JP6354430B2 - 半導体装置 - Google Patents

Description

本発明は、車両に搭載される内燃機関の点火装置等に用いられる電圧制御型半導体素子を備えた半導体装置に関する。

この種の半導体装置では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタやパワーＭＯＳＦＥＴ等で構成される電圧制御型半導体素子を備えており、例えば特許文献１に記載されているように車両に搭載された内燃機関の点火装置として使用する場合には、点火コイルの一次側の一端をバッテリに接続し、他端を電圧制御型半導体素子を通じて接地する。そして、電圧制御型半導体素子をターンオンするには、外部の電子制御ユニット（ＥＣＵ）から所定電圧の入力信号を電圧制御型半導体素子の入力端子にゲート抵抗を通じて供給することにより、ゲート電圧を上昇させて電圧制御型半導体素子をターンオンさせる。

一方、電圧制御型半導体素子をターンオフするには、電圧制御型半導体素子のゲートに蓄積されたゲート容量を外部の電子制御ユニット側に放電するが、ゲート抵抗と並列にこのゲート抵抗をバイパスするスピードアップ用のダイオード及び抵抗の直列回路を設けて放電時のゲート電流のｄＩ／ｄｔを速くするようにしている。ここで、ゲート抵抗の抵抗値は１〜１０ｋΩに設定され、スピードアップ用のダイオードと直列の抵抗の抵抗値は５０Ω〜１ｋΩに設定されている。

特開２００６−３７８２２号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載された従来例では、電圧制御型半導体素子のターンオン時にはゲート抵抗を介して入力信号を供給し、ターンオフ時にはゲート抵抗をスピードアップ用のダイオード及び抵抗の直列回路でバイパスしてゲート容量の放電を行うようにしている。このため、電圧制御型半導体素子のターンオン時及びターンオフ時で異なる経路が形成されることになる。

このような半導体装置は、ラジオノイズ等の高周波（例えば数ＭＨｚ）ノイズの影響を受け易く、電圧制御型半導体素子の入力信号を供給する信号線に高周波ノイズが重畳されると、電圧制御型半導体素子のゲート電位が高周波ノイズにより０〜１０Ｖ程度の範囲で振動することになる。この電圧制御型半導体素子のゲート電位の振動によって、ゲート電位の充放電が振動することになる。このゲート電位の振動について図３を用いて説明する。ここで、高周波ノイズが図３（ａ）に示すように高周波の正弦波であるものとし、電圧制御型半導体素子のゲートに向かって流れる電流を正（＋）方向として電圧制御型半導体素子のゲートから入力信号供給側に流れる電流を負（−）方向とする。

入力される入力信号に高調波が重畳された場合には、図３（ｃ）に示すように、初期時点ｔ２０から時点ｔ２１までの区間は比較的大きなゲート抵抗を介して電圧制御型半導体素子のゲート容量を充電し、ゲート電流Ｉｇが増加する。
次いで、時点ｔ２１から時点ｔ２２までの間では、ゲート電位が負方向に増加し、電圧制御型半導体素子のゲート容量が入力信号供給側に放電されるが、スピードアップ用のダイオードの順方向電圧Ｖｆ（例えば０．６Ｖ）を超えず、スピードアップ用のダイオードはオフ状態を継続し、電流はゲート抵抗を通じて入力信号供給側に流れる。

その後、時点ｔ２２に達すると、スピードアップ用のダイオードがオン状態となり、電圧制御型半導体素子のゲート容量が入力信号供給側にスピードアップ用のダイオード及び比較的低抵抗値に設定された抵抗を介して入力信号供給側に放電される。このため、ゲート電流が急激に負方向に増加しその後反転して時点ｔ２３で、スピードアップ用のダイオードがオフ状態に復帰すると、再び電圧制御型半導体素子のゲートからゲート抵抗を介して流れることになり、ゲート電流Ｉｇの減少が緩やかとなる。

その後時点ｔ２４に達すると、入力信号供給側から電圧制御型半導体素子のゲート容量を充電するゲート電流が時点ｔ２０と同様に正方向へ増加を開始する。
そして、ゲート配線を流れる電流は、時点ｔ２０〜時点ｔ２１の区間に流れるゲート電流＋Ｉｇの振幅より時点ｔ２１〜ｔ２４の区間で流れるゲート電流−Ｉｇの振幅の方が大きくなる。つまり、入力信号に高周波ノイズが重畳すると、ゲート電流Ｉｇの平均値は、図３（ｃ）で破線図示の特性線Ｌ１に示すように、０より大幅に下がることになる。

このように入力信号に高周波ノイズが重畳すると、ゲート電流Ｉｇの平均値が０より大幅に下がるので、ゲート電圧の平均値は入力信号（５Ｖ）より下がる現象が起きる。そのため、高周波ノイズによりゲート電圧の充放電（ＯＮ／ＯＦＦ）が繰り返される場合、電圧制御型半導体素子のゲート容量の充放電の速度が異なることになり、ゲート電位が見かけ上、下がることで電圧制御型半導体素子に流れる電流が小さくなり、点火コイルの２次側コイルの出力が下がるという課題がある。
そこで、本発明は、上述した従来例の課題に着目してなされたものであり、高周波ノイズの重畳時に電圧制御型半導体素子のゲート電位の低下を抑制できる半導体装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明に係る半導体装置の一態様は、内燃機関の点火装置に放電電圧を供給する点火コイルの一次側に接続された電圧制御型半導体素子と、電圧制御型半導体素子のゲートを制御する入力信号の供給経路に直列に介挿された第１抵抗及び第２抵抗と、電圧制御型半導体素子に流れる電流を制御する電流制御回路と、第２抵抗と並列に接続されて電圧制御型半導体素子のターンオン時にこの第２抵抗をバイパスする第１バイパス路形成素子と、第１抵抗及び第２抵抗と並列に接続され電圧制御型半導体素子のターンオフ時に第１抵抗及び第２抵抗をバイパスする第２バイパス路形成素子とを備えている。電流制御回路は、第１抵抗及び第２抵抗間に接続されてゲート電圧をプルダウンする能動素子を備えている。

本発明の一態様によれば、電圧制御型半導体素子のゲート容量の充放電速度の差を抑制して高周波ノイズによる電圧制御型半導体素子のゲート電位の低下を抑制し、点火コイルの二次側の出力低下を防止することができる。

本発明の第１の実施形態に従った半導体装置を備えた内燃機関の点火制御装置を示す回路図である。 第１の実施形態の点火動作の説明に供するタイムチャートである。 高周波ノイズ重畳時のゲート電圧波形及びゲート電流波形を示す波形図である。 高周波ノイズ重畳時の点火動作の説明に供するタイムチャートである。 第１ダイオードを省略した内燃機関の点火制御装置を示す回路図である。 半導体装置を示す回路図であって、（ａ）は電流制御装置として電流制限回路及び過電流制御回路を備えた半導体装置を示す回路図、（ｂ）は電流制御回路として電流制限回路及び過熱制御回路を備えた半導体装置を示す回路図である。 電流制限を行わない場合の点火動作を説明するタイムチャートである。

本発明に従った一実施形態に係る半導体装置を備えた内燃機関の点火制御装置について図１を伴って説明する。
内燃機関の点火制御装置１０は、図１に示すように、一次側にバッテリ１１から電源電圧が印加され、二次側に点火プラグで構成される点火装置１２が接続された点火コイル１３を備えている。この点火コイル１３の一次側には例えばワンチップイグナイタを構成する半導体装置２０が接続されている。この半導体装置２０には電子制御ユニット（ＥＣＵ）３０から点火信号となる入力信号が供給される。

半導体装置２０は、点火コイル１３の１次コイル１３ａのバッテリ１１とは反対側に接続されるコレクタ端子ｔｃと、グランドに接続されるエミッタ端子ｔｅと、電子制御ユニット３０に接続されるゲート端子ｔｇとを備えている。
そして、コレクタ端子ｔｃ及びエミッタ端子ｔｅ間には、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）やパワーＭＯＳ電界効果トランジスタで構成される電圧制御型半導体素子２１が接続されている。この電圧制御型半導体素子２１は、高電位側端子となるコレクタがコレクタ端子ｔｃに接続され、低電位側端子となるエミッタがエミッタ端子ｔｅに接続されている。また、電圧制御型半導体素子２１は、制御端子となるゲートが入力信号の供給経路となるゲート配線２２を介してゲート端子ｔｇに接続されている。

ゲート配線２２には、少なくともゲート端子ｔｇ側の第１抵抗Ｒ１及び電圧制御型半導体素子２１のゲート側の第２抵抗Ｒ２が直列に介挿されている。第１抵抗Ｒ１の抵抗値は第２抵抗Ｒ２の抵抗値より大きく設定されている。一例として、第１抵抗Ｒ１の抵抗値は比較的大きい例えば５ｋΩ程度に設定され、第２抵抗Ｒ２の抵抗値は比較的小さい例えば２ｋΩ程度に設定されている。
第２抵抗Ｒ２には、電圧制御型半導体素子２１のターンオンを早めるスピードアップ用の第１バイパス路形成素子としての第１ダイオードＤ１が並列に接続されている。この第１ダイオードＤ１のアノードは、第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２間のゲート配線２２に接続され、カソードは第２抵抗Ｒ２及び電圧制御型半導体素子２１のゲート間のゲート配線２２に接続されている。

第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２には、電圧制御型半導体素子２１のターンオフを早めるスピードアップ用の第２バイパス路形成素子としての第２ダイオードＤ２が並列に接続されている。この第２ダイオードＤ２のアノードは第２抵抗Ｒ２及び電圧制御型半導体素子２１のゲート間のゲート配線２２に接続され、カソードは第１抵抗Ｒ１及びゲート端子ｔｇ間のゲート配線２２に接続されている。第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２の一例はＰＮ接合型のダイオードであるが、順方向電圧がＰＮ接合型ダイオードより低いショットキバリアダイオードを適用することも可能である。
また、第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２間とエミッタ端子ｔｅとの間に電流制限用の例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成される能動素子２３が接続されている。この能動素子２３のゲートには電流制御回路としての電流制限回路２４からの入力信号が供給されている。

電流制限回路２４は、ゲート端子ｔｇ及び第１抵抗Ｒ１間とエミッタ端子ｔｅとの間に接続されて電子制御ユニット３０から入力される入力信号（例えば５Ｖ）を電源として動作する。この電流制限回路２４には、電圧制御型半導体素子２１の電流センス端子とエミッタ端子ｔｅとの間に接続された電流検出用抵抗Ｒ３の電流センス端子側の端子電圧が電流検出値として入力されている。したがって、電流制限回路２４では、電圧制御型半導体素子２１のコレクタ電流Ｉｃが電流制限値Ｉｌｉｍに達すると、この電流制限値Ｉｌｉｍを維持するように能動素子２３を制御して、ゲート電圧Ｖｇを低下制御する。
電子制御ユニット３０は、点火装置１２を点火させる所定点火時期が到来する毎に、所定点火期間ハイレベルとなる電圧信号でなる入力信号をゲート端子ｔｇに出力する。

次に、上記実施形態の点火動作について図２を伴って説明する。
先ず、電子制御ユニット３０から点火装置の所定点火時期に、図２（ａ）に示す所定期間ハイレベルとなる電圧信号でなる入力信号が半導体装置２０のゲート端子ｔｇに入力される。
このため、入力信号がローレベルからハイレベルに立ち上がる時点ｔ１から図２（ｂ）に示すように、ゲート電圧Ｖｇがハイレベル（例えば５Ｖ）となることにより、電圧制御型半導体素子２１がターンオン状態となる。このため、バッテリ１１から点火コイル１３の１次コイル１３ａを介し、半導体装置２０のコレクタ端子ｔｃを経て電圧制御型半導体素子２１のコレクタにコレクタ電流Ｉｃが図２（ｃ）に示すように流れ始める。このコレクタ電流Ｉｃは、インダクタンスと点火コイル１３の１次コイル１３ａに印加される電圧でｄＩ／ｄｔが決定される。

これと同時に、電圧制御型半導体素子２１のコレクタ電圧Ｖｃは、図２（ｄ）に示すように、グランドレベルに低下する。
この状態では、コレクタ電流Ｉｃが電流制限値Ｉｌｉｍに達していないので、電流制御回路２４では入力信号がローレベルとなっており、能動素子２３はオフ状態を維持する。
その後、電圧制御型半導体素子２１のコレクタ電流Ｉｃが電流制限値Ｉｌｉｍに達する時点ｔ２で、電流制限回路２４からハイレベルとなる入力信号が能動素子２３のゲートに出力されることにより、能動素子２３がオン状態に制御される。このため、電圧制御型半導体素子２１のゲート電圧Ｖｇが第２抵抗Ｒ２を介して能動素子２３によってプルダウンされ、図２（ｂ）に示すように、電圧制御型半導体素子２１のコレクタ電流Ｉｃを電流制限値Ｉｌｉｍに維持する電圧にＶｌｉｍ（例えば３Ｖ）に低下される。この場合、電圧制御型半導体素子２１のゲート容量は第２抵抗Ｒ２及び能動素子２３を介して放電されるので、能動素子２３がオン状態となったときに、ゲート容量が急速放電されることを防止して、安定したプルダウン動作を行うことができる。

また、コレクタ電圧Ｖｃは、図２（ｄ）に示すように、点火コイル１３のインダクタンスの変化率Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）によってコレクタ電圧Ｖｃが緩やかに立ち上がり、その後時点ｔ３から例えば３〜５Ｖの低電圧で一定電圧を維持する。
そして、電圧制御型半導体素子２１がオン状態に制御されている間、点火コイル１３の１次コイル１３ａに電磁エネルギが蓄積される。その後、入力信号が所定の点火期間Ｔｓを超えて、図２（ａ）に示すように、時点ｔ４でローレベルに復帰すると、これに応じて電圧制御型半導体素子２１のゲート電圧がスピードアップ用の第２ダイオードＤ２を介して電子制御ユニット３０側に迅速に引き抜かれ、電圧制御型半導体素子２１がターンオフする。これによって、電圧制御型半導体素子２１のコレクタ電流Ｉｃは急激に減少し、このコレクタ電流Ｉｃの急激な変化により、点火コイル１３の１次コイルの両端電圧は急激に大きくなる。同時に、２次コイル１３ｂの両端電圧も数１０ｋＶ（例えば３０ｋＶ）まで増加し、その電圧が点火装置１２に印加される。点火装置１２では印加電圧が約１０ｋＶ以上で火花放電を発生させて内燃機関を駆動する。

以上が通常の点火動作であるが、ゲート配線２２にラジオノイズ等の高周波ノイズが重畳した場合には、電子制御ユニット３０から入力される入力信号が５Ｖであるものとすると、図３（ａ）に示すように、電圧制御型半導体素子２１のゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥが１０Ｖから０Ｖの範囲で正弦波状に振動することになる。
このとき、電圧制御型半導体素子２１のゲート電流Ｉｇは、図３（ｂ）に示すようにゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥの変化に応じて変動する。ここで、ゲート電流Ｉｇは、電圧制御型半導体素子２１のゲートに向かって流れる電流を正（＋）方向とし、電圧制御型半導体素子２１のゲートから入力信号供給側に流れる電流を負（−）方向とする。

今、時点ｔ１０で高周波ノイズが正方向に増加を開始するものとする。このとき、電圧制御型半導体素子２１のゲート電圧Ｖｇが第１ダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆ１（例えば０．６Ｖ）未満であるときには、第１ダイオードＤ１がオフ状態を維持するので、高周波ノイズによる電流が第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２を介して電圧制御型半導体素子２１のゲート容量を充電し、ゲート電流Ｉｇは、図３（ｂ）に示すように、ｄＩ／ｄｔが比較的緩やかとなる。

その後、時点ｔ１１で、ゲート電圧Ｖｇが第１ダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆ１以上となると、第１ダイオードＤ１がオン状態となることから、第２抵抗Ｒ２が第１ダイオードＤ１でバイパスされて、電圧制御型半導体素子２１のゲート容量の充電が第１抵抗Ｒ１及び第１ダイオードＤ１のみを介して行われるので、ゲート電流ＩｇのｄＩ／ｄｔが急峻になるとともに、振幅が大きくなる。

その後、時点ｔ１２で、ゲート電圧Ｖｇが第１ダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆ１未満となると、第１ダイオードＤ１がオフ状態となることから、再度第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２を介して電圧制御型半導体素子２１のゲート容量を充電し、ゲート電流ＩｇはｄＩｄｔが低く抑制される。
その後、時点ｔ１３でゲート電流Ｉｇが零となり、その後符号が反転して電圧制御型半導体素子２１のゲート容量が電子制御ユニット３０に向かって放電され始め、負方向のゲート電流Ｉｇが流れ始める。この場合、ゲート電圧Ｖｇが第２ダイオードＤ２の順方向電圧Ｖｆ２（例えば０．６Ｖ）を超えるまでの間は、ゲート電流Ｉｇが第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２を介して流れることになり、ｄＩ／ｄｔが低く抑制される。

その後、時点ｔ１４で、ゲート電圧Ｖｇが第２ダイオードＤ２の順方向電圧Ｖｆ２以上となると、第２ダイオードＤ２がオン状態となり、電圧制御型半導体素子２１のゲート容量が第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２をバイパスして電子制御ユニット３０に放電され、ゲート電流Ｉｇが急激に負方向に増加し、振幅も大きくなる。
その後、時点ｔ１５で、ゲート電圧Ｖｇが第２ダイオードＤ２のＶｆ２未満となると、第２ダイオードＤ２がオフ状態となり、電圧制御型半導体素子２１のゲート容量が電圧制御型半導体素子２１のゲートから電子制御ユニット３０側へ第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２を介して放電されることになり、ゲート電流ＩｇのｄＩ／ｄｔが低く抑制される。
その後、時点１６でゲート電流Ｉｇが零に戻り、以後ゲート電流Ｉｇの波形が時点ｔ１０〜ｔ１６までのゲート電流波形と同様の波形を繰り返す。

このように、高周波ノイズが重畳された場合には、ゲート電流Ｉｇがゲート端子ｔｇから電圧制御型半導体素子２１のゲートに向かって流れる場合には、ゲート電圧Ｖｇが第１ダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆ１を超えたときに、第１ダイオードＤ１がオン状態となって第２抵抗Ｒ２がバイパスされ、ゲート電流Ｉｇが第１抵抗Ｒ１のみを介して電圧制御型半導体素子２１のゲートに向かうターンオン経路が形成される。
逆に、ゲート電流Ｉｇが電圧制御型半導体素子２１のゲートからゲート端子ｔｇに向かって流れる場合には、第２ダイオードＤ２の順方向電圧Ｖｆ２を超えたときに、第２ダイオードＤ２がオン状態となって第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２がバイパスされてゲート電流Ｉｇが第１ダイオードＤ１を介してゲート端子ｔｇに向かうターンオフ経路が形成される。

そして、ターンオン経路及びターンオフ経路で、電圧制御型半導体素子２１のゲート容量の充放電速度をバランスさせることができる。このため、ゲート電流Ｉｇの正方向の振幅と負方向の振幅との差が小さくなることにより、ゲート電流Ｉｇの平均電流値ｉｇ１ｍは図３（ｂ）で点線図示のように０に近い値となる。
このため、点火動作を行わせた場合に、図４（Ａ）に示すように、入力信号に高周波ノイズが重畳した場合でも、電圧制御型半導体素子２１のゲート電位は、点火に必要な高電位を維持することができる。したがって、電圧制御型半導体素子２１のコレクタ電流Ｉｃが、高周波ノイズが重畳していない場合と同様に増加した後電流制限値Ｉｌｉｍに制限される。

その後、入力信号がローレベルとなった時点で、電圧制御型半導体素子２１のコレクタ電流Ｉｃが零に復帰するととともに、電圧制御型半導体素子２１のコレクタ−エミッタ間電圧が急上昇し、点火装置１２で火花放電を正確に発生させることができる。
ちなみに、図５に示すように、前述した図１の構成において、第１ダイオードＤ１を省略した場合には、入力信号に高周波ノイズが重畳していない場合には問題がないが、入力信号に高周波ノイズが重畳した場合には点火動作を行うことができない誤動作状態となる。

すなわち、第１ダイオードＤ１が省略されている場合には、入力信号に高周波ノイズが重畳した状態では、図３（ｃ）に示すように、ゲート電流Ｉｇがゲート端子ｔｇから電圧制御型半導体素子２１のゲートに向かう場合には、ゲート電流Ｉｇが常に第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２を介することになる。
このため、電圧制御型半導体素子２１のゲート容量の充電速度が遅くなり、ゲート電流Ｉｇは、図３（ｃ）に示すように、時点ｔ２０〜ｔ２１間で振幅が抑制された状態となる。これに対して時点ｔ２２〜ｔ２３間のゲート電流Ｉｇが電圧制御型半導体素子２１のゲートからゲート端子ｔｇ側に流れる場合には、前述した実施形態と同様に第２ダイオードＤ２によって第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２をバイパスすることになる。このため、電圧制御型半導体素子２１のゲート容量の放電速度が速くなり、ゲート電流Ｉｇの負側の振幅が大きくなる。

したがって、ターンオン経路及びターンオフ経路でゲート配線２２の抵抗値が大きく異なることから、電圧制御型半導体素子２１のゲート容量の充放電速度がアンバランスとなり、振幅も大きく異なることになる。
このため、高周波ノイズ重畳時のゲート電流Ｉｇの平均電流値ｉｇ２ｍは、図３（ｃ）で点線図示のように０より大きく低下し、第１ダイオードＤ１を設けた場合の平均電流値ｉｇ１ｍの３倍程度となる。

この結果、第１ダイオードＤ１を省略した状態で、高周波ノイズが入力信号に重畳している時に点火動作を行った場合には、図４（Ｂ）に示すように、電圧制御型半導体素子２１のゲート電位が低下することになる。これに応じて、電圧制御型半導体素子２１がターンオンするが、電圧制御型半導体素子２１のコレクタ電流Ｉｃは図４（Ｂ）の時点ｔ３１から僅かながら増加し、電圧制御型半導体素子２１のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖ_ＣＥは時点ｔ３１で一時的に零に近づく。

しかしながら、コレクタ電流Ｉｃは時点ｔ３２で減少してしまい時点ｔ３３以降はコレクタ電流Ｉｃが低電流状態に維持されることにより、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖ_ＣＥは高い電位状態を維持することになり、電圧制御型半導体素子２１はオフ状態に近い状態を継続する。このため、入力信号がローレベルに反転した場合でも電圧制御型半導体素子２１のコレクタ−エミッタ電圧Ｖ_ＣＥは通常電位を維持し、高電圧に点火コイル１３の１次コイル１３ａに高電圧を発生することはできず、点火コイル１３の２次コイル１３ａに点火装置１２の火花放電に必要な電圧を誘起することはできない。
なお、コレクタ−エミッタ電圧Ｖ_ＣＥはコレクタ電流Ｉｃが増加から減少に転じた時点ｔ３２〜ｔ３３間で比較的高い電圧となるが、この状態ではコレクタ電流Ｉｃがほとんど流れていないことから点火コイル１３の１次コイル１３ａにエネルギが蓄積されておらず、点火コイル１３の２次コイル１３ｂに高電圧を誘起することはできない。

これに対して、本実施形態では、第１ダイオードＤ１を第２抵抗Ｒ２と並列に接続し、第２ダイオードＤ２を第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２と並列に接続しているので、電圧制御型半導体素子２１のターンオン時及びターンオフ時の電圧制御型半導体素子２１のゲートに蓄積されるゲート容量の充放電速度をバランスさせることができ、入力信号に高周波ノイズが重畳した場合でも点火動作を行えない誤動作を生じることがなく、正確に点火動作を行うことができる。

また、第１ダイオードＤ１を第２抵抗Ｒ２のみに並列に接続しているので、電圧制御型半導体素子２１のターンオン時に、入力信号が比較的大きな抵抗値の第１抵抗Ｒ１及び第１ダイオードＤ１を介して電圧制御型半導体素子２１のゲートに供給されるので、ゲート端子ｔｇ及び第１抵抗Ｒ１間の電圧を高電位に維持することができる。このため、電流制限回路２４への入力信号による電力供給に影響を与えることがなく、電流制限動作を正確に行うことができる。
なお、上記実施形態においては、第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２としてＰＮ接合型ダイオードやショットキバリアダイオードを適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、バイポーラトランジスタをダイオード動作させるようにしてもよい。

また、上記実施形態においては、第１ダイオードＤ１を設けて高周波ノイズ重畳時のゲート電流Ｉｇの正方向及び負方向の振幅を近づけるようにした場合について説明したが、これに限定されるものではなく、第２ダイオードＤ２を複数段のダイオードを直列に接続した構成とし、ダイオードの接続段数を調整して、高周波ノイズ重畳時のゲート電流Ｉｇの負方向の振幅を正方向の振幅により近づけるように調整するようにしてもよい。

また、上記実施形態では、電流制限回路２４を設けた場合について説明したが、これに限定されるものではなく、電流制限回路２４を省略するようにしてもよい。この場合には、点火動作時に、図７（ａ）に示すように、入力信号がハイレベルとなる時点ｔ４１及びｔ４２間で、ゲート電圧Ｖｇを所定電圧例えば５Ｖに維持して、電圧制御型半導体素子２１をターンオンさせる。この電圧制御型半導体素子２１のターンオンによってコレクタ電流Ｉｃが図７（ｂ）に示すように増加し、コレクタ電圧Ｖｃが図７（ｃ）に示すように略零まで低下し、入力信号がローレベルとなる時点ｔ４２で、ゲート電圧Ｖｇがスピードアップ用の第１ダイオードＤ１を介して電子制御ユニット３０側に引き抜かれるので、電圧制御型半導体素子２１がターンオフし、コレクタ電流Ｉｃが急激に零まで低下する。このコレクタ電流Ｉｃの急激な変化により、コレクタ電圧Ｖｃが急増し、点火コイル１３の１次コイル１３ａの両端電圧は急激に大きくなる。同時に、点火コイル１３の２次コイル１３ｂの両端電圧も数１０ｋＶ（例えば３０ｋＶ）まで増加し、その電圧が点火装置１２に印加される。これにより、点火装置１２は印加電圧が約１０ｋＶ以上で火花放電する。

また、上記実施形態では、電流制御回路として電流制限回路２４を設けた場合について説明したが、これに限定されるものではない。すなわち、図６（ａ）に示すように、電流制御回路としては、抵抗Ｒ３の電流センス端子側の電圧に基づいて電圧制御型半導体素子２１の過電流を検出したときに前述した能動素子２３と並列に設けた能動素子４１をオン状態に制御して、ゲート電圧をプルダウンさせる異常制御回路としての過電流制御回路４２を設けることもできる。また、図６（ｂ）に示すように、電圧制御型半導体素子２１と同一チップ内に電圧制御型半導体素子２１の温度を検出するダイオードＤｔを配置し、このダイオードＤｔの端子電圧に基づいて電圧制御型半導体素子２１の過熱を検出したときに、前述した能動素子２３と並列に配置した能動素子４３をオン状態に制御して、ゲート電圧をプルダウンさせる異常制御回路としての過熱制御回路４４を設けることもできる。

さらには、電流制限回路２４を省略して過電流制御回路４２及び過熱制御回路４４の少なくとも一方を設けることもできる。この場合には、コレクタ電流Ｉｃの電流制限を行わないので、図７（ａ）に示すように、時点ｔ４１〜ｔ４２間でハイレベルとなる矩形波状の入力信号が半導体装置２０のゲート端子ｔｇに入力される。
これに応じて、電圧制御型半導体素子２１がターンオン状態となり、コレクタ電流Ｉｃが、図７（ｂ）に示すように、時点ｔ４１から点火コイル１３の１次コイル１３ａのインダクタンスと印加電圧で決定されるｄＩ／ｄｔで増加し、入力信号がローレベルに判定する時点ｔ４２で０に復帰する。

これと同時に、電圧制御型半導体素子２１のコレクタ電圧Ｖｃが、図７（ｃ）に示すように、時点ｔ４１でバッテリ電圧Ｖｂからグランド電位に低下した後徐々に増加して時点ｔ４２で所定電圧（数百Ｖ）まで急増した後バッテリ電位に復帰する。
このため、時点ｔ４２で点火コイル１３の２次コイル１３ｂに高電圧を誘起して、点火装置１２で火花放電を発生することができる。
また、上記実施形態においては、半導体装置２０をワンチップイグナイタの構成とした場合について説明したが、これに限定されるものではなく、電圧制御型半導体素子２１と電流制限回路２４とを別々のチップに構成するようにしてもよい。

１０…点火制御装置
１１…バッテリ
１２…点火装置
１３…点火コイル
２０…半導体装置
２１…電圧制御型半導体素子
２２…ゲート配線
２３…能動素子
２４…電流制限回路
Ｒ１…第１抵抗
Ｒ２…第２抵抗
Ｄ１…第１ダイオード
Ｄ２…第２ダイオード
３０…電子制御ユニット
４１，４３…能動素子
４２…過電流制御回路
４４…過熱制御回路

Claims (7)

1. 内燃機関の点火装置に放電電圧を供給する点火コイルの一次側に接続された電圧制御型半導体素子と、
   前記電圧制御型半導体素子のゲートを制御する入力信号の供給経路に直列に介挿された第１抵抗及び第２抵抗と、
   前記電圧制御型半導体素子に流れる電流を制御する電流制御回路と、
   前記第２抵抗と並列に接続されて前記電圧制御型半導体素子のターンオン時に当該第２抵抗をバイパスする第１バイパス路形成素子と、
   前記第１抵抗及び前記第２抵抗と並列に接続され前記電圧制御型半導体素子のターンオフ時に前記第１抵抗及び前記第２抵抗をバイパスする第２バイパス路形成素子とを備え、
   前記電流制御回路は、前記第１抵抗及び前記第２抵抗間に接続されてゲート電圧をプルダウンする能動素子を備えていることを特徴とする半導体装置。
2. 前記第２バイパス路形成素子は、ダイオードを複数段接続した構成を有し、前記電圧制御型半導体素子のゲート容量に対する充放電時間のバランスを前記ダイオードの接続段数を変更することにより、調整することを特徴とする請求項１に記載の半導体装置。
3. 前記第１抵抗は、前記電流制御回路で前記能動素子をオン状態とする際に前記電圧制御型半導体素子のゲート電圧を前記入力信号と切り離して低下可能な抵抗値に設定されていることを特徴とする請求項１又は２に記載の半導体装置。
4. 前記第２抵抗は、前記第１抵抗より小さい抵抗値に設定され、前記能動素子をオン状態としたときに前記電圧制御型半導体素子のゲート電圧の変化を制限する値に設定されていることを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載の半導体装置。
5. 前記電流制御回路は、前記電圧制御型半導体素子を流れる電流を定電流値に制限するように前記能動素子を制御する電流制限回路を備えていることを特徴とする請求項１から４の何れか１項に記載の半導体装置。
6. 前記電流制御回路は、前記電圧制御型半導体素子の異常を検出したときに、前記能動素子をオン状態に制御する異常制御回路を備えていることを特徴とする請求項１から５の何れか１項に記載の半導体装置。
7. 前記第２抵抗の一端は前記電圧制御型半導体素子のゲートに接続されていることを特徴とする請求項１に記載の半導体装置。

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