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Die Erfindung betrifft eine Spannungsgeneratorschaltung
zur Erzeugung einer Referenzspannung und eine Spannungsgeneratorschaltung
zur Erzeugung einer internen Spannung.
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Moderne Fertigungstechniken für Halbleiterspeicherbausteine
werden immer feiner und höher integriert.
Daher sind Halbleiterspeicherbausteine mit einer geringen Leistungsaufnahme
erforderlich. Um den Leistungsverbrauch zu senken, wird eine an
die Halbleiterspeicherbausteine angelegte Versorgungsspannung herabgesetzt.
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Daher umfasst ein herkömmlicher
Halbleiterspeicherbaustein eine interne Spannungsgeneratorschaltung,
die internen Schaltkreisen eine Versorgungsspannung von ungefähr 3,3V
zur Verfügung stellt,
die aus einer von einer externen Quelle zur Verfügung gestellten höheren Spannung
von ungefähr 5V
erzeugt wird. Die interne Spannungsgeneratorschaltung erzeugt die
interne Spannung als Reaktion auf eine Referenzspannung, die sie
von einer Referenzspannungsgeneratorschaltung empfängt.
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In herkömmlichen Halbleiterspeicherbausteinen
werden Betriebsmodi gemäß den Frequenzbereichen
klassifiziert. Diese Betriebsmodi werden in Verbindung mit einer
Spaltenadressenabtastlatenz (CAS-Latenz) erklärt. Die CAS-Latenz (CL) ist
die Zeitdauer, die benötigt
wird, um Daten nach Eingabe eines Lesebefehls auszugeben. Das bedeutet
z.B., dass der Betriebsmodus eine CAS-Latenz von zwei aufweist und
als CL2 bezeichnet wird, wenn ein Lesebefehl an einem bestimmten
Punkt eines Taktsignals eingegeben wird und wenn die Daten dann
zwei Taktperioden später
ausgegeben werden. Wenn ein Lesebefehl an einem bestimmten Punkt
eines Taktsignals eingegeben wird und die Daten nach drei Taktperioden
ausgegeben werden, dann hat der Betriebsmodus eine CAS-Latenz von
drei (CL3). Analog hat ein Betriebsmodus eine CAS-Latenz von 2,5 (CL2.5),
wenn ein Lesebefehl an einem bestimmten Punkt eines Taktsignals
eingegeben wird und die Daten nach zweieinhalb Taktperioden ausgegeben
werden.
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Wird ein Halbleiterspeicherbaustein
in einem Frequenzbereich von etwa 100MHz bis 133MHz betrieben, dann
arbeitet der Baustein im CL2-Modus. Wird
ein Halbleiterspeicherbaustein in einem Frequenzbereich von etwa
166MHz bis 200MHz betrieben, dann arbeitet der Baustein im CL3-Modus.
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In herkömmlichen Halbleiterbausteinen
wird die interne Spannung jedoch auf einem konstanten Pegel gehalten,
unabhängig
vom Betriebsmodus oder von der CAS-Latenz. Dies kann bei einem Betrieb
in einem relativ niedrigen Frequenzbereich zu einem unnötigen Ansteigen
des Leistungsbedarfs führen.
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Selbst wenn die interne Spannung
zur Reduzierung des Leistungsbedarfs verkleinert wird, dann kann
dies zur Verschlechterung der Be triebseigenschaften beispielsweise
in einem Betriebsmodus mit in einem höheren Frequenzbereich führen.
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Wird daher bei herkömmlichen
Halbleiterspeicherbausteinen der Pegel einer internen Spannung so
gesteuert, dass die Betriebseigenschaften des Halbleiterspeicherbausteins
in einem bestimmten Betriebsmodus verbessert werden, dann kann dies
zu einem unnötigen
Ansteigen des Leistungsbedarfs in einem anderen Betriebsmodus führen.
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Aufgabe der Erfindung ist es, eine
Spannungsgeneratorschaltung für
eine Referenzspannung bzw. eine interne Spannung, insbesondere für einen
Halbleiterspeicherbaustein, zur Verfügung zu stellen, welche die
genannten Schwierigkeiten ganz oder teilweise vermeidet und es insbesondere
ermöglicht,
in verschiedenen geforderten Betriebsmodi, z.B. in einem niedrigeren
und einem höheren
Frequenzbereich, möglichst
optimal zu arbeiten.
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Die Erfindung löst diese Aufgabe durch eine Spannungsgeneratorschaltung
für eine
Referenzspannung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 und durch
eine Spannungsgeneratorschaltung für eine interne Spannung mit
den Merkmalen des Patentanspruchs 11 oder 18.
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Vorteilhafte Weiterbildungen der
Erfindung sind in den abhängigen
Ansprüchen
angegeben.
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Vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung
sind in den Zeichnungen dargestellt und werden nachfolgend beschrieben.
Es zeigen:
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1 ein
Schaltbild einer Generatorschaltung für eine Referenzspannung;
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2 ein
Diagramm der Ausgangsspannung des Referenzspannungsgenerators aus 1;
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3 ein
Schaltbild einer Generatorschaltung für eine interne Spannung; und
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4 ein
Schaltbild einer weiteren Generatorschaltung für eine interne Spannung.
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Im Folgenden werden Ausführungsbeispiele der
Erfindung unter Bezugnahme auf die 1 bis 4 erläutert, wobei für funktionell äquivalente
Elemente jeweils gleiche Bezugszeichen gewählt sind. Die Ausführungsbeispiele
stellen eine Generatorschaltung für eine Referenzspannung und
eine Generatorschaltung für
eine interne Spannung zur Verfügung, um
die interne Spannung in einem Halbleiterspeicherbaustein abhängig von
einem Betriebsmodus zu verändern.
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1 zeigt
ein Schaltbild einer Generatorschaltung 100 für eine Referenzspannung,
wobei die Schaltung 100 einen Verteiler 110, eine
Klemmungssteuerschaltung 130 und eine Steuereinheit 120 umfasst.
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Der Verteiler 110 erzeugt über einen
Ausgabeanschluss NOUT eine Referenzspannung VREF mit einem Spannungspegel,
der niedriger als der Spannungspegel einer externen Versorgungsspannung
EVC ist und gemäß einem
Betriebsmodus in Reaktion auf die externe Versorgungsspannung EVC variiert.
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Insbesondere umfasst der Verteiler 110 einen
ersten Widerstand R1, einen zweiten Widerstand R2 und erste bis
vierte Transistoren TR1, TR2, TR3 und TR4. Der erste Widerstand
R1 ist zwischen der externen Versorgungsspannung EVC und dem Ausgabeanschluss
NOUT eingeschleift. Der zweite Widerstand R2 ist zwischen dem Ausgabeanschluss NOUT
und einem ersten Knoten N1 eingeschleift, an dem eine Steuerspannung
V1 erzeugt wird.
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Die ersten bis vierten Transistoren
TR1, TR2, TR3, TR4 sind in Reihe zwischen dem ersten Knoten N1 und
einer Massespannung VSS eingeschleift. Gateanschlüsse der
ersten bis dritten Transistoren TR1, TR2, TR3 sind mit dem Ausgabeanschluss
NOUT verbunden und die externe Versorgungsspannung EVC ist an einen
Gateanschluss des vierten Transistors TR4 angelegt. Die ersten bis
vierten Transistoren TR1, TR2, TR3, TR4 sind als NMOS-Transistoren
ausgeführt.
Der Spannungspegel der Referenzspannung VREF kann durch Steuern
des Breite-zu-Länge-Verhältnisses
(W/L-Verhältnis)
jedes der ersten bis vierten Transistoren TR1, TR2, TR3, TR4 gesteuert
werden.
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Die Klemmungssteuerschaltung 130 ist
zwischen dem Ausgabeanschluss NOUT und der Massespannung VSS eingeschleift
und klemmt den Spannungspegel der Referenzspannung VREF in Reaktion
auf die Steuerspannung V1 auf einen konstanten Pegel, wobei die
Steuerspannung V1 einen Spannungspegel hat, der kleiner als der
Spannungspegel der Referenzspannung VREF ist. Insbesondere ist die
Klemmungssteuerschaltung 130 als PMOS-Transistor ausgeführt. Ein
erstes Ende und ein zweites Ende des PMOS-Transistors sind mit dem
Ausgabeanschluss NOUT bzw. mit der Massespannung VSS verbunden und
die Steuerspannung V1 ist an einen Gateanschluss des PMOS-Transistors
angelegt.
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Die Steuereinheit 120 vergrößert oder
verkleinert den Spannungspegel der Referenzspannung VREF in Reaktion
auf ein erstes und zweites Betriebsmodussignal MODE1, MODE2. Die
Steuereinheit 120 umfasst einen ersten Steuertransistor
CTR1 und einen zweiten Steuertransistor CTR2.
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Der erste Steuertransistor CTR1 wird
in Reaktion auf das erste Betriebsmodussignal MODE1 leitend oder
sperrend geschaltet, um den Spannungspegel der Referenzspannung
VREF zu vergrößern oder
zu verkleinern. Der zweite Steuertransistor CTR2 wird in Reaktion
auf das zweite Betriebsmodussignal MODE2 leitend oder sperrend geschaltet, um
den Spannungspegel der Referenzspannung VREF zu vergrößern oder
zu verkleinern.
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Der erste Steuertransistor CTR1 ist
ein NMOS-Transistor. Der Sourceanschluss und der Drainanschluss
des NMOS-Transistors sind mit dem Sourceanschluss bzw. dem Drainanschluss
des ersten Transistors TR1 verbunden und das erste Betriebsmodussignal
MODE1 ist an den Gateanschluss des NMOS-Transistors angelegt.
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Der zweite Steuertransistor CTR2
ist ein NMOS-Transistor. Der Sourceanschluss und der Drainanschluss
des NMOS-Transistors sind mit dem Sourceanschluss bzw. dem Drainanschluss
des dritten Transistors TR3 verbunden und das zweite Betriebsmodussignal
MODE1 ist an den Gateanschluss des NMOS-Transistors angelegt. Das
erste und zweite Betriebsmodussignal sind jeweils Signale eines Modusregistersatzes
(MRS).
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Wird die Referenzspannungsgeneratorschaltung 100 in
einem niedrigen Frequenzbereich betrieben, dann sind das erste und
das zweite Betriebmodussignal MODE1 und MODE2 auf einem ersten Pegel.
Wird die Referenzspannungsgeneratorschaltung 100 in einem
hohen Frequenzbereich betrieben, dann sind das erste und das zweite
Betriebmodussignal MODE1 und MODE2 auf einem zweiten Pegel. Wird
die die Referenzspannungsgeneratorschaltung 100 in einem
mittleren Frequenzbereich betrieben, dann wird eines der beiden
Betriebsmodussignale MODE1 und MODE2 mit dem ersten Pegel und das
andere der beiden Betriebsmodussignale MODE1 und MODE2 mit dem zweiten
Pegel erzeugt.
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Nachfolgend wird die Funktionsweise
der Referenzspannungsgeneratorschaltung 100 unter Bezugnahme
auf 1 beschrieben.
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Die Verteilereinheit 110 erzeugt
die Referenzspannung VREF über
den Ausgabeanschluss NOUT in Reaktion auf die externe Versorgungsspannung
EVC. Die Referenzspannung VREF hat einen Spannungspegel, der niedriger
als der Spannungspegel der externen Versorgungsspannung EVC ist, und
variiert gemäß dem Betriebsmodus.
Die Verteilereinheit 110 umfasst den ersten Widerstand
R1, den zweiten Widerstand R2 und die ersten bis vierten Transistoren
TR1, TR2, TR3 und TR4. Die ersten bis vierten Transistoren TR1,
TR2, TR3 und TR4 sind NMOS-Transistoren. Der erste Widerstand R1
ist zwischen der externen Versorgungsspannung EVC und dem Ausgabeanschluss
NOUT eingeschleift. Der zweite Widerstand R2 ist zwischen dem Ausgabeanschluss
NOUT und dem ersten Knoten N1 eingeschleift, an dem die Steuerspannung
V1 erzeugt wird. Die ersten bis vierten Transistoren TR1, TR2, TR3,
TR4 sind in Reihe zwischen dem ersten Knoten N1 und der Massespannung
VSS eingeschleift. Daher sind ihre Stromkanäle in Reihe geschaltet. Die Gateanschlüsse der
ersten bis dritten Transistoren TR1, TR2, TR3 sind mit dem Ausgabeanschluss NOUT
verbunden und die externe Versorgungsspannung EVC ist an den Gateanschluss
des vierten Transistors TR4 angelegt.
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Erreicht die externe Versorgungsspannung EVC
einen bestimmten Spannungspegel, dann wird der vierte Transistor
TR4 leitend geschaltet. Dadurch fließt ein Strom in der Verteilereinheit 110 von
der mit dem ersten Widerstand R1 verbundenen externen Versorgungsspannung
EVC zur Massespannung VSS. Das bedeutet, dass der vierte Transistor
als Schalter für
den Betrieb der Verteilereinheit 110 wirkt.
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Die ersten bis vierten Transistoren
TR1, TR2, TR3, TR4 werden als Widerstände benutzt. Deshalb wird am
Ausgabeanschluss NOUT basierend auf der Spannungsteilerregel eine
Spannung mit einem bestimmten Pegel erzeugt, die als Referenzspannung
VREF bezeichnet ist. Der Spannungspegel der Referenzspannung VREF
kann durch Steuern des Breite-zu-Länge-Verhältnisses (W/L-Verhältnis) der
ersten bis vierten Transistoren TR1, TR2, TR3, TR4 gesteuert werden.
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Die Klemmungssteuerschaltung 130 ist
zwischen dem Ausgabeanschluss NOUT und der Massespannung VSS eingeschleift
und klemmt den Spannungspegel der Referenzspannung VREF in Reaktion
auf die Steuerspannung V1 auf einen konstanten Pegel, wobei die
Steuerspannung V1 einen Spannungspegel hat, der kleiner als der
Spannungspegel der Referenzspannung VREF ist. Der Pegel der Steuerspannung
V1 wird von den ersten bis vierten Transistoren TR1, TR2, TR3, TR4
gesteuert. Die Klemmungssteuerschaltung 130 ist als PMOS-Transistor
ausgeführt.
Das erste Ende und das zweite Ende des PMOS-Transistors sind mit
dem Ausgabeanschluss NOUT bzw. mit der Massespannung VSS verbunden
und die Steuerspannung V1 ist an den Gateanschluss des PMOS-Transistors
angelegt.
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Wird die externe Versorgungsspannung
EVC vergrößert und
anschließend
auf einem konstanten Pegel gehalten, dann wird die Referenzspannung ebenfalls
auf einem konstanten Pegel gehalten.
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Ein plötzlicher Anstieg der Referenzspannung
VREF führt
zu einer größeren Differenz
zwischen dem Spannungspegel am Gateanschluss der Klemmungssteuerschaltung 130,
an den die Steuerspannung angelegt ist, und dem Spannungspegel am
Sourceanschluss der Klemmungssteuerschaltung 130, an dem
die Referenzspannung VREF anliegt. Dadurch wird der PMOS-Transistor
MP stärker leitend
geschaltet, so dass mehr Strom vom Sourceanschluss zum Drainanschluss
des Transistors MP fließt.
Daraus resultiert, dass die Referenzspannung kleiner wird.
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Umgekehrt führt ein plötzlicher Abfall der Referenzspannung
zu einer kleineren Differenz zwischen dem Spannungspegel am Gateanschluss
der Klemmungssteuerschaltung 130, an den die Steuerspannung
angelegt ist, und dem Spannungspegel am Sourceanschluss der Klemmungssteuerschaltung 130,
an dem die Referenzspannung VREF anliegt. Dadurch wird der PMOS-Transistor
MP weniger leitend geschaltet, so dass weniger Strom vom Sourceanschluss
zum Drainanschluss des Transistors MP fließt. Daraus resultiert, dass
die Referenzspannung ansteigt.
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Wie oben ausgeführt wurde, wird die Klemmungssteuerschaltung 130 benutzt,
um die Referenzspannung VREF auf einem konstanten Pegel zu halten.
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Die Steuereinheit 120 vergrößert oder
verkleinert den Spannungspegel der Referenzspannung VREF in Reaktion
auf das erste und zweite Betriebsmodussignal MODE1, MODE2. Die Steuereinheit 120 umfasst
den ersten Steuertransistor CTR1 und den zweiten Steuertransistor
CTR2. Der erste Steuertransistor CTR1 ist ein NMOS-Transistor. Der
Sourceanschluss und der Drainanschluss des NMOS-Transistors sind
mit dem Sourceanschluss bzw. dem Drainanschluss des ersten Transistors
TR1 verbunden und das erste Betriebsmodussignal MODE1 ist an den
Gateanschluss des NMOS-Transistors angelegt. Der zweite Steuertransistor
CTR2 ist ein NMOS-Transistor. Der Sourceanschluss und der Drainanschluss
des NMOS-Transistors sind mit dem Sourceanschluss bzw. dem Drainanschluss
des dritten Transistors TR3 verbunden und das zweite Betriebsmodussignal
MODE2 ist an den Gateanschluss des NMOS-Transistors angelegt.
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Hierbei sind die Betriebsmodi des
Halbleiterspeicherbausteins beispielsweise gemäß den Betriebsfrequenzbereichen
als CL2, CL2.5 und CL3 klassifiziert. Deshalb erzeugt die Referenzspannungsgeneratorschaltung 100 die
Referenzspannung mit dem niedrigsten Pegel im CL2-Modus, einem mittleren
Pegel im CL2.5-Modus und mit dem höchsten Pegel im CL3-Modus.
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Im CL2-Modus sind das erste und das
zweite Betriebmodussignal MODE1 und MODE2 auf einem ersten Pegel.
Im CL2.5-Modus ist eines der beiden Betriebsmodussignale MODE1 und
MODE2 auf dem ersten Pegel und das andere der beiden Betriebsmodussignale
MODE1 und MODE2 ist auf einem zweiten Pegel. Im CL3-Modus sind das
erste und das zweite Betriebmodussignal MODE1 und MODE2 auf dem
zweiten Pegel. Hierbei wird zur Vereinfachung angenommen, dass der
erste Pegel ein hoher Pegel ist und der zweite Pegel ein niedriger
Pegel ist. Es ist jedoch klar, dass der erste Pegel nicht auf den
hohen Wert und der zweite Pegel nicht auf den niedrigen Wert begrenzt
ist.
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Das erste und zweite Betriebsmodussignal MODE1,
MODE2 sind jeweils Signale des Modusregistersatzes (MRS). Wird der
Halbleiterspeicherbaustein im CL2.5-Modus betrieben, dann ist einer
der beiden Steuertransistoren CTR1 und CTR2 leitend geschaltet und
der andere der beiden Steuertransistoren CTR1 und CTR2 ist sperrend
geschaltet. Hierbei ist beispielsweise der erste Steuertransistor CTR1
leitend geschaltet. Deshalb fließt ein Strom in der Verteilereinheit 110 über den
ersten Steuertransistor CTR1 zum zweiten Transistor TR2 und nicht über den
ersten Transistor TR1. Entsprechend werden der zweite Widerstand
R2, der zweite Transistor TR2, der dritte Transistor TR3 und der
vierte Transistor TR4 als Widerstände benutzt, um den Spannungspegel
der Referenzspannung VREF zu bestimmen.
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2 zeigt
ein Diagramm 200 des Verlaufes der Ausgangsspannung des
Referenzspannungsgenerators aus 1.
Im Diagramm 200 zeigt beispielsweise ein resultierender
Spannungspegel VREF_M den Verlauf der von der Referenzspannungsgeneratorschaltung
aus 1 ausgegebenen Referenzspannung
VREF.
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Wird der Halbleiterspeicherbaustein
im CL2-Modus betrieben, dann sind der erste und der zweite Steuertransistor
CTR1 und CTR2 leitend geschaltet, da das erste und das zweite Betriebsmodussignal
MODE1 und MODE2 beide auf einem hohen Pegel sind. Deshalb fließt ein Strom
in der Verteilereinheit 110 über den ersten Steuertransistor
CTR1 zum zweiten Transistor TR2 und nicht über den ersten Transistor TR1.
Ebenso fließt
der Strom in der Verteilereinheit 110 über den zweiten Steuertransistor
CTR2 zum vierten Transistor TR4 und nicht über den dritten Transistor
TR3. Der zweite Widerstand R2, der zweite Transistor TR2 und der
vierte Transistor TR4 werden als Widerstände benutzt, um den Spannungspegel
der Referenzspannung VREF zu bestimmen. Wird die Anzahl der Widerstände zum Bestimmen
des Spannungspegels der Referenzspannung VREF im Vergleich zum CL2.5-Modus
verringert, dann wird die Referenzspannung ebenfalls kleiner. Der
resultierende Spannungsverlauf für
diesen Fall ist im Diagramm 200 von 2 mit VREF_L bezeichnet.
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Wird der Halbleiterspeicherbaustein
im CL3-Modus betrieben, dann sind der erste und der zweite Steuertransistor
CTR1 und CTR2 sperrend geschaltet, da das erste und das zweite Betriebsmodussignal
MODE1 und MODE2 beide auf einem niedrigen Pegel sind. Deshalb fließt ein Strom
in der Verteilereinheit 110 über die ersten bis vierten
Transistoren TR1, TR2, TR3, TR4 zur Massespannung VSS. Entsprechend
werden der zweite Widerstand R2 und der erste bis vierte Transistor
TR1, TR2, TR3, TR4 als Widerstände
benutzt, um den Spannungspegel der Referenzspannung VREF zu bestimmen.
Wird die Anzahl der Widerstände zum
Bestimmen des Spannungspegels der Referenzspannung VREF im Vergleich
zum CL2.5-Modus vergrößert, dann
wird die Referenzspannung ebenfalls größer. Der resultierende Spannungsverlauf
ist im Diagramm 200 von 2 mit
VREF_H bezeichnet.
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Eine erfindungsgemäße interne
Spannungsgeneratorschaltung des Halbleiterspeicherbausteins kann
einen Spannungspegel einer internen Spannung in Reaktion auf den
Pegel der Referenzspannung VREF steuern, der gemäß dem Betriebmodus variiert. 3 zeigt ein Schaltbild eines
Ausführungsbeispiels
einer solchen Generatorschaltung 300 für eine interne Spannung.
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Wie daraus ersichtlich, vergleicht
ein Differenzverstärker 310 den
Spannungspegel einer Referenzspannung VREF mit dem Spannungspegel
einer internen Spannung IVC und erzeugt ein Steuersignal CTRLS in
Reaktion auf das Vergleichsergebnis und steuert den Spannungspegel
der internen Spannung IVC.
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Insbesondere umfasst die Differenzverstärkereinheit 310 erste
bis fünfte
Transistoren TR1, TR2, TR3, TR4 und TR5. Ein erster Anschluss des ersten
Transistors TR1 ist mit einer externen Versorgungsspannung EVC verbunden
und ein Gateanschluss und ein zweiter Anschluss des ersten Transistors
TR1 sind miteinander verbunden. Ein erster Anschluss des zweiten
Transistors TR2 ist mit der externen Versorgungsspannung EVC verbunden
und ein Gateanschluss des zweiten Transistors TR2 ist mit dem Gateanschluss
des ersten Transistors TR1 verbunden. Das Steuersignal CTRLS wird
vom zweiten Anschluss des zweiten Transistors TR2 ausgegeben.
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Ein erster Anschluss des dritten
Transistors TR3 ist mit dem zweiten Anschluss des ersten Transistors
TR1 verbunden und die interne Spannung IVC ist an einen Gateanschluss
des dritten Transistors TR3 ange legt. Ein zweiter Anschluss des
dritten Transistors TR3 ist mit einem ersten Knoten N1 verbunden.
Ein erster Anschluss des vierten Transistors TR4 ist mit dem zweiten
Anschluss des zweiten Transistors TR2 verbunden und die Referenzspannung
ist an einen Gateanschluss des vierten Transistors TR4 angelegt.
Ein zweiter Anschluss des vierten Transistors TR4 ist mit dem ersten
Knoten N1 verbunden.
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Der fünfte Transistor TR5 ist zwischen
dem ersten Knoten N1 und der Massespannung VSS eingeschleift und
ein Schaltsignal SW ist an dessen Gateanschluss angelegt. Um den
Differenzverstärker 310 in
Betrieb zu setzen, wird das Schaltsignal SW mit einem hohen Pegel
angelegt.
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Eine Verteilereinheit 320 vergrößert oder verkleinert
den Spannungspegel der internen Spannung IVC in Reaktion auf das
Steuersignal CTRLS, um den Spannungspegel der internen Spannung
auf einen konstanten Pegel zu klemmen. Die Verteilereinheit 320 umfasst
erste bis dritte Verteilertransistoren DTR1, DTR2 und DTR3.
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Ein erster Anschluss des ersten Verteilertransistors
DTR1 ist mit der externen Versorgungsspannung EVC verbunden und
an einen Gateanschluss des ersten Verteilertransistors DTR1 ist
das Steuersignal CTRLS angelegt. Ein erster Anschluss des zweiten
Verteilertransistors DTR2 ist mit einem zweiten Anschluss des ersten
Verteilertransistors DTR1 verbunden und an einen Gateanschluss des zweiten
Verteilertransistors DTR2 ist das Steuersignal CTRLS angelegt. Ein
erster Anschluss des dritten Verteilertransistors DTR3 ist mit einem
zweiten Anschluss des zweiten Verteilertransistors DTR2 verbunden
und an einen Gateanschluss des dritten Verteilertransistors DTR3
ist das Steuersignal CTRLS angelegt. Außerdem ist der zweite Anschluss
des dritten Verteilertransistors DTR3 mit der internen Spannung
IVC verbunden.
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Hat die Referenzspannung VREF einen
höheren
Pegel als die interne Spannung IVC, dann erzeugt der Differenzverstärker 310 die
Steuerspannung CTRLS mit einem niedrigen Pegel. Deshalb sind der
erste bis dritte Verteilertransistor DTR1, DTR2, DTR3 leitend geschaltet.
Entsprechend erhöht
sich der Pegel der internen Spannung IVC.
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Hat die Referenzspannung VREF umgekehrt einen
niedrigeren Pegel als die interne Spannung IVC, dann erzeugt der
Differenzverstärker 310 die Steuerspannung
CTRLS mit einem hohen Pegel. Deshalb sind der erste bis dritte Verteilertransistor DTR1,
DTR2, DTR3 sperrend geschaltet. Entsprechend verkleinert sich der
Pegel der internen Spannung IVC.
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Der Spannungspegel der internen Spannung IVC
wird durch Steuern des Breite-zu-Länge-Verhältnisses (W/L-Verhältnis) von
jedem der ersten bis dritten Verteilertransistoren DTR1, DTR2, DTR3
gesteuert. Wie oben ausgeführt
wurde, wird der Spannungspegel der internen Spannung IVC durch den
Differenzverstärker 310 und
die Verteilereinheit 320 vergrößert oder verkleinert. Zudem
kann durch das erste und zweite Betriebsmodussignal MODE1, MODE2 der
Spannungspegel der internen Spannung IVC abhängig von einem Betriebsmodus
gesteuert werden.
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Eine Steuereinheit 330 vergrößert oder
verkleinert den Spannungspegel der internen Spannung IVC in Reaktion
auf das erste und zweite Betriebsmodussignal MODE1, MODE2. Die Steuereinheit 330 umfasst
einen ersten Steuertransistor CTR1 und einen zweiten Steuertransistor
CTR2.
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Der erste Steuertransistor CTR1 wird
in Reaktion auf das erste Betriebsmodussignal MODE1 leitend oder
sperrend geschaltet, um den Spannungspegel der internen Spannung
IVC zu vergrößern oder
zu verkleinern. Der zweite Steuertransistor CTR2 wird in Reaktion
auf das zweite Betriebsmodussignal MODE2 leitend oder sperrend geschaltet, um
den Spannungspegel der internen Spannung IVC zu vergrößern oder
zu verkleinern.
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Der erste Steuertransistor CTR1 ist
ein PMOS-Transistor. Ein erster Anschluss und ein zweiter Anschluss
des PMOS-Transistors sind mit dem ersten Anschluss bzw. dem zweiten
Anschluss des zweiten Verteilertransistors DTR2 verbunden und das
erste Betriebsmodussignal MODE1 ist an einen Gateanschluss des PMOS-Transistors
angelegt.
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Der zweite Steuertransistor CTR2
ist ein PMOS-Transistor. Ein erster Anschluss und ein zweiter Anschluss
des PMOS-Transistors sind mit dem ersten Anschluss bzw. dem zweiten
Anschluss des dritten Verteilertransistors DTR3 verbunden und das zweite
Betriebsmodussignal MODE2 ist an einen Gateanschluss des PMOS-Transistors
angelegt. Das erste und zweite Betriebsmodussignal sind Signale eines
Modusregistersatzes (MRS).
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Es sei angenommen, dass die Betriebsmodi des
Halbleiterspeicherbausteins gemäß den Betriebsfrequenzbereichen
als CL2, CL2.5 und CL3 klassifiziert sind. Dementsprechend erzeugt
die Spannungsgeneratorschaltung 300 die interne Spannung
IVC mit dem niedrigsten Pegel im CL2-Modus, mit einem mittleren
Pegel im CL2.5-Modus und mit dem höchsten Pegel im CL3-Modus.
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Im CL2-Modus sind das erste und das
zweite Betriebmodussignal MODE1 und MODE2 auf einem ersten Pegel.
Im CL2.5-Modus ist eines der beiden Betriebsmodussignale MODE1 und
MODE2 auf dem ersten Pegel und das andere der beiden Betriebsmodussignale
MODE1 und MODE2 ist auf einem zweiten Pegel.
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Im CL3-Modus sind das erste und das
zweite Betriebmodussignal MODE1 und MODE2 auf dem zweiten Pegel.
Hierbei wird als Beispiel angenommen, dass der erste Pegel ein hoher
Pegel ist und der zweite Pegel ein niedriger Pegel ist. Es ist jedoch klar,
dass der erste Pegel nicht auf den hohen Wert und der zweite Pegel
nicht auf den niedrigen Wert begrenzt ist.
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Sind das erste und das zweite Betriebsmodussignal
MODE1 und MODE2 beide auf einem niedrigen Pegel, dann sind der erste
und der zweite Steuertransistor CTR1 und CTR2 leitend geschaltet.
Deshalb wird der Widerstand des Strompfades in der Verteilereinheit 320 zwischen
der externen Versorgungsspannung EVC und der internen Spannung IVC
klein, da nur der erste Verteilertransistor DTR1 als Widerstand
benutzt wird. Entsprechend fließt
mehr Strom durch den Strompfad in der Verteilereinheit 320 und der
Spannungspegel der internen Spannung IVC steigt an.
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Umgekehrt sind im CL2-Modus, wenn
das erste und das zweite Betriebsmodussignal MODE1 und MODE2 beide
auf einem hohen Pegel sind, der erste und der zweite Steuertransistor
CTR1 und CTR2 sperrend geschaltet. Deshalb wird der Widerstand des
Strompfades in der Verteilereinheit 320 zwischen der externen
Versorgungsspannung EVC und der internen Spannung IVC groß, da die
ersten bis dritten Verteilertransistoren DTR1, DTR2, DTR3 als Widerstände benutzt
werden. Entsprechend fließt weniger
Strom durch den Strompfad in der Verteilereinheit 320 und
der Spannungspegel der internen Spannung IVC nimmt ab.
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Im CL2.5-Modus ist, wenn eines der
beiden Betriebsmodussignale MODE1 und MODE2 auf einem hohen Pegel
ist und das andere der beiden Betriebsmodussignale MODE1 und MODE2
auf einem niedrigen Pegel ist, einer der beiden Steuertransistoren
CTR1 und CTR2 leitend geschaltet und der andere der beiden Steuertransistoren
CTR1 und CTR2 ist sperrend geschaltet. Deshalb nimmt der Widerstand des
Strompfades in der Verteilereinheit 320 zwischen der externen
Versor gungsspannung EVC und der internen Spannung IVC einen Wert
an, der zwischen den Widerstandswerten im CL2-Modus und im CL3-Modus
liegt. Entsprechend liegt der Spannungspegel der internen Spannung
IVC zwischen den Spannungspegeln der internen Spannung im CL2-Modus und im CL3-Modus.
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Da das erste und das zweite Betriebsmodussignal
MODE1, MODE2 abhängig
vom Betriebsmodus gesteuert werden, kann die interne Spannung IVC,
gesteuert vom ersten und zweiten Betriebsmodussignal MODE1, MODE2,
auf einen passenden Spannungspegel gemäß der Betriebsfrequenz des Halbleiterspeicherbausteins
gesetzt werden.
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Im Unterschied zur Generatorschaltung 100 für die Referenzspannung
VREF aus 1, welche die
Spannungspegel von allen Generatorschaltungen für interne Spannungen beeinflusst,
welche die Referenzspannung VREF empfangen, hat die Generatorschaltung 300 für eine interne
Spannung aus 3 den Effekt,
dass gezielt nur der Spannungspegel einer benötigten Spannungsgeneratorschaltung gesteuert
werden kann.
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4 zeigt
ein Schaltbild einer weiteren erfindungsgemäßen Generatorschaltung 400 für eine interne
Spannung, die eine interne Spannung IVC erzeugt, die einen höheren Pegel
hat als eine externe Versorgungsspannung EVC.
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Zum Ausführen dieser Funktion bestimmt eine
Spannungspegeldetektoreinheit 410 den Spannungspegel einer
ersten Spannung V1 in Reaktion auf ein erstes und zweites Betriebsmodussignal MODE1
und MODE2, vergleicht den Spannungspegel der ersten Spannung V1
mit dem Spannungspegel einer zweiten Spannung V2 und steuert den Spannungspegel
der internen Spannung IVC, der höher
ist als der Spannungspegel der externen Versorgungsspannung EVC.
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Die Spannungspegeldetektoreinheit 410 umfasst
eine Steuereinheit 420 und einen Differenzverstärker 430.
Die Steuereinheit 420 empfängt eine Referenzspannung VREF
und bestimmt den Spannungspegel der ersten Spannung V1 in Reaktion
auf das erste und zweite Betriebsmodussignal MODE1 und MODE2.
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Der Differenzverstärker 430 erzeugt
ein Steuersignal CTRLS mit einem ersten Pegel, wenn der Spannungspegel
der ersten Spannung V1 höher als
der Spannungspegel der zweiten Spannung V2 ist, und erzeugt das
Steuersignal CTRLS mit einem zweiten Pegel, wenn der Spannungspegel
der ersten Spannung V1 niedriger als der Spannungspegel der zweiten
Spannung V2 ist.
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Die Steuereinheit 420 umfasst
erste bis vierte Widerstände
R1, R2, R3 und R4, einen ersten Steuertransistor CTR1 und einen
zweiten Steuertransistor CTR2. Ein erster Anschluss des ersten Steuertransistors
CTR1 ist zwischen dem ersten Widerstand R1 und dem zweiten Widerstand
R2 angeschlossen und das erste Betriebsmodussignal MODE1 wird an
einen Gateanschluss des ersten Steuertransistors CTR1 angelegt.
Ein zweiter Anschluss des ersten Steuertransistors CTR1 ist mit
einem ersten Knoten N1 zwischen dem zweiten und dritten Widerstand
R2, R3 verbunden.
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Ein erster Anschluss des zweiten
Steuertransistors CTR2 ist zwischen dem dritten Widerstand R3 und
dem vierten Widerstand R4 angeschlossen und das zweite Betriebsmodussignal
MODE2 wird an einen Gateanschluss des zweiten Steuertransistors CTR2
angelegt. Ein zweiter Anschluss des zweiten Steuertransistors CTR2
ist zwischen dem vierten Widerstand R4 und der Massespannung VSS
angeschlossen.
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Die erste Spannung V1 hat den Spannungspegel
des ersten Knotens N1. Der Spannungspegel der ersten Spannung V1
wird durch das Wi derstandsverhältnis
der ersten bis vierten Widerstände R1,
R2, R3, R4 bestimmt. Der Spannungspegel der zweiten Spannung V2
ist proportional zum Spannungspegel der internen Spannung IVC.
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Ist der Spannungspegel der ersten
Spannung V1 höher
als der Spannungspegel der zweiten Spannung V2, weil der vierte
Transistor TR4 einen kleineren Stromfluss ermöglicht als der dritte Transistor
TR3, dann gibt der Differenzverstärker 430 das Steuersignal
CTRLS mit einem ersten Pegel aus. Hierbei entspricht der erste Pegel
z.B. einem hohen Pegel.
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Eine Spannungsanhebungseinheit 440 wird in
Reaktion auf das Steuersignal CTRLS mit dem hohen Pegel aktiviert
und erzeugt die interne Spannung IVC mit einem höheren Spannungspegel als die
externe Versorgungsspannung EVC.
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Ist der Spannungspegel der ersten
Spannung V1 niedriger als der Spannungspegel der zweiten Spannung
V2, weil der vierte Transistor TR4 einen größeren Stromfluss ermöglicht als
der dritte Transistor TR3, dann gibt der Differenzverstärker 430 das
Steuersignal CTRLS mit einem zweiten Pegel aus. Hierbei entspricht
der zweite Pegel z.B. einem niedrigen Pegel.
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Die Spannungsanhebungseinheit 440 wird
in Reaktion auf das Steuersignal CTRLS mit dem niedrigen Pegel deaktiviert.
Dadurch wird der Spannungspegel der internen Spannung IVC auf seinem augenblicklichen
Spannungspegel gehalten. Durch diese Betriebsweise kann die interne
Spannung IVC auf einem höheren
Spannungspegel als die externe Versorgungsspannung EVC gehalten
werden.
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Nimmt der Spannungspegel der internen Spannung
IVC ab, dann nimmt der Spannungspegel der zweiten Spannung V2 ebenfalls
ab. Dadurch gibt der Differenzverstärker 430 die Steuerspannung CTRLS
mit einem hohen Pegel aus, um den Spannungspegel der internen Spannung
IVC zu erhöhen. Andererseits
erhöht
sich der Spannungspegel der zweiten Spannung V2, wenn sich der Spannungspegel
der internen Spannung IVC erhöht.
Dadurch gibt der Differenzverstärker 430 die
Steuerspannung CTRLS mit einem niedrigen Pegel aus, um die Aufladeeinheit 440 abzuschalten,
wodurch ein Ansteigen des Spannungspegels der internen Spannung
IVC verhindert wird.
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In der Generatorschaltung 400 für die interne Spannung
IVC kann der Spannungspegel der internen Spannung IVC abhängig vom
Betriebsmodus des Halbleiterspeicherbausteins gesteuert werden. Das
bedeutet, dass der Spannungspegel der internen Spannung IVC in einem
hohen Frequenzbereich ansteigen und in einem niedrigen Frequenzbereich absinken
kann.
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Wird die interne Spannungsgeneratorschaltung 400 in
einem hohen Frequenzbereich betrieben, dann ist das erste Betriebsmodussignal
MODE1 auf einem ersten Pegel und das zweite Betriebsmodussignal
MODE2 ist auf einem zweiten Pegel. Hierbei ist der zweite Pegel
beispielsweise ein niedriger Pegel und der erste Pegel ist beispielsweise
ein hoher Pegel. Das erste und zweite Betriebsmodussignal MODE1,
MODE2 sind Signale von einem Modusregistersatz (MRS).
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Ist das erste Betriebsmodussignal
MODE1 auf dem ersten Pegel und das zweite Betriebsmodussignal MODE2
auf dem zweiten Pegel, dann nimmt der Spannungspegel am ersten Knoten
N1, d.h. der Spannungspegel der ersten Spannung V1, zu. Deshalb
gibt der Differenzverstärker 430 das
Steuersignal CTRLS mit einem hohen Pegel aus und die Aufladeeinheit 440 wird
aktiviert, um den Spannungspegel der internen Spannung IVC anzuheben.
Entsprechend kann der Spannungspegel der internen Spannung IVC im
hohen Frequenzbereich erhöht
werden.
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Wird umgekehrt die interne Spannungsgeneratorschaltung 400 in
einem niedrigen Frequenzbereich betrieben, dann ist das erste Betriebsmodussignal
MODE1 auf einem zweiten Pegel und das zweite Betriebsmodussignal
MODE2 ist auf einem ersten Pegel. Dadurch nimmt der Spannungspegel
am ersten Knoten N1, d.h. der Spannungspegel der ersten Spannung
V1, ab. Deshalb gibt der Differenzverstärker 430 das Steuersignal
CTRLS mit einem niedrigen Pegel aus und die Aufladeeinheit 440 wird
deaktiviert. Entsprechend kann der Spannungspegel der internen Spannung
IVC im niedrigen Frequenzbereich niedrig gehalten werden.
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Da das erste und zweite Betriebsmodussignal
MODE1 und MODE2 abhängig
vom Betriebsmodus gesteuert werden, kann die interne Spannung IVC
auf einen passenden Spannungspegel gemäß der Betriebsfrequenz des
Halbleiterspeicherbausteins durch Steuern des ersten und zweiten
Betriebsmodussignals MODE1 und MODE2 gesetzt werden.
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Die Spannungsgeneratorschaltung 400 aus 4 hat den Vorteil, dass
die interne Spannung IVC auf einem höheren Spannungspegel als die
externe Versorgungsspannung EVC gehalten werden kann.
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Wie oben ausgeführt, können die erfindungsgemäße Referenzspannungsgeneratorschaltung und
die internen Spannungsgeneratorschaltungen den Spannungspegel der
internen Spannung angepasst an den Betriebsmodus des Halbleiterspeicherbausteins
steuern. Dadurch können
die Betriebseigenschaften des Halbleiterspeicherbausteins in einigen
Betriebsmodi verbessert werden, während der Leistungsbedarf in
anderen Betriebsmodi minimiert wird.