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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Schaltkreis und eine Ansteuerschaltung
für einen Transistor.
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Schaltkreise
werden gewöhnlich
in Gleichspannungswandlern, Invertern oder dergleichen verwendet.
Es gibt viele Möglichkeiten,
Transistoren, wie beispielsweise MOSFETs, IGBTs oder dergleichen,
in Schaltkreisen zu verwenden. Da die an die Gates der Transistoren
gelegten Spannungen in Schaltkreisen gewechselt werden, werden die
Signalwege zwischen den Hauptelektroden (d. h. Sourceanschlüssen und
Drainanschlüssen
bei unipolaren Transistoren, wie beispielsweise MOSFETs usw., Kollektoren
und Emittern bei Bipolartransistoren, wie beispielsweise IGBTs usw.)
in zeitlicher Abfolge in einen leitenden oder nichtleitenden Zustand
geschaltet.
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Schaltkreise
müssen
verschiedene Anforderungen erfüllen,
wie beispielsweise kompakt ausgelegt und mit einer geringen Anzahl
von Schaltungskomponenten aufgebaut sein. Ferner sollten die Durchlasswiderstände und
die Schaltverluste der Schaltkreise gering sein und deren Stoßspannungen auf
niedrige Stoßspannungen
unterdrückt
werden.
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Um
die Schaltkreise kompakt auszulegen, ist es von Vorteil, wenn Frequenzen,
bei denen Gatespannungen geändert
werden, erhöht
werden. Der Grund hierfür
besteht darin, dass Induktivitäten
und Kapazitäten,
die für
die Schaltkreise erforderlich sind, bei hohen Frequenzen auf geringe
Werte unterdrückt werden
können.
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Wenn
die Betriebsfrequenzen der Schaltkreise erhöht werden, können die
Schaltverluste der Transistoren ernsthafte Probleme verursachen.
Um diese Schaltverluste auf geringe Werte zu unterdrücken, ist
es von Vorteil, wenn die Schaltgeschwindigkeiten der Transistoren
erhöht
werden. Da die Forschung/Entwicklung dieser Transistoren fortgeschritten
ist, weisen die Transistoren schnelle Schaltgeschwindigkeiten auf.
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Derzeit
ist es jedoch schwierig, sowohl die Schaltverluste als auch die
Stoßspannungen
gleichzeitig zu unterdrücken.
Um die Schaltverluste auf geringe Werte zu unterdrücken, ist
es von Vorteil, die Schaltgeschwindigkeiten der Transistoren zu
erhöhen.
Wenn jedoch die Schaltgeschwindigkeiten erhöht werden, werden auch die
Stoßspannungen
erhöht.
Um die Stoßspannungen
auf geringe Spannungen zu unterdrücken, ist es von Vorteil, die
Schaltgeschwindigkeiten der Transistoren zu verringern. Wenn die
Schaltgeschwindigkeiten jedoch verringert werden, werden die Schaltverluste
erhöht.
Zwischen den Schaltverlusten und den Stoßspannungen besteht folglich
ein Austauschverhältnis.
Wenn die Schaltverluste auf geringe Werte unterdrückt werden, werden
die Stoßspannungen
erhöht,
während
die Schaltverluste erhöht
werden, wenn die Stoßspannungen
auf geringe Spannungen unterdrückt
werden. Es ist in praktische Hinsicht folglich schwierig, sowohl
die Schaltverluste als auch die Stoßspannungen gleichzeitig auf
geringe Werte zu unterdrücken.
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Um
sowohl eine Stoßspannung
als auch einen Schaltverlust auf eine geringe Stoßspannung bzw.
einen geringen Schaltverlust zu unterdrücken, sind Gateansteuerschaltungen
vorgeschlagen worden, um die Gatewiderstände stufenweise in Verbindung
mit einer verstrichenen Zeitspanne zu schalten. Diese technische
Idee ist jedoch mit Problemen behaftet. D. h., die Gateansteuerschaltung
wird komplex und eine Gesamtzahl an elektronischen Komponenten zur
Fertigung eines Schaltkreises muss erhöht werden.
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Die
JP-A-2004-6598 (entspricht der
US 6,700,156 )
offenbart einen Transistor, der unter diesen Umständen entwickelt
wurde. Dieser Transistor ist als MOSFET aufgebaut, in dem eine p-Schicht
mit einer p-leitenden Dotierung geringer Konzentration an einer
Position gebildet ist, die neben einer p-leitenden Basisschicht
angeordnet ist.
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Bei
einem normalen MOSFET wird eine Kapazität zwischen dem Drain und dem
Gate des MOSFET mit zunehmender Spannung zwischen der Source und
dem Drain zunehmend verringert. Wenn die Kapazität zwischen dem Drain und dem
Gate gering ist, nimmt eine Spannungsänderungsgeschwindigkeit zwischen
dem Drain und der Source einen hohen Wert an, was bei einem Ausschalten
des Transistors hervorgerufen wird. Bei dem normalen MOSFET wird die
Spannungsänderungsge schwindigkeit
zwischen dem Drain und der Source mit zunehmender Spannung zwischen
dem Drain und der Source bei einem Ausschalten des MOSFET zunehmend
erhöht,
so dass eine Stoßspannung
erhöht
wird.
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Wenn
die die p-leitende Dotierung in geringer Konzentration aufweisende
p-Schicht, wie in
der JP-A-2004-6598 beschrieben, in der geringen Konzentration zur
neben der p-Basisschicht liegenden Position hinzugefügt wird,
kann die folgende Eigenschaft erzielt werden. D. h., die Kapazität zwischen dem
Gate und dem Drain wird mit zunehmende Spannung zwischen dem Drain
und der Source zunehmend erhöht.
Wenn dieser MOSFET verwendet wird, wird die Kapazität zwischen
dem Gate und dem Drain dann, wenn der Transistor derart ausgeschaltet wird,
dass die Spannung zwischen dem Drain und der Source erhöht wird,
erhöht.
Dies führt
dazu, dass die Spannungsänderungsgeschwindigkeit
zwischen dem Drain und der Source verringert wird, so dass die Stoßspannung
auf eine geringe Stoßspannung verringert
werden kann.
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Bei
dem vorstehend beschrieben MOSFET tritt jedoch das nachstehend beschriebene
Problem auf. D. h., der Strom fließt über die die p-leitende Dotierung
in geringer Konzentration aufweisende p-Schicht, so dass der Durchlasswiderstand
von diesem erhöht
wird. Ferner wird der Durchlasswiderstand des Transistors mit zunehmender
Stoßspannung
zunehmend erhöht.
Ferner muss die die p-leitende Dotierung: in geringer Konzentration
aufweisende p-Schicht groß ausgebildet
werden, um die Stoßspannung
effektiv zu unterdrücken.
Wenn die p-Schicht groß ausgebildet
wird, wird der Zellabstand des Transistors groß, so dass der Durchlasswiderstand
des Transistors erhöht
wird. D. h., bei einer Maßnahme
zur Verbesserung der inneren Struktur des Transistors in praktischer
Hinsicht schwierig, den Durchlasswiderstand, die Stoßspannung
und den Schaltverlust auf geringe Werte zu unterdrücken.
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Es
besteht folglich der Bedarf an Schaltkreisen, die Durchlasswiderstände, Schaltverluste
und ebenso Stoßspannungen
auf geringer Werte unterdrücken
und gleichzeitig aus einer geringen Anzahl struktureller Komponenten
gefertigt werden können.
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Es
sind weitere Schaltkreise auf diesem Gebiet bekannt. Bei den Schaltkreisen
sind Stromversorgungen und Lasten zwischen einem Paar von Hauptelektroden
der Transistoren in Reihe geschaltet. Es wird durch ein Ein- und
Ausschalten der Transistoren wahlweise zwischen einem Zustand, bei welchem
die Lasten mit Strom versorgt werden, und einem Zustand, bei welchem
die Lasten nicht mit Strom versorgt werden, geschaltet. Wenn eine
Inverterschaltung beispielsweise einen Schaltkreis aufweist, wird
ein Transistor des Schaltkreises ein- und ausgeschaltet, um eine
Gleichspannung in einen Wechselstrom zu wandeln, woraufhin der gewandelte
Wechselstrom in einem Motor (Beispiel für eine Last) gespeist wird.
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Die
JP-A-6-326579 offenbart solch einen Schaltkreis. Der Schaltkreis
weist eine zwischen eine Gateelektrode und eine Drainelektrode eines
Transistors geschaltete Reihenschaltung auf, in der eine Zenerdiode
in Reihe mit einer Diode geschaltet ist. Die Zenerdiode ist derart
vorgesehen, dass sie dann, wenn eine Stoßspannung auf einer Verdrahtungsleitung
auf der Drainelektrodenseite des Transistors erzeugt wird, im Ansprechen
auf die erzeugte Stoßspannung
niederohmig wird. Die Diode soll verhindern, dass ein Gatestrom,
der zur Gateelektrode des Transistors fließt, wenn der Transistor eingeschaltet wird, über die
Reihenschaltung zur Verdrahtungsleitung auf der Drainelektrodenseite
des Transistors fließt.
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Bei
dem vorstehend beschriebenen Schaltkreis wird die Zenerdiode dann,
wenn solch eine Stoßspannung
auf der Verdrahtungsleitung auf der Drainelektrodenseite des Transistors
erzeugt wird, niederohmig. Diese Stoßspannung liegt über einer Gesamtspannung
(VZD + VF) einer
Durchbruchspannung "VDZ" der
Zenerspannung und einer Durchlassspannung "VF" der Diode. Wenn
die Zenerdiode niederohmig wird (Durchbruch), fließt der Strom
von der Verdrahtungsleitung der Drainelektrodenseite des Transistors über die
Reihenschaltung zur Gateelektrode des Transistors, so dass die Spannung
der Gateelektrode erhöht
wird und der Transistor folglich eingeschaltet wird. Dieser Schaltkreis
kann derart betrieben werden, dass die Überspannungsenergie dann, wenn
die Stoßspannung
erzeugt wird, da der Transistor unverzüglich eingeschaltet wird, über den Transistor
zu der externen Schaltung entladen werden kann.
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Die
Durchbruchspannung VDZ der Zenerdiode weist
jedoch eine durch Fertigungstoleranzen bedingte Schwankung von etwa ± 10 %
auf. Dies führt dazu,
dass ein Zeitpunkt, an welchem die Zenerdiode niederohmig wird,
in diesem Schaltkreis in Abhängigkeit
der zu verwendenden Zenerdioden schwankt. Folglich weist der vorstehend
beschriebene Schaltkreis das Problem auf, dass der Zeitpunkt, an
welchem die Stoßspannung
nach Außerhalb
entladen wird, nicht genau festgelegt werden kann.
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Folglich
besteht der Bedarf an einer anderen Art von Schaltkreis. D. h.,
es wird nicht nur der Zeitpunkt zur Verlangsamung einer Änderungsgeschwindigkeit
einer Spannung einer Steuerelektrode eines Transistor stabilisiert,
sondern ebenso die Änderungsgeschwindigkeit
der Spannung an der Steuerelektrode des Transistors an einem Zeitpunkt
verlangsamt, der vor einem Zeitpunkt liegt, an dem eine Spannung
einer Hauptelektrode des Transistors auf der Hochspannungsseite
eine Energieversorgungsspannung überschreitet,
so dass das Unterdrückungsvermögen für die Stoßspannung
verbessert werden kann.
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Es
ist ferner erforderlich, dass ein durch eine Stoßspannung beim Ausschalten
des MOSFET verursachter nachteiliger Einfluss in einem einen Transistor
(MOSFET) aufweisenden Schaltkreis verringert wird.
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Die
JP-A-6-326579 offenbart eine Lastansteuerschaltung gemäß der 34, die einen MOSFET 5 durch die Schaltung
selbst vor einer Stoßspannung
schützen
kann. Eine Diode 9a und eine Zenerdiode 9 sind
in einer Verzweigungsleitung 310 derart in Reihe geschaltet,
dass die Diode 9a der Zenerdiode 9 gegenüberliegt.
Die Diode 9a dient dazu, einen Strom, der über die
Verzweigungsleitung 310 fließt, wenn der MOSFET 5 im
Ansprechen auf ein von einem Ausgangsanschluss 418 einer
Steuerschaltung 3 ausgegebenes EIN-Signal eingeschaltet
wird, zu unterdrücken.
Die Zenerdiode 9 dient dazu, eine Spannung an einem Gate
G des MOSFET 5 dann zu erhöhen, wenn eine positive Stoßspannung
an eine Energieversorgungsleitung 322 gelegt wird, wenn der
MOSFET 5 ausgeschaltet wird. Die positive Stoßspannung
ist größer oder
gleich der Summe aus der Zenerspannung "VDZ" und der Diodendurchlassschwellenwertspannung "VF". Dies führt dazu,
dass der MOSFET 5 in einen EIN-Zustand gesetzt wird, so dass
ein Signalweg zwischen der Source und dem Drain des MOSFET 5 leitend
wird und die Stoßspannung
folglich entladen werden kann.
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Eine
Zenerspannung "VDZ" einer
Zenerdiode weist jedoch gewöhnlich
eine Schwankung von etwa ± 10
% auf. Folglich ist es bei einer Verwendung der Zenerdiode auf die
vorstehend beschriebene Weise schwierig, dass die Referenzspannung
(VDZ + VF) zum Unterdrücken der
Stoßspannung
richtig auf einen vorbestimmten Wert eingestellt ist.
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35 zeigt ein Ergebnis, das durch eine Simulation
einer zeitlichen Änderung
einer Drainspannung bei einem Ausschalten eines MOSFET erhalten wird,
wenn eine Spannung einer Spannungsversorgung PS auf 100 V eingestellt
ist. 35. zeigt ein Simulationsergebnis
für den
Fall, bei welchem keine Stoßspannungsunterdrückungsmaßnahme in
dem Schaltkreis angewandt wird (durch die Kennlinie "XXXVA" beschrieben); ein
Simulationsergebnis für den
Fall, bei welchem die Spannungsunterdrückungsmaßnahme unter Verwendung der
Zenerdiode 9 gemäß der vorstehend
beschriebenen herkömmlichen
Lastansteuerschaltung angewandt wird (durch die Kennlinie "XXXVB" beschrieben); und
ein Simulationsergebnis für
den Fall, bei dem, obgleich die Spannungsunterdrückungsmaßnahme unter Verwendung der
Zenerdiode 9 gemäß der vorstehend beschriebenen
herkömmlichen
Lastansteuerschaltung angewandt wird, "VZD + VF" durch
Schwankungen der Zenerdiodenspannung "VZD" auf 90 und 110 V
geändert
wird (durch die Kennlinien "XXXVC" und "XXXVD" beschrieben).
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Unter
der Annahme, dass eine Stoßspannung
als Differenz eines Spitzenwerts der Drainspannung VD zu einem Wert
in einem stabilen Zustand definiert ist, liegt die Stoßspannung
dann, wenn keine Stoßspannungsunterdrückungsmaßnahme angewandt
wird, bei 22 V; und dann, wenn "VZD + VF" eingestellt ist,
bei 3 V, so dass ein Unterdrückungs-effekt der
Stoßspannung
erzielt werden kann. Bei (VDZ + VF) von 110 V nimmt die Stoßspannung
jedoch einen Wert von 13 V an, so dass der Unterdrückungseffekt der
Stoßspannung
deutlich verringert wird. Auch bei (VDZ +
VF) von 90 V kann die Drainspannung VD einen
Spannungswert von 100 V, welcher der Energieversorgungsspannung
entspricht, nicht wiedererlangen.
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Bei
den die Zenerdioden verwendenden Stoßspannungsunterdrückungsschaltungen
wird der Stoßspannungsunterdrückungseffekt
gemäß obiger Beschreibung
dann erzielt, wenn VDZ + VF derart
gesteuert werden, dass sie den vorbestimmten Wert aufweisen. Da
die Zenerspannung VZD jedoch gemäß obiger
Beschreibung schwankt, kann kein ausreichender Unterdrückungseffekt
der Stoßspannung
erzielt oder die Drainspannung nicht auf die Energieversorgungsspannung
zurückgewonnen
werden.
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Folglich
besteht der Bedarf an einem Schaltkreis, der eine Stoßspannung
in einem stabilen Zustand unterdrücken kann, und ferner Bedarf
an einem Schaltkreis, der sowohl einen Schaltverlust als auch ein
Rauschen eines Transistors verringern kann.
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Auf
diesem Gebiet ist ferner ein weiterer Schaltkreis bekannt. Bei diesem
Schaltkreis werden ein Zustand, bei welchem einer Last eine elektrische Leistung
zugeführt
wird, und ein weiterer Zustand, bei welchem die elektrische Leistung
nicht zugeführt wird,
wahlweise gewechselt, da ein mit der Last verbundener Transistor
ein- und ausgeschaltet wird. In einem Inverter wird ein Transistor
beispielsweise ein- und
ausgeschaltet, um eine Gleichspannung in einen Wechselstrom zu wandeln,
woraufhin der gewandelte Wechselstrom in einem Motor gespeist wird.
Die Ein- und Ausschaltoperationen des Transistors dieser Schaltungsart
werden von einer mit der Gateelektrode (oder Basiselektrode) dieses
Transistors verbundenen Ansteuerschaltung gesteuert.
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Die 65A bis 65E zeigen
Beispiele von Betriebswellenformdiagrammen für einen herkömmlichen
Fall, bei dem ein FET als diese Transistorart verwendet wird. Eine
Ansteuerschaltung schaltet den FET ein und aus, indem sie eine Ansteuerspannung "Vin" an eine Gateelektrode
des FET legt.
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Nachstehend
wird ein Übergangszeitraum beschrieben,
während
dem der FET eingeschaltet wird. Wenn die Ansteuerspannung Vin von
einem niedrigen zu einem hohen Pegel wechselt, fließt ein positiver
Gatestrom "Ig" in Richtung der
Gateelektrode des Transistors, so dass Elektronenladungen in der
Gateelektrode gespeichert werden. Wenn die Elektronenladungen in
der Gateelektrode gespeichert werden, wird eine Gate-Source-Spannung "Vgs" des Transistors
erhöht.
Wenn die Gate-Source-Spannung "Vgs" des Transistors
erhöht
wird, beginnt ein Drainstrom "Id", von dem Drain des
Transistors zu dessen Source zu fließen, so dass eine Drain-Source- Spannung Vds verringert
wird. Der Transistor kann mit Hilfe dieser Operationen eingeschaltet
werden.
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Nachstehend
wird ein Übergangszeitraum T100
beschrieben, während
dem der FET ausgeschaltet wird. Wenn die Ansteuerspannung Vin von einem
hohen Pegel zu einem niedrigen Pegel wechselt, werden die in der
Gateelektrode gespeicherten Elektronenladungen entladen und fließt ein negativer Gatestrom "Ig" von der Gateelektrode
in Richtung der Ansteuerschaltung, so dass die Gate-Source-Spannung "Vgs" des Transistors
verringert wird. Wenn die Gate-Source-Spannung "Vgs" des
Transistors verringert wird, wird ebenso der Drainstrom "Id" verringert, so dass
die Drain-Source-Spannung Vds erhöht wird. Der Transistor kann
mit Hilfe dieser Operationen ausgeschaltet werden.
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In
einer Endphase des Übergangszeitraums T100,
während
dem der Transistor ausgeschaltet wird, wird eine Stoßspannung
in der Drain-Source-Spannung Vds erzeugt (siehe 65A bis 65E).
Diese Stoßspannung
wird durch den Drainstrom Id, der stark geändert wird, und eine Induktivität auf der
Verdrahtungsleitung der Drainelektrodenseite in der Schaltung induziert.
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Um
die Erhöhung
dieser Stoßspannung
zu unterdrücken,
kann der Drainstrom Id leicht geändert werden.
Wenn der Gatewiderstand des Transistors beispielsweise erhöht wird,
wird die Geschwindigkeit, mit welcher die in der Gateelektrode gespeicherten Elektronenladungen
entladen werden, verringert, so dass ein geringer negativer Gatestrom
Ig fließt.
Dies führt
dazu, dass der Drainstrom Id ebenso langsam erhöht wird, so dass eine Erhöhung der
Stoßspannung
unterdrückt
werden kann. Wenn der Drainstrom Id des Transistors jedoch langsam
verringert wird, wird eine zum Ausschalten des Transistors erforderliche
Zeitspanne erhöht,
so dass der Ausschaltverlust erhöht
wird. D. h., diese Transistorart weist während des Übergangszeitraums T100 zum
Ausschalten des Transistors ein Austauschverhältnis zwischen der Stoßspannung
und dem Ausschaltverlust auf.
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Um
dieses Austauschverhältnis
zu bewältigen,
sollte der Drainstrom Id in der Anfangsphase des Übergangszeitraums
T100 der Ausschaltoperation stark geändert und in der Endphase des Übergangszeitraums
T100 der Ausschaltoperation leicht geändert werden. Wenn der Drainstrom
Id in der Anfangsphase des Übergangszeitraums
T100 stark geändert
wird, kann die zum Ausschalten des Transistors erforderliche Zeit
verkürzt
werden. Dies führt
dazu, dass der Ausschaltverlust auf einen geringen Verlust unterdrückt werden
kann. Wenn der Drainstrom Id in der Endphase des Übergangszeitraums
T100 leicht geändert
wird, kann die Erhöhung
der Stoßspannung
unterdrückt
werden.
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Die
JP-A-6-291631 offenbart eine technische Idee, mit der es möglich ist,
einen Widerstandswert eines Gatewiderstands eines Transistors auf
der Grundlage von Spannungen zwischen Hauptelektroden des Transistors
anzupassen. Als Spannungen zwischen den Hauptelektroden sind eine
Spannung zwischen einer Drainelektrode und einer Sourceelektrode,
eine Spannung zwischen einer Kollektorelektrode und einer Emitterelektrode
usw. Vorhanden. Bei dieser technischen Idee wird die folgende Anpassung
vorgenommen: D. h., wenn die Spannung zwischen den Hauptelektroden
des Transistors hoch ist, wird der Widerstandswert des Gates erhöht, und wenn
die Spannung zwischen den Hauptelektroden des Transistors niedrig
ist, wird der Widerstandswert des Gates verringert. Genauer gesagt,
diese Ansteuerschaltung weist ein mit der Gateelektrode des Transistors
verbundenes Widerstandsänderungsmittel
auf. Das Widerstandsänderungsmittel
ist aus einem Halbleiterschaltelement und einem parallel zum Halbleiterschaltelement
geschalteten Festwiderstand aufgebaut. Wenn die Spannung zwischen
den Hauptelektroden des Transistors über einem vorbestimmten Wert
liegt, wird das Halbleiterschaltelement ausgeschaltet, und wenn
die Spannung zwischen den Hauptelektroden des Transistors unter
dem vorbestimmten Wert liegt, wird das Halbleiterschaltelement eingeschaltet.
D. h., wenn die Spannung zwischen den Hauptelektroden des Transistors
hoch ist, wird das Halbleiterschaltelement ausgeschaltet, so dass
der Gatewiderstand derart angepasst wird, dass er als Antwort auf
einen Widerstandswert eines Festwiderstands erhöht wird. Wenn die Spannung zwischen
den Hauptelektroden des Transistors niedrig ist, wird das Halbleiterschaltelement
eingeschaltet, so dass der Gatewiderstand derart angepasst wird,
dass er als Antwort auf einen Innenwiderstandswert des Halbleiterschaltelementes
verringert wird.
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Wenn
die vorstehend beschriebene Schaltung verwendet wird, wird das Halbleiterschaltelement
in der Anfangsphase (wenn die Spannung zwischen den Hauptelekt roden
gering ist) des Übergangszeitraums
zum Ausschalten des Halbleiterelements eingeschaltet, so dass der
Widerstandswert des Gatewiderstands auf einen geringen Wert angepasst
und der Gatestrom folglich stark geändert wird. Dies führt dazu,
dass der Drainstrom des Transistors stark geändert wird, so dass die zum
Ausschalten des Halbleiterschaltelements erforderliche Zeit verkürzt werden
kann. Ferner wird das Halbleiterschaltelement in der Endphase (wenn
die Spannung zwischen den Hauptelektroden hoch ist) des Übergangszeitraums
zum Ausschalten des Halbleiterelements ausgeschaltet, so dass der
Widerstandswert des Gatewiderstands auf einen hohen Wert angepasst
und der Gatestrom folglich leicht geändert wird. Dies führt dazu,
dass der Drainstrom des Transistors leicht geändert wird, so dass die eine
Erhöhung
der Stoßspannung
unterdrückt
werden kann.
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Folglich
wird der Zustand mit dem hohen Widerstandswert des Gatewiderstands
bei der vorstehend beschriebenen Ansteuerschaltung realisiert, indem
der Festwiderstand mit dem hohen Widerstandswert verwendet wird.
Um eine Erhöhung
der Stoßspannung
zu unterdrücken,
sollte der Widerstandswert des Festwiderstands vorzugsweise auf einen
hohen Wert gesetzt werden. Der einen hohen Widerstandswert aufweisende
Festwiderstand erhöht
jedoch gegebenenfalls den Ausschaltverlust. Folglich muss ein derartiger
Zeitpunkt, an welchem der Widerstand zum Festwiderstand mit dem
hohen Widerstandswert geschaltet wird, indem das Halbleiterschaltelement
ein- bzw. ausgeschaltet wird, korrekterweise in die Endphase des Übergangszeitraums
zum Ein-/Ausschalten des Halbleiterschaltelements gelegt werden,
um eine Erhöhung
des Ausschaltverlusts zu unterdrücken.
In der Endphase des Übergangszeitraums
zum Ein-/Ausschalten des Halbleiterschaltelements hat die zwischen
den Hauptelektroden des Transistors anliegende Spannung den hohen
Spannungszustand erreicht. Bei der vorstehend beschriebenen Ansteuerschaltung
müssen die
Ein-/Ausschaltoperationen des Halbleiterschaltelements derart gesteuert
werden, dass die Spannung zwischen den Hauptelektroden dieses Transistors richtig
auf den Schwellenwert bezüglich
der Ein-/Ausschaltoperationen des Halbleiterschaltelements geändert wird.
Folglich muss zur Realisierung solch einer Schaltung die Gesamtzahl
an erforderlichen Schaltungskomponenten erhöht werden, was mit einer Erhöhung der
hierfür
erforderlichen Kosten verbunden ist.
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Es
ist eine weitere technische Idee erforderlich, mit welcher der Widerstandswert
des Gatewiderstands des Transistors auf der Grundlage der Spannung
zwischen den Hauptelektroden des Transistors in Übereinstimmung mit einem von
dem obigen Verfahren verschiedenen Verfahren angepasst werden kann.
Es sollte beachtet werden, dass die Probleme im Stand der Technik
vorstehend im Wesentlich unter Berücksichtigung des Übergangszeitraums
zum Ausschalten des Transistors beschrieben wurden. Es besteht jedoch
auch in einem Übergangszeitraum
zum Einschalten des Transistors in vielen Fällen die Möglichkeit, dass der Widerstandswert
des Gatewiderstands des Transistors vorzugsweise auf der Grundlage
der Spannung zwischen den Hauptelektroden des Transistors angepasst
werden sollte. D. h., es besteht Bedarf an einer technischen Idee,
mit der selbst dann brauchbare Ergebnisse erzielt werden können, wenn
der gesamte Übergangszeitraum
zum Ein- und zum Ausschalten des Transistors in Betracht gezogen
wird.
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Die
JP-A-1-183214 offenbart eine Schaltung zur Ansteuern eines Bipolartransistors.
Es sollte beachtet werden, dass die diese Ansteuerschaltung betreffende
technische Idee ebenso in einem Fall angewandt werden kann, bei
dem ein FET angesteuert wird.
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Die
obige Ansteuerschaltung weist zwei Widerstände auf, die mit einer Gateelektrode
eines unipolaren Transistors verbunden sind. Gemäß dieser Ansteuerschaltung
fließt
ein negativer Gatestrom in einer Anfangsphase eines Übergangszeitraums
zum Ausschalten des Transistors über
die zwei Widerstände.
In einer Endphase des Übergangszeitraums zum
Ausschalten des Transistors fließt ein negativer Gatestrom
von der Gateelektrode demgegenüber
nur über
den einen der beiden Widerstände,
wobei der andere gesperrt wird.
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Wenn
die vorstehend beschriebene Ansteuerschaltung verwendet wird, wird
der negative Gatestrom in der Anfangsphase des Übergangszeitraums zum Ausschalten
des Transistors stark geändert,
so dass der Drainstrom stark geändert
wird und die zum Ausschalten des Transistors erforderliche Zeit
folglich verkürzt
werden kann. Wenn die vorstehend beschriebene Ansteuerschaltung
verwendet wird, wird der negative Gatestrom in der Endphase des Übergangszeitraums
zum Ausschalten des Transistors leicht geändert, so dass der Drainstrom
leicht geändert
wird und eine Erhöhung
der Stoßspannung
folglich unterdrückt
werden kann.
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Bei
der vorstehend beschriebenen Ansteuerschaltung wird ein Zeitpunkt
zum Sperren eines Widerstands im Voraus auf der Grundlage einer
Zeitkonstanten eines Kondensators und eines Widerstands der Ansteuerschaltung
festgelegt. Folglich kann dann, wenn die Ausschaltoperation wiederholt ausgeführt wird,
das folgende Ereignis auftreten. D. h., der Zeitpunkt zum Sperren
eines Widerstands weicht von solch einem Zeitpunkt zur Bestimmung der
Anfangs- und der Endphase der Ausschaltoperation ab. Das Verfahren
zur Steuerung des zuvor festgelegten Sperrzeitpunkts kann nicht
mit dem Betrieb des Transistors synchronisiert werden. Dies führt dazu,
dass eine Erhöhung
der Stoßspannung
und eine Erhöhung
des Ausschaltverlusts nicht sicher unterdrückt werden können.
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Folglich
besteht Bedarf an der nachstehend aufgeführten technischen Idee. D.
h., ein Widerstandswert eines Gatewiderstands des Transistors wird
angepasst, während
ein Zustand, bei welchem der Transistor betrieben wird, überwacht
wird. Es sollte verstanden werden, dass die Probleme im Stand der
Technik vorstehend im Wesentlich unter Berücksichtigung des Übergangszeitraums
zum Ausschalten des Transistors beschrieben wurden. Es besteht jedoch
auch in einem Übergangszeitraum
zum Einschalten des Transistors in vielen Fällen die Möglichkeit, dass die nachstehend
beschriebene technische Idee benötigt
wird. D. h., während
ein Zustand, bei welchem der Transistor betrieben wird, überwacht
wird, wird der Widerstandswert des Gatewiderstands des Transistors
angepasst, und zwar auch in dem Übergangszeitraum
zum Einschalten des Transistors. Folglich besteht Bedarf an einer
technischen Idee, mit der selbst dann brauchbare Ergebnisse erzielt
werden können,
wenn der gesamte Übergangszeitraum
zum Ein- und zum Ausschalten des Transistors in Betracht gezogen
wird.
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Es
ist folglich Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Schaltkreis
mit einem geringen Schaltverlust und eine geringen Stoßspannung
bereitzustellen. Es ist ferner Aufgabe der vorliegenden Erfindung,
eine Ansteuerschaltung für
einen Transistor bereitzustellen.
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Gemäß einer
ersten Ausgestaltung der vorliegenden Offenbarung weist ein Schaltkreis
auf: einen Transistor mit einer ersten Elektrode, einer zweiten
Elektrode und einer Steuerelektrode; eine Zenerdiode; und einen
Kondensator. Eine Verbindung zwischen der ersten Elektrode und der
zweiten Elektrode kann zeitweise zwischen einem leitenden und einem
nichtleitenden Zustand wechseln, wenn eine Steuerspannung des Transistors
gewechselt wird. Die Zenerdiode und der Kondensator sind zwischen der
ersten Elektrode und der Steuerelektrode des Transistors in Reihe
geschaltet. Die erste Elektrode ist ein Drain oder ein Kollektor.
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Bei
dem obigen Schaltkreis können
der Schaltverlust und ebenso die Stoßspannung verringert werden.
Folglich werden sowohl der Schaltverlust als auch die Stoßspannung
derart begrenzt, dass sie einen geringen Wert annehmen. Ferner weist
der Transistor einen geringen Durchlasswiderstand (oder eine geringe
Durchlassspannung) auf und ist die Anzahl von Teilen zum Bilden
der Schaltung gering.
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Gemäß einer
zweiten Ausgestaltung der vorliegenden Offenbarung weist ein Schaltkreis
auf: einen Transistor mit einer ersten Elektrode, einer zweiten
Elektrode und einer Steuerelektrode; eine Zenerdiode; und einen
Kondensator. Eine Verbindung zwischen der ersten Elektrode und der
zweiten Elektrode kann zeitweise zwischen einem leitenden und einem
nichtleitenden Zustand wechseln, wenn eine Steuerelektrodenspannung
des Transistors gewechselt wird. Die Zenerdiode und der Kondensator
sind zwischen der ersten Elektrode und der zweiten Elektrode des
Transistors in Reihe geschaltet. Die erste Elektrode ist ein Drain
oder ein Kollektor. Die zweite Elektrode ist eine Source oder ein
Emitter.
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Bei
dem obigen Schaltkreis können
sowohl der Schaltverlust als auch die Stoßspannung derart begrenzt,
dass sie einen geringen Wert annehmen. Ferner weist der Transistor
einen geringen Durchlasswiderstand (oder eine geringe Durchlassspannung)
auf und ist die Anzahl von Teilen zum Bilden der Schaltung gering.
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Gemäß einer
dritten Ausgestaltung der vorliegenden Offenbarung weist ein Schaltkreis
auf: einen Transistor mit einer Hauptelektrode auf einer Hochspannungsseite,
eine Hauptelektrode auf einer Niederspannungsseite und einer Steuerelektrode, wobei
eine Energiequelle und einer Last zwischen die Hauptelektrode auf
der Hochspannungsseite und die Hauptelektrode auf der Niederspannungsseite
in Reihe geschaltet sind; eine Steuerschaltung zum Ausgeben einer
Spannung, die dazu ausgelegt ist, den Transistor ein- und auszuschalten,
wobei die Steuerschaltung mit der Steuerelektrode des Transistors
verbunden ist; eine Reihenschaltung aus einem ersten Kondensator
und einer ersten Diode, wobei die Reihenschaltung zwischen die Steuerelektrode
und die Hauptelektrode auf der Hochspannungsseite des Transistors
geschaltet ist, der erste Kondensator und die erste Diode in Reihe
geschaltet sind, eine Kathode der ersten Diode mit der Steuerelektrodenseite
verbunden ist und eine Anode der ersten Diode mit einer Hochspannungsseitenhauptelektrodenseite
verbunden ist; und eine Spannungssteuerschaltung. Die Spannungssteuerschaltung
ist mit einem Verbindungsabschnitt zwischen dem ersten Kondensator
und der ersten Diode verbunden. Die Spannungssteuerschaltung steuert
eine Spannung des Verbindungsabschnitts.
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Bei
der obigen Schaltung wird ein Timing zur Verlangsamung eine Änderungsspannung
einer in der Steuerelektrode des Transistors erzeugten Spannung
mit Hilfe der Spannungssteuerschaltung gesteuert, wenn der Transistor
ausgeschaltet wird. Wenn dieses Timing früher angepasst wird, kann die Stoßspannung
verringert werden. Ferner können
bei obigen Schaltung sowohl der Schaltverlust als auch die Stoßspannung
verringert werden, da die Änderungsgeschwindigkeit
der in der Steuerelektrode des Transistors erzeugten Spannung verlangsamt
wird, während
der Transistor ausgeschaltet wird.
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Gemäß einer
vierten Ausgestaltung der vorliegenden Offenbarung weist ein Schaltkreis
auf: einen Transistor mit einer ersten Elektrode, einer zweiten
Elektrode und einer Steuerelektrode, wobei der Transistor einen über die
erste Elektrode fließenden ersten
Elektrodenstrom in Übereinstimmung
mit einem an die Steuerelektrode gegebenen Signal steuert; einen
Kondensator; und eine Diode mit einem Anodenanschluss und einem
Kathodenanschluss. Die erste Elektrode des Transistors ist über den
Kondensator mit dem Anodenanschluss der Diode verbunden. Die Steuerelektrode
des Transistors ist mit dem Kathodenanschluss der Diode verbunden.
Die Steuerelektrode ist ein Gate oder eine Basis. Die erste Elektrode
ist ein Drain oder ein Kollektor.
-
Bei
der obigen Schaltung wird die Stoßspannung des den Transistor
aufweisenden Schaltkreises genau und stabil verringert.
-
Gemäß einer
fünften
Ausgestaltung der vorliegenden Offenbarung weist ein Schaltkreis
auf: einen Transistor mit einer ersten Elektrode, einer zweiten
Elektrode und einer Steuerelektrode, wobei der Transistor einen über die
erste Elektrode fließenden ersten
Elektrodenstrom in Übereinstimmung
mit einem an die Steuerelektrode gegebenen Signal steuert; einen
Kondensator; und eine Diode mit einem Anodenanschluss und einem
Kathodenanschluss. Die erste Elektrode des Transistors ist mit dem
Anodenanschluss der Diode verbunden. Die Steuerelektrode des Transistors
ist über
den Kondensator mit dem Kathodenanschluss der Diode verbunden. Die Steuerelektrode
ist ein Gate oder eine Basis. Die erste Elektrode ist ein Drain
oder ein Kollektor.
-
Bei
der obigen Schaltung wird die Stoßspannung des den Transistor
aufweisenden Schaltkreises genau und stabil verringert.
-
Gemäß einer
sechsten Ausgestaltung der vorliegenden Offenbarung weist eine Ansteuerschaltung
zur Ansteuerung eines Transistors einen variablen Widerstand auf.
Der Transistor weist eine Steuerelektrode, eine erste Elektrode
und eine zweite Elektrode auf. Der variable Widerstand ist elektrisch
mit der Steuerelektrode des Transistors verbunden. Der variable
Widerstand weist eine Sperrschicht auf, die sich in Übereinstimmung
mit einer Spannung zwischen der ersten Elektrode und der zweiten
Elektrode des Transistors ausdehnbar ist. Die Sperrschicht kann
einen Strompfad des variablen Widerstands steuern.
-
Bei
der obigen Ansteuerschaltung ist keine Schaltung erforderlich, um
einen Schwellenwert genau einzustellen, gleich einer Ein-/Aus-Operation
eines Halbleiterschaltelements. Folglich wird der Aufbau der obigen
Ansteuerschaltung vereinfacht. Bei der obigen Ansteuerschaltung
wird eine Breite des Strompfads des variablen Widerstands über die Sperrschicht
gesteuert, die in Übereinstimmung
mit der Spannung zwischen den Hauptelektroden des Transistors ausdehnbar
ist. Ferner wird der Schaltungsaufbau vereinfacht und werden die
Fertigungskosten der Schaltung verringert.
-
Gemäß einer
siebten Ausgestaltung der vorliegenden Offenbarung weist eine Ansteuerschaltung zur
Ansteuerung eines Transistors eine Steuerschaltung auf. Der Transistor
weist eine Steuerelektrode, eine Ausgangselektrode und eine Eingangselektrode auf,
und die Steuerschaltung steuert einen Steuerelektrodenwiderstandswert
des Transistors auf der Grundlage eines über die Steuerelektrode des
Transistors fließenden
Steuerstroms.
-
Bei
der obigen Ansteuerschaltung wird der Widerstandswert des Gatewiderstands
in dem Transistor auf der Grundlage des Gatestroms gesteuert, welcher
dem Betriebszustand des Transistors ausreichend entspricht. Folglich
kann die obige Ansteuerschaltung den Widerstandswert des Gatewiderstands
synchron zum Betrieb des Transistors steuern.
-
Die
obige und weitere Aufgaben, Eigenschaften und Vorteile der vorliegenden
Erfindung werden aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung,
die unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung gemacht wurde,
näher ersichtlich
sein. In der Zeichnung zeigt/zeigen:
-
1 einen
Schaltplan eines Schaltkreises einer ersten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung;
-
2 ein
Diagramm zeitlicher Änderungen von
Drainspannungen, die vor und nach einem Zeitpunkt auftreten, an
dem Transistoren der ersten Ausführungsform
und eines Vergleichsbeispiel ausgeschaltet werden;
-
3 ein
Diagramm zeitlicher Änderungen eines
Drainstroms und einer Drainspannung, die vor und nach einem Zeitpunkt
auftreten, an welchem der Transistor in einem Zustand, bei dem ein
Signalweg zwischen einem Drain und einem Gate des Transistors geöffnet ist,
ausgeschaltet wird;
-
4 ein
Diagramm zeitlicher Änderungen eines
Drainstroms und einer Drainspannung, die vor und nach einem Zeitpunkt
auftreten, an welchem der Transistor in einem Zustand, bei dem der
Signalweg zwischen dem Drain und dem Gate durch eine Reihenschaltung
aus einer Zenerdiode und einem Kondensator verbunden ist, ausgeschaltet
wird;
-
5 ein
Diagramm zeitlicher Änderungen eines
Drainstroms und einer Drainspannung, die vor und nach einem Zeitpunkt
auftreten, an welchem der Transistor in einem Zustand, bei dem der
Signalweg zwischen dem Drain und dem Gate durch die Reihenschaltung
aus der Zenerdiode und dem Kondensator verbunden ist, ausgeschaltet
wird, wobei sich eine Zenerspannung der Zenerdiode von der der 4 unterscheidet;
-
6 ein
Diagramm eines Verhältnisses zwischen
Schaltverlusten und Stoßspannungen
der ersten Ausführungsform
und des Vergleichsbeispiels;
-
7 einen
Schaltplan eines Schaltkreises einer zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
-
8 ein
Diagramm zeitlicher Änderungen von
Drainspannungen, die vor und nach einem Zeitpunkt auftreten, an
dem Transistoren der zweiten Ausführungsform und des Vergleichsbeispiel
ausgeschaltet werden;
-
9 ein
Diagramm zeitlicher Änderungen eines
Drainstroms und einer Drainspannung, die vor und nach einem Zeitpunkt
auftreten, an welchem der Transistor in einem Zustand, bei dem ein
Signalweg zwischen einem Drain und einem Gate. durch eine Reihenschaltung
aus einer Zenerdiode und einem Kondensator verbunden ist, ausgeschaltet
wird;
-
10 ein Diagramm zeitlicher Änderungen eines Drainstroms
und einer Drainspannung, die vor und nach einem Zeitpunkt auftreten,
an welchem der Transistor in einem Zustand, bei dem der Pfad zwischen
dem Drain und dem Gate durch die Reihenschaltung aus der Zenerdiode
und dem Kondensator verbunden ist, ausgeschaltet wird, wobei sich
eine Zenerspannung der Zenerdiode von der der 9 unterscheidet;
-
11 ein Diagramm eines Verhältnisses zwischen Schaltverlusten
und Stoßspannungen
der zweiten Ausführungsform
und des Vergleichsbeispiels;
-
12A eine Schnittansicht eines Halbleitersubstrats,
in dem ein Transistor, eine Zenerdiode und ein Kondensator eines
Schaltkreises einer dritten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung gebildet sind, und 12B einen Schaltplan eines Ersatzschaltbildes
der 12A;
-
13 eine Schnittansicht eines Halbleitersubstrats,
in dem ein Transistor, eine Zenerdiode und ein Kondensator eines
Schaltkreises gemäß einer Modifikation
der dritten Ausführungsform
gebildet sind;
-
14 eine Schnittansicht eines Halbleitersubstrats,
in dem ein Transistor, eine Zenerdiode und ein Kondensator eines
Schaltkreises gemäß einer weiteren
Modifikation der dritten Ausführungsform gebildet
sind;
-
15 eine Schnittansicht eines Halbleitersubstrats,
in dem ein Transistor, eine Zenerdiode und ein Kondensator eines
Schaltkreises gemäß einer weiteren
Modifikation der dritten Ausführungsform gebildet
sind;
-
16A eine Schnittansicht eines Halbleitersubstrats,
in dem ein Transistor; eine Zenerdiode und ein Kondensator eines
Schaltkreises gemäß einer
weiteren Modifikation der dritten Ausführungsform gebildet sind, und 16B einen Schaltplan eines Ersatzschaltbildes
der 16A;
-
17 einen Basisschaltplan eines Schaltkreises einer
vierten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
-
18A ein Diagramm einer Änderung einer Spannung einer
Drainelektrode eines Transistors in einem Schaltkreis, in dem keine
Stoßspannungsmessschaltung
vorgesehen ist, 18B ein Diagramm einer Änderung
einer Spannung einer Drainelektrode eines Transistors in einem Schaltkreis,
in dem einzig eine Reihenschaltung innerhalb der Stoßspannungsmessschaltung
vorgesehen ist, und 18C ein Diagramm einer Änderung
einer Spannung einer Drainelektrode eines Transistors in dem Schaltkreis
der vierten Ausführungsform;
-
19 einen Basisschaltplan eines Schaltkreises der
vierten Ausführungsform;
-
20A ein Diagramm zeitlicher Änderungen einer Spannung VG
einer Gateelektrode des Transistors, einer Spannung VD der Drainelektrode D
und von Spannungen V1 und V2 in dem Schaltkreis der vierten Ausführungsform;
und 20B ein Diagram zeitlicher Änderungen
eines Drainstroms ID des Transistors und von Strömen I1 und I2 in dem Schaltkreis
der vierten Ausführungsform;
-
21 ein Diagramm einer Änderung einer Spannung der
Drainelektrode in einer Übergangsphase
bei einem Ausschalten des Transistors;
-
22 ein Diagramm einer Änderung eines Drainstroms in
der Übergangsphase
bei einem Ausschalten des Transistors;
-
23 ein Diagramm eines Verhältnisses zwischen einem Ausschaltverlust
und einer Stoßspannung
des Schaltkreises der vierten Ausführungsform;
-
24A ein Diagramm zeitlicher Änderungen einer Spannung VG
einer Gateelektrode, einer Spannung VD einer Drainelektrode D eines
Transistors und von Spannungen V1 und V2 in einem Schaltkreis eines
Vergleichsbeispiels 1; und
-
24B ein Diagram zeitlicher Änderungen eines Drainstroms
ID eines Transistors und von Strömen
I1 und I2 in dem Schaltkreis des Vergleichsbeispiels 1;
-
25A ein Diagramm zeitlicher Änderungen einer Spannung VG
einer Gateelektrode, einer Spannung VD einer Drainelektrode D eines
Transistors und von Spannungen V1 und V2 in einem Schaltkreis eines
Vergleichsbeispiels 2; und 25B ein Diagram
zeitlicher Änderungen
eines Drainstroms ID eines Transistors und von Strömen I1 und
I2 in dem Schaltkreis des Vergleichsbeispiels 2;
-
26A ein Diagramm zeitlicher Änderungen einer Spannung VG
einer Gateelektrode, einer Spannung VD einer Drainelektrode D eines
Transistors und von Spannungen V1 und V2 in einem Schaltkreis eines
Vergleichsbeispiels 3; und 26B ein Diagram
zeitlicher Änderungen
eines Drainstroms ID eines Transistors und von Strömen I1 und
I2 in dem Schaltkreis des Vergleichsbeispiels 3;
-
27 einen Schaltplan eines Schaltkreises, in dem
nur eine Reihenschaltung vorgesehen ist;
-
28 einen Schaltplan eines Schaltkreises gemäß einer
fünften
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
-
29 einen Schaltplan eines Ersatzschaltbildes des
Schaltkreises der fünften
Ausführungsform;
-
30 ein Diagramm einer zeitlichen Änderung
eines Stroms, der über
eine Diode fließt,
wenn ein Transistor ausgeschaltet wird;
-
31 ein Diagramm einer zeitlichen Änderung
einer Gatespannung, wenn der Transistor ausgeschaltet wird;
-
32 ein Diagramm einer zeitlichen Änderung
einer Gatespannung, wenn der Transistor ausgeschaltet wird;
-
33 ein Diagramm eines Verhältnisses zwischen einem Ausschaltverlust
und einer Stoßspannung;
-
34 einen Schaltplan einer eine Stoßspannungsunterdrückungsschaltung
aufweisenden Lastansteuerschaltung;
-
35 ein Diagramm einer zeitlichen Änderung
der Drainspannung, wenn die herkömmliche Lastansteuerschaltung
ausgeschaltet wird;
-
36A eine Schnittansicht eines Hauptabschnitts
eines Halbleitersubstrats, in dem ein Transistor, eine Diode und
ein Kondensator des Schaltkreises gemäß der fünften Ausführungsform gebildet sind; und 36B einen Schaltplan eines Ersatzschaltbildes
des Schaltkreises;
-
37 eine Schnittansicht eines Hauptabschnitts des
Halbleitersubstrats, in dem ein Transistor, eine Diode und ein Kondensator
gemäß einer Modifikation
des Schaltkreises der fünften
Ausführungsform
gebildet sind;
-
38 eine Schnittansicht eines Hauptabschnitts des
Halbleitersubstrats, in dem ein Transistor, eine Diode und ein Kondensator
gemäß einer weiteren
Modifikation des Schaltkreises der fünften Ausführungsform gebildet sind;
-
39 eine Schnittansicht eines Hauptabschnitts des
Halbleitersubstrats, in dem ein Transistor, eine Diode und ein Kondensator
gemäß einer weiteren
Modifikation des Schaltkreises der fünften Ausführungsform gebildet sind;
-
40 eine Schnittansicht eines Hauptabschnitts des
Halbleitersubstrats, in dem ein Transistor, eine Diode und ein Kondensator
gemäß einer weiteren
Modifikation des Schaltkreises der fünften Ausführungsform gebildet sind;
-
41 eine Schnittansicht eines Hauptabschnitts des
Halbleitersubstrats, in dem ein Transistor, eine Diode und ein Kondensator
gemäß einer weiteren
Modifikation des Schaltkreises der fünften Ausführungsform gebildet sind;
-
42A eine Schnittansicht eines Hauptabschnitts
des Halbleitersubstrats, in dem ein Transistor, eine Diode und ein
Kondensator gemäß einer Modifikation
des Schaltkreises der fünften
Ausführungsform
gebildet sind; und 42B einen Schaltplan eines
Ersatzschaltbildes des Schaltkreises;
-
43 eine Schnittansicht eines Hauptabschnitts des
Halbleitersubstrats, in dem ein Transistor, eine Diode und ein Kondensator
gemäß einer weiteren
Modifikation des Schaltkreises der fünften Ausführungsform gebildet sind;
-
44 eine Schnittansicht eines Hauptabschnitts des
Halbleitersubstrats, in dem ein Transistor, eine Diode und ein Kondensator
gemäß einer weiteren
Modifikation des Schaltkreises der fünften Ausführungsform gebildet sind;
-
45 eine Schnittansicht eines Hauptabschnitts des
Halbleitersubstrats, in dem ein Transistor, eine Diode und ein Kondensator
gemäß einer weiteren
Modifikation des Schaltkreises der fünften Ausführungsform gebildet sind;
-
46 einen Schaltplan eines Basisaufbaus einer Ansteuerschaltung
gemäß einer
sechsten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
-
47A bis 47E Diagramm
von Betriebswellenformen der Ansteuerschaltung der sechsten Ausführungsform;
-
48 einen Schaltplan eines genauen Aufbaus der
Ansteuerschaltung der sechsten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung;
-
49A bis 49C Schnittansichten
von Zuständen
von Sperrschichten, die in einem Abschnürwiderstand der sechsten Ausführungsform
erweitert/verdichtet werden;
-
50 ein Diagramm eines Verhältnisses zwischen einem Widerstandswert
des Abschnürwiderstands
und einer an den Abschnürwiderstand
gelegten Spannung gemäß der sechsten
Ausführungsform;
-
51 ein Diagramm eines Simulationsergebnisses der
Ansteuerschaltung der sechsten Ausführungsform;
-
52 ein Diagramm eines Simulationsergebnisses einer
Ansteuerschaltung eines Vergleichsbeispiels;
-
53 ein Diagramm eines Verhältnisses zwischen einer Stoßspannung
und einem Ausschaltverlust einer Ansteuerschaltung gemäß einer
sechsten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
-
54 einen Schaltplan eines genauen Aufbaus einer
Modifikation der Ansteuerschaltung der sechsten Ausführungsform;
-
55 einen Schaltplan eines genauen Aufbaus einer
weiteren Modifikation einer Ansteuerschaltung einer siebten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
-
56 ein Diagramm eines Verhältnisses zwischen einem Widerstandswert
eines Abschnürwiderstands
und einer an den Abschnürwiderstand
gelegten Spannung gemäß einer
Modifikation der siebten Ausführungsform;
-
57 ein Diagramm eines Simulationsergebnisses einer
Ansteuerschaltung einer Modifikation der siebten Ausführungsform;
-
58 ein Diagramm eines Verhältnisses zwischen einer Stoßspannung
und einem Ausschaltverlust einer Ansteuerschaltung gemäß einer
Modifikation der siebten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
-
59 eine Perspektivansicht eines Abschnürwiderstands
einer achten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung;
-
60 eine Draufsicht auf ein Layout eines Halbleitersubstrats
gemäß der achten
Ausführungsform;
-
61 eine Schnittansicht des Halbleitersubstrats
der achten Ausführungsform
entlang der Linie LXI-LXI der 60;
-
62 eine Schnittansicht des Halbleitersubstrats
der achten Ausführungsform
entlang der Linie LXII-LXII der 60;
-
63 eine Draufsicht auf ein Beispiel einer Zenerdiode
gemäß einer
neunten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung;
-
64 eine Draufsicht auf ein weiteres Beispiel der
Zenerdiode gemäß der neunten
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
-
65A bis 65E Diagramme
von Betriebswellenformen der herkömmlichen Ansteuerschaltung;
-
66 einen Schaltplan eines Aufbaus einer Ansteuerschaltung
gemäß einer
zehnten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
-
67A bis 67E Diagramme
von Betriebswellenformen eines in der zehnten Ausführungsform eingesetzten
Transistors;
-
68 einen Schaltplan eines Aufbaus einer einen
p-MOSFET einsetzenden Ansteuerschaltung;
-
69 ein Diagramm einer Änderung einer Drain-Source-Spannung
eines Transistors, der von der den p-MOSFET verwendenden Ansteuerschaltung
angesteuert wird;
-
70 ein Diagramm eines Verhältnisses zwischen einer Stoßspannung
und einem Ausschaltverlust eines Transistors, der von der den p-MOSFET verwendenden
Ansteuerschaltung angesteuert wird;
-
71 ein Diagramm einer Änderung einer Drain-Source-Spannung
eines Transistors, wenn ein Widerstandswert eines zweiten Widerstands
in der den p-MOSFET
verwendenden Ansteuerschaltung geändert wird;
-
72 ein Diagramm eines Verhältnisses zwischen einer Stoßspannung
und einem Ausschaltverlust eines Transistors, wenn der Widerstandswert des
zweiten Widerstands in der den p-MOSFET verwendenden Ansteuerschaltung
geändert
wird;
-
73 ein Diagramm einer Änderung einer Drain-Source-Spannung
eines Transistors, wenn ein Schwellenwert des p-MOSFET in der den
p-MOSFET verwendenden Ansteuerschaltung geändert wird;
-
74 ein Diagramm eines Verhältnisses zwischen einer Stoßspannung
und einem Ausschaltverlust eines Transistors, wenn der Schwellenwert des
p-MOSFET in der den p-MOSFET verwendenden Ansteuerschaltung geändert wird;
-
75 einen Schaltplan eines Aufbaus einer Ansteuerschaltung
unter Verwendung eines n-MOSFET;
-
76 ein Diagramm einer Änderung einer Drain-Source-Spannung
eines Transistors, wenn ein Widerstandswert eines zweiten Widerstands
in der den n-MOSFET
verwendenden Ansteuerschaltung geändert wird;
-
77 ein Diagramm eines Verhältnisses zwischen einer Stoßspannung
und einem Ausschaltverlust eines Transistors, wenn der Widerstandswert des
zweiten Widerstands in der den n-MOSFET verwendenden Ansteuerschaltung
geändert
wird;
-
78 ein Diagramm einer Änderung einer Drain-Source-Spannung
eines Transistors, wenn ein Schwellenwert des n-MOSFET in der den
n-MOSFET verwendenden Ansteuerschaltung geändert wird; und
-
79 ein Diagramm eines Verhältnisses zwischen einer Stoßspannung
und einem Ausschaltverlust eines Transistors, wenn der Schwellenwert des
n-MOSFET in der den n-MOSFET verwendenden Ansteuerschaltung geändert wird.
-
(Erste Ausführungsform)
-
1 zeigt
einen Hauptabschnitt eines Schaltkreises 1 gemäß einer
ersten Ausführungsform
der vorliegenden Offenbarung. Der Schaltkreis 1 weist eine
Gleichstromversorgung PS, einen Lastwiderstand R1 und einen Transistor
(MOSFET) 5 auf, die in Reihe geschaltet sind. Der Schaltkreis 1 weist ferner
eine Kapazitätskomponente
C1, eine Widerstandskomponente R2 und eine Streuinduktivitätskomponente
L, die durch eine Verdrahtungsleitung verursacht wird, und dergleichen
auf. Wenn ein zwischen den Hauptelektroden (Drain D und Source S) des
Transistors 5 fließender
Strom durch die Streuinduktivitätskomponente
L schnell geändert
wird, wird zwischen den Hauptelektroden des Transistors 5 eine
hohe Stoßspannung
erzeugt, die folglich den Transistor 5 beschädigen oder
ein Rauschen hervorrufen kann, das gegebenenfalls andere Anwendungen
nachteilig beeinflusst.
-
Der
Transistor 5 ist ein unipolarer Transistor, dessen Drain
D mit der Seite hohen Potentials und dessen Source S mit der Seite
niedrigen Potentials verbunden ist. Eine Gatespannungssteuerschaltung 3 ist
mit einem Gate G des Transistors 5 verbunden. Die Gatespannungssteuerschaltung 3 gibt
solch eine Gatespannung aus. Diese Gatespannung wird mit einer hohen
Frequenz zwischen einem Potential, bei welchem der Transistor 5 leitend
wird, und einem anderen Potential, bei welchem der Transistor 5 sperrt, invertiert.
-
Ein
Signalweg zwischen dem Drain D und dem Gate G des Transistors 5 ist
durch eine Reihenschaltung aus einer Zenerdiode 9 und einem
Kondensator 7 verbunden. Eine Kathode der Zenerdiode 9 ist
mit dem Drain D des Transistors 5 verbunden, und eine Anode
der Zenerdiode 9 ist über
einen Kondensator 7 mit dem Gate G des Transistors 5 verbunden.
Während
der Transistor 5 sperrt, liegt ein Potential des Drains
D über
einem Potential des Gate G, so dass eine Sperrvorspannung an die
Zenerdiode 9 gelegt wird.
-
2 zeigt
eine zeitliche Änderung
einer Drainspannung "Vd", die vor und nach
einem Ausschalten des Transistors 5 der 1 erzeugt
wird. Bei diesem Beispiel impliziert eine Drainspannung "Vd" eine Spannung zwischen
dem Drain D und der Source S des Transistors 5 (Drain-Source-Spannung).
Da die Sourcespannung nachstehend als Referenzspannung (Null Volt)
bezeichnet wird, wird eine Drain-Source-Spannung
nachstehend als Drainspannung "Vd" bezeichnet. Eine
Abszisse der 2 zeigt eine Zeit (μs) und eine
Ordinate der 2 eine Spannung an. In der 2 wird
der Transistor 5 bei einem Zeitpunkt von 1.53 μs ausgeschaltet.
Wenn der Transistor 5 eingeschaltet wird, wird die Drainspannung
Vd auf eine Energieversorgungsspannung (in diesem Fall 100 V) erhöht.
-
Die 3 bis 5 zeigen
zeitliche Änderungen
von Drainspannungen "Vd" und Drainströmen "Id", die vor und nach
einem Ausschalten des Transistors 5 der 1 erzeugt
werden. In diesem Fall impliziert ein Drainstrom "id" einen zwischen dem Drain
D und der Source S des Transistors 5 fließenden Strom
(Drain-Source-Strom). Die Abszissen der 3 bis 5 zeigen
eine Zeit (μs),
die linken Ordinaten Ströme
und die rechten Ordinaten Spannungen an. Der Transistor 5 wird
auch in den 3 bis 5 bei
einem Zeitpunkt von 1.53 μs
ausgeschaltet. Wenn der Transistor 5 ausgeschaltet wird,
wird der Drainstrom Id auf Null verringert.
-
Eine
Kennlinie "Vd-1" der 2 zeigt
eine zeitliche Änderung
einer Drainspannung Vd eines Vergleichsbeispiels für einen
Vergleich mit der ersten Ausführungsform.
Der Schaltkreis des Vergleichsbeispiels entspricht einem Fall, bei
welchem die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 und dem
Kondensator 7 nicht zwischen dem Drain D und dem Gate G des
Transistors 5 vorgesehen ist. Bei dem Schaltkreis des Vergleichsbeispiels überschreitet
die Drainspannung Vd die Energieversorgungsspannung (100 V) und
wird in hohem Maße
erhöht
und anschließend an
die Energieversorgungsspannung angenähert, während die Drainspannung schwingt.
Eine Stoßspannung
Vs kann durch eine Differenz zwischen einem Höchstwert solch einer Drainspannung
Vd, der erzeugt wird, nachdem der Transistor 5 ausgeschaltet
wird, und einer Drainspannung Vd definiert werden, die nach einem
Ausschalten des Transistors 5 stabil wird. Bei dem Schaltkreis
des Vergleichsbeispiels wird, wie durch die Kennlinie Vd-1 der 2 gezeigt,
eine hohe Stoßspannung "Vs-1" erzeugt.
-
3 zeigt
eine zeitliche Änderung
des Drainstroms Id des Schaltkreises des Vergleichsbeispiels kombiniert
mit der zeitlichen Änderung
der Drainspannung.
-
Ein
Schaltverlust entspricht einem Wert, der erhalten wird, indem Absolutwerte
von Drainspannungen "Vd" oder Drainströmen "Id" bezüglich einer Zeitspanne
auf das Ausschaltens des Transistors 5 folgend bis zu einer
Stabilisierung des Drainstroms Id hin integriert werden.
-
Bei
dem Schaltkreis des Vergleichsbeispiels ist ein Schaltverlust gering,
da sowohl die Drainspannung Vd als auch der Drainstrom Id schnell
geändert werden.
-
6 zeigt
ein Simulationsergebnis eines Schaltverlusts (Abszisse) und einer
Stoßspannung Vd
(Ordinate). Ein Punkt "VIA" der 6 zeigt
ein Simulationsergebnis für
den Fall, bei dem ein Signalweg zwischen einem Drain D und einem
Gate G eines MOSFET geöffnet
ist, wobei eine Stoßspannung verglichen
mit den Ergebnissen 2 und 3 der ersten Ausführungsform (werden nachstehend
noch beschrieben) hoch ist.
-
Eine
in der 6 gezeigte Hyperbel beschreibt
ein Simulationsergebnis bezüglich
von Schaltverlusten und Stoßspannungen
für den
Fall, bei dem verschiedene MOSFET verwendet werden, wobei es sich
um derzeit handelsübliche
MOSFETs handelt. Es ist ein deutliches Ausgleichsverhältnis zwischen
den Schaltverlusten und den Stoßspannungen
gezeigt.
-
Der
Punkt "VIA" liegt auf der Ausgleichskennlinie.
-
Eine
in der 2 gezeigte Kennlinie "Vd-2" beschreibt eine
zeitliche Änderung
einer Drainspannung für
den Fall, bei welchem der Signalweg zwischen dem Drain D und dem
Gate G des Transistors 5 durch eine Reihenschaltung aus
einer Zenerdiode 9 mit einer Zenerspannung von 90 V und
einem Kondensator 7 mit einer Kapazität von 1 nF verbunden ist. Aus
dieser Kennlinie wird ersichtlich, dass eine Änderungsgeschwindigkeit der
Drainspannung Vd vor und nach einem Punkt "P1" geändert wird.
Vor diesem Punkt "P1" wird die Drainspannung
Vd schnell geändert,
wohingegen die Änderung
der Drainspannung Vd nach dem Punkt Pa verlangsamt wird. In diesem
Fall entspricht der Zeitpunkt "P1" einem Punkt, an
welchem die Drain-Gate-Spannung einen
Wert von 90 V annimmt, so dass die Zenerdiode 9 niederohmig
wird (Durchbruch).
-
Wenn
die Zenerdiode 9 an dem Zeitpunkt P1 niederohmig wird,
wird eine Gatespannung (obgleich diese Spannung die Gate-Source-Spannung
ist, die die Sourcespannung die Referenzspannung bildet, wird diese
Spannung einfach als "Gatespannung" bezeichnet) durch
die Drainspannung beeinflusst, so dass diese Spannung erhöht wird.
Die sich erhöhende
Gatespannung kann alternativ die Ausschaltgeschwindigkeit des Transistors 5 verzögern und
alternativ die Erhöhungsgeschwindigkeit
der Drainspannung Vd und die Verringerungsgeschwindigkeit des Drainstroms
Id verlangsamen, um die Stoßspannung auf
eine geringere Stoßspannung
zu unterdrücken.
-
Auf
den Zeitpunkt P1 folgend wird die Änderung der Drainspannung Vd
verlangsamt, so dass eine Stoßspannung "Vs-2" (siehe 4)
unterdrückt werden
kann.
-
In
der 4 wird die nachstehend erwähnte zeitliche Änderung
zusammen mit der zeitlichen Änderung
der Drainspannung Vd, d. h. der zeitlichen Änderung des Drainstroms "Id" für den Fall
beschrieben, bei welchem die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 mit
der Zenerspannung von 90 V und dem Kondensator 7 mit der
Kapazität
von 1 nf verwendet wird.
-
Wenn
der Signalweg zwischen dem Drain D und dem Gate G des Transistors 5 durch
die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 mit der Zenerspannung
von 90 V und dem Kondensator 7 mit der Kapazität von 1
nf verbunden ist, wird sowohl eine Änderung der Drainspannung Vd
als auch eine Änderung des
Drainstroms Id auf diesen Zeitpunkt P1 folgend verlangsamt. Dies
führt dazu,
dass ein Schaltverlust leicht erhöht wird. Vor dem Zeitpunkt
P1 findet jedoch keine Beeinflussung durch den Kondensator 7 statt, sondern
wird sowohl die Drainspannung Vd als auch der Drainstrom Id schnell
geändert.
Dies führt
dazu, dass ein erhöhter
Betrag des Schaltverlusts innerhalb eines geringen Betragsbereichs
aufrechterhalten werden kann.
-
Ein
Punkt "VIB" der 6 zeigt
ein Simulationsergebnis für
einen Fall, bei welchem der Signalweg zwischen dem Drain D und dem
Gate G des Transistors 5 durch die Reihenschaltung aus
der Zenerdiode 9 mit der Zenerspannung von 90 V und dem Kondensator 7 mit
der Kapazität
von 1 nf verbunden ist.
-
Obgleich
ein Schaltverlust dieses Punkts VIB verglichen mit dem des Punkts
VIA leicht erhöht
ist, wird eine Stoßspannung
deutlich unterdrückt.
Verglichen mit der herkömmlichen
Schaltung, bei welcher die Signalwege zwischen den Drains und den
Gates der verschiedenen Arten der derzeit handelsüblichen MOSFETs
geöffnet
sind, kann der Schaltverlust dann, wenn die Stoßspannung Vs gleichwertig aufrechterhalten
wird, auf einen geringeren Schaltverlust als bei der herkömmlichen
Schaltung unterdrückt werden,
wohingegen die Stoßspannung
Vs dann, wenn der Schaltverlust gleichwertig aufrechterhalten wird,
auf eine geringere Stoßspannung
als bei der herkömmlichen
Schaltung unterdrückt
werden kann.
-
Eine
Kennlinie "Vd-3" der 2 beschreibt eine
zeitliche Änderung
einer Drainspannung Vd für einen
Fall, bei welchem der Signalweg zwischen dem Drain D und dem Gate
G des Transistors 5 durch eine Reihenschaltung aus einer
Zenerdiode 9 mit der Zenerspannung von 50 V und einem Kondensator 7 mit der
Kapazität
von 1 nf verbunden ist. Aus dieser Kennlinie wird ersichtlich, dass
eine Änderungsgeschwindigkeit
der Drainspannung Vd vor und nach einem Punkt "P2" geändert wird.
Vor diesem Punkt "P2" wird die Drainspannung
Vd schnell geändert, wohingegen
die Änderung
der Drainspannung Vd nach dem Punkt P2 verlangsam wird. In diesem
Fall entspricht der Punkt "P2" einem Punkt, bei
welchem die Drain-Gate-Spannung einen Wert von 50 V annimmt, so
dass die Zenerdiode 9 niederohmig wird (Durchbruch).
-
Auf
den Punkt P2 folgend wird die Änderung der
Drainspannung Vd verlangsamt, so dass eine Stoßspannung "Vs-3" (siehe 5)
unterdrückt
werden kann.
-
In
der 5 wird die nachstehend erwähnte zeitliche Änderung
zusammen mit der zeitlichen Änderung
der Drainspannung, d. h. der zeitlichen Änderung des Drainstroms "Id" für den Fall
beschrieben, bei welchem die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 mit
der Zenerspannung von 50 V und dem Kondensator 7 mit der
Kapazität
von 1 nf verwendet wird.
-
Wenn
der Signalweg zwischen dem Drain D und dem Gate G des Transistors 5 durch
die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 mit der Zenerspannung
von 50 V und dem Kondensator 7 mit der Kapazität von 1
nf verbunden ist, wird sowohl eine Änderung der Drainspannung Vd
als auch eine Änderung des
Drainstroms Id auf den Zeitpunkt P2 folgend verlangsamt. Dies führt dazu,
dass ein Schaltverlust erhöht
wird. Vor dem Zeitpunkt P2 findet jedoch keine Beeinflussung durch
den Kondensator 7 statt, sondern wird sowohl die Drainspannung
Vd als auch der Drainstrom Id schnell geändert. Dies führt dazu,
dass ein erhöhter
Betrag des Schaltverlusts innerhalb eines geringen Betragsbereichs
aufrechterhalten wird.
-
Ein
Punkt "VIC" der 6 zeigt
ein Simulationsergebnis für
einen Fall, bei welchem der Signalweg zwischen dem Drain D und dem
Gate G des Transistors 5 durch die Reihenschaltung aus
der Zenerdiode 9 mit der Zenerspannung von 50 V und dem Kondensator 7 mit
der Kapazität
von 1 nf verbunden ist.
-
Verglichen
mit dem Punkt "VIB" ist eine Stoßspannung
weiter unterdrückt,
obgleich ein Schaltverlust dieses Punkts "VIC" leicht
erhöht
ist.
-
Wenn
eine Zenerdiode verwendet wird, deren Zenerspannung annähernd 0.5
bis 1.0 mal über einer
an ein Drain und eine Source eines Transistors gelegten Spannung
liegt, wenn der Transistor ausgeschaltet wird (impliziert, dass
der Transistor im ausgeschalteten Zustand stabil ist), kann folgendes
aufgezeigt werden. D. h., sowohl eine Stoßspannung als auch ein Schaltverlust
können
in einem besser ausgeglichenen Zustand unterdrückt werden. Wenn die Stoßspannung
deutlich unterdrückt
wird, sollte vorzugsweise eine Zenerdiode mit einer geringen Zenerspannung
verwendet werden. Wenn eine Erhöhung
des Schaltverlusts deutlich unterdrückt wird, sollte vorzugsweise
eine Zenerdiode mit einer höheren
Zenerspannung verwendet werden.
-
Eine
in der 2 gezeigte Kennlinie "Vd-4" beschreibt eine
zeitliche Änderung
einer Drainspannung Vd für
einen Fall, bei welchem der Signalweg zwischen dem Drain D und dem
Gate G des Transistors 5 durch einen Kondensator 7 mit
einer Kapazität von
1 nf verbunden ist. In diesem Fall wird die Zenerdiode 9 nicht
verwendet.
-
Aus
der Kennlinie wird ersichtlich, dass sich die Drainspannung Vd während einer
Zeitspanne zwischen einem Beginn eines Ausschaltens des Transistors 5 bis
zur Stabilisierung des Transistors 5 im ausgeschalteten
Zustand langsam ändert.
Dies führt
dazu, dass der Schaltverlust deutlich erhöht wird, obgleich die Stoßspannung
Vs unterdrückt
wird.
-
Ein
Punkt "VID" der 6 zeigt
ein Simulationsergebnis für
den Fall, bei welchem der Signalweg zwischen dem Drain D und dem
Gate G des Transistors 5 durch den Kondensator 7 mit
der Kapazität
von 1 nf verbunden ist.
-
Ein
Schaltverlust dieses Punkts VID ist verglichen mit den Schaltverlusten
der Punkte VIB und VIC erhöht.
Es wird ersichtlicht, dass es effektiv ist, eine Zenerdiode 9 zu
verwenden.
-
Es
sollte beachtet werden, dass die Zenerdiode 9 vorzugsweise
eine geringe Streukapazität
aufweist. Wenn die Streukapazität
der Zenerdiode 9 gering ist, kann sowohl eine Spannungsänderung
als auch eine Stromänderung
kurz nach einem Ausschalten des Transistors 5 bei einer
hohen Geschwindigkeit aufrechterhalten werden. Wenn solch eine Zenerdiode 9 mit
einer geringen Streukapazität verwendet
wird, kann ein Schaltverlust auf einen geringen Wert unterdrückt werden.
-
(Zweite Ausführungsform)
-
7 zeigt
einen Hauptabschnitt eines Schaltkreises 10 gemäß einer
zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Offenbarung. Der Schaltkreis 1 weist eine
Gleichstromversorgung PS, einen Lastwiderstand R1 und einen Transistor
(MOSFET) 5 auf, die in Reihe geschaltet sind. Der Schaltkreis 10 weist ferner
eine Kapazitätskomponente
C1, eine Widerstandskomponente R2 und eine Streuinduktivitätskomponente
L, die durch eine Verdrahtungsleitung verursacht wird, und dergleichen
auf. Wenn ein zwischen den Hauptelektroden (Drain D und Source S) des
Transistors 5 fließender
Strom durch die Streuinduktivitätskomponente
L schnell geändert
wird, wird zwischen den Hauptelektroden des Transistors 5 eine
hohe Stoßspannung
erzeugt, die folglich den Transistor 5 beschädigen oder
ein Rauschen hervorrufen kann, das gegebenenfalls andere Anwendungen
nachteilig beeinflusst.
-
Der
Transistor 5 ist ein unipolarer Transistor, dessen Drain
D mit der Seite hohen Potentials und dessen Source S mit der Seite
niedrigen Potentials verbunden ist. Eine Gatespannungssteuerschaltung 3 ist
mit einem Gate G des Transistors 5 verbunden. Die Gatespannungssteuerschaltung 3 gibt
solch eine Gatespannung aus. Diese Gatespannung wird mit einer hohen
Frequenz zwischen einem Potential, bei welchem der Transistor 5 leitend
wird, und einem anderen Potential, bei welchem der Transistor 5 sperrt, invertiert.
-
Ein
Signalweg zwischen dem Drain D und der Source S des Transistors 5 ist
durch eine Reihenschaltung aus einer Zenerdiode 9 und einem
Kondensator 7 verbunden. Eine Kathode der Zenerdiode 9 ist
mit dem Drain D des Transistors 5 verbunden, und eine Anode
der Zenerdiode 9 ist über
einen Kondensator 7 mit der Source S des Transistors 5 verbunden.
Während
der Transistor 5 sperrt, liegt ein Potential des Drains
D über
einem Potential der Source S, so dass eine Sperrvorspannung an die
Zenerdiode 9 gelegt wird.
-
8 zeigt
eine zeitliche Änderung
einer Drainspannung "Vd", die vor und nach
einem Ausschalten des Transistors 5 der 7 erzeugt
wird. Bei diesem Beispiel impliziert eine Drainspannung "Vd" eine Spannung zwischen
dem Drain D und der Source S des Transistors 5 (Drain-Source-Spannung).
Eine Abszisse der 8 zeigt eine Zeit (μs) und eine
Ordinate der 8 eine Spannung an. In der 8 wird
der Transistor 5 bei einem Zeitpunkt von 1.53 μs ausgeschaltet.
Wenn der Transistor 5 eingeschaltet wird, wird die Drainspannung
Vd auf eine Energieversorgungsspannung (in diesem Fall 100 V) erhöht.
-
Die 9 und 10 zeigen
zeitliche Änderungen
von Drainspannungen "Vd" und Drainströmen "Id", die vor und nach
einem Ausschalten des Transistors 5 der 7 erzeugt
werden. In diesem Fall impliziert ein Drainstrom "id" einen zwischen dem Drain
D und der Source S des Transistors 5 fließenden Strom
(Drain-Source-Strom). Die Abszissen der 9 und 10 zeigen
eine Zeit (μs),
die linken Ordinaten Ströme
und die rechten Ordinaten Spannungen an. Der Transistor 5 wird
auch in den 9 und 10 bei
einem Zeitpunkt von 1.53 μs
ausgeschaltet. Wenn der Transistor 5 ausgeschaltet wird,
wird der Drainstrom Id auf Null verringert.
-
Eine
Kennlinie "Vd-1" der 8 zeigt
eine zeitliche Änderung
einer Drainspannung Vd eines Vergleichsbeispiels für einen
Vergleich mit der zweiten Ausführungsform.
Der Schaltkreis des Vergleichsbeispiels entspricht einem Fall, bei
welchem die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 und dem Kondensator 7 nicht
zwischen dem Drain D und der Source S des Transistors 5 vorgesehen
ist. Bei dem Schaltkreis des Vergleichsbeispiels überschreitet
die Drainspannung Vd die Energieversorgungsspannung (100 V) und
wird in hohem Maße
erhöht
und anschließend
an die Energieversorgungsspannung angenähert, während die Drainspannung schwingt. Eine
Stoßspannung
Vs kann durch eine Differenz zwischen einem Höchstwert solch einer Drainspannung
Vd, der erzeugt wird, nachdem der Transistor 5 ausgeschaltet
wird, und einer Drainspannung Vd definiert werden, die nach einem
Ausschalten des Transistors 5 stabil wird. Bei dem Schaltkreis
des Vergleichsbeispiels wird, wie durch die Kennlinie Vd-1 der 8 gezeigt,
eine hohe Stoßspannung "Vs-1" erzeugt.
-
Bei
dem Schaltkreis des Vergleichsbeispiels ist ein Schaltverlust gering,
da sowohl die Drainspannung Vd als auch der Drainstrom Id schnell
geändert werden.
-
11 zeigt ein Simulationsergebnis eines Schaltverlusts
(Abszisse) und einer Stoßspannung (Ordinate).
Ein Punkt "XIA" der 11 zeigt ein Simulationsergebnis für den Fall,
bei dem ein Signalweg zwischen einem Drain D und einer Source S
eines MOSFET geöffnet
ist, wobei eine Stoßspannung verglichen
mit den Ergebnissen 5 bis 7 dieser zweiten Ausführungsform (werden nachstehend
noch beschrieben) hoch ist.
-
Eine
in der 11 gezeigte Hyperbel entspricht
einer in der 6 gezeigten Ausgleichskennlinie.
-
Eine
in der 8 gezeigte Kennlinie "Vd-5" beschreibt eine
zeitliche Änderung
einer Drainspannung Vd für
den Fall, bei welchem der Signalweg zwischen dem Drain D und der
Source S des Transistors 5 durch eine Reihenschaltung aus
einer Zenerdiode 9 mit einer Zenerspannung von 90 V und
einem Kondensator 7 mit einer Kapazität von 1 nF verbunden ist. Aus
dieser Kennlinie wird ersichtlich, dass eine Änderungsgeschwindigkeit der
Drainspannung Vd in einer Phase geändert wird, in welcher die
Drainspannung Vd auf die Energieversorgungsspannung erhöht wird.
Die Drainspannung Vd wird kurz nach einem Ausschalten des Transistors 5 schnell
geändert, wohingegen
die Änderungsgeschwindigkeit
der Drainspannung Vd auf ein Timing folgend, an welchem die Drainspannung
Vd annähernd
der Energieversorgungsspannung entspricht, verlangsamt wird. Ein
Timing, bei welchem die Änderungsgeschwindigkeit
der Drainspannung Vd geändert
wird, entspricht einen Zeitpunkt, an welchem die Drain-Source-Spannung
einen Wert von 90 V annimmt, so dass die Zenerdiode 9 niederohmig
wird (Durchbruch). Wenn die Zenerdiode 9 niederohmig wird,
wird die Änderungsgeschwindigkeit
der Drainspannung Vd verlangsamt. Dies führt dazu, dass die Stoßspannung
Vs unterdrückt
wird.
-
Ein
Punkt "XIB" der 11 zeigt ein Simulationsergebnis für einen
Fall, bei welchem der Signalweg zwischen dem Drain D und der Source
S des Transistors 5 durch die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 mit
der Zenerspannung von 90 V und dem Kondensator 7 mit der
Kapazität
von 1 nf verbunden ist.
-
Obgleich
ein Schaltverlust dieses Punkts XIB verglichen mit dem des Punkts
XIA leicht erhöht
ist, wird eine Stoßspannung
unterdrückt.
Verglichen mit der herkömmlichen
Schaltung, bei welcher die Signalwege zwischen den Drains und den
Sources der verschiedenen Arten der derzeit handelsüblichen MOSFETs
geöffnet
sind, kann der Schaltverlust dann, wenn die Stoßspannung Vs gleichwertig aufrechterhalten
wird, auf einen geringeren Schaltverlust als bei der herkömmlichen
Schaltung unterdrückt werden,
wohingegen die Stoßspannung
Vs dann, wenn der Schaltverlust gleichwertig aufrechterhalten wird,
auf eine geringere Stoßspannung
als bei der herkömmlichen
Schaltung unterdrückt
werden kann. Wenn der Kondensator 7 jedoch zwischen der
Source S und dem Drain D angeordnet ist, kann folgendes aufgezeigt
werden. D. h. wenn die Kapazität
dieses Kondensators 7 annähernd 1 nF beträgt, kann
der Unterdrückungseffekt
der Stoßspannung
nicht deutlich sichtbar werden.
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Eine
Kennlinie "Vd-6" der 8 beschreibt eine
zeitliche Änderung
einer Drainspannung Vd für einen
Fall, bei welchem der Signalweg zwischen dem Drain D und der Source
S des Transistors 5 durch eine Reihenschaltung aus einer
Zenerdiode 9 mit der Zenerspannung von 90 V und einem Kondensator 7 mit
der Kapazität
von 3 nf verbunden ist. Aus dieser Kennlinie wird ersichtlich, dass
eine Änderungsgeschwindigkeit
der Drainspannung Vd während
einer Phase, in welcher die Drainspannung Vd auf die Energieversorgungsspannung
erhöht
wird, geändert wird.
Die Drainspannung Vd wird kurz nach einem Ausschalten des Transistors 5 schnell
geändert,
wohingegen die Änderungsgeschwindigkeit
der Drainspannung Vd auf ein Timing folgend, an welchem die Drainspannung
Vd annähernd
der Energieversorgungsspannung entspricht, verlangsamt wird. Ein
Timing, bei welchem die Änderungsgeschwindigkeit der
Drainspannung Vd geändert
wird, entspricht einen Zeitpunkt, an welchem die Drain-Source-Spannung
einen Wert von 90 V annimmt, so dass die Zenerdiode 9 niederohmig
wird (Durchbruch). Wenn die Zenerdiode 9 niederohmig wird,
wird die Änderungsgeschwindigkeit
der Drainspannung Vd verlang samt. Dies führt dazu, dass die Stoßspannung "Vs-6" (siehe 9)
unterdrückt
wird. Wenn eine Kapazität
eines zwischen den Drain D und die Source S geschalteten Kondensators
von 1 nF auf 3 nF erhöht
wird, wird die Änderungsgeschwindigkeit
der Drainspannung Vd auf den Zeitpunkt folgend, an welchem die Zenerdiode 9 niederohmig
wird (Durchbruch), weiter verlangsamt. Die Stoßspannung "V3-6" (siehe 9)
kann weiter auf einer geringe Stoßspannung unterdrückt werden.
-
In
der 9 wird die nachstehend erwähnte zeitliche Änderung
zusammen mit der zeitlichen Änderung
der Drainspannung, d. h. der zeitlichen Änderung des Drainstroms "Id" für den Fall
beschrieben, bei welchem die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 mit
der Zenerspannung von 90 V und dem Kondensator 7 mit der
Kapazität
von 3 nf verwendet wird.
-
Wenn
der Signalweg zwischen dem Drain D und der Source S des Transistors 5 durch
die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 mit der Zenerspannung
von 90 V und dem Kondensator 7 mit der Kapazität von 3
nf verbunden ist, wird sowohl eine Änderung der Drainspannung Vd
als auch eine Änderung des
Drainstroms Id auf einen Punkt P3 folgend, an welchem die Zenerdiode 9 niederohmig
wird (Durchbruch), verlangsamt. Dies führt dazu, dass ein Schaltverlust
erhöht
wird. Vor dem Punkt P3 findet jedoch keine Beeinflussung durch den
Kondensator 7 statt, sondern wird sowohl die Drainspannung
Vd als auch der Drainstrom Id schnell geändert. Dies führt dazu,
dass ein erhöhter
Betrag des Schaltverlusts innerhalb eines geringen Betragsbereichs
aufrechterhalten wird.
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Ein
Punkt "XIC" der 11 zeigt ein Simulationsergebnis für einen
Fall, bei welchem der Signalweg zwischen dem Drain D und der Source
S des Transistors 5 durch die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 mit
der Zenerspannung von 90 V und dem Kondensator 7 mit der
Kapazität
von 3 nf verbunden ist.
-
Verglichen
mit dem Punkt "XIA" ist eine Stoßspannung
deutlich unterdrückt,
obgleich ein Schaltverlust dieses Punkts "XIC" leicht
erhöht
ist.
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Eine
Kennlinie "Vd-7" der 8 beschreibt eine
zeitliche Änderung
einer Drainspannung Vd für einen
Fall, bei welchem der Signalweg zwischen dem Drain D und dem Gate
G des Transistors 5 durch eine Reihenschaltung aus einer
Zenerdiode 9 mit der Zenerspannung von 50 V und einem Kondensator 7 mit der
Kapazität
von 3 nf verbunden ist. Aus dieser Kennlinie wird ersichtlich, dass
eine Änderungsgeschwindigkeit
der Drainspannung Vd auf halbem Wege geändert wird, wenn die Drainspannung
Vd geändert
wird. Die Drainspannung Vd wird kurz nach einem Ausschalten des
Transistors 5 schnell geändert, wohingegen die Änderungsgeschwindigkeit
der Drainspannung Vd auf halbem Wege verlangsamt wird, wenn die
Drainspannung Vd auf die Energieversorgungsspannung erhöht wird.
Ein Timing, bei welchem die Änderungsgeschwindigkeit
der Drainspannung Vd geändert
wird, entspricht einen Zeitpunkt, an welchem die Drain-Source-Spannung
einen Wert von 50 V annimmt, so dass die Zenerdiode 9 niederohmig wird
(Durchbruch). Wenn die Zenerdiode 9 niederohmig wird, wird
die Änderungsgeschwindigkeit
der Drainspannung Vd verlangsamt. Dies führt dazu, dass die Stoßspannung "Vs-7" (siehe 10) auf einer geringe Stoßspannung unterdrückt wird.
-
In
der 10 wird die nachstehend erwähnte zeitliche Änderung
ebenso zusammen mit der zeitlichen Änderung der Drainspannung,
d. h. der zeitlichen Änderung
des Drainstroms "Id" für den Fall
beschrieben, bei welchem die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 mit
der Zenerspannung von 50 V und dem Kondensator 7 mit der
Kapazität
von 3 nf verwendet wird.
-
Wenn
der Signalweg zwischen dem Drain D und der Source S des Transistors 5 durch
die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 mit der Zenerspannung
von 50 V und dem Kondensator 7 mit der Kapazität von 3
nf verbunden ist, wird sowohl eine Änderung der Drainspannung Vd
als auch eine Änderung des
Drainstroms Id auf einen Punkt P4 folgend, an welchem die Zenerdiode 9 niederohmig
wird (Durchbruch), verlangsamt. Dies führt dazu, dass ein Schaltverlust
erhöht
wird. Vor dem Punkt P4 findet jedoch keine Beeinflussung durch den
Kondensator 7 statt, sondern wird sowohl die Drainspannung
Vd als auch der Drainstrom Id schnell geändert. Dies führt dazu,
dass ein erhöhter
Betrag des Schaltverlusts innerhalb eines geringen Betragsbereichs
aufrechterhalten wird.
-
Ein
Punkt "XID" der 11 zeigt ein Simulationsergebnis für einen
Fall, bei welchem der Signalweg zwischen dem Drain D und der Source
S des Transistors 5 durch die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 mit
der Zenerspannung von 50 V und dem Kondensator 7 mit der
Kapazität
von 3 nf verbunden ist.
-
Verglichen
mit dem Punkt "XIC" ist eine Stoßspannung "Vs-7" (siehe 10) weiter unterdrückt, obgleich ein Schaltverlust
dieses Punkts "XID" leicht erhöht ist.
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Auch
dann, wenn eine Reihenschaltung zwischen der Source S und dem Drain
D des Transistors 5 verwendet wird, kann dann, wenn eine
Zenerdiode verwendet wird, deren Zenerspannung annähernd 0.5
bis 1.0 mal über
einer an ein Drain und eine Source eines Transistors gelegten Spannung
liegt, wenn der Transistor ausgeschaltet wird (impliziert, dass
der Transistor im ausgeschalteten Zustand stabil ist), folgendes
aufgezeigt werden. D. h., sowohl eine Stoßspannung als auch ein Schaltverlust
können
in einem besser ausgeglichenen Zustand unterdrückt werden. Wenn die Stoßspannung
deutlich unterdrückt
wird, sollte vorzugsweise eine Zenerdiode mit einer geringen Zenerspannung
verwendet werden. Wenn eine Erhöhung
des Schaltverlusts deutlich unterdrückt wird, sollte vorzugsweise
eine Zenerdiode mit einer höheren
Zenerspannung verwendet werden. Ebenso sollte dann, wenn die Stoßspannung
deutlich unterdrückt
wird, vorzugsweise ein Kondensator mit einer hohen Kapazität verwendet
werden. Wenn der Schaltverlust deutlich unterdrückt wird, sollte vorzugsweise
ein Kondensator mit einer geringen Kapazität verwendet werden.
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Eine
in der 8 gezeigte Kennlinie "Vd-8" beschreibt eine
zeitliche Änderung
einer Drainspannung Vd für
einen Fall, bei welchem der Signalweg zwischen dem Drain D und der
Source S des Transistors 5 durch einen Kondensator 7 mit
einer Kapazität von
3 nf verbunden ist. In diesem Fall wird die Zenerdiode 9 nicht
verwendet. Aus der Kennlinie wird ersichtlich, dass sich die Änderung
der Drainspannung Vd während
einer Zeitspanne zwischen einem Beginn eines Ausschaltens des Transistors 5 bis
zur Stabilisierung des Transistors 5 im ausgeschalteten Zustand
verlangsamt. Dies führt
dazu, dass der Schaltverlust deutlich erhöht wird, obgleich die Stoßspannung
Vs unterdrückt
wird.
-
Ein
Punkt "XIE" der 11 zeigt ein Simulationsergebnis für den Fall,
bei welchem der Signalweg zwischen dem Drain D und der Source S
des Transistors 5 durch den Kondensator 7 mit
der Kapazität
von 3 nf verbunden ist.
-
Ein
Schaltverlust dieses Punkts XIE ist verglichen mit den Schaltverlusten
der Punkte XIB bis XID erhöht.
Es wird ersichtlicht, dass es effektiv ist, die Zenerdiode 9 zu
verwenden.
-
Es
sollte beachtet werden, dass die Streukapazität der Zenerdiode 9 vorzugsweise
selbst dann gering ist, wenn der Kondensator 7 zwischen
dem Drain D und der Source S des Transistors 5 verwendet
wird. Wenn die Streukapazität
der Zenerdiode 9 gering ist, kann sowohl eine Spannungsänderung
als auch eine Stromänderung
kurz nach einem Ausschalten des Transistors 5 bei einer
hohen Geschwindigkeit aufrechterhalten werden. Wenn solch eine Zenerdiode 9 mit
einer geringen Streukapazität verwendet
wird, kann ein Schaltverlust auf einen geringen Wert unterdrückt werden.
-
Ferner
können
in sowohl der ersten als auch der zweiten Ausführungsform, wenn die Anordnungsreihenfolge
der Zenerdiode 9 und des Kondensators 7 geändert wird, äquivalente
Schaltungen erhalten und der gleiche Effekt erzielt werden.
-
Alternativ
können
die erste und die zweite Ausführungsform
gleichzeitig ausgeführt
werden.
-
Ferner
sind die vorstehend beschriebenen Ausführungsform nicht auf einen
unipolaren Transistor, wie beispielsweise einen MOSFET, beschränkt, sondern
können
alternativ einen Bipolartransistor, wie beispielsweise einen IGBT,
einsetzen, mit welchem der gleiche Effekt erzielt werden kann. Da
zusätzlich
die Schaltung der vorliegenden Offenbarung vorgesehen wird, kann
sowohl die Stoßspannung
als auch der Schaltverlust zur gleichen zeit unterdrückt werden.
-
Ein
Transistor und eine Reihenschaltung aus einer Zenerdiode und einem
Kondensator, die einen Signalweg zwischen einem Drain (oder Kollektor) und
einem Gate des Transistors oder ein anderer Signalweg zwischen dem
Drain (oder Kollektor) und einer Source (oder Emitter) des Transistors
verbindet, kann alternativ in einem einteiligen Körper auf
dem gleichen Halbleitersubstrat gebildet werden. Ein konkretes Halbleitermodel
wird nachstehend in einer dritten und vierten Ausführungsform beschrieben.
In diesem Fall ist keine zusätzliche
Komponente mehr erforderlich und können sowohl eine Stoßspannung
als auch ein Schaltverlust nur durch einen Chip unterdrückt werden.
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Gemäß der vorliegenden
Offenbarung können
selbst dann, wenn der herkömmliche
Transistor direkt verwendet wird, sowohl eine Stoßspannung
als auch ein Schaltverlust selbst dann unterdrückt werden, da preiswerte Mehrzweckkomponenten,
wie beispielsweise eine Zenerdiode und ein Kondensator, verwendet
werden. Ferner werden eine Kapazität eines Kondensators und eine
Zenerspannung einer Zenerdiode geändert, so dass verschiedene
Abstimmungsmöglichkeiten
realisiert werden können.
Es ist beispielsweise möglich,
eine Kennlinie zu realisieren, die dazu ausgelegt ist, einen Schaltverlust
innerhalb einer zulässigen
Stoßspannung
auf den minimalen Schaltverlust zu unterdrücken.
-
(Dritte Ausführungsform)
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Die 12A bis 16B zeigen
Beispiele, bei denen Transistoren, Zenerdioden 9 und Kondensatoren 7,
die in Schaltkreisen verwendet werden, in dem gleichen Halbleitersubstrat 20 gebildet
sind. Jedes der in den 12A bis 16B gezeigten Beispiele dient dazu, die Abschnitte
des Transistors, der Zenerdiode 9 und des Kondensators 7,
die in dem Schaltkreis 1 der ersten Ausführungsform
eingesetzt wurden; zu verkörpern.
Jedes dieser in den 12A bis 16B gezeigten
Beispiele entspricht einem Halbleitermodel, bei welchem der Transistor
und der Kondensator in dem Halbleitersubstrat 20 gebildet sind,
während
die Zenerdiode 9 auf dem Halbleitersubstrat 20 gebildet
ist. Der Transistor, die Zenerdiode 9 und der Kondensator 7 sind
unter Verwendung des Halbleitersubstrats 20 in einem einteiligen
Körper
gebildet und in einer Ein-Chip-Struktur aufgebaut. Es sollte beachtet
werden, dass das Halbleitersubstrat 20 aus Einkristallsilizium
aufgebaut ist.
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Das
in den 12A und 12B gezeigte Halbleitermodel
zeigt ein Beispiel, bei welchem die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 und
dem Kondensator 7 zwischen ein Drain D und ein Gate G des
Transistors und der Kondensator 7 ferner zwischen den Drain
D des Transistors und die Zenerdiode 9 geschaltet ist. 12A zeigt eine schematische Schnittsansicht eines
Hauptabschnitts des Halbleitersubstrats 20. 12B zeigt eine Ersatzschaltung des in der 12A gezeigten Aufbaus.
-
12A zeigt einen Nahbereich einer Grenze zwischen
einem Elementebereich und einem Peripheriebereich. Der Elementebereich
entspricht einem Bereich, in dem eine Halbleiterbereichsgruppe gebildet
ist, die dafür
vorgesehen ist, einen Signalweg zwischen den Hauptelektroden (d.
h. Drain D und Source S) zeitweise in einen leitenden und in einen
nichtleitenden Zustand zu schalten. Der Elementebereich ist an einer
mittleren Seite des Halbleitersubstrats 20 angeordnet.
Der Peripheriebereich ist kreisförmig
um einen mittleren Bereich angeordnet. In dem Peripheriebereich
ist ein Anschlussbereich gebildet. Der Anschlussbereich ist kreisförmig um den
mittleren Bereich herum gebildet. Der Anschlussbereich entspricht
einem Bereich, bei welchem eine an den Transistor gelegte Spannung dann,
wenn der Transistor sperrt, entlang einer seitlichen Richtung geladen
wird, indem eine Sperrschicht von dem Elementebereich in Richtung
einer Seitenrichtung ausgedehnt wird. Obgleich nachstehend noch
näher beschrieben,
ist ein Größenverhältnis der Breiten
des in der 12A gezeigten Anschlussbereichs
entlang der seitlichen Richtung in komprimierter Form dargestellt,
um die Darstellung zu vereinfachen.
-
Das
Halbleitersubstrat 20 weist einen n+-leitenden
Drainbereich 22 und einen n–leitenden
Driftbereich 24 auf. Der n+-leitende
Drainbereich 22 ist auf einer Rückfläche des Halbleitersubstrats 20 und
der n–-leitende
Driftbereich 24 auf dem Drainbereich 22 gebildet.
Sowohl der Drainbereich 22 als auch der Driftbereich 24 sind
kontinuierlich entlang der seitlichen Richtung vom Elementebereich
zum Peripheriebereich innerhalb des Halbleitersubstrats 20 gebildet.
-
Ein
p-leitender Körperbereich 76,
ein n+-leitender Sourcebereich 72 und
ein p+-leitender
Körperkontaktbereich 74 sind
auf einer Stirnfläche
des Halbleitersubstrats 20 des Elementebereichs gebildet.
Ein Körperbereich 76 ist
kontinuierlich auf der Stirnfläche des
Halbleitersubstrats 20 des Elementebereichs entlang der
seitlichen Richtung gebildet. Der Sourcebereich 72 und
der Körperkontaktbereich 74 sind
gezielt auf der Stirnfläche
des Halbleitersubstrats 20 vorgesehen. Der Sourcebereich 72 ist
durch den Körperbereich 76 von
dem Driftbereich 24 isoliert. Der Körperkontaktbereich 74 weist
eine höhere
Störstellenkonzentration
als der Körperbereich 76 auf.
-
Sowohl
der Sourcebereich 72 als auch der Körperkontaktbereich 74 sind
elektrisch mit der Source S auf dem Halbleitersubstrat 20 verbunden.
-
Eine
Trench-Gate-Elektrode 64 und ein Gateisolierfilm 62 sind
ferner auf der Stirnfläche
des Halbleitersubstrats 20 des Elementebereichs gebildet.
Die Trench-Elektrode 64 erstreckt
sich von der Stirnfläche
des Halbleitersubstrats 20 in Richtung der Rückfläche des
Halbleitersubstrats 20, wobei sie den Körperbereich 76 durchdringt
und anschließend
den Driftbereich 24 erreicht. Der Gateisolierfilm 62 bedeckt
die Trench-Gate-Elektrode 64 derart, dass die Trench-Gate-Elektrode 64 elektrisch
von dem Halbleitersubstrat 20 isoliert ist. Die Trench-Gate-Elektrode 64 ist über den
Gateisolierfilm 62 gegenüber dem Körperbereich 76 angeordnet,
wobei der Körperbereich 76 den
Sourcebereich 72 von dem Driftbereich 24 isoliert.
Die Trench-Gate-Elektrode 64 ist
aus polykristallinem Silizium aufgebaut. Der Gateisolierfilm 62 ist
aus Siliziumoxid aufgebaut.
-
Ein
Trennoxidfilm 42 (Beispiel für einen Isolierfilm) ist auf
der Stirnfläche
des Halbleitersubstrats 20 des Peripheriebereichs vorgesehen.
Der Trennoxidfilm 42 ist aus einem Siliziumoxid aufgebaut.
Der Trennoxidfilm 42 kann ein elektrisches Feld der Stirnfläche des
Halbleitersubstrats 20 des Anschlussbereichs abbauen. Im
Allgemeinen gibt es eine Vielzahl von Möglichkeiten, bei denen Strukturen,
wie beispielsweise eine RESURF-Schicht und ein Schutzring, innerhalb
des unter dem Trennoxidfilm 42 vorgesehenen Halbleitersubstrats 20 gebildet
sind. Diese Strukturen sind dazu ausgelegt, eine in dem Peripherieabschnitt
des Elementebereichs auftretende Konzentration des elektrischen
Feldes abzubauen, um auf diese Art und Weise die Spannungsfestigkeit des
Transistors zu verbessern. Bei dieser dritten Ausführungsform
sind diese Strukturen jedoch ausgelassen, um die Darstellung zu
vereinfachen.
-
Ein
n-leitender Diffusionshalbleiterbereich 38 und ein n+-leitender Oberflächendiffusionshalbleiterbereich 32 sind
auf einer Stirnfläche
des Halbleitersubstrats 20 gebildet, die sich in einer
anderen Seitenrichtung als der Anschlussbereich befindet. Sowohl
der n-leitende Diffusionshalbleiterbereich 38 als auch
der n+-leitende Oberflächendiffusionshalbleiterbereich 32 sind
auf wenigstens einem Abschnitt der Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 gebildet,
der sich in der anderen Seitenrichtung als der Anschlussbereich
befindet. D. h., der n-leitende Diffusionshalbleiterbereich 38 und
der n+-leitende Oberflächendiffusionshalbleiterbereich 32 müssen nicht
kreisförmig entlang
des Peripherieabschnitts des Anschlussbereich gebildet sein.
-
Ein
eingebetteter leitfähiger
Bereich 36 und ein Beschichtungsisolierbereich 34 sind
ferner in einem Abschnitt der Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 gebildet,
der sich in einer anderen Seitenrichtung als der Anschlussbereich
befindet. Der eingebettete leitfähige
Bereich 36 erstreckt sich von der Stirnfläche des
Halbleitersubstrats 20 zu dessen Rückfläche und verbleibt anschließend innerhalb
des n-leitenden Diffusionshalbleiterbereichs 38. Der Beschichtungsisolierbereich 34 bedeckt
den eingebetteten leitfähigen
Bereich 36 derart, dass der eingebettete leitfähige Bereich 36 elektrisch
von dem Halbleitersubstrat 20 isoliert ist. Der eingebettete
leitfähige
Bereich 36 ist aus polykristallinem Silizium aufgebaut.
Der Beschichtungsisolierbereich 34 ist aus einem Siliziumoxid
aufgebaut.
-
Der
eingebettete leitfähige
Bereich 36 ist über
den Beschichtungsisolierbereich 34 dem n-leitenden Diffusionshalbleiterbereich 38 gegenüberliegend
angeordnet. Der Kondensator 7 ist folglich aus dem eingebetteten
leitfähigen
Bereich 36, dem Beschichtungsisolierbereich 34 und
dem n-leitenden Diffusionshalbleiterbereich 38 aufgebaut.
Es sollte beachtet werden, dass der n-leitende Diffusionshalbleiterbereich 38 gebildet
ist, um eine Erzeugung einer Sperrschicht an einer Grenze zwischen
dem Beschichtungsisolierbereich 34 und dem n-leitenden Diffusionshalbleiterbereich 38 zu
unterdrücken,
und folglich, um die Kapazität
des Kondensators 7 zu stabilisieren.
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Der
eingebettete leitfähige
Bereich 36 weist die gleiche Tiefe wie die Trench-Gate-Elektrode 64 des
Elementebereichs auf. Der Beschichtungsisolierbereich 34 weist
die gleiche Dicke wie der Gateisolierfilm 62 des Elementebereichs
auf. Folglich können
der eingebettete leitfähige
Bereich 36 und der Beschichtungsisolierbereich 34 gleichzeitig
gebildet werden, indem der Prozess zur Fertigung der Trench-qGate-Elektrode 64 des
Elementebereichs des Gateisolierfilms 62 angewandt wird.
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Die
Zenerdiode 9 ist auf der Stirnfläche des Trennbereichs 42 gebildet.
Die Zenerdiode 9 ist aus einem p-leitenden Anodenhalbleiterbereich 54 und einem
n-leitenden Kathodenhalbleiterbereich 52 aufgebaut. Der
Anodenhalbleiterbereich 54 und der Kathodenhalbleiterbereich 52 sind
auf der Stirnfläche des
Trennoxidfilms 42 gebildet, wobei sie direkt an diesen
grenzen. Der Anodenhalbleiterbereich 54 und der Kathodenhalbleiterbereich 52 sind
aus polykristallinem Silizium aufgebaut.
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Der
Anodenhalbleiterbereich 54 der Zenerdiode 9 ist,
wie in 12A gezeigt, elektrisch mit
der Trench-Gate-Elektrode 64 des Transistors verbunden.
Der Kathodenhalbleiterbereich 52 der Zenerdiode 9 ist
elektrisch mit dem eingebetteten leitfähigen Bereich 36 des
Kondensators 7 verbunden. D. h., der Kathodenhalbleiterbereich 52 der
Zenerdiode 9 ist elektrisch mit dem einen Ende des Kondensators 7 verbunden.
Der n-leitende Diffusionshalbleiterbereich 38 ist über den
n+-leitenden Oberflächendiffusionshalbleiterbereich 32 elektrisch
mit dem Drain D verbunden. Der n-leitende
Diffusionshalbleiterbereich 38 ist ferner über den
Driftbereich 24 und den Drainbereich 22 elektrisch
mit dem Drain D verbunden. Folglich ist das andere Ende des Kondensators 7 elektrisch
mit dem Drain D des Transistors verbunden. Ein Schaltkreischip zum
Aufnehmen einer in der 12B gezeigten
Ersatzschaltung wurde angeordnet, indem diese elektronischen Elemente
elektrisch miteinander verbunden wurden. Es sollte beachtet werden,
dass diese elektrischen Verbindungen aus beispielsweise Aluminiumverdrahtungsleitungen
gebildet sein können.
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Wenn
die Zenerdiode 9 und der Kondensator 7, wie vorstehend
beschrieben, wie der Transistor in dem einteiligen Körper auf
dem gleichen Halbleitersubstrat 2D gebildet sind, müssen die
Zenerdiode 9 und der Kondensator 7 nicht getrennt
vorbereitet werden. Folglich kann der hierin offenbarte Schaltkreischip
gebildet werden, ohne eine Gesamtzahl dieser Komponenten zu erhöhen. Wenn
der Transistor, die Zenerdiode 9 und der Kondensator 7 auf
dem gleichen Halbleitersubstrat 20 gebildet wurden, kann
der Schaltkreis angeordnet werden, indem eine geringe Anzahl der
Komponenten verwendet wird. Folglich kann der Schaltkreis kompakter
ausgebildet und mit praktischeren Eigenschaften gefertigt werden.
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Die 13 und 14 zeigen
eine technische Idee zur Änderung
einer Kapazität
des Kondensators 7. Die Kapazität des Kondensators 7 wird
auf der Grundlage einer Dicke und einer Fläche des Beschichtungsisolierbereichs 34 angepasst.
Die Kapazität
des Kondensators 7 ist invers proportional zur Dicke des
Beschichtungsisolierbereichs 34 und direkt proportional
zur Fläche
des Beschichtungsisolierbereichs 34.
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Wenn
der eingebettete leitfähige
Bereich 36 und der Beschichtungsisolierbereich 34,
wie in 13 gezeigt, bis zu einer tief
gelegenen Position des Halbleitersubstrats 20 gebildet
werden, um die Fläche
des Beschichtungsisolierbereichs 34 zu erhöhen, wird
die Kapazität
des Kondensators 7 erhöht. Wenn
demgegenüber,
wie in 14 gezeigt, die Dicke des Beschichtungsisolierbereichs 34 erhöht wird, wird
die Kapazität
des Kondensators 7 verringert. Die Halbleitermodelle bezüglich des
eingebetteten leitfähigen
Bereichs 36 und des Beschichtungsisolierbereichs 34 sind,
wie vorstehend beschrieben, nur beispielhaft, so dass die Kapazität des Kondensators 7 leicht
angepasst werden kann.
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15 zeigt ein Beispiel eines Halbleiteraufbaus,
bei dem eine Super-Junction-Struktur
in dem Driftbereich 24 des Elementebereichs gebildet ist. Der
Driftbereich 24 der Super-Junction-Struktur ist aus einer
Folgestruktur bestehend aus einer n-leitenden Säule 24a und einer
p-leitenden Säule 24b gebildet.
Die Störstellenkonzentration
der p-leitenden Säule 24b entspricht
im Wesentlichen der des Körperbereichs 76.
In der Super-Junction-Struktur wird dann, wenn der Transistor ausgeschaltet
wird, eine Sperrschicht von dem p-n-Übergang zwischen der n-leitenden
Säule 24a und
der p-leitenden
Säule 24b ausgedehnt,
so dass der Driftbereich 24 im Wesentlichen vollständig verarmt
werden kann. Dies führt dazu,
dass dann, wenn ein Abstand zwischen der n-leitenden Säule 24a und
der p-leitenden Säule 24b angepasst
wird, auch dann, wenn die Störstellenkonzentration
erhöht
wird, der Driftbereich 24 im Wesentlichen vollständig verarmt
werden kann. Dies führt dazu,
dass die Super-Junction-Struktur
als Lösung für das Austauschverhältnis herangezogen
werden kann, das zwischen dem Durchlasswiderstand (oder der Durchlassspannung)
des Transistors und der Spannungsfestigkeit besteht, da die Störstellenkonzentration
der n-leitenden Säule 24a und
der p-leitenden Säule 24b erhöht werden
kann.
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D.
h., eine Super-Junction-Struktur wird gebildet, indem das Halbleitersubstrat 20 verwendet wird,
welches eine relativ hohe Konzentration an n-leitenden Störstellen
aufweist. Genauer gesagt, es werden eine Mehrzahl von Gräben von
der Stirnfläche
des Halbleitersubstrats 20 an gebildet, indem ein anisotroper Ätzprozess
ausgeführt
wird. Anschließend
werden die p-leitenden Säulen
durch ein Kristallwachstum innerheralb dieser Gräben gebildet. Die Abschnitte,
die bei der Bildung der Mehrzahl von Gräben verbleiben, werden als
n-leitende Säulen 24a ausgebildet.
Auf diese Weise kann eine Super-Junction-Struktur, bei welche die
n-leitenden Säulen 24a und
die p-leitenden Säulen 24b wiederholt
angeordnet sind, gefertigt werden.
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Wenn
die Super-Junction-Struktur in dem Driftbereich 24 des
Elementebereichs verwendet wird, wird das Halbleitersubstrat 20 verwendet,
welches die n-leitenden Störstellen
in einer verhältnismäßig hohen
Konzentration aufweist. Dies führt
dazu, dass die Störstellenkonzentration
des Driftbereichs 24 des Peripheriebereichs dann, wenn
die Super-Junction-Struktur in dem Driftbereich 24 des
Elementebereichs verwendet wird, erhöht wird. Folglich kann ein
Phänomen,
bei welchem die Sperrschicht an der Grenze des Beschichtungsisolierbereichs 34 erzeugt
wird, bei diesem Beispiel selbst dann unterdrückt werden, wenn der in dem
Beispiel der 12 gebildete n-leitende Diffusionshalbleiterbereich 38 nicht
vorgesehen ist.
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Das
Verfahren zum Bilden des Transistors, der Zenerdiode 9 und
des Kondensators 7 auf dem gleichen Halbleitersubstrat 20 kann,
wie vorstehend beschrieben, auf verschiedene Arten von Transistoren
angewandt werden. D. h., es bestehen verschiedene Möglichkeiten,
einen Peripheriebereich eines Transistors mit dem Trennoxidfilm 42 zu
versehen. Wenn die Zenerdiode 9 auf der Stirnfläche dieses Trennoxidfilms 42 gebildet
wird, kann die Zenerdiode 9 über dem Halbleitersubstrat 20 des
Peripheriebereichs gebildet werden, ohne die Transistorart einzuschränken. Da
der Abstand der Oberfläche
des Trennoxidfilms 42 ausgenutzt wird, kann die Zenerdiode 9 leicht
in dem Halbleitersubstrat 20 in einem einteiligen Körper gebildet
werden, wobei eine Erhöhung
der Elementefläche
verhindert wird. Ferner kann der Kondensator 7 dann, wenn
der eingebettete leitfähige
Bereich 36 und der Beschichtungsisolierbereich 34 verwendet
werden, leicht innerhalb des Halbleitersubstrats 20 des
Peripheriebereichs gebildet werden. Da sowohl der eingebettete leitfähige Bereich 36 als
auch der Beschichtungsisolierbereich 34 die Grabenformen
aufweisen, kann der Kondensator 7 leicht in dem Halbleitersubstrat 20 in
einem einteiligen Körper
gebildet werden, wobei eine Erhöhung
der Elementefläche
verhindert wird.
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Die
in den 16A und 16B gezeigten Halbleitermodelle
dienen als Beispiel, bei welchem die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 und
dem Kondensator 7 zwischen den Drain D und das Gate G des
Transistors und der Kondensator 7 ferner zwischen das Gate
G des Transistors und die Zenerdiode 9 geschaltet ist. 16A zeigt eine schematische Schnittansicht eines
Hauptabschnitts des Halbleitersubstrats 20. 16B zeigt eine Ersatzschaltung mit dem Halbleitersubstrat 20 der 16A.
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Bei
diesem Halbleitermodell sind eine Position des Kondensators 7 und
eine Position der Zenerdiode 9, wie in 16A gezeigt, im entgegengesetzten Anordnungssinn
zu den in den 12A bis 15 gezeigten
Positionen angeordnet. Bei dem in der 16A gezeigten
Halbleitermodel sind ebenso ein p-leitende Diffusionshalbleiterbereich 138 und
ein p+-leitender Kontaktbereich 132 auf
der Stirnfläche des
Halbleitersubstrats 20 des Peripheriebereichs gebildet.
Der p-leitende Diffusionshalbleiterbereich 138 umgibt den
eingebetteten leitfähigen
Bereich 36 und den Beschichtungsisolierbereich 34.
Der eingebettete leitfähige
Bereich 36 und der Beschichtungsisolierbereich 34 sind
durch den p-leitende Diffusionshalbleiterbereich 138 von
dem Driftbereich 24 isoliert. Der eingebettete leitfähige Bereich 36 und der
p-leitende Diffusionshalbleiterbereich 138 sind den
Beschichtungsisolierbereich 34 gegenüberliegend angeordnet. Dies
führt dazu,
dass der p-leitende Diffusionshalbleiterbereich 138 sowohl
den eingebetteten leitfähigen
Bereich 36 als auch den Beschichtungsisolierbereich 34 umgibt.
Der Kondensator 7 ist aus dem eingebetteten leitfähigen Bereich 36,
dem Beschichtungsisolierbereich 34 und dem p-leitenden
Diffusionshalbleiterbereich 138 aufgebaut.
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Der
eingebettete leitfähige
Bereich 36 des Kondensators 7 ist, wie in 16A gezeigt, elektrisch mit dem Gate G des Transistors
verbunden. D. h., das eine Ende des Kondensators 7 ist
elektrisch mit dem Gate G des Transistors verbunden. Der p-leitende Diffusionshalbleiterbereich 138 ist über den Kontaktbereich 132 elektrisch
mit dem Anodenhalbleiterbereich 54 der Zenerdiode 9 verbunden.
D. h., das andere Ende des Kondensators 7 ist elektrisch mit
dem Anodenhalbleiterbereich 54 der Zenerdiode 9 verbunden.
Der Kathodenhalbleiterbereich 52 der Zenerdiode 9 ist
elektrisch mir dem Drain D des Transistors verbunden. Ein Schaltkreischip
zum Aufnehmen einer in der 16B gezeigten
Ersatzschaltung wurde angeordnet, indem diese elektronischen Elemente
elektrisch miteinander verbunden wurden. Es sollte beachtet werden,
dass diese elektrischen Verbindungen aus beispielsweise Aluminiumverdrahtungsleitungen
gebildet sein können.
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Wenn
die Zenerdiode 9 und der Kondensator 7, wie vorstehend
beschrieben, wie der Transistor in dem einteiligen Körper auf
dem gleichen Halbleitersubstrat 20 gebildet sind, müssen die
Zenerdiode 9 und der Kondensator 7 nicht getrennt
vorbereitet werden. Folglich kann der hierin offenbarte Schaltkreischip
gebildet werden, ohne eine Gesamtzahl dieser Komponenten zu erhöhen. Wenn
der Transistor, die Zenerdiode 9 und der Kondensator 7 auf
dem gleichen Halbleitersubstrat 20 gebildet wurden, kann
der Schaltkreis angeordnet werden, indem eine geringe Anzahl der
Komponenten verwendet wird. Folglich kann der Schaltkreis kompakter
ausgebildet und mit praktischeren Eigenschaften gefertigt werden.
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(Vierte Ausführungsform)
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27 zeigt ein Beispiel eines Schaltkreises 200 gemäß einer
vierten Ausführungsform
der vorliegenden Offenbarung. Der Schaltkreis 200 weist
einen Transistor 5, eine Steuerschaltung 3 und
eine Reihenschaltung 6 auf. Der Transistor 5 wird
verwendet, indem eine Stromversorgung "PS" und
eine Last R1 in Reihe zwischen eine Drainelektrode "D" und eine Sourceelektrode "S" des Transistors 5 geschaltet
werden. Die Steuerschaltung 3 ist mit einer Gateelektrode "G" des Transistors 5 verbunden.
Die Reihenschaltung 6 ist zwischen die Gateelektrode G
und die Drainelektrode D des Transistors 5 geschaltet, und
ein Kondensator 7 ist in Reihe zu einer Diode 9a geschaltet.
Das Bezugszeichen "L" kennzeichnet eine
Streuinduktivität.
Der Schaltkreis 200 kann eine Stoßspannung auf der Grundlage
des nachstehend beschriebenen Betriebs unterdrücken. Es sollte beachtet werden,
dass ein Ausdruck, mit welchem ein Phänomen beschrieben wird, das
mit Hilfe einer Formel beschrieben werden sollte, nachstehend nicht immer
ideal ist.
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Wenn
die Steuerschaltung 3 eine Spannung zum Ausschalten des
Transistors 5 ausgibt, wird eine Spannung (Vps – VF) die erhalten wird, indem eine Durchlassspannung "VF" der Diode 9a von
einer Energieversorgungsspannung "Vps" abgezogen wird,
an den Kondensator 7 gelegt wird und nimmt eine Ladespannung
des Kondensators 7 den Wert (Vps – VF) an.
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Anschließend, wenn
die Steuerschaltung 3 eine Spannung zum Einschalten des
Transistors 5 ausgibt, wird eine Spannung an der Drainelektrode
D des Transistors 5 verringert. Da eine Sperrvorspannung
an die Diode 9a gelegt wird, kann der Kondensator 7 nicht
entladen werden und hält
die bis zu diesem Zeitpunkt geladene Ladespannung (Vps – VF).
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Anschließend, wenn
die Steuerschaltung 3 eine Spannung zum Ausschalten des
Transistors 5 ausgibt, wird die Spannung der Drainelektrode
D des Transistors 5 erhöht.
Da die Streuinduktivität "L" vorhanden ist, überschreitet die Spannung der
Drainelektrode D die Energieversorgungsspannung Vps und wird weiter
erhöht.
Es wird eine so genannte "Stoßspannung" erzeugt.
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Wenn
die Spannung an der Drainelektrode D des Transistors 5 eine
summierte Spannung zwischen der Ladespannung (Vps – VF) des Kondensators 7 und der Durchlassspannung
VF der Diode 9a überschreitet,
d. h. die Energieversorgungsspannung Vps überschreitet,
wird die Durchlassspannung der Diode 9a beeinflusst und
fließt
folglich ein Ladestrom über
den Kondensator 7. Da eine Entladegeschwindigkeit der Gateelektrode
G des Transistors 5 verlangsamt wird, werden folglich eine Änderungsgeschwindigkeit
eines Drainstroms des Transistors 5; und eine Änderungsgeschwindigkeit
eines Drainstroms des Transistors 5 verlangsamt, so dass
ein steiler Anstieg der Spannung der Drainelektrode D des Transistors 5 verhindert
und folglich die Stoßspannung
auf eine geringe Stoßspannung
unterdrückt
werden kann.
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Es
sollte beachtet werden, dass bei dem obigen Beispiel eine Reihenschaltung
als Beispiel dient, bei welcher der Kondensator 7 auf der
Seite der Gateelektrode (Steuerelektrode) und die Diode 9a auf der
Seite der Drainelektrode (Hauptelektrode auf der Hochspannungsseite)
angeordnet ist. Alternativ kann die Stoßspannung selbst dann, wenn
eine andere Reihenschaltung, bei welcher die Diode 9a auf
der Gateelektrodenseite und der Kondensator 7 auf der Drainelektrodenseite
angeordnet ist, auf eine geringe Spannung unterdrückt werden.
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Eine
Durchbruchspannung einer Zenerdiode schwankt bedingt durch Fertigungstoleranzen
um ungefähr ±10 %,
wobei dann, wenn eine Spannung an einer Drainelektrode eines Transistors
die Energieversorgungsspannung Vps überschreitet,
eine Verringerungsgeschwindigkeit einer Spannung an einer Gateelektrode
des Tran sistors in Übereinstimmung mit
einer Methode zur Verwendung eines Kondensators und eine Verringerungsgeschwindigkeit
eines Drainstroms des Transistors verlangsamt werden. Folglich kann
ein Schaltkreis mit einer Schwankung bezüglich eines Unterdrückungsvermögens einer Stoßspannung
als Massenprodukt gefertigt werden.
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Wenn
der Kondensator verwendet wird, werden gemäß obiger Beschreibung dann,
wenn die Spannung an der Drainelektrode des Transistors 5 die
Energieversorgungsspannung Vps überschreitet, die
Verringerungsgeschwindigkeit der Spannung an der Gateelektrode des
Transistors und die Verringerungsgeschwindigkeit des Drainstroms
des Transistors verlangsamt. Dies führt dazu, dass das Unterdrückungsvermögen der
Stoßspannung
stabil wird.
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Wenn
der Kondensator verwendet wird, wird die Verringerungsgeschwindigkeit
der Spannung an der Gateelektrode jedoch nicht verlangsamt, und wird
ebenso die Verringerungsgeschwindigkeit des Drainstroms des Transistors
solange nicht verlangsamt, bis die Spannung der Drainelektrode die
Energieversorgungsspannung überschreitet.
Dies führt dazu,
dass die Stoßspannung
gegebenenfalls nur schwer unterdrückt werden kann.
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Folglich
sieht diese vierte Ausführungsform gemäß nachstehender
Beschreibung einen Schaltkreis vor, mit dem das Unterdrückungsvermögen der Stoßspannung
verbessert werden kann. D. h., es wird nicht nur das Timing zur
Verlangsamung der Änderungsgeschwindigkeit
der Spannung an der Steuerelektrode des Transistors stabil, sondern
ebenso die Änderungsgeschwindigkeit
der Spannung an der Steuerelektrode des Transistors an einem Zeitpunkt verlangsamt,
der früher
als der Zeitpunkt gelegen ist, an welchem die Spannung an der Hauptelektrode des
Transistors auf der Hochspannungsseite die Energieversorgungsspannung überschreitet.
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Nachstehend
wird ein bevorzugtes Halbleitermodel dieser Ausführungsform beschrieben. Ein Schaltkreis
der vierten Ausführungsform
verwendet einen FET. Der Schaltkreis der vierten Ausführungsform
verwendet einen MOSFET Eine Stoßspannungsunterdrückungsschaltung
und der Transistor sind in dem gleichen Halbleitersubstrat gebildet.
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17 zeigt einen Schaltplan eines Schaltkreises 210 mit
einem FET (n-leitendender MOSFET) 5. Der Transistor 5 ist
derart vorgesehen, dass eine Stromversorgung PS zwischen einer Drainelektrode D
und einer Sourceelektrode S des Transistors 5 in Reihe
mit einer Last geschaltet ist. Eine Streuinduktivität "L" ist in einer Verdrahtungsleitung zwischen dem
Transistor 5 und der Last R1 dargestellt. Der Schaltkreis 210 schaltet
den Transistor 5 auf der Grundlage einer Ansteuerspannung
Vin der Steuerschaltung 3 an und aus. Die Ansteuerspannung
Vin wird an die Gateelektrode G gegeben.
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Da
der Schaltkreis 210 den Transistor 5 an- und ausschaltet,
schaltet der Schaltkreis 210 derart, dass die von der Stromversorgung
PS gelieferte Energieversorgungsspannung Vps an die Last R1 gelegt
wird, oder derart, dass die von der Stromversorgung PS gelieferte
Energieversorgungsspannung Vps nicht an die Last R1 gelegt wird.
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Es
sollte ferner beachtet werden, dass die Drainelektrode D einer Hauptelektrode
auf der Hochspannungsseite, die Sourceelektrode S einer weiteren
Hauptelektrode auf der Niederspannungsseite und die Gateelektrode
G der Steuerelektrode entspricht.
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Der
Schaltkreis 210 weist den Transistor 5, eine Steuerschaltung 3 und
eine Stoßspannungsmessschaltung 212 auf.
Da die Steuerschaltung 3 mit der Gateelektrode G des Transistors 5 verbunden
ist, gibt die Steuerschaltung 3 eine Ansteuerspannung Vin
mit einer Rechteckwellenform, in der eine Spannung zum Einschalten
des Transistors 5 und eine weitere Spannung zum Ausschalten
des Transistors 5 abwechselnd erscheinen, an die Gateelektrode
G des Transistors 5. Die Stoßspannungsmessschaltung 212 weist
eine Reihenschaltung 230 und eine Spannungsanpassschaltung 220 auf.
Der eine Anschluss der Reihenschaltung 230 ist mit einem
ersten Knotenpunkt 241 zwischen der Gateelektrode G des Transistors 5 und
der Steuerschaltung 3 verbunden. Der andere Anschluss der
Reihenschaltung 230 ist mit einem zweiten Knotenpunkt 251 zwischen
der Drainelektrode D des Transistors 5 und der Last R1 verbunden.
Die Reihenschaltung 230 weist einen ersten Kondensator 7a und
eine erste Diode 9a auf, die mit dem ersten Kondensator 7a in
Reihe geschaltet ist. Eine Kathode der ersten Diode 9a ist
mit der Seite des ersten Knoten punkts 241 und eine Anode der
ersten Diode 9a mit der Seite des zweiten Knotenpunkts 251 verbunden.
Die Spannungsanpassschaltung 220 ist mit einem dritten
Knotenpunkt 233 einer Verbindungsleitung verbunden, welche
den ersten Kondensator 7a mit der ersten Diode 9a verbindet.
Die Spannungsanpassschaltung 220 verringert eine Spannung
des dritten Knotenpunkts 233, wenn der Transistor 5 eingeschaltet
wird, verglichen mit der bei einem Ausschalten des Transistors 5.
D. h., die Spannungsanpassschaltung 220 kann alternativ
eine Ladespannung des ersten Kondensators 7a verringern,
wenn der Transistor 5 eingeschaltet wird, verglichen mit
der bei einem Ausschalten des Transistors 5. Die die Reihenschaltung 230 aufweisende
Stoßspannungsmessschaltung 212 ist
in dem gleichen Halbleitersubstrat wie der Transistor 5 gebildet.
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Nachstehend
wird der Betrieb des Schaltkreises unter Bezugnahme auf die 18A bis 18C beschrieben.
Die 18A bis 18C zeigen Änderungen
der Spannungen VD an der Drainelektrode D des Transistors 5,
d. h. zeitliche Änderungen
der Spannung VD in einem Übergangszeitraum, in
dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird. 18A zeigt einen als Vergleichsbeispiel dienenden
Fall, bei dem die Stoßspannungsmessschaltung 212 nicht vorgesehen
ist. 18B zeigt einen als weiteres
Vergleichsbeispiel dienenden Fall, bei dem einzig die Reihenschaltung 230 innerhalb
der Stoßspannungsmessschaltung 212 vorgesehen
ist. 18C zeigt einen Fall des Schaltkreises 210 gemäß dieser
vierten Ausführungsform.
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Nachstehend
wird der Betrieb für
den Fall, bei dem keine Stoßspannungsmessschaltung 212 vorgesehen
ist, unter Bezugnahme auf die 18A beschrieben.
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Wenn
keine Stoßspannungsmessschaltung 212 vorgesehen
ist, wird die Spannung VD der Drainelektrode D dann, wenn der Transistor 5 an
dem Zeitpunkt "Toff" ausgeschaltet wird,
erhöht.
Anschließend
wurde in einer letzten Phase eines Übergangszeitraums zum Ausschalten
des Transistors 5 eine durch den Drainstrom ID des Transistors 5 und
die Streukapazität
L bedingte Stoßspannung
erzeugt.
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Nachstehend
wird der Betrieb für
den Fall, bei dem einzig die Reihenschaltung 230 in der
Stoßspannungsmessschaltung 212 vorgesehen
ist, unter Bezugnahme auf die 18B beschrieben.
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Zunächst wird
ein Zustand, bei dem der Transistor 5 ausgeschaltet wurde
sich in einem stabilen Zustand befindet, betrachtet. Bei dem Schaltkreis dieses
Vergleichsbeispiels wird dann, wenn der Transistor 5 ausgeschaltet
wurde und sich in einem stabilen Zustand befindet, eine Spannung
(Vps – VF) an den ersten Kondensator 7a gelegt.
Diese Spannung (Vps – VF)
wird erhalten, indem eine Durchlassspannung VF der
Diode 9a von der Energieversorgungsspannung Vps abgezogen
wird. Wenn der Transistor 5 ausgeschaltet wurde und sich
in einem stabilen Zustand befindet, wurde der erste Kondensator 7a auf diese
Spannung (Vps – VF)
geladen. D. h., eine Spannung "V1" an dem dritten Knotenpunkt 233 nimmt den
Spannungswert (Vps – VF) an.
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Anschließend, wenn
der Transistor 5 eingeschaltet wird, wird die Spannung
VD der Drainelektrode D verringert. Dies führt dazu, dass die erste Diode 9a nicht
entladen werden kann, da eine Sperrvorspannung an die erste Diode 9a gelegt
wird, wobei die geladene Spannung des ersten Kondensators 7a bei
der vorher geladenen Spannung (Vps – VF) gehalten wird, während der Transistor 5 ausgeschaltet wird.
-
Anschließend, wenn
der Transistor 5 an dem Zeitpunkt "Toff" ausgeschaltet
wird, wird die Spannung VD der Drainelektrode D erhöht. Wenn
die Spannung VD der Drainelektrode D eine Gesamtspannung (V1 + VF = Vps – VF + VF = Vps), d. h. die Energieversorgungsspannung überschreitet,
wird eine Durchlassspannung an die erste Diode 9a gelegt (Zeitpunkt "Tb" in der 18B). Die Gesamtspannung wird definiert, indem
die Spannung V1 (Vps – VF) des
dritten Knotenpunkts 233 zu der Durchlassspannung VF der Diode 9a addiert wird. Wenn
die Durchlassspannung an dem Zeitpunkt "Tb" an
die erste Diode 9a gelegt wird, beginnt ein Ladestrom, über den ersten
Kondensator 7a zu fließen.
Anschließend
wird die Verringerungsgeschwindigkeit der Spannung an der Gateelektrode
G des Transistors 5 verlangsamt und die Verringerungsgeschwindigkeit
des Drainstroms ID des Transistors 5 verringert. Dies führt dazu,
dass der steile Anstieg der Drainspannung VD der Drainelektrode
D auf den Zeitpunkt "Tb" folgend unterdrückt wird,
so dass die Stoßspannung
auf die geringe Stoßspannung
unterdrückt
wird.
-
Wenn
die Spannungsanpassschaltung 220 jedoch nicht vorgesehen
ist, ist ein derartiger Zeitpunkt auf den Zeitpunkt "Tb" festgelegt, an dem
die Spannung der Drainelektrode D den Wert der Energieversorgungsspannung
Vps annimmt. Dies führt dazu,
dass es die Stoßspannung
in einigen Fällen nicht
unterdrückt
werden kann. Der vorstehend beschriebene Zeitpunkt impliziert einen
Zeitpunkt, an welchem die Verringerungsgeschwindigkeit der Spannung
an der Gateelektrode G des Transistors 5 verlangsamt wird,
und an welchem die Verringerungsgeschwindigkeit des Drainstroms
ID des Transistors 5 verringert wird, und an dem ebenso
die Verringerungsgeschwindigkeit der Spannung an der Drainelektrode
D des Transistors 5 verlangsamt wird.
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Nachstehend
wird der Betrieb für
den Fall, bei dem die Spannungsanpassschaltung 220 vorgesehen
wurde, unter Bezugnahme auf die 18C beschrieben.
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Der
Zeitpunkt, an welchem der Ladestrom beginnt, über den ersten Kondensator 7a zu
fließen, entspricht,
wie bezüglich
der 18B beschrieben, einem Zeitpunkt,
an dem eine Durchlassspannung an die erste Diode 9a gelegt
wird. Der Zeitpunkt, an welchem die Durchlassspannung beginnt, die
erste Diode 9a zu beeinflussen, entspricht einem Zeitpunkt,
an welchem die Spannung VD der Drainelektrode D eine Gesamtspannung
(V1 + VF) zu überschreiten, die erhalten
wird, indem die Spannung V1 des dritten Knotenpunkts 233 zu
der Durchlassspannung VF der Diode 9a addiert
wird. Dies führt
dazu, dass der Zeitpunkt, an welchem die Durchlassspannung beginnt,
die erste Diode 9a zu beeinflussen, dann, wenn die Spannung
V1 des dritten Knotenpunkts 233 auf eine geringe Spannung
angepasst wird, früher
erfolgt, und dass ein Zustand, bei welchem der Ladestrom beginnt, über den
ersten Kondensator 7a zu fließen, wenn die Spannung VD der Drainelektrode
D gering ist, auftreten kann.
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Die
Spannungsanpassschaltung 220 verringert die elektrische
Ladung, die in dem ersten Kondensator 7a geladen wird,
während
der Transistor 5 ausgeschaltet ist, wenn der Transistor 5 eingeschaltet
wird, um die Spannung V1 des dritten Knotenpunkts 233 auf
eine Spannung "Vt" zu verringern (siehe 18C). Diese Spannung "Vt" kann
einen vorbestimmten Betrag oder alternativ jedes Mal verschiedene
Beträge
aufweisen, wenn der Schaltvorgang wiederholt wird. Wenn die Spannung
V1 des dritten Knotenpunkts 233 dann, wenn der Transistor 5 eingeschaltet wird,
wie in der 18C gezeigt, auf die Spannung
Vt verringert wird, wird der Zeitpunkt "Tc",
an welchem der Ladestrom beginnt, über den ersten Kondensator 7a zu
fließen,
auf einen früheren Zeitpunkt
gesetzt. D. h., wenn die Spannung VD der Drainelektrode D gering
ist, beginnt der Ladestrom, über
den ersten Kondensator 7a zu fließen; wird die Verringerungsgeschwindigkeit
der Spannung der Gateelektrode G des Transistors 5 verlangsamt;
wird die Verringerungsgeschwindigkeit des Drainstroms ID des Transistors 5 verlangsamt;
und wird die Änderungsgeschwindigkeit
der Spannung an der Drainelektrode D verlangsamt. D. h., der Ladestrom
beginnt, an einem Zeitpunkt über
den ersten Kondensator 7a zu fließen, der ausreichen weit vor
dem Zeitpunkt liegt, an welchem die Stoßspannung einen Spitzenwert
aufweist; die Verringerungsgeschwindigkeit der Spannung an der Gateelektrode
G des Transistors 5 verlangsamt wird; die Verringerungsgeschwindigkeit
des Drainstroms ID des Transistors 5 verlangsamt wird;
und die Änderungsgeschwindigkeit
der Spannung an der Drainelektrode D verlangsamt wird. Dies führt dazu,
dass die der Anstieg der Stoßspannung
deutlich unterdrückt
werden kann.
-
Es
sollte verstanden werden, dass durch ein Vorsehen des ersten Kondensators 7a auf
der Seite der Drainelektrode D des Transistors 5 und durch
ein Vorsehen der ersten Diode 9a auf der Seite der Gateelektrode
G des Transistors 5 dann, wenn die Spannungsanpassschaltung 220 zusätzlich vorgesehen
wird, solch ein Phänomen
erzielt werden kann. D. h., der Ladestrom beginnt an einem Zeitpunkt, über den
ersten Kondensator 7a zu fließen, der ausreichend weit vor
dem Zeitpunkt gelegen ist, an welchem die Stoßspannung einen Spitzenwert
aufweist; die Verringerungsgeschwindigkeit der Spannung an der Gateelektrode
G des Transistors 5 verlangsamt wird; und die Änderungsgeschwindigkeit
der Spannung an der Drainelektrode D verlangsamt wird. Dies führt dazu,
dass der Anstieg der Stoßspannung
deutlich unterdrückt
werden kann.
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19 zeigt einen konkreten Schaltplan der Spannungsanpassschaltung 220.
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Die
Spannungsanpassschaltung 220 ist zwischen den dritten Knotenpunkt 233 und
die Anode der ersten Diode 9a geschaltet, wobei der dritte
Knotenpunkt 233 den ersten Kondensator 7a mit
der ersten Diode 9a verbindet. Die Spannungsanpassschaltung 220 ist
derart aufgebaut, dass ein zweiter Kondensator 7b mit der
zweiten Diode 9b in Reihe geschaltet ist. Eine Kathode
der zweiten Diode 9b ist mit der Anodenseite der ersten
Diode 9a und eine Anode der zweiten Diode 9b mit
der Seite des dritten Knotenpunkts 233 verbunden.
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Die 20A und 20B zeigen
Versuchsergebnisse für
den Fall, bei welchem der Transistor 5 unter Verwendung
des in der 19 gezeigten Schaltkreises
angesteuert wird. 20A zeigt zeitliche Änderungen
einer Spannung VG an der Gateelektrode G des Transistors 5,
einer Spannung VD an dessen Drainelektrode D und von Spannungen
V1, V2. Es sollte verstanden werden, dass die Spannung V1 einer
Spannung an dem dritten Knotenpunkt 233 und die Spannung
V2 einer Spannung auf einer Verbindungsleitung zwischen der zweiten
Diode 9b und dem zweiten Kondensator 7b entspricht.
Die 20B zeigt zeitliche Änderungen
eines Drainstroms ID des Transistors 5 und von Strömen I1 und I2.
Der Strom I1 entspricht einem über
die erste Diode 9a fließenden Strom, und der Strom
I2 entspricht einem über
die zweite Diode 9b fließenden Strom. Die 20A und 20B zeigen
die Versuchsergebnisse, die erhalten werden, wenn eine elektrostatische
Kapazität
C1 des ersten Kondensators 7a 1 nF; einer elektrostatische
Kapazität
C2 des zweiten Kondensator 7b 0.5 nF; die Energieversorgungsspannung
Vps 100 V; und die Durchlassspannung VF der Diode 9a und der Diode 9b 0.8
V beträgt.
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Zunächst wird
ein Zeitraum "T1", während dem
der Transistor 5 ausgeschaltet wurde und sich in einem
stabilen Zustand befindet, betrachtet. Bei dem Schaltkreis 210 wird
dann, wenn der Transistor 5 ausgeschaltet wurde und sich
in einem stabilen Zustand befindet, eine Spannung (Vps – VF) an den ersten Kondensator 7a und
an den zweiten Kondensator 7b gelegt. Diese Spannung (Vps – VF) wird erhalten, indem eine Durchlassspannung
VF der Diode 9a von der Energieversorgungsspannung
Vps abgezogen wird. Eine Ladespannung des
ersten Kondensators 7a, während der Transistor 5 ausgeschaltet
wurde, ist gleich einem Wert (Vps – VF), und die Spannung V1 an dem dritten Knotenpunkt 233 nimmt
den Wert (Vps – VF)
an. Es sollte verstanden werden, dass die Spannung V2 zwischen dem
zweiten Kondensator 7b und der zweiten Diode 9b ebenso
den Wert (Vps – VF)
annimmt. D. h., der zweite Kondensator 7b wird nicht geladen.
Sowohl die Spannung V1 als auch die Spannung V2 liegt, wie in den 20A und 20B gezeigt,
während
des Zeitraums T1 bei einem Wert von annähernd 100 V.
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Nachstehend
wird der Zeitraum "T2", während dem
der Transistor 5 eingeschaltet wird, betrachtet. In dem
Zeitraum T2 wird zunächst
die Spannung VG der Gateelektrode G des Transistors 5 erhöht. Sowohl
die Spannung V1 als auch die Spannung V1 wird in Verbindung mit
der Erhöhung
der Gatespannung VG erhöht.
Wenn die Spannung VG der Gateelektrode G einen Schwellenwert überschreitet,
fließt
der Drainstrom Id zwischen der Sourceelektrode S und der Drainelektrode
D des Transistors 5, so dass der Transistor 5 eingeschaltet
wird. Wenn der Transistor 5 eingeschaltet wird, wird die Spannung
VD der Drainelektrode D verringert. Wenn die Spannung VD der Drainelektrode
D verringert wird, wird eine Sperrvorspannung an die erste Diode 9a gelegt,
so dass die erste Diode 9a gesperrt wird. An die zweite
Diode 9b wird demgegenüber
eine Durchlassspannung gelegt. Wenn eine Differenz zwischen der
Spannung V2 und der Spannung VD der Drainelektrode D die Durchlassspannung
VF der zweiten Diode 9b überschreitet,
wird die zweite Diode 9b leitend.
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Nachstehend
wird ein an diesem Zeitpunkt aufgetretenes Phänomen unter Bezugnahme auf
die 19 näher beschrieben. Wenn der Transistor 5 ausgeschaltet
ist, wird der zwischen dem dritten Knotenpunkt 233 und
dem ersten Knotenpunkt 241 vorhandene erste Kondensator 7a geladen.
Der dritte Knotenpunkt 233 entspricht der Hochspannungsseite,
während
der erste Knotenpunkt 241 der Niederspannungsseite entspricht.
Zu diesem Zeitpunkt ist das Potential V1 an dem dritten Knotenpunkt 233 gleich
dem Potential V2 auf der Verbindungsleitung zwischen dem zweiten
Kondensator 7b und der zweiten Diode 9b, und ist
die Änderungsspannung
des zweiten Kondensators 7b gleich Null. Anschließend, wenn
der Transistor 5 eingeschaltet wird, wird die zweite Diode 9b,
wie vorstehend beschrieben, leitend, und wird ein Teil der Elektronen,
die in dem ersten Kondensator 7a geladen wurden, in den
zweiten Kondensator 7b verschoben, um den zweiten Kondensator 7b zu
laden. Zu diesem Zeitpunkt entspricht der zweite Knotenpunkt 251 der
Niederspannungsseite bezüglich
des dritten Knotenpunkts 233, da der Transistor 5 eingeschaltet
ist. Dies führt
dazu, dass dann, wenn der Transistor 5 eingeschaltet ist,
beurteilt werden kann, dass eine Parallelschaltung aus dem ersten
Kondensator 7a und dem zweiten Kondensator 7b vorgesehen
ist. D. h., eine elektrostatische Kapazität zwischen dem ersten Knotenpunkt 241 und
dem zweiten Knotenpunkt 251 wird zu einer elektrostatischen
Reihenkapazität
aus der ersten Kapazität 7a und
der zweiten Kapazität 7b.
Dies führt dazu,
dass die Spannung V1 des dritten Knotenpunkts 233 verringert
wird. D. h., ein Teil der in dem ersten Kondensator 7a geladenen
Elektronen bewegt sich zum zweiten Kondensator 7b. Dies
führt dazu,
dass die Spannung V1 des dritten Knotenpunkts 233 verringert
wird. In einem Übergangszeitraum,
während
dem der Transistor 5 eingeschaltet wird, fließt der Strom 12,
wie in 20B gezeigt, über den
ersten Kondensator 7a, den zweiten Kondensator 7b,
die zweite Diode 9b und den zweiten Knotenpunkt 251,
so dass die Spannung V1 des dritten Knotenpunkts 233 verringert
wird. Es wird ersichtlich, dass der Verringerungsbetrag der Spannung
V1 an dem dritten Knotenpunkt 233 angepasst werden kann,
indem ein Verhältnis
der elektrostatischen Kapazität
des ersten Kondensators 7a zu der des zweiten Kondensators 7b angepasst
wird.
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In
einem Zeitraums "T3", während dem
der Transistor 5 vollständig
eingeschaltet wurde, wird sowohl die erste Diode 9a als
auch die zweite Diode 9b ausgeschaltet, so dass beide Spannungen
V1 und V2 aufrechterhalten werden.
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Nachstehend
wird der Zeitraum "T4", während dem
der Transistor 5 ausgeschaltet wird, beschrieben. Wenn
der Transistor 5 ausgeschaltet wird, wird die Spannung
VD der Drainelektrode D erhöht. Wenn
die Spannung VD der Drainelektrode D eine Gesamtspannung (V1 + VF = Vt + VF) überschreitet, die berechnet
wird, indem die Ladespannung V1 des ersten Kondensators 7a zur
Durchlassspannung VF der ersten Diode 9a addiert
wird, wird die erste Diode 9a hierauf folgend leitend.
Wenn die erste Diode 9a leitend wird, beginnt der Strom
I1, über
den ersten Kondensator 7a zu fließen; wird die Verringerungsgeschwindigkeit
der Spannung an der Gateelektrode G des Transistors 5 verlangsamt;
und wird die Verringerungsgeschwindigkeit des Drainstroms ID des
Transistors 5 verlangsamt. Dies führt dazu, dass der steile Anstieg
der Spannung VD der Drainelektrode D anschließend unterdrückt werden
kann, so dass die Stoßspannung
auf eine geringe Stoßspannung
unterdrückt
werden kann.
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Da
diese Vorgänge
wiederholt ausgeführt werden,
kann der Schaltkreis 210 den Transistor 5 ansteuern
und gleichzeitig die Stoßspannung
unterdrücken.
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Die 21 zeigt eine Änderung
der Spannung VD der Drainelektrode D des Transistors 5 in dem Übergangszeitraum,
während
dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird. In dieser Abbildung
ist das Ergebnis einer Änderung,
das erhalten wird, wenn die elektrostatische Kapazität C1 des
ersten Kondensators 7a und die elektrostatische Kapazität C2 des zweiten
Kondensators 7b geändert
werden, zusammen mit der vorstehend beschriebenen Änderung gezeigt.
Es sollte beachtet werden, dass die Beschriftung "OHNE MAßNAHME" ein Änderungsergebnis impliziert,
das erhalten wird, wenn die Stoßspannungsmessschaltung 212 nicht
vorgesehen ist.
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Wenn
der Fall, bei welchem die elektrostatische Kapazität C1 des
ersten Kondensators 7a 1 nF beträgt, mit dem Fall verglichen
wird, bei welchem die elektrostatische Kapazität C1 des ersten Kondensators 7a 0.5
nF beträgt,
wird, wie in der 21 gezeigt, ersichtlich, dass
sich die Steigungen der Spannungen der Drainelektrode D voneinander
unterscheiden. Der Betrag der elektrostatischen Kapazität C1 des
ersten Kondensators 7a bestimmt die Steigung der Spannung
VD der Drainelektrode D.
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Wenn
der Fall, bei dem ein Verhältnis
der elektrostatischen Kapazität
des ersten Kondensators 7a zu der elektrostatischen Kapazität des zweiten Kondensators 7b 1:1
ist, mit dem Fall verglichen wird, bei dem ein Verhältnis beider
bei 1:0.5 liegt, ist der Zeitpunkt, an welchem die Spannungen VD
der Drainelektrode D damit beginnen, zu steigen, wie in 21 gezeigt, jeweils verschieden. Das Verhältnis der
elektrostatischen Kapazität
des ersten Kondensators 7a zu der des zweiten Kondensators 7b bestimmt
den Zeitpunkt, an welchem die Spannung VD der Drainelektrode D damit
beginnt, zu steigen.
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22 zeigt eine Änderung
des Drainstroms ID des Transistors 5 in dem Übergangszeitraum, während dem
der Transistor 5 ausgeschaltet wird.
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Wenn
der Fall, bei welchem die elektrostatische Kapazität C1 des
ersten Kondensators 7a 1 nF beträgt, mit dem Fall verglichen
wird, bei welchem die elektrostatische Kapazität C1 des ersten Kondensators 7a 0.5
nF beträgt,
wird, wie in 22 gezeigt, ersichtlich, dass
sich die Steigungen des Drainstroms ID des Transis tors 5 voneinander
unterscheiden. Der Betrag der elektrostatischen Kapazität C1 des
ersten Kondensators 7a bestimmt die Steigung des Drainstroms
ID des Transistors 5.
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Wenn
der Fall, bei dem ein Verhältnis
der elektrostatischen Kapazität
des ersten Kondensators 7a zu der elektrostatischen Kapazität des zweiten Kondensators 7b 1:1
ist, mit dem Fall verglichen wird, bei dem ein Verhältnis beider
bei 1:0.5 liegt, ist der Zeitpunkt, an welchem die Drainströme ID des
Transistors 5 damit beginnen, zu steigen, wie in 22 gezeigt, jeweils verschieden. Das Verhältnis der
elektrostatischen Kapazität
des ersten Kondensators 7a zu der des zweiten Kondensators 7b bestimmt
den Zeitpunkt, an welchem der Drainstrom ID des Transistors 5 damit
beginnt, zu steigen.
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Aus
den Ergebnissen der 21 und 22 wird
ersichtlich, dass die Eigenschaften der Übergangszeiträume, wöhrend der
der Transistor 5 ausgeschaltet wird, verbessert werden
können,
da die elektrostatischen Kapazitäten
des ersten Kondensators 7a und des zweiten Kondensators 7b angepasst werden.
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Wie
aus der 21 ersichtlich, kann insbesondere
der Schaltkreis 210 der vierten Ausführungsform die Spannung VD
der Drainelektrode D in der Anfangsphase des Übergangszeitraums, während dem
der Transistor 5 ausgeschaltet wird, stark ändern und
die Spannung VD der Drainelektrode D in der Endphase des Übergangszeitraums
leicht ändern.
Dies führt
dazu, dass ein Anstieg des Ausschaltverlusts unterdrückt werden
kann, da die Spannung VD der Drainelektrode D in der Anfangsphase des Übergangszeitraums
stark geändert
wird, während
der Anstieg der Stoßspannung
unterdrückt
werden kann, da die Spannung VD der Drainelektrode D leicht geändert wird.
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23 zeigt eine Austauschkennlinie zwischen einem
Ausschaltverlust und einer Stoßspannung
für den
Fall, bei welchem der Transistor 5 angesteuert wird. Eine
gestrichelte Linie dieser Abbildung beschreibt eine Austauschkennlinie
für den
Fall "OHNE MAßNAHME".
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Der
Schaltkreis 210 der vierten Ausführungsform kann, wie aus der 23 ersichtlich, die Stoßspannung verringern, während der
Ausschaltverlust nicht wesent lich erhöht wird. Der Schaltkreis 210 dieser
vierten Ausführungsform
kann das zwischen dem Ausschaltverlust und der Stoßspannung
bestehende Austauschverhältnis
bewältigen.
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Die
nachstehend beschriebenen Vergleichsergebnisse zeigen Versuchsergebnisse,
die dann erhalten werden, wenn extreme elektrostatische Kapazitäten als
die elektrostatischen Kapazitäten
der ersten Kapazität 7a und
der zweiten Kapazität 7b verwendet
werden. Es sollte beachtet werden, dass die Anordnungen der Schaltkreise
in den nachstehend beschriebenen Vergleichsbeispielen der Anordnung des
in der 19 gezeigten Schaltkreises 210 entsprechen.
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(Vergleichsbeispiel 1)
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Die
in den 24A und 24B gezeigten Ergebnisse
entsprechen einem Fall, bei welchem die elektrostatische Kapazität C1 des
ersten Kondensators 7a 1 nF und die elektrostatische Kapazität C2 des
zweiten Kondensators 7b 0.1 nF beträgt. Die elektrostatische Kapazität C2 des
zweiten Kondensators 7b ist äußerst gering. Dies führt dazu,
dass das Vergleichsbeispiel 1 im Wesentlichen einem Fall entspricht,
bei welchem der zweite Kondensator 7b nicht vorgesehen
ist.
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Bei
dem Vergleichsbeispiel 1 fließt
der Strom I2, wie in den 24A und 24B gezeigt, nicht in dem Übergangszeitraum, während dem
der Transistor 5 eingeschaltet wird. Dies führt dazu,
dass die Spannung V1 an dem dritten Knotenpunkt 233 nicht verringert
wird.
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(Vergleichsbeispiel 2)
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Die
in den 25A und 25B gezeigten Ergebnisse
entsprechen einem Fall, bei welchem die elektrostatische Kapazität C1 des
ersten Kondensators 7a 0.1 pF und die elektrostatische
Kapazität
C2 des zweiten Kondensators 7b 1 nF beträgt. Die
elektrostatische Kapazität
C1 des ersten Kondensators 7a ist äußerst gering.
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Bei
dem Vergleichsbeispiel 2 fließt
der Strom I2, wie in den 25A und 25B gezeigt, nicht in dem Übergangszeitraum, während dem
der Transistor 5 eingeschal tet wird. Ferner fließt der Strom 11 nicht
in dem Übergangszeitraum,
während
dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird. Dies führt dazu, dass
das Vergleichsbeispiel 2 derart beurteilt werden kann, dass es im
Wesentlichen einem Fall entspricht, bei welchem die Stoßspannungsmessschaltung 212 nicht
vorgesehen ist.
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(Vergleichsbeispiel 3)
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Die
in den 26A und 26B gezeigten Ergebnisse
entsprechen einem Fall, bei welchem die elektrostatische Kapazität C1 des
ersten Kondensators 7a 1 nF und die elektrostatische Kapazität C2 des
zweiten Kondensators 7b 10 nF beträgt. Die elektrostatische Kapazität C2 des
zweiten Kondensators 7b ist äußerst hoch.
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Bei
dem Vergleichsbeispiel 3 fließt
der überhöhte Strom
I2, wie in den 26A und 26B gezeigt,
in dem Übergangszeitraum,
während
dem der Transistor 5 eingeschaltet wird. Dies führt dazu,
dass die Spannung V1 an dem dritten Knotenpunkt 233 übermäßig verringert
wird. Folglich wird die Spannung VD an dem zweiten Knotenpunkt in
dem Übergangszeitraum,
während
dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, von dessen Anfangsphase
an geneigt. In dem Schaltkreis des Vergleichsbeispiels 3 wird
der Ausschaltverlust erhöht.
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Ersatzweise
können
in dem Schaltkreis 210 der 19 die
Reihenschaltung aus dem zweiten Kondensator 7b und der
zweiten Diode 9b, die Parallelschaltung aus der ersten
Diode 9a und der erste Kondensator 7a alternativ
in entgegengesetzter die Lage betreffender Anordnung zwischen dem
ersten Knotenpunkt 241 und dem zweiten Knotenpunkt 251 vorgesehen
sein. Alternativ kann die Anordnungsreihenfolge zwischen dem zweiten
Kondensator 7b und der zweiten Diode 9b umgekehrt
werden.
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(Fünfte
Ausführungsform)
-
Ein
Schaltkreis 300 gemäß einer
fünften Ausführungsform
weist, wie in 28 gezeigt, einen Transistor
(MOSFET) 5, einen Lastwiderstand R1, eine Gatesteuerschaltung 3,
einen Gatewiderstand 336, eine Stromversorgung PS, eine
Diode 9a und einen Kondensator 7 auf.
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Der
Schaltkreis 300 weist einen MOSFET 5 auf, welcher
dem Schaltelement entspricht. Der MOSFET 5 ist ein N-Kanal-MOSFET
Ein Drainanschluss D des MOSFET 5 ist über den Lastwiderstand R1 mit
einer Seite positiver Polarität
der Stromversorgung PS verbunden. Ein Sourceanschluss S des MOSFET 5,
eine Seite negativer Polarität
der Stromversorgung PS und ein Masseanschluss Y der Gatesteuerschaltung 3 sind
geerdet. Ein Gateanschluss G des MOSFET 5 ist über den
Gatewiderstand 336 mit einem Steuerspannungausgangsanschluss
X der Gatesteuerschaltung 3 verbunden.
-
Der
Schaltkreis 300 weist ferner eine Stoßspannungsunterdrückungsschaltung
auf, die einer Reihenschaltung aus der Diode 9a und dem
Kondensator 7 entspricht. Die Stoßspannungsunterdrückungsschaltung
verbindet einen Signalweg zwischen dem Drain und dem Gate des MOSFET 5.
Der Drainanschluss D des MOSFET 5 ist über den Kondensator 7 mit
einem Anodenanschluss der Diode 9a verbunden. Der Gateanschluss
G des MOSFET 5 ist mit einem Kathodenanschluss der Diode 9a verbunden.
-
Die
Gatesteuerschaltung 3 gibt eine Steuerspannung (Gatespannung) "VG" zum Ein-/Ausschalten
des MOSFET 5 von dem Steuerspannungsausgangsanschluss X
an den Gateanschluss G des MOSFET 5. Wenn die Gatespannung
unter einer Schwellenwertspannung liegt, befindet sich der MOSFET 5 in
einem AUS-Zustand. Wenn die Gatespannung VG größer oder gleich der Schwellenwertspannung
(z. B. 5 bis 15V) ist, befindet sich der MOSFET 5 in einem
EIN-Zustand.
-
Wenn
der MOSFET 5 sperrt (AUS-Zustand), wird die Drainspannung
VD des Drainanschlusses D auf der Energieversorgungsspannung Vps
gehalten. Dies führt
dazu, dass ein Vorspannung in Durchlassrichtung an die Diode 9a gelegt
wird, und diese folglich in einen leitenden Zustand versetzt wird.
Dies führt
dazu, dass eine Potentialdifferenz zwischen dem Gateanschluss G
und dem Drainanschluss D des MOSFET 5 gleich der Energieversorgungsspannung
Vps wird und eine Ladespannung Vc des Kondensators 7 gleich
einer Spannung wird, die berechnet wird, indem die Durchlassspannung
VF der Diode 9a von der Energieversorgungsspannung
Vps abgezogen wird. Es sollte beachtet werden, dass die Ladespannung
Vc zwischen den Anschlüssen
des Kondensators 7 im Wesentlichen gleich der Energieversorgungsspannung
Vps wird, da die Durchlassspannung VF der
Diode 9a verglichen mit der normalen Energieversorgungsspannung
ausreichend gering ist (z. B. annähernd 0.7 V bei einer Siliziumdiode).
-
Anschließend, wenn
der MOSFET 5 durchgeschaltet wird (EIN-Zustand), wird die
Drainspannung VD des Drainanschlusses D von der Energieversorgungsspannung
Vps auf eine Spannung "Vds" zwischen der Source
und dem Drain verringert (annähernd
einige V). Zu diesem Zeitpunkt wird die Ladespannung Vc des Kondensators 7 bei
der Energieversorgungsspannung Vps gehalten und eine Sperrvorspannung
an die Diode 9a gelegt, so dass die Diode 9a gesperrt
wird.
-
Anschließend, wenn
die Gatespannung VG verringert wird, so dass der MOSFET 5 von
dem EIN- in den AUS-Zustand geschaltet wird, wird die Drainspannung
VD erhöht.
Da der Schaltkreis 300, wie in 29 gezeigt,
die Streuinduktivität "L" aufweist, wird durch diese bedingt
eine Stoßspannung
erzeugt, so dass die Drainspannung VD auf einen Wert größer oder
gleich der Energieversorgungsspannung Vps erhöht wird. In Verbindung mit
dem Anstieg der Drainspannung VD wird die Diode 9a dann,
wenn die Spannung Vdg zwischen dem Gate und dem Drain größer oder
gleich einer Summenspannung zwischen der Spannung Vc in dem Kondensator 7 und der
Durchlassspannung VF der Diode 9a ist,
derart i Durchlassrichtung vorgespannt, dass sie leitend wird. Folglich
fließt
ein Strom über
den Gatewiderstand 336, so dass die Spannung an dem Gateanschluss
erhöht
wird. Dies führt
dazu, dass der Strom Id zwischen der Source und dem Drain des MOSFET 5 erhöht und einer
Verringerungsgeschwindigkeit des Stroms Id zwischen der Source und
dem Drain verlangsamt wird, so dass die Drainspannung VD verringert
wird.
-
Da
der Anstieg der Drainspannung negativ über die Reihenschaltung aus
der Diode 9a und dem Kondensator 7 auf den Gateanschluss
zurückgekoppelt
wird, wird der Strom zwischen der Source und dem Drain des MOSFET 5,
wie vorstehend beschrieben, erhöht,
so dass der durch die Stoßspannung
bedingte Anstieg der Drainspannung VD unterdrückt werden kann.
-
Es
sollte beachtet werden, dass der vorstehend beschriebene Schaltkreis 300 alternativ
auf einen Inverter, einen Gleichspannungswandler und dergleichen
angewandt werden kann.
-
Nachstehend
wird eine Ausführungsform des
Schaltkreises 300 mit dem N-Kanal-MOSFET 5 beschrieben.
In diesem Fall wird ein Unterdrückungseffekt
einer Stoßspannung
für einen
Fall aufgezeigt, bei welchem der Kondensator 7 mit Werten
von 1 und 10 nF gewählt
wird, während
die Energieversorgungsspannung Vps bei 100 V liegt.
-
Wenn
der MOSFET 5 sperrt, wird die Diode 9a in einen
leitenden Zustand versetzt, so dass eine Potentialdifferenz zwischen
dem Gate G und dem Drain D des MOSFET 5 gleich der Energieversorgungsspannung
Vps wird. Eine Spannung Vc, die erhalten wird, indem die Durchlassspannung
VF (annähernd
0.7 V) der Diode 9a von der Energieversorgungsspannung
Vps (100 V) abgezogen wird, wird in dem Kondensator 7 gehalten.
Wenn der MOSFET 5 durchschaltet, wird die Drainspannung
VD auf einige Volt verringert, verbleibt der Kondensator 7 bei
annähernd
100 V und wird eine Sperrvorspannung an die Diode 9a gelegt,
so dass die Diode 9a sperrt. Wenn die Steuerspannung VG
verringert wird, so dass der MOSFET 5 von dem EIN- in den AUS-Zustand
geschaltet wird, wird die Drainspannung VD erhöht.
-
30 zeigt eine zeitliche Änderung eines über die
Diode 9a fließenden
Stroms, wenn der MOSFET durchgeschaltet und eine Stoßspannung an
dem Drainanschluss D erzeugt wird. 31 zeigt ferner
eine zeitliche Änderung
der Gatespannung VG, die an den Gateanschluss G gelegt wird, wenn die
Stoßspannung
an dem Drainanschluss D erzeugt wird. 31 zeigt
ferner eine zeitliche Änderung
der Gatespannung als Vergleichsbeispiel, wenn die Stoßspannungsunterdrückungsschaltung
nicht vorgesehen ist.
-
Wenn
eine Stoßspannung
während
einer Zeitspanne zwischen einem Zeitpunkt bei 1.57 × 10–6 Sekunden
und einem Zeitpunkt bei 1.60 × 10–6 Sekunden
erzeugt wird und die Spannung Vdg zwischen dem Gate und dem Drain
größer oder
gleich einer Summenspannung zwischen der in dem Kondensator 7 gehaltenen
Spannung und der Durchlassspannung VF der
Diode 9a, d. h. der Energieversorgungsspannung Vps von
100 V wird, wird die Diode 9a in Durchlassrichtung vorgespannt,
so dass sie leitend wird. Dies führt
dazu, dass ein Strom zwischen dem Gatewiderstand 336 fließt und die
Spannung VG des Gateanschlusses G folglich erhöht wird. Zu diesem Zeitpunkt
wird eine Schaltungsimpedanz, wie in 30 gezeigt,
in dem Fall, bei welchem der Kapazitätswert des Kondensators 7 der
Stoßspannungsunterdrückungsschaltung
bei 10 nF liegt (Kennlinie "XXXB"), kleiner als eine
Schaltungsimpedanz in dem Fall, bei welchem der Kapazitätswert des
Kondensators 7 der Stoßspannungsunterdrückungsschaltung
bei 1 nF liegt (Kennlinie "XXXA"), so dass ein hoher
Strom fließt.
Dies führt
dazu, dass in dem Fall, bei welchem der Kapazitätswert des Kondensators 7 der
Stoßspannungsunterdrückungsschaltung bei
10 nF liegt (Kennlinie "XXXB"), eine Gatespannung
VG, die, wie in 31 gezeigt, geringer als eine Gatespannung
ist, die in dem Fall erzeugt wird, bei welchem der Kapazitätswert des
Kondensators 7 der Stoßspannungsunterdrückungsschaltung
bei 1 nF liegt (Kennlinie "XXXA"), an den Gateanschluss
G des MOSFET 5 gelegt wird. Es sollte beachtet werden,
dass dann, wenn die Stoßspannungsunterdrückungsschaltung
nicht vorgesehen ist, kein Strom über den Gatewiderstand 336 fließt und die
Gatespannung VG folglich nicht erhöht wird.
-
32 zeigt eine zeitliche Änderung der Drainspannung Vd,
wenn der MOSFET 5 ausgeschaltet wird. Da die Gatespannung
VG erhöht
wird, wenn der Strom Id zwischen der Source und dem Drain des MOSFET 5 erhöht wird,
wird die Drainspannung Vd verringert, so dass der nachteilige Einfluss
der Stoßspannung
unterdrückt
wird. Zu diesem Zeitpunkt wird der Unterdrückungseffekt der Stoßspannung,
der erzielt wird, wenn der Kapazitätswert des Kondensators 7 der
Stoßspannungsunterdrückungsschaltung
bei 10 nF liegt (Kennlinie "XXXIIB"), wie in 32 gezeigt, höher
als der Unterdrückungseffekt
der Stoßspannung,
der erzielt wird, wenn der Kapazitätswert des Kondensators 7 der
Stoßspannungsunterdrückungsschaltung
bei 1 nF liegt (Kennlinie "XXXIIA").
-
Es
sollte ferner verstanden werden, dass dann, wenn die Stoßspannungsunterdrückungsschaltung
nicht vorgesehen ist, kein Strom über den Gatewiderstand 336 fließt und die
Gatespannung VG folglich nicht erhöht wird.
-
Wenn,
wie in 33 gezeigt, keine Unterdrückungsschaltung
für die
Stoßspannung
vorgesehen ist, besteht ein Austauschverhältnis zwischen einer Stoßspannung
und einem Verlust, der erzeugt wird, wenn der MOSFET 5 ausgeschaltet
wird. In diesem Diagramm ist ein Produkt aus einer Drainspannung
VD und einem Drainstrom Id, das für eine Ausschaltperiode integriert
wird, als Verlust definiert, der auftritt, wenn der MOSFET 5 ausgeschaltet
wird. D. h. eine Ausschaltzeit muss verkürzt werden, wenn der Verlust,
der auftritt, wenn der MOSFET 5 ausgeschaltet wird, verringert
werden soll. Wenn die Ausschaltzeit jedoch verkürzt wird, wird eine durch eine Streuinduktivität verursachte
Stoßspannung
erhöht. Wenn
demgegenüber
die Stoßspannungsunterdrückungsschaltung
dieser fünften
Ausführungsform verwendet
wird, kann die Stoßspannung,
wie in 33 gezeigt, verringert werden,
während
der Verlust, der auftritt, wenn der MOSFET 5 ausgeschaltet wird,
auf einen geringen Verlust unterdrückt werden. Zu diesem Zeitpunkt
wird der Unterdrückungseffekt der
Stoßspannung,
der erzielt wird, wenn der Kapazitätswert des Kondensators 7 der
Stoßspannungsunterdrückungsschaltung
bei 10 nF liegt (Kennlinie "XXXIIIB") höher als
der Unterdrückungseffekt
der Stoßspannung,
der erzielt wird, wenn der Kapazitätswert des Kondensators 7 der
Stoßspannungsunterdrückungsschaltung
bei 1 nF liegt (Kennlinie "XXXIIIA"). In diesem Fall
beschreibt eine punktierte Linie "XXXIIIC" eine Austauschkennlinie zwischen einer Stoßspannung
und einem Aus-schaltverlust eines Leistungs-MOSFET für eine allgemeine
Anwendung.
-
Ein
Abschnitt des Schaltkreises 300 kann, wie in den 36A bis 45 gezeigt,
aufgebaut werden, indem der MOSFET 5, die Diode 9a und
der Kondensator 7 auf dem gleichen Halbleitersubstrat 20 gebildet
werden. Jedes der in den 36A bis 45 gezeigten
Beispiele entspricht einem Halbleitermodel, bei welchem der MOSFET 5 und
der Kondensator 7 in dem Halbleitersubstrat 20 und
die Diode 9a auf dem Halbleitersubstrat 20 gebildet
ist. Der MOSFET 5, die Diode 9a und der Kondensator 7 sind unter
Verwendung des Halbleitersubstrats 20 in einem einteiligen
Körper
gebildet und in einer Ein-Chip-Struktur aufgebaut. Es sollte beachtet
werden, dass das Halbleitersubstrat 20 aus Einkristallsilizium
aufgebaut ist.
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Das
in den 36A und 36B gezeigte Halbleitermodel
zeigt ein Beispiel, bei welchem die Reihenschaltung aus der Diode 9a und
dem Kondensator 7 zwischen den Drain D und das Gate G des MOSFET 5 und
der Kondensator 7 zwischen den Drain D des MOSFET 5 und
die Diode 9a geschaltet ist. 36A zeigt
eine schematische Schnittsansicht eines Hauptabschnitts des Halbleitersubstrats 20. 36B zeigt eine Ersatzschaltung dieses Halbleiteraufbaus.
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36A zeigt einen Nahbereich einer Grenze zwischen
einem Elementebereich und einem Peripheriebereich. Der Elementebereich
entspricht einem Bereich, in dem eine Halbleiterbereichsgruppe gebildet
ist, die dafür
vorgesehen ist, einen Signalweg zwischen den Hauptelektroden (d.
h. Drain D und Source S) zeitweise zwischen einem leitenden und
einem nichtleitenden Zustand zu wechseln. Der Elementebereich ist
an einer mittleren Seite des Halbleitersubstrats 20 angeordnet.
Der Peripheriebereich ist derart angeordnet, dass ein peripherer
Abschnitt eines Zentralbereichs umgeben ist. In dem Peripheriebereich
ist ein Anschlussbereich gebildet. Der Anschlussbereich ist derart
angeordnet, dass der periphere Abschnitt des Zentralbereichs umgeben ist.
Der Anschlussbereich entspricht einem Bereich, bei welchem eine
an den MOSFET 5 gelegte Spannung dann, wenn der MOSFET 5 sperrt,
entlang einer seitlichen Richtung geladen wird, indem eine Sperrschicht
von dem Elementebereich in Richtung einer Seitenrichtung ausgedehnt
wird. Es sollte verstanden werden, dass die Breiten des in der 36A gezeigten Anschlussbereichs entlang der seitlichen Richtung
in komprimierter Form dargestellt sind, um die Darstellung zu vereinfachen.
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Das
Halbleitersubstrat 20 weist einen n+-leitenden
Drainbereich 22 und einen n–leitenden
Driftbereich 24 auf. Der n+-leitende
Drainbereich 22 ist auf einer Rückfläche des Halbleitersubstrats 20 und
der n–leitende
Driftbereich 24 auf dem Drainbereich 22 gebildet.
Sowohl der Drainbereich 22 als auch der Driftbereich 24 sind
kontinuierlich entlang der seitlichen Richtung vom Elementebereich
zum Peripheriebereich innerhalb des Halbleitersubstrats 20 gebildet.
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Ein
p-leitender Körperbereich 76,
ein n+-leitender Sourcebereich 72 und
ein p+-leitender
Körperkontaktbereich 74 sind
auf einer Stirnfläche
des Halbleitersubstrats 20 des Elementebereichs gebildet.
Ein Körperbereich 76 ist
kontinuierlich auf der Stirnfläche des
Halbleitersubstrats 20 des Elementebereichs entlang der
seitlichen Richtung gebildet. Der Sourcebereich 72 und
der Körperkontaktbereich 74 sind
gezielt auf der Stirnfläche
des Halbleitersubstrats 20 gebildet. Der Sourcebereich 72 ist durch
den Körperbereich 76 von
dem Driftbereich 24 isoliert. Der Körperkontaktbereich 74 weist
eine höhere
Dotierkonzentration als der Körperbereich 76 auf.
Sowohl der Sourcebereich 72 als auch der Körperkontaktbereich 74 sind
elektrisch mit der Source S auf dem Halbleitersubstrat 20 verbunden.
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Ferner
sind eine Trench-Gate-Elektrode 64 und ein Gateisolierfilm 62 auf
der Stirnfläche
des Halbleitersubstrats 20 des Elementebereichs gebildet.
Die Trench-Elektrode 64 erstreckt
sich von der Stirnfläche
des Halbleitersubstrats 20 in Richtung von dessen Rückfläche, wobei
sie den Körperbereich 76 durchdringt
und anschließend
den Driftbereich 24 erreicht. Der Gateisolierfilm 62 bedeckt
die Trench-Gate-Elektrode 64 derart,
dass die Trench-Gate-Elektrode 64 elektrisch von dem Halbleitersubstrat 20 isoliert
ist. Die Trench-Gate-Elektrode 64 ist über den Gateisolierfilm 62 gegenüber dem Körperbereich 76 angeordnet,
wobei der Körperbereich 76 den
Sourcebereich 72 von dem Driftbereich 24 isoliert.
Die Trench-Gate-Elektrode 64 ist aus polykristallinem Silizium
aufgebaut. Der Gateisolierfilm 62 ist aus Siliziumoxid
aufgebaut.
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Ein
Trennoxidfilm 42 (Beispiel für einen Isolierfilm) ist auf
der Stirnfläche
des Halbleitersubstrats 20 des Peripheriebereichs gebildet.
Der Trennoxidfilm 42 ist aus einem Siliziumoxid aufgebaut.
Der Trennoxidfilm 42 kann ein elektrisches Feld der Stirnfläche des
Halbleitersubstrats 20 des Anschlussbereichs abbauen. Im
Allgemeinen gibt es eine Vielzahl von Möglichkeiten, bei denen Strukturen,
wie beispielsweise eine RESURF-Schicht und ein Schutzring, innerhalb
des unter dem Trennoxidfilm 42 vorgesehenen Halbleitersubstrats 20 gebildet
sind. Diese Strukturen sind dazu ausgelegt, eine in dem peripheren
Abschnitt des Elementebereichs auftretende Konzentration des elektrischen
Feldes abzubauen, um auf diese Art und Weise die Spannungsfestigkeit des
MOSFET 5 zu verbessern. In der 16A sind diese
sehr feinen Strukturen jedoch ausgelassen, um die Darstellung zu
vereinfachen.
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Ein
n-leitender Diffusionshalbleiterbereich 38 und ein n+-leitender Oberflächendiffusionshalbleiterbereich 32 sind
auf einer Stirnfläche
des Halbleitersubstrats 20 gebildet, die sich in einer
anderen Seitenrichtung als der Anschlussbereich befindet. Sowohl
der n-leitende Diffusionshalbleiterbereich 38 als auch
der n+-leitende Oberflächendiffusionshalbleiterbereich 32 sind
auf wenigstens einem Abschnitt der Stirnflä che des Halbleitersubstrats 20 gebildet,
der sich in der anderen Seitenrichtung als der Anschlussbereich
befindet. D. h., der n-leitende Diffusionshalbleiterbereich 38 und
der n+-leitende Oberflächendiffusionshalbleiterbereich 32 müssen nicht
derart gebildet sein, dass der periphere Abschnitt des Anschlussbereichs
von diesen Bereichen 32 und 38 umgeben ist.
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Ferner
sind ein eingebetteter leitfähiger
Bereich 36 und ein Beschichtungsisolierbereich 34 in
einem Abschnitt der Stirnfläche
des Halbleitersubstrats 20 gebildet, der sich in einer
anderen Seitenrichtung als der Anschlussbereich befindet. Der eingebettete leitfähige Bereich 36 erstreckt
sich von der Stirnfläche
des Halbleitersubstrats 20 zu dessen Rückfläche und verbleibt anschließend innerhalb
des n-leitenden Diffusionshalbleiterbereichs 38. Der Beschichtungsisolierbereich 34 bedeckt
den eingebetteten leitfähigen
Bereich 36 derart, dass der eingebettete leitfähige Bereich 36 elektrisch
von dem Halbleitersubstrat 20 isoliert ist. Der eingebettete
leitfähige
Bereich 36 ist aus polykristallinem Silizium aufgebaut.
Der Beschichtungsisolierbereich 34 ist aus einem Siliziumoxid
aufgebaut.
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Der
eingebettete leitfähige
Bereich 36 ist über
den Beschichtungsisolierbereich 34 dem n-leitenden Diffusionshalbleiterbereich 38 gegenüberliegend
angeordnet. Der Kondensator 7 ist folglich aus dem eingebetteten
leitfähigen
Bereich 36, dem Beschichtungsisolierbereich 34 und
dem n-leitenden Diffusionshalbleiterbereich 38 aufgebaut.
Es sollte beachtet werden, dass der n-leitende Diffusionshalbleiterbereich 38 gebildet
ist, um eine Erzeugung einer Sperrschicht an einer Grenze zwischen
dem Beschichtungsisolierbereich 34 und dem n-leitenden Diffusionshalbleiterbereich 38 zu
unterdrücken,
und folglich, um die Kapazität
des Kondensators 7 zu stabilisieren.
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Der
eingebettete leitfähige
Bereich 36 weist die gleiche Tiefe wie die Trench-Gate-Elektrode 64 des
Elementebereichs auf. Der Beschichtungsisolierbereich 34 weist
die gleiche Dicke wie der Gateisolierfilm 62 des Elementebereichs
auf. Folglich können
der eingebettete leitfähige
Bereich 36 und der Beschichtungsisolierbereich 34 gleichzeitig
gebildet werden, indem der Prozess zur Fertigung der Trench-Gate-Elektrode 64 des
Elementebereichs des Gateisolierfilms 62 angewandt wird.
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Die
Diode 9a ist auf der Stirnfläche des Trennbereichs 42 gebildet.
Die Diode 9a ist aus einem p-leitenden Anodenhalbleiterbereich 54 und
einem n-leitenden Kathodenhalbleiterbereich 52 aufgebaut.
Der Anodenhalbleiterbereich 54 und der Kathodenhalbleiterbereich 52 sind
auf der Stirnfläche des
Trennoxidfilms 42 gebildet, wobei sie direkt an diesen
grenzen. Der Anodenhalbleiterbereich 54 und der Kathodenhalbleiterbereich 52 sind
aus polykristallinem Silizium aufgebaut.
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Der
Kathodenhalbleiterbereich 52 der Diode 9a ist,
wie in 36 gezeigt, elektrisch mit
der Trench-Gate-Elektrode 64 des MOSFET 5 verbunden.
Der Anodenhalbleiterbereich 54 der Diode 9 ist elektrisch
mit dem eingebetteten leitfähigen
Bereich 36 des Kondensators 7 verbunden. D. h.,
der Anodenhalbleiterbereich 54 der Diode 9a ist
elektrisch mit dem einen Ende des Kondensators 7 verbunden. Der
n-leitende Diffusionshalbleiterbereich 38 ist über den
n+-leitenden Oberflächendiffusionshalbleiterbereich 32 elektrisch
mit dem Drain D verbunden. Der n-leitende Diffusionshalbleiterbereich 38 ist
ferner über
den Driftbereich 24 und den Drainbereich 22 elektrisch
mit dem Drain D verbunden. Folglich ist das andere Ende des Kondensators 7 elektrisch
mit dem Drain D des MOSFET 5 verbunden. Ein Schaltkreischip
zum Aufnehmen einer in der 36B gezeigten
Ersatzschaltung wurde angeordnet, indem diese elektronischen Elemente
elektrisch miteinander verbunden wurden. Es sollte verstanden werden, dass
diese elektrischen Verbindungen aus beispielsweise Aluminiumverdrahtungsleitungen
gebildet sein können.
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Wenn
die Diode 9a und der Kondensator 7, wie vorstehend
beschrieben, wie der MOSFET 5 auf dem gleichen Halbleitersubstrat 20 gebildet
sind, müssen
die Diode 9a und der Kondensator 7 nicht getrennt
vorbereitet werden. Folglich kann ein Halbleiterchip für den Schaltkreis 300 gebildet
werden, ohne eine Gesamtzahl der Komponenten zu erhöhen. Wenn
der MOSFET 5, die Diode 9 und der Kondensator 7 auf
dem gleichen Halbleitersubstrat 20 gebildet wurden, kann
der Schaltkreis angeordnet werden, indem eine geringe Anzahl der
Komponenten verwendet wird. Folglich kann der Schaltkreis 300 ferner
kompakt ausgebildet werden.
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Die 37 und 38 zeigen
eine technische Idee zur Änderung
einer Kapazität
des Kondensators 7. Die Kapazität des Kondensators 7 wird
auf der Grundlage einer Dicke und einer Fläche des Beschichtungsisolierbereichs 34 angepasst.
Die Kapazi tät
des Kondensators 7 ist invers proportional zur Dicke des
Beschichtungsisolierbereichs 34 und direkt proportional
zur Fläche
des Beschichtungsisolierbereichs 34.
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Wenn
der eingebettete leitfähige
Bereich 36 und der Beschichtungsisolierbereich 34,
wie in 37 gezeigt, bis zu einer tief
gelegenen Position des Halbleitersubstrats 20 gebildet
werden, um die Fläche
des Beschichtungsisolierbereichs 34 zu erhöhen, wird
die Kapazität
des Kondensators 7 erhöht. Wenn
demgegenüber,
wie in 38 gezeigt, die Dicke des Beschichtungsisolierbereichs 34 erhöht wird, wird
die Kapazität
des Kondensators 7 verringert. Die Halbleitermodelle bezüglich des
eingebetteten leitfähigen
Bereichs 36 und des Beschichtungsisolierbereichs 34 sind,
wie vorstehend beschrieben, nur beispielhaft, so dass die Kapazität des Kondensators 7 leicht
angepasst werden kann. Aus der obigen Beschreibung wird ersichtlich,
dass die Dicke des Beschichtungsisolierbereichs 34 dicker
ausgelegt werden kann, und dass sowohl der eingebettete leitfähige Bereich 36 als
auch der Beschichtungsisolierbereich 34 alternativ bis
zu einer tieferen Position des Halbleitersubstrats 20 ausgedehnt
werden können.
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39 zeigt ein Beispiel eines Halbleiteraufbaus,
bei dem eine Super-Junction-Struktur
in dem Driftbereich 24 des Elementebereichs gebildet ist. Der
Driftbereich 24 der Super-Junction-Struktur ist aus einer
Folgestruktur bestehend aus einer n-leitenden Säule 24a und einer
p-leitenden Säule 24b gebildet.
Die Störstellenkonzentration
der p-leitenden Säule 24b entspricht
im Wesentlichen der des Körperbereichs 76.
In der Super-Junction-Struktur wird dann, wenn der MOSFET 5 ausgeschaltet
wird, eine Sperrschicht von dem p-n-Übergang zwischen der n-leitenden
Säule 24a und
der p-leitenden
Säule 24b ausgedehnt,
so dass der Driftbereich 24 im Wesentlichen vollständig verarmen
kann. Dies führt
dazu, dass dann, wenn ein Abstand zwischen der n-leitenden Säule 24a und
der p-leitenden Säule 24b angepasst
wird, auch dann, wenn die Störstellenkonzentration
erhöht
wird, der Driftbereich 24 im Wesentlichen vollständig verarmen
kann. Dies führt
dazu, dass die Super-Junction-Struktur als Lösung für das Austauschverhältnis herangezogen
werden kann, das zwischen dem Durchlasswiderstand (oder der Durchlassspannung)
des MOSFET 5 und der Spannungsfestigkeit besteht, da die
Störstellenkonzentration
der n-leitenden Säule 24a und
der p-leitenden Säule 24b erhöht werden
kann.
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D.
h., eine Super-Junction-Struktur wird gebildet, indem das Halbleitersubstrat 20 verwendet wird,
welches eine relativ hohe Konzentration an n-leitenden Störstellen
aufweist. Genauer gesagt, es werden eine Mehrzahl von Gräben von
der Stirnfläche
des Halbleitersubstrats 20 an gebildet, indem ein anisotroper Ätzprozess
ausgeführt
wird. Anschließend
werden die p-leitenden Säulen
durch ein Kristallwachstum innerhalb dieser Gräben gebildet. Die Abschnitte,
die bei der Bildung der Mehrzahl von Gräben verbleiben, werden als
n-leitende Säulen 24a ausgebildet.
Auf diese Weise kann eine Super-Junction-Struktur, bei welche die
n-leitenden Säulen 24a und
die p-leitenden Säulen 24b wiederholt
angeordnet sind, gefertigt werden.
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Wenn
die Super-Junction-Struktur in dem Driftbereich 24 des
Elementebereichs verwendet wird, wird das Halbleitersubstrat 20 verwendet,
welches die n-leitenden Störstellen
in einer verhältnismäßig hohen
Konzentration aufweist. Dies führt
dazu, dass die Störstellenkonzentration
des Driftbereichs 24 des Peripheriebereichs dann, wenn
die Super-Junction-Struktur in dem Driftbereich 24 des
Elementebereichs verwendet wird, erhöht wird. Folglich kann ein
Phänomen,
bei welchem die Sperrschicht an der Grenze des Beschichtungsisolierbereichs 34 erzeugt
wird, bei diesem Beispiel selbst dann unterdrückt werden, wenn der in dem
Beispiel der 36 gebildete n-leitende Diffusionshalbleiterbereich 38 nicht
vorgesehen ist.
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Das
Verfahren zum Bilden des MOSFET 5, der Diode 9a und
des Kondensators 7 auf dem gleichen Halbleitersubstrat 20 kann,
wie vorstehend beschrieben, auf verschiedene Arten von Transistoren angewandt
werden. D. h., es bestehen verschiedene Möglichkeiten, einen Peripheriebereich
eines Transistors mit dem Trennoxidfilm 42 zu versehen.
Wenn die Diode 9a auf der Stirnfläche dieses Trennoxidfilms 42 gebildet
wird, kann die Diode 9a über dem Halbleitersubstrat 20 des
Peripheriebereichs gebildet werden, ohne die Transistorart einzuschränken. Da der
Abstand der Oberfläche
des Trennoxidfilms 42 ausgenutzt wird, kann die Diode 9a leicht
in dem Halbleitersubstrat 20 in einem einteiligen Körper gebildet
werden, wobei eine Erhöhung
der Elementefläche
verhindert wird. Ferner kann der Kondensator 7 dann, wenn
der eingebettete leitfähige
Bereich 36 und der Beschichtungsisolierbereich 34 verwendet werden,
leicht innerhalb des Halbleitersubstrats 20 des Peripheriebereichs
gebildet werden. Da sowohl der eingebettete leitfähige Bereich 36 als
auch der Beschichtungsisolierbereich 34 die Grabenformen aufweisen,
kann der Kondensator 7 leicht in dem Halbleitersubstrat 20 in
einem einteiligen Körper
gebildet werden, wobei eine Erhöhung
der Elementefläche
verhindert wird.
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40 zeigt ein Beispiel, bei welchem die Diode 9a nicht
auf der Stirnfläche
des Trennoxidfilms 42, sondern in dem Halbleitersubstrat 20 eingebettet gebildet
ist. Bei diesem Beispiel wurde die Diode 9a angeordnet,
indem sowohl ein n+-leitender Kathodenhalbleiterbereich 350 als
auch ein p+-leitender Anodenhalbleiterbereich 352 auf
der Stirnfläche
des p-leitenden Körperbereichs 76 angeordnet
werden, der sich entlang der Seitenrichtung des MOSFET 5 erstreckt.
Der n+-leitende Kathodenhalbleiterbereich 350 und
der p+-leitende Anodenhalbleiterbereich 352 können gebildet
werden, indem die n-leitende Dotiersubstanz bzw. die p-leitende
Dotiersubstanz mit Hilfe eines Thermodiffusionsverfahrens oder dergleichen auf
die Stirnfläche
des Halbleitersubstrats 20 diffundiert werden. Folglich
können
der n+-leitende Kathodenhalbleiterbereich 350 und
der p+-leitende Anodenhalbleiterbereich 352 aus
einkristallinen Siliziumschichten gebildet werden.
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Der
n+-leitende Kathodenhalbleiterbereich 350 der
Diode 9a ist, wie in 40 gezeigt,
elektrisch mit der Trench-Gate-Elektrode 64 des MOSFET 5 verbunden.
Der p+-leitende Anodenhalbleiterbereich 352 der
Diode 9a ist elektrisch mit dem eingebetteten leitfähigen Bereich 36 des
Kondensators 7 verbunden. D. h., der p+-leitende
Anodenhalbleiterbereich 352 der Diode 9a ist elektrisch
mit dem einen Ende des Kondensators 7 verbunden. Es sollte
verstanden werden, dass diese elektrischen Verbindungen beispielsweise
aus Aluminiumverdrahtungsleitungen gebildet werden können.
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Ein
Trennoxidfilm 42 (Beispiel für einen Isolierfilm) ist auf
der Stirnfläche
des Halbleitersubstrats 20 entlang der Seitenrichtung des
p+-leitenden Anodenhalbleiterbereich 352 gebildet.
Der Trennoxidfilm 42 ist aus einem Siliziumoxid aufgebaut.
Der Trennoxidfilm 42 kann ein elektrisches Feld der Stirnfläche des
Halbleitersubstrats 20 abbauen. Im Allgemeinen gibt es
eine Vielzahl von Möglichkeiten,
bei denen Strukturen, wie beispielsweise eine RESURF-Schicht und
ein Schutzring, innerhalb des unter dem Trennoxidfilm 42 vorgesehenen
Halbleitersubstrats 20 gebildet sind. In der 40 sind diese sehr feinen Strukturen jedoch ausgelassen,
um die Darstellung zu vereinfachen.
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41 zeigt ein Beispiel, bei welchem die Position
des eingebetteten Bereichs der Diode 9a und die Position
für den
Elementetrennbereich durch den Trennoxidfilm 42, die in
der 40 gezeigt sind, durch die
jeweils andere Position ersetzt sind. Bei diesem Beispiel ist der
Trennoxidfilm 42 auf der Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 entlang
der Seitenrichtung des Elementebereichs des MOSFET 5 gebildet.
Ein p-leitender
Wannenbereich 356, der gebildet wird, indem eine p-leitende
Dotiersubstanz diffundiert wird, indem ein Thermodiffusionsverfahren
und dergleichen ausgeführt
wird, ist in einer weiteren Seitenrichtung dieses Trennoxidfilms 42 gebildet.
Die Diode 9a wurde angeordnet, indem sowohl ein n+-leitender Kathodenhalbleiterbereich 350 mit
der n-leitenden Dotiersubstanz als auch ein p+-leitender
Anodenhalbleiterbereich 352 mit der p-leitenden Dotiersubstanz auf
der Stirnfläche
dieses p-leitenden Wannenbereichs angeordnet wurden. Der n+-leitende Kathodenhalbleiterbereich 350 und
der p+-leitende Anodenhalbleiterbereich 352 können gebildet
werden, indem die n-leitende Dotiersubstanz bzw. die p-leitende
Dotiersubstanz mit Hilfe eines Thermodiffusionsverfahrens und dergleichen
auf die Stirnfläche
des Halbleitersubstrats 20 diffundiert werden.
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Der
n+-leitende Kathodenhalbleiterbereich 350 der
Diode 9a ist, gleich der 40,
elektrisch mit der Trench-Gate-Elektrode 64 des MOSFET 5 verbunden.
Der p+-leitende
Anodenhalbleiterbereich 352 der Diode 9a ist elektrisch
mit dem eingebetteten leitfähigen
Bereich 36 des Kondensators 7 verbunden. D. h.,
der p+-leitende Anodenhalbleiterbereich 352 der
Diode 9a ist elektrisch mit dem einen Ende des Kondensators 7 verbunden.
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Die 42A und 42B zeigen
ein strukturelles Beispiel, bei welchem die Position der Diode 9a und
die Position des Kondensators 7, die in der 40 gezeigt sind, gegen die jeweils andere Position
ausgetauscht sind. Bei diesem Beispiel ist der Trennoxidfilm 42 auf
der Oberfläche
des Halbleitersubstrats 20 entlang der Seitenrichtung des
Elementebereichs des MOSFET 5 gebildet. Alternativ kann eine
Potentialsteuerschicht 358 mit einer p-leitenden Dotiersubstanz
auf der Stirnfläche
des Körperbereichs 76 entlang
der Seitenrichtung des Elementebereichs des MOSFET 5 gebildet
sein.
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Ein
Kondensator 7 aus dem eingebetteten leitfähigen Bereich 36,
dem Diffusionshalbleiterbereich 38 und dem Beschichtungsisolierbereich 34 ist auf
der Stirnfläche
des Halbleitersubstrats 20 entlang der Seitenrichtung des
Trennoxidfilms 42 gebildet. Der Kondensator 7 kann
auf die gleiche Weise wie die auf die 36 folgenden
Beispiele gebildet werden.
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Ferner
ist ein p-leitende Wannenbereich 356, der gebildet wird,
indem eine p-leitende
Dotiersubstanz diffundiert wird, indem ein Thermodiffusionsverfahren
und dergleichen ausgeführt
wird, auf der Stirnfläche
des Halbleitersubstrats 20 entlang einer weiteren Seite
des Kondensators 7 vorgesehen. Eine Diode 9a wurde
angeordnet, indem sowohl ein n+-leitender
Kathodenhalbleiterbereich 350 mit der n-leitenden Dotiersubstanz
als auch ein p+-leitender Anodenhalbleiterbereich 352 mit
der p-leitenden Dotiersubstanz auf der Stirnfläche dieses p-leitenden Wannenbereichs 356 angeordnet
wurden. Der n+-leitende Kathodenhalbleiterbereich 350 und
der p+-leitende Anodenhalbleiterbereich 352 können gebildet
werden, indem die n-leitende Dotiersubstanz bzw. die p-leitende
Dotiersubstanz mit Hilfe eines Thermodiffusionsverfahrens und dergleichen
auf die Stirnfläche des
Halbleitersubstrats 20 diffundiert werden.
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Bei
dem in der 42A gezeigten Aufbau ist die
Trench-Gate-Elektrode 64 des MOSFET 5 elektrisch
mit dem eingebetteten leitfähigen
Bereich 36 des Kondensators 7 verbunden. Der Kathodenhalbleiterbereich 350 der
Diode 9a ist elektrisch mit dem Oberflächendiffusionshalbleiterbereich 32 des
Kondensators 7 verbunden. Der Anodenhalbleiterbereich 352 der
Diode 9a ist elektrisch mit dem Drain D verbunden. D. h.,
die in der 42B gezeigte Struktur ist derart
aufgebaut, dass die Diode 9a und der Kondensator 7 bei
der in der 36B gezeigten Ersatzschaltung
gegenseitig ausgetauscht sind. D. h., diese Struktur kann, wie in 42B gezeigt, durch eine Ersatzschaltung beschrieben
werden, bei welcher die Anode der Diode 9a mit dem Drain
D des MOSFET 5 und das Gate G des MOSFET 5 über den
Kondensator 7 mit der Kathode der Diode 9a verbunden
ist.
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43 zeigt eine Struktur, bei welcher die Verbindung
zwischen der Trench-Gate-Elektrode 64 des
MOSFET 5 und des eingebetteten leitfähigen Bereichs 36 des
Kondensators 7 und die Verbindung zwischen dem Kathodenhalbleiterbereich 350 der
Diode 9a und dem Oberflächendiffusionshalbleiterbereich 32 des
Kondensators 7, die in der 42 verwendet
werden, gegenseitig ausgetauscht sind. D. h., die Trench-Gate-Elektrode 64 des
MOSFET 5 ist elektrisch mit dem Oberflächendiffusionshalbleiterbereich 32 des
Kondensators 7 verbunden. Der Kathodenhalbleiterbereich 350 der
Diode 9a ist elektrisch mit dem eingebetteten leitfähigen Bereich 36 des
Kondensators 7 verbunden. Der Anodenhalbleiterbereich 352 der
Diode 9a ist elektrisch mit dem Drain D verbunden. Die
in der 43 gezeigte Struktur entspricht
ferner der in der 42B gezeigten Ersatzschaltung.
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Es
sollte verstanden werden, dass es ferner möglich ist, andere Anordnungen
zu realisieren, indem die Verbindungen unter dem eingebetteten leitfähigen Bereich 36 und
dem Oberflächendiffusionshalbleiterbereich 32 des
Kondensators 7 und anderen strukturellen Abschnitten ausgetauscht
werden. Die Verbindungen können
alternativ bedingt durch Zustände
von Verdrahtungsmustern auf der Oberfläche des Halbleitersubstrats 20 geändert werden.
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44 zeigt ein Beispiel, bei dem eine Super-Junction-Struktur
auf den Driftbereich 24 des Elementebereichs der 1 angewandt
wurde. 45 zeigte ferner ein Beispiel,
bei dem eine Super-Junction-Struktur auf dem Driftbereich 24 des Elementebereichs
der 40 angewandt wurde. Der Driftbereich 24 der
Super-Junction-Struktur wurde aus einer Folgestruktur bestehend
aus einer n-leitenden Säule 24a und
einer p-leitenden Säule 24b gebildet.
Der Driftbereich 24 mit der Super-Junction-Struktur kann auf die gleiche
Weise wie der in der 39 gezeigte Driftbereich gebildet
werden. Da der Driftbereich 24 als Super-Junction-Struktur
gebildet ist, kann die Störstellenkonzentration
der n-leitenden Säule 24a und
der p-leitenden Säule 24b erhöht werden,
so dass die Super-Junction-Struktur dazu ausgelegt ist, das zwischen
dem Durchlasswiderstand (oder Durchlassspannung) des MOSFET 5 und der
Spannungsfestigkeit bestehende Austauschverhältnis zu bewältigen.
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Die
Diode 9a kann selbst dann, wenn eine Struktur, bei welcher
die Diode 9a in dem Halbleitersubstrat 20 eingebettet
ist, verwendet wird, in dem gleichen Halbleitersubstrat 20 wie
der Kondensator 7 oder der MOSFET 5 gebildet werden.
Dies führt
dazu, dass die Diode 9a und der Kondensator 7 nicht getrennt
vorbereitet werden müssen.
Folglich kann der Halbleiterchip für den Schaltkreis 300 gebildet werden, ohne
die Gesamtzahl an strukturellen Komponenten zu erhöhen. Wenn
die Diode 9a, der Kondensator 7 und der MOSFET 5 in
dem gleichen Halbleitersubstrat 20 gebildet werden, kann
der Schaltkreis 300 gefertigt werden, indem eine geringere
Anzahl dieser strukturellen Komponenten verwendet wird, und folglich
kompakt ausgebildet werden.
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Wenn
die Diode 9a auf dem Trennoxidfilm 42 gebildet
wird, wird eine Flächeneffizienz
bezüglich der
Oberfläche
des Halbleitersubstrats 20 gegebenenfalls erhöht, während die
Diode 9a dann, wenn die eingebettet wird, aus einkristallinem
Silizium gebildet werden kann, so dass die Gleichrichtungseigenschaften
gegebenenfalls verbessert werden.
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Obgleich
der Transistor bei dem obigen konkreten Beispiel als MOSFET beschrieben
wurde, können
selbst dann, wenn der obige MOSFET durch einen Bipolartransistor
oder einen IGBT ausgetauscht wird, die gleichen Operationen und
Effekte erzielt werden. Wird der Transistor diesbezüglich durch
einen Bipolartransistor ausgetauscht, so wird der Transistor derart
angeordnet, dass das Gate G durch eine Basis "B",
der Drain durch einen Kollektor "C" und die Source durch
einen Emitter "E" ausgetauscht wird.
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(Sechste Ausführungsform)
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Nachstehend
wird eine Ansteuerschaltung gemäß einer
sechsten Ausführungsform
der vorliegenden Offenbarung beschrieben. Die Ansteuerschaltung
dieser sechsten Ausführungsform
steuert einen FET an. Ein variable Widerstand ist in dem gleichen
Halbleitersubstrat wie ein Transistor gebildet. Der variable Widerstand
ist ein Abschnürwiderstand. Der
Abschnürwiderstand
ist derart aufgebaut, dass ein p-leitende Halbleiterbereich zwischen
einem n-leitenden Halbleiterbereich angeordnet ist. Wenn ein Gleichspannung,
die an den Transistor angelegt wird, an den n-leitenden Halbleiterbereich
gelegt wird, wird der p-leitende Halbleiterbereich im Wesentlichen
vollständig
verarmt. Der variable Widerstand ist ein MOS-(Metalloxid-Halbleiter)-Widerstand.
Der MOS-Widerstand weist einen geschichteten Aufbau aus einem Leitungsbereich,
einem Isolierbereich und einem p-leitenden Beriech auf. Wenn die Gleichspannung,
die an den Transistor gelegt wird, an den n-leitenden Halbleiterbe reich
gelegt wird, wird der p-leitende Halbleiterbereich im Wesentlichen
vollständig
verarmt.
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46 zeigt einen Schaltplan einer Ansteuerschaltung 410 zur
Ansteuerung eines FET-Transistors (n-leitender MOSFET) 5.
Der Transistor 5 ist zwischen eine Last R1 und Masse geschaltet.
Eine Streuinduktivität
einer Verdrahtungsleitung ist zwischen den Transistor 5 und
die Last R1 geschaltet. Die Ansteuerschaltung 410 legt
eine Ansteuerspannung "Vin" mit einer Rechteckwellenform
an die Gateelektrode G des Transistors 5 und schaltet den Transistor
auf der Grundlage dieser Ansteuerspannung "Vin" an
und aus. Die Ansteuerschaltung 410 schaltet den Transistor 5 ein
und aus, um einen Zustand, bei dem eine Gleichspannung Vps einer
Spannungsversorgungsquelle PS an die Last R1 gelegt wird, und einen
Zustand, bei welchem die Gleichspannung Vps der Spannungsversorgungsquelle
PS nicht an die Last R1 gelegt wird. Eine zum Schutz dienende Zenerdiode 422 ist
zwischen eine Sourceelektrode "S" und die Gateelektrode "G" des Transistors 5 geschaltet,
um zu vermeiden, dass eine Spannung, die größer oder gleich einer vorbestimmten Spannung
ist, an die Gateelektrode G gelegt wird.
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Die
Ansteuerschaltung 410 weist eine Ansteuerspannungserzeugungsschaltung 411,
einen Festwiderstand R10, eine erste Diode D10, eine zweite Diode
D12 und einen variable Widerstand R12 auf. Die zweite Diode D12
kann alternativ ausgelassen werden, wenn dies erforderlich ist.
Der Festwiderstand R10, die erste Diode D10, der variable Widerstand
R12 und die Schutzzenerdiode 422 sind auf dem gleichen
Halbleitersubstrat wie der Transistor 5 gebildet. Nachstehend
wird ein konkretes Halbleitermodel beschrieben.
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Eine
Reihenschaltung aus dem Festwiderstand R10 und der ersten Diode
D10 ist zwischen die Gateelektrode G und einen Gateanschluss G geschaltet.
Eine weitere Reihenschaltung aus dem variablem Widerstand R12 und
der zweiten Diode D12 ist zwischen die Gateelektrode G und den Gateanschluss
G10 geschaltet. Die Ansteuerspannungserzeugungsschaltung 411 ist
elektrisch mit dem Gateanschluss G10 verbunden. D. h., die Reihenschaltung
aus dem Festwiderstand R10 und der ersten Diode D10 und die Reihenschaltung
aus dem variablem Widerstand R12 und der zweiten Diode D12 bilden
eine Parallelschaltung zwischen der Ansteuerspannungserzeugungsschaltung 411 und
dem Transistor 5. Eine Anode der ersten Diode D10 ist über den
Festwiderstand R10 mit dem Gateanschluss G10 und eine Kathode der
ersten Diode D10 mit der Gateelektrode G des Transistors 5 verbunden.
Eine Anode der zweiten Diode D12 ist über den variablen Widerstand
R12 mit der Gateelektrode G des Transistors 5 und eine
Kathode der zweiten Diode D12 mit dem Gateanschluss G10 verbunden.
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Ein
Widerstandswert des variablen Widerstands R12 kann auf der Grundlage
einer von einem Drainspannungserfassungsmittel 450 gemessenen Source-Drain-Spannung "Vds" des Transistors 5 angepasst
werden. Der Widerstandswert des variablen Widerstands R12 wird derart
angepasst, dass er einen kleinen Wert annimmt, wenn die Source-Drain-Spannung
Vds des Transistors 5 gering ist. Der Widerstandswert des
variablen Widerstands R12 wird derart angepasst, dass er einen hohen
Wert annimmt, wenn die Source-Drain-Spannung Vds des Transistors 5 hoch
ist.
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Die 47A bis 47E zeigen
Diagramme mit Betriebswellenformen des Transistors 5.
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Zunächst wird
ein Übergangszeitraum,
während
dem der Transistor 5 eingeschaltet wird, beschrieben. Da
die zweite Diode D12 in einer Rückwärtsrichtung
vorgesehen ist, wird die Ansteuerspannung Vin auf eine Verdrahtungsleitung
auf der Seite des Festwiderstands R10 gegeben. Wenn ein Signalpegel
der Ansteuerspannung Vin von einem niedrigen (L) zu einem hohen
(H) Pegel gewechselt wird, wird die Ansteuerspannung Vin an dem
Festwiderstand R10 in einen positiven Gatestrom "Ig(+)" gewandelt, und der positive Gatestrom "Ig(+)" anschließend an
die Gateelektrode G des Transistors 5 geliefert. Wenn der
positive Gatestrom "Ig(+)" an die Gateelektrode
G des Transistors 5 geliefert wird, werden Elektronenladungen
in der Gateelektrode G gespeichert. Wenn die Elektronenladungen
in der Gateelektrode G gespeichert werden, wird eine Gate-Source-Spannung "Vgs" des Transistors 5 erhöht. Wenn die
Gate-Source-Spannung "Vgs" des Transistors 5 erhöht wird,
beginnt ein Drainstrom "Id" damit, von der Drainelektrode
D des Transistors 5 in Richtung der Sourceelektrode S zu
fließen,
so dass die Drain-Source-Spannung Vds verringert wird. Der Zustand
des Transistors 5 wird mit Hilfe dieser Operationsschritte
von dem AUS-Zustand in den EIN-Zustand versetzt.
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Nachstehend
wird ein Übergangszeitraum "T10", während dem
der Transistor 5 eingeschaltet wird, beschrieben. Wenn
der Signalpegel der Ansteuerspannung Vin vom H- zum L-Pegel wechselt,
werden die in der Gateelektrode G gespeicherten Elektronenladungen
entladen. Da die erste Diode D10 entlang der Rückwärtsrichtung vorgesehen ist,
fließt ein
negativer Gatestrom "Ig(–)", der in Verbindung
mit der Entladung der Elektronenladungen erzeugt wird, in Richtung
der Verdrahtungsleitung auf der Seite des variablen Widerstands
R12. In der Anfangsphase des Übergangszeitraums
T10, während
dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, wird der Widerstandswert
des variablen Widerstands R12 auf einen geringen Wert angepasst,
da die Drain-Source-Spannung Vds gering ist. Dies führt dazu,
dass der negative Gatestrom "Ig(–)" in der Anfangsphase
des Übergangszeitraums
T10, während
dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, stark geändert werden
kann. Folglich können
die in der Gateelektrode G des Transistors 5 gespeicherten
Elektronenladungen in der Anfangsphase des Übergangszeitraums T10 bezüglich des
Ausschaltens des Transistors 5 schnell entladen werden.
Dies führt
dazu, dass ein Zeit, die zum Ausschalten des Transistors 5 in
der Anfangsphase des Übergangszeitraums
T10 verkürzt
werden kann. In einigen Fällen
kann die Zeit für
den Übergangszeitraum
T10 zum Ausschalten des Transistors 5 verglichen mit dem Übergangszeitraum
T100 der herkömmlichen
Ansteuerschaltung, wie in den 47A bis 47E gezeigt, verkürzt werden.
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Wenn
der Betrieb die letzte Phase des Übergangszeitraums T10 zum Ausschalten
des Transistors 5 erreicht hat, wird die Drain-Source-Spannung Vds
erhöht.
Der Widerstandswert des variablen Widerstands R12 wird in Verbindung
mit der Erhöhung der
Source-Drain-Spannung Vds stark angepasst. Dies führt dazu,
dass der negative Gatestrom "Ig(–)" in der letzten Phase
des Übergangszeitraums
T10, während
dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, leicht geändert werden
kann. Folglich können
die in der Gateelektrode G des Transistors 5 gespeicherten Elektronenladungen
in der letzten Phase des Übergangszeitraums
T10 zum Ausschalten des Transistors 5 langsam entladen
werden. Dies führt
dazu, dass ein leichter Drainstrom Id des Transistors 5 fließt, so dass
eine Erhöhung
der Stoßspannung
unterdrückt
werden kann.
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Gemäß der Ansteuerschaltung 410 kann
ein zwischen der Stoßspannung
und dem Ausschaltverlust bestehendes Austauschverhältnis in
dem Übergangszeitraum
T10, während
dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, bewältigt werden.
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Nachstehend
wird der Aufbau konkreter Schaltungen aufgezeigt. Es sollte beachtet
werden, dass gleiche Teile oder gleiche Strukturen mit gleichen
Bezugszeichen versehen sind, und dass eine redundante Beschreibung
dieser ausgelassen ist.
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48 zeigt ein Beispiel, bei welchem sowohl der
variable Widerstand R12 als auch das Drainspannungserfassungsmittel 450 der 46 durch den Abschnürwiderstand 460 realisiert
sind. Der Abschnürwiderstand 460 weist
einen n-leitenden ersten Halbleiterbereich 462 aus polykristallinem
Silizium mit einer n-leitenden Dotierung, einen p-leitenden Halbleiterbereich 464 aus
polykristallinem Silizium mit einer p-leitenden Dotierung und einen n-leitenden
zweiten Halbleiterbereich 465 aus polykristallinem Silizium
mit einer n-leitenden Dotierung auf. Der n-leitende erste Halbleiterbereich 462 und
der n-leitende zweite Halbleiterbereich 465 sind durch den
p-leitenden Halbleiterbereich 464 voneinander isoliert.
Der n-leitende erste Halbleiterbereich 462 ist über eine
erste Elektrode 461 elektrisch mit der Drainelektrode D
des Transistors 5 verbunden. Der n-leitende zweite Halbleiterbereich 465 ist über eine
zweite Elektrode 466 elektrisch mit der Drainelektrode
D des Transistors 5 verbunden. Das eine Ende des p-leitenden
Halbleiterbereichs 464 ist über eine dritte Elektrode 467 elektrisch
mit der Gateelektrode G des Transistors 5 verbunden. Das
andere Ende des p-leitenden Halbleiterbereichs 464 ist über eine
vierte Elektrode 463 elektrisch mit dem Gateanschluss G10 verbunden.
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Nachstehend
wird eine technische Idee zur Ausdehnung/Komprimierung einer in
dem Abschnürwiderstand 460 gebildeten
Sperrschicht unter Bezugnahme auf die 49A bis 49C beschrieben. Es sollte verstanden werden,
dass, was die Störstellen-konzentration
und eine Breite jedes den Abschnürwiderstand 460 bildenden
Halbleiterbereichs betrifft, diese Halbleiterbereiche derart gebildet
sind, dass die jeweiligen Halbleiterbeeiche im Wesentlich vollständig verarmen,
wenn eine der Gleichspannung Vps der Spannungsversorgungsquelle
PS entsprechende Spannung zwischen die erste Elektrode 461 und
die zweite Elektrode 466 gelegt wird. Wenn demgegenüber, wie
nachstehend noch beschrieben, eine Zenerdiode Dz zwischen dem Abschnürwiderstand 460 und
der Drainelektrode D des Transistors 5 gebildet wird, werden,
was die Störstellenkonzentration und
eine Breite jedes den Abschnürwiderstand 460 bildenden
Halbleiterbereichs betrifft, diese Halbleiterbereiche derart gebildet,
dass die jeweiligen Halbleiterbereiche im Wesentlichen vollständig verarmen, um
einen gewünschten
Widerstandswert zu erhalten, wenn eine durch Abziehen einer Durchbruchspannung
der Zenerdiode Dz von der Gleichspannung Vps der Spannungsversorgungsquelle
PS erhaltene Spannung zwischen die erste Elektrode 461 und
die zweite Elektrode 466 gelegt wird.
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Wenn
die Source-Drain-Spannung Vds bei 0 V liegt, wurde eine Sperrschicht
auf der Grundlage einer Diffusionspotentialdifferenz zwischen dem
p-leitenden Halbleiterbereich 464 und den n-leitenden Halbleiterbereichen 462 und 466 gebildet.
Eine Breite diese Sperrschicht wird auf einem hohen Wert gehalten,
und eine Breite eines Strompfads des p-leitenden Halbleiterbereichs 464 wird
auf einem hohen Wert gehalten.
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Wenn
die Source-Drain-Spannung Vds bei 20 V liegt, wird ein p-n-Übergang
zwischen dem p-leitenden Halbleiterbereich 464 und den
n-leitenden Halbleiterbereichen 462 und 466 in
Rückwärtsrichtung
vorgespannt, so dass die Sperrschicht in dem p-leitenden Halbleiterbereich 464 ausgedehnt
wird. Dies führt
dazu, dass die Breite des Strompfads des p-leitenden Halbleiterbereichs 464 schmal
wird.
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Wenn
die Source-Drain-Spannung Vds bei 75 V liegt, wird der p-n-Übergang
zwischen dem p-leitenden Halbleiterbereich 464 und den
n-leitenden Halbleiterbereichen 462 und 466 weiter
in Rückwärtsrichtung
vorgespannt, so dass die Sperrschicht in dem p-leitenden Halbleiterbereich 464 weiter
ausgedehnt wird. Dies führt
dazu, dass die Breite des Strompfads des p-leitenden Halbleiterbereichs 464 schmaler
wird und der p-leitende Halbleiterbereich 464 einen hohen
Widerstand annimmt.
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50 zeigt ein Verhältnis zwischen einer Spannung
V und einem Widerstandswert R des Abschnürwiderstands 460,
während
die Spannung V zwischen die erste Elektrode 461 und die
zweite Elektrode 466 des Abschnürwiderstands 460 gelegt wird.
Der Widerstandswert R des Abschnürwiderstands 460 wird,
wie in 50 gezeigt, im Ansprechen auf
die angelegte Spannung V fortlaufend erhöht.
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Dies
führt dazu,
dass der Widerstandswert R des Abschnürwiderstands 460 derart
angepasst wird, dass er einen geringen Wert annimmt, wenn die Source-Drain-Spannung Vds gering
ist, und einen hohen Wert annimmt, wenn die Source-Drain-Spannung Vds hoch
ist.
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51 zeigt ein Versuchsergebnis der Ansteuerschaltung 410 bei
Verwendung des Abschnürwiderstands 460 mit
den vorstehend beschriebenen Eigenschaften. Es sollte beachtet werden,
dass der Widerstandswert des Festwiderstands R10 auf 3 Ω gesetzt
wurde. 52 zeigt ferner ein Versuchsergebnis,
das erhalten wird, wenn der Abschnürwiderstand 460 nicht
vorgesehen ist, als Vergleichsbeispiel.
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Bei
der Ansteuerschaltung 410 mit dem Abschnürwiderstand 460 kann,
wie in 51 gezeigt, bestätigt werden,
dass die Stoßspannung
deutlich unterdrückt
wird.
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53 zeigt eine zwischen einer Stoßspannung
und einem Ausschaltverlust bestehende Austauschkennlinie.
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Eine
Angabe "OHNE MAßNAHME" zeigt ein Ergebnis
einer Ansteuerschaltung, bei der kein Abschnürwiderstand 460 vorgesehen
ist. Eine andere Angabe "MIT
MAßNAHME" zeigt ein Ergebnis
der Ansteuerschaltung 410, bei der ein Abschnürwiderstand 460 vorgesehen
ist.
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Im
Fall "MIT MAßNAHME" wird die Stoßspannung
verglichen mit dem Fall "OHNE
MAßNAHME" deutlich verringert,
ohne den Ausschaltverlust wesentlich zu erhöhen. Das Ergebnis im Fall "MIT MAßNAHME" kann wie folgt bewertet
werden: D. h., eine deutliche Verbesserung kann weitgehend auf der
Austauschkurve basierend erzielt werden.
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54 zeigt ein Beispiel einer Modifikation der Ansteuerschaltung 410.
Diese Ansteuerschaltung 410 weist als besondere Eigenschaft
einer Zenerdiode Dz zwischen den Elektroden 461 und 466 des
Abschnürwiderstands 460 und
der Drainelektrode D des Transistors 5 auf. Eine Anode
der Zenerdiode Dz ist mit der Seite der Elektroden 461 und 466 des
Abschnürwiderstands 460 und
deren Kathode mit der Seite der Drainelektrode D des Transistors 5 verbunden.
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Wenn
die Zenerdiode Dz vorgesehen ist, wird die Source-Drain-Spannung
Vds des Transistors 5 nicht an die n-leitenden Halbleiterbereiche 462 und 465 des
Abschnürwiderstands 460 gelegt,
bis die Zenerdiode Dz niederohmig wird (Durchbruch). Folglich wird
der Strompfad des Abschnürwiderstands 460 solange
breit gehalten, bis die Zenerdiode Dz niederohmig wird. Dies führt dazu,
dass der Widerstandswert des Abschnürwiderstands 460 in
der Anfangsphase des Übergangszeitraums,
während
dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, klein gehalten
und der negative Gatestrom Ig(–)
stark geändert
werden kann. Folglich kann der Drainstrom Id des Transistors 5 stark
geändert
werden, so dass eine zum Ausschalten des Transistors 5 erforderliche
Zeit weiter verkürzt
werden kann.
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Alternativ
können
eine Mehrzahl von Zenerdioden Dz in einer Reihenschaltung vorgesehen sein.
Die zwischen die n-leitenden Halbleiterbereichen 462 und 465 gelegte
Spannung kann auf eine geringe Spannung angepasst werden, indem
die Mehrzahl von Zenerdioden Dz in Reihe geschaltet werden. Wenn
die zwischen die n-leitenden
Halbleiterbereiche 462 und 465 gelegte Spannung
auf die geringe Spannung angepasst wird, kann die Störstellenkonzentration
des p-leitenden Halbleiterbereichs 464 gering ausgelegt
werden und/oder die Breite des zwischen den n-leitenden Halbleiterbereichen
angeordneten p-leitenden Halbleiterbereichs 464 schmal ausgelegt
werden. Folglich wird die Änderung
der Breite der Sperrschicht dann, wenn die Spannung zwischen die
n-leitenden Halbleiterbereiche 462 und 465 gelegt
wird, erhöht
und der Widerstandswert des p-leitenden Halbleiterbereichs 464 folglich
deutlich geändert.
Dies führt
dazu, dass der nachstehend beschriebene besondere Effekt erzielt
werden kann. D. h., der Widerstandswert des Abschnürwiderstands 460 wird
in der Anfangsphase des Übergangszeitraums,
während
dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, auf einem kleinen
Wert und in der Endphase des Übergangszeitraums,
während
dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, auf einem hohen
Wert gehalten.
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(Siebte Ausführungsform)
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55 zeigt einen Schaltplan einer Ansteuerschaltung 410 gemäß einer
siebten Ausführungsform
der vorliegenden Offenbarung. Diese Ansteuerschaltung 410 weist
als besondere Eigenschaft einen MOS-Widerstand 560 mit
einer MOS-Struktur auf.
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Der
MOS-Widerstand 560 weist einen ersten Isolierbereich 562 aus
einem Siliziumoxid, einen p-leitenden Halbleiterbereich 564 aus
einem einkristallinem Silizium mit einer p-leitenden Dotierung und einen
zweiten Isolierbereich 565 aus einem Siliziumoxid auf.
Der erste Isolierbereich 562 und der zweite Isolierbereich 565 sind
durch den p-leitenden Halbleiterbereich 564 voneinander
isoliert. Die erste Elektrode 561 ist über den ersten Isolierbereich 562 dem p-leitenden
Halbleiterbereich 564 gegenüberliegend angeordnet. Die
zweite Elektrode 566 ist über den zweiten Isolierbereich 565 dem
p-leitenden Halbleiterbereich 564 gegenüberliegend angeordnet. Sowohl
die erste Elektrode 561 als auch die zweite Elektrode 566 ist
elektrisch mit der Drainelektrode D des Transistors 5 verbunden.
Das eine Ende des p-leitenden Halbleiterbereichs 564 ist über eine
dritte Elektrode 567 elektrisch mit der Gateelektrode G
des Transistors 5 verbunden. Das andere Ende des p-leitenden
Halbleiterbereichs 564 ist über eine vierte Elektrode 563 elektrisch
mit dem Gateanschluss G10 verbunden.
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In
dem MOS-Widerstand 560 kann eine Breite einer Sperrschicht,
die innerhalb des p-leitenden Halbleiterbereichs 464 ausgedehnt/komprimiert
wird, durch ein elektrische Feld angepasst werden.
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56 zeigt ein Verhältnis zwischen eine Spannung
V und einem Widerstand R des MOS-Widerstands 560, wobei
die Spannung V zwischen die erste Elektrode 561 und die
zweite Elektrode 566 des MOS-Widerstands 560 gelegt
wird. Der Widerstandswert R des MOS-Widerstands 560 wird,
wie in 56 gezeigt, im Wesentlichen
kontinuierlich im Ansprechen auf die anzulegende Spannung erhöht.
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Dies
führt dazu,
dass der Widerstandswert R des MOS-Widerstands 560 derart
angepasst wird, dass er einen geringen Wert aufweist, wenn die Source-Drain-Spannung
Vds gering ist, und einen hohen Wert aufweist, wenn die Source-Drain-Spannung Vds
hoch ist.
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57 zeigt ein Versuchsergebnis der Ansteuerschaltung 410 bei
einer Verwendung des MOS-Widerstands 560 mit den vorstehend
beschriebenen Eigenschaften. Es sollte beachtet werden, dass der
Widerstandswert des Festwiderstands R10 auf 3 Ω gesetzt wurde. 52 zeigt ferner ein Versuchsergebnis, das erhalten
wird, wenn der MOS-Widerstand 560 nicht vorgesehen ist,
als Vergleichsbeispiel.
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Bei
der Ansteuerschaltung 410 mit dem MOS-Widerstand 560 kann,
wie in 57 gezeigt, bestätigt werden,
dass die Stoßspannung
deutlich unterdrückt
wird.
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58 zeigt eine zwischen einer Stoßspannung
und einem Ausschaltverlust bestehende Austauschkennlinie.
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Eine
Angabe "OHNE MAßNAHME" zeigt ein Ergebnis
einer Ansteuerschaltung, bei der kein MOS-Widerstand 560 vorgesehen
ist. Eine andere Angabe "MIT
MAßNAHME" zeigt ein Ergebnis
der Ansteuerschaltung 410, bei welcher der MOS-Widerstand 560 vorgesehen
ist.
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Im
Fall "MIT MAßNAHME" wird die Stoßspannung
verglichen mit dem Fall "OHNE
MAßNAHME" deutlich verringert,
ohne den Ausschaltverlust wesentlich zu erhöhen. Das Ergebnis im Fall "MIT MAßNAHME" kann wie folgt bewertet
werden: D. h., eine deutliche Verbesserung der Stoßspannungsverringerung
kann größtenteils über die
Austauschkurve erzielt werden.
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(Achte Ausführungsform)
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Die 59 bis 62 zeigen
ein Beispiel gemäß einer
achten Ausführungsform
der vorliegenden Offenbarung, bei welchem die folgenden Schaltungselemente
der in der 54 gezeigten Ansteuerschaltung 410,
d. h. der Abschnürwiderstand 460, die
Zenerdiode Dz, die Diode D10, der Festwiderstand R10 und die Schutzzenerdiode 422 in
dem gleichen Halbleitersubstrat 20 wie der Transistor 5 vorgesehen
sind. Jedes dieser Schaltungselemente ist auf dem Halbleitersubstrat 20 gebildet.
Der Transistor 5 und diese Schaltungselemente sind in einteiliger Form
unter Verwendung des Halbleitersubstrats 20 gebildet und
in einer Ein-Chip-Struktur angeordnet.
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Es
sollte beachtet werden, dass die zweite Diode D12 in der Ansteuerschaltung 410 der 54 bei dieser achten Ausführungsform ausgelassen ist. Wenn
die zweite Diode D12 ausgelassen wird, kann der folgende Effekt
erzielt werden. D. h., der positive Gate-Strom Ig(+) wird in der
Anfangsphase der Einschaltoperation leicht und in der Endphase der
Einschaltoperation stark geändert.
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59 zeigt eine Perspektivansicht eines Hauptabschnitts
des auf dem Halbleitersubstrat 20 gebildeten Abschnürwiderstands 460.
Es sollte beachtet werden, dass die in der 59 gezeigten
Bezugszeichen den Bezugszeichen entsprechen, die für die jeweiligen
strukturellen Elemente des Abschnürwiderstands 460 in
der 54 vorgesehen sind. Der Abschnürwiderstand 460 ist,
wie nachstehend noch beschrieben, über einen Oxidfilm auf dem Halbleitersubstrat 20 gebildet.
Als Material für
den Abschnürwiderstand 460 wurde
polykristallines Silizium verwendet. Phosphor ist sowohl dem n-leitenden ersten
Halbleiterbereich 462 als auch dem n-leitenden zweiten
Halbleiterbereich 465 zugeführt worden, während Bor
dem p-leitenden Halbleiterbereich 464 zugeführt wurde.
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60 zeigt ein Layout eines Halbleitersubstrats 20,
bei welchem der Transistor 5 und die Schaltungselemente,
wie beispielsweise der Abschnürwiderstand 460 in
einem einteiligen Körper
gebildet sind. Ein durch eine gestrichelte Linie gekennzeichneter
Bereich enthält
einen Abschnitt, in dem eine Aluminiumverdrahtungsleitung gebildet
ist. Nachstehend wird der in der 54 gezeigte
Schaltplan unter Bezugnahme auf die 60 beschrieben.
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Eine
Sourceelektrode S des Transistors 5 ist auf einem Hauptabschnitt
einer Stirnfläche
des Halbleitersubstrats 20 gebildet. Halbleiterbereiche,
die für den
Transistor 5 erforderlich sind, sind unter der Sourceelektrode
S in dem Halbleitersubstrat 20 gebildet. Eine Gateelektrode
G erstreckt sich in einem von der Sourceelektrode S elektrisch isolierten
Zustand von einem Umfangsabschnitt der Sourceelektrode S in Richtung
einer Innenseite von diesem. Die Sourceelektrode S und die Gateelektrode
G des Transistors 5 sind an einem oberen linken Eckabschnitt über die
Schutzzenerdiode 422 miteinander verbunden. Als Material
für die Schutzzenerdiode 422 wurde
polykristallines Silizium verwendet. Die Schutzzenerdiode 422 ist über einen
Oxidfilm auf dem Halbleitersubstrat 20 gebildet.
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Die
Zenerdiode Dz, der Abschnürwiderstand 460 und
die Diode D10 und ebenso der Festwiderstand R10 sind an einem oberen
rechten Eckabschnitt des Layouts angeordnet. 61 zeigt
eine Längsschnittansicht
entsprechend einer Linie "LXI – LXI" in der 60. 62 zeigt eine Längsschnittansicht
entsprechend einer Linie "LXII – LXII" in der 60.
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Ein
Abschnürwiderstand 460 ist,
wie in 61 gezeigt, über einem
Oxidfilm 472 auf dem Halbleitersubstrat 20 gebildet.
Obgleich sich eine Aluminiumverdrahtungsleitung oberhalb des Abschnürwiderstands 460 erstreckt,
ist diese Aluminiumverdrahtungsleitung mit sowohl einem n-leitenden ersten
Halbleiterbereich 462 als auch einem n-leitenden zweiten
Halbleiterbereich 465 des Abschnürwiderstands 460 verbunden.
Diese Aluminiumverdrahtungsleitung ist elektrisch von dem p-leitenden
Halbleiterbereich 464 des Abschnürwiderstands 460 isoliert.
Ein Abschnitt, mit welchem die Aluminiumverdrahtungsleitung und
der n-leitende erste Halbleiterbereich 462 verbunden sind,
wird als erste Elektrode 461 bezeichnet, welche der ersten
Elektrode 461 der 54 entspricht.
Ein Abschnitt, mit welchem die Aluminiumverdrahtungsleitung und
der n-leitende zweite Halbleiterbereich 465 verbunden sind,
wird als zweite Elektrode 466 bezeichnet, welche der zweiten Elektrode 466 der 54 entspricht. Das eine Ende der Aluminiumverdrahtungsleitung
ist, wie in 60 gezeigt, elektrisch mit
der Kathode der Zenerdiode Dz verbunden. Die Anode der Zenerdiode
Dz ist mit einer Ringelektrode (EQR) gleichen Potentials verbunden,
die kreisförmig
um das Halbleitersubstrat 20 herum gebildet ist. Die Ringelektrode
(EQR) gleichen Potentials ist elektrisch mit der Drainelektrode
D des Transistors 5 verbunden. Folglich ist die Anode der Zenerdiode
Dz über
die Ringelektrode (EQR) gleichen Potentials elektrisch mit der Drainelektrode
D des Transistors 5 verbunden.
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Der
p-leitende Halbleiterbereich 464 des Abschnürwiderstands 460 ist,
wie in 62 gezeigt, elektrisch mit
zwei Aluminiumverdrahtungsleitungssätzen an deren beiden Anschlüssen verbunden. Eine
Aluminiumverdrahtungsleitung erstreckt sich, wie in 60 gezeigt, von dem Gateanschluss G10 aus. Diese Aluminiumverdrahtungsleitung
ist über eine
dritte Elektrode 63 elektrisch mit dem einen Ende des p-leitenden
Halbleiterbereichs 464 verbunden. Die andere Aluminiumverdrahtungsleitung
erstreckt sich, wie in 60 gezeigt,
von der Gateelektrode G des Transistors 5. Diese Aluminiumverdrahtungsleitung
ist über
eine vierte Elektrode 67 elektrisch mit dem anderen Ende
des p-leitenden Halbleiterbereichs 464 verbunden. Die dritte
Elektrode 63 und die vierte Elektrode 67 entsprechen
der dritten Elektrode 63 und der vierten Elektrode 67 der 54.
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Eine
Reihenschaltung aus der Diode D10 und dem Festwiderstand R10 ist,
wie in 60 gezeigt, zwischen die Gateelektrode
G und den Gateanschluss G10 geschaltet. Als Material für die Diode
D10 und den Festwiderstand R10 wurde polykristallines Silizium verwendet.
Der Widerstandswert des Festwiderstands R10 wird basierend auf einer Konzentration
einer zugeführten
Dotierung angepasst.
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Da
der obige Aufbau verwendet wird, können Schaltungselemente, wie
beispielsweise der Abschnürwiderstand 460,
die Zenerdiode Dz, die Diode D10, der Festwiderstand R10 und die
Schutzzenerdiode 422 in einem einteiligen Körper auf
dem gleichen Halbleitersubstrat wie der Transistor 5 gefertigt
werden. Da solch ein Aufbau verwendet wird, müsse die vorstehend beschriebenen
jeweiligen Schaltungselemente nicht getrennt vorbereitet werden.
Folglich kann der Schaltkreischip der vorliegenden Offenbarung gebildet
werden, ohne eine Gesamtzahl dieser Komponenten zu erhöhen. Wenn
der Transistor und die vorstehend beschriebenen Schaltungselemente auf
dem gleichen Halbleitersubstrat vorgesehen sind, kann der Schaltkreis
angeordnet werden, indem eine geringe Anzahl der Komponenten verwendet
wird. Folglich kann der Schaltkreis ferner kompakt ausgebildet und
mit hervorragenden praktischen Eigenschaften gefertigt werden.
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(Neunte Ausführungsform)
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Die 63 und 64 zeigen
ein Beispiel von Zenerdioden Dz, die zwischen die Drainelektrode
D des Transistors 5 und den Abschnürwiderstand 460 geschaltet
sind, gemäß einer
neunten Ausführungsform
der vorliegenden Offenbarung.
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Bei
dem in der 63 gezeigten Beispiel sind
eine Mehrzahl von Zenerdioden Dz zwischen einen n-leitenden ersten
Halbleiterbereich 462 des Abschnürwiderstands 460 und
die Drainelektrode D des Transistors 5 geschaltet. Ferner
sind eine Mehrzahl von Zenerdioden Dz zwischen einen n-leitenden zweiten
Halbleiterbereich 465 des Abschnürwiderstands 460 und
den Drain D des Transistors 5 geschaltet. D. h., eine Parallelschaltung
zwischen der Mehrzahl von Zenerdioden Dz und der Mehrzahl von Zenerdioden
Dz ist zwischen die Drainelektrode D des Transistors 5 und
den Abschnürwiderstand 460 geschaltet.
Bei diesem Beispiel ist eine Gesamtzahl der vorstehend beschriebenen
Zenerdioden Dz, die zwischen den n-leitenden ersten Halbleiterbereich 462 und
die Drainelektrode D geschaltet sind, gleich der Gesamtzahl der
zwischen den n-leitenden zweiten Halbleiterbereich 465 und
die Drainelektrode D geschalteten Zenerdioden. Alternativ kann eine
Reihenschaltung aus den Zenerdioden Dz, wie in 64 gezeigt, zwischen der Drainelektrode D und
dem n-leitenden ersten oder dem n-leitenden zweiten Halbleiterbereich 462, 465 kombiniert
werden.
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Wenn
eine Mehrzahl von Zenerdioden Dz vorgesehen ist, kann eine zwischen
die n-leitenden Halbleiterbereiche 462 und 465 gelegte
Spannung auf eine geringere Spannung angepasst werden. D. h., die
zwischen die n-leitenden Halbleiterbereiche 462 und 465 gelegte
Spannung wird auf eine Spannung angepasst, die erhalten wird, indem
ein Gesamtwert der Durchbruchspannungen der Mehrzahl von Zenerdioden
Dz von der Source-Drain-Spannung Vds des Transistors 5 abgezogen
wird. Folglich kann die zwischen die n-leitenden Halbleiterbereiche 462 und 465 gelegte
Spannung als Antwort auf eine Gesamtzahl an Zenerdioden Dz angepasst
werden. Wenn die zwischen die n-leitenden Halbleiterbereiche 462 und 465 gelegte
Spannung auf die geringe Spannung angepasst wird, kann die Störstellenkonzentration
des p-leitenden Halbleiterbereichs 464 gering ausgelegt
und/oder die Breite des zwischen den n-leitenden Halbleiterbereichen 462 und 465 angeordneten
p-leitenden Halbleiterbereichs 464 schmal ausgelegt werden.
Folglich wird die Änderung
der Breite der Sperrschicht bei einem Anlegen der Spannung zwischen
die n-leitenden Halbleiterbereiche 462 und 465 erhöht, so dass
der Widerstandswert des p-leitenden Halbleiterbereichs 464 in
hohem Maße
geändert
wird. Dies führt
dazu, dass der nachstehend aufgeführt besondere Effekt erzielt
werden kann. D. h., der Widerstandswert des Abschnürwiderstands 460 wird
in der Anfangsphase des Übergangszeitraums,
während
dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, bei einem geringen
Wert und in der Endphase des Übergangszeitraums,
während
dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, bei einem hohen Wert
gehalten.
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(Zehnte Ausführungsform)
-
Nachstehend
wird eine bevorzugte Eigenschaft einer Ansteuerschaltung gemäß einer
zehnten Ausführungsform
der vorliegenden Offenbarung beschrieben. Die Ansteuerschaltung
dieser zehnten Ausführungsform
steuert einen FET an. Ein zur Anpassung dienender Transistor ist
als p-leitender MOSFET ausgelegt. In diesem Fall ist ein Widerstand,
dessen Widerstandswert über
einem Durchlasswiderstand des p-leitenden MOSFET liegt, zwischen
einer Sourceelektrode und einer Gateelektrode des p-leitenden MOSFET
vorgesehen. Ferner ist die Sourceelektrode des p-leitenden MOSFET
mit der Gateelektrode des Transistors verbunden; eine Drainelektrode
des p-leitenden MOSFET geerdet; und die Gateelektrode des p-leitenden MOSFET
mit einer Ansteuerspannungs-erzeugungsschaltung verbunden. Ein zur
Anpassung dienender Transistor (Anpasstransistor) ist als n-leitender
MOSFET ausgelegt. In diesem Fall ist ein Widerstand, dessen Widerstandswert über dem
eines Durchlasswiderstands des n-leitenden MOSFET liegt, zwischen
einer Sourceelektrode und einer Gateelektrode des n-leitenden MOSFET
vorgesehen. Ferner sind die Sourcelektrode und die Gateelektrode
des n-leitenden MOSFET mit der Gateelektrode des Transistors verbunden; und
ist die Sourceelektrode des n-leitenden
MOSFET mit einer Ansteuerspannungserzeugungsschaltung verbunden.
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66 zeigt einen Schaltplan einer Ansteuerschaltung 610 zur
Ansteuerung eines FET 5. Der FET 5 ist zwischen
eine Last R1 und die Masse (GND) geschaltet. Eine Streuinduktivität einer
Verdrahtungsleitung und dergleichen ist zwischen den Transistor 5 und
die Last R1 geschaltet. Die Ansteuerschaltung 610 legt
eine Ansteuerspannung "Vin" mit einer Rechteckwellenform
an eine Gateelektrode G des Transistors 5 und schaltet
den Transistor 5 auf der Grundlage dieser Ansteuerspannung "Vin" ein und aus. Die
Ansteuerschaltung 610 schaltet den Transistor 5 ein
und aus, um einen Zustand, bei welchem eine Gleichspannung Vps einer
Spannungsversorgungsquelle PS an die Last R1 gelegt wird, und einen Zustand,
bei dem die Gleichspannung Vps nicht an die Last R1 gelegt wird,
zu erzielen.
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Die
Ansteuerschaltung 610 weist eine Ansteuerspannungserzeugungsschaltung 411,
einen dritten Widerstand Rg3 (ein Beispiel eines Festwiderstands),
eine erste Diode D10 und eine Anpassschaltung 620 auf.
Die Ansteuerspannungserzeugungsschaltung 411 ist über den
dritten Widerstand Rg3 und die erste Diode D10 elektrisch mit der
Gateelektrode G des Transistors 5 verbunden. Eine Anode
der ersten Diode D10 ist mit der Seite der Ansteuerspannungserzeugungsschaltung 411 und
eine Kathode der ersten Diode D10 mit der Seite der Gateelektrode G
des Transistors 5 verbunden. Die erste Diode D10 und die
Anpassschaltung 620 bilden eine Parallelschaltung zwischen
der Ansteuerspannungserzeugungsschaltung 411 und dem Transistor 5.
Die Anpassschaltung 620 weist eine Gatestromanpassschaltung 622,
ein Schaltungsmittel SW, einen ersten Widerstand Rg1, einen zweiten
Widerstand Rg2 und eine zweite Diode D12 auf. Ein Widerstandswert
des ersten Widerstands Rg1 ist geringer als ein Widerstandswert
des zweiten Widerstands Rg2. Eine Anode der zweiten Diode D12 ist
mit der Seite der Gateelektrode G des Transistors 5 und
eine Kathode der zweiten Diode D12 mit der Seite der Ansteuerspannungserzeugungsschaltung 411 verbunden.
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Die
Gatestromanpassschaltung 622 erfasst einen negativen Gatestrom "Ig(–)", wenn in der Gateelektrode
G des Transistors 5 gespeichert Elektronenladungen entladen
werden, und öffnet
und schließt
das Schaltungsmittel SW auf der Grundlage eines Stromwert des erfassten
negativen Gatestroms Ig(–).
Wenn ein Absolutwert des Stromwerts des negativen Gatestrom Ig(–) hoch
ist, schließt
die Gatestromanpassschaltung 622 das Schaltungsmittel SW.
Wenn ein Absolutwert des Stromwerts des negativen Gatestrom Ig(–) gering
ist, öffnet
die Gatestromanpassschaltung 622 das Schaltungsmittel SW.
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Die 67A bis 67E zeigen
Betriebswellenformdiagramm des Transistors 5.
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Zunächst wird
ein Übergangszeitraum,
während
dem der Transistor 5 eingeschaltet wird, beschrieben. Wenn
ein Signalpegel der Ansteuerspannung Vin von einem niedrigen (L)
zu einem hohen (H) Pegel gewechselt wird, wird die Ansteuerspannung Vin
durch den dritten Widerstand Rg3 in einen positiven Gatestrom "Ig(+)" gewandelt. Der positive
Gatestrom "Ig(+)" wird über die
erste Diode D10 an die Gateelektrode G des Transistors 5 gegeben,
da die zweite Diode D12 in Sperrrichtung geschaltet ist. Wenn der
positive Gatestrom "Ig(+)" an die Gateelektrode
G des Transistors 5 gegeben wird, werden Elektronenladungen
in der Gateelektrode G gespeichert. Wenn die Elektronenladungen
in der Gateelektrode G gespeichert werden, wird eine Gate-Source-Spannung "Vgs" des Transistors 5 erhöht. Wenn die
Gate-Source-Spannung "Vgs" des Transistors 5 erhöht wird,
beginnt ein Drainstrom "Id" damit, von der Drainelektrode
D des Transistors 5 in Richtung der Sourceelektrode S zu
fließen,
so dass die Drain-Source-Spannung Vds verringert wird. Der Zustand
des Transistors 5 wird mit Hilfe dieser Operationsschritte
von dem AUS-Zustand in den EIN-Zustand versetzt.
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Nachstehend
wird ein Übergangszeitraum "T10", während dem
der Transistor 5 eingeschaltet wird, beschrieben. Wenn
der Signalpegel der Ansteuerspannung Vin vom H- zum L-Pegel wechselt,
werden die in der Gateelektrode G gespeicherten Elektronenladungen
entladen. Da die erste Diode D10 vorgesehen ist, fließt ein negativer
Gatestrom "Ig(–)", der in Verbindung
mit der Entladung der Elektronenladungen erzeugt wird, in Richtung
der Gatestromanpassschaltung 622. In der Anfangsphase T12
des Übergangszeitraums
T10, während
dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, wird ein Absolutwert
des Stromwerts des negativen Gatestrom Ig(–) graduell erhöht. Die
Gatestromanpassschaltung 622 erfasst den Absolutwert des
Stromwerts des negativen Gatestrom Ig(–) und schließt das Schaltungsmittel
SW, wenn dieser erfasste Absolutwert einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet
(d. h. wenn der Stromwert unter einen Schwellenwert fällt). Dies
führt dazu,
dass der negative Gatestrom Ig(–) über den den
geringen Widerstandswert aufweisenden ersten Widerstand Rg1 zur
Masse GND fließt.
Wenn das Schaltungsmittel SW geschlossen wird, kann sich der negative
Gatestrom Ig(–)
in der Anfangsphase T12 des Übergangszeitraums
T10, während
dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, derart verhalten, dass
der Absolutwert dieses Stromwerts schnell erhöht wird. Dies führt dazu,
dass die Anpassschaltung 620 derart betrieben wird, dass
die Elektronenladungen in der Anfangsphase T12 des Übergangszeitraums
T10, während
dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, schnell aus der
Gateelektrode G des Transistors 5 entladen werden. Dies
führt dazu,
dass solch eine Zeit, die zum Ausschalten des Transistors 5 in
der Anfangsphase T12 des Übergangszeitraums T10
benötigt
wird, verkürzt
werden kann. In einigen Fällen
kann die Zeit für
den Übergangszeitraum
T10 zum Ausschalten des Transistors 5 vergleichen mit dem Übergangszeitraum
T100 der herkömmlichen Ansteuerschaltung
verkürzt
werden.
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Es
sollte verstanden werden, dass das Schaltungsmittel SW bis zu dem
Zeitpunkt, an welchem der Absolutwert des Stromwerts des negativen Gatestroms
Ig(–)
einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet, geöffnet ist,
so dass der Widerstandswert des Gatewiderstands hoch und die Elektronenladungen
langsam entladen werden. Diese Zeitspanne ist jedoch extrem kurz
und verlängert
die zum Ausschalten des Transistors 5 erforderliche Zeit nicht
wesentlich.
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Wenn
der Betrieb zu eine letzten Phase T14 des Übergangszeitraums T10 zum Ausschalten
des Transistors 5 vorangeschritten ist, wird der Stromwert des
negativen Gatestroms Ig(–)
graduell verringert. Die Gatestromanpassschaltung 622 erfasst
den Absolutwert des Stromwerts des negativen Gatestroms Ig(–) und öffnet das
Schaltungsmittel SW, wenn dieser erfasste Absolutwert unter einen
vorbestimmten Schwellenwert fällt
(d. h. wenn der Stromwert den Schwellenwert überschreitet). Dies führt dazu,
dass der negative Gatestrom Ig(–) über den
den hohen Widerstandswert aufweisenden zweiten Widerstand Rg2, den
dritten Widerstand Rg3 und die Ansteuerspannungserzeugungsschaltung 411 zur
Masse GND fließt.
Wenn das Schaltungsmittel SW geöffnet wird,
kann sich der negative Gatestrom Ig(–) in der Endphase T14 des Übergangszeitraums
T10, während
dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, derart verhalten,
dass der Absolutwert dieses Stromwerts verringert wird. Dies führt dazu,
dass die Anpassschaltung 620 in der Endphase T14 des Übergangszeitraums
T10 zum Ausschalten des Transistors derart betrieben wird, dass
die Elektronenladungen langsam aus der Gateelektrode G des Transistors 5 entladen
werden. Folglich fließt
ein geringer Drainstrom Id des Transistors 5, so dass eine
Erhöhung der
Stoßspannung
unterdrückt
werden kann.
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Gemäß der Ansteuerschaltung
kann ein zwischen der Stoßspannung
und dem Ausschaltverlust bestehendes Austauschverhältnis in
dem Übergangszeitraum
T10, während
dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, bewältigt werden.
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Ferner
weist die Ansteuerschaltung 610 dieser zehnten Ausführungsform
die Eigenschaft auf, dass der Gatestrom überwacht wird. Im Allgemeinen gibt
es viele Möglichkeiten,
dass eine Mehrzahl von Lasten zwischen die Spannungsversorgungsquelle PS
und den Transistor 5 geschaltet sind. Dies führt dazu,
dass die Gleichspannung Vps der Spannungsversorgungsquelle PS dann,
wenn ein hoher Strom über
eine bestimmte Last unter diesen mehreren Lasten fließt, verringert
wird. Genauer gesagt, im Automobilbereich kann die Gleichspannung
Vps der Spannungsversorgungsquelle PS leicht geändert werden, da die Batterien
keine ausreichend hohe Kapazität
aufweisen.
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Die
folgende technische Lösung
ist denkbar. D. h., eine Ansteuerspannung des Transistors 5 wird überwacht,
um dessen Gatewiderstand anzupassen. Wenn die Drainspannung des
Transistors 5 überwacht
wird, wird jedoch die Gleichspannung Vps der Spannungsversorgungsquelle
PS geändert,
so dass die Drainspannung des Transistors 5 ebenso geändert wird.
Dies führt
dazu, dass ein Timing in einer Endphase eines Übergangszeitraums, während dem der
Transistor ausgeschaltet wird, nicht richtig erfasst werden kann.
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Wenn
demgegenüber
der Gatestrom Ig von der Ansteuerschaltung 610 der zehnten
Ausführungsform überwacht
wird, wird dieser selbst dann, wenn die Gleichspannung Vps der Spannungsversorgungsquelle
PS geändert
wird, durch solch eine Spannungsänderung
nicht nachteilig beeinflusst. Folglich kann das Timing in der Endphase
des Übergangszeitraums,
während
dem der Transistor ausgeschaltet wird, korrekt erfasst werden.
-
68 zeigt ein Beispiel, bei welchem die Gatestromanpassschaltung 622,
das Schaltungsmittel SW und der erste Widerstand Rg1 der 66 durch einen p-leitenden MOSFET (Metalloxid-Halbleiter
Feldeffekttransistor) 624 realisiert werden. Eine Schwellenwertspannung
und ein Schaltbetrieb des p-leitenden MOSFET 624 entsprechend
der Gatestromanpassschaltung 622 und dem Schaltungsmittels
SW der 66. Ein Durchlasswiderstand
des p-leitenden MOSFET 624 entspricht dem ersten Widerstand
Rg1.
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Der
zweite Widerstand Rg2 ist zwischen eine Gateelektrode G und eine
Sourceelektrode S (ein Beispiel einer Eingangselektrode) des p-leitenden MOSFET 624 geschaltet.
Dies führt
dazu, dass der p-leitende MOSFET 624 im Ansprechen auf
eine zwischen beiden Anschlüssen
des zweiten Widerstands Rg2 erzeugte Spannungsdifferenz ein- und
ausgeschaltet wird. Ferner ist der eine Anschluss des zweiten Widerstands
Rg2 mit der Gateelektrode G des Transistors 5 und der andere
Anschluss des zweiten Widerstands Rg2 über den dritten Widerstand
Rg3 und die Ansteuerspannungserzeugungsschaltung 411 mit
der Masse GND verbunden. Die Drainelektrode D des p-leitenden MOSFET 624 ist
mit der Masse GND verbunden.
-
Gemäß der vorstehend
beschriebenen Ansteuerschaltung 610 wird der p-leitende MOSFET 624 in
dem Übergangszeitraum,
während
dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, in der Anfangsphase,
in welcher der Absolutwert des Stromwerts des negativen Gatestroms
Ig(–)
einen hohen Wert annimmt, im Ansprechen auf die zwischen den beiden Anschlüssen des
zweiten Widerstands Rg2 erzeugte Spannungsdifferenz eingeschaltet.
Wenn der p-leitende MOSFET 624 eingeschaltet wird, fließt der negative
Gatestrom Ig(–)
von der Sourceelektrode S des p-leitenden MOSFET 624 über die
Drainelektrode D zur Masse GND. Da der Durchlasswiderstand des p-leitenden
MOSFET 624 gering ist, können die in der Gateelektrode
G des Transistors 5 gespeicherten Elektronenladungen schnell
entladen werden. Dies führt
dazu, dass eine zum Ausschalten des Transistors 5 erforderliche
Zeit verkürzt
werden kann.
-
In
der Endphase, in welcher der Absolutwert des Stromwerts des negativen
Gatestroms Ig(–)
einen geringen Wert annimmt, sinkt die zwischen den beiden Anschlüssen des
zweiten Widerstands Rg2 erzeugte Spannungsdifferenz demgegenüber auf
einen geringen Wert, so dass der p-leitende MOSFET 624 ausgeschaltet
wird. Wenn der p-leitende MOSFET 624 ausgeschaltet wird,
fließt
der negative Gatestrom Ig(–) über den
zweiten Widerstand Rg2, den dritten Widerstand Rg3 und die Ansteuerspannungserzeugungsschaltung 411 zur
Masse GND. Da der Widerstandswert des zweiten Widerstands Rg2 hoch ist,
können
die in der Gateelektrode G des Transistors 5 gespeicherten
Elektronenladungen langsam entladen werden. Dies führt dazu,
dass eine Erhöhung
der Stoßspannung
unterdrückt
werden kann.
-
69 zeigt eine Änderung
einer Source-Drain-Spannung Vds in dem Übergangszeitraum, während dem
der Transistor 5 ausgeschaltet wird. Eine Markierung "MIT P-MOS" zeigt ein von der
in der 68 gezeigten Ansteuerschaltung 610 erhaltenes
Ergebnis. Eine Markierung "OHNE
MAßNAHME" zeigt ein Ergebnis,
das erhalten wird, wenn nur der in der 66 gezeigte
erste Widerstand Rg1 vorgesehen ist. Eine Markierung "OHNE P-MOS" zeigt ein Ergebnis,
das erhalten wird, wenn nur der in der 68 gezeigte
zweite Widerstand Rg2 vorgesehen ist. Es sollte beachtet werden,
dass der Widerstandswert des ersten Widerstands Rg1 0.1 Ω beträgt; der Widerstandswert
des zweiten Widerstands Rg2 30 Ω beträgt; und
der Widerstandswert des dritten Widerstands Rg3 3 Ω beträgt. Eine
Schwellenwertspannung Vth des p-leitenden MOSFET 624 liegt
bei –2,7 V.
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Bei
dem in der 69 gezeigten Fall "OHNE MAßNAHME" ist eine Geschwindigkeit
zum Entladen der Elektronenladungen hoch und wird eine hohe Stoßspannung
erzeugt. Bei den Fällen "MIT P-MOS" und "OHNE P-MOS" wird die Geschwindigkeit
zum Entladen der Elektronenladungen demgegenüber auf eine niedrige Geschwindigkeit
und eine Erhöhung der
Stoßspannung
unterdrückt.
Im Fall "OHNE P-MOS" wird die zum Ausschalten
des Transistors erforderliche Zeit jedoch verlängert und der Ausschaltverlust
erhöht.
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70 zeigt ein Verhältnis zwischen einer Stoßspannung
und einem Ausschaltverlust.
-
Im
Fall "OHNE P-MOS" nimmt die zum Ausschalten
des Transistors erforderliche Zeit verglichen mit dem Fall "OHNE MAßNAHME" einen hohen Wert an
und wird der Ausschaltverlust erhöht, obgleich die Stoßspannung
unterdrückt
wird. Aus der Austauschkennlinie kann nicht beurteilt werden, dass
ein Ergebnis im Fall "OHNE
P-MOS" deutlich
verbessert ist.
-
Im
Fall "MIT P-MOS" wird die Stoßspannung demgegenüber verglichen
mit dem Fall "OHNE
MAßNAHME" deutlich verringert,
während
der Ausschaltverlust nicht wesentlich erhöht wird. Aus der Austauschkennlinie
kann beurteilt werden, dass ein Ergebnis im Fall "MIT P-MOS" deutlich verbessert
ist.
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71 zeigt eine Änderung
der Source-Drain-Spannung Vds, wenn der Widerstandswert des zweiten
Widerstands Rg2 auf 3, 10 und 30 Ω geändert wird.
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Wenn
der Widerstandswert des zweiten Widerstands Rg2 erhöht wird,
wird die Geschwindigkeit zum Entladen der Elektronenladungen in
der Endphase der Übergangszeitraums
verringert, so dass eine Erhöhung
der Stoßspannung
unterdrückt
werden kann.
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72 zeigt ein Verhältnis zwischen einer Stoßspannung
und einem Ausschaltverlust, wenn der Widerstandswert des zweiten
Widerstands Rg2 auf 3, 10 und 30 Ω geändert wird.
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Wenn
der Widerstandswert des zweiten Widerstands Rg2 erhöht wird,
kann das zwischen dem Ausschaltverlust und der Stoßspannung
bestehende Austauschverhältnis
bewältigt
werden.
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73 zeigt eine Änderung
der Drain-Source-Spannung Vds, wenn die Schwellenwertspannung Vth
des p-leitenden MOSFET 624 auf –1.7, –2.7 und –3.7 V geändert wird.
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Wenn
der Absolutwert der Schwellenwertspannung Vth des p-leitenden MOSFET 624 verringert
wird, verlängert
sich das Entladen der Elektronenladungen über den p-leitenden MOSFET 624. Dies
führt dazu,
dass die zum Ausschalten des Transistors 5 erforderlich
Zeit verkürzt
wird. Ferner werden die Elektronenladungen in der Endphase des Übergangszeitraums
zum Ausschalten des Transistors 5 über den zweiten Widerstand
Rg2 entladen, so dass eine Erhöhung
der Stoßspannung
unterdrückt werden
kann.
-
74 zeigt ein Verhältnis zwischen einer Stoßspannung
und einem Ausschaltverlust, wenn die Schwellenwertspannung Vth des
p-leitenden MOSFET 624 auf –1.7, –2.7 und –3.7 V geändert wird.
-
Wenn
die Schwellenwertspannung Vth des p-leitenden MOSFET 624 angepasst
wird, kann das zwischen der Stoßspannung
und dem Ausschaltverlust bestehende Austauschverhältnis selbst
dann, wenn eine beliebige dieser Schwellenwertspannungen Vth verwendet
wird, bewältigt
werden.
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75 zeigt ein Beispiel, bei welchem die Gatestromanpassschaltung 622,
das Schaltungsmittel SW und der erste Widerstand Rg1 der 66 durch einen n-leitenden MOSFET 626 realisiert
werden. Eine Schwellenwertspannung und ein Schaltbetrieb des n-leitenden
MOSFET 626 entsprechend der Gatestromanpassschaltung 622 und
dem Schaltungsmittels SW der 66.
Ein Durchlasswiderstand des n-leitenden MOSFET 626 entspricht
dem ersten Widerstand Rg1.
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Der
zweite Widerstand Rg2 ist zwischen eine Gateelektrode G und eine
Sourceelektrode S (ein Beispiel einer Eingangselektrode) des n-leitenden MOSFET 626 geschaltet.
Dies führt
dazu, dass der n-leitende MOSFET 626 im Ansprechen auf
eine zwischen beiden Anschlüssen
des zweiten Widerstands Rg2 erzeugte Spannungsdifferenz ein- und
ausgeschaltet wird. Ferner ist der eine Anschluss des zweiten Widerstands
Rg2 mit der Gateelektrode G des Transistors 5 und der andere
Anschluss des zweiten Widerstands Rg2 über die zweite Diode D12, den dritten
Widerstand Rg3 und die Ansteuerspannungserzeugungsschaltung 411 mit
der Masse GND verbunden. Die Drainelektrode D und die Gateelektrode G
des n-leitenden MOSFET 626 sind zwischen einem Anschluss
des zweiten Widerstands Rg2 und der Gateelektrode G des Transistors 5 verbunden. Die
zweite Diode D12 ist zwischen die Ansteuerspannungserzeugungsschaltung 411 und
die Sourceelektrode S des n-leitenden
MOSFET 626 geschaltet.
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Gemäß der vorstehend
beschriebenen Ansteuerschaltung 610 wird der n-leitende MOSFET 626 in
dem Übergangszeitraum,
während
dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, in der Anfangsphase,
in welcher der Absolutwert des Stromwerts des negativen Gatestroms
Ig(–)
einen hohen Wert annimmt, im Ansprechen auf die zwischen den beiden Anschlüssen des
zweiten Widerstands Rg2 erzeugte Spannungsdifferenz eingeschaltet.
Wenn der n-leitende MOSFET 626 eingeschaltet wird, fließt der negative
Gatestrom Ig(–)
von der Drainelektrode D des n-leitenden MOSFET 626 über die
Sourceelektrode S und ferner über
die zweite Diode D12, den dritten Widerstand Rg3 und die Ansteuerspannungserzeugungsschaltung 411 zur
Masse GND. D. h., der negative Gatestrom Ig(–) fließt nicht über den zweiten Widerstand
Rg2, der überbrückt wird.
Da der Durchlasswiderstand des n-leitenden MOSFET 626 gering
ist, können
die in der Gateelektrode G des Transistors 5 gespeicherten
Elektronenladungen schnell entladen werden. Dies führt dazu,
dass eine zum Ausschalten des Transistors 5 erforderliche
Zeit verkürzt
werden kann.
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In
der Anfangsphase, in welcher der Absolutwert des Stromwerts des
negativen Gatestroms Ig(–) einen
geringen Wert annimmt, sinkt die zwischen den beiden Anschlüssen des
zweiten Widerstands Rg2 erzeugte Spannungsdifferenz demgegenüber auf
einen geringen Wert, so dass der n-leitende MOSFET 626 ausgeschaltet
wird. Wenn der n-leitende MOSFET 626 ausgeschaltet wird,
fließt
der negative Gatestrom Ig(–) über den
zweiten Widerstand Rg2 und ferner über die zweite Diode D12, den
dritten Widerstand Rg3 und die Ansteuerspannungserzeugungsschaltung 411 zur
Masse GND. Da der Widerstandswert des zweiten Widerstands Rg2 hoch
ist, können die
in der Gateelektrode G des Transistors 5 gespeicherten
Elektronenladungen langsam entladen werden. Dies führt dazu,
dass eine Erhöhung
der Stoßspannung
unterdrückt
werden kann.
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76 zeigt eine Änderung
der Source-Drain-Spannung Vds, wenn der Widerstandswert des zweiten
Widerstands Rg2 auf 3, 10 und 30 Ω geändert wird. In diesem Fall
liegt ein Schwellenwert Vth des n-leitenden MOSFET 626 bei
1.1 V.
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Wenn
der Widerstandswert des zweiten Widerstands Rg2 erhöht wird,
wird die Geschwindigkeit zum Entladen der Elektronenladungen in
der Endphase der Übergangszeitraums
verringert, so dass eine Erhöhung
der Stoßspannung
unterdrückt
werden kann.
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77 zeigt ein Verhältnis zwischen einer Stoßspannung
und einem Ausschaltverlust, wenn der Widerstandswert des zweiten
Widerstands Rg2 auf 3, 10 und 30 Ω geändert wird.
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Wenn
der Widerstandswert des zweiten Widerstands Rg2 erhöht wird,
kann das zwischen dem Ausschaltverlust und der Stoßspannung
bestehende Austauschverhältnis
bewältigt
werden.
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78 zeigt eine Änderung
der Drain-Source-Spannung Vds, wenn die Schwellenwertspannung Vth
des n-leitenden MOSFET 626 auf 0.1, 1.1 und 2.1 V geändert wird.
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Wenn
die Schwellenwertspannung Vth des n-leitenden MOSFET 626 verringert
wird, dehnt sich das Entladen der Elektronenladungen über den
n-leitenden MOSFET 626 auf einen langen Zeitraum aus. Ferner
werden die Elektronenladungen in der Endphase des Übergangszeitraums
zum Ausschalten des Transistors 5 über den zweiten Widerstands
Rg2 entladen. Dies führt
dazu, dass eine Erhöhung
der Stoßspannung
unterdrückt
werden kann.
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79 zeigt ein Verhältnis zwischen einer Stoßspannung
und einem Ausschaltverlust, wenn die Schwellenwertspannung Vth des
n-leitenden MOSFET 626 auf 0.1, 1.1 und 2.1 V geändert wird.
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Wenn
die Schwellenwertspannung Vth des n-leitenden MOSFET 626 angepasst
wird, kann das zwischen der Stoßspannung
und dem Ausschaltverlust bestehende Austauschverhältnis selbst
dann, wenn eine beliebige dieser Schwellenwertspannungen Vth verwendet
wird, bewältigt
werden.
-
Die
vorstehend beschriebenen Erfindungsgedanken der vorliegenden Offenbarung
schließen die
nachstehend aufgeführten
verschiedenen Ausgestaltungen mit ein.
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Gemäß einer
ersten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung weist ein Schaltkreis
auf: einen Transistor mit einer ersten Elektrode, einer zweiten Elektrode
und einer Steuerelektrode; eine Zenerdiode; und einen Kondensator.
Eine Verbindung zwischen der ersten Elektrode und der zweiten Elektrode
kann zeitweise zwischen einem leitenden und einem nichtleitenden
Zustand gewechselt werden, wenn eine Schaltspannung des Transistors
gewechselt wird. Die Zenerdiode und der Konden sator sind zwischen
der ersten Elektrode und der Steuerelektrode des Transistors in
Reihe geschaltet. Die erste Elektrode ist ein Drain oder ein Kollektor.
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Genauer
gesagt, eine Kathodenseite der Zenerdiode ist mit dem Drain (oder
Kollektor) und eine Anodenseite der Zenerdiode mit der Steuerelektrode verbunden.
In diesem Fall kann der Kondensator alternativ zwischen die Zenerdiode
und den Drain (oder Kollektor) oder zwischen die Zenerdiode und die
Steuerelektrode geschaltet werden.
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Bei
dem obigen Schaltkreis ist die Zenerdiode ist den Drain (oder Kollektor)
und die Steuerelektrode geschaltet. Folglich entspricht ein Zustand
kurz nach einem Ausschalten des Transistors, während eine Spannung zwischen
dem Drain (oder Kollektor) und der Steuerelektrode geringer als
eine Zenerspannung (Durchbruchspannung) der Zenerdiode ist, einem
Zustand, bei welchem die Reihenschaltung aus der Zenerdiode und
dem Kondensator nicht vorgesehen ist. Dies führt dazu, dass eine Kapazität zwischen
dem Drain (oder Kollektor) und der Steuerelektrode in einem Zustand
geringer Kapazität
gehalten wird; und ein zwischen dem Drain und der Source (oder dem
Kollektor und dem Emitter) des Transistors fließender Strom und eine zwischen
diesen anliegende Spannung schnell geändert werden, so dass ein Schaltverlust
auf einen geringen Verlust verringert werden kann.
-
Nachdem
der Transistor ausgeschaltet wurde, wird eine Spannung zwischen
dem Drain und der Source (oder dem Kollektor und dem Emitter) erhöht und eine
zwischen dem Drain (oder Kollektor) und der Steuerelektrode anliegende
Spannung in Verbindung mit dieser Spannungserhöhung erhöht. Wenn die Spannung zwischen
dem Drain (oder Kollektor) und der Steuerelektrode die Zenerspannung
der Zenerdiode überschreitet,
wird der Drain (oder Kollektor) über
den Kondensator mit der Steuerelektrode verbunden, so dass eine
Kapazität
zwischen dem Drain (oder Kollektor) und der Steuerelektrode erhöht wird.
Dies führt
dazu, dass anschließend
ein zwischen dem Drain und der Source (oder dem Kollektor und dem
Emitter) fließender
Strom und eine zwischen diesen anliegende Spannung langsam geändert werden.
Folglich kann eine Stoßspannung
auf eine geringe Spannung unterdrückt werden.
-
Folglich
können
in Übereinstimmung
mit dem vorstehend beschriebenen Schaltkreis sowohl der Schaltverlust
als auch die Stoßspannung
auf geringere Werte unterdrückt
werden.
-
Ferner
ist es nicht erforderlich, dass eine innere Struktur des Transistors
verbessert wird, wobei die innere Struktur derart unterdrückt werden
kann, dass sie verbessert wird (wenn es erforderlich ist, kann eine
Methode zur Verbesserung der inneren Struktur des Transistors alternativ
mit dem vorstehend beschriebenen Schaltkreis kombiniert werden). Dies
führt dazu,
dass ein Transistor mit einem geringen Durchlasswiderstand (Durchlassspannung)
verwendet werden kann. Da der vorstehend beschriebene Schaltkreis
realisiert werden kann, indem lediglich die Zenerdiode und der Kondensator
hinzugefügt werden,
kann der Schaltkreis ferner an vorgesehen werden, indem nur eine
geringe Anzahl an Schaltungselementen verwendet wird. Die Zenerdiode
und der Kondensator können
leicht gleichzeitig in einem Halbleitersubstrat gefertigt werden,
das dazu verwendet wird, einen Transistor zu bilden, wenn der der Transistor
gefertigt wird. Wenn der Transistor, die Zenerdiode und der Kondensator
in einem einteiligen Körper
in dem gleichen Halbleitersubstrat gebildet werden, wird eine Gesamtzahl
der Schaltungselemente des Schaltkreises nicht erhöht.
-
Alternativ
kann der vorstehend beschriebene Transistor entweder ein MOSFET
oder ein IGBT sein. In diesem Fall kann der Transistor als unipolarer oder
Bipolarer Transistor realisiert werden.
-
Alternativ
wird eine vorbestimmte Spannung zwischen die erste Elektrode und
die zweite Elektrode gelegt, wenn sich der Transistor in einem AUS-Zustand
befindet, und kann die Zenerdiode eine Zenerspannung aufweisen,
die annähernd
das 0.5 bis 1.0 fache über
der vorbestimmten Spannung liegt. Hierbei beschreibt der Ausdruck "AUS-Zustand" einen Zeitraum,
bei welchem eine Stromänderung
und eine Spannungsänderung,
die nach einem Ausschalten des Transistors aufgetreten sind, konvergiert
sind. Wenn der vorstehend beschriebene zustand erfüllt werden
kann, können
der Schaltverlust und die Stoßspannung
in einem besser ausgeglichenen Zustand unterdrückt werden.
-
Alternativ
können
ein Transistor, eine Zenerdiode und ein Kondensator auf dem gleichen
Halbleitersubstrat angeordnet werden. Bei dieser Alternative beschreibt
der Ausdruck "Schaltungselemente sind
in dem gleichen Substrat angeordnet" einen Fall, bei welchem, wenn die jeweiligen
Schaltungselemente in dem Halbleitersubstrat gebildet sind, entweder
ein Abschnitt oder sämtliche
dieser Schaltungselemente auf dem gleichen Halbleitersubstrat gebildet sind.
D. h., der Ausdruck "Schaltungselemente
sind in dem gleichen Substrat angeordnet" schließt einen Zustand mit ein, bei
welchem die Schaltungselemente hinsichtlich des Transistors, der
Zenerdiode und des Kondensators unter Verwendung des Halbleitersubstrats
in einem einteiligen Körper
gebildet sind. In diesem Fall wird eine Gesamtzahl der den Schaltkreis
bildendes Schaltungskomponenten nicht erhöht. Ferner können der
Transistor, die Zenerdiode und der Kondensator leicht in dem Halbleitersubstrat gebildet
werden, indem ein Halbleiterfertigungsverfahren angewandt wird.
Der Transistor, die Zenerdiode und der Kondensator können ohne
Gewalt in dem gleichen Halbleitersubstrat gebildet werden. Ferner kann
der Schaltkreis ferner kompakt ausgebildet in einem besseren Zustand
praktisch verwendet werden. Ferner kann die Zenerdiode über einen
Isolierfilm auf dem Halbleitersubstrat gebildet werden. Die Zenerdiode
weist einen p-leitenden
Anodenhalbleiterbereich und einen n-leitenden Kathodenhalbleiterbereich
auf, wobei der Kathodenhalbleiterbereich an den Anodenhalbleiterbereich
grenzt. Es sollte verstanden werden, dass der Anodenhalbleiterbereich und
der Kathodenhalbleiterbereich aus polykristallinem Silizium aufgebaut
sein können.
-
Alternativ
kann der Kondensator einen eingebetteten leitfähigen Bereich und einen Beschichtungsisolierbereich
aufweisen. Der eingebettete leitfähige Bereich erstreckt sich
von einer ersten Ebene eines Halbleitersubstrats zu einer zweiten
Ebene des Halbleitersubstrats. Der Beschichtungsisolierbereich bedeckt
den eingebetteten leitfähigen
Bereich derart, dass der eingebettete leitfähige Bereich elektrisch von
dem Halbleitersubstrat isoliert ist. In diesem Fall kann der Beschichtungsisolierbereich
als den Kondensator bildendes dielektrisches Material dienen.
-
Alternativ
kann die Zenerdiode einen p-leitenden Anodenhalbleiterbereich und
einen n-leitenden Kathodenhalbleiterbereich aufweisen. Der Anodenhalbleiterbereich
ist über
einen Isolierfilm auf dem Halbleitersubstrat angeordnet. Der Kathodenhalbleiterbereich
ist über
den Isolierfilm auf dem Halbleitersubstrat angeordnet und grenzt an
den Anodenhalbleiterbereich. Der Kondensator weist einen eingebetteten
leitfähigen
Bereich und einen Beschichtungsisolierbereich auf. Der eingebettete
leitfähige
Bereich erstreckt sich von der ersten zur zweiten Ebene des Halbleitersubstrats.
Der Beschichtungsisolierbereich bedeckt den eingebetteten leitfähigen Bereich
derart, dass der eingebettete leitfähige Bereich elektrisch von
dem Halbleitersubstrat isoliert ist. Der Anodenhalbleiterbereich
ist elektrisch mit der Steuerelektrode des Transistors verbunden.
Der Kathodenhalbleiterbereich ist elektrisch mit dem eingebetteten
leitfähigen
Bereich verbunden. Der eingebettete leitfähige Bereich ist mit dem Beschichtungsisolierbereich
elektrisch von der ersten Elektrode des Transistors isoliert. Ferner
kann der Kondensator ferner einen Diffusionshalbleiterbereich aufweisen,
der in dem Halbleitersubstrat angeordnet ist. Der Beschichtungsisolierbereich
ist zwischen dem eingebetteten leitfähigen Bereich und dem Diffusionshalbleiterbereich
angeordnet. Der Diffusionshalbleiterbereich ist elektrisch mit der
ersten Elektrode des Transistors verbunden. Die zweite Elektrode
des Transistors ist eine Source oder ein Emitter.
-
Alternativ
kann die Zenerdiode einen p-leitenden Anodenhalbleiterbereich und
einen n-leitenden Kathodenhalbleiterbereich aufweisen. Der Anodenhalbleiterbereich
ist über
einen Isolierfilm auf dem Halbleitersubstrat angeordnet. Der Kathodenhalbleiterbereich
ist über
den Isolierfilm auf dem Halbleitersubstrat angeordnet und grenzt
an den Anodenhalbleiterbereich. Der Kondensator weist den eingebetteten
leitfähigen
Bereich und den Beschichtungsisolierbereich auf. Der eingebettete
leitfähige Bereich
erstreckt sich von der erste zur zweiten Ebene des Halbleitersubstrats.
Der Beschichtungsisolierbereich bedeckt den eingebetteten leitfähigen Bereich
derart, dass der eingebettete leitfähige Bereich elektrisch von
dem Halbleitersubstrat isoliert ist. Der eingebettete leitfähige Bereich
ist elektrisch mir der Steuerelektrode des Transistors verbunden.
Der eingebettete leitfähige
Bereich ist mit dem Beschichtungsisolierbereich elektrisch von dem
Anodenhalbleiterbereich isoliert. Der Kathodenhalbleiterbereich ist
elektrisch mit der ersten Elektrode des Transistors verbunden. Ferner
kann der Kondensator einen Diffusionshalbleiterbereich aufweisen,
der in dem Halbleitersubstrat angeordnet ist. Der Beschichtungsisolierbereich
ist zwischen dem eingebetteten leitfähigen Bereich und dem Diffusionshalbleiterbereich
angeordnet. Der Diffusionshalbleiterbereich ist elektrisch mit dem
Anodenhalbleiterbereich verbunden. Die zweite Elektrode des Transistors
ist eine Source oder ein Emitter.
-
Gemäß einer
zweiten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung weist ein Schaltkreis
auf: einen Transistor mit einer ersten Elektrode, einer zweiten Elektrode
und einer Steuerelektrode; eine Zenerdiode; und einen Kondensator.
Eine Verbindung zwischen der ersten Elektrode und der zweiten Elektrode
kann zeitweise zwischen einem leitenden und einem nichtleitenden
Zustand gewechselt werden, wenn eine Schaltspannung des Transistors
gewechselt wird. Die Zenerdiode und der Kondensator sind zwischen
der ersten Elektrode und der zweiten Elektrode des Transistors in
Reihe geschaltet. Die erste Elektrode ist entweder ein Drain oder
ein Kollektor. Die zweite Elektrode ist entweder eine Source oder ein
Emitter.
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Genauer
gesagt, eine Kathode der Zenerdiode ist mit dem Drain (oder Kollektor)
und eine Anode der Zenerdiode mit der Source (oder dem Emitter) verbunden.
In diesem Fall kann der Kondensator alternativ zwischen die Zenerdiode
und den Drain (oder Kollektor) oder zwischen die Zenerdiode und die
Source (oder den Emitter) geschaltet werden.
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Auch
in diesem Fall werden dann, wenn die Zenerdiode nicht niederohmig
ist (kein Durchbruch), ein zwischen dem Drain und der Source (oder
dem Kollektor und dem Emitter) des Transistors fließender Strom
und eine zwischen beiden anliegende Spannung schnell geändert, so
dass ein Schaltverlust auf einen geringen Wert unterdrückt werden
kann. Anschließend
werden ein zwischen dem Drain und der Source (oder dem Kollektor
und dem Emitter) fließender
Strom und eine zwischen beiden anliegende Spannung langsam geändert, da
die Zenerdiode niederohmig wird. Folglich kann eine Stoßspannung
auf eine geringe Stoßspannung
unterdrückt
werden.
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Der
Schaltverlust und die Stoßspannung können auch
bei dem vorstehend beschriebenen Schaltkreis auf geringe Werte unterdrückt werden. Auch
mit Hilfe dieses Schaltkreises kann der Durchlasswiderstand auf
den geringen Wert, der Schaltverlust auf den geringen Wert und die
Stoßspannung
auf die geringe Spannung unterdrückt
werden. Ferner kann der Schaltkreis aufgebaut werden, indem eine geringe
Anzahl von Schaltungselementen verwendet werden. Wenn der Transistor,
die Zenerdiode und der Kondensator in einem einteiligen Körper in
dem gleichen Halbleitersubstrat gebildet sind, wird eine Gesamtzahl
der Schaltungselemente nicht erhöht.
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Alternativ
können
der Transistor, die Zenerdiode und der Kondensator in dem gleichen
Halbleitersubstrat angeordnet sein. Alternativ kann der Kondensator
einen eingebetteten leitfähigen
Bereich und einen Beschichtungsisolierbereich aufweisen. Der eingebettete
leitfähige
Bereich erstreckt sich von einer ersten Ebene eines Halbleitersubstrats
zu einer zweiten Ebene des Halbleitersubstrats. Der Beschichtungsisolierbereich
bedeckt den eingebetteten leitfähigen
Bereich derart, dass der eingebettete leitfähige Bereich elektrisch von
dem Halbleitersubstrat isoliert ist. Es sollte beachtet werden,
dass die Zenerdiode über
einen Isolierfilm auf dem Halbleitersubstrat angeordnet sein kann.
Ferner kann die Zenerdiode einen p-leitenden Anodenhalbleiterbereich und
einen n-leitenden Kathodenhalbleiterbereich aufweisen. Der Kathodenhalbleiterbereich
grenzt an den Anodenhalbleiterbereich. Der Kathodenhalbleiterbereich
ist elektrisch mit der ersten Elektrode des Transistors verbunden.
Der Kondensator weist ferner einen Diffusionshalbleiterbereich auf,
der in dem Halbleitersubstrat angeordnet ist. Der Beschichtungsisolierbereich
ist zwischen dem eingebetteten leitfähigen Bereich und dem Diffusionshalbleiterbereich
angeordnet. Der Diffusionshalbleiterbereich ist elektrisch mit dem
Anodenhalbleiterbereich verbunden. Der eingebettete leitfähige Bereich
ist elektrisch mit der zweiten Elektrode des Transistors verbunden.
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Gemäß einer
dritten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung weist ein Schaltkreis
einen Transistor, eine Steuerschaltung, eine Reihenschaltung und
eine Spannungsanpassschaltung auf. Der Transistor weist eine Hauptelektrode
auf einer Hochspannungsseite, eine Hauptelektrode auf einer Niederspannungsseite
und eine Steuerelektrode auf. In der Steuerschaltung sind eine Energiequelle
und einer Last zwischen der Hauptelektrode auf der Hochspannungsseite
und der Hauptelektrode auf der Niederspannungsseite in Reihe geschaltet.
Die Steuerschaltung gibt eine Spannung zum Ein- und Ausschalten
des Transistors aus. Die Steuerschaltung ist mit der Steuerelektrode
des Transistors verbunden. Die Reihenschaltung weist einen ersten
Kondensator und eine erste Diode auf. Die Reihenschaltung ist zwischen
die Steuerelektrode und die Hauptelektrode auf der Hochspannungsseite
geschaltet. Der erste Kondensator ist in Reihe mit der ersten Diode
geschaltet. Eine Kathode der ersten Diode ist mit der Steuerelektrodenseite
und eine Anode der ersten Diode mit der Hauptelektrode auf der Hochspannungsseiten
verbunden. Die Spannungsanpassschaltung ist mit einem Verbindungsabschnitt
zwischen dem ersten Kondensator und der ersten Diode verbunden. Die
Spannungssteuerschaltung passt eine Spannung des Verbindungsabschnitts
an.
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Es
sollte beachtet werden, dass der erste Kondensator in der Reihenschaltung
aus dem ersten Kondensator und der ersten Diode auf der Steuerelektrodenseite
des Transistors und die erste Diode auf der Hauptelektrodenseite
der Hochspannungsseite des Transistors angeordnet sein kann. Alternativ
kann dass vorstehend beschriebene die Lage betreffende Verhältnis umgekehrt
werden.
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Bei
dem vorstehend beschriebenen Schaltkreis beginnt ein Ladestrom dann,
wenn der Transistor ausgeschaltet wird, wenn eine Durchlassspannung
an die erste Diode gelegt wird, über
den ersten Kondensator zu fließen.
Anschließend
werden eine Änderungsgeschwindigkeit
der Spannung an der Steuerelektrode des Transistors verlangsamt;
eine Änderungsgeschwindigkeit
des Hauptstroms des Transistors verlangsamt; und eine Spannungsänderungsgeschwindigkeit
der Hauptelektrode der Hochspannungsseite des Transistors verlangsamt,
so dass eine an der Hauptelektrode der Hochspannungsseite des Transistors
auftretende Stoß-
bzw. Überspannung
auf die geringe Stoßspannung
unterdrückt
werden kann.
-
Wenn
die Spannungsanpassschaltung nicht vorgesehen ist, wird ein Zeitpunkt,
an welchem die Durchlassspannung beginnt, die erste Diode zu beeinflussen,
auf einen anderen Zeitpunkt gesetzt, an welchem die Spannung an
der Hauptelektrode der Hochspannungsseite des Transistors bis auf
die Energieversorgungsspannung erhöht wird.
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Wenn
die Spannungsanpassschaltung demgegenüber zusätzlich vorgesehen ist, kann
eine Beeinflussung der ersten Diode durch die Durchlassspannung
an einem Zeitpunkt eingeleitet werden, der vor dem Zeitpunkt liegt,
an welchem die Spannung an der Hauptelektrode der Hochspannungsseite
des Transistors bis auf die Energieversorgungsspannung erhöht wird;
kann die Änderungsgeschwindigkeit
der Spannung an der Steuerelektrode des Transistors an dem früheren Zeitpunkt
verlang samt werden; kann die Änderungsgeschwindigkeit
des Hauptstroms des Transistors an dem früheren Zeitpunkt verlangsamt werden;
und kann die Spannungsänderungsgeschwindigkeit
der Hauptelektrode der Hochspannungsseite des Transistors an dem
früheren
Zeitpunkt verlangsamt werden. Dies führt dazu, dass die an der Hauptelektrode
der Hochspannungsseite des Transistors auftretende Stoßspannung
auf die geringe Stoßspannung
unterdrückt
werden kann.
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Wenn
es erforderlich ist, kann die Beeinflussung der ersten Diode durch
die Durchlassspannung an einem Zeitpunkt eingeleitet werden, an
welchem die Spannung an der Hauptelektrode der Hochspannungsseite
des Transistors auf einen Wert von größer oder gleich der Energieversorgungsspannung
erhöht
wird; kann die Änderungsgeschwindigkeit
der Spannung an der Steuerelektrode des Transistor an dem früheren Zeitpunkt
verlangsamt werden; kann die Änderungsgeschwindigkeit
des Hauptstroms des Transistors an dem früheren Zeitpunkt verlangsamt werden;
und kann die Spannungsänderungsgeschwindigkeit
der Hauptelektrode der Hochspannungsseite des Transistors an dem
früheren
Zeitpunkt verlangsamt werden. In diesem Fall kann der Schaltverlust
des Transistors verringert werden.
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Da
die Spannungsanpassschaltung verwendet wird, kann ein Zeitpunkt,
wie vorstehend beschrieben, derart angepasst werden, dass die Änderungsgeschwindigkeit
der an der Steuerelektrode des Transistors erzeugten Spannung verlangsamtwird,
wenn der Transistor ausgeschaltet wird. Wenn dieser Zeitpunkt von
der Spannungsanpassschaltung auf einen früheren Zeitpunkt angepasst wird, kann
die Stoßspannung
auf die geringe Stoßspannung
unterdrückt
werden.
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In
der Anfangsphase, während
der der Transistor ausgeschaltet wird, wird eine Änderungsgeschwindigkeit
einer an der Steuerelektrode des Transistors erzeugten Spannung
derart erhöht,
dass ein Ausschaltverlust verringert wird (da eine Spannung zwischen
den Hauptelektrode des Transistors in der Anfangsphase gering ist,
besteht keine Möglichkeit, dass
die Stoßspannung
einen übermäßig hohen Wert
annimmt, so dass die Änderungsgeschwindigkeit
der Spannung an der Steuerelektrode erhöht werden kann), während die Änderungsgeschwindigkeit
der an der Steuerelektrode des Transistors erzeugten Spannung in
einer Endphase (d. h. einer Zeitspanne, während der die Spannung zwischen den
Hauptelektrode des Transistors erhöht wird und die Stoßspannung
einen übermäßig hohen
Wert annehmen kann), während
der der Transistor ausgeschaltet wird, verlangsamt wird, so dass
die Stoßspannung
auf die geringe Stoßspannung
unterdrückt werden
kann.
-
Allgemein
gesprochen, es besteht ein Austauschverhältnis zwischen einem Ausschaltverlust und
einer Stoßspannung.
Wenn der Ausschaltverlust unterdrückt wird, nimmt die Stoßspannung
einen übermäßig hohen
Wert an. Bei der vorstehend beschriebenen Schaltung wird die Änderungsgeschwindigkeit
des an der Steuerelektrode des Transistors erzeugten Spannung bei
einem Ausschalten des Transistors verlangsamt. Dies führt dazu,
dass der Ausschaltverlust und die Stoßspannung unterdrückt werden
können.
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Alternativ
kann der erste Kondensator eine Ein-Zustand-Ladespannung aufweisen,
wenn der Transistor eingeschaltet wird. Alternativ kann der erste
Kondensator eine Aus-Zustand-Ladespannung aufweisen, wenn der Transistor
ausgeschaltet wird, und kann die Spannungsanpassschaltung die Ein-Zustand-Ladespannung
derart anpassen, dass sie unter der Aus-Zustand-Ladespannung liegt.
Gemäß der obigen
Ausgestaltung kann die Beeinflussung der ersten Diode durch die
Durchlassspannung an einem Zeitpunkt eingeleitet werden, der vor
dem Zeitpunkt liegt, an welchem die Spannung an der Hauptelektrode
der Hochspannungsseite des Transistors auf die Energieversorgungsspannung
erhöht wird;
kann die Änderungsgeschwindigkeit
der Spannung an der Steuerelektrode des Transistor an dem früheren Zeitpunkt
verlangsamt werden; kann die Änderungsgeschwindigkeit
des Hauptstroms des Transistors an dem früheren Zeitpunkt verlangsamt
werden; und kann die Spannungsänderungsgeschwindigkeit
der Hauptelektrode der Hochspannungsseite des Transistors an dem
früheren
Zeitpunkt verlangsamt werden. Dies führt dazu, dass die an der Hauptelektrode
der Hochspannungsseite des Transistors auftretende Stoßspannung
auf die geringere Stoßspannung
unterdrückt
werden kann.
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Alternativ
kann der erste Kondensator eine erste Ladespannung aufweisen, wenn
die Spannung der Hauptelektrode auf der Hochspannungsseite des Transistors
verringert wird. Ferner kann der erste Kondensator eine zweite Ladespannung
aufweisen, wenn die Spannung der Hauptelektrode auf der Hochspannungsseite
des Transistors einer Energiequellenspannung entspricht, und passt
die Spannungsan passschaltung die erste Ladespannung derart an, dass
sie unter der zweiten Ladespannung liegt. Auch gemäß dieser
Ausgestaltung kann die Beeinflussung der ersten Diode durch die
Durchlassspannung an einem Zeitpunkt eingeleitet werden, der vor
dem Zeitpunkt liegt, an welchem die Spannung an der Hauptelektrode
der Hochspannungsseite des Transistors auf die Energieversorgungsspannung
erhöht
wird; kann die Änderungsgeschwindigkeit
der Spannung an der Steuerelektrode des Transistor an dem früheren Zeitpunkt
verlangsamt werden; kann die Änderungsgeschwindigkeit
des Hauptstroms des Transistors an dem früheren Zeitpunkt verlangsamt werden;
und kann die Spannungsänderungsgeschwindigkeit
der Hauptelektrode der Hochspannungsseite des Transistors an dem
früheren
Zeitpunkt verlangsamt werden. Dies führt dazu, dass die an der Hauptelektrode
der Hochspannungsseite des Transistors auftretende Stoßspannung
auf die geringere Stoßspannung
unterdrückt
werden kann.
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Alternativ
kann die Spannungsanpassschaltung einen zweiten Kondensator und
eine zweite Diode aufweisen. Der zweite Kondensator und die zweite
Diode sind zwischen dem Verbindungsabschnitt des ersten Kondensators
und der ersten Diode und der Anode der ersten Diode in Reihe geschaltet.
Eine Kathode der zweiten Diode ist mit einer Anodenseite der ersten
Diode verbunden. Eine Anode der zweiten Diode ist mit einer Verbindungsabschnittsseite
verbunden. D. h., der zweite Kondensator und die zweite Diode bilden
einen Signalweg zur Überbrückung der
ersten Diode. Bei dieser Spannungsanpassschaltung wird eine Durchlassspannung
an die zweite Diode gelegt, wenn der Transistor in den EIN-Zustand
versetzt und die Spannung an der Hauptelektrode der Hochspannungsseite
des Transistors folglich verringert wird. Dies führt dazu, dass ein Teil der
in dem ersten Kondensator gespeicherten Elektronenladungen derart
bewegt wird, dass der zweite Kondensator geladen wird, so dass die
Spannung an der Verbindungsleitung zum Verbinden des ersten Kondensators
und der ersten Diode verringert wird. Die Spannung auf der Verbindungsleitung
nimmt einen hohen Wert an, wenn der Transistor ausgeschaltet wird,
und einen geringen Wert an, wenn der Transistor eingeschaltet wird.
In diesem Fall kann die Beeinflussung der ersten Diode durch die
Durchlassspannung an einem Zeitpunkt eingeleitet werden, der vor
dem Zeitpunkt liegt, an welchem die Spannung an der Hauptelektrode
der Hochspannungsseite des Transistors auf die Energieversorgungsspannung
erhöht
wird; kann die Änderungsgeschwindigkeit
der Spannung an der Steuerelekt rode des Transistor an dem früheren Zeitpunkt verlangsamt
werden; kann die Änderungsgeschwindigkeit
des Hauptstroms des Transistors an dem früheren Zeitpunkt verlangsamt
werden; und kann die Spannungsänderungsgeschwindigkeit
der Hauptelektrode der Hochspannungsseite des Transistors an dem
früheren
Zeitpunkt verlangsamt werden. Dies führt dazu, dass die an der Hauptelektrode
der Hochspannungsseite des Transistors auftretende Stoßspannung
auf die geringere Stoßspannung
unterdrückt
werden kann.
-
Ferner
kann der zweite Kondensator eine elektrostatische Kapazität von kleiner
oder gleich der elektrostatischen Kapazität des ersten Kondensators aufweisen.
Wenn die elektrostatische Kapazität des zweiten Kondensators
einen übermäßig hohen
Wert annimmt, wird eine Menge an in dem ersten Kondensator gespeicherten
Elektronenladungen übermäßig klein,
so dass eine Ladespannung des ersten Kondensators übermäßig klein
wird. Wenn die Ladespannung des ersten Kondensators übermäßig klein
wird, beginnt eine Durchlassspannung damit, die erste Diode von
der Anfangsphase des Übergangszeitraums an,
während
dem der Transistor ausgeschaltet wird, zu beeinflussen, so dass
ein Ausschaltverlust erhöht wird.
Wenn die elektrostatische Kapazität des zweiten Kondensator derart
festgelegt wird, dass sie kleiner oder gleich der elektrostatischen
Kapazität
des ersten Kondensators ist, kann verhindert werden, dass die Ladespannung
des ersten Kondensators einen kleinen Wert annimmt. Dies führt dazu,
dass die Stoßspannung
unterdrückt
werden kann, während eine
Erhöhung
des Ausschaltverlusts unterdrückt wird.
-
Gemäß einer
vierten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung weist ein Schaltkreis
einen Transistor, einen Kondensator und eine Diode mit einem Anodenanschluss
und einem Kathodenanschluss auf. Der Transistor weist eine Steuerelektrode,
eine erste und eine zweite Elektrode auf, wobei er einen über die
erste Elektrode fließenden
ersten Elektrodenstrom in Übereinstimmung
mit einem an die Steuerelektrode gegebenen Signal steuert. Die erste Elektrode
des Transistors ist über
den Kondensator mit dem Anodenanschluss der Diode verbunden. Die Steuerelektrode
des Transistors ist mit dem Kathodenanschluss der Diode verbunden.
Die Steuerelektrode ist ein Gate oder eine Basis. Die erste Elektrode ist
ein Drain oder ein Kollektor.
-
Gemäß der vorstehend
beschriebenen Schaltung kann die Stoßspannung in dem den Transistor
aufweisenden Schaltkreises genau und stabil unterdrückt.
-
Alternativ
ist eine Kapazität
zwischen der Steuerelektrode und der ersten Elektrode als Steuerkapazität der ersten
Elektrode definiert, wenn eine Spannung der ersten Elektrode Null
Volt beträgt,
und kann der Kondensator alternativ eine Kapazität aufweisen, die in einem Bereich
zwischen 0.01 und 100 multipliziert mit der Steuerkapazität der ersten
Elektrode liegt.
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Alternativ
kann die Diode einen p-leitenden Anodenhalbleiterbereich und einen
n-leitenden Kathodenhalbleiterbereich aufweisen. Der Anodenhalbleiterbereich
und der Kathodenhalbleiterbereich sind in einer Stirnfläche eines
Halbleitersubstrats eingebettet.
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Alternativ
kann die Diode einen p-leitenden Anodenhalbleiterbereich und einen
n-leitenden Kathodenhalbleiterbereich aufweisen. Der Anodenhalbleiterbereich 54 ist über einen
Isolierfilm auf dem Halbleitersubstrat angeordnet. Der Kathodenhalbleiterbereich
ist über
einen Isolierfilm auf dem Halbleitersubstrat angeordnet und grenzt
an den Anodenhalbleiterbereich. Der Kondensator weist einen eingebetteten
leitfähigen
Bereich und einen Beschichtungsisolierbereich auf. Der eingebettete
leitfähige Bereich
erstreckt sich von einer ersten Ebene zu einer zweiten Ebene des
Halbleitersubstrats. Der Beschichtungsisolierbereich bedeckt den
eingebetteten leitfähigen
Bereich derart, dass der eingebettete leitfähige Bereich elektrisch von
dem Halbleitersubstrat isoliert ist. Der Kathodenhalbleiterbereich
ist elektrisch mit der Steuerelektrode des Transistors verbunden.
Der Anodenhalbleiterbereich ist mit dem eingebetteten leitfähigen Bereich
verbunden. Der eingebettete leitfähige Bereich ist über den
Beschichtungsisolierbereich elektrisch von der ersten Elektrode
des Transistors isoliert.
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Alternativ
kann die Diode einen P-Wannen-Bereich, einen Anodenhalbleiterbereich
und einen Kathodenhalbleiterbereich aufweisen. Der P-Wannen-Bereich
ist p-leitend und
erstreckt sich von der ersten zur zweiten Ebene des Halbleitersubstrats.
Der Anodenhalbleiterbereich ist p-leitend und auf einer Oberflächenschicht
des P-Wannen-Bereichs
des Halbleitersubstrats angeordnet. Der Kathodenhalbleiterbereich ist
n-leitend und auf der Oberflächenschicht
des P-Wannen-Bereichs des Halbleitersubstrats angeordnet. Der Kondensator weist
einen eingebetteten leitfähigen
Bereich und einen Beschichtungsisolierbereich auf. Der eingebettete
leitfähige
Bereich erstreckt sich von der ersten zur zweiten Ebene des Halbleitersubstrats.
Der Beschichtungsisolierbereich bedeckt den eingebetteten leitfähigen Bereich
derart, dass der eingebettete leitfähige Bereich elektrisch von
dem Halbleitersubstrat isoliert ist. Der Kathodenhalbleiterbereich
ist elektrisch mit der Steuerelektrode des Transistors verbunden.
Der Anodenhalbleiterbereich ist elektrisch mit dem eingebetteten
leitfähigen
Bereich verbunden. Der eingebettete leitfähige Bereich ist über den Beschichtungsisolierbereich
elektrisch von der ersten Elektrode des Transistors isoliert.
-
Gemäß einer
fünften
Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung weist ein Schaltkreis einen
Transistor, einen Kondensator und eine Diode mit einem Anodenanschluss
und einem Kathodenanschluss auf. Der Transistor weist eine erste
Elektrode, eine zweite Elektrode und eine Steuerelektrode auf und steuert
einen über
die erste Elektrode fließenden
ersten Elektrodenstrom in Übereinstimmung
mit einem an die Steuerelektrode gegebenen Signal. Die erste Elektrode
des Transistors ist mit dem Anodenanschluss der Diode verbunden.
Die Steuerelektrode des Transistors ist über den Kondensator mit dem Kathodenanschluss
der Diode verbunden. Die Steuerelektrode ist ein Gate oder eine
Basis. Die erste Elektrode ist ein Drain oder ein Kollektor.
-
Gemäß der vorstehend
beschriebenen Schaltung kann die Stoßspannung in dem den Transistor
aufweisenden Schaltkreis genau und stabil unterdrückt werden.
-
Alternativ
kann die Diode einen P-Wannen-Bereich, einen Anodenhalbleiterbereich
und einen Kathodenhalbleiterbereich aufweisen. Der P-Wannen-Bereich
ist p-leitend und
erstreckt sich von einer ersten zu einer zweiten Ebene eines Halbleitersubstrats.
Der Anodenhalbleiterbereich ist p-leitend und auf einer Oberflächenschicht
des P-Wannen-Bereichs des Halbleitersubstrats angeordnet. Der Kathodenhalbleiterbereich
ist n-leitend und auf der Oberflächenschicht
des P-Wannen-Bereichs des Halbleitersubstrats angeordnet. Der Kondensator weist
einen eingebetteten leitfähigen
Bereich und einen Beschichtungsisolierbereich auf. Der eingebettete
leitfähige
Bereich erstreckt sich von der ersten zur zweiten Ebene des Halbleitersubstrats.
Der Beschichtungsisolierbereich bedeckt den eingebetteten leitfähigen Bereich
derart, dass der eingebettete leitfähige Bereich elektrisch von
dem Halbleitersubstrat isoliert ist. Der eingebettete leitfähige Bereich
ist elektrisch mit der Steuerelektrode des Transistors verbunden.
Der Kathodenhalbleiterbereich ist über den Beschichtungsisolierbereich
elektrisch von dem eingebetteten leitfähigen Bereich isoliert. Der
Anodenhalbleiterbereich ist elektrisch mit der ersten Elektrode
des Transistors verbunden.
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Alternativ
kann die Diode einen P-Wannen-Bereich, einen Anodenhalbleiterbereich
und einen Kathodenhalbleiterbereich aufweisen. Der P-Wannen-Bereich
ist p-leitend und
erstreckt sich von der ersten zur zweiten Ebene des Halbleitersubstrats.
Der Anodenhalbleiterbereich ist p-leitend und auf einer Oberflächenschicht
des P-Wannen-Bereichs
des Halbleitersubstrats angeordnet. Der Kathodenhalbleiterbereich
ist n-leitend und auf der Oberflächenschicht
des P-Wannen-Bereichs des Halbleitersubstrats angeordnet. Der Kondensator weist
einen eingebetteten leitfähigen
Bereich und einen Beschichtungsisolierbereich auf. Der eingebettete
leitfähige
Bereich erstreckt sich von der ersten zur zweiten Ebene des Halbleitersubstrats.
Der Beschichtungsisolierbereich bedeckt den eingebetteten leitfähigen Bereich
derart, dass der eingebettete leitfähige Bereich elektrisch von
dem Halbleitersubstrat isoliert ist. Der Bereich ist elektrisch
mit der Steuerelektrode des Transistors verbunden. Der Kathodenhalbleiterbereich
ist über
den Beschichtungsisolierbereich elektrisch von der Steuerelektrode
des Transistors isoliert. Der Kathodenhalbleiterbereich ist elektrisch
mit dem eingebetteten leitfähigen
Bereich verbunden. Der Anodenhalbleiterbereich ist elektrisch mit
der ersten Elektrode des Transistors verbunden.
-
Gemäß einer
sechsten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung weist eine Ansteuerschaltung
zur Ansteuerung eines Transistor einen variablen Widerstand auf.
Der Transistor weist eine Steuerelektrode, eine erste Elektrode
und eine zweite Elektrode auf. Der variable Widerstand ist elektrisch
mit der Steuerelektrode des Transistors verbunden. Der variable
Widerstand weist eine Sperrschicht auf, die in Übereinstimmung mit einer Spannung
zwischen der ersten Elektrode und der zweiten Elektrode des Transistors
ausgedehnt/komprimiert wird. Die Sperrschicht kann eine Breite eines
Strompfads des variablen Widerstands steuern.
-
Die
vorstehend beschriebene Ansteuerschaltung nutzt keine EIN-/AUS-Operationen
eines Halbleiterschaltelements. Die Ansteuerschaltung nutzt die
Sperrschicht, die in Übereinstimmung
mit einer Spannung zwischen den Hauptelektrode des Transistors ausgedehnt/komprimiert
wird, um die Breite des Strompfads des verstellbaren Widerstands
anzupassen. Wenn die Sperrschicht derart ausgedehnt wird, dass die
Breite des Strompfads des variablen Widerstands schmal wird, wird
der Widerstandswert des variablen Widerstands auf einen hohen Wert
angepasst. Wenn die Sperrschicht derart komprimiert wird, dass die
Breite des Strompfads des variablen Widerstands groß wird,
wird der Widerstandswert des variablen Widerstands auf einen geringen
Wert angepasst. Die Sperrschicht wird in Übereinstimmung mit der Spannung
zwischen den Hauptelektroden des Transistors ausgedehnt/komprimiert,
wobei dieser Vorgang kontinuierlich bezüglich einer Erhöhung/Verringerung
des Spannung zwischen den Hauptelektroden des Transistors erfolgt. Eine
Schaltung, die dazu verwendet wird, einen Schwellenwert richtig
einzustellen, ist nicht erforderlich, was jedoch für die EIN-/AUS-Operationen
eines Halbleiterschaltelements erforderlich ist. Folglich kann der
Aufbau der vorstehend beschriebenen Ansteuerschaltung einfach ausgelegt
werden.
-
Die
vorstehend beschriebene Ansteuerschaltung nutzt die Sperrschicht,
die in Übereinstimmung
mit der Spannung zwischen den Hauptelektrode des Transistors ausgedehnt/komprimiert
wird, um die Breite des Strompfads des variablen Widerstands anzupassen.
Ferner kann der Aufbau der Ansteuerschaltung einfach ausgelegt und
kostengünstig
realisiert werden.
-
Alternativ
kann der variable Widerstand einen variablen Widerstandswert aufweisen.
Der variable Widerstandswert wird auf einen kleinen Wert angepasst,
wenn die Spannung zwischen der ersten Elektrode und der zweiten
Elektrode des Transistors gering ist, während der variable Widerstandswert
auf einen hohen Wert angepasst wird, wenn die Spannung zwischen
der ersten Elektrode und der zweiten Elektrode des Transistors hoch
ist. Gemäß dieser Ausgestaltung
wird ein Widerstandswert in einer Anfangsphase eines Übergangszeitraums,
während dem
der Transistor ausgeschaltet wird, auf einen kleinen Wert angepasst,
während
der Widerstandswert des Gatewiderstands in einer Endphase des Übergangszeitraums
auf einen hohen Wert angepasst wird. Dies führt dazu, dass der Widerstandswert
des Gatewiderstands in der Anfangsphase des Übergangszeitraums zum Ausschalten
des Transistors auf einen kleinen Wert angepasst werden kann, so dass
der Gatestrom stark geändert
werden kann. Folglich wird der Drainstrom des Transistors stark
geändert,
so dass die zum Ausschalten des Transistors erforderliche Zeit verkürzt werden
kann. Ferner kann der Widerstandswert des Gatewiderstands in der Endphase
des Übergangszeitraums
zum Ausschalten des Transistors auf einen hohen Wert angepasst werden,
so dass der Gatestrom schwach geändert werden
kann. Dies führt
dazu, dass der Drainstrom des Transistors schwach geändert wird,
so dass die Erhöhung
der Stoßspannung
unterdrückt
werden kann. Gemäß der Ansteuerschaltung
dieser Ausgestaltung kann die den Übergangszeitraum zum Ausschalten
des Transistors betreffende Eigenschaft verbessert werden.
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Alternativ
kann der variable Widerstand einen p-leitenden Halbleiterbereich
und ein Paar n-leitender Halbleiterbereiche aufweisen. Das Paar
n-leitender Halbleiterbereiche grenzt an den p-leitenden Halbleiterbereich
und weist diesen zwischen sich angeordnet auf. Der p-leitende Halbleiterbereich
ist elektrisch mit der Steuerelektrode des Transistors verbunden.
Das Paar n-leitender Halbleiterbereiche ist elektrisch mit der ersten
Elektrode des Transistors verbunden. Bei diesem variablen Widerstand
entspricht der p-leitende Halbleiterbereich einem Strompfad. Wenn
die Spannung zwischen den Hauptelektroden des Transistors einen
hohen Wert annimmt, wird ein p-n-Übergang zwischen dem p-leitenden Halbleiterbereich
und den n-leitenden Halbleiterbereichen in Sperrrichtung vorgespannt,
so dass die Sperrschicht zu dem p-leitenden Halbleiterbereich ausgedehnt
wird. Folglich wird die Breite des Strompfads dann, wenn die Spannung
zwischen den Hauptelektroden des Transistors hoch wird, auf eine
große Breite
angepasst. Wenn die Spannung zwischen den Hauptelektroden des Transistors
demgegenüber
einen geringen Wert annimmt, wird die Sperrschicht, die zu dem p-leitenden
Halbleiterbereich ausgedehnt wurde, komprimiert. Folglich wird die
Breite des Strompfads dann, wenn die Spannung zwischen den Hauptelektroden
des Transistors einen geringen Wert annimmt, auf eine schmale Breite
angepasst. Folglich kann die den Übergangszeitraum zum Ausschalten
des Transistors betreffende Eigenschaft verbessert werden.
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Alternativ
kann die Ansteuerschaltung ferner eine Zenerdiode aufweisen. Die
Zenerdiode ist zwischen dem Paar n-leitender Halbleiterbereiche
und der ersten Elektrode des Transistors angeordnet. Wenn die Zenerdiode
verwendet wird, wird die Spannung zwischen den Hauptelektroden des
Transistors nicht an die n-leitenden Halbleiterbereiche des variablen
Widerstands gelegt, bis die Zenerdiode niederohmig wird. Folglich
wird die Breite des Strompfads des variablen Widerstands bei einer
großen
Breite gehalten, bis die Zenerdiode niederohmig wird. Folglich kann
der Gatestrom in der Anfangsphase des Übergangszeitraums, während dem
der Transistor ausgeschaltet wird, dann, wenn der Widerstandswert des
variablen Widerstands bei einem kleinen Wert gehalten wird, stark
geändert
werden. Dies führt
dazu, dass der Drainstrom des Transistors stark geändert werden
kann, so dass die zum Ausschalten des Transistors erforderliche
Zeit weiter verkürzt
werden kann. Es sollte ferner beachtet werden, dass alternativ eine
Mehrzahl von Zenerdioden in Reihe geschaltet werden können. Wenn
die Mehrzahl von Zenerdioden verwendet wird, kann die an die n-leitenden Halbleiterbereiche
zu legende Spannung angepasst werden.
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Alternativ
kann die Ansteuerschaltung ferner eine erste Diode, eine zweite
Diode, einen ersten Widerstand und eine Ansteuerspannungserzeugungsschaltung
aufweisen. Der variable Widerstand ist über die zweite Diode elektrisch
mit der Ansteuerspannungserzeugungsschaltung verbunden. Die Ansteuerspannungserzeugungsschaltung
ist über den
ersten Widerstand und die erste Diode ferner elektrisch mit der
Steuerelektrode des Transistors verbunden.
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Alternativ
kann der variable Widerstand einen p-leitenden Halbleiterbereich,
ein Paar an Isolierbereichen und ein Paar an leitfähigen Bereichen
aufweisen. Das Paar an Isolierbereichen grenzt an den p-leitenden
Halbleiterbereich und weist diesen zwischen sich angeordnet auf.
Das Paar leitfähiger
Bereiche liegt dem p-leitenden Halbleiterbereich mit dem Paar an
Isolierbereichen dazwischenliegend gegenüberliegt. Der p-leitende Halbleiterbereich
ist elektrisch mit der Steuerelektrode des Transistors verbunden.
Das Paar leitfähiger
Bereichen ist elektrisch mit der ersten Elektrode des Transistors
verbunden. In diesem Fall ist der p-leitende Halbleiterbereich elektrisch
mit der Gateelektrode des Transistors verbunden. Der leitfähige Bereich
ist elektrisch mit der Ausgangselektrode des Transistors verbunden. Der
p-leitende Halbleiterbereich, die Isolierbereiche und die leitfähigen Berieche
bilden eine MIS-(Metallisolatorhalbleiter)-Struktur.
Bei dem variablem Widerstand entspricht der p- leitende Halbleiterbereich einem Strompfad.
Wenn die Spannung zwischen den Hauptelektroden des Transistors einen
hohen Wert annimmt, wird die Sperrschicht bedingt durch das elektrische
Feld der MIS-Struktur zu dem p-leitenden Halbleiterbereich ausgedehnt.
Dies führt
dazu, dass die Breite des Strompfads dann, wenn die Spannung zwischen
den Hauptelektroden des Transistors einen hohen Wert annimmt, auf
einen geringen Wert (schmal) angepasst wird. Wenn die Spannung zwischen
den Hauptelektroden des Transistors demgegenüber einen geringen Wert annimmt,
wird die Sperrschicht, die sich zu dem p-leitenden Halbleiterbereich
ausgedehnt hat, komprimiert. Dies führt dazu, dass die Breite des
Strompfads dann, wenn die Spannung zwischen den Hauptelektroden
des Transistors einen geringen Wert annimmt, auf einen hohen Wert
(breit) angepasst wird. Bei der den vorstehend beschrieben variablen
Widerstand aufweisenden Ansteuerschaltung kann die den Übergangszeitraum,
während
dem der Transistor ausgeschaltet wird, betreffende Eigenschaft verbessert
werden.
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Alternativ
können
der Transistor und der variable Widerstand in dem gleichen Halbleitersubstrat gebildet
sein. Wenn der Transistor und der variable Widerstand in dem gleichen
Halbleitersubstrat gebildet sind, müssen der Transistor und der
variable Widerstand nicht als getrennte Schaltungskomponenten vorbereitet
werden. Wenn der Transistor und der variable Widerstand in dem gleichen
Halbleitersubstrat gebildet sind, kann die Ansteuerschaltung angeordnet
werden, indem eine geringe Anzahl von Schaltungskomponenten verwendet
wird, und kann die Ansteuerschaltung ferner kompakt ausgebildet und
in praktischer Hinsicht besser genutzt werden.
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Alternativ
kann der variable Widerstand einen p-leitenden Halbleiterbereich
und ein Paar n-leitender Halbleiterbereiche aufweisen. Das Paar
n-leitender Halbleiterbereiche grenzt an den p-leitenden Halbleiterbereich
und weist diesen zwischen sich angeordnet auf. Der p-leitende Halbleiterbereich
ist elektrisch mit der Steuerelektrode des Transistors verbunden.
Der p-leitende Halbleiterbereich ist über den Isolierfilm auf dem
Halbleitersubstrat angeordnet. Das Paar n-leitender Halbleiterbereiche
ist elektrisch mit der ersten Elektrode des Transistors verbunden.
Das Paar n-leitender Halbleiterbereiche ist über den Isolierfilm auf dem
Halbleitersubstrat angeordnet.
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Alternativ
können
der p-leitende Halbleiterbereich und das Paar n-leitender Halbleiterbereiche aus
polykristallinem Silizium aufgebaut sein. Wenn polykristallines
Silizium verwendet wird, können
der p-leitende Halbleiterbereich und der n-leitende Halbleiterbereich
abwechselnd und leicht auf dem Halbleitersubstrat gebildet werden,
indem ein Fertigungsprozess für
eine Halbleitervorrichtung angewandt wird.
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Gemäß einer
siebten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung weist eine Ansteuerschaltung zur
Ansteuerung eines Transistor eine Anpassschaltung auf. Der Transistor
weist eine Steuerelektrode, eine Ausgangselektrode und eine Eingangselektrode auf.
Die Anpassschaltung passt einen Steuerelektrodenwiderstandswert
des Transistors auf der Grundlage eines über die Steuerelektrode des
Transistors fließenden
Steuerstroms an.
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Die
Erfinder der vorliegenden Erfindung haben ihre Aufmerksamkeit auf
die Gateströme
gerichtet. In einem Übergangszeitraum
zum Einschalten des Transistors 5 und einem weiteren Übergangszeitraum
zum Ausschalten des Transistors werden die Stärken der Gateströme dieses
Transistors in zeitlicher Manier geändert. Dies führt dazu,
dass ein Zustand, gemäß welchem
der Transistor betrieben wird, beobachtet werden kann, wenn der
Betrag eines Gatestromwerts des Transistors als Parameter verwendet
wird. Wenn der Betrag des Gatestromwerts des Transistors als Parameter
verwendet wird, kann ein Widerstandswert eines Gatewiderstands angepasst
werden, während
die Anpassung des Gatewiderstandswerts auf den Betrieb des Transistors
umgesetzt wird.
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D.
h., die vorstehend beschriebene Ansteuerschaltung ist dadurch gekennzeichnet,
dass sie eine Anpassschaltung verwendet, die dazu ausgelegt ist,
den Widerstandswert des Gatewiderstands des Transistors auf der
Grundlage des Stromwerts des Gatestroms des Transistors anzupassen.
Die Ansteuerschaltung passt den Widerstandswert des Gatewiderstands
des Transistors ferner auf der Grundlage des Gatestroms an, der
Betriebszustände des
Transistors besser widerspiegeln kann. Dies führt dazu, dass die Ansteuerschaltung
den Widerstandswert des Gatewiderstands anpassen kann, während sie
auf die Operationen des Transistors gerichtet wird.
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Alternativ
kann die Anpassschaltung einen Widerstandswert der Steuerelektrode
des Transistors auf der Grundlage eines vorbestimmten Schwellenwerts
eines Steuerstroms anpassen.
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Bei
der vorstehend beschriebenen Anpassschaltung wurde ein vorbestimmter
Stromwert des Gatestroms als der Schwellenwert festgelegt. Die Anpassschaltung
passt den Widerstandswert des Gatewiderstands auf der Grundlage
dieses Schwellenwerts an. Dies führt
dazu, dass eine die vorstehend beschriebene Anpassschaltung aufweisende Ansteuerschaltung
den Transistor ansteuern kann, indem sie eine Anfangsphase eines Übergangszeitraums
zum Ausschalten des Transistors richtig von dessen Endphase unterscheidet.
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Alternativ
kann die Anpassschaltung einen Widerstandswert der Steuerelektrode
des Transistors auf der Grundlage eines Steuerstroms anpassen, wenn
in der Steuerelektrode des Transistors gespeicherte Elektronenladungen
entladen werden. Eine diese Anpassschaltung aufweisende Ansteuerschaltung
steuert einen FET an. Gemäß der Anpassschaltung
kann der Widerstandswert des Gatewiderstands des Transistors angepasst
werden, während die
Anpassschaltung auf einen Betrieb gerichtet wird, bei welchem der
Transistor ausgeschaltet wird. Die das Ausschalten des Transistors
betreffende Eigenschaft kann verbessert werden.
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Alternativ
kann die Ansteuerschaltung ferner eine Ansteuerspannungserzeugungsschaltung
aufweisen. Die Ansteuerspannungserzeugungsschaltung ist über einen
Festwiderstand und eine Diode elektrisch mit der Steuerelektrode
des Transistors verbunden. Die Diode weist eine Anode und eine Kathode
auf. Die Anode ist über
den Festwiderstand mit der Ansteuerspannungserzeugungsschaltung
verbunden. Die Kathode ist mit der Steuerelektrode des Transistors
verbunden. Ein von der Ansteuerspannungserzeugungsschaltung erzeugtes
EIN-Spannungssignal wird durch den Festwiderstand in einen Gatestrom
gewandelt, und Elektronenladungen werden der Gateelektrode des Transistors
zugeführt. Dies
führt dazu,
dass die Ansteuerschaltung den Betriebszustand des Transistors in
einen EIN-Zustand setzt. Ferner können die in der Gateelektrode
des Transistors gespeicherten Elektronenladungen dann, wenn der
EIN-Zustand des Transistors in einen AUS-Zustand gesetzt wird, als negativer
Gatestrom zu der Anpassschaltung fließen, da ein über den Festwiderstand
führender
Signalweg durch die Diode gesperrt wird.
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Alternativ
können
die Diode, die Anpassschaltung und der Transistor in dem gleichen
Halbleitersubstrat angeordnet werden.
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Alternativ
kann die Anpassschaltung den Widerstandswert der Steuerelektrode
dann, wenn ein Absolutwert eines Steuerstrom hoch ist, verringern, und
dann, wenn ein Absolutwert eines Steuerstrom gering ist, erhöhen. Wenn
diese Anpassschaltung vorgesehen ist, kann die Anpassschaltung den
Gatewiderstand in dem Übergangszeitraum,
während dem
der Transistor ausgeschaltet wird, in der Anfangsphase, in welcher
der Absolutwert des Gatestromwerts einen hohen Wert annimmt, derart
verringern, dass die Elektronenladungen schnell entladen werden
können.
In der Endphase, in welcher der Absolutwert des Gatestromwerts einen
geringen Wert annimmt, kann die Anpassschaltung den Gatewiderstand
demgegenüber
derart erhöhen,
dass die Elektronenladungen langsam entladen werden. Dies führt dazu,
dass der über
den Transistor fließende
Drainstrom in der obigen Schaltung in der Anfangsphase des Übergangszeitraums
zum Ausschalten des Transistors stark geändert wird, so dass die zum
Ausschalten des Transistors erforderliche Zeit verkürzt werden
kann. Ferner kann der über
den Transistor fließende
Drainstrom in der Endphase des Übergangszeitraums
zum Ausschalten des Transistors schwach geändert werden, so dass eine
Erhöhung der
Stoßspannung
unterdrückt
werden kann. Gemäß der vorstehend
beschriebenen Ansteuerschaltung kann das zwischen der Stoßspannung
und dem Ausschaltverlust bestehende Austauschverhältnis bewältigt werden.
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Alternativ
kann die Anpassschaltung einen Anpasstransistor und einen Widerstand
aufweisen. Der Widerstand weist einen höheren Widerstandswert als der
Durchlasswiderstand des Anpasstransistors auf. Der Anpasstransistor
weist eine Steuerelektrode, eine Eingangselektrode und eine Ausgangselektrode
auf. Der Widerstand ist zwischen die Steuerelektrode und die Eingangselektrode
des Anpasswiderstands geschaltet. Der Widerstand ist mit der Steuerelektrode
des Transistors verbunden. Der Anpasstransistor wird im Ansprechen
auf eine zwischen beiden Anschlüssen
des Widerstands erzeugten Spannungsdifferenz ein- und ausge schaltet.
Wenn ein Absolutwert eines Steuerstroms des Transistors hoch ist,
wird der Anpasstransistor eingeschaltet, so dass der Steuerstrom
des Transistors über
den Anpasswiderstand fließt.
Wenn ein Absolutwert eines Steuerstroms des Transistors klein ist,
wird der Anpasstransistor ausgeschaltet, so dass der Steuerstrom
des Transistors über
den Widerstand fließt. Gemäß der vorstehend
beschriebenen Ansteuerschaltung wird der Anpasstransistor in dem Übergangszeitraum
zum Ausschalten des Transistors in der Anfangsphase, in welcher
der Absolutwert des Gatestromwerts einen hohen Wert annimmt, auf
der Grundlage der zwischen beiden Anschlüssen des Widerstands erzeugten
Spannungsdifferenz eingeschaltet, so dass der Gatestrom über den
Anpasstransistor fließt.
Da der Durchlasswiderstand des Anpasstransistor klein ist, können die
in der Gateelektrode des Transistors gespeicherten Elektronenladungen
schnell entladen werden. Demgegenüber wird der Anpasstransistor
in der Endphase, in welcher der Absolutwert des Gatestromwerts einen
kleinen Wert annimmt, ausgeschaltet, da die zwischen den beiden
Anschlüssen
des Widerstands erzeugte Spannungsdifferenz einen geringen Wert
annimmt, so dass der Gatestrom über
den Widerstand fließt. Da
der Widerstandswert des Widerstands hoch ist, können die in der Gateelektrode
des Transistors gespeicherten Elektronenladungen langsam entladen werden.
Dies führt
dazu, dass das zwischen der Stoßspannung
und dem Ausschaltverlust bestehende Austauschverhältnis gemäß der vorstehend
beschriebenen Ansteuerschaltung bewältig werden kann.
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Alternativ
kann der Anpasstransistor ein p-leitender FET sein. Die Eingangselektrode
des Anpasswiderstands ist zwischen den Widerstand und die Steuerelektrode
des Transistors geschaltet. Die Ausgangselektrode des Anpasswiderstands
ist geerdet.
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Alternativ
kann der Anpasstransistor ein n-leitender FET sein. Die Steuerelektrode
und die Ausgangselektrode des Anpasswiderstands sind zwischen den
Widerstand und die Steuerelektrode des Transistors geschaltet.
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Obgleich
die vorliegende Erfindung vorstehend in Verbindung mit ihren bevorzugten
Ausführungsformen
beschrieben wurde, sollte verstanden werden, dass sie nicht auf
die bevorzugten Ausführungsformen
und Auslegungen beschränkt
ist. Die Erfindung sollte derart verstanden werden, dass sie verschiedene Ausgestaltungen
und äquivalente
Auslegungen mit einschließt.
Ferner sollen verschiedene bevorzugte Kombinationen und Auslegungen,
weitere Kombinationen und Auslegungen, die mehr, weniger oder nur
ein einziges Element umfassen, ebenso als mit in dem Schutzumfang
der vorliegenden Erfindung beinhaltet verstanden werden.