldeffekttransistors der häufig als IGFET- oder MOSFET-Transistor bezeichneten Art oder dergleichen.

Diese physikalischen Größen liefern jedoch keine absolut feststehenden Spannungswerte, sondern die betreffenden Spannungswerte sind auf verschiedene Faktoren zurückzuführenden Schwankungen ausgesetzt. Sollen diese physikalischen Größen bei den Bezugsspannungsgeneratoren verschiedener elektronischer Schaltungen nutzbar gemacht werden, müssen daher die Faktoren beachtet werden, die zu Schwankungen der Spannungswerte führen, und man muß die zulässige Schwankungsbreite berücksichtigen.

Zunächst ist bezüglich der Temperaturabhängigkeit der physikalischen Größen, d.h. der Spannungen V« und V... zu beachten,

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daß gewöhnlich eine Temperaturabhängigkeit von 2 bis 3 mV/°C vorhanden ist. Die durch Temperaturänderungen hervorgerufenen Schwankungen der Bezugsspannung können ein solches AusmaS erreichen, daß man in manchen Fällen auf die Ausnutzung der betreffenden physikalischen Größe verzichten muß.

Wenn z.B. ein Batterieprüfer, der ein Warnsignal erzeugen soll, wenn die Batteriespannang bis unter einen vorbestimmten Bezugsvert zurückgegangen ist, in einer elektronischen Uhr verwendet werden soll, zu der als Spannungsqueiie eine Siiberoxidbatterie mit einer Nennspannung von 1,5 V gehört, muß sich die Tatsache, ob die Batteriespannung hoch oder niedrig ist, beim Erreichen eines Bezugsspannungswertes von etwa 1,4 V nachweisen lassen.

Besteht die Absicht, einen Bezugsspannungsgenerator zu schaffen., bei dem vom Schwellenwert V.. eines MOSFET oder den Vorwärtsspannungsabfall V_p einer Diode mit dem Wert von etwa 0,6 Y Gebrauch gemacht werden soll, ergibt sich für den angestrebten Nachweispegel von 1,4 Y eine Temperaturabhängigkeit von

^x (2 ^{bis 3} <*V/°C)) « 4,67 bis 7,0 (mV/°C)

Selbst wenn man für die Praxis einen engen Betriebstemperaturbereich von 0° bis 50⁰C annimmt, variiert der Ansprech- oder Nachweispegel um 1,23 bis 1,57 V, so daß die Schaffung eines brauchbaren Batterieprüfers unmöglich ist.

Ferner ergeben sich im Verlauf der Herstellung Abweichungen bezüglich der physikalischen Größen. Beispielsweise beträgt die Abweichung der Schwellenspannung ν eines MOSFET etwa +0,2 V und ist somit größer als die temperaturabhängige Abweichung. Wenn man einen solchen Batterieprüfer als integrierten Schaltkreis ausbildet, bei dem von der Spannung V₊. Gebrauch gemacht wird, muß man daher nicht nur äußere Bauteile

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und äußere AnschluSstifte zum Einstellen der Bezugsspannang vorsehen, sondern nach der Herstellung des integrierten Schaltkreises müssen besondere Einstellarbeiten durchgeführt werden.

Die Untergrenze dar Zener-Spannung V liegt bei etwa 3 V, und es ist unmöglich, eine Bezugsspannung zum Gebrauch in einem niedriges ^.annungsbereich von 1 bis 3 V zu erzeugen. Soll die Zeiger-Spannung oder der Vorwärtsspannungsabfall einer ΏΙ^ά-^ als Bezugsspannung verwendet werden, aroS ein Strom in Jar Größenordnung von mehreren Milliampere oder sogar von mehreren Zehnteln eines Milliamperes fließen, und dies ist nicht mit der Notwendigkeit vereinbar, den Stromverbrauch eines Bezugsspannungsgsnerators möglichst niedrig zu halten.

Wenn man die Temperaturabhängigkeit, die Fertiguagstoleranzen, den Energieverbrauch, den Spannungspegel usw. berücksichtigt, ist es gemäß den vorstehenden Ausführungen nicht «f in allen Anweadungsfällen möglich, die bekannten Bezugsspan-

: nungsgeneratoren zu verwenden, bei denen mit den Spannungen

ί- Y+v» Υ·» ^une* Y„ gearbeitet wird. In Fällen, in denen sehr hohe

tr bu JtT Z

:■ Anforderungen bezüglich der Genauigkeit gestellt werden, muß

man daher häufig auf die Vorteile der Massenfertigung verzichten.

Zum Stand der Technik wird ferner auf folgende Veröffentlichungen hingewiesen:

USA-Patentschrift 3 975 648
USA-Patentschrift 3 91S 008
Japanische Patentveröf fentlichtmg Nr. 50-14508

ι Im Hinblick auf die vorstehenden Ausführungen, die zeigen,

A daß sich bezüglich einer Verbesserung der bis Jetzt bekannten

§ Bezugsspannungsgeneratoren physikalische Einschränkungen er-

ί geben, besteht die Aufgabe der Erfindung darin, eine Bezugs-

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Spannungsgeneratorschaltung zu schaffen, die auf einen neuen Grundgedanken beruht, und die Massenfertigung entsprechender elektronischer Schaltkreise zu ermöglichen.

In ihren verschiedenen möglichen Ausführungsformen.bietet die weiter unten ausführlich beschriebene Erfindung die nachstehend genannten Vorteile:

1. Die Erfindung ermöglicht die Schaffung eines Bezugsspannungugenerators mit geringer Temperaturempfindlichkeit.

2. Es ist möglich, einen Bezugsspannungsgenerator herzustellen, bei den die Schwankungen der zu erzeugenden Spannung im Vergleich zu den auf Fertigungstoleranzen zurückzuführenden Schwankungen gering sind.

3. Es wird die Herstellung eines Bezugsspannungsgenerators in Form eines integrierten Schaltkreises ermöglicht, bei dem sich die auf Fertigungstoleranzen zurückzuführenden Äbweichun gen in einen solchen Ausmaß verringern lassen, daß es nach der Herstellung nicht erforderlich ist, irgendwelche Einstell arbeiten durchzuführen.

4. Es ist möglich, einen elektronischen Schaltkreis in Fora eines integrierten Schaltkreises mit einen Bezugsspannungsgenerator mit großen Toleranzen gegenüber eine» vorge sehriebenen Wert herzustellen.

5. Es ist möglich, einen elektronischen Schaltkreis ϊρ Fora eines integrierten Schaltkreises ait einen Bezügsspan nungsgenerator unter Anwendung eines Verfahrens aerzustell bei dem die Ausbeute an fehlerfreien Schaltungen hoch ist.

6. Es ist möglich, einen Bezugsspannungsgenerator herzustellen, der zur Verwendung bei eines IGFET-Schaltkreis geeignet ist.

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7. E3 ist möglich, einen Bezugsspannungsgenerator und einen Spannungskpmparator mit geringem Energieverbrauch herzustellen.

8. Es ist mög7-ich> einen Bezugsspannungsgenerator herzustellen, der eine schwache Spannung von 1,1 V oder weniger mit sehr hoher Genauigkeit erzeugt.

9. Es ist möglich, einen Bezugsspannungsgenerator herzustellen, der sich mit einer Spannungsquelle betreiben läßt, die eine niedrige Spannung von etwa 1 bis 3 V liefert, z.B. mit einer Silberoxidbatterie von 1,5 V oder einer Quecksilberbatterie von 1,3 V.

10. Es ist möglich, einen Bezugsspannungsgenerator herzustellen, der zur Verwendung bei einem integrierten Halbleiterschaltkreis geeignet ist. -

11. Es ist möglich, einen Spannungskomparator, eine stabilisierte Spannungsquelle, eine Schaltung zum Abgeben eines konstanten Stroms sowie einen Batterieprüfer herzustellen, die mit hoher Genauigkeit arbeiten.

12« Es ist möglich, einen integrierten Halbleiterschaltkreis für eine elektronische Uhr herzustellen, zu dem ein mit hoher Genauigkeit arbeitender Batterieprüfer gehört und der nur eine kleine Zahl von äußeren Anschlüssen aufweist.

13. Es ist möglich, einen integrierten IGFET-Schaltkreis herzustellen, bei dem die Schwellenspannung eines IGFET, an den eine Gegenvorspannung angelegt wird, unabhängig von Fertigungstoleranzen und Teaperaturänderungen auf einen im wesentlichen konstanten Wert gehalten werden kann, wobei sich bei der Fertigung eine hohe Ausbeute ergibt.

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14. Es ist möglich, einen Bezugsspannungsgenerator herzustellen, der geeignet ist, in Verbindung mit einem integrierten CMOS-Schaltkreis mit einem Isolierschicht-Feldeffekttransistor oder einem integrierten MÖS-Schaltkreis mit einem N-Kanal oder einem MOS-Sehaltkreis mit einem P?Kanal verwen- i det zu werden; außerdem steht ein Verfahren zum Herstellen einer solchen Vorrichtung zur Verfügung*

15* Es ist möglich, eine mit geringem Energiebedarf arbeitende Schaltung zum Abgeben einer konstanten Spannung herzustellen, die eine stabilisierte Spannung auch dann liefert, venn sich der absolute Wert der Speisespannung, z.B. der Spannung einer Batterie, verringert hat, wobei der Energiebedarf gering ist.

16. Bs ist möglich, einen Bezugsspannungsgenerator herzustellen, der geeignet ist, bei einem integrierten Isolierschicht-Feldeffekttransistor mit einem Siliziumgatter verwendet zu werden, wobei Gatterelektroden aus Silizium vorhanden sind; ferner steht ein Verfahren zum Herstellen solcher Schaltkreise zur Verfügung.

17. Es ist möglich, ein Verfahren zum Herstellen eines Bezugsspannungsgenerators anzuwenden, ohne daß sich die Anzahl der Fertigungsschritte bei einem integrierten IGFET-Schaltkreis mit Siliziumgattern und P-Kanal erhöht.

18. Es ist möglich, eine Bezugsspannungageneratorachaltung herzustellen, bei der vom Unterschied der Ferai-Niveaus von Aluminium und eigenleitendea Siliziua Gebrauch gesucht wird, wobei kein P-Silizium verwendet wird, das einen P-Störstoff, z.B. Bor, enthält, bei des die Gefahr besteht, daß er in einen Kanalteil über einen Gatterisolierfilm eingeführt wird, wobei eine Fertigung unter Einhaltung enger Toleranzen söglich ist.

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19. Es ist möglich, ein Verfahren zum Herstellen eines Bezugsspannungsgene*rators anzuwenden, bei dem verhindert werden kann, dafl eine Akzeptorverunreinigung, die ein P-Siliziuagatter bildet, z.B. Bor, Aluminium und Gallium, durch eiuüm Gatteroxidfiln in einen Kanalteil eingeführt wird und eine Xnderung der Schvallenspannusg eines IGFET verursacht, dessen Gatter aus dem P-Silizium besteht.

20. Es ist aöglich, einen Halbleiterspeicher herzustellen, der sämtliche fehlerhaften Eingaben verhindert, wenn er zum Festhalten von Daten verwendet wird. Mit anderen Worten, wenn eine Speisespannung bis unterhalb einer festgelegten Nachweisspannung zurückgeht, kann mindestens noch eines der für den Eingabevorgang benötigten Steuersignale gesperrt werden.

21. Es ist Böglich, eine Schmitt-Triggerschaltung herzustellen, die aus Isolierschicht-Feldeffekttransistoren bzw. MISPET-Translstoren aufgebaut 1st und deren Hysteresekurven eine Breite haben, die sich in Abhängigkeit von Schwankungen der Speisespannung, von Fertigungstoleranzen, Temperaturänderunsen usw. nur wenig ändert.

Die Erfindung beruht auf einem Rückgriff auf den Ausgangspunkt der Physik der Halbleiter sowie auf der besonderen Berücksichtigung des Baadabstandes E , des Fenai-Niveavis E_f usw.

Bekanntlich weisen Halbleiter Bandabstände E und verschiedene Pegel oder Niveaus, z.B. Donator-, Akzeptor- und Ferai-Kiveaus auf. Jedoch sind bis jetzt keine Beispiele für einen Bezsgsspannungsgenerator bekannt geworden, bei aermn von dem B&Ddabstand E und de» Fermi-Niveau E_f Gebrauch gemacht wird, obwohl sich seit der Entdeckung der Halbleiter bemerkenswerte Entwicklungen auf diesem umfassenden Gebiet abgespielt haben.

Gea.ua der Erfindung soll somit vom Bandabstand E , dem Fermi-Niveau E. usw. Gebrauch gemacht werden, um einen funktions-

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fähigen Bezugsäpannungsgenerator zu schaffen. Hierbei ist es
nicht erforderlich, eine schwierige Theorie anzuwenden, und
die gewonnenen Ergebnisse sind leicht zu verstehen. GeaäS
der Erfindung ist es durch den Rückgriff auf die grundsätzliehen Eigenschaften von Halbleitern nach einer langen Entwicklungszeit der Halbleitertechnik möglich geworden, einen
wichtigen Beitrag zum weiteren Fortschritt auf diesem Gebiet
zu leisten.

Gesäß einem Merkmal der Erfindung werden zwei IGFETs mit |

Siliziumsteuerelektroden vom entgegengesetzten Leitfähigkeits— |

typ innerhalb eines integrierten monolithischen Halbleiter- J?

Schaltkreises erzetigt. Da diese Feldeffekttransistoren abge- §_

sehen vom Leitfähigkeitstyp der Steuerelektroden im wesent— t;

liehen iiater gleichen Bedingungen hergastellt werden, wird f

der Unterschied der Schwellenspannungen V,, der beiden Transi- t

stören annähernd gleich dem Unterschied der Fermi-Niveaus t

von P- bzw. N-Silizium. Die Steuerelektroden werden mit be- E

stimmten Störstoffen bis in die Nähe ihrer Sättigungsdichte -

dotiert, und der genannte Unterschied wird annähernd gleich ι

dem Bandabstand E von Silizium (etwa 1,1 V), der als Bezugs- f

Spannungsquelle verwendet wird. =

Da ein auf diese Weise aufgebauter Bezugsspannungsgenerator ~ eine geringe Temperaturabhängigkeit aufweist und da sich nur t geringe Fertigungstoleranzen ergeben, ist er zur Verwendung '' bei elektronischen Schaltungen der verschiedensten Art geeignet.

Bei einem erfindungsgemäßen Bezugsspannungsgenerator wird

leiters oder einer Spannung mit einem ihm nahe benachbarten
Wert oder einer Spannung auf der Basis eines Energieniveaus
eines Halbleiters entspricht, und die nachgewiesene Spannung
wird als Bezugsspannung erzeugt, um die Bezugsspannung zu
erzeugen, wird ein Unterschied zwischen den Schwellenspannungen eines ersten und eines zweiten Isolierschicht-Feldeffekt-

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transistors nachgewiesen. Die Steuerelektroden des ersten und des zweiten IGFET sind auf Isolierfilmen ausgebildet, die auf verschiedenen Flächenteilen ein und desselben Halbleitersubstrats unter im wesentlichen gleichen Bedingungen erzeugt worden sind. Die Steuerelektroden der beiden Transistoren bestehen aus Halbleitern, die aus einer Gruppe gewählt sind, zu welcher ein Halbleiter eines ersten Leitfähigkeitstyps, ein Halbleiter eines zweiten Leitfähigkeitstyps und ein eigenleitender Halbleiter gehören, die aus dem gleichen Halbleitermaterial hergestellt sind und die sich bezüglich ihrer Fermi-Energieniveaus unterscheiden. Die Kanäle des ersten und des zweiten Transistors sind vom gleichen Leitfähigkeitstyp. Mindestens diejenigen Teile der ersten und zweiten polykristallinen Halbleiterbereiche, welche die Steuerelektroden des ersten und des zweiten Transistors bilden und Quellen- und Kollektorbereichen benachbart sind, sind mit dem gleichen Störstoff dotiert wie die Quellen- und Kollektorbereiche, und ein zentraler Teil eines der ersten und zweiten | polykristallinen Halbleiterbereiche ist mit einem Störstoff | dotiert, der nach Wahl vom ersten bzw. zweiten Leitfähigkeits- | typ ist. Die Bezugsspannung kann an eine Differentialverstär- || Verschaltung und einen Operationsverstärker vom Offset-Typ, I einen Spanmmgskomparator, eine einen konstanten Strom liefern-1 de Schaltung, einen Spannungsregler, eine Schmitt-Trigger- | schaltung, einen ösziliatorkreis, eines Batterieprüfer oder dergl. angelegt werden.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden anhand schematischer Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 eine graphische Darstellung der Bandabstände E_- bei Galliumarsenid, Silizium und Germanium sowie ihrer Temperaturabhängigkeit;

Fig. 2a bis 2d jeweils eine Darstellung der Bandstrukturen und Fermi-Niveaus E_f von Halbleitern, wobei Fig. 2a und 2b ein Beispiel für einen η-Halbleiter und Fig. 2c und 2d ein Beispiel für einen p-Halbleiter zeigen;

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Fig. 3 in einer graphischen Darstellung die Temperaturabhängigkeit der Fermi-Niveaus bei n- bzw. p-Silizium, wobei die Störstoffdichte ein Parameter ist:

Fig. 4a, 4b und 4c jeweils eine Darstellung der Verteilung der Energieniveaus bei Germanium-, Silizium- und Galliumarsenid-Halbleitern in Verfeindung mit verschiedenen Donator- und Akzeptorstörstoffen;

Fig. 5a und 5b jeweils eine Darstellung des Energiezusxandes und der Zustände von La* 'ngen bei einer Halbleiteranordnung mit einem p⁺-Halbleiter, einem Isolator und einem n-Halbleiter, während Fig.5c und 5d jeweils den Energiezustand bzw. die Zustände von Ladungen einer Halbleiteranordnung mit einem n⁺-Halbleiter, einem Isolator und einem n-Halbleiter zeigen;

Fig. 6a und 6b die Kennlinien bzw. den Schaltungsaufbau einer MOS-Diodenschaltung zum Gewinnen der V^-Differenz zweier Feldeffekttransistoren mit ungleichen Schwellenspannungen V.. ;

Fig. 7 eine graphische Darstellung, die für den Fall gilt, daß eine Schwellenspannung durch Ionenimplantation geändert wird;

ils den Aufbau cxxierx Aüsfüuxüugafuxm cliicr

3 uuu 3

Bezugsspannungsgeneratorschaltung, bei der die Differenz zwischen den Schwellenspannungen V.. ausgenutzt wird;

Fig. 10a den Aufbau einer Bezugsspannungsgeneratorschaltung, bei der es sich um eine Ausführungsform der Erfindung handelt, während Fig. 10b die beim Betrieb der Schaltung nach Fig. 10a auftretenden Wellenformen zeigt;

Tig_t 11a eis weiteres Äusiührungsbeispiel einer Besugsspannungsgeneratorschältung, während Fig. 11b die Wellenformen der zugehörigen Zeitsteuersignale wiedergibt;

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Fig. 12 eine weitere Axis führungs form einer erfindungsgeinäßen Bezugsspannungsgeneratorschaltung;

Fig. 13 eine erfindungsgemäße Operationsverstärkerschaltung mit einer versetzten Spannung;

Fig. 14 eine Beat-<?sspannungsgeneratorschaltung, bei der die Operationsversfcäz torschaltung nach Fig. 13 verwendet wird;

_Ä Fig. 15, lir und 17 jeweils eine Bezugsspannungsgenerator-

f schaltung, wobei in Verbindung mit diesen Schaltungen weitere

j: Ausführungsformen von Operationsverstärkerschaltungen ver-

t wendet werden;

§ Fig. 18 und 19 jeweils eine Spannungsdetektorschaltung, bei

§■ der jeweils mit einer Bezugsspannung gearbeitet wird, die

fi einer erfindungsgeinäßen Bezugsspannungsgeneratorschaltung

entnommen wird;

Fig. 20 eine Spannungsdetektorschaltung mit einer erfindungsgemäßen Operationsverstärkerschaltung, die mit einer Offset-Spannung arbeitet;

Fig. 21 einen Spannungskomparator, bei dem gemäß der Erfindung zwei HOSFETs mit unterschiedlichen Schwellenspannungen V.. zu einem Differentialverstärker vereinigt sind;

Fig. 22 eine erfindungsgemäße Differentialverstärkerschaltung mit HöSFETs mit unterschiedlichen Schwellenspannungen V.. ;

Fig. 23 in einer graphischen Darstellung die Beziehung zwischen dem Sollektorstrom und der Gatterspanimng der beiden MOS-Transistoren der Differentialverstärkerschaltung nach Fig. 22;

Fig. 24 eine Spannungskomparatorschaltung vom Offset-Typ mit einer Spannungskomparatorschaltung und Schwellenf&lgekreisen,

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bei der gemäß der Erfindung zwei HOSFETs mit unterschiedlicher Schwellenspannung verwendet werden;

Fig. 25 eine Spannungskoeparatorschaltung vom Offset-Typ mit einer Spannungskomparatorschaltung und geerdete Quellen aufweisenden Schaltkreisen, bei der gemäß der Erfindung zwei MOSFETs mit unterschiedlichen Schwellenspannungen verwendet werden;

Fig. 26 ein Ausführungsbeispiel einer zum Erzeugen eines konstanten Stroms dienenden Schaltung, die bei der Spannungskomparatorschaltung vom Offset-Typ nach Fig. 24 verwendet wird;

Fig. 27 eine Bezugsspannungsgener^torschaltung mit der Differentialverstärkerschaltung nach Fig. 22;

Fig. 28 weitere Einzelheiten der Spannungskomparatorschaltung vom Offset-Typ nach Fig. 24, wobei zu einer Bezugsspannungsgeneratorschaltung eine solche Spannungskomparatorschaltung gehört;

Fig. 29 eine einen konstanten Strom liefernde Schaltung, bei der geaäß der Erfindung die unterschiedlichen Schwellenspannungen zweier HOSFETs ausgenutzt werden;

Fig. 30 eine einen konstanten Strom liefernde Schaltung mit einer Bezugsspannungsgeneratorschaltung, die eine Bezug.3-spannung auf der Basis der Differenz zwischen den Schwellenspannungen zweier MOSFETs erzeugt;

Fig. 31 eine einen konstanten liefernde Schaltung, bei der der Schaltung nach Fig. 30 eine Stromspiegelschaltung hinzugefügt ist;

Fig. 32 und 33 jeweils eine stabilisierte Stromversorgungssehaltung mit einer Bezugsspannungsgeneratorschaltung, die

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eine Bezugsspannung auf der Basis der Differenz zwischen den Schwellenspannungen zweier MOSFETs erzeugt;

Fig. 34 eine stabilisierte Stromversorgungsschaltung mit »einem Operationsverstärker, bei dem gemäß der Erfindung die Differenz zwischen den Schwellenspannungen von MOSFETs als Offset-Spannung verwendet wird;

Fig. 35a ein Schaltbild zur Erläuterung der Wirkungsweise eines Spannungsreglers mit einer erfindungsgemäßen Operationsverstärkerschaltung vom Offset-Typ, während Fig. 35b in einer graphischen Darstellung die zugehörigen Kennlinien zur Erläuterung der Wirkungsweise des Spannungsreglers wiedergibt;

Fig. 36a ein Schaltbild zur Erläuterung der Wirkungsweise eines weiteren erfindungsgemäßen Spannungsreglers, während Fig. 36b zur Erläuterung der Wirkungsweise dieses Spannungsreglers die zugehörigen elektrischen Kennlinien wiedergibt;

Fig. 37 den Aufbau einer Schaltung, bei der die Erfindung bei einer Detektorschaltung für die Lebensdauer einer Batterie angewendet ist;

Fig. 38 die Schaltung einer weiteren Ausführungsform eines durch einen Taktgenerator gesteuerten Batterieprüfers;

Fig. 39 eine Bezugsspannungsgeneratorschaltung, bei der eine Feineinstellung der Bezugsspannung mit Hilfe eines Widerstandes außerhalb eines integrierten Schaltkreises möglich ist;

Fig. 40ä eine Schmitt-Triggerschaltung, bei der der Grundgedanke der Erfindung angewendet ist, während Fig. 40b die Hysterese dieser Schaltung erkennen läßt;

Fig. 41 eine weitere Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schmitt-Triggerschaltung;

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Fig. 42 und 43 jeweils einen Schwingkreis mit einer Schmitt-

Triggerschaltung nach der Erfindung; Fig» 44 einen Differentialverstärker mit MOSFETs;

Fig. 45 eine erfindungsgemäße TTL-MOS-Signalpegel-Verschiebungsschaltung;

Fig. 46 eine logische Schwellenwert-Stabilisierungsschaltuag;

Fig. 47 eine Substrat-Vorspannungsgeneratorschaltung nach der Erfindung;

Fig. 48 eine erfindungsgemäße Schaltung zum Einstellen eines Zustandes;

Fig. 49 eine Zustandseinsteilschaltung bekannter Art;

Fig. 50 einen MOS-Speicher, bei dem die Substrat-Vorspanaungsgeneratorschaltung nach Fig. 47 verwendet wird;

Fig. 51 eine Speicherzelle des MOS-Speichers nach Fig. 50;

Fig. 52 einen erfindungsgemäßen Halbleiterspeicher mit direktem Zugriff;

Fig. 53a eine Spannungsdetektorschaltung, die bei de» Speicher nach Fig. 52 verwendet wird, während Fig. 53b die Betriebswellenformen der Spannungsdetektorschaltung wiedergibt;

Fig. 54 eine elektronische Uhr mit dem Batterieprüfer nach Fig. 20;

Fig. 55 eine elektronische Uhr mit einem ähnlichen Batterieprüfer;

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Fig. 56 eine elektronische Uhr mit dem Spannungsregler nach Fig* 36a;

Fig. 57 eineJtelektrönische Uhr mit einem ähnlichen Spannungs- | regler;

Fig. 58 im Schnitt zwei HOSFBTs nach der Erfindung mit unterschiedlichen Schwellenspanxaingen;

Fig. 59 im Schnitt ρ -Gatter- und n⁺-Gatter~MOSFETs zum Eroitteln der Differenz (E_fn - E- ) der Fermi-Niveaus von n- und p-Halbleitern, wobei die linke Hälfte einen p-Kanal-FET und die rechte Hälfte einen n-Kanal-FET zeigt;

Fig. 60 im Schnitt p⁺-Gatter- und n⁺-Gatter-MOSFETs ztua Er-■itteln der Differenz (E_fn - B-) der Fermi-Niveaus von n- und p-Halbleitern, wobei die linke Hälfte einen p-Kanal-FET und die rechte Hälfte einen n-Kanal-FET zeigt;

Fig· 61 ia Schnitt zwei p-Kanal-HOSFETs mit unterschiedlichen Scbwellenspasaungen;

Fig. 62 und 63 Jeweils ia Schnitt die wesentlichen Teile von MOSFETs₁ die für den Aufbau einer erfindungsgeaäßen Schaltung benötigt werden und Gatterelektroden mit unterschiedlichen Ferei-Kiveaus aufweisen;

Fig. 64 ia Schnitt die wesentlichen Teile von HOSFETs, die •inen erfindungsg««äßen Bezugsspannungsgenerator bilden;

Fig. 65a und 6Sb in der Draufsicht bzw. ia Schnitt einen HOSFET alt n⁺-Gatter und p-Kanal, wobei der Schnitt längs der Linie B-B in Fig. 65a verläuft;

Fig. 66a und 66b jeweils in der Draufsicht bzw. ia Schnitt «inen MOSFET ait p⁺-Gatter und p-Kanal;

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Fig. 67a und 67b jeweils in der Draufsicht bzw. im Schnitt
einen MOSFET mit p^-Gatter und p-Kanal;

Fig. 68a und 68b jeweils in der Draufsicht bzw. im Schnitt
einen MOSFET mit i-Gatter und p-Kanal;

Fig. 6&a und 69b jeweils iur Grundriß bzw. im Schnitt einen
MOSFET mit n⁺-Gatter und p-Kanal;

Fig. 70a und 70b in der Draufsicht bzw. im Schnitt einen
KOSFET mit n⁺-Gatter und n-Kanal; |

Fig. 71a und 71b jeweils in der Draufsicht bzw. im Schnitt | einen MOSFET-mit i-Gatter und n-Kanal; j,

Fig. 72a und 72b jeweils in der Draufsicht bzw. im Schnitt
einen MOSFET axt p⁺-Gatter und n-Kanal;

Fig. 73a bis 73f Darstellungen, die erkennen lassen, daß ^

p-Kanal-MOSFETs mit n⁺-Gatter (Teil B) bzw. p⁺-Gatter (Teil |

A) gemeinsam mit einem p-Kanal-FET (Teil C) und einem n- =

Kanal-FET (Teil D) hergestellt werden, welch letztere eine I

komplementäre MOS-Vorrichtung bekannter Art bilden; f

Fig₌ 7:4a bis 74d_; 75 bis 75d. 76a bis 76d und 77a bis 77d f jeweils im Schnitt die Hauptschritte der Herstellung zweier f erfindungsgemäßer MOSFETs in Verbindung mit einer komplementären MOS-Vorrichtung;

Fig. 78a bis 78e jeweils im Schnitt die verschiedenen Schrit- ■ te zum Herstellen eines n-Kanal-MOSFETs;

Fig. 79a bis 79e, 80a bis 8Od und 81a bis 81d jeweils im

Schnitt verschiedene Schritte zur Erläuterung eines erfin- \

dungsgemäßen Verfahrens zum Herstellen von MOSFETs zur Ver- ff

Wendung bei e\.xi&v erfindungsgemäßen Bezugsspannungsgenerator- |

schaltung; und γ

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Fig. 82a und 82b sowie Fig. 83a bis 83d jeweils im Schnitt einen von mehreren Schritten zur Erläuterung eines weiteren erfindungsgemäßen Verfahrens zua Herstellen von MOSFETs zur Verwendung bei einer Bezugsspannungsgeneratorschaltung nach der Erfindung.

Die Physik der Halbleiter, die mit dem Kristallgefüge von Halbleitern beginnt und sich heute auch auf die Bandabstände von Halbleitern und andere Erscheinungen erstreckt, welche durch Donator= und Akzeptor-Störstoifs hervorgerufen werden, ist in zahlreichen Fachveröffentlichungen erläutert.

Bekanntlich weisen Halbleiter von unterschiedlicher Zusammensetzung Bandabstände E unterschiedlicher Art auf, die in eV ausgedrückt werden und somit die Dimension einer Spannung; haben. Wie erwähnt, besteht jedoch bis jetzt kein Anzeichen dafür, daß davon Kenntnis genommen wurde, daß bei einem Halbleiter von Natur aus ein Bandabstand E vorhanden ist, welcher nur in geringem Maße temperaturabhängig ist, und daß diese Eigenschaft ausgenutzt wurde, um eine Bezugsspannungsquelle zu schaffen.

Die Erfindung beruht auf diesen Grundlagen der Halbleiterphysik. Im Hinblick hierauf wird zunächst auf diese Grundlagen näher eingegangen. Zwar sind die wesentlichen Eigenschaften von Halbleitern in zahlreichen Fachveröffentlichungen eingehend dargestellt worden, doch soll im folgenden eine kurze Erläuterung anhand des Werks "Physics of Semiconductor Devices" von S.-M_; SZB, Verlag John Wiley & Sons* 1969, gegeben werden, wobei insbesondere auf das Kapitel 2, "Physics and Properties of Semiconductors", S. 11 bis 65, Bezug genommen

Ausnutzung des Bandabstandes E

= g

Es gibt Halbleiter der verschiedensten Zusammensetzung. Zu den typischen Halbleitern, die gegenwärtig im industriellen

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41-

Haßstab verwendet werden, gehören keine Chemisetten Verbindungen enthaltende Halbleiter aus Germanium oder Silizium sowie Verbindungs-Halbleiter aus Galliumarsenid. Die Beziehungen zwischen den Bandabständen E dieser Halbleiter und der Temperatur sind in dem genannten Werk auf Seite 24 in einem Diagramm dargestellt, das in Fig. 1 wiedergegeben ist.

Gemäß Fig. 1 betragen die Baadabstände E von Germanium, Silizium und Galliumarsenid bei der Normaltemperatur von 300 K jeweils 0,80 eV bzw. 1,12 eV bzw. 1,43 eV. Die Tessperaturabhängigkeit beträgt jeweils 0,39 bzw. 0,24 bzw. 0,43 meV/K. Wenn man Spannungen erzeugt, deren Werte den Bandabständen E entsprechen bzw. sich ihnen nähern, ist es somit möglich, Bezugsspannungsgeneratoren zu schaffen, deren Temperaturabhängigkeit um eine Größenordnung niedriger ist als bei der Ausnutzung des Vorwärtsspannungsabfalls V₅₁ einer Diode mit einem pn-übergang bzw. der Schwellenspannung Y.. eines IGFET, worauf eingangs bereits hingewiesen wurde. Ferner wird eine zu erzeugende Spannung durch den natürlichen Bandabstand des Halbleiters bestimmt. Beispielsweise beträgt die genannte Spannung bei Silizium etwa 1,12 V bei der Normal— temperatur, und sie ist von sonstigen Faktoren im wesentlichen unabhängig. Somit ist es möglich, eine Bezugsspannung zu erhalten, die durch Fertxgungstoleranzen usw. nicht beeinflußt wird.

Im folgenden wird an einem Beispiel erläutert, nach welchem Prinzip eine Spannung gewonnen werden kann, die dem Bandäbstand E eines Kalbleiters entspricht. jj

Anwendung der Differenz zwischen Fermi-Niveaus (Arbeitsfunk tionen) bei n-, x- und p-Haxbleitern

Die Zustände von Energieniveaus, die sich beim Dotieren von Halbleitern mit Donator- und Akzeptorstörstoffen ergeben, sind bekannt. Für die Erfindung ist von besonderer Bedeutung die Erscheinung, daß die Energieniveaus, bei denen die Fermi—

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Energien von η- und p-Halbleitern liegen, in Richtung eines Leitfähigkeitsbandes und in Richtung eines Valenzbandes gegenüber dem Fermi-Energieniveau E. eines Eigenhalbleiters getrennt sind. Bei der Tendenz, bei der sich die Energieniveans veiter von dem Fermi-Niveau E. des Eigenhalbleiters entfernen, wenn die Dichte der Akzsntor- und Donatorstörstoffe zunimmt, nähert sich das Fermi-Niveau E~ des p-Halbleiters dem oberen Wert E, -as Valenzbandes, während sich das Ferai-Niveau E- des n-iialbleiters dem unteren Wert E des Leitf ähigkeitsbfc; ies nähert. Wenn man die Differenz E₄,^ - E₄,^ der beiden Fermi-Niveaus berücksichtigt, entspricht die Energieniveaudifferenz im wesentlichen annähernd dea= Bandabstand des Halbleiters, und ihre Temperaturabhängigkeit ist ebenfalls nahezu gleich derjenigen des Bandabstandes E . Das gleiche gilt für die Differenzen- E_fn - E_± und E^ - E_f zwischen den Fermi-Niveaus des p-Halbleiters und des Eigenhalbleiters bzw. zwischen den Fermi-Niveaus des η-Halbleiters und des Eigenhalbleiters. In diesem Fall nähert sich jedoch der Absolutwert dem ¥ert E /2. Im folgenden werden die unterschiede bezüglich des Eigenhalbleiters nicht im einzelnen behandelt, denn die Differenzen werden halb so groß wie die Differenz zwischen dem p-Typ und dem η-Typ. Wie im folgenden näher ausgeführt, wird die Temperaturabhängigkeit von E- - E-um so geringer, je höher die Störstoffkonzentration ist. Um eine große Energieniveaudifferenz annähernd gleich dem Bandabstand E und eine geringe Temperaturabhängigkeit zu erreichen, ist es daher zweckmäßig, eine Störstoffdichte zu wählen, die der Sättigungsdichte möglichst weitgehend nahekommt.

Die Fermi-Niveaus E- und E- beeinflussen nicht nur die Dichte der Donator- oder Akzeptorstörstoffe, sondern auch die

Peerel E- und E der Donator- und Akzentorstörstofte. wobei - α a - · -

sich dieser Einfluß in Abhängigkeit von den verwendeten Störstoffen ändert. Wenn das Niveau E, jzw« E ein Energieniveau hat, das dem Leitzählgkeitsband oder dem Valenzband näher benachbart ist, rückt das Fermi—Niveau E-, bzw. E- näher heran. Mit anderen Worten, wenn die Störstoffniveaus E, und E des

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• ■••■■I«* 1 * * &

Donators bzw. des Akzeptors niedriger liegen, nähert sich L

die Differenz E_fn - E_f der Fermi-Niveaus stärker dem Band- |

abstand E des Halbleiters an. |l

Wenn der Störstoffpegel E. bzw. E ■des Donators bzw. des f Akzeptors dem Fermi-Niveau E. des Eigenhalbleiters angenähert, d.h. gesenkt wird, entfernt sich die Differenz

E- - E- der Fermi-Niveaus weiter von dem Bandabstand E ι

des Halbleiters. Dies bedeutet jedoch nicht, daß sich die f

Temperaturabhängigkeit verschlechtert, sondern es bedeutet, ';

daß sich der Absolutwert der Differenz E- - E- der Fermi- _ä

Niveaus verkleinert. Somit ist diese Differenz der Fermi- f

Niveaus bzw. die Differenz der Arbeitsfunktionen eine natur- ■

gegebene physikalische Eigenschaft des Halbleitermaterials, ^

des Störstoffs usw. Von einem anderen Standpunkt ausgehend, |t

könnte man eine Bezugsspannungsqu&lle parallel zum Eandab- f|

stand E des Halbleiters oder auf ähnliche Weise schaffen. 1·

Mit anderen Worten, die Differenz E- - E- der Fenai-Niveaus |

kann als solche zu einer Bezugsspannungsquelle werden, bei i

der die Temperaturabhängigkeit geringer ist und bei der eine \i

geringere Gefahr einer Beeinflussung durch Fertigungstole- !'

ranzen besteht, als es bei der Ausnutzung des Vorwärtsspan- |

nungsabfalls ν_. eines pn-Übergangs und der Schwellenspannung

V., eines IGFET der Fall ist. Somit ermöglicht es die Aus- 1

nutzung der Differenz E- - E- der Fermi-Niveaus unter Ver- f

wendung von Störstoffen mit niedrigeren Donator- und Akzeptor- f.

-pegeln E, und E . ein Verfahren zum Gewinnen einer Spannung I

zu schaffen, deren Wert sich im wesentlichen dem Bandabstand 1

E des Halbleiters nähert. In Fällen, in denen eine verLält- ϊ

nlsmäQlg hohe Bezugsspannung erzeugt werden soll, die dem ^ Bandabstand des Halbleiters gleichwertig ist, kann man andererseits Störstoffe verwenden, die seichte Pegel aufweisen,

während dann, wenn eine verhältnismäßig niedrige Bezugsspan- j

nung erzeugt werdea soll, Störstoffe mit tiefen Pegeln ver- r wendet werden können.

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1 · · ■ I » * φ

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Konkrete Beispiele für dig Wahl von Störstoffen

Die Beziehungen zwischen dem Fermi-Niyeau E-, dem Donator-Niveau E., dem Akzeptor-Niveau E , der Donatordichte N,, der Akseptordichte N^ und der Temperatur T werden im folgenden anhand von Fig. 2 und 3 näher erläutert. Zunächst soll jedoch auf Angaben Bezug genommen werden, die sich auf Seite 30 des vorstehend genannten Werks finden und die in Fig. 4 wiedergegeben sind, um zu erläutern, welche Niveaus verschiedene Störstoffe den Germanium-, Silizium und Galliumarsenid-Halbleitern darbieten, und um zu zeigen, auf welche Weise die Störstoffe gemäß der Erfindung verwendet werden.

Fig. 4a, 4b und 4c sind schematische Darstellungen, welche die Energieverteilungen verschiedener Störstoffe bei Germanium, Silizium und Galliumarsenid zeigen. In den Darstellungen geben die Zahlenwerte die Energieunterschiede E-E,

c u

vom untersten Wert E eines Leitfähigkeitsbandes bis zu den Niveaus an, die über der als gestrichelte Linie gezeichneten Mittellinie eines Bandabstandes oder dem Fermi-Niveau liegen, und zwar für einen Eigenhalbleiter E,, und sie geben Energieunterschiede E-E zwischen dem obersten Wert E eines Valenzbandes und den Niveaus an, die unter der Mittellinie E_± liegen, wobei in beiden Fällen eV als Einheit gewählt ist.

Somit ist ein Störstoff, dem ein niedriger Zahlenwert zugeordnet ist, von solcher Art, daß sein Niveau dem untersten Wert S des Leitfähigkeitsbandes bzw. dem obersten Wert E des Valenzbandes nahe benachbart ist, und dieser Störstoff ist geeignet, eine dem Bandafcstand E nahe benachbarte Spannung zu erzeugen. Beispielsweise sind bei Silizium, das gegenwärtig am häufigsten verwendet wird, die Niveaudifferenzein E - E_d und E_a - E der Donatorstörstoffe Lithium, Antimon, Phosphor, Arsen und Wismut sowie der Akzeptorstörstoffe Bor, Aluminium und Gallium am kleinsten, und beide Niveaudifferenzen liegen um etwa 6% niedriger als der Bandabstand E von Silizium. Wird eine Temperaturänderung gegenüber 0 K unbe-

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If«

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rücksichtigt gelassen, nimmt die Differenz E^. - E_f der Fermi-Niveaus von n- und p-Silizium, bei dem diese. Störstoffe verwendet werden, einen Wert entsprechend 94 bis 97% des Bandabstandes E von Silizium an, wobei dieser Wert annähernd gleich E ist. Als Donatorstörstoff sowie als Akzeptorstörstoff, welche nächst den vorgenannten Störstoffen die kleinsten Niveaudifferenzen E - E, und E-E zeigen, seien Schwefel mit etwa 16% von E„ und Indium mit etwa 14% von E

S g

genannt. Die Differenz E_f. - E_f der Fermi-Niveaus von n- und p-Silizium, bei dem die betreffenden Störstoffe verwendet werden, nimmt bei 0 K etwa den Wert 0,85 E an, und die Abweichung vom Bandabstand E von Silizium erreicht einen Wert von bis zu etwa 15%. Somit ist die Abweichung erheblich größer als bei den weiter oben genannten Störstoffen.

Somit ist es möglich, einen Donatorstörstoff aus der Lithium,. Antimon,-. Phosphor, Arsen und Wismut umfassenden Gruppe und einen Akzeptorstörstoff aus der Bor, Aluminium und Gallium umfassenden Gruppe als Störstoffe für p- und η-Silizium su verwenden, um eine Spannung zu erhalten, die im wesentlichen gleich dem Bandabstand E von Silizium ist. Die übrigen Störstoffe ermöglichen die Erzeugung von Spannungen, die erheblich niedriger sind als der Bandabstand E von Silizium.

Physik des Fermi-Niveaus E-

Im folgenden wird die Differenz E_fn - E_f der Fermi-Niveaus auf der Basis der physikalischen Eigenschaften anhand von Fig. 2a bis 2d näher erläutert, wodie Energieniveaus von Halbleitern dargestellt sind. Fig. 2a und 2b zeigen das Energieniveaumodell eines η-Halbleiters und die entsprechende Temperaturabhängigkeit, während Fig. 2c und 2d das Energieniveaumodell eines p-Halbleiters und die zugehörige Temperaturabhängigkeit zeigen.

Die in einem Halbleiter vorhandenen Träger umfassen die Summe der Elektronen n,, die durch die Ionisation von Donatorstör-

·■> tr

~⁴⁶~

stoffen IT- erzeugt werde«, Und von aus dem Valenzband angeregten Paaren von Elektronenlöchern. Ist die Dichte N^ des Donatorstörstoffs ausreichend hoch, ist die Aiszahl der er- · regten Elektronenlochpaare vernachlässigbar gering, und für die Anzahl der Leitungselektronen η gilt

η = n

Hierbei ergeben sich n, und η aus der Wahrscheinlichkeit, mit der Elektronen durch das Donatorniveau festgehalten werden, sowie aus der Anzahl von Elektronen, die in einem Leitungsband vorhanden sind; somit gelten die folgenden Gleichungen:

1 + exp (

- ^N

d ·

η = N_c . exp (

E — E

(3)

Hierbei erhält man für die effektive Dir-hte der Zustände in den Leitungsband N :

„ -

Hierin bezeichnet h die Plancksche Konstante, in die wirksame Elektronenaasse, k die Boltzaann-Xonstante und T die Gitterteaperatur. Aus den Gleichungen (1), (2) und (3) ergibt sich:

^O JlJ

S— — E

exp

^C4)

1 + exp

kT

exp

) + exp

(5)

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Da angenommen ist, daß das Fermi-Niveau dem unteren Rand des Leitungsbandes E benachbart ist, kann man das erste Glied von Gleichung (5) vernachlässigen, so daß

N E_n. = 1/2 (S^ + E„) - 1/2 kTln^ (6)

Aus Gleichung (6) ist folgendes ersichtlich: ¥enn die Störstoff konzentrationsdichte N, hoch ist, nähert sich nicht nur bei einer niedrigen Temperatur, sondern auch bei der Normal-

_c temperatur **_C/N_d dem Wert 1, und Iöjtt geht nach Null, so daß das Fermi-Niveau E,, an einem Punkt zwischen dem unteren Rand E des Leitungsbandes und dem Donatorniveau E, liegt und daß die Temperaturabhängigkeit im wesentlichen gleich der Temperäturkennlinie von E wird.

In Fällen jedoch, in denen die Temperatur hinreichend hoch geworden ist, herrschen die aus dem Valenzband erregten Elektronenlochpaare vor, die Einflüsse der Störstoffe verringern sich, und das Fermi-Niveau E„ des η-Halbleiters nähert sich dem Niveau E. des Eigenhalbleiters an. Diese Beziehung ist in Fig. 2b dargestellt.

Ziemlich das Gleiche gilt für den Fall eines p-Halbleiters, der nur einen Akzentorstörstoff enthält, wie es in Fig. 2c gezeigt ist, wenn die Temperatur niedrig ist, sowie dann, wenn die Dichte des Akzeptorstörstoffs hoch ist; hierbei liegt das Ferrai-Niveau E_ bei dem p-Halbleiter im wesentlichen in der Mitte zwischen dem oberen Hand S_w des Valenzbandes und dem Akzeptorniveau E . Bei einer Erhöhung der Temperatur erfolgt eine Annäherung an das Fermi-Niveau E_-1 des gigenhalbleiters-

Die Temperaturabhängigkeit des Fermi-Niveaus E_ für einen p-äaibleiier ist iü Flg. 2ä dargestellt.

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Beziehung zwischen der Temperaturkennlinie des Fermi-Niveaus | Ε., nnd der Störstoff dich te (konkretes Beispiel) I

Die Beziehungen zwischen der Temperaturabhängigkeit der ]' Fermi-Niveaus E„ und E- sowie der Störstoffdichte wurden vorstehend auf der Basis der physikalischen Eigenschaften ff erläutert. Um ein konkretes Beispiel zu geben, wird im folgenden von einem Siliziumhalbleiter gesprochen, wie er gegenwärtig in der Praxis in den meisten Fällen verwendet s*ird, f und die Differenz der Fermi-Niveaus E- - E- sowie ihre Tem- i peraturabhängigkeit beim praktischen Gebrauch werden anhand ff von Angaben erläutert, die auf Seite 37 des eingangs genannten Werks zu finden und in Fig. 3 wiedergegeben sind.

Bei bekannten Verfahren zum Herstellen eines Siliziumhalbleiters in Form eines IC werden als Störstoffe ausschließlich Bor und Phosphor verwendet. Hierbei wird mit hohen Störstoff-

20 3

dichten von 10 Atomen/cm gearbeitet. Selbst wenn jedoch gemäß Fig. 3 die Werte N, und BL der Donator- und Akzeptor-

18 s
dichte auf 10 Atome/cm herabgesetzt werden, so daß sie um zwei Größenordnungen niedriger sind, ergibt sich die Differenz E- - E- der Fermi-Niveaus des n-Halbleiters und des p-Halbleiters bei 300 K mit 0,5 - (-0,5) = 1,0 eV, und dieser Wert ist dem Bandabstand E von etwa 1,1 eV bei der gleichen Temperatur nahe benachbart- In dem Temperaturbereich von 200 K bis 400 K bzw. -70⁰C bis 130⁰C betragen die Veränderungen der Differenz in Abhängigkeit von der Temperatur etwa 1,04 bis 0,86 eV, und die Änderungsgeschwindigkeit beträgt 0_ä9 mV/°C. Dies ist ein kleiner Wert, der annähernd einem Drittel des Wertes von 2 bis 3 mV/°C der Ä'nderungsgaschwindigkeit in Abhängigkeit von der Temperatur bei der Schwellenspannung V., eines IGFET bzw. des Vorwärtsspannungsabfalls V-, einer Diode entspricht, wie es weiter oben erläutert wurde.

20 3

Liegen die Werte der Störstoffdichte bei 10 cm oder darüber, wird die Fermi-Niveaudifferenz im wesentlichen gleich dem für Silizium geltenden Bandabstand (E_)_gi = 1,1 V, und

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die Ä'nderungsgesehwindigkeit in Abhängigkeit von der Temperatur nimmt den Wert von etwa 0,2 mV/°C an, der hinreichend niedrig ist.

Wenn die Werte der Störstoffkonzentration bei etwa 10 Atomen/

cm oder höher liegen, läßt sich somit eine Temperaturabhängigkeit erreichen, die im Vergleich zum Stand der Technik mindestens auf die Hälfte bis auf ein Drittel verringert ist.

20 Vorzugsweise liegen die Störstoffkonzentrationen bei 10 Ato-

»ι
men/cm" oder darüber, wobei sieb, eine Verbesserung um bis zu etwa 1/10 ergibt, und insbesondere wird die Sättigungsdichte oder die Entartungsdichte bevorzugt.

Prinzip der Gewinnung der Differenz von Fermi-Niveaus mit Beispiel

Nunmehr stellt sich die Frage, nach welchem Prinzip es möglich ist, die Spannung zu erhalten, die der Differenz der Fermi-Niveaus E_fn - E^ und E_fn - E. entspricht. Ein Beispiel hierfür ist die Verwendung der Differenz der Schwellenspannungen y.. von zwei MOSFETs mit Kanälen vom gleichen Leitfähigkeitstyp, zu denen Halbleiter-Steuerelektroden gehören? die auf Gatterisolierfilmen angeordnet sind, welche unter im wesentlichen gleichen Bedingungen auf verschiedenen Flächen ein und desselben Halbleiterkörpers erzeugt worden sind und aus dem gleichen Halbleitermaterial, z.B. Silizium, bestehen, sich jedoch bezüglich ihres Leitfähigkeitstyps unterscheiden. Im folgenden wird ein konkretes Beispiel beschrieben.

Fig. 59 und 60 zeigen im Schnitt den Aufbau der betreffenden Feldeffekttransistoren, die zu einem komplementären integrierten MGS—Schaltkreis (CKGSIC) gehören. Der Einfachheit haiüer wird im folgenden der MOS-Transistor, dessen Gatterelektrode aus einem Halbleiter vom P⁺-Typ besteht, als "P⁺-Gatter-MOS" bezeichnet, während der MOS-Transistor, dessen Gatterelektrode aus einem Halbleiter vom η -Typ besteht, als "n⁺-Gatter-MOS" bezeichnet wird; der MOS-Transistor, dessen Gatterelektrode

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aus einem Eigenhalbleiter oder einem Halbleiter vom i-Typ
besteht, wird als "i-Gatter-MOS" bezeichnet. Die linke Hälfte von Fig. 60 zeigt p-Kanal-MOS-Transistoren mit p⁺- bzw. i-
bzw. η'-Gatter.

In der folgenden Tabelle sind die Differenzen der Schwellenspannungen bei den MOSFETs, d.h. (Q,) - (Q₃) und (Q₄) - (Q₆) angegeben.

(Einheit: Vo j)

0,55 1,1 -

0,55 ^\^ 0,55 - - 0,55

0,55 1,1

Q₅ - 0,55 ^-v^ 0,55

Q₆ _ IfI 0,55

Fig. 73a bis 73f, auf die weiter unten näher eingegargen wird, zeigen jeweils im Schnitt die wichtigsten Herstellungsschritte und lassen erkennen, daß man den ρ -Gatter-MOS und den
η -Gatter-MQS herstellen kann, ohne im Vergleich zu einem bekannten Verfahren zum Herstellen eines CHOS-IC eine änderung vorzunehmen oder zusätzliche Schritte durchzuführen.

Fig. 65a und 65b sowie 66a und 66b zeigen jeweils in der
Draufsicht bzw. im Schnitt p-Kanal-MOS-Transistoren mit n⁺-
bzw. ρ -Gatter, die zur Verwendung bei Schaltkreisen geeignet sind.

Gemäß Fig. 65a, 65b bzw. 66a, 66b wird zur Erzeugung einer
sich selbst abgleichenden Struktur ein p-Störstoff in die
beiden Endabschnitte E_g und E_D der Gitterelektrode G, die aus einem i-Halbleiter oder einem Eigenhalbleiter besteht, welche

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einer Quelle S bzw. einem Kollektor D nahe benachbart sind„ sowohl bei dem ρ -Gatter-MOS als auch bei dem η -Gatter-MOS hineindiffundiert, da es sich in diesem Fall um einen MOS-Transistor mit p-Kahal handelt. In einen zentralen Teil·Cp des Gatters G wird für den p⁺-Gatter-MOS ein p-Störstöfi und für den n⁺-Gatter-MOS ein n-störstoff hineindiffundiert. Ein . Bereich i, in dem kein Störstoff vorhanden ist, befindet sich I, zwischen dem zentralen Bereich und den beiden Endabschnitten E₀ und E„ in der Nähe der Quelle bzw. des Kollektors. Somit besteht der Unterschied zwischen dem ρ -Gatter-MOS und dem ,, η -Gatter-MOS nur darin, ob der Bereich des zentralen Teils ΐ

Cp des Gatters aus einem p-Halbleiter oder einem η-Halbleiter ^, besteht. I

In Fig. 65a, 65b bzw. 66a, 66b erkfe-nnt man ein n""-Silizium- |j substrat 101, einen ρ -Quellenbereich 1OS, einen ρ -Kollektor- |i bereich 113, einen Gatteroxidfilm 105, eisen Dickfeldoxidfilm p 104 und einen weiteren Oxidfilm 111. Wie aus Fig. 65a oder I 66a ersichtlich, sind mehrere ρ -Quellenbereiche 108 mitein- !, ander elektrisch durch eine Verbindungsschicht 114 verbunden, |' mehrere p⁺-Kollektorbereiche 113 sind miteinander durch eine f' Verbindungsschicht 112 elektrisch verbunden, und mehrere Gatter G sind miteinander durch eine Verbindungsschicht 115 \ elektrisch verbunden. I

Um die Schwankungen der effektiven Länge der Kanäle möglichst % weitgehend zu verringern, die sich bei den MOS-Transistoren % daraus ergeben, daß die mit dem p-Störstof f angereicherten *? Zonen an den beiden Endabschnitten S_c und S_n der sich decken- f den Gatterelektroden G eine Verlagerung nach links bzw. nach rechts, d.h. zur Quellenseite bzw. zur Kollektorseite, erfahren, was auf einen Kaskendeckungsfehler bei der Herstellung zurückzuführen ist, werden die Säulen der Quellenbereiche und der Kollektorbereiche miteinander abwechselnd angeordnet, und die Anordnung wird so gewählt, daß man die linke Hälfte und die rechte Hälfte in Liniensymmetrie gegenüber der gesamten Kanalrichtung bringen kann. Selbst wenn eine Verlagerung

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der Maske gegenüber der Kanalrichtung nach links oder rechts erfolgt, so daß sich eine Veränderung der wirksamen Kanallänge bei den Feldeffekttransistoren in den betreffenden Säulen ergibt, werden die änderungen bezüglich der mittleren wirksamen Kanallängetbei dem p⁺-Gatter-MOS und dem η -Gatter-MOS innerhalb der betreffenden, parallelgeschalteten Säulen im ganzen ausgeglichen, so daß sich eine im wesentlichen konstante Kanallänge ergibt.

Fig. 73a bis 73f zeigen, auf welche Weise der p⁺-Gatter-MOS und der η -Gatter-MOS unter Anwendung des bekannten Verfahrens zum Herstellen eines CMOS-IC mit Siliziumgatter hergestellt wird.

Fig. 73a zeigt einen n-Siliziumhalbleiter 101 mit einem spezifischen Widerstand von 1 bis 8 Ohm cm, auf dem auf thermischem Wege ein Oxidationsfilm 102 mit einer Stärke von etwa 4000 bis 16 000 2 gezüchtet wird. Ein Bereich des Films wird mit Hilfe des Photoätzverfahrens mit einem Fenster für eine selektive Diffusion versehen. Bor als p-Störstoff wird im Wege der Ionenimplantation in einer Menge von etwa 10 bis ■ι ο ο

10 cm bei einer Energie von 50 bis 200 keV eingebracht, woraufhin 8 bis 10 Stunden lang eine thermische Diffusion durchgeführt wird, um einen versenkten p~-Bereich 103 als Substrat für einen n-Kanal-MOS-Transistor zu erzeugen.

Gemäß Fig. 73b wird der thermisch erzeugte Oxidationsfilm 102 vollständig entfernt, es wird ein neuer Oxidationsfilm 104 mit einer Stärke von etva 1 bis 2 Mikrometer auf thermischem Wege erzeugt, und ein Bereich dieses Films, welcher der Quelle, dem Kollektor und dem Gatter des HOS-Transistors entspricht, wird durch Atzen entfernt. Hierauf wird ein Gatteroxidfilm 105 mit einer Stärke von etwa 300 bis 1500 £ erzeugt. Auf dem so hergestellten Substrat wird eine Schicht 106 aus polykristallinem Silizium vom i-Typ oder aus einem Eigenhalbleiter mit einer Stärke von 2000 bis 6000 2 gezüchtet. Diese Schicht wird durch ätzen so entfernt, daß nur der

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Gatterteil G des MOS-Transistors zurückbleibt.

Gemäß Fig. 73c wird dann durch Aufdampfen ein Maskenoxidfilm 107 erzeugt, bei dem die Bereiche, unter denen ein p-Störsioff eindiffundiert werden soll, mit Hilfe des Photoätzverfahrens entfernt werden» Hierauf wird Bor als p-Störstoff mit einer

20 21 3 hohen Dichte von etwa 10 bis 10 Atome/cm eindiffundiert, um einen Quellenbereich 108 und einen EoIlektorbereich 113 des p-Kanal-MOS-Transistors und gleichzeitig eine Gatterelektrode aus einem p-Halbleiter zu erzeugen.

Gemäß Fig. 73d wird dann in der beschriebenen Weise ein Maskenoxidfilm 109 aufgedampft, und die Bereiche dieses Films, unter denen ein n-Störstoff eindiffundiert werden soll, werden mit Hilfe des Photoätzverfahrens entfernt. Hierauf wird als

20

n-Störstoff Phosphor mit einer hohen Dichte von etwa 10 bis

21 3
10 Atome/cm eindiffundiert, um einen Quellenbereich 110 und einen Kollektorbereich 116 des n-Kanal-MOS-Transistors und gleichzeitig eine Gatterelektrode aus einem n-Halblei"ter zu erzeugen.

Gemäß Fig. 73e wird der Oxidfilm 109 entfernt. Dann wird ein Oxidfilm 111 mit einer Stärke von etwa 4000 bis 8000 α aufgedampft, woraufhin der Bereich des Films, der einen elektrischen Anschlußabschnitt entspricht, mit Hilfe des Photoätzverfahrens entfernt wird* Nunmehr wird ein Metall (Aluminium) zur Verdampfung gebracht, und mit Hilfe des Photoätzverfahrens wird ein Elektrodenverbindungsteil 112 erzeugt.

Gemäß Fig. 73f wird die so erhaltene Anordnung alt einen aufgedampften Oxidfilm mit einer Stärke von 1 bis 2 Mikroneter bedeckt.

Im folgenden wird anhand von Fig. 5a bis 5d die Schwellenspannung des MOS-Transistors erläutert, bei dem die Gatterelektrode aus dem Halbleitermaterial besteht. Bezüglich des

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ρ -Gatter-MOS ergibt sich aus dem in Fig. 5a wiedergegebenen Energiebanddiagrama folgendes:

-« ^VG

E
+ qX-f ψ-

> -ν

Hierin bezeichnet

\q die Potentialdifferenz zwischen eines Halbleitersubstrat und einer Gatterelektrode (p⁺-Halbleiter) die Elektronenaffinität

E den

0_sri das Obeflächenpotential eines n-HalbleiterSubstrats

4-p das Ferni-Potontial eines p-Halbleiters gegenüber dem Ferai-Potential eines Eigenhalbleiters

^_B das Femi-Potontial des n-Halbleitersubstrats gegenüber den Ferai-Potential des Eigenkalbleiters

q die Einheitsladung des Elektrons V_Q die an einen Isolator angelegte Potentialdifferenz E den unteren Rand eines Leitungsbandes E den oberen Hand eines Valenzbandes E₁ das Ferai-Niveau des Eigenhalbleiters

In der Gleichung (7) ist die Arbeitsfunktion der Gatterelektrode ait 4\rp+ bezeichnet, während die Arbeitsfunktion des Halbleiters entsprechend mit »„. bezeichnet ist. Somit gilt

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Daher ist

Aus der Beziehung der Ladungen nach Fig. 5b ergibt sich -^COX * ^VO + %S ⁺ % ^{+ Q}B " °

Hierin bezeichnet

C_QX die Kapazität des Isolators je Flächeneinheit

Qg_S feste Ladungen in dem Isolator

Q_Q feste Ladungen als Folge der Ionisation von Störstoffen

im Halbleitersubstrat
Q₁ einen Kanal bildende Träger

Aus den Gleichungen (10) und (11) ergibt sich -^C0X ⁽-^VG ⁺ *SiP+^w *Si - *W ^{+ Q}SS ^{+ Q}i ^{+ Q}D ~ °

Die Gatterspannung V_G im Augenblick der Bildung des Kanals Q₁ ist die Schwellenspannung. Bezeichnet man die Schvellen-

spannung des p⁺-Gatter-HOS mit' V.. +, erhält man

tnp '

Qo ο Q_n ^Vthp ^νΟ^₀ ⁰MP⁺ *Si - ⁰Srf - C^J - C^_x (13)

In diesem Zeitpunkt ist gJ_e _ = 2 *$„.

Ϊ3ΥΧ S

Bei dem n⁺-Gatter-HOS-Transistor unterscheidet sich entsprechend die Ar&eitsfunktiöti p_Mm^{+ der} Gatterelektrode wie folgt:

A. J- =· OCj J- —ü J. ai J. ΐ %A\

^HN' ' "Zq- "FN" *·"'

Somit erhält man für die Schwellenspannung V₊. + des n⁺-Gat- ier-nOS die folgende Gleichung:

^Vthn⁺ " ^MN⁺ " ^Si " ^* " T^ 7^ <¹⁵>

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2506527

Hierin ist

Somit ergibt sich die Differenz V., + - V₄, + der Schwellen-

thp , tnn .

spannungen der MOS-Transistoren mit ρ - bzw. η -Gatter wie

folgt:

^Vthp⁺ - ^Vthn⁺ - «W" - *V- - ^FP⁺ - ^FN⁺ (16

Diese Differenz ist gleich der Differenz der Fermi-Potentiale der Halbleiter; aus denen die Gattereiektröden bestehen.
Dies wird anhand der Tatsache leicht verständlich, daß gemäß
einem Vergleich zwischen Fig. 5a und Fig. 5c die Gatterspannung in dem Zeitpunkt, in dem das gleiche Ladungsprofil besteht, gleich der Differenz der Arbeitsfunktionen der Gatterelektroden und der Differenz der Fermi-Niveaus ist.

Zwar gilt die vorstehende Beschreibung für einen p~-Kanal-MOS-Transistor, doch gilt Entsprechendes auch für den n~-Kanal_T

MOS-Transistor. M

Aus der vorstehenden Beschreibung ist ersichtlich, daß es mög- f_:

Ψ lieh ist, eine Spannung, die im wesentlichen gleich dem Band- |, abstand E ist, als Differenz der Schwellenspannungen des ρ - %

+ ί

Gatter-MOS und des η -Gatter-HOS zu gewinnen. Gemäß einem | anderen Verfahren kann die Spannung des Bandabstandes E als j Differenz der Schwellenspannung eines MOS-Transistors, dessen f Gatterelektrode aus einem Eigenhalbleiter besteht (im folgen- f' den als "i-Gatter-MOS" bezeichnet), und der Schwellenspannung \\

des ρ -Gatter-MOS oder des η -Gatter-MOS gewonnen werden. f

Bezeichnet man die Schwellenspannung des i-Gatter-MOS mit |

Tr ·»»»** Ke«n»Vai /ih+4 rr+ man AaO. Λα<s. T?avm\ — IH Τ7ΌΛ11 AaΆ VA erc*π—

'thi ^ö ' —--

halbleiters gleich Null ist, da das Fermi-Niveau des Eigenhalbleiters den Bezugswert bildet, ergibt sich für die Differenz der Schwellenspannungen des ί-Gatter-MOS und des ρ -Gatter-MOS die folgende Gleichung:

909842/06

«1 ί * · t

Als Differenz der Schwellenspannungen des i-Gatter-HOS und des η -Gatter-MOS ergibt sich:

f ^Y

tni

^1/2E

(18)

Es ist ersichtlich, daß man als Differenzen eine Spannung erhält, die gerade der Hälfte eines Bandabstandes E entspricht.

Die Spannung, die sich infolge des Unterschiedes der Schwellenspannungen des i-Gatter-MOS und des p⁺-Gatter- oder des n⁺-Ciatter-MOS ergibt, i. sehr gut brauchbar, denn sie beträgt etwa 0,55 V und ist zur Verwendung als niedrige Bezugsspannung geeignet; wie im folgenden erläutert, läßt sich hierbei leicht eine Bezugsspannung von hoher Genauigkeit gewinnen, und zwar nicht nur unter Anwendung von Verfahren zum Herstellen integrierter CMOS-Schaltkreise, sondern auch bei der Herstellung integrierter MOS-Schaltkreise, denn die Dotierung der Gatterei elf+,roden mit einem Störstoff läßt sich mittels eines einziger. Arbeitsschritts durchführen.

Fig. 67a und 67b bis Fig. 72a und 72b zeigen jeweils in der Draufsicht bzw. im Schnitt längs einer Schnittlinie A-A in der Draufsicht ρ -Gatter-, i-Gatter- und η -Gatter-MOS-Transistoren mit p- bzw. η-Kanal zur praktischen Verwendung bei Schaltkreisen.

Ähnlich wie in den Fällen von Fig. 65a und 65b bzw. 66a und 66b werden gemäß den genannten Figuren p- oder n-Bereiche einer Quelle bzw. eines Kollektors durch Eindiffundieren eines Störstoffs unter Verwendung polykristallinen Siliziums als Maske erzeugt. Um einen Toleranzbereich für das Ausrichten der Maske zwischen der Maske zum selektiven Eindiffundieren eines p- oder eines n-Störstoffs und den Quellen- und Kollektcrbereicfcen zu schaffen, vird der gleiche Störstöff wie bei den Quellen- und Kollektorbereichen in die beiden Endabschnitte' Ε_ς und E_n einer Gatterelektrode G in der Nähe der Quelle S und

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des Kollektors D sowohl bei dem ρ -Gatter-MOS als auch bei dem H⁺-Gatter-MOS eindiffundiert. Beispielsweise wird bei dem p-Kanal-HOS als p-Störstoff Bor eindiffundiert. In einen mittleren Teil der Gatterelektrode wird für den ρ -Gatter-MOS win p-Störstoff und bei dem n^-Gatter-MOS ein n-Störstoff eindiffundiert.

Fig. 67a, 67b bzw, 38a, 68b bzw. 69a, 69b zeigen jeweils in der Draufsicht bzw, in einem Schnitt p-Kanal-MOS-Transistoren mit p⁺- bzw. i- bzw. n⁺-Gatter, während Fig. 70a, 70b bzw. 71a, 71b bzw. 72a, 72b η-Kanal-MOS-Transistoren mit n⁺- bzw« i- bzw. p⁺-Gatter zeigen.

Um die Unterschiede bezüglich der wirksamen Kanallänge der MOS-Transistoren möglichst weitgehend zu verringern, die darauf zurückzuführen sind, daß diejenigen Bereiche an den beiden Endabschnitten E„ und E_Q der Gatterelektroden G, welche zur Selbstausrichtung dienen und innerhalb welcher der gleiche Störstoff eindiffundiert wird wie bei den Quellenünd Kollektorbereichen entweder nach links oder nach rechts in Richtung auf die Quellenseite bzw. in Richtung auf die Kollektorseite während der Herstellung oder infolge ~ines Fehlers bezüglich der Anordnung der Maske verlagert werden, werden die senkrechten Reihen der Quellenbereiche und der Kollektorbereiche miteinander abwechselnd angeordnet, und die Anordnung der senkrechten Reihen ist derart, daß man die linke Hälfte und die rechte Hälfte in Liniensymmetrie zu der gesamten Kanalrichtung anordnen kann. Selbst wenn eine Verlagerung der Maske gegenüber der Kanalrichtung nach links oder rechts zu einer Veränderung der wirksamen Kanallänge der Feldeffekttransistoren in den betreffenden senkrechten Reihen führt, uercisn bei den ρ -. i— und η -Gatter-MOS die mittleren wirksamen Kanallängen innerhalb der betreffenden parallelgeschalteten Reihen im ganzen ausgeglichen, so daß sich im wesentlichen Konstante KanalZangen ergeben.

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Fig. 74a bzw. 74 d zeigen, auf -welche Weise die ρ - und die π -Gatter-MOS bei dem üblichen Verfahren zum Herstellen von Siliziüm-Gatter-CMOS aufgebaut werden.

In Fig* 74a bezeichnet die Bezugszahl 101 einen n-Siliziumhalbleiter mit einem spezifischen Widerstand von 1 bis 8 Ohm

cm, auf dem mittels thermischer Oxidation ein Film 102 mit %_t

einer Stärke von etwa 4000 2 bis 16 000 S gezüchtet worden §

ist. Ein Teil des Films wird mit Hilfe des Photoätzverfahrens f

mit einem Fenster zum selektiven Eindiffundieren eines Stör- i,

stoffs versehen. Als p-Störstoff wird Bor darch Ionenimplan- g

11 13 3 **

tation in einer Menge von etwa 10 bis 10 Atomen/cm bei |

einer Energie von 50 bis 200 keV eingebracht, woraufhin es |

etwa 8 bis 20 Stunden lang thermisch eindiffundiert wird, um j§

eine P~-Einsinkung 103 zu erzeugen, die ein Substrat für einen Ϊ

η-Kanal -MOS-Transistor bildet. 1!

Gemäß Fig. 74b wird dann der thermisch erzeugte Oxidfilm 102 I

vollständig entfernt, es wird mittels thermischer Oxidation f,

ein neuer Film 104 mit einer Stärke von 1 bis 2 Mikrometer f¹*

erzeugt, und durch Ätzen werden der Quelle, dem Kollektor und I'

dem Gatter des MOS-Transistors entsprechende Bereiche dieses 1

Films entfernt. Danach wird ein Gatteroxidfilm 105 mit einer ,

Stärke von etwa 300 bis 1500 % hergestellt. Auf diesem Sub- |

strat wird ein polykristalliner i-Silizium-Film 106 oder eine j Eigenhalbleiterschicht mit einer Stärke von etwa 2000 bis -|

6000 E gezüchtet. Diese Schicht wird durch Ätzen in der Weise |

entfernt, daß der Gatterteil G des MOS-Transistors zurück- |

bleibt. I

Gemäß Fig. 74c wird als Maske ein Oxidfilm 107 aufgedampft, and die Bereiche dieses Films, unter denen ein p-Störstoff eindiffundiert werden soll, werden mit Hilfe des Photoätzverfahrens entfernt. Dann wird als p-Störstoff Bor mit einer

20 21 3 ■ hohen Dichte von etwa 10 bis 10 Atomen/cm eindiffundiert, um einen Quellenbereich 108 und einen Kollektorbereich 113 des p-Kanal—MOS-Transistors und gleichzeitig eine Gatterelektrode

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• ftf at·* ·*·

• · I · I l + · ift

aus einem p-Halbleiter herzustellen.

Gemäß Fig. 74d wird wie zuvor als Maske ein Oxidfilm 109 aufgedampft,und die Bereiche dieses Films, unter denen ein n-Störstoff eindiffundiert werden soll, werden'mit-Hilfe des Photoätzverfahrens beseitigt. Hierauf wird als a-Störstoff

20 Phosphor mit einer hohen Konzentration von etwa 10 bis 10 Atomen/cm eindiffundiert, um einen Quellenbereich 110 und einen Kollektorbereich 116 des n-Kanal-MOS-Transistors und gleichzeitig eine Gatterelektrode aus einem η-Halbleiter zu erzeugen.

Nunmehr wird der Oxidfilm 109 entfernt. Dann wird ein Oxidfilm mit einer Stärke von etwa 4000 bis 8000 S aufgedampft, und der Teil dieses Films, der einem Anschlußelektrodenteil entspricht, wird mit Hilfe des Photoätzverfahrens entfernt. Nunmehr wird ein Metall (Aluminium) aufgedampft, woraufhin mit Hilfe des Photoätzverfahrens ein Elektrodenverbindungsteil erzeugt wird.

Danach wird das Substrat mit einem Oxidfilm versehen, der bis zu einer Stärke von 1 bis 2 Mikrometer aufgedampft wird.

Zu der Anordnung nach Fig. 74d gehören zwei MOS-Transistoren Qo und Q.,, die einen CMOS-Inverter bekannter Art bilden, sovie zwei Transistoren Q₁ und Q₂ in Form von ρ - und η -Gatter-MOS-Transistoren zum Erzeugen einer Bezugsspannung.

Fig. 75a bis 75d zeigen jeweils im Schnitt das Verfahren zum Herstellen eines mit einem p-Kanal versehenen ρ -Gatter- und eines i-Gatter-MOS-Transistors. Bei diesem Beispiel sind die bis zu Fig. 75c durchgeführten Schritte die gleichen wie bei der Anordnung nach Fig. 74c. Gemäß Fig. 75d wird jedoch der n-Störstoff eindiffundiert, ohne daß der das Gatter des MOSFET Q₂ überdeckende Oxidfilm 109b entfernt wird.

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» t ■ » ■ ■ ι ■ ■ »

* * · P J I · t 111

Fig. 76a bis 76d zeigen jeweils im Schnitt die Herstellung von mit einem η-Kanal versehenen ρ -Gatter- und η -Gatter-MOS-Transistoren.

fFig. 77aj bis 77dl zeigen jeweils »im Schnitt die Herstellung von n-Känäl-MOS-Transistören mit η - bzw. i-Gätter.

Im folgenden wird anhand von Fig. 78a bis 78e ein Verfahren zum Herstellen eines integrierten Schaltkreises mit einem n-Kanal-MOS-Halbleiter erläutert.

1. Zunächst wird ein p-Halbleitersubstrat 101 mit einem spezifischen Widerstand von 8 bis 20 Ohm/cm bereitgestellt und mittels thermischer Oxidation mit einem Film 102 mit einer Stärke von 1 Mikrometer versehen.

2. Um die Oberfläche des Halbleitersubstrats freizulegen, die Teilen entspricht, innerhalb welcher MISFETs erzeugt werden sollen, werden bestimmte Teile des thermisch oxidierten Films geätzt.

3. Dann wird auf der freigelegten Fläche des Halbleitersubstrats ein Gatteroxidfilm 103 mit einer Stärke ven 750 bis 1000 2 erzeugt, wie es in Fig. 78a gezeigt ist.

4. Derjenige Teil des Gatteroxidfilms 103, welcher in direkte Berührung mit einer polykristallinen Siliziueschicht kommen soll, wird selektiv geätzt, um geatäß Fig. 78b ein Loch 103a zum Herstellen einer direkten Berührung zu erzeugen.

5. Mit Hilfe eines chemischen AufdaapfVerfahrens wird Silizium auf die gesamte Oberseite des Halbleitersubstrats 101 aufgebracht, das mit dem Oxidfilm 102, den Gatteroxidfilm 103 und dem Kontaktloch 103a versehen worden ist, ua. eine polakristalline Siliziumschicht mit einer Stärke von 3000 bis 5000 S zu erzeugen.

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j "" 290Θ527

. 6. Gemäß Fig. 78c werden bestimmte Teile der polykristal- ^ linen Siliziumschicht 104 voia i-Typ oder aus einem Eingen-

'..halbleiter ■ geätzt.

fif- ,j.

,7. Auf die.gesamte Oberseite des Halbleitersubstrats 10Λ | wird auf chemischem Wege ein Siliziumdioxid-Maskenfilm mit einer Stärke von 2000 bis 3000 2 aufgebracht.

8. Der Siliziumdioxid-Maskenfilm 105 wird selektiv nur innerhalb der einen hohen Widerstand aufweisenden Teile belassen, z.B. gemäß Fig. 78d an Speicherzellen-Belastungswiderjtänden sowie der polykristallinen Siliziumschicht der eigenleitenden Gatterabschnitte 104a.

9. In das Halbleitersubstrat 101 wird Phosphor eindiffundiert, ua Quellen- und Kollektorbereiche 106 mit einer Stör-

20 3

stoffdichte von 10 Atomen/cm zu erzeugen. Hierbei wird der Störstoff gleichzeitig in die polykristalline Siliziumschicht eingeführt, ua Gatterelektroden 104b, einen Direktkontakt 104c und einen Verbindungsabschnitt 104d aus polykristallinen SiliziuM zu erzeugen, wie es in Fig. 78d gezeigt ist.

10. Auf der gesaaten Oberseite des Halbleitersubstrats wird ein Film 107 aus Phosphorsilikatglas mit einer Stärke von 7000 bis 9000 S erzeugt.

§ 11« Nunaehr wird Aluminium auf die gesamte Oberfläche der

^m Halbleitersubstrats 101 aufgedampft, tun einen Aluminiumfilm

108 nit einer Stärke von 1 Mikrometer zu erzeugen.

12. Der Aluainiumfilm wird selektiv geätzt, um gemäß Fig. 78e Verbindungsbereiche 108 herzustellen.

Ia folgenden wird erneut eine kurze Erläuterung des Grundgedankens der eingangs beschriebenen Gewinnung der Differenz

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der Fermi-Niveaus gegeben, und es werden praktische Beispiele besenrieben. Bei c'en in Fig. 58 dargestellten Transistoren Q₁ und Q₂ handelt es sieh um p-Kanal-Anreieherungs-MISFSTs, die auf einem n-Halbleitersubstrat I erzeugt worden sind. Die Gatterelektroden der Transistoren bestehen aus Leiterschichten, die so ausgebildet sind, daß polykristalline Siliziumschichten mit Halbleiterstörstoffen verschiedenen Leitfähigkeitstyps dotiert sind. Die Transistoren Q₁ und Q₂ verden in der nachstehend beschriebenen Weise hergestellt. Gesäß Fig. 58 werden ρ -Halbleiterbereiehe 4 und 5 für die Quellen und die Sollektoren der MISFETs selektiv auf einem n-Haäbleitersubstrat erzeugt. Gatterisolierfilme 2 werden innerhalb von Teilen der überfläche des HalbleiterSubstrats zwischen den einander gegenüberliegenden Quellenabschnitten 4 und den Kollektorabschnitten 5 hergestellt, und polykristalline Siliziumschichten 6 und 6^! werden auf die Gatterisolierfilme 2 aufgebracht. Die polykristalline Siliziumschicht, welche das Gatter 6» des MISFET Q₁ bilden soll, wird mit einem Halbleiterstörstoff vom gleichen Leitfähigkeitstyp wie das Substrat (η-Typ) dotiert. Die polykristalline Siliziumschicht, die das Gatter 6 des anderen MISFET Q₂ bilden soll, wird mit einem Halbleiterstörstoff dotiert, dessen Leitfähigkeitstyp demjenigen des Substrats entgegengesetzt ist (p-Typ),

Die Schwellenspannungen V₊₁₁₀₁ und V₊₁₁₀₉ der Transistoren Q₁ und Q₂ ergeben sich für die beschriebene Anordnung aus den folgenden Gleichungen:

Q„_ Q_n 'thQl "Mn ■ C_ox · C_0x

*thQ2 - "Hp - C^ - C^

Hierin bezeichnen #_Μη und #>,. die .ärbeitsfunktionen zwischen den Gattern der betreffenden MISFETs und dem Substrat, C

die Gatterkapazität je Flächeneinheit, Q die Oberflächen-

SS

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-64- .·..*.,· ·..·,:.. ; ladung und Q₀ die Ladung einer Sperrschicht des Substrats.

Wenn man die Differenz der Schwellenspannungen der beiden Transistoren ermittelt, erhält man die Differenz (0„ - *£„„)

Mp Mn

zwischen den Arbeitsfunktionen, welche die ersten Glieder auf der rechten Seite der Gleichungen (19) und (20) bilden, und diese Differenz kann als eine Spannung abgeleitet werden, die dem Bandabstand von Silizium entspricht. Da diese Spannung zu einer Spannung wird, die durch den Bandabstand von Silizium bestimmt ist_ä führen Abweichungen bei der Herstellung nicht zu einer Veränderung. Außerdem ergibt sich eine äußerst geringe Temperaturabhängigkeit. Der Grund dafür, daß die Scbwellenspannungen von UISFETs erhebliche Schwankungen zeigen, besteht darin, daß die zweiten und dritten Glieder (Q /Q ) und (Q_n/C ) auf der rechten Seite der Gleichungen

SS OX JJ OX

(19) und (20) in Abhängigkeit von den Herstellungsbedingungen schwanken. Bei diesem Ausführungsbeispiel werden die Transistoren Q₁ und Q₂ unter den gleichen Bedingungen hergestellt, so daß die zweiten und dritten Glieder auf der rechten Seite der beiden Gleichungen im wesentlichen gleich groß werden. Bei der Ermittlung der Differenz zwischen den Gliedern auf der rechten Seite heben sich die zweiten und dritten Glieder | auf. Somit wird eine Größe, die dem Bandabstand gleichwertig | ist, als Ausgangsspannung verwendet. |

Da bei dem Transistor Q₂ die Quelle, der Kollektor und die | Gatterelektrode unter Verwendung eines Halblexterstörstoffs 1 vom gleichen Leitfähigkeitstyp hergestellt werden, ist es mög- f lieh= das übliche Verfahren zum Herstellen eines Siliziumeatter-I HISFET anzuwenden, bei dem der Halbleiterstörstoff für die ^ Quelle, den Kollektor und die Gatterelektrode gleichzeitig ein- |

des Transistors Q- nicht gleichzeitig mit der Quelle und dem I Kollektor herstellen, und daher muß ein gesonderter Arbeitsschritt durchgeführt werden. Hierfür kommt ein Verfahren in Frage, bei dem die beiden Transistoren zwar nach dem beschriebenen bekannten Verfahren hergestellt werden, bei dem jedoch

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ein Gatterisolierfilm und ein Feldisolierfilm als Maske verwendet werden. Alternativ kann man eine in Fig. 61 dargestellte Maßnahme anwenden. Genauer gesagt, werden diejenigen Teile 6a und 8a^s der Gatterelektroden 6 und 6^f der MISFETs, welche Quellen und Kollektoren benachbart sind, zu Gatterelektrodenteilen gemacht, bei denen ein p-Halbleiterstörstoff vom gleichen Leitfähigkeitstyp wie bei den Quellen und Kollektoren eindiffundiert vird. Die mittleren Teile der Gatterelektroden, die nicht mit irgendeinem Halbleiterstörstoff dotiert sind, d-h» die aus dem Eigenhalbleiter Ci-Typ) bestehen, werden selektiv mit einem Gatterelektrodenabschnitt 6b versehen, in den ein p-Störstoff eindiffundiert wird, sowie mit einem Gatterelektrodenabschnitt 6b¹, in den ein n-Halbleiterstörstoff eindiffundiert wird. Gemäß der Erfindung werden die Teile, die nicht mit einem Halbleiterstörstoff dotiert sind, unter Berücksichtigung des Deckungsfehlers der Maske bei der Herstellung der Gatterelektroden 6b und 6b¹ aus den verschiedenen Halbleiterstörstoffen in den gewählten Bereichen angeordnet. Bei diesem Verfahren werden die Gatterelektrodenteile 6a xind 6b des Transistors Q„ mit Hilfe des gleichen Arbeitsschritts hergestellt, bei dem der Diffusionsvorgang bei der Quelle und dem Kollektor durchgeführt wird.

Bei jedem MISFET der vorstehend beschriebenen Art ist eine Gatterelektrode vorhanden, die sich aus mehreren Gatterelektrodenteilen zusammensetzt, welche miteinander verbunden sind, und die Differenz der Schwellenspannungen der beiden Transistoren wird gewonnen, so daß sich die Schwellenspannungskomponenten , die auf den Elektroaenabschnitten gleicher Art beruhen (Gatterelektrodenabschnitte Sa und 6a¹ sowie Elektrodenabschnit| te vom i-Typ), bei beiden Transistoren gegenseitig aufheben.

bei den Transistoren heben sich die zweiten und dritten Glieder auf der rechten Seite der Gleichungen (19) und (20) nicht auf. Als Differenzspannung erhält man die Spannung, welche dem Bandabstand bei Silizium entspricht,d-h. der Differenz der Arbeitsfunktionen zwischen den mittleren Teilen 6b, 6b¹

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der Gatterelektroden und dem Substrat, vie es weiter oben beschrieben ist, wobei sich eine Spannung von etwa 1,1 V ergibt.

Fig. 62 zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung in Gestalt eines integrierten Schaltkreises, der als komplementärer Feldeffekttransistor mit isoliertem Gatter ausgebildet ist« Hierbei sind js-Kanal-MOS-Transistoren A, B und C auf einem n-Sliisium-Körper 1 angeordnet, während n-Kanal-MOS-Transistoren D, Ξ und F auf einer Einsenkungsschicht 2 angeordnet s±iiS._t in die ein p-Störstoff mit einer niedrigen Konzentration einctiffundiert wurde. Um einen Bezug£»3pannungsgenerator zu schaffen, kann man die Differenz der Schwellenspannungen der MOS-Transistoren A und B, der MOS-Transistoren A und C oder der MOS-Transistoren B und C oder aber die Differenz der Schwellenspannungen der MOS-Transistoren D und E, der MOS-Transistoren D und F oder der MOS-Transistoren E und F ausnutzen. Gemäß Fig. 62 sind ein dicker Siliziumdioxid-Feldfilm 3 und ein Siliziumdioxid-Gatterfilia 4 vorhanden. Die Bezugszahl 5 bezeichnet einen p-Halbleiterbereich für die Quelle oder den Kollektor des p-Kanal-MOSFET und die Bezugszahl 6 einen n-Halbleiterbereich für die Quelle bzw. den Kollektor des η-Kanal-HOSFET. Die Bezugszahl 7 bezeichnet polykristallines p-Silizium, die Bezugszahl 8 polykristallines η-Silizium und die Bezugszahl 9 den Eigenhalbleiter- bzw. polykristallines i-Silizium. Der Bezugsspannungsgenerator liefert die Fermi-Niveaudifferenz zwischen den Materialien 7, 8 und 9 in Form einer Spannung.

Fig. 63 zeigt eine Ausführungsform, bei der es sich um eine weitere Verbesserung der Ausfüli^ungsform nach Fig. 62 handelt. Gemäß Fig. öä sinä p-Storsxioixscaiclifce« IG üütcJF «ess Gatter— oxidfilm 4 so angeordnet, daß sie die mittleren Teile 8 und der Gatterelektroden der Transistoren B und C nach Fig. 62 überlappen, und der Transistor A ist ebenfalls mit einer p-Störstoffschicht 10 versehen, so daß er die gleicbe wirksame Kanallänge aufweist wie die Transistoren B und C. Ferner sind

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• * f * * · it » * 4 4 4t 4 14.

290Θ527 j

gemäß Fig. 63 n-Störstoffschichten 11 unter den Gatteroxid- ^

filmen 4 so angeordnet, daß sie die mittleren Teile 7 und 9 |

der Gatterelektroden der Transistoren E und F nach Fig. 62 f|

überlappen^ und der Transistor D ist ebenfalls mit einer n- |

Störstoffschicht 11 versehen, so daß er die gleiche wirksame ff Kanallänge aufweise wie die Transistoren E und F. Man kann
die wirksame Kanallänge der Transistoren A, B und C bzw. der
Transistoren D, E und F im wesentlichen gleich groß machen,
indem maß die p-Störstoffschicbten 10 bzw. die n-Störstoffschichten 11 vorsieht. Somit werden die Kennlinien zwischen
den Kollektorströmen und den Gatterspannungen der Transistoren I

A, B und C bzw. der Transistoren D, E und F zu Kurven, die |i parallel zueinander verlaufen und sich in Richtung der Gatter- |

Spannungsachse entsprechend den Differenzen der Fermi-Niveaus ij

der polykristallinen Siliziummaterialien in den mittleren 1

Teilen der Gatterelektroden dieser Transistoren verlagern. |

Daher ist es möglich, die Differenzen der Schwellenspannungen p·

der Transistoren bei noch zu beschreibenden Bezugsspannungs- '

generatorschaltungen mit hoher Genauigkeit zu gewinnen. ρ

Die Temperaturabhängigkeit der Differenzen der Schwellen- I' spannungen bei den drei IGFET-Arten sind sehr gering, da die
Temperaturabhängigkeit der Differenzen der Fermi-Niveaus bei

den Gatterelektrodenhalbleitern gering sind. |

Fig. 79a bis 79e zeigen ein Verfahren zum Herstellen des I

CI'lOSIC-Transistors nach Fig. 63. I

a) Ein n-Siliziumkörper 101 wird mit Hilfe des bekannten % selektiven Diffusionsverfahrens mit einem vertieften p-Bereich * 102 von geringer Konzentration versehen. Dann wird ein FeIdoxidfilm 103 erzeugt. Kach der Erzeugung eines Gatteroxidfilms 104 in Aussparungen des Films 103 werden p-Störstoffschichten 105 und n-Störstoffschichten 106 mit Hilfe bekannter selektiver lonenimplantationsverfahren hergestellt.

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b) Polykristalline Silisiumgatterelektroden 107 werden mit Hilfe des bekannten chemischen AufdampfVerfahrens und des Photoätzverfahrens aufgebracht. In diesem Stadium bestehen die Elektroden 107 aus dem Eigenhalbleiter.

c) Auf gewähltes Flächen wird mit Hilfe des chemischen AufdampfVerfahrens ein Maskenoxidfilm 108 erzeugt. Unter Benutzung dieser Maske werden Quellen- und Kollektorschichten 109 von p-Ka*ial-MOSFET-Transistoren hergestellt, und polykristalline p-Schichten 110 werden durch selektives Eindiffundieren eines p-Störstoffs erzeugt.

d) Auf gewählten Flächen wird erneut mit Hilfe des chemisehen Auf dampf Verfahrens ein Maskenoxidfilm 108' hergestellt. Unter Verwendung dieser Maske werden Quellen- und Kollektorschichten 111 von n-Kanal-MOSFET-Transistoren und polykristalline n-Schichten 112 durch selektives Eindiffundieren eines n-Störstoffs erzeugt.

e) Nunmehr wird ein Film 113 aus Phosphorsilikatglas aufgebracht, der mit Kontaktlöchern versehen wird, und Aluminium-' elektroden 114 werden hergestellt, womit der Aufbau der Vorrichtung abgeschlossen ist.

Fig. 64 zeigt eine weitere Ausführungsform von IGFET-Transistoren, die einen erfindungsgemäßen Bezugsspannungsgeneriator bilden, und bei denen Gatterelektroden mit unterschiedlichen Fermi-Niveaus vorhanden sind. In diesem Fall haben IGFET-Transistoren A, B und C eine Gatterelektrode 7 aus p-Silizium bzw. eine Gatterelektrode, deren beide Enden aus p-Silizium bestehen und deren mittleren Teil aus esigenleitendera Silizium 4 hergestellt ist, bzw. eine Gatterelektrode, deren beide Enden aus p-Silizium 7 bestehen, während der mittlere Teil 12 aus Aluminium hergestellt ist. Diese Gatterelektroden überdecken die aus Siliziumdioxid bestehenden Gatteroxidfilme 3, die auf verschiedene Flächen eines einheitlichen Körpers 1 aus η-Silizium im wesentlichen unter den gleichen Bedingungen

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2 § y i § i 7

aufgebracht worden sind. Ferner weisen die IGFET-Transistoren Quellen- und Kollektorschichten 8 auf. Wenn man dafür sorgt, daß die Schwellenspannung V^₁- des Transistors Δ den Wert -0,8 V erhält, nimmt die Schwellenspannung des -Transistors B annähernd den Wert -1,40 V und diejenige des Transistors C annähernd den Wert -1,95 V an. Diese Spannungen erzeugen Differenzen, die im wesentlichen gleich den Differenzen der Ferai-Niveaus der Silizium- und Aluminiiuamaterialien in den mittleren Teilen der Gatterelektroden sind.

Bei dieser Ausführungsform wurde berücksichtigt, daß die Temperaturabhängigkeit der Differenz von etwa 1,15 eV zwischen den Fermi-Niveaus des hochkonzentrierten p-Siliziums und des Aluminiums oder die Differenz von etwa 0,60 eV zwischen den Fermi-Niveaus des eigenleitenden Siliziums und des Aluminiums klein ist.

Fig. 80a bis 8Od zeigen ein erfindungsgemäßes Verfahren zum Herstellen eines integrierten Schaltkreises mit p-Kanal—IGFET-Transistoren, zu dem sämtliche in Fig. 64 dargestellten Transistoren A, B und C gehören.

a) Ein dicker Feldoxidfilra 2 aus Siliziumdioxid mit Aussparungen wird auf der Oberfläche eines n-Siliziumkörpers erzeugt* in den Aussparungen wird ein Gatteroxidfilm 3 hergestellt, und eine polykristalline Siliziumschicht 4 wird ait Hilfe des chemischen Aufdampfverfahrens aufgebracht. Die polykristalline Siliziumschicht 4 besteht aus eigenleitendem Halbleitermaterial. Ferner wird ein Maskenoxidfilm 6 auf eines Teil der Schicht 4 mit Hilfe des chemischen Aufdaapfverfahrens angeordnet.

b) Die polykristalline Siliziumschicht wird mit Hilfe des bekannten Photoätzverfahrens selektiv entfernt, und ein p-Störstoff, z.B. Bor, wird thermisch eindiffundiert, um Quellen-

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Ü und Kollektorschichten 8 sowie polykristalline p-Silizium-

|f schichten 7 zu erzeugen« Hierbei wird der von dem Oxidfilm 6

I tiberdeckte Teil der polykristallinen Siliziumschicht 4 im

|| eigenleitenden Zustand gehalten.

. c) Nunmehr wird wegen der Anwendung des chemischen Auf-

,;, dampf Verfahrens ein isolierender Film 9 aufgebracht, der

'■ z.B. aus Phorphorsilikatglas besteht und mit Kontaktlöchern

' versehen wird. Hierbei wird auch ein Kontaktloch 10 mm mitt-

L leren Teil einer Gatterelektrode innerhalb eines Bereichs aus-

$ gebildet, wo der Transistor C entstehen soll.

d) Es werden Aluminiumelektroden 11 und 12 hergestellt,

A _

i: und es wird eine Wärmebehandlung bei 380 bis 540 C mit einer

■; Dauer von 30 min bis 3 Stunden durchgeführt. Dann diffundiert

das polykristalline Silizium an dem Kontaktloch 10 in Richtung

■ auf die Oberseite der Aluminiuaschicht, da eine Legierungs-

= reaktion mit dem Aluminium stattfindet, so daß man einen Auf-

I bau erhält, bei dea das Aluminium in direkter Berührung mit

i dem Gatteroxidfiln steht. Das in Fig. 80a bis 8Od dargestellte

i Verfahren zum Herstellen integrierter Schaltkreise mit p-Kanal-

t IGFET-Transistoren läßt sich auch zur Herstellung einer inte—

I frierten Schaltung alt koaplementären MIS-Transistoren im we-

i «entliehen ohne Abänderung anwenden.

j Die Legierungsreaktion kann durch ein Verfahren ersetzt wer-

{ den, bei des der aittiere Toll der Gatterelektrode mit Hilfe

_:, des Photoatzverfahrens entfernt wird, woraufhin Aluainiua 3 :,

1 direkte Berührung Mit de* Gatterisoliorfila gebracht wird.

Der so hergestellte Besugagsgeaerator vsist eine geringe Teaperaturabhjiagigkeit auf und wird durch Fertigungstoleranzen wenig beeinflußt, so daß er bei verschiedenen elek-

; ironischen Schaltungen verwendbar ist*

^1; Tig. SId zeigt des Aufbau von IGFET-Transistoren A, B, C und

: D, mit Schwellenspannungsdifferenzen auf der Basis der Fermi-

__*J 1 _

Niveaudifferenzen von Gatterelektroden, wobei es sich um
eine weitere Ausführungsform der Erfindung handelt. Der Transistor A ist als p-Kanal-HOSFET-Transistor mit einer Gatterelektrode 11 aus p-Silizium ausgebildet, während der Transistor B ein p-Hanal-MOSFST-Transistor mit einer Gatcerelektrode ist, bei der beide Endabschnitte aus p-Silizium 11 bestehen, während der mittlere Teil 8 aus η-Silizium hergestellt
ist. Der Transistor C ist ein n-Kanal-HOSFST-Transistor mit
einer Gatterelektrode 8 aus η-Silizium, während der Transistor D ein n-Kanal-MOSFST-Transistor ist, bei dem eine Gatterelektrode an beiden Enden aus η-Silizium besteht, während der | mittlere Teil 11 aus p-Silizium hergestellt ist. TJm einen |

Bezugsspannungsgenerator herzustellen, wird eine Spannung ver- t wendet, die auf der Differenz der Schwellenspannungen der £ HOSFET-Transistoren A und B oder der MOSFST-Transistoren C t

und D basiert. |

Fig. SIa bis 81d zeigen ein Verfahren zum Herstellen eines t integrierten MOS-Schaltkreises mit den IGFET-Transistoren A, t B, C und D. I

a) Ein vertiefter Bereich 2 vom p-Typ wird in einem Körper ; 1 aus η-Silizium erzeugt, auf den ein dicker Feldoxidfilm 3 3 mit Aussparungen aufgebracht wird. Dann wird in den Aussparun- ς gen des Oxidfilms 3 ein Gatteroxidfilm 4 hergestellt, und ein ϊ Film 5 aus polykristallinem Silizium, das den Eigenhalbleiter ^s bildet, wird aufgebracht und mit Hilfe des Photoätzverfahrens
bearbeitet.

b) Auf gewählten Flächen wird mit Hilfe des chemischen
AufdampfVerfahrens ein Maskenoxidfilm 6 erzeugt. Unter Benutzung dieser Maske wird ein n-5törstoff, z.B. Fnosphor, in gewählte Bereiche eindiffundiert, so daß n-Bereiche 7 für die
Quellen und Kollektoren von n-Kanal-MOSFET-Transistoren und
polykristalline n-Schichten 8 entstehen. 1

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c) Hit Hilfe des chemischen Aufdampfverfahrens wird auf gewählten Flächen ein Maskenoxidfilm 9 erzeugt, mittels dessen ein p-Störstoff, z.B. Bor, durch Ionenimplantation eingebracht wird, so daß p-Bereiche 10 für die Quellen und Kollektoren von p-Kanal-MOSFET-Transistoren und polykristalline p-Siliziumschiehten 11 entstehen. Bei der Verwendung von Bor erhält der Oxidfilm 9 eine Stärke von etwa 3000 2, und es wird mit einer Implantatxonsenergxe von 30 bis 50 keV und einer Implantatxonsmenge von 2 χ 10 bis 1 χ 10 Atomen/cm gearbeitet;. Die Aktivierung der implantierten Ionen erfolgt zweckmäßig durch eine Wärmebehandlung bei 900⁰C mit einer Dauer von 10 min bis zu 1000 C bei einer Dauer von 30 min.

Die Diffusion des n-Störstoffs gemäß dem Schritt b) kann auch nach dem Schritt c) durchgeführt werden. In diesem Fall würde das Eindiffundieren des n-Störstoffs gemäß dem Schritt b) zweckmäßiger als Ionenimplantation von Phosphor oder dergl» durchgeführt werden. Bei der Verwendung von Phosphor erhält der Oxidfilm 6 eine Stärke von etwa 3000 2, und es wird mit einer Implantationsenergie von 60 bis 100 keV und einer Implantationsmenge von 2 χ 10" bis 1 χ 10 Atomen/cm" gearbeitet. Zur Aktivierung der implantierten Ionen ist eine Wärmebehandlung bei 900⁰C mit einer Dauer von 10 min bis zu 1000⁰C mit einer Dauer von 30 min geeignet. Wenn man die Dotierung mit dem p-Störstoff auf diese Weise durchführt, kann man die Wärmebehandlung nach dem Dotieren mit dem p-' ' Störstoff abschwächen, so daß verhindert werden kann, daß die Kanalteile mit dem p-Störstoff dotiert werden.

d) Nach dem Aufbringen eines Phospborsxlikatglasfilms 12 mit Hilfe des chemischen Aufdampfverfahrens werden Kontakt-

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die Herstellung der Vorrichtung abgeschlossen ist.

Unter erneuter Bezugnahme auf Fig. 58 wird im folgenden eine weitere Ausführungsform der Erfindung beschrieben. Gemäß Fig. 58 weist der p-Kanal-MOSFET-Transistor Ql eine Gatterelektrode

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aus polykristallinem n-Silizium 6* auf, während zu dem p-Kanal-MOSFET-Transistor Q2 eine Gatterelekt-rode 6 aus polykristallinem p-Silizium gehört.

Da diese Feldeffekttransistoren unter im wesentlichen gleichen Bedingungen hergestellt werden, wenn man vom Leitfähigkeitstyp der Gatterelektroden absieht, wird die Differenz der Schwellenspannungen V^ der beiden Transistoren im wesentlichen gleich der Differenz der Fermi-Niveaus von p-Silizium und n-Siliziunu Die Gatterelektroden werden mit den betreffenden Störstoffen in der Nähe ihrer Sättigungsdichte dotiert; und die genannte Differenz wird im wesentlichen gleich dem Bandabstand E von Silizium, der etwa 1,1 V beträgt. Man kann die Differenz mit hoher Genauigkeit nutzbar machen, indem man für die Kanäle der beiden Feldeffekttransistoren die gleichen Abmessungen wählt, so daß eine Verwendung der Anordnung als Bezugsspannungsquelle möglich ist«,

Da ein solchem Bezugsspannungsgenerator eine geringe Temperaturabhängigksdt zeigt und durch Fertigungsabweichungen nur wenig beeinflußt wird, läßt er sich bei den verschiedensten elektronischen Schaltungen verwenden.

In Fig. 58 bezeichnet die Bezugszahl 1 einen Körper aus n-Silizium, die Bezugszahl 3 einen dicken Feldoxidfilm, die Bezugszahl 2 einen Gatteroxidfilm, die Bezugszahl 4 einen Quellenbereich vom p-Typ und die Bezugszahl 5 einen Kollektorbereich vom p-Typ. Im vorliegenden Fall ist das Gatter 6» aus polykristallinem η-Silizium sowohl mit einem n-Störstoff als auch mit einem p-Störstoff dotiert, wobei die Dichte des n-Störstoffs um das 1,5-fache oder mehr die Dichte des p-Stör-

einem n-Störstoff, wobei nahezu kein p-Störstoff vorhanden ist und wobei trotzdem eine Selbstangleichung an die Quelle und den Kollektor besteht.

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Die Dichte des n-Störstcffs mu£ aus dem folgenden Grund um mindestens das 1,5-fache höher sein als die Dichte des p-Störstoffs: Bei den üblichen Dotierungsverfahren, bei denen ein Störstoff mit hoher Dichte eingebracht wird, ergeben s-\ch bei der Regelung der Dichte Abweichungen von +20% vom Sollwert. Somit erhält man für das Verhältnis zwischen den Abweichungen bezüglich der Dichte des n-Störstoffs und de3 p-Störstoffs den ÄtoUruck (1,5 + 0,3)/(l,l + 0,2). Da der kleinste Wert dieses Verhältnisses zu 1/1 wird, ergeben sich erhebliche Unter:chiede bezüglich des Fermi-Niveaus des polykristallin*>-i Siliziums, das mit n- und p-Störstoffen dotiert ist.

Damit gewisse Schwankungen bei der Fertigung zugelassen werden können, muß daher in jedem Fall das Verhältnis zwischen den Störstoffdichtewerten mindestens 1,5 betragen.

Fig. 82a und 82b zeigen ein Verfahren zum Herstellen von IGFET-Transistoren zum Einstellen des Verhältnisses der Störstoffdichtewerte auf 1,5 oder darüber.

a) Ein n-Siliziumkörper 1 mit einer relativ niedrigen Störstoffdichte von z.B. unter 5 χ 10 Atomen/cm vird oxidiert, um einen dicken Oxidfilm 2 für isolierende Elemente zu erzeugen. Nach der Herstellung eines Gatteroxidfilms 3 in Vertiefungen des Films 2 wird ein eigenleitender polykristalliner Siliziumfilm 6 bzw. 6^T mit Hilfe des chemischen AufdampfVerfahrens aufgeoracht. Ferner wird ein Maskenoxidfilm 7 mit Hilfe des chemischen Aufdampfverfaurens auf einer gewählten Fläche erzeugt. Unter Benutzung des Oxidfilms 7 als Maske wird der polykristalline Siliziumfilm S* mit einem n-Störstoff, z.B. Phosphos oder Arsenid, selektiv dotiert, und zwar mit

18 3

einer hohen Dichte von z.B. über 5 χ 10 Atomen/cm - Auf diese Weise entsteht der polykristalline n-Siliziumfilm 6'.

b) Nach dein jsntfernen des Maskenoxidfilnis 7 wird mit Hilfe des Photoätzverfahrens eine Gatterelektrode aus polybristal-

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linem Silizium hergestellt, und es werden Quellen- und KoI-lektor-Störstoffschichten 4 und 5 mit einer geringen Dichte

18 '3 von z.B. weniger als 3,3 χ 10 Atomen/cm durch thermisches Eindiffundieren eines p-Störstoffs, z.B. von Bor, hergestellt. Hierbei wird die Dichte des n-Störstoffs, mit dem der polykristalline Film 6^f während des Schritts a) dotiert wird, so gewählt, daß sie um mindestens das 1,5-fache höher ist als die Dichte des p-Störstoffs, mit dem der polykristalline Siliziumfilm 6' dotiert wird, während bei dem Schritt b) der p-Störstoff eindiffundiert wird, so daß die η-Leitfähigkeit des polykristallinen Siliziumgatters 6^r erhalten bleibt.

Fig. 83a bis 83d zeigen ein weiteres Verfahren nach der Erfindung, wobei Fig. 83a den gleichen Schritt zeigt wie Fig. 82a.

b) Nach dem Entfernen des ilaskenoxidfUras 7 wird bei einer polykristallinen Siliziumgatterelektrode das Photoätzverfahren angewendet. Danach wird unter Benutzung der polykristallinen Siliziumgatter 6 und 6¹ als Maske der Gatteroxidfilm, der Teile überdeckt, welche zu erzeugenden Quellen und Kollektoren entspricht, entfernt, woraufhin der Siliziumkörper einer Oxidation in Dampf bei 750 bis 900⁰C auf die Dauer von 60 bis 600 see unterzogen wird. Bei dieser Oxidation richtet sich die Wachstumsgeschvindigkeit des Oxidfilms auf der Oberfläche des Siliziums nach der Dichte des Störstoffs in dem Silizium. Ins-

18 besondere dann, wenn die Störstoffdichte mindestens 5 χ 10

3 20 3

Atome/cm und vorzugsweise 10 Atome/cm oder mehr beträgt, erreicht die Wachstumsgeschwindigkeit des Oxidfilms einon sehr hohen Vert» Daher werden verhältnismäßig dünne Oxidfilne 8 und 10 mit einer Stärke von 20 bis 40 % auf den Teilen erzeugt, die der Quelle und dem Kollektor entsprechen und eine relativ niedrige Störstoffdichte aufweisen, sowie auf dem eigenleitenden polykristallinen Silizium 6. Andererseits wird ein verhältnismäßig dicker Oxidfilia 9 mit einer Stärke von 70 bis 200 £ aaf dem polykristallinen n-Siliziumgatter 6¹ erzeugt, bei dem die Störstoffdichte verhältnismäßig hoch ist·

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c) Bor kann bei thermischer Diffusion einen Oxidfilm mit einer Stärke von höchstens 40 8 durchdringen, wird jedoch durch einen Oxidfilm mit einer Stärke von mindestens 70 2 zurückgehalten. Daher wird Bor danach etwa 20 min lang bei 950 bis 1000⁰C thermisch leindiffundiert. Hierbei durchdringt das Bor die relativ dünnen Oxidfilme 8 und 10, um die p-Störstoffschichten 4 und 5 sowie die polykristalline p-Siliziumschicht 6 zu bilden. Hierbei wird die polykristalline n-Siliziumschicht G¹ r^jrch den relativ dicken Oxidfilra 9 geschützt und nicht mit Bor dotiert. Alternativ ist es möglich, vor dem thermischen Eindiffundieren von Bor die Oxidfilme 60 see lang mit einem Ä'tzmittel zu ätzen, das Fluorwasserstoff und Wasser im Verhältnis von 1:99 enthält, um die Oxidfilme 8 und 10 zu beseitigen, wobei ein Oxidfilm 9 mit einer Stärke von 40 bis 150 A* zurückbleibt. Hierauf erfolgt das thermische Eindiffundieren von Bor. Auf diese Weise ergibt sich ein ähnlicher Aufbau.

d) Schließlich wird ein Film 11 aus Phosphorsilikatglas hergestellt, es werden Kontaktlöcher erzeugt, und es werden Aluminiumelektroden 12 aufgebracht, womit die Herstellung der Vorrichtung abgeschlossen ist.

Zwar wurde das erfindungsgemäße Verfahren bezüglich der Herstellung von Siliziumgatter-p-Kanal-HOSFET-Transistoren beschrieben, doch läßt sich das Verfahren weitgehend in der gleichen Weise bei p-Kanal-MOSFET-Transistoren einer Siliziumgatter-CMOSIC-Anordnung anwenden.

Xm folgenden werden erfindungsgemäße Schaltungen zum Gewinnen der Differenz der Schwellenspannungen Y,. von MOS-Transistoren beschrieben.

Zwar ermöglichen es die nachstehend beschriebenen Schaltungen, die Differenzen der Fenni-Niveaus (E»_Q - E- ), (E- - E.) und (E. - E- ) zu gewinnen, doch lassen sie sich auch als Bezugs-

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spannungsgeneratorschaltungen verwenden, bei denen allgemein als Bezugsspannung von einer Spannung Gebrauch gemacht wird, die auf der Differenz der Schwellenspännüngeη Vs. von Feldeffekttransistoren basiert, welche ungleiche Schwellenspannungswerte aufweisen.

Fig. 6b zeigt eine Schaltung, die Spannungen erzeugt, welche den Schwellenspannungen von MOS-Transistoren entsprechen. Die Transistoren Tl und T2 bilden die sogenannten MOS-Dioden, bei denen die Kollektoren und Gatter miteinander verbunden sind.

Io bezeichnet eine Quelle für einen konstanten Strom, und Tl und T2 bezeichnen MOSFET-Transistoren, die gemäß Fig. 6a ungleiche Schwellenspannungen V.. ., und V., ₂ und im wesentlichen gleiche gegenseitige Leitfähigkeiten ß aufweisen. Bezeichnet man die Kollektorspannungen der Transistoren mit V₁ und V₀, erhält man

Io

1/2

- ^Vthl>'

1/2 ß (V₂ - V_th2)'

Daher ist

i - ^vthi ⁺ V^{2 Io/ß}

^V2 " ^Vth2

(22)

Durch Entnehmen der Differenz der Kollektorspannungen ist es möglich, die Differenz der Schwellenspannungen zu gewinnen.

Als Quellen für konstante Ströme kann man hinreichend große Widerstände verwenden. Venn ihre Kennlinien gleichmäßig sind, kann man Diffusionswiderstände verwenden, ferner polykristalline Silizium-Widerstände, durch Ionenimplantation erzeugte Widerstände oder aus MOS-Transistoren gebildete große Widerstände.

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Wenn man bei dieser Schaltung als Transistoren Tl und T2 die vorstehend anhand von Fig. 58 und 59 beschriebenen η -Gatterp-Kanal-MOS- und p⁺-Gatter-p-Kanal-MOS-Transistoren verwendet, ist es möglich, die Differenz (E_f - E_f ) der Fermi-Niveaus des η-Halbleiters und des p-Halbleiters, deren Wert im wesent- j liehen gleich der Differenz der Schwellenspannungen ist, zu gewinnen.

Durch die Verwendung von Gatterelektroden von ungleicher Zusammensetzung ist es möglich, die ungleichen Schwellenspannungen z.B. dadurch hervorzurufen, daß man Ionen in die Kanäle implantiert, die Dicke eines dotierten Gatteroxid- oder Gatterisolier films verändert,- oder dergleichen. Wird eine solche Maßnahme bei der Schaltung nach Fig. 6b angewendet, kann man die Differenz von Schwellenspannungen, die den implantierten Ionenmengen entsprechen, oder die Differenz von Schwellenspannungen, die den Störstoffmengen entsprechen, mit denen die Gatterisolierfilme dotiert sind, oder die der Dicke der Gatterisolierfilme entsprechen, auf ähnliche Weise als Bezugsspannung gewinnen.

Beispielsweise läßt sich bei der Ionenimplantation eine erhebliche höhere Genauigkeit bezüglich der Störstoffkonzentration erreichen als bei dem gebräuchlichen Diffusionsverfahren, da sich die implantierte Menge in Form eines Stroms überwachen läßt. Dies ist in Fig. 7 dargestellt. Selbst wenn die mit Tl bezeichneten Kennlinien von MOS-Transistoren vor der Implantation von Ionen bei der Herstellung einzeln verlagert worden sind und wenn die Schwellenspannungswerte infolge der Ionenimplantation einzeln um £Ύ*λ. verändert worden sind, wird die Größe ^VfT₁ * d»h« die Differenz der beiden Schwellfeüspannungen, durch die Menge der implantierten Ionen bestimmt, so daß sich nur äußerst geringe Abweichungen ergeben. Daher läßt sich diese Differenz auf ähnliche Weise als Bezugsspannung verwenden, da sich bei der Herstellung nur geringe Abweichungen ergeben. Bezeichnet man mit V+jji die Schwellenspannung des MOS-Transistors Tl, der keiner Ionenimplantation unterzogen wird,

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erhält man entsprechend der Gleichung (15)

Q_ss Q_B ^Vthl ⁼ ^MS ~ ² ^F " CÖX ~ CÖX

Bezeichnet Δ. Q_ß einen Teilbetrag fester Änderungen des Substrats als Folge der Ionenimplantation, erhält man für die Schwellenspannung V,. „ des der Ionenimplantation unterzogenen MOS-Transistors T2 die folgende Gleichung:

^Vth2 - ⁰MS ² ^F COX CÖX ^C24)

Somit ist

^Vthl " ^Vth2 ⁼ CÖX" ⁽²⁵⁾

Die Temperaturabhängigkeit dieser Differenzspannung zwischen den Schwellenspannungen ist äußerst gering, da Q₃ bei Temperaturänderungen nahezu keiner änderung unterliegt.

Weitere Vorteile bestehen darin, daß man die Bezugsspannung mit Hilfe der Menge der implantierten Ionen frei wählen kann und daß sich die Vorrichtung sogar mit Hilfe eines Verfahrens zum Herstellen von MOS-Transistoren mit nur einem Kanal leicht herstellen läßt.

Fig. 8 und 9 zeigen Beispiele von Schaltungen, bei denen wie bei den Anordnungen nach Fig. 6a und 6b ein η -Gatter-Feldeffekttransistor Tl und ein p⁺-Gatter-Feldeffekttransistor T2 verwendet werden, wobei der Transistor Tl als MOS-Diode geschaltet und mit dem Transistor T2 in Reihe geschaltet ist,

ist angenommen, daß der Transistor Tl die Schwellenspannung V.. - und der Transistor T2 die Schwellenspannung V.. „ ^na*·

Hat ein Widerstand Rl eine ausreichende Größe im Vergleich zum Blindwiderstand von Tl^ und hat ein Widerstand R2 eine

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ausreichende Große im Vergleich zum Blindwiderstand von T2, gelten die folgenden Gleichungen;

⁽²⁶⁾

so daß V₂ a V_thl - V_tu2 (28)

Fig. 11a zeigt eine Schaltung, bei der Spannungen, die den Schwellenspannungen eines η -Gatter-MOS-Transistors Tl und eines ρ -Gatter-MOS-Transistors T2 entsprechen, an beide Klemmen eines Kondensators Cl angelegt werden, der mit den MOS-Transistoren verbunden ist, wobei eine durch den Kondensator festgehaltene Spannung als Differenzspannung entnommen wird. Fig. 11b zeigt die bei der Schaltung nach Fig. 11a auftretenden Wellenformen. Die Transistoren T5 und TG werden durch einen Taktimpuls ^₁ eingeschaltet, um die Differenzspannung der Schwellenspannungen V^-^ und V., ₂ dieser HOSFST-Transistoren dem Kondensator Cl zuzuführen.

Nach dem Abschalten der MOSFST-Transistoren T5 und T5 durch den Impuls £-. wird ein HOSFET-Transistor T3 durch einen Taktimpuls ^₂ eingeschaltet, um den Kondensator Cl bei der Schwingungsart (1) nach Fig. 11b zu erden. Da in diesem Zeitpunkt die Differenzspannung der Schwellenspannungen in dem Kondensator Cl festgehalten wird, erscheint das Differenzpotential bei der Schwingungsart (2) des Kondensators in unveränderter Form. Bei der noch zu erläuternden Verwendung bei einer Spannungsdetektorschaltung kann das Potential der Schwingungsart J (2) in diesem Zeitpunkt in der vorliegenden Form als Bezugs- § spannung verwendet werden. TJm jedoch eine allgemeinere Verwendung zu ermöglichen, werden die Übertragungsgatter T- und T₇ durch einen Taktimpuls i$₃ innerhalb einer Zeitspanne eingeschaltet, innerhalb welcher das einen hohen Pegel aufweisende Taktsignal ^₂ eintrifft; das Potential wird in einem Kondensator C2 festgehalten, der mit dem nicht invertierenden

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Eingang (+) eines Operationsverstärkers 5 verbunden ist, und das Potential wird von einem sogenannten Spannungsfolgeglied aufgenommen, bei dem 100% eines Ausgangssignals negativ zu dem invertierenden Eingang (-) des Operationsverstärkers 5 zurückgeleitet werden. Dann wird als Ausgangssignal des Spannungsfolgegliedes die Differenz der Schwellenspannungen der Transistoren Tl und T2 als Bezugsspannung gewonnen, wobei der innere Widerstand Hinreichend niedrig ist.

Fig. 10a zeigt den Aufbau einer erfindungsgemäßen dynamischen Differenzspannungs-Ausgpbeschaltung, bei der die Differenz der Schwellenspannungen eines η -Gatter-n-Kanal-MOS-Transistors Ql und eines ρ -Gatter-n-Kanal-HOS-Transistors Q2 ausgenutzt wird.

Bei dieser Schaltung sind die Gatter und Kollektoren der MISFET-Transistoren Ql und Q2 miteinander verbunden, und sie sind über Widerstände Rl und R2 an eine Quelle für eine Spannung -Vj₃₁J angeschlossen. Zwischen den Gatter- und Kollektoranschlüssen ist ein Kondensator C angeordnet, und die Difierenzkomponente zwischen den Schwellenspannungen der beiden Transistoren wird in dem Kondensator gespeichert, so daß ein Ausgangssignal zur Verfügung steht. Genauer gesagt, ist ein durch einen Taktimpuls 0 betätigbarer p-Kanal-MISFET-Transistor 03 zwischen dem Gatter und der Quelle des MISFET-Transistors Ql für die niedrigere Schwellenspannung angeordnet. Die betreffenden Belastungswiderstände der Transistoren Ql und Q2 sowie der Einschaltwiderstand des Transistors Q3 werden hinreichend kleiner gemacht als die Einschaltwiderstände der Transistoren Ql und Q2. Wenn bei dieser Schaltung gemäß den in Fig. 10b dargestellten Wellenformen der Taktimpuls & einen niedrigen Pegel annimmt, um den Transistor Q3 einzuschalten, erscheint die Differenz -(V₂ - V₁) zwischen den Kollektorspannungen bzw. den Schwellenspannungen V_n und V₂ der beiden Transistoren am Kollektor des MISFET-Transistors Q2 oder an der von dem Transistor Q3 abgewandten Klemme des Kondensators G

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Man erhält ähnlich wie bei den weiter oben beschriebenen Schaltungen die Differenzspannung als Ausgangssignal durch Abfragen entsprechend dem Taktsignal tfc

Fig. 12 zeigt eine Rezugsspannungsgeneratorschaltung, bei der auf ähnliche Weise ein η -Gatter-HOS-Transistor Tl und ein ρ -Gatter-MOS-Transistor T2 und ein Kondensator C2 verwendet werden. Ein HCSITT-Transistor T8 wird durch ein Taktsignal *L eingeschaltet. In diesem Zeitpunkt ist ein MOSFET-Transistor TS abgescii«.lt0t, da ein Taktsignal ^₂ vorhanden ist. Das Potential el_»er Schwingungsart bzw. eines Knote^is (6) wird niedriger als dasjenige eines Knotens (5), und zwar- um die Schwel— lenspannung V\. ., des MOSFET-Transistors Tl, und das Potential eines Knotens (7) wird niedriger als dasjenige des Knotens (5), und zwar um die Schwellenspannung V.. ₂ cles MOSFET-Transistors T2. Somit wird die Differenzspannung der beiden Schwellenspannungen V.., - und V._hi> an den Kondensator C2 angelegt. Danach wird der MOSFET-Transistor T8 durch das Taktsignal φ~ abgeschaltet, während der MOSFET-Transistor T9 durch das Taktsignal ί$2 eingeschaltet wird. Hierauf erscheint die Differenz der Schwellenspannungen an dem Knotenpunkt (7).

Fig. 13 zeigt einen erfindungsgemäßen Operationsverstärker mit zwei einen Differentialverstärker bildenden Transistoren Tl und T2 sowie aktiven Lasten T12 und T13 für den Differentialverstärker. Sin Transistor TIl bildet zusammen mit Transistoren T14 und T16 eine Quells für einen konstanten Strom. Die Transistoren T15 und T16 bilden eine zur Pegelverschiebung dienende Ausgangspufferschaltung, bei welcher der Transistor T16 die mit einem konstanten Strom arbeitende Last bildet. Zwar zeigt Fig. 13 eine Schaltung mit CMOS-Transistoren, doch konnte man natürlich auch Einkaüäl—I-!G£J—

Bei diesem Operationsverstärker weisen die den Differentialverstärker bildenden Transistoren Tl und T2 ungleiche Schwellenspannungen V.. - und V-_h2 auf der Basis der Femi-üiveaudifferenz der Gatterelektroden auf, und es ist möglich, die

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Differenz der Schwellenspannungen als Bezugsspannung zu ver- |.

wenden oder zu entnehmen. Hierbei handelt es sich um eine bis fc

jetzt nicht bekannte Form der Anwendung eines Ope-rationsver- If

stärkere, . W

Fig. 14 zeigt schematisch nur den Differentialteil eines ge- |

wohnlichen Operationsverstärkers. Hierbei ist angenommen, daß |,

die MOS-Transistoren Tl und T2 ungleiche Schwellenspannungen §

V₊, - und V.._o haben und daß die übrigen Merkmale, z.B. die f

gegenseitige Leitfähigkeit, gleich sind. Der invertierende %

Eingang ist mit einem Minuszeichen und der nicht invertieren- I

de Eingang mit einem Pluszeichen bezeichnet. I

Bezeichnet man eine Eingangsspannung des Transistors Tl mit j§

V-, und eine Eingangsspannung des Transistors T2 mit V₂, er- %

hält man |

V-V=V-V I

^vl ^vthl 2 ^vth2 f

d.h. V₁ - V₂ = v_thl - v_th2 (29) .;

Der Ausgangspegel ändert sich innerhalb der durch diese Sin- | gangsspannungen gegebenen Grenzen.

Der Operationsverstärker ist mit einer Eingangsversetzung ' 1 versehen, die der Differenz der Schwellenspannungen entspricht.j Wird der invertierende Eingang oder der nicht invertierende \ &i.jiga.Tig geerdet oder durch eine Spannungsquelle mit einem Be- | zugspotential versorgt, ist ein Betrieb als Spannungskorrpara- J tor möglich, dessen Bezugsspannung durch die Versetzungsspan- i nung gebildet wird. Wenn dagegen der Ausga'ng mit dem invertierenden Eingang (-0 verbunden wird, so daß man eine Spannungsfolgeschaltung erhält, und wenn der nicht invertierende Eingang (+) gemäß Fig. 14 geerdet wird, erscheint am Ausgang \ die Differenz der Schwellenspannuagen. Damit in diesem Fall der Operationsverstärker betrieben werden kann, muß man als Transistor T2 einen HOSFET-Transistor der Verarmungsbaua.rt

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bzw. mit Sperrschicht verwenden. Verwendet man z.B. einen ρ -Gatter-MOS-Transistor Tl und einen η -Gatter-MOS-Transistor T2, kann man die Kanalteile beider Transistoren einer Ionenimplantation unter gleichen Bedingungen unterziehen, urti sie mit einer Sperrschicht zu versehen.

Fig. 15 zeigt eine Schaltung, die es nach Wunsch ermöglicht, eine Bezugsspannung mit Hilfe des Operationsverstärkers nach Fig. 14 einzustellen. Hierbei wird das Ausgangssignal zum invertierenden Eingang (-) über einen Spannungsteiler Rg, Rg zurückgeleitet. Bezeichnet man das Spannungsteilungsverhältnis RgZ(R₅ + Rg) mit r, erhält man die folgende Ausgangsspannung V_Q:

Der Spannungsteiler soll vorzugsweise aus linearen Widerständen bestehen, doch könnte man auch beliebige andere Widerstände verwenden, wenn ihre Kennlinien hinreichend gleichmäßig sind.

Während bei den Schaltungen nach Fig. 14 und 15 Sperrschicht-MOS-Transistoren verwendet werden, werden bei den Schaltungen ff nach Fig. 16 und 17 Anreicherungs-MOS-Transistoren verwendet, J die man natürlich auch durch Sperrschicht-MOS-Transistoren J ersetzen könnte. . i|

Wie bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 14 wird bei der Schaltung nach Fig. 16 ein Ausgangssignal direkt zu dem invertierenden Eingang· (-) zurückgeleitet. Bezeichnet man die Speisespannung mit Vj₅₀, erhält man das Ausgangssignal V wie folgt:

^Vo = ^VDD - ^(Vthl - ^Vth2⁾ <³¹>

Bei den Schaltungen nach Fig. 14 und 15 muß mindestens einer •der beiden den Differentialverstärker bildenden Transistoren

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-S5-

nach dem Verarmungsverfahren arbeiten, so daß man in manchen Fällen eine größere Zahl von Fertigungsschritten durchführen muß. Jedoch ermöglichen es die Schaltungen, die Differenz der Schwellenspannungen gegenüber dem Erdpotential zu gewinnen.

Bei den Schaltungen nach Fig. 16 und 18 wird dagegen die zu gewinnende Differenzspannung nicht auf das Erdpotential bezogen, jedoch gilt für den Betrieb der Feldeffekttransistoren nicht die genannte Bedingung.

Die Wahl der zu benutzenden Schaltung richtet sich nach der Beurteilung der jeweiligen Vor- und Nachteile.

Ebenso wie bei der Anordnung nach Fig. 15 wird bei der Schaltung nach Fig. 17 ein Ausgangssignal zu einem invertierenden Eingang (-) über einen Spannungsteiler R₇₁ Rg zurückgeleitet. Hierbei ergibt sich das Ausgangssignal wie folgt:

^Vo = ^VDD

V — V
thl th2

(32)

Fig. 18 zeigt eine Spannungsdetektorschaltung, bei r*er eine Bezugssp^nnung V_R aus einem erfindungsgemäßen Bezugsspannungsgenerator RVG, bei welchem die Differenz der Quellenspannungen V₊, ausgenutzt wird, einem Eingang eines Spannungskompa,-rators VC zugeführt wird, während eine nachzuweisende Spannung V₁J dem anderen Eingang zugeführt wird, so daß die Höhe der nachzuweisenden Spannung V_ gegenüber der Bezugsspannung V_R ermittelt werden kann.

Fig. 19 zeigt eine Spannungsdetektorschaltung, bei der eine Bezugsspannung V_R aus einem Bezugsspannungsgenerator RVG, bei dem die Differenz der Schwellenspannungen V.^ entsprechend der Fermi-Niveaudifferenz von Gatterelektroden gemäß der Erfindung ausgenutzt wird, einem Eingang eines Spannungskomparators VC zugeführt wird, während eine Spannung, die durch

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Teilen einer nachzuweisenden Spannung V_ mittels eines Spannungsteilers R₉, R-Q gewonnen wird, dem anderen Eingang zugeführt wird. Bezeichnet man das Spannungsteiltmgsverhältnis mit r, die Bezugsspannung mit V _ und den Nachweispegel mit fsense* ^{erhält nan:}

^vsense r ^i3a)

Der Nachweispegel V_sense kann mit Hilfe des Spannungsteilungsverhältnisses r nach Wunsch eingestellt werden.

Fig. 20 zeigt einfe Spannungsdetektorschaltung, bei der der Operationsverstärker verwendet wird, wobei die Versetzung der Differenz der Schwellenspannungen V_th entspricht, wie es anhand von Fig. 13 beschrieben wurde, und wobei die Ver.^etzungsspannung in der beschriebenen Weise als Bezugsspannung verwendet wird. Die Widerstände R₁₁ und R₁₂ bilden wie bei der Schaltung nach Fig. 19 einen Spannungsteiler.

Handelt es sich bei der zu erfassenden Spannung V_ um die Spannung einer Batterie, kann ean bei den Ausführungsbeispielen nach Fig. 18, 19 und 20 die Spannungsdetektorschaltung als Batterieprüfer bei einer Anordnung verwenden, bei der eine Batterie als Spannungsquelle dient. Ein konkretes Beispiel, bei des die Spannungsdetektorschaltung nach Fig. 20 als Batteri©prüfer für eine elektronische Uhr verwendet wird, ist in Fig. 54 dargestellt und wird weiter unten erläutert.

Fig. 21 zeigt eine weitere Ausführungsform eines Operationsverstärkers, bei des ein Differential verstärker mit is-Kanal-MOSFnvrr&nsistoreB Ql und Q2 vorhanden ist_f die ungleiche Schwellenspannungen V^ auf der Basis der Differenz der Fermi-Kiveaus von Gatterelektroden geaäß der Erfindung aufweisen. Die MOSFET-Transistoren Q3 und Q4 arbeiten als Belastungs-Feldeffekttransistoren der den Differentialverstärker bildenden Transistoren Ql und Q2, und ein weiterer MOSFET-Transistor Q5 bildet eine einen konstanten Strom liefernde Quelle für den Differentialverstärker Ql, Q2.

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Fig. 22 zeigt eine Differentialverstärkerschaltung, bei der
die Yersetzungsspannung durch die Differenz der Schwellenspannungen Y₊^ von MOS-Transistoren Ql und Q2 gebildet wird.

Fig. 23 zeigt die Kollektorstrom-Gatterspannungs-Kennlinien
der MOS-Transistoren Ql und Q2 nach Fig. 22.

In diesem Fall sind die Steilheitswerte der MOS-Transistoren,
die den Differentialverstärker bilden, so gewählt, daß sie
gleich groS werden, wenn der Strom einer einen konstanten
Strom abgebenden Quelle CS nacheinander die Werte I- I* und f I ⁿ annimmt, ergeben sich gegenüber der Kennlinie V_GS - I_DS I des Transistors Ql die Punkte 1, 1* und V₃ und die Schnitt- | punkte mit dieser Kennlinie des Transistors Q2 gehen in die j| Punkte 2, 2¹ und 2" über. Zunächst werden die Spannungen V_G1 | und Y_G2 an die Gatter der Transistoren Ql und Q2 angelegt, § um die Differentialverstärkerschaltung in den abgeglichenen ⁴ Zustand zu bringen. Selbst wenn der Strom der einen konstan- f ten Strom liefernden Quelle CS von I_Q auf I₀ ¹ oder I " übergegangen ist, und zwar in Abhängigkeit von der Temperatur, f wird gemäß der Erfindung die Differenz der die Differential- f schaltung abgleichenden Spannungen V_G_ und V_G2 im wesentlichen f konstant gehalten. In der Praxis spiegelt die Differenzspan- f nung die Differenz (V₊,,., - V₊, _o) der Schwellenspannungen der ; Transistoren Ql und Q2 wider. Infolgedessen erscheint die Temperaturkennlinie der Schwellenspannungen dieser Transi- % stören unverändert als die Differenz (V^₁ - V^₀) der Spannungen, die an die Gatter der Transistoren Ql und Q2 angelegt
werden müssen, um diese Transistoren in den abgeglichenen
Zustand zu bringen. . ;

Verwendet man als Transistoren Ql und QZ die weiter oben beschriebenen ρ -Gatter- und η -Gatter-n-Kanal-MOS-Transistoren,
erhält man die dem Bandabstand entsprechende Spannung von etwa i 1,1 V. Bei dem Siliziumhalbleiter hat diese Differenzspannung | bezüglich der Temperaturabhängigkeit einen Gradienten von g -0,24 mV/°C. 1

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Man kann die Temperaturabhängigkeit der Differenzspannung der Gatterspannungen dadurch beseitigen, daß man für die Leitfähigkeit der Transistoren Ql und Q2 ungleiche Werte wählt.

Es sei als Beispiel angenommeis, daß die Temperaturabhängigkeit der Konstantstromquelle CS der Differentialschaltung einen positiven Gradienten hat, während die Differenz (V.j- - ^v+h2^ ^{der Schwellens}P^annung^{en der} Transistoren Ql und Q2 eine Temperaturabhängigkeit mit einem negativen Gradienten aufweist. Wie in Fig. 23 bei Q₁ und Q₉" dargestellt, ist die Leitfähigkeit bei O₀" geringer als bei Q₁, so daß die Gatterspannung des Transistors 02, im abgeglichenen Zustand in der bei 3, 3^T und 3" dargestellten Weise in Abhängigkeit von der Temperatur variiert, und daß die Temperaturabhängigkeit der Differenz der Gatterspannungen der Transistoren Ql und Q2" auf der Basis der Differenz der Leitfähigkeitswerte dieser beiden Transistoren einen positiven Gradienten hat. Durch geeignetes Kombinieren der Leitfähigkeitswerte kann man die gesamte Temperaturabhängigkeit auf Null bringen oder mindestens verbessern.

Wenn die Temperaturabhängigkeit der Konstantstromquelle der :Differentialschaltung einen negativen Gradienten hat, wählt man für den Transistor Q2" eine höhere Leitfähigkeit als für den Transistor Ql, so daß man die Temperaturabhängigkeit bis auf Null verringern kann.

Beim abgeglichenen Zustand gelten die nachstehenden Beziehungen zwischen dem Strom I_Q der Konstantstromquelle, den Schwellenspannungen V.- -, V.- 2» die Steilheiten ß-, ß„ und die Gatterspannungen V_G1 und V_G2 der Transistoren Qi und QZ:

τ = b, f_V _ ν ^² = ^2 rv - ν S² (34) Ό 2 "-Gl -thl' 2 'G2 th2'

^VG1 - ^Vthl ⁺ P V^ßl

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^VG2 - ^Vth2 ⁺ 'f² V^ß2 ^{36)

- ^VG2 - ^(Vthl - ^Vth2>

Ist in der Gleichung (37) ß„>ß_o, ist ^ ^- <1 0, und wenn

1 1 ^x 1 2

S₁ C ß_o ist, ist τ= -ä— > 0. Daher kanfi der Temperaturgra-

dient des zweiten Gliedes der Gleichung (37) sowohl positiv als auch negativ werden.

Fig. 24 und 25 zeigen e ^indungsgemäße Anwendungsschaltungen für Spannungskomparatoren, die geeignet sind, die Temperaturäbhängigkeit auf der Basis des beschriebenen Grundgedankens zu verringern.

Bei der Schaltung nach Fig. 24 werden MOSFST-Transistoren Ql unö Q2, die ungleiche Schwellenspannungen V.. haben, da gemäß der Erfindung ein Unterschied zwischen den Fersi-Hiveaus von Gatterelektro^en vorhanden ist, als Quellenfolgetransistoren betrieben. Der abgeglichene Zustand entspricht dem Zeitpunkt, in dem die Differentialeingangsspannung einer Spannungskomparatorschaltung oder einer Operationsverstärkerschaltung CHP-den Wert 0 V annimmt. Beim abgeglichenen Zustand gelten die nachstehenden Beziehungen zwischen den Schwellenspannungen

till⁷ til2' . 1 -rfi -

V^-, V₁^₀, den Quellenspannungen V-, V₀ und den Kollektor-

strömen I₁, I₂ der MOSFET-Transistoren Ql und Q2: ^xl 2 1 ^VVG1 ^vthl ~ ^V1^J

T_ = i R- fV_. - V -

V₂ (39)

Somit gilt

^VG1 - ^Vthl ^{+ V}l

	Vth2	(vthi -	-90-	(	* c · · « * • *■ * a ·	* · · · « · - m • * · ■
	VG2 =		2 I2/ß2		2906527
VG2 =		V) +		(41)
VG1-			/2 I1Z01 -	/2 I2Zß2) (42)

Niauat man an, daß I₃= I_ = I, kann man die Tempera turabhängigkeit von (V_r - V_G„) dadurch auf Null bringen, daß man ß- und β>2 entsprechend der Temperaturabhängigkeit von I und der Temperaturabhängige!t von (V..- - V._ ₂) auf ähnliche Weise einstellt vie bei der Differentialschaltung.

Nimmt man bei diesem Ausführungsbeispiel an, daß ß- = ß~ = ß, erhält die Gleichung (42) die folgende Form:

^VG1 - ^VG2 - ^Vthl - ^Vth2 ⁺ P^/& < VI₁ - /I₂ ) (43)

Selbst wenn die Ströme I₁ und I_Q auf ungleiche Werte eingestellt werden, kann man die Temperaturabhängigkeit der Differenz (V_G1 - V_G2) auf ähnliche Weise auf Null bringen.

Fig. 26 zeigt eine erfindungsgemäße Konstantstromquelle. Wenn zwischen den Leitfähigkeitswerten der Feldeffekttransistoren Q2 und Q3 das Verhältnis l:n besteht, kann man erreichen, daß ein Strom, der durch den Transistor Q3 fließt, im Vergleich zu einem durch die Transistoren Ql und Q2 fließenden Strom I den Wert nl annimmt.

Somit kann man die Ströme I₁ und I₃ in der Gleichung (43) leicht dadurch erhalten, daß man bei der beschriebenen Konstantstromschaltung das Verhältnis η entsprechend verändert.

Fig. 27 zeigt als konkretes Ausführungsbeispiel eine Bezugsgnostnnngggonoratnrcfhai +.liner arvf, <3βϊ* BSSi-S ί?βΤ* Di."ffftTeH^isl —

schaltung nach Fig. 22.

Die in Fig. 27 in gestrichelte Linien eingeschlossenen Transistoren Ql, Q2, Q3 und Q9 bilden eine Konstantstromschaltung ähnlich derjenigen nach Fig. 26, während die Transistoren

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28Q6527

Q4, Q5, Q6, Q7 und Q3 eine Differentialschaltung ähnlich derjenigen nach Fig. 22 bilden. Der Transistor Q6 ist ein ρ Gatter-n-Kanal-MOS-Transistor, während der Transistor Q7 ein n⁺-Gatter-n-Kanal-MOS-Transistor ist.

Die Pfeile bei den Gattern bezeichnen das η -Gatter bzw. das ρ -Gatter«

Bei den MOS-Transistoren Q6 und Q7 werden die Schwellenspannungen um gleich große Beträge mit Hilfe der Ionenimplantation oder dergl. verschoben, und als MOS-Transistor Q7 wird ein Sperrschicht-MOS-Transistor verwendet.

Ein Ausgangssignal auf der Basis der Transistoren Q8 und Q9 wird negativ zum Gatter des Transistors Q6 rückgekoppelt. Die Yersetzungsspannung der Transistoren Q6 und Q7 kann als Bezugsspannung verwendet werden. Bezeichnet man die Ausgangsspannung mit V_o und nimmt man bei der Gleichung (37) an, daß

'Gl

ß.

₆;

'G2

- 0; V
T

thl erhält man

ν · ν thn' th2

^vthp⁺'

⁷O " ^Vthn⁺ ~ ^Vthp⁺

In diesem Fall ist

2 I

(44)

^Sif f erenz zwischen den

Scnwellenspannungen der ρ - und η -Gatter-n-Kanal-MOS-Transistoren, die im wesentlichen gleich der Bandabstandspannung von 1,1 V wird. Die Ausgangsspannung V_Q hat die Form, fc<3x der die Korrekturspannung des zwieten Gliedes zu der Bandabstandspannung addiert ist.'

Bezeichnet man die Steilheit des Transistors Ql mit ß- und nimmt man an, daß die Kollektorspannung des Transistors Q2 im wesentlichen gleich der Schwellenspannung V_+tiTi ist. erhält man;

= ^ßl«^VDD - ^Ythn>^(VDD "

^Vthp> - I

509842/0828

I 1 · ·

HlI Il f )

Außerdem gilt

^ßl - ^ßOP <W/^L>ii ^ß6 - ^ßON <W/D₆i ß₇ - ß_0N CW/D₆

Hierin bezeichnen ß_Qp und ß_QN die Steilheitswerte je Flächeneinheit der n- ünd.p-MOS-Tränsistqren, Somit erhält man für

die Ausgangsspannung: »

I ρ

r R

- w/6

<W/L)₆ . <W/L)₇
^(CVDD - ^Vthn> <^VDD - Vthp⁵ " \' ^(VDD " ^Vthp⁾²> ⁽⁴⁶⁾

Differenziert man die Gleichung (46) nach der Temperatur T, erhält man:

(WW₇

Man kann (Ti/L)₆ und (¥/L)_? so wählen, daß SV_Q/ CT = 0 gehalten werden kann.

Fig. 28 zeigt eins« Ausführungsform einer Bezugsspannungsgeneratorschaltung, die auf der Konstruktion nach Fig. 24 beruht. Die in Fig. 28 in gestrichelte Linien eingeschlossene Schaltung bildet die Komparatorschaltung CHP₁ nach Fig. 24.

Die Transistoren Ql, Q2, Q4 und Q6 bilden eine Konstantstromschaltung. Man kann die Ströme, die durch die Transistoren

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machen, daß

Q3 und Q5 fließen sollen, auch dadurch ungleich machen, daß man verschiedene Verhältnisse der Leitfähigkeitswerte der Transistoren Q4 und Q6 gegenüber der Leitfähigkeit des Transistors Q2 wählt.

In diesem Fäll werden als Transistoren Q3 und Q5 ein n*-Gatter-n-Kanal- und ein ρ -Gatter-n-Kanal-MOS-Transistor verwendet .

Vie zuvor v/ird die Ausgangsspannung V zum Gatter des Transistors Q3 negativ rückgekoppelt, so daß man eine Spannungsfolgeschaltung erhält, und das Erdpotential wird an den Transistor Q5 angelegt.

Man kann die Temperaturabhängigkeit der Ausgangsspannung auf KuIl bringen, indem man die Leitfähigkeitswerte der Transistoren Q3 und Q5 oder diejenigen der Transistoren Q4 und Q6 entsprechend einer der Gleichungen (42) und (43) verschieden groß macht oder indem man beide Maßnahmen kombiniert.

Als Beispiel sei angenommen, daß die Leitfähigkeitswerte der Transistoren Q3 und Q5 beide gleich ß sind, daß durch den Transistor Ql der Strom I₀ fließen soll und daß das Verhältnis der Leitfähigkeitswerte der Transistoren Q2 und Q4 den Wert l:n hat, während das Verhältnis der Leitfähigkeitswerte der Transistoren Q2 und Q6 den Wert l:n· hat. Dann erhält man die Ausgangsspannung V wie folgt:

^Vthn⁺ - ^Vth_P ⁺

(48)

Durch"Einstellen der Werte von n* und η kann man die Temperatur abhängigkeit der AusgangsspaDnung V_Q praktisch auf Null bringen. Als Schaltung, die eine Bezugsspannung erzeugt und es ermöglicht, die Temperaturabhängigkeit der Bezugsspannung zu verringern bzw. auf Null zu bringen, kann man neben den vorstehend beschriebenen Schaltungen die Schaltung nach Fig. 25 betrachten, bei deren Betrieb die Quellen der Transistoren Ql und Q2 geerdet sind*

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Fig. 29 zeigt eine Konstantstromschaltung, die gemäß der Erfindung durch di© Differenz der Schwellenspannungen von MOSFET-Transistoren Tl und T2 gesteuert wird.

Die HOSFET-Transistoren Tl und T2 haben gleiche Steilheitswerte ß und gemäß der Erfindung wegen der Differenz der Fermi-Niveaus der Gatterelektroden unterschiedliche Schwellenspannungen V_thl und V_thg. Ist der Widerstand R20 im Vergleich zum Blindwiderstand von Tl hinreichend groß, wird die Kollektorspannung V- von Tl, die gleich der Gatterspannung ist, im wesentlichen gleich V.^-.

Befindet sich T2 im Sättigungsbereich, fließt durch T2 3er Strom I₂ nach der folgenden Gleichung:

¹OUT - \ ^iVthl - ^Vth2⁾² <⁴⁹>

Fig. 30 zeigt eine Konstantstromschaltung mit einem Bezugsspannungsgenerator RVG, der eine Bezugsspannung V_REF (gleich V₊,. _ - V". _o) erzeugt, welche durch die Differenz der Schwellenspannungen der HOSFET-Transistoren bestimmt wird, die geaäß der Erfindung den Fersi-Niveaus der zugehörigen Gatterelektroden entspricht; ferner ist ein gewöhnlicher Operationsverstärker VC vorhanden. Bei der Konstantstromschaltung wird ein Spannungsabfall I₀UT¹^l ^{aui der Basis} eines Stroms I, der durch eisen MOSFST-Transistor T22 fließt, mit einer Bezugsspannung ν^_Ερ verglichen, und die Gatterspannung von Tl wird so geregelt, daß beide stets die gleiche Größe haben können.

Aus der Gleichung ¹OoAl " ^YREF

ergibt sich I_0UT - -jpE (50)

In diesen Fall kann man die Bezugsspannung dadurch gewinnen, daß man bei dem Operationsverstärker VC eine Versetzung vorsieht und den nicht invertierenden Eingang (+) des Operations-

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Verstärkers wie bei der Schaltung nacii Fig, 13 und 14 erdet.

Fig. 31 zeigt als Ausführungsbeispiel eine Konstantstromschaltung, bei der die sogenannte Stromspiegelschaltung angewendet ist, bei welcher die MOS-Transistoren T31 xind T33 gleiche Kennlinien haben.

Fig. 32 zeigt eine Ausführungsform, bei der eine Bezugsspannung V^g-ς,, die durch die Differenz der Schwellenspannungen von MGSFET-Transistoren entsprechend der Differenz der Fermi-

Niveaus der Gatterelektroden der MOSFET-Transistoren gemäß r

der Erfindung zur Schaffung einer stabilisierten Stromquelle 1

ausgenutzt wird. Ein Bezugsspannungsgenerator RVG ist gemäß j

der Erfindung nach einem der vorstehend behandelten Verfahren ₃

aufgebaut. Eine durch einen Spannungsteiler Ε-,, R-. geteilte |

Spannung, die einem stabilisierten Ausgang entnommen wird, f|

und eine Bezugsspannung werden verglichen, und die Gatter- |§

spannung eines zur Regelung dienenden MOSFET-Transistors T20 H

wird so geregelt, daß eine Übereinstimmung herbeigeführt wird, \

um die Ausgangsspannung ^v ₀™ zu stabilisieren. Es kann jeder j

Operationsverstärker verwendet werden, der geeignete Kenn- |

linien aufweist. J

Fig. 33 zeigt eine Schaltung, bei welcher der gemäß Fig. 32 als Transistor T20 verwendete MOS-Transistor durch einen bipolaren Transistor TRl ersetzt ist.

Bei der in Fig. 34 gezeigten Schaltung wird der Operationsverstärker VC gemäß dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 13 und 14 verwendet, wobei die Versetzungsspannung auf der Differenz der Schwellenspannungen V., der MOSFET-Transistoren beruht und wobei der nicht invertierende eingang \+j geerdet ist. Bei T21 kann es sich um einen MOS-Transistor, einen bipolaren Transistor oder einen Übergangs-Feldeffekttransistor handeln.

Fig. 35a zeigt einen erfindungsgemäßen Spannungsregler, bei

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aozlisiertei

dem es sich um eine weitere Verbesserung der stabilisierten Stromquellen nach Fig. 32, 33 und 34 handelt} Fig. 35b zeigt die Kennlinien dieses Spannungsreglers.

Die Schaltung nach Fig. 35a ist als vergleichender Spannungsregler aufgebaut. Sie unterscheidet sich von einem Spannungskomparator bekannter Art dadurch, daß die Eingangskennlinien eines Operationsverstärkers VC, bei dem es sich um einen Spannungskomparator handelt, an einem nicht invertierenden Eingang {+) und einem invertierenden Eingang (-) asymmetrisch sind. Mit anderen Worten, dieser Spannungskomparator bewirkt keinen Abgleich, wenn die Spannungspegel am nicht invertieren-^ den Eingang (+) und am invertierenden Eingang (-) einander gleich sind, und ein Abgleich wird herbeigeführt, wenn eine vorbestimmte Eingangsspannung mit einem hohen Absolutwert an den invertierenden Eingang (-) angelegt wird. Mit anderen Wor ten, bei diesem Spannungskomparator weisen die Eingangspegel des nicht invertierenden Eingangs (+) und des invertierenden Eingangs (-) eine Versetzung gegenüber dem Abgleichpunkt auf.

Wenn dagegen bei einem Spannungsregler bekannter Art die Eingangsspannung V. hoch ist, richtet sich die Ausgangsspannung V _t nach einer Bezugsspannung V _, die durch den Bezugsspannungsgenerator RVG erzeugt wird, und es ergibt sich eine große Differenz V , - V. , während bei einer niedrigen Eingangsspannung V. der Wert von V. lediglich von V. abhängt, wobei sich für den Betrag der Differenz V. - ^v _ou+ ein kleiner Wert ergibt. Gemäß der Erfindung wird der Übergangspunkt P zwischen diesen beiden Fällen dorthin verleert, wo V. » V

in 1

ist, wobei V- die niedrigste Betriebsspannung der Reglerlast L angibt.

Wenn bei diesem erfindungsgemäßen Spannungsregler die Eingangsspannung V. höher ist als die niedrigste Betriebsspannung V₁, wird die Last L mit einer Ausgangsspannung V .. betrieben, die höher ist als die niedrigste Betriebsspannung V-,

jedoch niedriger als die Eingangsspanuung Υ_±η, und daher wird der Energieverbrauch verringert, wobei die Betriebsfähigkeit erhalten bleibt. Ist die Eingangsspannung V_in niedrig, wird die Last L mit der Ausgangsspannung betrieben, die im wesentlichen gleich der Eingangsspannung Y. oder etwas niedriger ist, und daher wird eine Spannung in der Nähe der niedrigsten Betriebsspannung V₁ der Last L für die Eingangsspannung V. zugeführt. Da die Ausgangsspannung V ₊ χ η oux

auf einen Wert verringert wird, der bei der hohen Eingangsspannung V. für die Last L geeignet ist, ermöglicht der Spannungsregler eine Verringerung des Energieverbrauchs der Last L, und es ist ein Betrieb innerhalb eines großen Bereichs von Eingangsspannungen V. möglich.

Diese gemäß der Erfindung erzielbare Wirkung wird ±m folgenden anhand von Fig. 35b näher erläutert und mit der Wirkungsweise eines Spannungen vergleichenden Spannungsreglers verglichen, bei dem keine Versetzung vorhanden ist.

In Fig. 35b ist die Eingangsspannung V. auf der Abszissenachse aufgetragen, während auf der Ordinatenachse die Ausgangsspannung V, und die Bezugsspannung V- aufgetragen sind. Die gerade Linie a- gilt für den Fall, daß V . gleich 'V. ist; somit handelt es sich um eine gedachte Kurve für den Fall, daß die Last L direkt mit der Eingangsspannung V. be-

iu

trieben wird, ohne daß der Spannungsregler zur Wirkung kommt.

Die Kurve c bezeichnet eine Bezugsspannung V *-, die mit Hilfe eines Bezugsspannungsgenerators beliebiger Art erzeugt wird. Je nach dem Yerlauf dieser Kurve werden bei.dem Bezugs- · spannungsgenerator RVG bestimmte Parameter von Halbleitervorrichtungen verwendet, z.B. die Schwellenspannung V,, eines MOSFET-Transistors, die Steilheit g , die Vorwärtsspannung V_

m a

oder die Rückwärts-Zener-Spannung V₇ eines pn-Übergangs oder der Stromgewinn h_f eines bipolaren Transistors. Daher richtet* sich die Bezugsspannung V-- nach der Speisespannung V. ent-

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• ·

sprechend der Spannungsabhängigkeit des Parameters <^Vrefl = ^f <^Tin»·

Wenn eine solche Bezugsspannung V „., als Bezugsspannung

rexx

des Spannungskomparators VC verwendet wird und wenn bei diesem Komparator gemäß der vorstehenden Beschreibung keine Versetzung vorhanden ist, wird die Ausgangsspannung V . gleich der Bezugsspannun^, d.h. sie stimmt mit der Kurve c überein. Da die Besugsspannung V ^₁ nicht höher wird als die Eingangsspannung ^_n* wird die Äusgangsspannung V . niedriger als die Eingangsspannung V. , und zwar in jedem Bareich. Daher wird die Eingangsspannung V. in dem Zeitpunkt, in dem die Ausgangsspannung V. gleich der niedrigsten Betriebsspannung V₁ der Last wird (Punkt R in Fig. 35b), auf den Wert V₂ gebracht, der größer ist als V-. Somit ergibt sich bezüglich des nutzbaren Bereichs der Eingangsspannungen V. bei Betrachtung von der Last L aus ein Spannungskomponentenverlust, der JV₂ - V₁/ entspricht.

Um diesen Verlust zu verkleinern, bewirkt bei dem erfindungsgemäßen Spannungsregler nach Fig. 35a der den Spannungskomparator bildende Operationsverstärker VC einen Abgleich, wenn an dem invertierenden Eingang (-) eine Spannung erschienen ist, die um die Versetzungsspannung AV ~_f höher ist als die Spannung an dem nicht invertierenden Eingang (+).

Angesichts der Varsetzungsspannung ΔV »» des Operationsverstärkers VC wird eine Bezugsspannung V_rei2 (Kurve d),

die niedriger ist als die virtuelle Bezugsspanixung V ^₁ und die eine ähnliche Kennlinie aufweist- als tatsächliche Bezugsspannung V „ verwendet. Die Werte von V ^₂ und AV .. werden so gewählt, äais eine erhebliche vergieicbsspannung (V _f2 + ^^v _off) ^bei einer Eingangsspannung V₃ während des normalen Betriebs gleich der virtuelieE Bezugsspannung V -- wer den (d.h. mit einem gewünschten Betriebspunkt S übereinstimmen) kann.

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* * < * * * 4 4 I I if

■ « * « t f * 4

ΐ ar c « · <

Der als Spannungs folgeschal tung arbeitende Spannungskoinparator VC bewirkt einen Abgleich, wenn V^ « V_ref2 ist, denn Eingangsspannungen V. , die dem Abgleichzustand entsprechen, müssen stets höher sein als V_ref2 + AV_ofjf.

Ist die Eingangsspannung V_±n niedriger als (V_ref2 ⁺ wird die Ausgangsspannung V_QU. ebenfalls niedriger als diese, so daß der Spannungskomparator VC bestrebt ist, die Ausgangsspannung V_Qut zu erhöhen. Diese Rückkopplungsregelung wird jedoch begrenzt, wenn die Ausgangsspannung V_out gleich der Eingangsspannung Vj geworden ist.

Somit wird an dem Wendepunkt P bei V. = V ^_n + V-- die

xn refZ oii

Attsgangsspannung V_Qut auf V_ref2 + ^^v _Off (Kurve b-) verringert bzw. begrensst, wenn die Eingangsspannung V- über dem Wendepunkt P liegt, und sie wird im wesentlif-ben gleich der Eingangsspannung V₄ (Kurve a_o) gemacht, wenn V. unter dem

χ η ^ xn

Wendepunkt liegt.

Wenn der Wendepunkt P mit der niedrigsten Betriebsspannung V^ (Punkt Q) gegenüber der Singangsspannung V. (auf der Abszissenach.se) zusammenfällt oder darüber liegt, kann der vorstehend genannte Verlust vermieden werden.

Dies hat seinen Grund darin, daß die Kurve b- wegen AV „„ einen Schnittpunkt mit der geraden Linie a- hat. Wenn bei dem Operationsverstärker die Versetzungsspannung AV -_ nicht

'OXX

vorgesehen ist und wenn wie bei der Kurve d kein Schnittpunkt mit der geraden Linie a^ vorhanden ist, läßt sich eine solche Wirkung nicht erzielen.

Zwar arbeitet gemäß Fig. 35a der MOSFET-Transistor TC als Quellenfolgeeinrichtung, doch handelt es sich um einen nach dem Verarmungsverfahren arbeitenden n-Kanal-Feldeffekttransistor, so daß er die Beziehung V . = V. ermöglicht, wenn V. kleiner ist als (V __₂ ⁺

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Ii-- . « Il Il μ , , ,· -

spannung V-. kein Verlust auftritt. Somit ergibt sich" diese Wirkung, wenn die Eingangsspannung V^_n niedrig ist.

Hierdurch wird jedoch die Verwendung eines Quellenfolge-Feldeffekttransistors der Anreicherungsbauart nicht unmöglich gemacht. Ein Anreicherungs-Feldeffekttransistor erweist sich dann als sehr zweckmäßig, wenn die Eingangsspannung hoch ist und der V,.-Verlust kein ernstliches Problem darstellt und wenn die Anwi ndung eines Verfahrens zum Herstellen eines Verarmungs-Feldeffekttransistors schwierig ist. In diesem Fall

wird die Kurve

(V

V. ), welche niedrigere Ausgangs

spannungen V . unterhalb des Wendepunktes P bestimmt, ledig-

V₊, ), und es

lieh um V,„ nach unten verschoben (V .

^Vin

^rth

ist auf ähnliche Weise möglich, die oben beschriebene wirkung auf die Ausgangsspannung V₄. hervorzurufen.

Bei der Schaltung nach Fig. 35a kann man den n-Kanal-Feldeffekttransistor durch einen p-Kanal-Feldeffekttransistor ersetzen. In diesem Fall arbeitet der p-Kanal-Feldeffekttransistor mit geerdeter Quelle, und der beschriebene Verlust tritt nicht auf.

Es macht keinen wesentlichen Unterschied, ob die Quelle geerdet ist oder ob eine Quellenfolgeschaltung verwendet wird. Jedoch ist bei geerdeter Quelle keine Berücksichtigung des Verlustes bezüglich der Schwellenspannung V., wie bei dem Verarmungs-Feldeffekttransistor erforderlich. Wenn bei der Quellenfolge der Betrieb des Spannungskomparators zyklisch abgefragt werden muß, z.B. venn der Komparator durch Taktsignale betätigt wird, um den Energieverbrauch niedrig zu halten, erweist sich ein solcher Feldeffekttransistor als zweckmäßig_y da er als Spannungsfolgeelement arbeitet. Dies ist darauf zurückzuführen, daß die Ausgangsspannung durch die Gatterspannung bestimmt wird, wenn die Steilheit g des Feldeffekttransistors hinreichend hoch ist.

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1OQQ

— XUJ — I· t I p · 1 . , , , ,

2900527

Es ist ferner möglich, einen bipolaren Transistor als Steuertransistor zu verwenden.

Es ist nicht notwendigerweise unmöglich, daß die Versetzuhgsspannung Δ-V ..- zu einer Funk-bipn der Eingangsspannung y>wird. Beim Einstellen des Wendepunktes P ist es jedoch zweckmäßig, daß ΔV-- gegenüber V. konstant ist.

Wird eine Bezugsspannung, die einen schwankenden Faktor ähnlich demjenigen der Last L hat, als Bezugsspannung V _« verwendet, kann man Ausgangsspannungen V. gewinnen, die der Kennlinie der Last L entsprechen, was sich ebenfalls als zweckmäßig erweist. Wird in diesem Fall V -„ auf die niedrigste Spannung eingestellt, mit der die Last L betrieben werden kann, ist es in einem gewissen Ausmaß möglich, AV ^ zu verwenden.

Zwar wird weiter unten eine erfindungsgemäße Schaltung beschrieben, bei der mit der Versetzungsspannung Δν _ff gearbeitet und die Differenz der Schwellenspannungen von zwei MOSFET-Transistoren ausgenutzt wird, doch wird zunächst anhand von Fig. 36a und 36b ein weiteres Verfahren beschrieben, gemäß welchem die Kurve der Ausgangsspannung V . mit einer. Wendepunkt versahen wird.

Bei den im folgenden genannten Spannungen handelt es sich jeweils um Absolutwerte.

In Fig. 36a bezeichnet Q107 einen Regeltransistor in Form eines n-Kanal-Verarmungs-Feldeffekttransistors. Stromspiegelschaltungen werden durch n—Kanal—Feldeffekttransistoren QlOl und Q102 sowie p-Kanal-Feldeffekttransistoren Q104 und Q106 gebildet. Ein Kollektorstrom, der annähernd gleich dem Kollektorstrom des Transistors Q103 ist, fließt durch einen Diodenschaltungs-p-Kanal-Feldeffekttransistor Q104 und den Diodenschal tungs-n-Kanal-Feldeffekttransistor Q105. Die Quellen-

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"··'··' '■■ ·^:·-2*06*27

kollektor-Spaanungsabfälle V_„ der Diodenschaltungs-Transistören 0104 und Q105 werden etwa gleich den zugehörigen Schwellenspannungen 7_tnp und V_thn, was auf die Lasten Q102 und 0106 mit hohem Blindwiderstand zurückzuführen ist. Somit werden die Spannungen V.. und (V . - V.. ) dem nicht invertierenden Eingang (+) bzw. dein invertierenden Eingang (-) eines Operationsverstärkers VC zugeführt, der einen Spannungskomparator bildet, für den die Kurven d und b in Fig. 36b gelten.

Nimmt man den Fall an, daß bei dem Operationsverstärker VC keine Versetzung vorhanden ist, erfolgt der Abgleicht wenn die Eingangssignale für den nicht invertierenden Eingang und den invertierenden Eingang einander gleich sind. Somit lautet die GieicHgeyiehisbsd±«gusg <V _t - V ) « ^vthp' ^d*^h* ^Vout * ^Vthp ^{+ V}thn* ^Die Aüsgangsspannung V_Qut wird auf ^(Vthp ^{+ V}thn> begrenzt, wenn V_1n größer ist als (V^ + und sie wird la wesentlichen gleich V. , wenn V. kleiner

ist als (V₁₄₁. + V,.„). Besteht die Last L aus einem intetop cnη

p
jrierten konpleaentären HOS-Schaltkreis (CtIOSIC), wird die BotriebsuntergronzenspanDiung der CJlOS-Schaltung gewöhnlich z%i (V^i₁ ·*■ v_tIin),. usil diese Spannung kann durch die Ausgangsspannung ^v _out ausgeglichen werden.

Zwar liegt die Schwellenspannung, dio sit Hilfe der Dioden- »chaltungstransistoren Q104 und QlOS gewonnen werden soll, nahe bei der natüriichea Sehvclicaspaanung, doch ist sie nicht gleich dieser, und sie folgt des Kollektorstroa der Schaltung, natürlich ist es vorteilhaft, die Ausgangsspannung V. am Clöichgewichtspunkt etwfts grüßer zu Sachen als den natürlichen Vert (V^_n + ^vthn^· ^^u ^A^esea Zweck kann nan die St^lläeit des Feldeffekttransistors Q103 in voraus auf einen kleinen Wert bring&n, ua den Stroa, der durch jede MOS-Diode QlO4 bzw* 0105 fließt, auf einen kleinen Wert zu bringen.

Die Gewinnung der angenäherten Schwellenspannung mit Hilfe der MOS-Dioden setzt das Fließen des Kollektorstroms voraus.

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29Q652?

Daher muß die Schaltung so aufgebaut sein, daß die Ströme
durch beide Dioden fließea können, wenn die Eingangsspannung
V. niedrig wird«=

Der erfindungsgemäße Bezugsspannungsgenerator ist geeignet,
die Differenzspannung der Schwellenspannungen von MOS-Transistoren als Bezugsspannung zu erzeugen, und er kann daher aus
MISFET-Transistoren aufgebaut werden. Daher läßt sich die
Schaltung bei verschiedenen Konstantspannungsquellen von monolithischen integrierten Schaltkreisen für elektronische Tisch- | rechner, elektronische Uhren usw. verwenden, die aus MISFET- f Transistoren aufgebaut «sind. Beispielsweise zeigt Fig. 37 | eine Lebensdauerdetektorschaltung für eine Batterie, bei der f das Ausgangssignal des Bezugsspannungsgenerators (n -Gatter- ψ n-Xanal-HOS Ql, p⁺-Gatter-n-Kanal-MOS Q2, Widerstand Rl) des | vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiels einem Eingang ί einer Spannungskomparatorschaltung 7 als Bezugsspannung züge- ί führt wird, wobei dem anderen Eingang eine Spannung zugeführt'
wird, die man erhält, wenn man eine Batteriespannung Y™ mit- ι tels Spannungsteilerwiderständen RIO und RIl teilt. ι

Da in diesem Fall die Batteriespannung nicht plötzlich zurück- J geht, ist es zweckmäßig, die Schaltung zum Erzeugen einer kon- J stauten Spannung, die Spannungsteilerschaltung und die Span- ~i nungskomparatorsehaitung mit Taktimpulsen zu betreiben, ihs < den Stromverbrauch zu verringern. Wird die konstante Ausgangs- | spannung nicht ständig benötigt, kann die Schaltung zum Erzeugen einer konstanten Spannung in der erwähnten Weise durch
Taktirapulse betätigt werden. ,

Die Schaltung dieser Ausführungsform zum Gewinnen der Diffe- \ renz der Schwellenspannungen der Transistoren Ql und Q2 kann \ in der verschiedensten Weise abgeändert werden.

Fig. 38 zeigt eine v/eitere Ausführungsform, bei der die Erfin- ^k

düng bei einem Batterieprüfer angewendet ist. 1

909842/0628 t

2306527

Die Transistoren Ql, Q2, Q7 und Q9 bilden einen Schaltkreis zum Erzeugen eines konstanten Stroms. Die Transistoren Q3, QS₁ Q4, Q6 und Q7 bilden eine Differentialschaltung* Die Transistoren QIl und QlO erzeugen die Taktimpulse, die eine Verringerung des Energieverbrauchs ermöglichen.

Die Widerstände Rl und R2 bilden einen Batteriespannungsteiler zum Einstellen des Wachweispegels für die Batteriespanming. Die Gatter G₁ und G„ dienen zum Verriegeln eines Ausgangssignals der Transistoren Q8 und Q9.

Bei den Transistoren Q4 und Q6 handelt es sich um einen n⁺~ Gatter-p-Kanal- bzw. einen ρ'-Gatter-η-Kanal-MOS-Transistor. Durch die Ionenimplantation gleicher Mengen wird erreicht, daß der Transistor Q6 als Verannungstransistor arbeitet.

Die Schaltung nach Fig. 38 dient als Batterieprüfer für eine Uhr. Wenn der Nachweispegel auf einen Wert zwischen 1,3 und 1,5 V eingestellt ist, hat ein durch den Transistor Q7 fließender Strom einen positiven Temperatürgradienten, und die Differenz, d.h. die Bandabstandspannung von etwa 1,1 V der Schwellenspannungen der Transistoren Q4 und Q6 hat einen negativen Temperatürgradienten. Daher wird das Dimensionsverhältnis der MOSFET-Transistoren so eingestellt, daß die Leitfähigkeit von Q6 niedriger werden kann als diejenige von Q4.

Fig. 39 zeigt eine mit hoher Genauigkeit arbeitende Bezugsspannungsgeneratorsehaltung der Spannungsfolgebaua^t mit einem Operationsverstärker. Als Transistoren Q4 und Q5 werden n-Kanal-MOSFET-Transistoren mit ρ - bzw. n⁺-Gatter verwendet. Ferner haben die Feldeffekttransistoren unterschiedliche Leitfähigkeitswerte, damit eine versetzte Spannung erzeugt wird. Mit Hilfe eines Widerstandes Rl außerhalb eines integrierten Schaltkreises wird ein konstanter Strom eingestellt, äer durch eine Konstantströmquelle Q6 fließt, um die Versetzungsspännung einzustellen. Auf diese Weise wird eine Feineinstellung der Bezugsspannung ermöglicht.

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Fig. 40a zeigt eine Schmitt-Triggerschaltung mit MISFET-Transistoren,, bei der die Anzahl der benötigten Schaltungselemente herabgesetzt ist; diese Schaltung ist in der Japanischen Patentanmeldung 52-147085 vom 9. Dezember 1977 beschrieben.

Bei der Schaltung nach Figo 40a bilden zwei Inverter eine Kaskadenschaltung, und ein MISFET-Transistor T3, der einen positiven Bückkopplungskreis bildet, ist zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Inverters auf der Äusgangsseite angeordnet. Bei dieser Schaltu -; variiert die Breite einer Hysteresekurve (Differenz zweier logischer Schwellenwerte V__L1 und V_TL2 infolge von Schwankungen einer Speisespannung (V₁₅₁.), der Schwellenspannungen (V.. ) von MISFET-Transistoren oder dergleichen. Wenn die Schaltung bei einem Oszillator angewendet wird, dessen Ausgangssignal innerhalb der Spannungsbreite schwingt, ergeben sich nachteilige Abweichungen der Frequenz.

Gemäß der Erf '.ndung werden MISFET-Transistoren verwendet, zu deren Herstellung ein Verfahren dient, bei dem die Schwellen- -spannung des Transistors T2, der bei der Schaltung nach Fig. 40a den Inverter der ersten Stufe bildet, höher gemacht wird als diejenige des anderen MISFET-Transistors, der einen Kanal vom gleichen Leitfähigkeitstyp aufweist, und zwar um eine Spannüngskosiponente, die auf der Differenz der Fermi-Niveaus beruht. Hierdurch wird angestrebt, daß die Breite der Hysteresekurve der Schmitt-Triggerschaltung, d.h. die Differenz von zwei logischen Schwellenspannungen, einer festen Spannung entspricht, d.h. einer Spannung, die im wesentlichen gleich der Fermi-Niveaudifferenz ist und die gegenüber der Speisespannung nur wenig schwankt und durch Abweichungen bei der Herstellung der Transistoren, Temperaturänderungen und dergl. nur wenig beeinflußt wird.

Im folgenden wird die Erfindung anhand eines konkreten Ausführungsbeispiels erläutert. Gemäß Fig. 40a gehören zu der

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Schxnitt-Triggerschaltung ein Inverter 1, dem ein Eingangssignal V. zugeführt wird, ein Inverter 2 zum Aufnehmen des Ausgangssignals des Inverters 1 als Eingangssignal und zum Erzeugen eines Ausgangssignals V sowie ein MISFET-Transistor T3, der zwischen einem Eingang und einer Srdungsklemme des Inver
wird.

Inverters 2 15egt und durch das Ausgangssignal V gesteuert

Der MISFST T3 dient zur positiven Rückkopplung des Ausgangssignals ües Inverters 2. Die zwangsläufige Zufuhr des Eingangssignals des Inverters 2 zu dessen Ausgangssignal ist untrennbar von der Arbeitsweise des das Eingangssignal erzeugenden Inverters 1. Die Wirkungsweise der Schaltung wird leichter verständlich, wenn man sie bezüglich des Inverters 1 auf der Eingangsseite beschreibt. Daher wird im folgenden entsprechend vorgegangen.

Wenn sich das Eingangssignal V. auf einem hohen Pegel befindet (Erdpotential), nimmt das Ausgangssignal des Inverters I auf der Eingangsseite einen niedrigen Pegel -^V _DD an, da der n-Kanal-MISFET Tl eingeschaltet und der p-Sanal-MISFST T2 abgeschaltet ist. Der n-Kanal-MISFET T4 des Inverters 2 auf der Ausgangsseite, dem dieses Ausgangssignal des Inverters I zugeführt wird, wird abgeschaltet, während der p-Kanal-MISFET

TFi Q-i -η order» Tj αϊ +.ω+ wi r»f? . er» AaR Λα fs. Aiiacrja η cress ή ernst "I He»«= Tmiortore

2 auf der Au.«gangsseit3 einen hohen Pegel (Erdpotential) annimmt. Daher geht der p-Kanal-MISFET T3 in den abgeschalteten Zustand über.

•Venn unter diesen umständen das Eingangssignal V. bestrebt ist, auf den niedrigen Pegel überzugehen, liefert der Ausgang des Inverters 1 ein Ausgangssignal, das sich nach dein Pegel des Eingangssignals V. richtet und das durch das ImpedanzverhältBis der MISFETs Tl und T2 bestimmt wird, da der MISFET T3 abgeschaltet ist. Der Eingangspegel des Inverters 2 auf der Ausgangsseite geht von dem niedrigen Pegel auf den hohen Pesel über.

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—1U7 — · < ' ' .»,,■-- }ί

von dem

Wenn das Aüsgangssignal des Ausgangsinverters 2
hohen Pegel auf den niedrigen Pegel übergeht und dieses Aus- & gangssignal V_Q die Schwellenspannung des HlSFET T3 Überschrift- «.'_, ten hat, beginnt dieser MISFET den Einschaltvorgang. Daher /_; wird der Ausgangspegel des Eingangsinverters 1 durch das Im- ?■ pedanzverhältnis zwischen dem MISFST Tl und den parallelgeschalteten MISFETs T2 und T3 bestimmt, und es wird in Rich- _: tung auf einen höheren Pegel verlagert. Mit anderen Worten, £ beim Einschalten des MISFET T3, das durch das Ausgangssignal ^f< des Ausgangsinverters 2 gesteuert wird, wird die positive |

Rückkopplung, bei der der Eingangspegel des Ausgangsinverters Ef

2 auf den hohen Pegel gebracht wird, auf das Eingangssignal ||

des Ausgangsinverters 2 angewendet. Dann ändert sich das Aus- W

gangssignal V plötzlich. Somit wird der logische Schwellen- §

wert Vfp_L2 ^nack Fig· 40b durch die Schwellenspannungen V^, und V-, ο sowie die Steilheitswerte ß- und ^- der MISFETs
Tl und T2 nach Fig. 40a bestimmt, und es gilt

/f2 Y^ßl

'DD "thl ^T y ß, ^yth2

(51)

V - V + -f —— V «

^VDD ^vthl V ß th2 j

Ϊ + .I^

Wenn sich dagegen das Eingangssignal V. auf dem niedrigen |

I Pegel befindet, ist der n-Kanal-HISFET Tl des Eingangsinver- | ters 1 abgeschaltet, der ρ-Kanal-HISFET T2 ist eingeschaltet, f

I der n-Kanal-MISFST T4 des Ausgangsinverters 2 ist eingeschal- | tet, der p-Kanal-MISFET T5 ist abgeschaltet, und der p-^ianal- ^ MISFET T3 ist wegen des niedrigen Pegels des Ausgangssignals I

V eingeschaltet, so daß das Ausgangssignal des Eingangs— f

inverters 1 durch das Impedanzverhältnis zwischen dem MISFET \

Tl und den parallelgeschalteten MISFETs T2 und T3 bestimmt ·

wird. f

Wenn das Eingangssignal V^ von dem niedrigen Pegel auf den \ hohen Pegel übergeht und wenn das Eingangssignal V- nicht

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JL

einen Pegel annimmt, der höher ist als die logische SchVeilentspannung V_TIi2 bei dem vorausgegangenen Betriebsvorgang, geht das Ausgangssignal des Eingangs!nverters 1 nicht auf den niedrigen Pegel über. Sobald jedoch dieses Ausgangssignal, d.h* das Eingangssignal für den Ausgangsinverter 2, begonnen hat, sich in Richtung auf den niedrigen Pegel zu ändern und das Ausgangssignal des Ausgangsinverters 2 auf einen hohen Pegel zu bringen, vergrößert sich die Impedanz des MISFET T3. Daher wird die positive Rückkopplung, bei der die änderung des Aüsgangssignals des Eingangsinverters 1, d.h. des Eingangssignals des Ausgangsinverters 2, gefördert wird, durchgeführt, und das Ausgangssignal V erfährt eine plötzliche Änderung. Wenn bei dem p-Kanal-MISFET T2 die Gatterelektrode aus einem Halbleiter besteht, dessen Leitfähigkeitstyp (η-Typ) dem Leitfähigkeitstyp (p-Typ) des Gatters des konventionellen p-Kanal-MISFET T3 entgegengesetzt ist, oder wenn sie aus einem Eigenhalbleiter (i-Typ) hergestellt ist, weist der Transistor eine Schwellenspannung auf, die höher ist als die Schwellenspannung ν des gewöhnlichen MISFET T3, und zwar um eine Spannung, die der Differenz der Fermi-Niveaus entspricht, z.B. der Differenz der natürlichen Niveaus bzw. der Fermi-Niveaus.

Daher läßt sich die logische Schwellenspannung V™,- nach Fig.

ZJLiJ.

40b annähernd wie folgt ausdrücken:

^VDD

-V ^V

thl

'th3

TLl

(52)

Damit ß„ = ß., gehalten wird, erhalten die MISFETs Tl und T2 gleich große Abmessungen. Daher erhält man für die Differenz ^TL2 ~ ^TLl ^ ^^er ^^e^^^en logischen Schwellenwerte die folgende Gleichung:

SÖSS42/062S

• · · · '■ >■ >>■■■·

• » ι * tilt ι ■ f

Il

^VTL2 " ^VTL1

(53)

1 +

Daher nimmt die Differenz (V_TL2 - V_TL1) der logischen Schwellenwerte nach Fig. 40b den Wert einer festen Spannung an, die zu der Differenz (VV.« ~ ^Vth3^ ^{der ScIlwel3}-^ensP^annung^e:a des MISFET 2 und des MISFET 3, d.h. der Differenz der Fermi-Niveaus der Gatterelektroden dieser beiden Transistoren, proportional ist.

Ein Beispiel für die Gewinnung der Spannung, die der Differenz der Fermi-Niveaus entspricht, besteht in der Verwendung der Differenz der Schwellenspannungen V.. von zwei HOSFST-Transistoren mit Halbleitergatterelektroden, die sich bezüglich ihres Leitfähigkeitstyps unterscheiden und auf Gatterisolierfilmen angeordnet sind, welche mit Hilfe des gleichen Verfahrens auf einem gleichartigen Halbleitersubstrat erzeugt worden sind. Im folgenden wird ein konkretes Beispiel erläutert.

Fig. 59, auf die bereits Bezug genommen wurde, zeigt im Schnitt den grundsätzlichen Aufbau der betreffenden Feldeffekttransistoren, die mit Hilfe des in Fig. 73a bis 73f dargestellten Verfahrens für die Herstellung von MOS-Transistoren hergestellt werden können. Der Kürze halber wird im folgenden der MOS-Transistor, dessen Gatterelektrode aus einem ρ -Halbleiter besteht, als ρ -Gatter-MOS bezeichnet, während der MOS-Transistor, dessen Gatterelektrode aus einem η -Halbleiter besteht, als η -Gatter-MOS-Transistor bezeichnet wird.

Die Differenz CV,.p+ - V,^«+) der Schwellenspannungen der beiden genannten Transistoren wird zur Differenz der Feriai-Potentiale von Halbleitern, aus denen die Gatterelektroden bestehen, wie es aus der Gleichung (16) ersichtlich ist.

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ϊΐΓρΐ-Kahal-

Zwar gilt die vorstehende Beschreibung für einerTp KOS-Transistor, doch gilt iir« wesentlichen das Gleiche für einen η -Kanal-MOS-Transistor. Ferner gilt das Gleiche im Wesentlichen für einen i-Gatter-MOS-Transistor, dessen Gat~

,.^: ■ ■ I

torelektrode, aus einem Eigenhalbleiter besteht. _t |

Fig. 41 zeigt eine weitere Ausführungsfonn einer erfindungsgemäßen Schmitt-Triggerschaltung. Der Unterschied gegenüber der Ausfuhrungsform nach Fig. 40a besteht darin, daß ein Eingangsinverter 11 vorhanden ist; zu diesem gehören ein ρ Gatter-p-Kanal-MOS-Transistor TIl vom Verarmungstyp als Last, ein ρ -Gatter-p-Kanal-MOS-Transistor T12 der Anreicherungsbauart als Treiber sowie ein η -Gatter-p-Kanal-HOS-Translstor der Anreicherungsbauart für die Rückkopplung; zu dem Ausgangsinverter 12 gehören ein ρ -Gatter-p-Kanal-HOS-Transistor vom Verarmungstyp (T14) als Last und ein ρ -Gatter-p-Kanal-MOS-Transistor T15 vom Anreicherungstyp als Treiber. Die beiden Schaltungen stimmen insofern überein, als die Differenz logischer Schwellenwerte zu einer konstanten Spannung wird, die proportional zur Differenz der Fermi-Niveaus der Gatterelektroden der MISFET-Transistoren T12 und T13 wird.

Im folgenden wird ein Oszillator als Anwendungsbeispiel für eine erfindungsgemäße Schmitt-Triggerschaltung beschrieben.

Fig. 42 zeigt den Aufbau eines solchen Oszillators. In Fig. ist der die Schmitt-Triggerschaltung bildende Teil in gestrichelte Linien eingeschlossen. Ein Ausgangssignal der Triggerschaltung STC wird zu einem Eingangssignal eines Inverters 3, während das Ausgangssignal dieses Inverters einem Eingang der Triggerschaltung zugeführt wird.

Beim Zuführen einer Speisespannung geht der Pegel an dem Punkt d allmählich auf den Pegel -V_DD über. Sobald die Schwellenspannung ν-,.« der Triggerschaltung überschritten worden ist, geht das Potential des Punktes f auf das Erdpotential über,

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■ · C « · K

. C « I —

unti an dem Punkt g geht das Potential in die Speisespannung —V—_ über. Da der Punkt 7 den Eingang des Inverters 3 bildet, wird der MISFET T4 eingeschaltet, und das Potential an dem Punkt d ändert sich sofort in Richtung auf das Erdpotential. Sobald der Pegel des Punktes d unter der logischen Schwellenspannung V_TL1 der Triggerschaltung STC liegt, geht das Potential des Punktes f auf das Erdpotential über, und an dem Punkt g erscheint die Speisespannung -^ryn· Daher wird der MISFST T4 des nachgeschalteten Inverters 3 abgeschaltet, und der Pegel des Punktes d wird gemäß einer Zeitkonstante CR geändert, die durch einen an den Punkt d angeschlossenen f Widerstand R und einen Kondensator C bestimmt wird. Wenn sich %

das Potential des Punktes d allmählich der Speisespannung -V™. I nähert und schließlich die Schwellenspannung V_,,r, der Schmitt- I Triggerschaltung überschreitet, geht das Potential des Punktes f in das Erdpotential und das Potential des Punktes g in die f Speisespannung -V₁₅₀ über. Danach werden die ümkehrungsvor- ί gänge auf ähnliche Weise wiederholt, um ein Schwingen herbei- | zuführen. Da das Potential des Punktes d zwischen den beiden |

logischen Schwellenspannungen V__T1 und V™_TO der Triggerschal- ί

tung STC schwankt, wird die Schwingungsfrequenz des Oszilla- f

tors durch die Geschwindigkeit bestimmt, mit der Ladungen von |

dem Kondensator C aufgenommen oder abgegeben werden, und zwar i

über den Widerstand R bzw. den HISFET T4. Kimmt man jetzt an, ί

daß der Widerstandswert des Widerstandes S hinreichend höher F

ist als die Impedanz des MISFET T4, wird die Schwingungsfre- f quenz des Oszillatorkreises nur durch H und C bestimmt, und sie wird nicht durch Schwankungen der Speisespannung, Temperaturänderungen, Fertxgungstoleranzen oder dergl. beeinflußt.

Ist der Widerstand E außerhalb des integrierten Schaltkreises ]

angeordnet, braucht man fur den ösziilatorkreis nur einen Αίί- '■

schlußstift vorzusehen, wobei sich ein stabiles Schwingungs- l^: verhalten verwirklichen läßt.

Bei dem Widerstand R kann es sich um einen Diffusionswider- ^ stand^ einen durch einen MISFET gebildeten Widerstand oder ¹^

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dergl. handeln. Wenn es möglich ist, einen Widerstand von ausreichender Genauigkeit in einem integrierten Schaltkreis unterzubringen, befinden sich alle Teile der Oszillatorschaltung innerhalb des Schaltkreises.

Fig. 43 zeigt eine Oszillatorschaltung, bei der von der Schmitt-Triggerschaltung STC nach Fig. 41 Gebrauch gemacht wird, wobei die Breite der Hysteresekurve gemäß der Erfindung konstant ist. Ein dritter Inverter 3 ist an den Eingang der Triggerschaltung STC angeschlossen, ein vierter Inverter 4 ist mit dem Ausgang der Triggerschaltung verbunden, und ein Widerstand R sowie ein Kopplungskondensator C zum Bestimmen der Schwingungsfrequenz sind an den Eingang des dritten Inverters 3 angeschlossen.

Regelung der Schwellenspanmmg

Die Schwellenspannungen V.. von MOSFET-Transistoren, die bei einem integrierten MOS-Schaltkreis diskrete Elemente bilden, stellen einen wichtigen Parameter dar, der die Merkmale der Großintegration bestimmt. Die Schwellenspannung V.. unterliegt erheblichen Abweichungen, die sich bei den angewendeten Herstellungsverfahren ergeben, sie ist in hohem Maße temperaturabhängig, und ihre Regelung erweist sich bei der Herstellung großintegrierter MOS-Schaltkreise als schwierig.

Wie in Fig. 50 gezeigt, wird gemäß der Erfindung eine Vorspannung V_ßB an das Siliziumsubstrat eines MOS-Speieher-IC angelegt, um parasitäre Kapazitäten zu verringern. Zum Erzeugen der Vorspannung V™ dient eine Generatorschaltung SBGC, deren Aufbau aus Fig. 47 hervorgeht.

Gemä" der Erfindung wird der Komparator, bei dem die Differenz der Arbeitsfunktionen der Gatterelektroden von MISFET-Transistoren in der beschriebenen Weise ausgenutzt wird _t bei der Schaltung SBGC zum Erzeugen der Vorspannung für das Substrat in der Weise verwendet, daß V₄-. zu einer konstanten Spannung I

Uli I*

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ändert sich in Abhängigkeit von der Substratvorspannung und läßt sich durch die folgende Gleichung ausdrucken:

= ^Y

tho

-²

Hierin bezeichnet Y,, die Spannung Y,. für den Fall, daß die Substratvorspannung Υ_Ώ_ = O V ist: K bezeichnet die Substrat-

DD

effektkonstante und ji_ das Fermi-Niveau. Daher läßt sich V..

if T.tl

durch Variieren der Substratvorspannung 7™ regeln. Zu der Substratvorspannungs-Generatorschaltung SBGC nach Fig. 47 gehören ein V,. -Fühlteil 471, ein Komparator 472, ein Oszillatorkreis 473 und ein WeI^anformer 474. Man kann den Oszillatorkreis 473 durch einen anderen Oszillatorkreis ersetzen. Zu dem Welienformer 474 gehören zwei HOS-Dioden Q_ und Q„ sowie ein Kondensator C-, und dieser Teil dient dazu. Ladungen von V__ durch eine Pumpwirkung zum Erdungspunkt herauszuziehen. Wegen dieser Pumpwirkung wird V_ßB in Richtung auf eine negative Spannung gezogen. Der maximale Wert ^v _B„,j von V_ßB wird durch einen Pu Jet bestimmt, an dem die auf die Pumpwirkung zurückzuführende Ausziehspannung und der Verluststrom des Substrats stabilisiert werden. Solange der Schwingkreis arbeitet, wird V_3B auf dem stabilen Punkt V_ßBM gehalten. Sobald jedoch der Betrieb des Oszillators beendet wird, enWeichen die Ladungen des Substrats, da ein Substratleckstrom auftritt, und V_ßB nähert sich dem Erdpotential. Wenn sich V_ßB dem Erdpotential angenähert hat, geht V., zurück.

Bei dem Komparatorteil 472 nach Fig. 47 wird die Differenz der Fermi-Kiveaus der Gatterelektroden ausgenutzt.; Fig. 21 zeigt ein Beispiel für das n-Kanal-Verfahren. Bei dem Komparatorteil 472 wird als Transistor Ql nach Fig. 21 ein eigenleitender Siliz-iumgat-t-e-T-MOS-Transistor und als Transistor Q2 ein n-Gatter-MOS-Transistor verwendet. Hierbei handelt es sich um Verarmungs-HOS-Transistören. Daher bewirkt dieser Koinpara= tor die Inversion, wenn eine Spannung von E /2 - 0,55 V desr invertierenden Eingang (-) zugeführt worden ist. Der V^-Fühlteil 471 nach Fig. 47 setzt sich aus einem Widerstand und

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111.* ·* 11 1*1* W * ·

2306527

einem Diodenschaltungs-MOSFKT Q3 zusammen. Hierbei kann der Widerstand als eindiffundierte Schicht aus polykristallinem Silizium oder als MOS-¥iderstand ausgebildet sein, dessen Widerstandswert so gewählt ist, daß sich eine Ausgangsspannung von 0,55 V ergibt, wenn V,. von Q3 den Wert 0,55 y angenommen hat. Wenn die Substratvorspannung V nahe beim Erdpotential liegt und V_th von Q3 niedriger ist als 0,55 Y₃ nimmt die Spannut? am Singang (-) des Komparatorteils einen Wert unter 0,ö5 J an, das Ausgangssignal des Comparators wird zu "I".- und der Schwingkreis arbeitet weiter. Wenn sich die Substtatvorspannung V der Spannung V₁^,, nähert und V

ansteigt_s um 0,55 V zu überschreiten, nimmt das Ausgangssignal des Komparator^ den Wert "0" an, der Schwingungsvorgang wird beendet, und die Substratvorspannung V™ nähert sich

Uli

infolge der Kriechverluste dem Srdpotential an. Da eine Etickkogplungsschleife vorhanden ist, wird V.. durch die Schaltung SEGC zum Erzeugen der Substratvorspannung stabil gehalten. Die im Komparatorteil 472 gewonnene Spannung von 0,55 T entspricht dem halben Bandabstand, und sie wird durch Temperaturänderungen, Fertigungstoleranzen und Schwankungen der Speisespannung nur wenig beeinflußt. Daher ist es möglich, ^Vth ^{mit sehr} k°^nsr Genauigkeit zu regeln, und es ist möglich, MOS-LSI-Schaltkreise herzustellen, die durch Temperüturänderungen, Fertigungstoleranzen und Schwankungen der Speisespannung nur wenig beeinflußt werden. Wie im folgenden erläutert, ist es möglich j des. MOS-Transistor Ql des Kompairatorteils 472 mit eigenleitendem Siliziumgatter mittels eines Verfahrens herzustellen, das weitgehend dem Verfahren entspricht, mittels dessen eine große Widerstandsiast R bei einer Speicherzelle nach Fig. 51 hergestellt wird, so daß sich V₊. mit Hilfe des bekannten Verfahrens leicht regeln läßt.

Pegelverschiebungsschaltung;

Wenn man bei einem MOS-LSI-Schaltkreis eine Quelle für eine Spannung von 5 V und als Eingangssignale die Signale einer logischen TTL-Schaltung verwendet, erhält man als starke

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"*115*" · I Ii · ft it (ti** m* « ,

290^527

Ausgangssignale solche mit einem Pesel von 2,0 V und als schwache Ausgangssignale solche mit einem Pegel von 0,8 V. Um die TTL-Signale auf die MOS-Pegel zu bringen, ist es bis jetzt Üblich, die Verhältnisse von Invertern bei einem Eingangsteil zu verwenden und sie in die MOS-Pegel zu verwandeln. Hierbei ergibt sich jedoch das Problem, daß der Eingangspegelbereich klein wird, was auf die Abweichungen bei ^Vth ^und Temperaturänderungen zurückzuführen ist.

S¹ f■ I

Fig. 45 zeigt eine TTL-MOS-Signalpegelwandlerschaltung, bei |

ir der eine Bezugsspannung V » verwendet wird, die durch eine ||

Bezugsspannungsgeneratorschaltung erzeugt wird, bei welcher |?

gemäß der Erfindung in der beschriebenen Weise die Differenz fl

der Fermi-Niveaus der Gatterelektroden ausgenutzt wird. Die jf Schaltung nach Fig. 45 wird vorzugsweise bei den Adressen-

pufferschaltungen XAB und YAB des An Fig. 50 dargestellten fej

HOS-Speichers verwendet. Als Bezugsspannung V „ wird eine §

rei ? ·

Spannung von 1,4 V mit Hilfe der Bezugsspannungsgenerator- \ schaltung nach Fig. 15 erzeugt. Ein Differentialverstärker ' nach Fig. 44 mit HOSFET-Transistoren wird gemäß Fig. 45 als i] Verstärker AMP verwendet, und es ist ein Eingangspuffer vor- 1* handen, mittels dessen die logische Schwellenspannung als Eingangssignal von 1,4 V gleich der Bezugsspannung V- erzeugt wird. Auf diese Weise erhält man eine TTL-HOS-Signalpe gelwandlerschaltung.

Alternativ kann man eine Signalpegelwandlerschaltung aufbauen,; bei der die logische Schwellenspannung 1,4 V beträgt, indem man bei der Schaltung nach Fig. 45 die in Fig. 13 gezeigte Verstärkersehaltrmg AMP verwendet. Der phasengleiche Eingang (+) bzw. (2) ist gemäß Fig. 14 geerdet, und ein Adressensignal A-A^. wird dem gegenphasigen Eingang (-) zugeführt. Als Transistoren Tl und T2 werden Verarmungsi-IOSFET-Transistoren verwendet. Dadurch, daß die Schwellenspannungen ^±hi ^unt^ ~^th.2 ^^{er :Fe}l^^e^f^e*^:^^rails:i-^s't^o:ren ungleich gemacht werden, arbeitet der Operationsverstärker mit einer Singangsversetzungsspannung von 1,4 V.

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Logische Schwellenwertstabilisierungsschaltung

Fig« 46 zeigt eine Schaltung, die dazu dient, die logischen Schwellenspannungen logischer Schaltkreise, z.B. von Invertern, trotz Schwankungen der Speisespannung, der Schwellenspannungen von MOS-Transistoren, Temperaturänderungen usw. konstant zu halten.

Zu der Schaltung nach Fig. 46 gehören ein Inverter I mit Transistoren Q2 und 03 sowie ein Inverter 2 mit Transistoren Q5 und Q6, wobei MOS-Feldeffekttransistoren Ql und Q4 zur Regelung der logischen Schwellenspannungen dienen.

Eine logische Schwellenwertdetektorschaltung 3 mit einem Steuer-MOSFET Q7 und einem Inverter mit Transistoren Q8 und Q9, bei dem dor Eingang mit dem Ausgang verbunden ist, ähnelt den vorstehend beschriebenen Invertern 1 und 2, d.h. die Mustergrößenverhältnisse der MOSFETs sind gleich. Da der Eingang und der Ausgang des Inverters (Q8, Q9) miteinander verbunden sind, wird gerade die logische Schwellenspannung gewonnen.

In Fig. 46 bezeichnet CMP- die schon anhand von Fig. 13 und 14 beschriebene Komparatorschaltung, bei der die Bezugsspannung V „ der Versetzung der Differentialschaltung entspricht. Die Komparatorschaltung CMP- vergleicht die logische Schwellenspannung mit der Bezugsspannung und regelt die Gatterspannung des Stuer-MOSFET Q7 so, daß die Differenz der beiden Spannungen im wesentlichen gleich Null werden kann.

Ist. die logische Schwellenspannung höher als die Bezugsspannung V _, nimmt das Ausgangssignal von CMP^ einen hohen Pegel an, und der äquivalente Widerstand von Q7 nimmt zu, und dieser Transistor arbeitet im Sinne einer Senkung der logischen Schwellenspannung. Ist die logische Schwellenspannung niedriger als die Bezugsspannung V _f, gilt das Gegenteil. Beide Spannungen gehen in den Gleichgewichtszustand über, wenn sie gleich sind.

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ί j i φ i

Die Gatterspannungen der Steuer-MOSFETs Ql und Q4 stimmen mit der Gatterspannung des Steuer-MOSFET Q7 überein, und zwischen den beiden·ersten Transistoren und dem letzteren Transistor besteht eine ähnliche Beziehung. Somit werden die logischen Schwellenspannungen der Inverter I und 2 gleich der Bezugsspanmmg, und die Inverter arbeiten mit einer sehr hohen Stabilität,

Wie weiter oben erwähnt, beschränkt sich dies nicht nur auf die Inverter, sondern es gilt ähnlich auch für andere logische Schaltungen wie NAND- und NOR-Gatter.

Dies läßt sich leicht bei Invertern und ähnlichen logischen Schaltungen der üblichen Art mit nur einem Kanal anwenden, jedoch nicht bei CMOS-Schaltungen.

Diese Schaltungen sind als Eingabeschaltungen verwendbar, die geeignet sind, Signale auf zuverlässige Weise digital zu verarbeiten, insbesondere bei kleinen Bereichen der Eingangspegel und der logischen Amplituden.

Im folgenden werden konkrete Beispiele beschrieben, bei denen ein erfindungsgemäßer Bezugsspannungsgenerator bei einer Zustandseinstellschaltung bzw. einer automatischen Löschschaltung für elektronische Vorrichtungen verwendet wird.

Fig. 48 zeigt als Ausführungsbeispiel eine Zustandseinstellschaltung in Form einer Kippschaltung mit zwei Invertern, zu denen jeweils zwei MOSFETs gehören. Wenn die Potentiale an den Punkten a und b gleich Null sind, gehen die Transistoren Tl und T3 beim Zuführen einer Spannung -V₀₁. in den Einschaltzustand über, da es sich um n-Kanal-MOSFETs handelt. Gleichzeitig gehen beim Zuführen der Speisespannung die Punkte a und b auf die Speisespannung -V™ über. In diesem Zeitpunkt unterscheiden sich die Fermi-Niveaus der Gatterhalbleiter der η-Kanal-MOSFETs Tl uud T3 voneinander,und die Schwellen-

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spannung V,-₃ des Transistors T3 ist um etwa das Dreifache höher als die Schvellenspannung V-,, - des Transistors Tl; beispielsweise- gilt V^₁- = 0,45 V und V_th3 = 1,25 V. V/ährend des Rückgangs der Speisespannung wird daher der Transistor ;T3 frühzeitig abgeschaltet. Da der Transistor Tl eingeschaltet bleibt, werden die Punkte b und a bei -Vjjtj bzw. dem Erdpotential stabilisiert.

Ist die Quelle für die Spannung -V_DD abgeschaltet, befindet sich der Punkt a auf 0 V, und bleiben die Ladungen aa Punkt b bei etwa 1 V, ist der Transistor T3 abgeschaltet, bis während :3es Rückgangs der Speisespannung V₀₀ = V., ,, wird, und der Transistor Tl geht bei V_ßD «· V_+h- in den Einschaltzustand über. Selbst wenn sich der Punkt a auf 0 V und der Punkt b auf etwa 1 V (oder bis zu V.. „ von T3) befand, was für den Anfangszustand gilt, erscheint V™ an dem Punkt b, und im stabilen Zustand erscheint 0 V an dem Punkt a. Da bei der Schaltung nach Fig. 48 alle Transistoren als Anreicherungs-HOSFETs ausgebildet sind, ist der Stromverbrauch im stabilen Zustand nahezu gleich Null.

Fig. 49 zeigt ein Beispiel für eine Zustnndseinstellschaltüng bekannter Art. Bei dieser Schaltung sind die Schwellenspannungen V.. von zwei MOSFETs T2 und T4 einander gleich, und es wird ein n-Kanal-Verarmungs-MOSFET Tl verwendet, um <fie Stabilität einer Verriegelungsschaltung zu erhöhen. Beim Schließen der Quelle für die Spannung -V_DD geht die Spannung an dem Punkt a gleichzeitig in jedem Fall zurück, und an dem Punk*: b erscheint keine Spannung, wenn die Speisespannung nicht aui V des HOSFET T4 zurückgeht, so daß beim stabilen Zustand an

den Punkten a und b die Spannungen -V und 0 V erscheinen.

Da jedoch bei dieser Schaltung der Verannungs-KOSFET zwischen den Punkten a und -V_D_ angeordnet ist, wird der P-MOSFET T3 eingeschaltet, wenn danach aus irgendeinem Grund der Zustand hergestellt wird, bei dem an dem Punkt b die Spannung -V™ und an dem Punkt a die Spannung 0 V (Rücksetzen) erscheint, wobei Tl und T3 einen Gleichstromleitungsweg bilden, so daß

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sich ein hoher Stromverbrauch ergibt. lsi Gegensatz hierzu ist es bei der erfindungs^emäßen Zustandseinstellschaltung nach Fig. 48 möglich, den gewünschten Zustand zuverlässig einzustellen, und der Stromverbrauch ist aus den genannten Gründen sehr gering, so daß eine vorteilhafte Zustandseinstellvorrichtung zur Verfügung steht.

Im folgenden wird ein Ausfuhrungsbeispiel beschrieben, bei dam die Erfindung bei einem Halbleiterspeicher mit direktem Zugriff angewendet ist.

Bei einer Speichervorrichtung in Form eines statischen Spei- §

chers mit direktem Zugriff wird die Speisespannung gewöhnlich 11 herabgesetzt, um den Stromverbrauch zu verringern, während der

Speicher nicht benutzt ist und sich nur im Bereitschaftszu- ί

stand befindet. Dies wird als Betriebsart zum Festhalten von j

Daten bezeichnet. '%

In diesem Fall wird eine Signalspannung gleichzeitig mit der tj

Speisespannung herabgesetzt. Da eine Speisespannungsleitung j

eine größere Zeitkonstante hat als eine Signalleitung, geht g

die Signalspannung schneller auf einen bestimmten Wert zurück. ψ

Bei einem Halbleiterspeicher mit direktem Zugriff wird gewöhn- t

lieh ein Lesesteuersignal auf einen Speisespannungspegel, ein -

Schreibsteuersignal auf einen Bezugsspannungspegel und ein -

Chip-liählsignal auf einen Bezugspotentialpegel eingestellt. -

Bei der Betriebsart zum Festhalten von Daten geht daher der Pegel des Steuersignals schneller zurück als die Speisespannung, so daß das Lesesteuersignal augenblicklich zu dem Schreibsteuersignal wird und daß das Chip-Wählsignal entsteht. Daher wird der Schjreit>vorga.ng augenblicklich durchgeführt, und die Information eines in diesem Zeitpunkt gewählten Bits wird zerstört.

Um dieses Problem zu lösen, \iriLrd bei einem aus Feldeffekt- » transistoren aufgebauten Speicher mit direktem Zugriff, bei f

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dem die Transistoren nur einen Kanal haben, eine Zeitkonstantenschaltung vorgesehen, um die Zeitkonstante der Signalleitung zu vergrößern. Diese Maßnahme erfordert jedoch die Verwendung eines äußeren Schaltkreises, und die Steuersignale werden nachteilig beeinflußt.

Bei einem integrierten CMOS-Schaltkreis besteht die Gefahr, daß sich als Folge seines Aufbaus ein p-n-p-n-Element bildet. Wenn die Signalspannung höher gemacht wird als die Speisespannung, tritt daher ein solches Element in Tätigkeit, so daß zwischen der Speisespannung und dem Bezugspotential ein starker Strom fließt. Daher muß man bei einem CMOS-Speicher eine Zeitkonstantenschaltung verwenden, bei der die Signalspannung und die Speisespannung gleichzeitig gesenkt werden.

Diese Tatsachen führen bei Konstruktion und Herstellung von ι

Speichern in Form von Speicherchips zu erheblichen Schwierig- f

keiten. §

Somit ist es erwünscht, daß der den Speicher mit direktem Zu- j

griff enthaltende Chip mit einer Schaltung zum Fühlen des |

Rückgangs der Speisespannung versehen ist. Jedoch sind auf |

dem Halbleiterchip angeordnete MOSFETs dem Einfluß der Tempe- |

raturabhängigkeit der Schwellenspannungen V., , von Fertigungs- j

abweichungen usw. ausgesetzt, und es ist schwierig, mit hoher j|

Genauigkeit eine für den Fühlvorgang benötigte Nachweisspan- %

nung zu gewinnen. |

Im folgenden ist eine entsprechende Ausführungsform der Erfin- |

dung beschrieben« j,

Figr 5?- ^-eigt- 7Π einer" Blockschaltbild einen integrierten Schaltkreis in Form eines statischen Halbleiterspeichers nach der Erfindung.

Zu dieser Schaltung gehört eine Speichermatrix für 64 χ 64 Bits, die aus statischen Speicherzellen aufgebaut ist.

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Ferner ist eine X-Decodierschaltung 2 vorhanden, die ein Informationsmuster erkennt, das durch ein Reihenwählsignal (A₀ - A₄) zugewiesen und über eine Pufferschaltung BX zugeführt wird, um eine X-Reihenleitung von 1/64 zuzuweisen.

Weiterhin gehört zu der Schaltung eine Y-Decodier- und Eingabe/Ausgabe-Schaltung 3, die ein Informationsmuster erkennt, das durch ein Spaltenwählsignal (A₅ - A₉) zugewiesen und über eine Pufferschaltung BY zugeführt wird, um eine Y-Spaltenleitung von 1/64 zuzuweisen. Außerdem werden der zugewiesenen Spaltenleitung der Speichermatrix Eingangsdaten über Gatter WB zugeführt. Schließlich werden von der zugewiesenen Spaltenleitung aus Ausgangsdaten über Gatter RB zu Klemmen 1/0- - 1/0, geleitet.

Bei 4 ist eine Eingangsdaten-Steuerschaltung angeordnet, die der Eingabe/Ausgabe-Schaltung die zu schreibenden Eingabedaten zuführt. Die Eingabe/Ausgabe-Klemiaen sind mit 1/0.. bis 1/0. bezeichne'·. CS bezeichnet ein Chipwählsignal, das die Wahl dieses Chips durch den 0-Pegel, d.h. den Bezugspotentialpegel anzeigt.

VE bezeichnet ein Schreib/Lese-Steuersignal, das Jen Schreibvorgang bezeichnet, wenn es sich auf dem 0-Pegel. d.h. dem Bezugspotentialpegel, befindet, und das den Lesevorgang be** zeichnet, wenn es sich auf dem !-Pegel, d.h. dem Speisespannungspegel befindet.

Weiterhin sind Gatterschalttmgen 5 und 6 vorhanden, die durch die Steuersignale abwechselnd gesteuert werden.

CÜS gleich 0 ist. werden die Gatterschaltungen durch den Pegel 0 oder 1 von WE gesteuert, um einen Schreib- oder Lesevorgang durchzuführen.

Eine Spannungsdetektorschaltung 7 weist die Betriebsart zum Festhalten der Daten aufgrund der Tatsache nach, daß die

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Speisespannung bis unterhalb eines bestimmten T/ertes zurückgegangen ist, und sie steuert die Gatterschaltung 5 so, daß das Signal WE in diesem Zeitpunkt gesperrt wird« Auf diese 'rfeise wird die weiter oben beschriebene Betriebsstörung vermieden. Ein Beispiel für den konkreten Aufbau der Spannungsdetektorschaltung 7 ist in Fig. 53a dargestellt.

In Reihe geseäalt·-1^ Widerstände Rl und R2 bilden eine Schaltung zum Teilen einer Speisespannung V . Die Spannungsteilerschaltung fv^Trt einen Teil a der Spannung dem Gatter eines n-Xanal~I*ISF£T Q2 zu. Die Speisespannung V wird an das Gatter eines n-Kanal-MISFET Q4 angelegt.

Dem Gatter eines MISFET Q5 wird von d aus eine geeignete Vorspannung zugeführt, so daß diesor Transistor eine Konstaatstromquelle bildet. Zusammen mit Belastungs-MISFETs Ql und Q3 sowie den beiden Differentialr-Singangs-MISFETs Q2 und Q4 bildet er einen Operationsverstärker.

Die Differential-Eingangs-MISFETs Q2 und Q4 werden z.B. auf n-Siliziumschichten von gleicher Leitfähigkeit erzeugt, und die zugehörigen Gatterelektroden werden aus verschiedenen Stoffen hergestellt, so daß sich die Schwellenspannungen unterscheiden. Die Gatterelektroden der Transistoren Q2 und Q4 werden z.B. aus Silizium so hergestellt, daß sie sich bezüglich ihres Leitfähigkeitstyps unterscheiden. Der Transistor Q2 hat ein n-Cilizium-Gatter und der Transistor ein p-Silizium-Gatter. Daher wird die Schwellenspannung V,. λ des Transistors Q4 höher als die Schwellenspannung V₊^ des Transistors Q2, und zwar um die Differenz der Fermi-Niveaus der p- und n-Silizium-Gatter.

Infolgedessen hat der Operationsverstärker eine Versetzungsspannung, die gleich der Differenz der Schwellenspannungen ist.

Bei dem Zustand, bei dem die Speisespannung V verhältnis-

CC

mäßig hoch ist, befindet sich bei der Schaltung nach Fig. 53a

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der MISFET Q4 im Einschaltzustant, während Q2 abgeschaltet ist und sich der Punkt c auf einem niedrigen Potential befindet. Wegen der Senkung der Speisespannung V„„ ändert sich

CC

das Potential an dem Punkt a entsprechend der Kurve a in Fig. 53b. Wenn wegen der Senkung der Speisespannung die Potentialdifferenz zwischen der Speisespannung V__ und dem

cc

Potential an dem Punkt a kleiner geworden ist als die Versetzungsspannung, geht der MISFET Q4 in den Abschaltzustand über, .,„

und Q2 wird eingeschaltet. Daher ändern sich die Potentiale g an den Punkten b und c der Schaltung nach Fig. 53 entsprechend i

^f>,t den Kurven b und c in Fig. 53b. Dies bedeutet, daß das Poten- | tial des Punktes c den hohen Pegel annimmt _f wenn die Speise- § spannung V bis auf einen bestimmten Wert zurückgegangen ist. §j

Wie erwähnt, wird der Fachweispegel der Schaltung nach Fig. | 53a wegen des Vorhandenseins der Iransistoren Q2 und Q4 durch |r die Versetzungsspannung und die geteilte Spannung durch die f'.

I Widerstände Rl und R2 bestimmt. Dieser Pegel wird nicht durch f die Schwellenspannungen der betreffenden MISFETs beeinflußt. |

Die Versetzungsstjannung ist mit einer relativ hohen Genauig- fi*

keit festgelegt, da sie durch die Differenz der Fermi-Niveaus |

der Gatterelektroden der Transistoren Q2 und Q4 bestimmt wird. |

Da bei einem integrierten Halbleiterschaltkreis die relativen |

H Werte der Widerstände mit relativ hoher Genauigkeit eingehal- | ten werden, wird bei den Widerständen Rl und R2 das Spannungs- ί teilungsverhältnis mit einer verhältnismäßig hohen Genauig- I keit eingehalten. I

Somit läßt sich der liachweispegel der Schaltung nach Fig. 53a * relativ genau einstellen.

In Fig. 53b bezeichnet die Wellenform d¹ das Ausgangssignal .; der Gatterschaltung 5 bei der Betriebsart zum Festhalten der j Daten, bei der die Gatterschaltung 5 nicht durch das Nachweis- · ausgangssignal gesteuert wird.

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Bei der Betriebsart zum Festhalten der Daten schwächen sich die Eingabesteuersignale CS* und WE schneller ab als die Speise-f spannung V der Gatterschaltung 5. Wenn die Differenz der

CC I

beiden Spannungen den logischen Schwellenwert überschritten -hat, wird daher die Aüsgängswellenform d¹ erzeugt, welche die Ursache der vorstehend beschriebenen Betriebsstörung bildet.

Bei der erfindungsgemäßen Schaltung wird jedoch das Steuersignal c dem Eingang der Gatterschaltung 5 zugeführt, so daß die Entstehung der Wellenform d¹ verhindert wird. Auf diese Weise kann eine irrtümliche Eingabe von Daten bei der Betriebsart zum Festhalten von Daten verhindert werden, so daß keine in dem Matrixspeicher enthaltenen Daten zerstört werden.

Bei der vorstehend beschriebenen Schaltung kann eine irrtümliche Dateneingabe bei der Betriebsart zum Festhalten von Daten vollständig verhindert werden. Ferner kann die Detektorschaltung auf einfache Weise aufgebaut und mit dem Speicherchip vereinigt werden. Somit braucht der Benutzer der HaIbleiterspeichervorrichtung nicht mit Betriebsstörungen zu rechnen.

Beispielsweise kann das Chipwählsignal der Gatterschaltung zugeführt werden, die durch das Ausgangssignal des Spannungsdetektors gesteuert wird. Sämtliche Speicherzellen-Wählsignale ■ können gesperrt werden, so daß keine Speicherzelle geviählt wird?

Dies hat seinen Grund darin, daß eine irrtümliche Dateneingabe verhindert werden kann, wenn eine der für die Ausführung des Schreibvorgangs erforderlichen Bedingungen gesperrt wird.

Bei der Spannungsteilerschaltung, die bei dem vorstehenden Ausführungsbeispiel verwendet wird, kann man anstelle von Widerstandselementen auch durch MISFETs gebildete Widerstände verwenden. Es ist zweckmäßig, den Widerstand der Spannungsteilerschaltung groß zu machen, um den Stromverbrauch niedrig zu halten.

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Die beiden MISFETs der vorstehend beschriebenen Schaltung, bei denen die Siliziumgatterelektroden vom entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp sind, werden als Bestandteile eines monolithischen integrierten Siliziumhalbleiterschaltkreises her- f gestellt. Da diese Feldeffekttransistoren unter im wesent- f liehen gleichen Bedingungen hergestellt v/erden, wenn man vom Leitfähigkeitstyp der Gatterelektroden absieht, wird die Differenz der Schwellenspannungen V.- beider Feldeffekttransistoren annähernd gleich der Differenz der Fermi-Niveaus von p- und η-Silizium. Die p- und n-Gatterelektroden werden mit den betreffenden Störstoffen bis in die Nähe der Sättigüngsdichte dotiert, und die Differenz wird annähernd gleich dem Bandabstand E von Silizium, der etwa 1,1 V beträgt und als Bezugsspannungsquelle verwendet wird.

Ein solcher Bezugsspanmmgsgenerator weist nur eine geringe Temperaturabhängigkeit auf und wird durch Fertigungstoleranzen nur wenig beeinflußt.

Die Spannungsdetektorschaltung 7 läßt sich in der verschiedensten Weise abändern.

Mit anderen Worten, die Bezugsspannungsquellen, bei denen die Differenz der Fermi-Niveaus von Halbleitern nutzbar gemacht wird, welche die Gatterelektroden von zwei MOSFETs bilden, wie es in Fig. 6h, 8, 9, 10a, 11a, 12, 13, 14, 15, 16 und gezeigt ist, sind als Bezugsspannungsquellen für die erfindungsgemäße Spannungsdetektorschaltung geeignet.

Zu diesem Zweck kann man zwei Feldeffekttransistoren verwenden, zu denen Halbleitergatterelektroden von unterschiedlichem Leitfähigkeitstyp gehören, wie es bereits z.B. anhand von Fig. 59 erläutert wurde, z.B. einen MOS-Transistor mit einer Gatterelektrode aus einem ρ -Halbleiter oder einen ρ -Gatter-MOS-Transistor und einen MOS-Transistor mit einer Gatterelektrode aus einem η -Halbleiter oder einen η -Gatter-MOS-Transistor. Wie bereits anhand von Fig. 73a bis 73f erläutert,

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kann man die beiden genannten Feldeffekttransistoren unter Anwendung des konventionellen Verfahrens zum Herstellen von CMOS-TrarisistÖren herstellen* ohne daß irgendwelche Arbeitsschritte geändert oder zusätzlich durchgeführt werden müssen.

Bei der Anwendung- des bekannten CMOS-Herstellungsverfahrens ergibt sich die aus Fig. 65a, 65b, 66a und 66b ersichtliche Selbstausrichtungsanordnung in der nachstehend erläuterten Weise. Da in diesem Fall die MOS-Transistoren einen p-Kanal haben, wird in beide Endabschnitte einer Gatterelektrode, die der Quelle und dem Kollektor bei den ρ - und n⁺-Gatter-HOS-'transistoren benachbart sind, ein Störstoff vom p-Typ eindiffundiert. In einen zentralen Teil der Gattereiektrode wird für den p⁺-Gatter-MOS-Translstor ein p-Störstoff und für den n⁺-Gatter-MOS-Transistor ein n-Störstoff eindiffundiertο Zwischen dem «zentralen Bereich und den der Quelle und dem Kollektor benachbarten Endabschnitten befinden sich Bereiche i, in die kein Störstoff eingebracht wird. Somit kann man sagen, daß der Unterschied zwischen den MOS-Transistoren mit p⁺- bzw. n⁺-Gatter nur im Leitfähigkeitstyp (p oder n) des den zentralen Bereich des Gatters bildenden Halbleiters besteht.

Um eine möglichst weitgehende Verringerung der Unterschiede bezüglich der wirksamen Kanallänge bei den HOS-Transistoren zu erreichen, die auf die Tatsache zurückzuführen sin?, daß die Bereiche der Gatter, die zur Selbstausrichtung dienen und welche der p-Störstoff eindiffundiert wird, nach links oder rechts, d.h. zur Quellenseite oder zur Kollektorseite bei der Herstellung verlagert werden, was auf Fehler beim Ausrichten der Maske zurückzuführen ist, werden die senkrechten Reihen der Quellenbereiche und der Kollektorbereiche miteinander abwechselnd angeordnet, und die linke Hälfte und die rechte Hälfte werden liniensymmetrisch zur gesamten Kanalrichtung angeordnet. Selbst wenn eine Verlagerung der Maske gegenüber der Kanalrichtung nach links oder rechts eintritt, was zu einer Veränderung der wirksamen Kanallänge der Feldeffekt-

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transistoren In den betreffenden Reihen fuhrt, wird die mittlere wirksame Kanallänge der p'- und n^-Gatter-MOS-Transistoren Innerhalb der parallelgeschalteten Reihen Insgesamt abgeglichen, so daS sich eine is wesentlichen konstante mittlere Kanallänge ergibt. <

Heben der Verwendung von Gatterelektroden unterschiedlicher Zusammensetzung ist es möglich, ungleiche Schwellenspannungen dadurch zu erhalten, daß man Ionen in bestimmte Kanäle implantiert j wie es anhand von Fig, 7 beschrieben wurde, daß man ein dotiertes Gatteroxid verwendet, daß man die Dicke J der Gatterlsolierfiline ändert usw. ϊ

Fig. 54 zeigt ein Ausführungsbeispiel, bei dem der Batterie- f prüfer nach Fig. 20 bei einer elektronischen Uhr verwendet f wird. £

Die Transistoren Tl, T2 und T41 bis T49 sowie die Tv'iderstände I

f R41 und R42 bilden eine Schaltung zum Prüfen des Spannungs- 5 pegels einer Guecksilberbatterie El mit einer Kennspannung | von 1,5 V. Bei den Transistoren Tl und T2 eines Differentialteils handelt es sich um einen ρ -Gatter-n-Eanal- und einen n^-Gatter-n-Kanal-MOS-Transistor, in deren Kanalteile Ionen so implantiert sind, daß die Schwellenspannungen beider Transistoren innerhalb des Bereichs von 1,0 bis 1,5 V liegen, der dem StromversorguD.gsbereich der elektrischen Uhr entspricht.

Bei einem Silizlumhalbleiter beträgt die Differenz der Schwellenspannungen, die als Bezugsspannung dienen soll, etwa 1.1 V. Um bei etwa 1,4 V einen Pegel festzulegen, der es ermöglicht, nachzuweisen, daß die Spannung der Batterie El zurückgegangen

R41 und R42 eingestellt.

Damit sich In der Praxis ein vernachlässigbar geringer Stromverbrauch ergibt, wird der Batterieprüfer intermittierend

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durch, ein Taktsignal φ betätigt, das einem Frequenzteiler FD und einer Zeitgebersehaltung TM entnommen wird.

Das Äusgangssignal des Batterieprüfers wird statisch durch eine Verriegelungseinrichtung festgehalten, die sich aus EAND-Gattern KAI und NA2 zusammensetzt. Die Zeitgeberschaltung TiI wird durch einen logischen Pegel eines Ausgangssignals der Verriegelungsschaltung gesteuert, wodurch ein treiben-! des Ausgangssignal eines Motors sowie das Verfahren zum Bewegen^ eines Zeigers der Uhr so geändert wird, daß der Rückgang der Batteriespannung angezeigt wird. Eine Anzeige des Rückgangs der Batteriespannung läßt sich auch ohne eine Änderung der Zeigerbewegung erreichen, z.B. mit Hilfe von Blinkzeichen einer elektrooptischen Einrichtung, z.B. eines Flüssigkristalls oder einer Leuchtdiode.

Zu der Schaltung nach Fig. 54 gehört ein Kristalloszillator OSC mit einem CMOS-Inverter sowie außerhalb des integrierten Schaltkreises angeordneten Elementen, und zwar einem Kristall X. , und Kondensatoren C^ und C₀. Ferner ist eine Wellenformungsschaltung WS vorhanden, die das schwingende Ausgangssignal aus einer Sinuswelle in eine Rechteckwelle verwandelt. Eine Erregerspule C_M gehört zu einem Schrittmotor, zum Antreiben des Sekundenzeigers. Zwei Pufferschaltungen BF.. und die aus CMOS-Invertern aufgebaut sind, dienen zum Treiben der Erregerspule C.., wobei die Polarität in Abständen von 1 see umgekehrt wird.

Sämtliche Teile innerhalb des integrierten Sehaltkreises werden durch die Quecksilberbatterie El mi t der Nennspannung von 1,5 V betätigt. TM bezeichnet die Zeitgeberimpulsgeneratorschaltung, der mehrere auf einer Frequenzteilung beruhende Ausgangssignale verschiedener Frequenz durch die Frequenzteilerschaltung FD sowie das Steuerausgangssignal der aus den Gattern NA₁ und NAo bestehenden Verriegelungseinrichtung zuge führt werden und mittels welcher Impulse jeder gewünschten

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Periodenlänge und Breite erzeugt werden. Bei dem IC handelt es sich um einen monolithischen Siliziuinhalbleiterchip für eine elektronische Armbanduhr mit Zeigern, und dieser Chip wird mit Hilfe des anhand von Fig. 73a bis 73f beschriebenen Verfahrens für Siliziumgatter-CMOS-Transistoren hergestellt.

Fig. 55 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Schaltung für eine elektronische Armbanduhr mit einem Batterieprüfer. In diesem Fall werden die Leitfähigkeitswerte von Feldeffekttransistoren 04 und Q5 einer Differentialschaltung wie gemäß Fig. 39 verschieden groß gemacht, und der Nachweispegel kann mit Hilfe eines Widerstandes * außerhalb des IC fein eingestellt werden.

Das Vorhandensein des Widerstandes R- ermöglicht es, bei der Herstellung auftretende Abweichungen vollständig zu beseitigen.

Im folgenden wird anhand von Fig. 56 ein Ausführungsbeispiel beschrieben., bei dem der Spannungsregler nach Fig. 36a bei einer elektronischen uhr verwendet wird.

Zu der Schaltung nach Fig. 56 gehören ein Kristalloszillator OSC, eine Weilenformungsschaltung WS, die ein sinuswellenförmiges schwingendes Ausgangssignal des Oszillators in eine Rechteckwelle verwandelt, eine Frequenzteilerschaltung FD, eine Zeitsteuerimpuls-Generatorschaltung TM zum Erzeugen von Impulsen vorbestimmter Periodenlänge und Breite aus Ausgangssignalen des Frequenzteilers, eine Pegelverschiebungsschaltung LF zum Verwandeln eines Signals mit einem niedrigen Pegel in ein Signal mit einem hohen Pegel, ein Batterielebensdauerdetektor BC, ein Spannungskomparator VC, ein Spannungsregler VR, der mit dem Spannungskomparator VC zusammenarbeitet, eine Halteschaltung H, ein Oszillationszustandsdetektor DT und eine Erregerspule LM eines Schrittmotors zum Antreiben eines Sekundenzeigers.

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Der Detektor DT stellt über den Frequenzteiler FD und die Zeitgeberschaltung TM fest, daß der Oszillator OSC eine Schwingung erzeugt hat. Ist dies geschehen, betätigt er den Spannungsregler VS, um die Betiebsspannung V des Oszillators OSC sowie der Schaltungsteile WS, FD, TM usw. auf einen Wert herabzusetzen, der unter der Batteriespannung (-1,5 V) liegt.

Beim Einschalten der Batterie E erscheint am Eingang eines Inverters 1' das Erdpotential (logische KuIl), da. ein Entladewidei^tand R104 vorhanden ist, so daß ein n-Kanal-Feldeffekttransistor 0201 eingeschaltet wird und a» Ausgang des Spannungsreglers eine Spannung von -1,5 V entsprechend der Batteriespannung erscheint. Gleichzeitig wird ein Feldeffekttransistor Q203 eingeschaltet, and der Gatterpunkt eines Feldeffekttransistors 0202 wird aufgeladen. Dies geschieht, damit rechtzeitig die negative Rückkopplungsschleife des Spannungsreglers aktiviert wird, so daß das Ausgangssignal des Spannungsreglers nicht in dem Augenblick zurückgeht, in dem der Feldeffekttransistor Q201 danach abgeschaltet wird.

Wenn der Oszillator zu arbeiten begonnen hat, befind?n sich die übrigen logischen Schaltkreise bereits im Betriebszustand, so daß die Zeitgeberschaltung TM dem Detektor DT einen Impuls ό-η zuführt. Eine Exklusiv-Oder-Schaltung EX₁ stellt das Erscheinen des Impulses ^₃ fest. Einem Eingang dieser Schaltung wird der durch Inverter 14 und 15 verzögerte Impuls &_ß zugeführt, der auch zu einem Integrationskreis ClOl, R103 gelangt. Beim Ausgeben des Impulses ^_x, erscheint somit ein Impuls, dessen Breite der Verzögerungszeit entspricht, am Ausgang des Gatters EX-. Dieser Impuls wird durch eine Gleichrichterschal- +Mrxcr in+ocfriort or.-n Hot· οϊτι VoI Λο-ΐ ■fofc+.ir.rainfZ.A stnr CO.O.^t. pin

Inverter 16 und ein Kondensator C102 gehören, und er schaltet die n-Kanal-Feldeffekttransistoren Q201 und Q203 ab, nachdem seit dem Beginn der Ausgabe des Impulses O-q eine Kurze Zeit verstrichen ist. Somit erzeugt der Regler VR eine bestimmte

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tiemmil

Spannung von weniger als 1,5 V an der Quellenelektrode des
zur Steuerung dienenden p-Kanal-Feldeffekttransistors Q202
über die negative Rückkopplungs-Steuerschleife, und dies
trägt zur Verringerung des Stromverbrauchs der elektronischen
Uhr bei.

Im folgenden v/ird die Wirkungsweise des Reglers, insbesondere

des Spannungskomparators, erläutert. Da der Komparator VC ;

ähnlich arbeitet,v/ie es bezüglich des Komparators CP anhand \

von Fig. 35a und 35b beschrieben wurde, dürfte eine kurze Er- f

läuterung genügen. I

Um mit Hilfe der p-Kanal-MOSFET-Transistoien Q206 und Q207 | die Versetzungsspannung V __ zu erhalten, wird Q206 mit einem I p-Gatter versehen wie der Transistor Ql nach Fig. 60 und 67a Ϊ bis 67b, und Q207 wird mit einem !^Gatter aus einem Eigenhalb- l> leiter versehen wie bei dem Transistor Q2 nach Fig. 60 und 68a 1· und 68b. Daher v/ird die Schwellenspannung V.. von Q207 höher | als diejenige von Q206, und zwar um etwa 0,55 V, so daß man
die Versetzungsspannung V __ erhält. Da die Feldeffekttransistoren Q208 und Q209 mit n- bzw. p-Kanal eine Diodenschaltung |' bilden, wird die Summe der beiden Schwellenspannungen V,, , ^?

d.h. (V.. _onQ + V₄. _onQ) dem Gatter von Q207, d.h. dem nicht I thp2U9 thnzUö ' r

invertierenden Eingang (+) des Komparators VC zugeführt, und
diese Summe wird als Spannung V _fo verwendet, wie es in Fig.
35b durch die Kurve d dargestellt ist. Andererseits ist das
Gatter des Feldeffekttransistors Q206, d.h. der invertierende f

SL

Eingang (-) des Komparators mit der Quelle des zur Steuerung r dienenden p-Kanal-Feldeffekttransistors Q202 verbunden, der
als Quellenfolgeschaltung arbeitet.

Somit wird die Ausgangsspannung Y_out des Spannungsreglers VR,

die an der Quelle des steuernden Feldeffekttransistors Q202 |

unter der steuernden Wirkung dieses Transistors erzeugt wird, !|

welcher durch den Komparator YC angetrieben wird, zu Y . = :

^Vthp209 ^{+ V}thn208 ^{+ AV}off ^{(wean V}in ^'^{ό&ΒΤ ist als V}thp * Yj_. + ΔΛΓ ^-). Ist die Eingangsspannung Y^_n niedrig,

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ι« cn r" ir im η

' ' I I I i

die Ausgangsspannung zu V_,.,₊ "V_4n, wie es vorstehend be-

OUl XIi

schrieben ist. Natürlich wird die Ausgangsspannung V , des Spannungsreglers VR als Betriebsspannung V des Oszillators OSC sowie der Schaltungselemente WS, FD, TM usw. verwendet. ;_;

' ■ f

Um den Stromverbrauch niedrig zu halten, wird bei diesem Komparator die Betriebszeit durch ein Zeitsteuersignal £ be-

Ά.

grenzt, das durch abwechselndes Ein- und Ausschalten des angetriebenen Feldeffekttransistors Q211 erzeugt wird. Das Gleiche gilt natürlich auch für die Schaltung zum Erzeugen der Bezugsspannung ^v _ref2. Zu diesem Zweck ist ein Kondensator C104 an das Gatter von Q207 angeschlossen, und ein Kondensator C105 ist mit dem Gatter von Q202 verbunden^ so daß die Bezugsspannung ^v _rei2 bzw. die Gatterspannung von Q202 gehalten wird. Die Kondensatoren C104 und C105 werden zusätzlich zu parasitären Kapazitäten, z.B. Gatterkapazitäten vorgesehen. Ein weiterer Kondensator C103 dient dazu, alle Schwingungen zu verhindern, die auf eine Phasendrehung zurückzuführen sind, welche durch die Kaskadenschaltung mehrerer Feldeffekttransistoren in der Rückkopplungsschleife verursacht wird.

Da der Batterieprüfer BC ähnlich aufgebaut ist wie der in Fig. 54 dargestellte, dürfte sich eine nähere Erläuterung erübrigen.

In der Ausgangsstufe des integrierten Schaltkreises verwerten die Treiber 12 und 13 für die Srregerspule unmittelbar die Spannung der l_y5-V-Batterie, um die Antriebsleistung möglichst hoch zu halten.

Fig= 57 zeigt ein Ausführungsbeispiel* bei dem der Spannungsregler VR und der Batterieprüfer BC nach der Erfindung bei einer elektronischen Uhr mit digitaler Zeitanzeige verwendet werden.

Bei dieser Schaltung arbeiten die Schaltungselemente OSC, ¥S und TD mit einer eingestellten Spannung, die niedriger ist als

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1,5 V, wie es bei der Schaltung nach Fig. 56 der Fall ist, und auch logische Schaltkreise innerhalb des IC, z.B. der Decodierer DC und die Zeitkorrekturschaltuhg TC, arbeiten mit der niedrigeren Spannung.

DB bezeichnet eine Spannungsverdoppelungsschaltung, welche die Spannung von 1,5 V auf 3,0 V bringt, wobei diese Spannung als Treiberspannung für eine Flüssigkristallanzeige verwendet wird, deren Treiberschaltung nicht dargestellt ist. Ferner sind zwei Pegelverschiebungsschaltungen LS- und LS„ vorhanden, die dazu dienen, einen niedrigen Signalpegel in einen hohen Gleichspannungspegel zu verwandeln und diese hohe Spannung den damit arbeitenden Schaltkreisen zuzuführen.

Um den Stromverbrauch niedrig zu halten und die Lebensdauer der Spannungsquelle zu vergrößern, ist es gemäß der vorstehenden Beschreibung zweckmäßig, eine niedrige Betriebsspannung zu verwenden, um die gewöhnlichen logischen Schaltungen innerhalb des IC zu betreiben, während eine hohe Betriebsspannung verwendet wird, um den Treiber für die Anzeigeeinrichtung usw. an der Eingangs/Ausgangs-Schnittstelle des IC zu betreiben, die hohe Betriebsspannungen benötigen.

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Claims (1)

1. ANSPRÜCHE

   ) Bezugsspannungsgenerator, gekennzeichnet durch, eine Einrichtung zum Nachweisen einer Spannung, die im wesentlichen gleich einem Bandabstand eines Halbleiters oder niedriger als letzterer ist, oder einer Spasming auf^lder Basis eines Energieniveaus eines Halbleiters, wobei eine auf der nachgewiesenen Spannung beruhende Spannung als Bezugsspannung verwendet wird.

   2. Bezugsspannungsgenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß es sich bei dem Halbleiter um Silizium handelt.

   3. Bezugsspa-nriungsgenerator nach Anspruch 1- dadurch gekennzeichnet, daß zu der Nachweiseinrichtung eine Einrichtung zum Gewinnen einer Spannung auf der Basis der Differenz von

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   Fermi-Energieniveaus eines Halbleiters eines ersten Leitfähigkeitstyps und eines Halbleiters eines zweiten Leitfähigkeitstyps oder eines Halbleiters eines ersten Leitfähigkeitstyps und eines Eigenhalbleiters oder eines Halbleiters eines zweiten Leitfähigkeitstyps und eines Eigenhalbleiters gehört, und daß die beiden Halbleiter bei jeder genannten Kombination aus dem gleichen Halbleitermaterial bestehen.

   4. Bezugss-annungsgenerator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet^ daß es sich bei dem Halbleitermaterial um Silizium handext.

   5. Bezugsspannungsgenerator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Halbleiter vom ersten Leitfähigkeitstyp ein η-Halbleiter ist, der mit einem Donatorstörstoff dotiert ist, welcher aus der Lithium, Antimon, Phosphor, Arsen und Wismut umfassenden Gruppe gewählt ist, und daß der Halbleiter vom zweiten Leitfähigkeitstyp ein p-Halbleiter ist, der mit einem Akzeptorstörstoff dotiert ist, welcher aus der Bor, Aluminium und Gallium umfassenden Gruppe gewählt ist.

   6. Bezugsspannungsgenerator nach Anspruch 3, daduicL· gekennzeichnet, daß die beider, kombinierten Halbleiter, die aus der Gruppe gewählt sind, zu welcher der Halbleiter vom ersten Leit-fähigkeitst-ypj der Halbleiter vom zweiten Leitfähigkeitstyp und der Eigenhalbleiter gehören, eine Gatterelektrode eines ersten Feldeffekttransistors mit isoliertem Gatter bzw. eine Gatterelektrode eines zweiten Feldeffekttransistors mit isoliertem Gatter bilden und daß bei der Einrichtung zum Gewinnen einer Spannung auf der Basis einer Differenz von Fermi-Energieniveaus Schwellenspannungen des ersten und des zweiten Feldeffekttransistors mit isoliertem Gatter ausgenutzt werden.

   7. Bezugsspannungsgenerator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Gatterelektroden des ersten und des zweiten Feldeffekttransistors mit isoliertem Gatter aux Gatteriso] ierfilmen ausgebildet sind, welche auf verschiedenen

   * t lit · · «* β *' t *

   Flächenbereichen ein und desselben Ilalbleitersubstrats unter | im wesentlichen gleichen Bedingungen hergestellt wurden. |

   8. Bezugsspannungsgenerator nach Anspruch 7, dadurch ge- p

   kennzeichnet, daß Kanäle des ersten und des zweiten Feld- * effekttransistors mit isoliertem Gatter den gleichen Leit- | fähigkeitstyp aufweisen. I,

   9. Bezugsspannungsgenerator nach Anspruch 8, dadurch ge- . | kennzeichnet, daß es sich bei dem gleichen Leitfähigkeitstyp |, der Kanäle um den p-Typ handelt. §i

   ΙΟ* Bezugsspannungsgenerator nach Anspruch 8, dadurch ge- |

   kennzeichnet, daß es sich bei dem gleichen Leitfähigkeitstyp I der Kanäle um den η-Typ handelt. §f

   11. Bezugsspannungsgenerator nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Feldeffekttransi- f stör mit isoliertem Gatter auf Verschiedenen Flächenbereichen |, eines Substrats vom η-Typ eines integrierten Feldeffektschalt- f kreises ausgebildet sind. V

   12. Bezugsspannungsgenerator nach Anspruch 10, dadurch ge- I kennzeichnet, daß der erste und der zweite Feldeffekttransi- J stör mit isoliertem Gatter auf verschiedenen Flächenbereichen | einer Eintiefung vom p-Typ eines Substrats vom η-Typ eines |

   komplementären integrierten Feldeffektschaltkreises ausgebil- |

   i» (Lex sxnd. J

   13. Bezugsspannungsgenerator nach Anspruch 11, dadurch ge- * kennzeichnet, daß die Gatterelektroden des ersten und des zweiten Feldeffekttransistors mit isoliertem Gatter aus zwei Halbleitern bestehen, die aus der Gruppe gewählt sind,, zu der ein n p-Ealbieiter, ein η-Halbleiter und ein Eigemhalbleiter gehören.^

   14. Bezugsspannungsgenerator nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Gatterelektroden des ersten und des

   303U2/C828 I

   zweiten Feldeffekttransistors mit isoliertem Gatter aus zwei | Halbleitern bestehen, die aus der Gruppe gewählt sind, zu velcher ein p-Halbleiter, ein η-Halbleiter und ein Eigenhalb-

   « leiter gehören.

   15. Bezugsspannungsgenerator nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß erste und zweite polykristalline Halbleiterbereiche auf den betreffenden Gatterisolierfilmen des ersten und des zweiten Feldeffekttransistors mit isoliertem Gatter ausgebildet sind, daß mindestens diejenigen Teile der ersten -und zweiten polykristallinen Halbleiterbereiche, welche Quellen- und Kollektorbereichen der Transistoren benachbart sind, mit dem gleichen Störstoff dotiert sind wie die Quellen- und Kollektorbereiche, daß ein zentraler Teil eines der ersten und zweiten polykristallinen Halbleiterbereiche mit einem Störstoff vom ersten oder zweiten Leitfähigkeitstyp dotiert ist und daß die zentralen Teile der ersten und zweiten polykristallinen Halbleiterbereiche als Gatterelektroden des ersten und des zweiten Feldeffekttransistors mit isoliertem Gatter verwendet werden.

   16. Bezugsspannungsgenerator nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten polykristallinen Halbleiterbereiche auf den betreffenden Gatterisolierfiluien des ersten und des zweiten Feldeffekttransistors mit isoliertem Gatter ausgebildet sind, daß mindestens diejenigen Teile der ersten und zweiten polykristallinen Halbleiterbereiche, welche Quellen- und Kollektorbereichen der Transistoren benachbart sind, mit dem gleichen Störstoff dotiert sind wie die Quellen- und Kollektorbereiche, daß ein zentraler Teil eines der ersten und zweiten polykristallinen Halbleiterbereiche mit einem Störstoff dotiert ist, der vom ersten oder zweiten Leitfähigkeitstyp ist, und daß die betreffenden zentralen Teile der ersten und zweiten polykristallinen Halbleiterberei*- che als Gattereiektroden des ersten und des zweiten Feldeffekttransistors mit isoliertem Gatter verwendet werden.

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   17. Bezugsspannungsgenerator nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten polykristallinen Haibleiterbereiche auf den betreffenden Gatterisolierfilmen des! ersten und des zweiten Feldeffekttransistors mit isoliertem Gatter ausgebildet sind, daß mindestens diejenigen Teile der ersten und zweiten polykristallinen Halbleiterbereiche, welche Quellen- und Kollektorbereichen der Transistoren be<rnachbart sind, mit dem gleichen Störstoff dotiert sind wie die Quellen- und Kollektorbereiche, daß ein zentraler Teil eines der ersten und zweiten polykristallinen Halbleiterbereiche mit einem Störstoff dotiert ist, der vom ersten oder zweiten Leitfähigkeitstyp ist, und daß die betreffenden zentralen Teile der ersten und zweiten polykristallinen Halbleiterbereiche als Gatterelektroden des ersten und des zweiten Feldeffekttransistors mit isoliertem Gatter verwendet werden.

   18. Bezugsspannungsgenerator nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zum Nachweisen einer Spannung, die im wesentlichen gleich der Differenz von Fermi-Niveaus von p- oder η-Silizium oder eigenleitendem Silizium und Aluminium ist, wobei zu der Nachweiseinrichtung ein erster Feldeffekttransistor mit isoliertem Gatter (IGFET) gehört, bei dem die Gatterelektrode aus p- oder η-Silizium oder eigenleitendem Silizium besteht, sowie ein zweiter IGFST, bei dem die Gatterelektrode aus Aluminium besteht und in der gleichen Halbleitersubstratfläche angeordnet ist wie diejenige des ersten IGFST, wobei eine Differenz von Schwellenspannungen des ersten und des zweiten IGFET auf der Basis einer Differenz von Fermi-Niveaus der Gatterelektroden ausgenutzt wird, wobei zur Herstellung des zweiten IGFET zunächst die Gatterelektrode aus p- oder η-Silizium oder eigenleitendem Silizium hergestellt worden ist, wobei danach ein Aluminiumfilm nur in Berührung mit einem zentralen Teil der Gatterelektrode gebracht wurde, wobei Aluminium durch eine Legierungsreaktion in direkte Berührung mit einem Gatterisolierfilm gebracht wurde oder wobei zur Herstellung des zweiten IGFET zunächst die Gatterelektrode

   SÖ3S42/GS28

   •—6—

   ritt·',

   aus ρ- oder η-Silizium öder eigenleitendem Silizium hergestellt wurde, woraufhin das Gatter aus p- oder n-Siliziüm oder eigenleitendem Silizium innerhalb nur eines zentralen Teils der Gatter elektrode entfernt wurde, wonach Aluminium ia _f direkte Berührung mit einem Gatterisölierfilra gebracht wurd&, | und wobei die Differenz der Schwellenspannungen des zweiten IGFET und des ersten IGFET ausgenutzt wird.

   19. Bezugsspannungsgenerator nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Gatterelektrode, ein Quellenbereich und ein Kollektorbereich des ersten und des zweiten Feldeffekttransistors Mit isoliertem Gatter jeweils aus mehreren Gatterelektrodenteilen bzw. mehreren Qüellenbereicfesteilen bzw« mehreren Kollektorbereichsteilen bestehen und daß die verschiedenen Gatterelektrodenteile durch eine Gatterverbindungsschicht elektrisch miteinander verbunden sind, wobei die verschiedenen Quellenbereic'asteile durch eine Quellenverbindungsschicht elektrisch miteinander verbunden sind und wobei die verschiedenen Kollektorbereichsteile durch eine Kollektorverbindungsschicht elektrisch miteinander verbunden sind.

   20. Bezugsspannungsgenerator nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der polykristalline Gatterbereich, der Quellenberoich und der Kolloktorbareich des ersten und des zweiten Feldeffekttransistors ait isolierten Gatter aus mehreren polykristallinen Gatterbereichsteilen bzw. mehreren Quellenbereichstoilen bzw. sichreren Xollektorbereichsteilen bestehen und daß die verschiedenen polykristallinen Gatterbereichsteile durc^ eino Gatterverbindungsschicht elektrisch miteinander verbunden eindj wobei die verschiedenen Quellenbereichsteile durch eine Queiieftverbindungsschicht elektrisch miteinander verbunden sind, und wobei die verschiedenen Kollektorbereichsteile durch eine Kollektorverbindungssehicht elektrisch miteinander verbunden, sind.

   21. Verfahren zua Herstellen eines Bezugsspannungsgenerators nach Anspruch 16, gekennzeichnet durch die folgenden Schritte:

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   Formen eines p-Sintiefungsbereichs in einem η-Substrat, Formen mehrerer Gatterisolierfilme auf vorbestimmten Teilen von
   Flächen des η-Substrats und des p-Eintiefungsbereichs unter
   im wesentlichen gleichen Bedingungen, Formen mehrerer poly—
   kristalliner Halbleiterbereiche auf den betreffenden Gatterisolierfilmen, Formen einer Maske, welche mindestens die den
   Quellen- und Kollektorbereichen benachbarten Flächenteile des
   p-Eintiefungsbereichs überdeckt, darauffolgendes Einführen
   eines p-Störstoffs in gewählte Teile des η-Substrats zum Zweck
   des Südens von p-Quellen- und -Kollektorbereichen, vobei der
   p-Störstoff gleichzeitig in mindestens diejenigen Teile mehre- t rer polykristalliner Halbleiterbereiche eingeführt wird, wel- f ehe auf verschiedenen Teilen der Fläche de-3 η-Substrats er- I zeugt worden sind, welche den Quellen- und Kollektorbereichen 1 benachbart sind, sowie Formen einer weiteren Maske, die min- f destens diejenigen Teile verdeckt, welche den auf dem η-Sub- I strat gebildeten p-Guellen- und -Kollektorbereichen benachbart I sind, woraufhin ein n-Störstoff in gewählte Teile des p-Ein- f tiefungsbereichs eingeführt wird, um die η-Quellen- und-KoI- J lektorbereiche zu bilden, vobei ein p- oder n-Störstoff in ϊ einen zentralen Teil eines gewählten der verschiedenen poly- kristallinen Halbleiterbereiche eingeführt wird, welcher das I η-Substrat überdeckt, wobei dieswährend des Schritts zum Er- t zeugen der ersten Maske oder während des Schritts zum Erzeugen ^ der zweiten Maske geschieht. t

   22. Verfahren zum Herstellen eines Bezugsspannungsgenerators" nach Anspruch 17, gekennzeichnet durch die folgenden Schritte: « Formen eines p-Eintiefungsbereichs in einem η-Substrat, Formen = mehrerer Gatterisolierfilme auf vorbestimmten Teilen von Flä- ) chen des η-Substrats snd des p-Eintiefungsbereichs unter im ' VSSSHuilCiieS giSXCuSn ucuingüngc«, FOHSen ϊΰθίϊϊ^σΓβϊ pOlykiristäl— ϊ liner Halbleiterbereiche auf den betreffenden Gatterisolierfilnen, Formen einer Maske, welche mindestens die Flächenteile
   des p-Binuiefungsbereichs bedeckt, welche den Quellen- und
   Kollektorbereichen benachbart sind, woraufhin ein p-Störstoff

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   in gewählte Teile des η-Substrats eingeführt wird, um p-Quellen- und -Kollektorbereiche zu bilden, sowie Formen einer weiteren Maske, welche mindestens die Teile bedeckt, welche den auf dem η-Substrat gebildeten p-Quellen- und -Koilektorbereichen benachbart sind, woraufhin ein n-Störstoff in gewählte Teile des p-Sintiefungsbereichs eingeführt wird, um die η-Quellen- und -Kollektorbereiche zu bilden, wobei ein p- oder n-Störstoff in einen zentralen Teil eines gewählten der verschiedenen polykristallinen Halbleiterbereiche eingeführt wird, welcher den tj—Eintiefungsabschnitt Überdeektj und wobei dieser Schritt während des Schritts zum Formen der erstenj Maske oder während des Schritts zum Formen der zweiten Maske durchgeführt wird.

   23. Verfahren zum Herstellen eines Bezugsspannungsgenerators nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt zum Formen einer p-Störstoffschicht mit Hilfe eines selektiven Ionenimplantationsverfahrens vor dem Formen der verschiedenen f polykristallinen Halbleiterbereiche durchgeführt wird. |

   24. Verfahren zum Herstellen eines Bezugsspannungsgenerators nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt zum Formen einer n-Störstoffschicht mit Hilfe eines selektiven Ionenimplantationsverfahrens vor dem Formen der verschiedenen polykristallinen Halbleiterbereiche durchgeführt wird.

   25. Verfahren zum Herstellen eines Bezugsspannungsgenerators]! nach Anspruch 18, gekennzeichnet durch die folgenden Schritte: Formen eines Gatterisolierfilms und einer polykristallinen Halbleiterschicht auf einem Substrat vom η-Typ bzw. vom p-Typ, Entfernen gewählter Teile der polykristallinen Schicht mit

   Stoffs in gewählte Teile des n- bzw. des p-Substrats unter gleichzeitigem Einführen des p-Störstoffs bzw. des n-Störstoffs in mindestens diejenigen Teile der verschiedenen polykristallinen Halbleiterschichten zur Bildung von Gatterelektroden, welche den Quellen- und Kollektorbereichen benachbart

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   sind, sowie Anordnen von Aluminium in Berührung mit einem zentralen Teil mindestens einer der verschiedenen polykristallinen Halbleiterschichten sowie Anordnen des Aluminiums in direkter Berührung mit dem Gatterisolierfilm durch eine Legierungsreaktion oder Ätzen und Entfernen eines solchen zentralen Teils mit nachfolgendem Anordnen von Aluminium in direkter Berührung mit dem Gatterisolierfilm»

   26. Bezugsspannungsgenerator nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der η-Halbleiter, der die Gattereiektrode des ersten p-Kanal-Feldeffekttransistors mit isoliertem Gatter bildet, sowohl mit einem n-Störstoff als auch mit einem p-Störstoff dotiert ist, daß die Dichte des n-Störstoffs um mindestens das 1,5-fache höher ist als die Dichte des p-Störstoffs und daß die Dichte des p-Störstoffs annähernd gleich der Dichte eines p-Störstoffs in dem p-Halbleiter ist, der die Gatterelektrode des zweiten p-Kanal-Feldeffekttransistors mit isoliertem Gatter bildet.

   27. Verfahre!' zum Herstellen eines Bezugsspannungsgenerators nach Anspruch 26, gekennzeichnet durch folgende Schritte: Formen eines Gatterisolierfilms und einer polykristallinen eigenleitenden Halbleiterschicht auf einem η-Substrat mi nachfolgendem Formen einer Maskensehicht auf vorbestimmten Teilen der polykristallinen eigenleitenden Halbleiterschicht und nachfolgendem Einführen eines n-Störstoffs in einen gewählten Teil der polykristallinen eigenleitenden Halbleiterschicht bei hoher Dichte unter Benutzung der Maskensehicht sowie Entfernen der gewählten Teile der polykristallinen Halbleiterschicht zum Zweck des Bildens eines polykristallinen n-Halbleiterschichtteils und eines polykristallinen eigenleitenden Halbleiterschichtteiis mit nachfolgendem ΞίΐϊΓϋΐϋ-βπ eines ρ—Störstuf fs in gewählte Teile des η-Substrats mit einer Dichte, die niedriger ist als die Dichte des n-Störstoffs zum Zweck des Bildens von p-Quellen- und -»Kollektorbereichen, wobei der p-Störstoff gleichzeitig in den polykristallinen n-Halbleiterschicht--

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   teil und den polykristallinen eigenleitenden Halbleiterschichtteil eingeführt wird, um den η-Halbleiter und den p-Halbleiter zu bilden, welche die Gatterelektroden des ersten und des zweiten Feldeffekttransistors mit isoliertem Gatter bilden.

   28. Verfahren zum Herstellen eines Bezugsspannungsgenerators nach Anspruch. 9, -^kennzeichnet durch die folgenden Schritte: Formen eines Gatterisolierfilms und einer polykristallinen eigenleiterul^n Halbleiterschicht auf einem η-Substrat mit nachfolgendem formen einer Maskenschicht auf vorbestimmten Teilen der polykristallinen eigenleitenden Halbleiters-, nicht und nachfolgendem Einführen eines n-Störstoffs in einen gewählten Teil der polykristallinen eigenleitenden Halbleiterschicht bei hoher Dichte unter Benutzung der Maskenschicht, Entfernen der gewählten Teile der polykristallinen Halbleiterschicht zum Zweck des Bildens eines polykristallinen n-Halbleiterschichtteils und eines polykristallinen aigenleitenden Halbleiterschichtteils unter nachfolgender Durchführung einer Oxidationsbehandlung zum Zweck des Bildens eines verhältnismäßig dicken Oxidfilms auf dem polykristallinen n-Halbleiterschichtteil und eines verhältnismäßig dünnen Oxidfilms auf dem polykristallin m eigenleitenden Halbleiterschichtteil sowie Einführen eines p-Störstoffs in den polykristallinen eigenleitenden Halbleiterschicht· teil, wobei verhindert wird, daß der p-Störstoff la den polykristallinen n-Halbleiterschichtteil durch Ausnutzen der Dickendifferenz zwischen dem verhältnismäßig dicken Oxidfilm und dem verhältnismäßig dünnen Oxidfilm verhindert wird, wobei der p-Störstoff in den polykristallinen eigenleitenden Halbleiterteil eingeführt wird, um den η-Halbleiter und den p-Halbleiter zu bilden, welche die Gatterelektroden des ersten und des zweite** Feldeffekttransistors ittit isolierte™ Gatter Ijüclsn vltjo. wobei der p-Störstoff gleichzeitig in gewählte Teile des Ei-Halbleiters eingeführt wird, um p-Quellen- und -Kollektorbereiche zu bilden.

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   29. . Bezugsspannungsgenerator, gekennzeichnet s* durch einen ersten und einen zweiten Feldeffekttransistor mit ^ isoliertem Gatter (IGFET), bei denen eine Differenz von Schwel-!| lenspannungen einer Differenz von Fermi-Niveaüs von Gatterelektroden entspricht, wobei der erste oder der zweite IGFET

   zu einer Diodenschaltung gehört, so daß mindestens sein Gatter
   und sein Kollektor gleichstrommäßig gekoppelt werden können,
   wobei die Differenz der Schwellenspannungen beider IGFETs ausgenutzt wird.

   30. Bezugsspannungsgenerator nach Anspruch 29, dadurch ge- f

   kennzeichnet, daß der erste und der zweite IGFET Bestandteile '%.

   einer Diodenschaltung bilden, wobei die betreffenden Gatter |

   und Kollektoren gleichstronunäßig gekoppelt sind. §

   31. Eezugsspannungsgenerator nach Anspruch 29, dadurch ge- ft kennzeichnet, daß der zu einer Diodenschaltung gehörende erste §' IGFST zwischen dem Gatter und dem Kollektor des zweiten IGFST [ angeschlossen ist. \,

   32. Bezugsspannungsgenerator nach Anspruch 30, dadurch ge- § kennzeichnet, daß ein Kondensator zwischen den Kollektoren des < ersten und des zweiten IGFST angeschlossen ist und daß mit dem ^ ersten IGFET ein durch Taktinipulse angetriebener dritter IGFET | verbunden ist. %

   33. Bezugsspannungsgenerator nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, daß ein durch erste Taktimpulse angetriebener
   drittem IGEST vorhanden ist, daß ein durch zweite Taktimptlse | angetriebener vierter IGFST vorhanden ist, daß ein Kondensa- f tor vorhanden ist, daß die Kollektoren des ersten und des zwei—JJ ten IGFET mit dem dritten IGFET verbunden sind, daß der Kondensator zwischen den Quellen des ersten und des zweiten IGFST S angeschlossen ist und daß die Quelle des ersten IGFET mit dem ;f vierten IGFST verbunden ist. I

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   , Si,, A.

   -12f-

   34« Differentialvers.tärker, gekennzeichnet durch erste und zweite Feldeffekttransistoren mit isoliertem Gatter (IGFET) mit einer Schwellenspannungsdifferenz, die einer Differenz von ,Fermi-Niveaus zugehöriger Gatter-elektroden entspricht, wobei die Quellen des ersten und des zweiten IGFET miteinander verbunden sind.

   35. Operationsverstärkerschaltung, gekennzeichnet durch erste und zweite Feldeffekttransistoren mit isoliertem Gatter (IGFET) mit einer Schwellenspannungsdifferenz, die einer Differenz von Fermi-Niveaus der zugehörigen Gatterelektroden entspricht, wobei die Quellen der ersten und zweiten IGFETs miteinander verbunden sind, wobei ein Gatter des ersten IGFET als invertierender Eingang verwendet wird und wobei ein Gatter des zweiten IGFET als nicht invertierender Eingang verwendet wird.

   36. Bezugsspannungsgenerator mit einem Operationsverstärker nach Anspruch 35, dadurch gekennzeichnet, daß eine einer Ausgangsklemme entnommene Rückkopplungsspannung dem invertierenden Eingang zugeführt wird und daß der nicht invertierende Eingang auf ein Bezugspotential vorgespannt ist, so daß der Ausgangsklemme eine Bezugsspannung auf der Basis der Differenz der Schwellenspannungen des ersten und des zweiten IGFET entnommen wird.

   37. Bezugsspannungsgenerator nach Anspruch 36, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungsspannung durch einen Spannungsteiler gewonnen wird, der an die Ausgangsklemme angeschlos-| sen ist, und daß der Ausgangsklemme eine Bezugsspannung auf der Basis eines Spannungsteilungsverhältnisses des Spannungsteilers für die Differenz der Schwellenspannungen des ersten und des zweiten IGFET entnommen wird.

   38. Spannungskomparator, gekennzeichnet durch einen Bezugsspannungsgenerator mit ersten und zweiten Feldeffekttransistoren mit isoliertem Gatter (IGFET), bei

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   denen sich Fermi-Niveaus ihrer Gatter voneinander unterscheiden und wobei eine Differenz von Schwellenspannungen der er- J sten und zweiten IGFETs als Bezugsspannung verwendet wird, \ wobei die vor« dem Bezugsspannungsgenerator abgegebene Bezugs- I

   spannung einem Eingang eines Komparators. zugeführt wird, wäh- 1

   rend eine nachzuweisende Spannung dem anderen Eingang des Komparators zugeführt wird, so daß die Tatsache, ob die nachzuweisende Spannung höher oder niedriger ist, in Beziehung zu der Bezugsspannung entschieden wird.

   39. Spannungskomparator nach Anspruch 38, dadurch gekennzeichnet, daß eine Spannung, die durch Teilen der nachzuweisenden Spannung mit Hilfe des Spannungsteilers gewonnen wird, dem anderen Eingang des Komparators zugeführt wird, und daß der Unterscheidungspegel mit Hilfe des Spannungsteilungsverhältnisses des Spannungsteilers eingestellt wird.

   40. Spannungskomparator mit einem Operationsverstärker nach Anspruch 35, dadurch gekennzeichnet, daß eine nachzuweisende Spannung entweder dem nicht invertierenden Eingang oder dem invertierenden Eingang zugeführt wird und daß der betreffende andere Eingang auf ein Bezugspotential vorgespannt ist, so daß die Tatsache, ob die nachzuweisende Spannung höher oder niedri ger ist, auf der Basis einer Bezugsspannung unterschieden wird, die der Differenz der Schwellenspannungen des ersten und des zweiten IGFET entspricht.

   41. Spannungskomparator nach Anspruch 40, dadurch gekennzeichnet, daß eine Spannung, die durch Teilen der nachzuweisenden Spannung mittels eines Spannungsteilers gewonnen wird, dem einen Eingang des Komparators zugeführt wird und daß der Unterscheidungspegel durch das Spannungsteilungsverhältnis des Spannungsteilers einstellbar ist.

   42. Differentialverstärker nach Anspruch 34, dadurch gekennzeichnet, daß eine Konstantstromquelle an die miteinander ver-

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   ·> If # # t · 111*«»

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   bundenen Quellen des ersten und des zweiten IGFST angeschlossen ist und daß Steilheitsweite des ersten und des zweiten IGFET jeweils entsprechend einer Temperaturkennlinie der Konstäntstromquelle eingestellt sind. ;<

   43. Anwendungsschaltung für einen Spannungskomparator, gekennzeichnet durch erste und zweite Feldeffekttransistoren mit isoliertem Gatter (IGFET), deren Gatterelektroden sich voneinander unterscheidende Fermi-Niveaus aufweisen, wobei Konstantstromquelien mit den Quellen oder Kollektoren der ersten und zweiten IGFETs verbunden sind, wobei üie Quelle bzw« der Kollektor des ersten IGFET entweder an einen invertierenden Eingang oder einen nicht invertierenden Eingang des Spannungskomparators angeschlossen ist, wobei die Quelle bzw. der Kollektor des zweiten IGFET mit dem anderen Eingang verbunden ist und wobei Steilheitswerte des ersten und des zweiten IGFET entsprechend den Temperaturkennlinien der Konstantstrosiqueilon eingestellt sind.

   44» Beztigsspannungs generator nach Anspruch 36, dadurch gekennzeichnet, daß eine Konstantstroniquelle an die Quellen des ersten und des zweiten IGFST angeschlossen ist, die miteinander verbunden sind, und daß Steilheitswerte des ersten und des zweiten IGFET so eingestellt sind, daß sich eine Verringerung der Teaperaturabhängigköit der Bezugsspannung λπ der Ausgangsklenae ergibt.

   45. Bezugsspannungsgenerator mit einem Spannungskoapara^->r sowie ersten und zweiton Feldeffekttransistoren, gekennzeichnet durch erste und zweite Feldeffekttransistoren Hit isoliertes Gatter (IGFST), deren Gatterelektroden sich bezüglich ihrer Formi-tfiveaus unterscheiden, wobei Konstantstroraquellen an die Quellen oder Kollektoren des ersten und des zweiten IGFST angeschlossen sind, wobei die Quelle oder der Kollektor des ersten IGFET entweder mit einem invertierenden Eingang oder einem nicht invertierenden Eingang des Spannungs-

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   koniparators verbunden ist, wobei die Quelle bzw. der Sollektor des zweiten IGFST mit dem betreffenden anderen Eingang
   verbunden, ist, wobei die Gatter des ersten und des zweiten
   IGFST auf eine Bezugsspannung an einer Ausgangsklemme des
   Spannungskoinparators bzw. ein Bezugspotential vorgespannt
   sind und vobei ein Strom, der durch die Konstantstroniquelle
   fließen soll, welche an die Quelle oder den Kollektor des ersten IGFST angeschlossen ist, und ein Strom, der durch die
   Eonstantstroaquelle fließen soll, welche mit der Quelle bzw.
   dem Kollektor des zweiten IGFET verbunden ist, so eingestellt ^ sind, daß sich eine Verringerung der Temperaturabhängigkeit fj der Bezugsspannung an der Ausgangsklemme ergibt. ft

   45. Einen konstanten Strom liefernde Schaltung, gekennzeichnet durch erste und zweite Feldeffekttransistoren mit isoliertem Gatter (IGFST), deren Gatterelektroden sich bezüglich ihrer Fermi-Niveaus unterscheiden, wobei eine Bezugsspannung auf der Basis des Energieniveauunterschieds benutzt wird, um die Stärke eines konstanten Stroms Ξ zu bestimmen. f

   47. Einen konstanten Strom liefernde Schaltung nach Anspruchjj

   46, dadurch gekennzeichnet, daß der erste IGFER einen Bestand- f teil einer Diodenschaltung bildet, bei der sein Gatter und | sein Kollektor gleichstrommäßig gekoppelt sind, daß der erste : IGFET zwischen einem Gatter und der Quelle des zweiten IGFST I angeschlossen ist und daß der konstante Strom auf der Basis

   der Schwellenspannungsdifferenz des ersten und des zweiten
   IGFET veranlaßt wird, zum Kollektor des zweiten IGFET zu
   fließen. \

   48. Einen konstanten Strom liefernde Schaltung mit einem
   Bezugsspannungsgenerator, gekennzeichnet durch
   erste und zweite Feldeffekttransistoren mit isoliertem Gatter
   (IGFET), bei denen sich die Gatterelektroden bezüglich ihrer | Fermi-liivfcaus unterscheiden, wobei der Bezugsspannungsgenera torf

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   2906S27

   eine der Differenz der Schwellenspannungen des ersten und des zweiten IGFET entsprechende Bezugsspannung erzeugt, einen Operationsverstärker mit einem nicht invertierenden Eingang und eines invertierenden Eingang sowie einem Ausgang, eisen dritten IGFSiT und einen an eine Quelle des dritten IGFST angeschlossenen Widerstand, wobei der Ausgang des Operationsverstärkers mit einem Gatter des dritten IGFET verbunden ist, wobei ein an die Quelle des dritten IGFET angeschlossenes Ende des Widerstandes mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers verbunden ist und wobei die Bezugsspannung dem nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers zugeführt wird, so daß ein konstanter Strom, dessen Stärke durch die Bezugsspannung und den Widerstand bestimmt wird, veranlaßt wird, zu dem dritten IGFST zu fließen.

   49. Schaltung nach Anspruch 48, dadurch gekennzeichnet, _fj daß an den Kollektor des dritten IGFET eine Stromspiegelschal- I

   tung angeschlossen ist. I

   50. Einen konstanten Strom liefernde Schaltung mit einem § Operationsverstärker nach Anspruch 35, gekennzeichnet durch einen dritten IGFET und einen an eine Quelle des dritten IGFET angeschlossenen Widerstand, wobei der Ausgang des Operations- t Verstärkers mit einem Gatter des dritten IGFET verbunden ist, wobei das eine an die Quelle des dritten IGFST angeschlossene Ende des Widerstandes mit dem invertierenden Eingang des Opera-J| tionsverstärkers verbunden ist und wobei dem nicht invertieren-f den Eingang des Operationsverstärkers ein Bezugspotential zugeführt wird, so daß ein konstanter Strom veranlaßt wird, zu dem dritten IGFET zu fließen.

   r> Tn τι

   einen Bezugsspannungsgenerator mit einem ersten und einem zwei-] ten Feldeffekttransistor mit isoliertem Gatter (IGFET), deren ]

   Gatterelektroden sich bezüglich ihrer Fermi-JJiveaus unter- j scheiden, wobei der Bezugsspannungsgenerator eine der Differenz der Schwellenspannungen des ersten und des zweiten IGFET

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   entsprechende Bezugsspannung erzeugt, einen Operationsverstärker mit einem nicht invertierenden Eingang, einem invertierenden Eingang und einem Ausgang sowie ein Steuerverstärkerelement mit einer Steuerelektrode sowie einer ersten und einer zweiten Ausgangselektrode, wobei eine nicht stabilisierte Spannungsquelle an die erste Ausgangselektrode des Steuerverstärkerelements angeschlossen ist, wobei die zweite Ausgangselektrode des Steuerverstärkerelements mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers verbunden ist, wobei die Bezugsspannung dem nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers zugeführt wird und wobei der Ausgang des Operationsverstärkers an die .. teuerelektrode des Steuerverstärkerelements angeschlossen ist, so daß an der zweiten Ausgangselektrode des Steuerverstärkerelements eine stabilisierte Aus— gangsspannung erscheint.

   52. Spannungsregler nach Anspruch 51, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Ausgangselektrode des Steuerverstärkerelements an de,:, invertierenden Eingang des Operationsverstärkers über einen Spannungsteiler angeschlossen ist.

   53. Spannungsregler nach Anspruch 51, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuerverstärkungselement ein dritter IGFET ist.

   54. Spannungsregler nach Anspruch 51, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuerverstärkerelement ein bipolarer Transistor ist.

   55. Spannungsregler mit einem Operationsverstärker nach Anspruch 35, gekennzeichnet durch ein Steuerverstärkungselement mit einer Eingangselektrode sowie einer ersten und einer zv/eiten Aüsgangselekt-rode; wobei eine nicht stabilisierte Spannungsquelle an die erste Ausgangselektrode des Steuerverstärkerelements angeschlossen ist, wobei die zweite Ausgangselektrode des Steuerverstärkungseiements mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers verbunden ist, wobei der nicht invertierende Eingang des Operationsverstärkers

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   auf ein Bezugspotential vorgespannt ist und wobei der Ausgang des Operationsverstärkers mit der Steuerelektrode des Steuerverstärkerelements verbunden ist, so daß an der zweiten Ausgangselektrode des Steuerverstärkerelements eine stabilisierte Ausgangsspannung erscheint.

   56. Spannungsregler nach Anspruch 55, dadurch gekennzeichnet, daß die zwei-υ Ausgangselektrode des Steuerverstärkerelenents mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers übe: einen Spannungsteiler verbunden ist.

   57. Spannungsregler mit einem Operationsverstärker nach Anspruch 35, gekenr-zeich.net durch ein Steuerverstärkerelement mit einer Eingangselektrode sowie einer ersten und einer zweiten Ausgangselektrode, wobei ei;>e nicht stabilisierte Spannungsquelle an die erste Ausgangselektrode des Steuerverstärkerelements angeschlossen ist, wobei die zweite Ausgangselek— trode des Steuerverstärkerelements mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers verbunden ist, wobei eine Bezugsspannung dem nicht invertierenden Eingang des Verstärkers zugeführt wird, wobei der Ausgang des Operationsverstärkers an die Steuerelektrode des Steuerverstärkerelements angeschlossen ist, so daß eine stabilisierte Ausgangsspannung, die auf der Bezugsspannung und einer Versetzungsspannung basiert, welche der Schwellenspannungsdifferenz des ersten und des zweiten Feldeffekttransistors entspricht, an der zweiten Ausgangselektxode des Steuerverstärkerelements erscheint.

   58. Spannungsregler, gekennzeichnet durch ein Steuerverstärkerelement mit einer Singangselektrode sowie einer ersten und einer zweiten Ausgangselektrode, einen Opera tionsverstärker mit einem invertierenden Eingang:, einem nicht invertierenden Eingang und einem Ausgang, einen Feldeffekttransistor mit isoliertem Gatter eines ersten Leitfähigkeitstyps (IGFET), der eine Dioaerischaltüng bildet, wobei sein Kollektor und sein Gatter gleichstrommäßig gekoppelt sind,

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   ■ · < 11 <

   sowie einen IGFET eines zweiten Leitfähigkeitstyps, der eine ähnliche Diodenschaltung bildet, wobei eine nicht stabili- £, sierte Spannungsquelle an die erste Ausgangselektrode des ?' Steuerverstärkerelements angeschlossen ist, wobei die zweite { Ausgangselektrode des Steuerverstärkerelements mit dem inver- % tierenden Eingang des Operationsverstärkers über den ersten _Λ IGFET verbunden ist, wobei der zweite IGFET an den nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers angeschlossen ist und wobei der Ausgang des Operationsverstärkers mit dem Steuerverstärkerelement verbunden ist, so daß eine stabilisierte Ausgangsspannung auf der Basis der Summe der ersten und zweiten Schwellenspannungen an der zweiten Ausgangselektrode des Steuerverstärkereiements erscheint.

   59. Batterieprüfer mit einem Spannungskomparator nach Anspruch 38, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannung einer Batterie an den anderen Eingang des Spannungskomparators als die nachzuweisende Spannung angelegt wird.

   60. Batterieprüfer mit einem Spannungskomparator nach An- V spruch 39, dadurch gekennzeichnet, daß eine Spannung, die f?' durch Teilen der Spannung einer Batterie mit Hilfe des Span- \. nungsteilers gewonnen wird, dem anderen Eingang des Spannungs- J koisparators als die nachzuweisende Spannung zugeführt wird. |

   61* Batterieprüfer mit einem Spannungskomparator nach An- 1'

   1 spruch 40, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannung einer Bat- | terie dem einen Eingang als die nachzuweisende Spannung zu- f geführt wird. |.

   62. Batterieprüfer mit einem Spannungskomparator nach Anspruch 40, dadurch gekennzeichnet, daß eine Spannung, die durch Teilen der Spannung einer Batterie mit Hilfe des Spannungsteilers gewonnen wird, dem einen Eingang als die nach- \ zuweisende Spannung zugeführt wird.

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   63. Bezugsspannungsgenerator nach Anspruch 44, dadurch gekennzeichnet, daß der konstante Strom, der durch die Konstantstromquelle fließen soll, mittels eines außerhalb des integrierten Halbleiterschaltkreises angeordneten Widerstandes leinstellbar ist.

   64. Schmitt-Triggerschaltung mit einem ersten Inverter, dem ein Eingangssignal zugeführt wird, einem zweiten Inverter zum Aufnehmen eines Ausgangssignals des ersten Inverters als Eingangssignal und zum Erzeugen eines Ausgangssignals sowie einem Feldeffekttransistor mit isoliertem Gatter (IGFET), der durch das Ausgangssignal des zweiten Inverters gesteuert wird, um einen positiven Rückkopplungskreis am Eingang des zweiten Inverters zu bilden, dadurch gekenn zei chnet , daß bei einem IGFET, der den ersten Inverter bildet, dessen Kollektor und Quelle mit der Quelle bzw. dem Kollektor des den positiven Hückkopplungskreis bildenden IGFET verbunden sind, die Gatterelektrode ein Fermi-Niveau aufweist, das auf einen Wert festgelegt ist, der sich vom Fermi-Niveau der Gatterelektrode des den positiven Rückkopplungskreis bildenden IGFET unterscheidet, und daß die zugehörige Schwellenspannung einen Absolutwert hat, der höher ist als die Schvellenspannung des den positiven Rückkopplungskreis bildenden IGFET, und zvar um eine fesfe Spannung, die der Differenz der Fermi-Niveaus entspricht.

   65. Oszillator mit einer Schmitt-Triggerschaltung nach Anspruch 64, dadurch gekennzeichnet, daß an den Eingang des ersten Inverters ein Kondensator angeschlossen ist, daß das Ausgangssignal des zweiten Inverters einem dritten Inverter zugeführt wird und daß ein Ausgang des dritten Inverters mit dem Kondensator verbunden ist.

   66. Oszillator mit einer Schmitt-Triggerschaltung nach Anspruch 64, dadurch gekennzeichnet, daß ein Ausgang eines dritten Inverters mit dem Eingang des ersten Inverters verbunden

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   ist, daß ein Eingang eines vierten Inverters an den Ausgang des zweiten Inverters angeschlossen ist, daß ein Kondensator zwischen einem Ausgang des vierten Inverters und dem Eingang des dritten Inverters liegt und daß ein Widerstand zwischen dem Eingang und dem Ausgang des dritten Inverters liegt« |

   67. SignalpegelVerschiebungsschaltung, gekennzeichnet durch einen ersten und einen zweiten Feldeffekttransistor mit isoliertem Gatter, dern Gatterelektroden sich voneinander unterscheidende Fermi-Niveaus aufweisen, wobei ein hoher Pegel und ein niedriger Pegel eines Eingangssignals auf der Basis einer Bezugsspannung unterschieden werden, die der Differenz der Schwellenspannungen des ersten und des zweiten Feldeffekttransistors entspricht.

   68. Logische Schwellenspannungs-Stabilisierungsschaltung, gekennzei chnet durch einen ersten und einen zweiten Feldeffekttransistor mit isoliertem Gatter (IGFET), bei denen sich die Gatterelektroden bezüglich ihrer Fermi-Niveaus unterscheiden, einen steuernden IGFET, eine logische Schaltung sowie eine logische Schwellenspannungs-Detektorschaltung, wobei der steuernde IGFST zwischen einer Spannungsquelle und der logischen Schaltung sowie der logischen Schwellenspannungs-Detektorschaltung angeschlossen ist, wobei ein Pegel einer logischen Schwellenspannung, die durch die logische Schwellenspannungs-Detektorschaltung nachgewiesen wird, auf der Basis einer Bezugsspannung unterschieden wird, die einer Differenz von Schwellenspannungen des ersten und des zweiten IGFET entspricht, und wobei ein Gatter des steuernden IGFET durch das ünterscheidungsausgangssignal gesteuert wird, um die logische Schwellenspannung gleich der Bezugsspannung zu halten.

   69. Steuerschaltung für Schwellenspannungen von Feldeffekttransistoren mit isoliertem Gatter (IGFET), gekennzeichnet durch mehrere IGFETs, von denen jeder ein

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   P β · · 4 *

   Gatter, eine Quelle _t einen Kollektor und ein Rückwärtsgatter (back gate) aufweist, einen Gegenvorspannungsgenerator zum _; Zuführen einer Vorspannung zu den Rückwärtsgattern der IGFETs, einen Spannungskomparator zum Erzeugen einer Ausgängsspänaung -7 in Abhängigkeit von der Differenz zwischen eürier Bezugsspan- |^; nung und einer Gatter-Quellen-Schwellenspannung eines ersten IGFST, der zu den genannten IGFETs gehört, sowie eine negative Rückkopplungsschleifenverbindung zum Regeln der Spannung, die den Rückwärtsgattern der IGFETs von dem Gegenvorspannungsgenerator aus zusammen mit der Ausgangsspannung des Spannungskomparators zugeführt werden soll, wobei eine Differenz der Schwellenspannungen von zwei IGFETs als Bezugsspannung verwendet wird und wobei die beiden IGFETs Gatterelektroden aufweisen, die sich bezüglich ihrer Fermi-Niveaus unterscheiden.

   70. Zustandseinstellschaltung in Form einer Kippschaltung, gekennzeichnet durch einen ersten und einen zweiten Inverter mit einem ersten und einem zweiten Feldeffekttransistor nit isoliertem Gatter, deren Schwellenspannungen auf der Basis von Fermi-Niveaus der Gatterelektroden sich voneinander unterscheiden.

   71. MOS-Speicher mit einer Schwellenspannungs-Regelschaltung nach Anspruch 69, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannung an ein Siliziumsubstrat des MOS-Speichers angelegt wiii.

   72. Halbleiterspeicher, gekennzeichnet durch eine Spannungsdetektorschaltung, die durch einen Vergleich -j,it einer Bezugsspannung feststellt, daß eine Speisespannung nicht höher ist als eine vorbestimmte Spannung, sowie eine Gatterschaltung, die mindestens ein Steuersignal sperrt, das zu einem Schreib-Lese-Steuersignal, einem Chip-¥ählsignal und einem Speicherzellen-Wählsignal gehört, wobei die Sperrung auf der Basis des Detektürausgangssignals erfolgt, wobei die Spannungsdetektorschaltung eine Eingangsversetzung aufweist, die der Differenz der Schwellenspannungen eines ersten und eines

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   zweiten Feldeffekttransistors mit isoliertem Gatter (IGFET)
   entspricht, zu denen Gat*erelektroden gehören, die sich bezüglich ihrer Fenai-Niveaus unterscheiden oder geeignet sind,
   eine Bezugsspannung aufzunehmen, die der Differenz der Sehwellenspannungen entspricht.

   73. Elektronische Uhr mit einem Batterieprüfer nach einem
   der Ansprüche 60 bis 62, gekennzeichnet durch einen Schwingkreis, eine Wellenforxnungsschaltung, eine Frequenzteilerschaltung und eine Zeitgeberschaltung, vobei die Batteriespanming
   die Spannung einer Batterie für den Betrieb der elektronischen j;

   ί Uhr ist. jr

   74. Elektronische Uhr nach Anspruch 73, dadurch gekenn- | zeichnet, daß ein Spannungsregler nach Anspruch 56 in Verbin- | dung sit der nicht stabilisierten Spanaungsquelle verwendet | vird, bei der es sich um die Batterie der elektronischen Uhr | handelt. H

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