JP5929361B2 - 半導体装置 - Google Patents

Description

この発明は、自動車の内燃機関点火装置に用いられる半導体装置に関し、特に、電流制御機能およびこの電流制御機能の一部である自己遮断機能を備えた半導体装置に関する。

自動車用内燃機関の点火装置には、点火コイルの１次側電流をスイッチング制御するパワー半導体素子を内蔵した半導体装置が用いられている。図１２に、パワー半導体素子としてＩＧＢＴ(Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ)を使用した、従来の一般的な内燃機関点火用半導体装置の構成例を示す。

図１２に示した点火用半導体装置は、エンジンコントロールユニット（以下、ＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｃｏｎｔｒｏｌ ｕｎｉｔ）という。）５０１と、点火用半導体集積回路（以下、ＩＣ（ＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔ）という。）５０２と、点火コイル５０３と、電圧源５０４と、点火プラグ５０５から構成されている。

点火用ＩＣ５０２は、点火コイルの１次電流をオン・オフ制御する出力段ＩＧＢＴ５１１と、出力段ＩＧＢＴ５１１とコレクタとゲートを共通にしてセンス電流を検出するセンスＩＧＢＴ５１２およびセンス抵抗５１３と、ゲート抵抗５１４と、出力段ＩＧＢＴ５１１のコレクタ電流を制御する電流制御回路５１０から構成され、点火コイル５０３と接続するＣ端子（コレクタ電極）、接地電位と接続するＥ端子（エミッタ電極）、ＥＣＵ５０１と接続するＧ端子（ゲート電極）、の３端子を有している。

ここで、図１２に示した点火用半導体装置の動作について説明する。ＥＣＵ５０１は、点火用ＩＣ５０２の出力段ＩＧＢＴ５１１のオン・オフを制御する信号をＧ端子に出力する。例えば、Ｇ端子に５Ｖが出力されると出力段ＩＧＢＴ５１１がオンし、Ｇ端子に０Ｖが出力されると出力段ＩＧＢＴ５１１がオフする。

先ず、ＥＣＵ５０１からＧ端子にオン信号が出力されると、点火用ＩＣ５０２の出力段ＩＧＢＴ５１１はオンし、電圧源５０４（例えば１４Ｖ）から点火コイル５０３の１次コイル５０６を介して、点火用ＩＣ５０２のＣ端子にコレクタ電流（以下、Ｉｃという。）が流れ始める。このＩｃは１次コイル５０６のインダクタンスと印加電圧でｄＩ／ｄｔが決定され、電流制御回路５１０で制御される一定電流値（例えば１３Ａ）まで増加するとこの電流値を維持する。

次に、ＥＣＵ５０１からオフ信号がＧ端子に出力されると、点火用ＩＣ５０２の出力段ＩＧＢＴ５１１はオフし、Ｉｃは急激に減少する。この急激なＩｃの変化により、１次コイル５０６の両端電圧は急激に大きくなる。同時に、２次コイル５０７の両端電圧も数１０ＫＶ（例えば３０ＫＶ）まで増加し、その電圧が点火プラグ５０５に印加される。点火プラグ５０５は、印加電圧が約１０ＫＶ以上で放電する。

また、ＥＣＵ１のオン信号が所定時間より長く出力される、あるいは、ＩＣ５０２の温度が所定温度より高くなる等、点火コイル５０３やＩＣ５０２に焼損等の故障が発生する恐れのある場合は、電流制御回路５１０に内蔵された自己遮断回路が動作してＩｃを遮断する。しかし、Ｉｃを急激に遮断すると点火プラグ５０５が設定外のタイミングで放電し、エンジンにダメージを与える恐れがあるため、点火プラグ５０５が誤放電しないような範囲でｄＩ／ｄｔを制御する必要がある。

この電流制御回路５１０の回路構成例を図１３に示す。図１３に示した電流制御回路５１０は、Ｇ端子とＥ端子間の電圧で駆動され、基準電圧回路５３１と、レベルシフト回路５３２，５３４と、自己遮断回路５３３と、比較回路５３５と、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）５３６から構成されている。

基準電圧回路５３１は、ＤｅｐＭＯＳＦＥＴ（Ｄｅｐｒｅｓｓｉｏｎ Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）８１１とＭＯＳＦＥＴ８１２がゲートを共通にして直列接続されるバイアス回路で生成される電圧を、抵抗８１３と抵抗８１４にて所定の電圧に分圧して基準電圧Ｖｒｅｆを出力する。

レベルシフト回路５３２は、ＤｅｐＭＯＳＦＥＴ８２１とＭＯＳＦＥＴ８２２がゲートを共通にして直列接続されるバイアス回路と、ＭＯＳＦＥＴ８２２とカレントミラー回路を構成するＭＯＳＦＥＴ８２３と、ＭＯＳＦＥＴ８２３と直列接続されるＤｅｐＭＯＳＦＥＴ８２４とで構成され、基準電圧ＶｒｅｆによりＤｅｐＭＯＳＦＥＴ８２４のゲートを制御することで、基準電圧Ｖｒｅｆを所定の電圧にレベルシフトした電圧を生成し出力する。

自己遮断回路５３３は、ＤｅｐＭＯＳＦＥＴ８３１とＭＯＳＦＥＴ８３２がゲートを共通にして直列接続されるバイアス回路と、ＭＯＳＦＥＴ８３２とカレントミラー回路を構成するＭＯＳＦＥＴ８３３と、ＭＯＳＦＥＴ８３３と直列接続されるＭＯＳＦＥＴ８３４と、コンデンサ８３５で構成される。ＭＯＳＦＥＴ８３４は、図示していないタイマー回路あるいは温度検知回路等の手段で生成される自己遮断信号ＳＤでオン・オフが制御され、通常動作時はオンで異常時はオフとなる。また、ＭＯＳＦＥＴ８３４のオン抵抗をＭＯＳＦＥＴ８３３のオン抵抗に比べ十分小さく設定することで、通常動作時は基準電圧Ｖｒｅｆがレベルシフトされた電圧をそのまま出力し、異常時はコンデンサ８３５に充電された電圧（電荷）をＭＯＳＦＥＴ８３３で放電することにより出力電圧を徐々に低下させる。

レベルシフト回路５３４は、ＤｅｐＭＯＳＦＥＴ８４１とＭＯＳＦＥＴ８４２がゲートを共通にして直列接続されるバイアス回路と、ＭＯＳＦＥＴ８４２とカレントミラー回路を構成するＭＯＳＦＥＴ８４３と、ＭＯＳＦＥＴ８４３と直列接続されるＤｅｐＭＯＳＦＥＴ８４４とで構成され、図１２に示すセンスＩＧＢＴ５１２とセンス抵抗５１３によりＩｃに比例した電流値を電圧値に変換して検出されたセンス電圧ＶｓｎｓによりＤｅｐＭＯＳＦＥＴ８４４のゲートを制御することで、センス電圧Ｖｓｎｓを所定の電圧にレベルシフトした電圧を生成し出力する。

比較回路５３５は、自己遮断回路５３３の出力とレベルシフト回路５３４の出力とを比較し、比較結果によりＭＯＳＦＥＴ５３６のオン・オフを制御する。すなわち、レベルシフトされた基準電圧Ｖｒｅｆよりレベルシフトされたセンス電圧Ｖｓｎｓが低い場合は、ＭＯＳＦＥＴ５３６はオフとなり、レベルシフトされた基準電圧Ｖｒｅｆよりレベルシフトされたセンス電圧Ｖｓｎｓが高い場合は、ＭＯＳＦＥＴ５３６はオンとなる。

次に、図１２に示した点火用半導体装置の動作について、図１４を参照して説明する。図１４は、Ｉｃの電流制御に関する動作波形を示した図である。図１４（ａ）は、コレクタ電流Ｉｃが電流制限値Ｉｌｉｍに達した後に自己遮断動作する場合を示し、図１４（ｂ）は、電流制限値Ｉｌｉｍに達せずに自己遮断動作する場合を示している。なお、基準電圧Ｖｒｅｆおよびセンス電圧Ｖｓｎｓはレベルシフト回路５３２および５３４を介してレベルシフトされているが、以下の説明では省略して説明する。

図１４（ａ）において、ＥＣＵ５０１よりオン信号（例えば５Ｖ）が入力されるとＩｃが流れセンス電圧Ｖｓｎｓも上昇し、基準電圧Ｖｒｅｆに達するとＭＯＳＦＥＴ５３６がオンして出力段ＩＧＢＴ５１１のゲート電圧ＶＧｏｕｔが低下し、比較回路５３５によりＶｒｅｆ＝Ｖｓｎｓとなるように制御される（ｔ１）。次に、自己遮断信号ＳＤ（図１３参照）が入力されると自己遮断回路５３３の出力は基準電圧Ｖｒｅｆから徐々に低下し、Ｖｒｅｆ＝Ｖｓｎｓを保持するようにＶＧｏｕｔも低下していく（ｔ２−ｔ３）。そして、ＶＧｏｕｔ＝Ｖｔｈ（ＩＧＢＴ５１１のしきい値電圧、例えば２Ｖ）に達するとＩｃは完全に遮断する（ｔ３）。

なお、自己遮断回路５３３の出力は、コンデンサ８３５の放電により０Ｖ程度まで低下するが、Ｉｃを完全に遮断しておくためにはＩｃ＝０の場合もＶｓｎｓ＞Ｖｒｅｆ＞０の関係を維持しておく必要がある。レベルシフト回路５３４は、この目的で設置されており（レベルシフト回路５３２はセンス側との特性を整合させるため設置）、センス電圧Ｖｓｎｓが下限値に達して一定となった後も、自己遮断回路５３３の出力電圧は低下を続けるため、ｔ３の後は比較回路５３５の出力電圧は急激に上昇しゲート電圧ＶＧｏｕｔは急激に低下する。

また、図１４（ｂ）に示すように、電圧源５０４の電圧値が低くなりＩｃが電流制限値Ｉｌｉｍに達しない場合は、自己遮断信号ＳＤが入力され自己遮断動作を開始してＶｒｅｆ＝Ｖｓｎｓに達するとゲート電圧ＶＧｏｕｔは急激に低下する（ｔ４）。このようなゲート電圧ＶＧｏｕｔの急激な低下は、Ｉｃに振動を発生させ、点火プラグ５０５の誤点火を引き起こすという問題点がある。

このＩｃの振動による誤点火の問題を解決する方法として、例えば特許文献１が提案されている。これによれば、出力段ＩＧＢＴと並列に電圧抑制用ＩＧＢＴと跳ね上がり電圧抑制用ダイオードを直列接続した回路を設け、出力段ＩＧＢＴの動作時にコレクタ電圧が上昇しダイオードの耐圧を超えるとダイオードは降伏し、電圧抑制用ＩＧＢＴを通して電流が流れコレクタ電圧を一定電圧に制限するとしている。

また、特許文献２では、出力段ＩＧＢＴのコレクタ電圧を検出する電圧監視回路と、電圧監視回路の出力により出力段ＩＧＢＴのゲートに流れる電流を制御する制御電流調整回路を設け、出力段ＩＧＢＴの電流制限が開始されコレクタ電圧が増大すると電圧監視回路が動作を開始し、制御電流調整回路を通じて出力段ＩＧＢＴのゲート電圧を増大させコレクタ電圧の増大を抑制させるとしている。

また、特許文献３では、内燃機関用電子制御装置から出力される点火信号に応じて点火コイルに流れる一次電流の通電を遮断制御して点火コイルに高電圧を発生させる絶縁ゲート形バイポーラトランジスタと、該点火コイルに流れる一次電流を制限する電流制限回路と、該点火信号の一定時間以上の入力又は異常発熱を検知すると一次電流をソフトシャットオフさせる回路とを、モノリシックシリコン基板上に集約したワンチップイグナイタであって、上記ソフトシャットオフする時間を、１７〜１３５[ｍｓ]の範囲内に設定することで、点火信号の一定時間以上の入力やチップの過熱などの異常事態を検知した場合にコイルの一次電流を遮断する際に、チップの熱破損などの機能不全の発生を防止し、かつ点火プラグに放電を発生させてエンジンにバックファイアなどの有害な燃焼が起きることを防止することが記載されている。

つまり、特許文献３では、ソフトシャットオフ回路を設け緩減時間を設定する方法が開示されている。
また、特許文献４では、異常を検出して自己遮断をするイグナイタにおいて、異常検出回路の立ち上がり出力を、ダイオードとコンデンサとで構成する積分回路を介して、自己遮断用のＭＯＳＦＥＴのゲートに印加することで、主電流スイッチングデバイスのＩＧＢＴのゲート電圧を緩やかに低減させる。これにより、ミリ秒オーダーの時定数を持つ回路を回路規模及び回路面積を最小限に抑えて実現し、更に異常検出時の誤点火を招かない自己遮断を実現するイグナイタを提供することが記載されている。

つまり、特許文献４では、ダイオードとコンデンサによる積分回路を設けＩｃの緩減時間を設定する方法が開示されている。

特開２００１−１５３０１２号公報 特開２００２−３７１９４５号公報 特開２００８−４５５１４号公報 特開２００６−３７８２２号公報

上述した従来の内燃機関の点火用装置には、以下のような問題点あった。
図１２に示した従来の点火用半導体装置では、電流制御回路の動作時や自己遮断回路の動作時に、出力段ＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉｃの振動が発生し、点火プラグの誤点火が発生するという問題点があった。

また、特許文献１および特許文献２で開示された点火用半導体装置では、電流制御回路の動作時の出力段ＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉｃの振動は対策しているが、自己遮断回路の動作時の出力段ＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉｃの振動対策には言及されておらず、図１２に示した従来の点火用半導体装置と同様の問題点がある。

また、特許文献３，４においても、自己遮断回路の動作時の出力段ＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉｃの振動対策には言及されておらず、図１２に示した従来の点火用半導体装置と同様の問題点がある。

この発明の目的は、前記の課題を解決して、電流制御回路の動作時や自己遮断回路の動作時に、出力段ＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉｃが振動せず、点火プラグの誤点火を防止し、さらに装置の小型化を図ることができる半導体装置を提供することである。

前記の目的を達成するために、特許請求の範囲の請求項１に記載の発明によれば、電流制御機能および該電流制御機能の一部である自己遮断機能を備えた半導体装置であって、異常時に出力段素子に流れる主電流を遮断する機能を有する自己遮断回路と、前記出力段素子にオン信号が入力されている時間が所定時間を超えると前記自己遮断回路に自己遮断動作を開始させるタイマー回路と、該タイマー回路を構成するフリップフロップの信号から所定周期で断続するパルス信号を生成するパルス発生回路と、前記自己遮断回路が前記出力段素子に流れる主電流を緩減する時間を設定するコンデンサと、前記パルス発生回路からの前記パルス信号でオン・オフ動作するスイッチ回路と、該スイッチ回路により電流がパルス電流となる電流源回路と、該電流源回路の前記パルス電流で放電する前記コンデンサと、該コンデンサ電圧が基準電圧として入力される比較回路と、該比較回路の出力信号で前記出力段素子のゲート電圧をプルダウンさせるスイッチング素子と、を有する構成とする。

また、特許請求の範囲の請求項２に記載の発明によれば、電流制御機能および該電流制御機能の一部である自己遮断機能を備えた半導体装置であって、駆動信号により主電流をオン・オフ制御する第１の絶縁ゲート型トランジスタと、前記駆動信号によりオン・オフが制御され前記第１の絶縁ゲート型トランジスタとコレクタを共通にする第２の絶縁ゲート型トランジスタと、該第２の絶縁ゲート型トランジスタのエミッタに直列接続されるセンス抵抗と、該センス抵抗の電圧を検出し前記第１の絶縁ゲート型トランジスタに流れる前記主電流を制御する電流制御回路とを備え、前記駆動信号が印加され前記第１の絶縁ゲート型トランジスタの第1のゲート電圧および前記第２の絶縁ゲート型トランジスタの第２のゲート電圧のそれぞれを制御するゲート制御回路を備え、前記電流制御回路は、前記第１の絶縁ゲート型トランジスタにオン信号が入力されている時間が所定時間を超えると前記自己遮断回路に自己遮断動作を開始させるタイマー回路と、該タイマー回路を構成するフリップフロップの信号から所定周期で断続するパルス信号を生成するパルス発生回路と、該パルス発生回路からの前記パルス信号でオン・オフ動作するスイッチ回路と、該スイッチ回路により電流がパルス電流となる電流源回路と、該電流源回路の前記パルス電流により放電するコンデンサと、該コンデンサ電圧が基準電圧として入力される比較回路と、該比較回路の出力信号で前記第１の絶縁ゲート型トランジスタの第１のゲート電圧および前記第２の絶縁ゲート型トランジスタの第２のゲート電圧をそれぞれプルダウンする第３の絶縁ゲート型トランジスタを備え、自己遮断時に前記基準電圧を前記パルス電流により緩減し、前記第１の絶縁ゲート型トランジスタに流れる主電流を緩減する構成とする。

また、特許請求の範囲の請求項３に記載の発明によれば、請求項１または２に記載の発明において、前記スイッチ回路は、絶縁ゲート型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）で構成されるとよい。

また、特許請求の範囲の請求項４に記載の発明によれば、請求項１または２に記載の発明において、前記タイマー回路は、発振器とＴ型フリップフロップで構成されるとよい。
また、特許請求の範囲の請求項５に記載の発明によれば、請求項２に記載の発明において、前記ゲート制御回路は、レベルシフト回路を備え、前記第１および第２の絶縁ゲート電圧に電位差を設定し、前記駆動信号と接地電位間に直列接続される第１の抵抗分圧回路および第２の抵抗分圧回路と、該第２の抵抗分圧回路の出力によりゲート電圧が制御されるＭＯＳＦＥＴと第３の抵抗分圧回路が前記駆動信号と接地電位間で直列接続される可変抵抗回路とを備えるとよい。

この発明によると、パルス発生回路とスイッチ回路と電流源回路を備え、電流制御機能および自己遮断機能を備えた点火用半導体装置において、前記パルス発生回路と前記スイッチ回路と前記電流源回路によりパルス電流を発生させ、自己遮断時にコンデンサを前記パルス電流により放電することにより、電流制御回路の動作時や自己遮断回路の動作時に、出力段ＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉｃが振動せず、点火プラグの誤点火を防止することができる。

また、前記パルス的に放電させることで、コンデンサの小型化ができて、半導体装置を小型化することができる。

この発明の第１実施例における半導体装置の要部構成図である。 基準電圧源１３の一例を示す要部回路図である。 レベルシフト回路１４の一例を示す要部回路図である。 タイマー回路１５とパルス発生回路２３の一例を示す要部回路図である。 自己遮断信号源１６の一例を示す要部回路図である。 自己遮断回路１７の一例を示す要部回路図である。 ゲート制御回路２０の一例を示す要部回路図である。 図１の半導体装置の動作波形図である。 パルス生成過程のタイムチャートを示す図である。 コンデンサ４４の容量と放電電流Ｉｄの関係を示す図である。 この発明の第２実施例である半導体装置の要部構成図である。 従来の点火用半導体装置の要部構成図である。 電流制御回路５１０の回路構成例を示す図である。 図１２の点火用半導体装置の動作波形図であり、同図（ａ）はコレクタ電流Ｉｃが電流制限値Ｉｌｉｍに達した場合の図、同図（ｂ）は、コレクタ電流Ｉｃが電流制限値Ｉｌｉｍに達しない場合の図である。

実施の形態を以下の実施例で説明する。
＜実施例１＞
図１は、この発明の第１実施例における半導体装置の要部構成図である。この半導体装置は、電流制御機能および自己遮断機能を備えた点火用半導体装置の例である。以下の説明ではＭＯＳＦＥＴをＭＯＳと省略して表す。

この半導体装置は、ＥＣＵ１と、点火用ＩＣ２と、点火コイル７と、電圧源１０と、点火プラグ１１と、を備えている。
点火用ＩＣ２は、点火コイル７の一次電流をオン・オフ制御する出力段ＩＧＢＴ４と、点火コイル７の一次電流を制御する電流制御回路３と、を備え、点火コイル７と接続するＣ端子（コレクタ端子）、ＧＮＤと接続するＥ端子（エミッタ端子）、ＥＣＵ１と接続するＧ端子（ゲート端子）、の３端子を有している。

電流制御回路３は、Ｇ端子とＥ端子間の電圧で駆動され、センスＩＧＢＴ５と、センス抵抗６と、ゲート抵抗１２と、基準電圧源１３と、レベルシフト回路１４と、タイマー回路１５と、自己遮断信号源１６と、自己遮断回路１７と、比較回路であるオペアンプ１８と、ＭＯＳ１９と、ゲート制御回路２０と、パルス発生回路２３と、を備えている。

図２は、基準電圧源１３の一例を示す要部回路図である。基準電圧源１３は、ＤｅｐＭＯＳＦＥＴ（(Ｄｅｐｒｅｓｓｉｏｎ Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ)以下、ＤｅｐＭＯＳという。）２４とＭＯＳ２５がゲートを共通にして直列接続されるバイアス回路で生成される電圧を、抵抗２６と抵抗２７の分圧回路にて所定の電圧に分圧し、基準電圧Ｖｒｅｆを生成する。この基準電圧Ｖｒｅｆの設定により、Ｉｃの定格電流を制御する。

図３は、レベルシフト回路１４の一例を示す要部回路図である。レベルシフト回路１４は、ＤｅｐＭＯＳ２８とＭＯＳ２９がゲートを共通にして直列接続されるバイアス回路と、ＭＯＳ２９とカレントミラー回路を構成するＭＯＳ３１と、ＭＯＳ３１と直列接続されるＤｅｐＭＯＳ３０とで構成され、入力信号（基準電圧源Ｖｒｅｆまたはセンス電圧Ｖｓｎｓ）によりＤｅｐＭＯＳ３０のゲート電圧を制御し、所定の電圧値にレベルシフトした出力信号（基準電圧Ｖｒｅｆまたはセンス電圧Ｖｓｎｓ）を生成し出力する。このレベルシフト回路１４を介してセンス電圧がオペアンプ１８に入力される。

図４は、タイマー回路１５とパルス発生回路２３の一例を示す要部回路図である。タイマー回路１５は、Ｇ端子とＥ端子間の電圧で駆動され、発振器４７と、リセット回路４８と、ＴＦＦ４９〜５８と、を備える。タイマー回路１５はＧ端子にオン信号が入力されると発振器４７が発振（例えば、周期１９．６μｓｅｃ、デューティー５０％）を開始し、同時にリセット回路４８が一定時間（例えば、１０μｓｅｃ）リセット信号を出力し、Ｔ型フリップフロップ（以下「ＴＦＦ」と略記する）４９〜５８をリセットし出力をオフにする。リセット信号が停止した後、ＴＦＦは入力信号の２倍の周期の信号を出力するので、タイマー回路１５の出力信号（ＴＩＭＥＲ端子から出力される信号）の周期は、この例ではＴＦＦが１０段あるため、発振器４７の１０２４倍になる。

また、パルス発生回路２３は、Ｇ端子とＥ端子間の電圧で駆動され、ＤｅｐＭＯＳ５９と、ＭＯＳ６０〜６３と、を備える。ＭＯＳ６０〜６３のゲートにはＴＦＦ５１〜５４の出力信号が入力され、すべての信号がオフの場合だけＰＵＬＳＥ端子にＯＮ信号が出力される。ＴＦＦ５１〜５４の出力信号とＰＵＬＳＥ端子に出力される信号（パルス信号）のタイムチャートを図９に示す。たとえば、発振器４７の信号が周期１９．６μｓｅｃ、デューティー５０％の場合、パルス信号は周期６２７μｓｅｃ、デューティー１２．５％となる。ＭＯＳ６０〜６３のゲートの接続位置とＭＯＳの数を任意に選ぶことによりパルス信号の周期とデューティーを決定できる。

図５は、自己遮断信号源１６の一例を示す要部回路図である。自己遮断信号源１６はリセット回路７１とラッチ回路７２で構成される。リセット回路７１は抵抗７１ａ，７１ｂ，７１ｄとインバータ７１ｃ、７１ｆとコンデンサ７１ｅで構成される。ラッチ回路７２はＮＯＲ回路７２ａ，７２ｂ，７２ｃ，７２ｄで構成される。ラッチ回路のリセット信号はリセット回路７１の出力信号である。自己遮断信号源１６の入力信号はＮＯＲ回路７２ａに入力される信号であり、過熱信号１６ａとタイマー信号１５ａのどちらかである。過熱信号１６ａかタイマー信号１５ａが入力されるとＯＦＦ端子から出力信号（自己遮断信号）ＳＤが出力され、この出力信号が自己遮断回路１７に入力され、自己遮断動作が開始される。

図６は、自己遮断回路１７の一例を示す要部回路図である。自己遮断回路１７は、Ｇ端子とＥ端子間の電圧で駆動され、カレントミラー回路である電流源回路２１と、スイッチ回路２２と、インバータ４１と、ＭＯＳ４２と、コンデンサ４４と、を備える。スイッチ回路２２は、一端をＭＯＳ４３のソース端子に他端をＥ端子に接続され、オン・オフをパルス発生回路２３の出力であるパルス信号で制御され、例えばＭＯＳ４５のような半導体スイッチ回路で構成される。そして、パルス信号がオンの間だけ電流源回路２１の出力電流が流れる。尚、スイッチ回路２２はコンデンサ４４の＋端子とＭＯＳ４３のドレイン端子間に接続する回路構成にしてもよい。

図７は、ゲート制御回路２０の一例を示す要部回路図である。このゲート制御回路２０は、図１のＧ端子に接続するゲート抵抗１２とＭＯＳ１９のオン・オフで確定する電圧とＥ端子間で駆動される。出力段ＩＧＢＴ４のゲート電圧ＶＧｏｕｔは、図７に示す抵抗３７と抵抗３８の抵抗分圧回路の分圧電圧により制御される。また、ゲート制御回路２０は、抵抗３２と抵抗３３の分圧電圧によりゲートが駆動されるＭＯＳ３６と抵抗３４と抵抗３５からなる可変抵抗回路を備えている。センスＩＧＢＴ５のゲート電圧ＶＧｓｎｓは、ＭＯＳ３６のオン抵抗を制御することで抵抗３４と抵抗３５の分圧電圧を可変することで制御される。

また、前記ゲート制御回路は、抵抗３２、抵抗３３、抵抗３４、抵抗３５およびＭＯＳ３６で構成されるレベルシフト回路を備えて、前記出力段ＩＧＢＴ４のゲート電圧ＶＧｏｕｔとセンスＩＧＢＴ５のゲート電圧ＶＧｓｎｓに電位差を設定することで、出力段ＩＧＢＴ４のコレクタ電流Ｉｃに振動が発生することを防止している。具体的には、出力段ＩＧＢＴ４のゲート電圧ＶＧｏｕｔがしきい値電圧Ｖｔｈに達して、出力段ＩＧＢＴ４が消弧する時点で、センスＩＧＢＴ５のゲート電圧ＶＧｓｎｓが出力段ＩＧＢＴ４のゲート電圧ＶＧｏｕｔ（＝Ｖｔｈ）より大きくなるように設定する。これにより、出力段ＩＧＢＴ４がオフしてもセンスＩＧＢＴ５はオン状態にあり、点火コイル７に流れる電流は急激には低下しなくなり、点火プラグ１１の誤点火が防止される。

つぎに、図１に示す半導体装置の動作について説明する。ＥＣＵ１は、点火用ＩＣ２の出力段ＩＧＢＴ４のオンとオフを制御する信号を、点火用ＩＣ２のＧ端子に出力する。例えば、Ｇ端子に５Ｖが出力されると、点火用ＩＣ２の出力段ＩＧＢＴ４がオンし、Ｇ端子に０Ｖが出力されると、点火用ＩＣ２の出力段ＩＧＢＴ４がオフする。

先ず、ＥＣＵ１からＧ端子にオン信号が出力されると、点火用ＩＣ２の出力段ＩＧＢＴ４はオンし、電圧源１０から点火コイル７の一次コイル８を介して、点火用ＩＣ２のＣ端子にコレクタ電流（以下、Ｉｃという。）が流れ始める。このＩｃは一次コイル８のインダクタンスと一次コイル８に印加される電圧でｄＩ／ｄｔが決定され、電流制御回路３で制御される一定電流値（例えば２０Ａ）まで増加するとこの電流値を維持する。

次に、ＥＣＵ１からオフ信号がＧ端子に出力されると、点火用ＩＣ２の出力段ＩＧＢＴ４はオフし、Ｉｃは急激に減少する。この急激なＩｃの変化により、一次コイル８の両端電圧は急激に大きくなる。同時に、二次コイル９の両端電圧も数１０ｋＶ（例えば３０ｋＶ）まで増加し、その電圧が点火プラグ１１に印加される。点火プラグ１１は、印加電圧が約１０ｋＶ以上で放電する。

また、ＥＣＵ１から出力されたオン信号が所定時間より長い（例えば１０ｍｓｅｃ以上）、あるいは、ＩＣ２の温度が規定値より高い（例えば１８０℃以上）等、点火コイル７やＩＣ２に焼損等の故障が発生する恐れのある異常状態の場合は、タイマー回路あるいは温度検知回路等の手段を用いた自己遮断信号源１６で生成される自己遮断信号ＳＤを発信し、自己遮断回路１７が動作しＩｃを遮断する。

つぎに、図８に示す動作波形について説明する。図８は、出力段ＩＧＢＴ４のコレクタ電流Ｉｃが電流制限値Ｉｌｉｍに達した後に自己遮断動作する場合を示している。ＥＣＵ１よりオン信号（例えば５Ｖ）が入力されるとセンス電圧Ｖｓｎｓ（センス電圧源Ｖｓをレベルシフト回路１４で昇圧した電圧）が上昇し、基準電圧Ｖｒｅｆ（基準電圧源１３のセンス電圧源Ｖｒをレベルシフト回路１４で昇圧した電圧）に達すると、ＭＯＳ１９がオンして出力段ＩＧＢＴ４のゲート電圧ＶＧｏｕｔが低下し、オペアンプ１８によりＶｒｅｆ＝Ｖｓｎｓになるように制御される（ｔ１）。次に、自己遮断信号源１６から自己遮断信号ＳＤ（図５参照）が出力されると、自己遮断回路１７により基準電圧Ｖｒｅｆが徐々に低下し、Ｖｒｅｆ＝Ｖｓｎｓを保持するようにＶＧｏｕｔも低下していく（ｔ２−ｔ３）。そして、ＶＧｏｕｔ＝Ｖｔｈ（ＩＧＢＴ４のしきい値電圧、例えば２Ｖ）に達するとＩｃは完全に遮断する（ｔ３）。

尚、レベルシフト回路１４は、Ｉｃ＝０の場合でもＶｓｎｓ＞Ｖｒｅｆ＞０の関係を維持するために設置されている。
図１及び図６に示すように、パルス発生回路２３とスイッチ回路２２を設けて、自己遮断回路１７のコンデンサ４４に蓄積した電荷をＭＯＳ４３とＭＯＳ４５を通してパルス的に放電する。これにより、ＭＯＳＦＥＴ４５を設けないでコンデンサ４４の電荷を直流的に放電する場合に比べて、コンデンサ４４の放電時間は８倍長くなる（デューティー１２．５％の場合）。言い換えれば、緩減速度ｄＩ／ｄｔを変えない場合（放電時間を変えない場合）はコンデンサ４４の容量を１／８にできる。すなわち、コンデンサ４４の形成面積を１／８に小型化できる。その結果、点火プラグ１１の誤点火と焼損を防止しながら半導体装置を小型化することができる。

図１０は、コンデンサ４４の容量と放電電流Ｉｄの関係を示す図である。この図は、電流制御の設定値Ｉｌｉｍ＝２０Ａ、自己遮断開始時のＶｒｅｆ＝０．５Ｖの場合、Ｉｃの緩減速度ｄＩ／ｄｔ＝−１Ａ／ｍｓｅｃとなる自己遮断回路１７のＭＯＳ４３の放電電流Ｉｄとコンデンサ４４の容量Ｃｄの関係を示している。放電電流Ｉｄは平均の電流値である。

コンデンサ４４の電荷をパルス的に放電することで、放電電流Ｉｄを低下させることができる。その結果、コンデンサ４４の容量Ｃｄを図１０の直線に沿って小さくすることができて、コンデンサ４４を小型化できる。また、コンデンサ４４の容量Ｃｄを変えない場合には、電流源回路２１の出力電流Ｉｄを大きくすることができて、点火プラグ１１の誤点火や焼損を高精度に防止することができる。

尚、図１４に示されているＶＧｏｕｔの急激な低下によるＩｃの振動は、図１に示す半導体装置では、ゲート制御回路２０の機能により抑制され、誤点火は防止されている。
また、前記のＩＧＢＴ４，５をパワーＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタに置き換えても構わない。
＜実施例２＞
図１１は、この発明の第２実施例である半導体装置の要部構成図である。この図１１には、半導体装置を構成する自己遮断回路１７の回路構成のみが示されている。第２実施例においては自己遮断回路１７以外の回路構成は代理人実施例と同じである。

図１１に示した自己遮断回路１７は、スイッチ回路２２の一端をＭＯＳ４３のゲート端子に他端をＥ端子に接続している。パルス信号をインバータ４６により反転した信号にして、この信号によりスイッチ回路２２のオン・オフは制御される。スイッチ回路２２がオンの場合、ＭＯＳ４３のゲート端子をプルダウンし、電流源回路２１の出力電流を遮断する。自己遮断時のコンデンサ４４の電荷をパルス的に放電する動作は図６の自己遮断回路１７の場合と同じである。

尚、前記の第１実施例および第２実施例による効果はつぎのようになる。タイマー回路１５の信号で動作するパルス発生回路２３を設け、自己遮断回路にパルス発生回路の信号でオン・オフするスイッチ回路２２を設けることで、自己遮断回路１７を構成するコンデンサ４４に蓄積した電荷をパルス的に放電することができる。コンデンサ４４に蓄積した電荷をパルス的に放電させることで、放電電流Ｉｄを小さくできて、コンデンサ４４の容量Ｃｄを小さくすることができる。その結果、コンデンサ４４の形成面積を縮小することができて半導体装置の小型化をはかることができる。

また、電流制御回路３の動作時や自己遮断回路１７の動作時に、ゲート制御回路２０の動作により出力段ＩＧＢＴ４のコレクタ電流Ｉｃの振動を防止できる。
さらに、前記コンデンサ４４の容量Ｃｄを同じにした場合は、前記電流源回路２１に流れる電流を大きくできるため、電流源回路２１の電流値を高精度化することができる。その結果、コンデンサ４４の放電電流Ｉｄの電流値が高精度化され、オペアンプ１８の基準電圧Ｖｒｅｆが高精度になり、点火プラグ１１の誤点火や焼損を確実に防止できる。

１ エンジンコントロールユニット（ＥＣＵ）
２ 点火用半導体集積回路（点火用ＩＣ）
３ 電流制御回路
４ 出力段ＩＧＢＴ
５ センスＩＧＢＴ
６ センス抵抗
７ 点火コイル
８ 一次コイル
９ 二次コイル
１０ 電圧源
１１ 点火プラグ
１２ ゲート抵抗
１３ 基準電圧源
１４ レベルシフト回路
１５ タイマー回路
１６ 自己遮断信号源
１７ 自己遮断回路
１８ オペアンプ
１９，２５，２９，３１，３６，４０，４２，４３，４５，６０，６１，６２、６３ ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ）
２０ ゲート制御回路
２１ 電流源回路
２２ スイッチ回路
２３ パルス発生回路
２４，２８，３０，３９，５９ ＤｅｐＭＯＳＦＥＴ（ＤｅｐＭＯＳ）
２６，２７，３２，３３，３４，３５，３７，３８，７１ａ，７１ｂ，７１ｄ 抵抗
４１，４６，７１ｃ，７１f インバータ
４４，７１ｅ コンデンサ
７１ リセット回路
７２ ラッチ回路
７２ａ，７２ｂ，７２ｃ，７２ｄ ＮＯＲ回路
Ｃ コレクタ端子
Ｅ エミッタ端子
Ｇ ゲート端子
Ｉｃ コレクタ電流
Ｉｌｉｍ 電流制限値
Ｉｄ ＭＯＳのドレイン電流
ＶＧ ゲート端子の電圧
ＶＧｏｕｔ 出力段ＩＧＢＴのゲート電圧
ＶＧｓｎｓ センスＩＧＢＴのゲート電圧
Ｖｐ パルス信号
Ｖｒ 基準電圧源
Ｖｒｅｆ 基準電圧（Ｖｒをレベルシフトした電圧）
ＳＤ 自己遮断信号
Ｖｓ センス電圧源
Ｖｓｎｓ センス電圧（Ｖｓをレベルシフトした電圧）
Ｖｔｈ しきい値電圧

Claims (5)

1. 電流制御機能および該電流制御機能の一部である自己遮断機能を備えた半導体装置であって、
   異常時に出力段素子に流れる主電流を遮断する機能を有する自己遮断回路と、前記出力段素子にオン信号が入力されている時間が所定時間を超えると前記自己遮断回路に自己遮断動作を開始させるタイマー回路と、該タイマー回路を構成するフリップフロップの信号から所定周期で断続するパルス信号を生成するパルス発生回路と、前記自己遮断回路が前記出力段素子に流れる主電流を緩減する時間を設定するコンデンサと、前記パルス発生回路からの前記パルス信号でオン・オフ動作するスイッチ回路と、該スイッチ回路により電流がパルス電流となる電流源回路と、該電流源回路の前記パルス電流で放電する前記コンデンサと、該コンデンサ電圧が基準電圧として入力される比較回路と、該比較回路の出力信号で前記出力段素子のゲート電圧をプルダウンさせるスイッチング素子と、を有することを特徴とする半導体装置。
2. 電流制御機能および該電流制御機能の一部である自己遮断機能を備えた半導体装置であって、
   駆動信号により主電流をオン・オフ制御する第１の絶縁ゲート型トランジスタと、前記駆動信号によりオン・オフが制御され前記第１の絶縁ゲート型トランジスタとコレクタを共通にする第２の絶縁ゲート型トランジスタと、該第２の絶縁ゲート型トランジスタのエミッタに直列接続されるセンス抵抗と、該センス抵抗の電圧を検出し前記第１の絶縁ゲート型トランジスタに流れる前記主電流を制御する電流制御回路とを備え、
   前記駆動信号が印加され前記第１の絶縁ゲート型トランジスタの第1のゲート電圧および前記第２の絶縁ゲート型トランジスタの第２のゲート電圧のそれぞれを制御するゲート制御回路を備え、
   前記電流制御回路は、前記第１の絶縁ゲート型トランジスタにオン信号が入力されている時間が所定時間を超えると前記自己遮断回路に自己遮断動作を開始させるタイマー回路と、該タイマー回路を構成するフリップフロップの信号から所定周期で断続するパルス信号を生成するパルス発生回路と、該パルス発生回路からの前記パルス信号でオン・オフ動作するスイッチ回路と、該スイッチ回路により電流がパルス電流となる電流源回路と、該電流源回路の前記パルス電流により放電するコンデンサと、該コンデンサ電圧が基準電圧として入力される比較回路と、該比較回路の出力信号で前記第１の絶縁ゲート型トランジスタの第１のゲート電圧および前記第２の絶縁ゲート型トランジスタの第２のゲート電圧をそれぞれプルダウンする第３の絶縁ゲート型トランジスタを備え、
   自己遮断時に前記基準電圧を前記パルス電流により緩減し、前記第１の絶縁ゲート型トランジスタに流れる主電流を緩減することを特徴とする半導体装置。
3. 前記スイッチ回路は、絶縁ゲート型電界効果トランジスタで構成されることを特徴とする請求項１または２に記載の半導体装置。
4. 前記タイマー回路は、発振器とＴ型フリップフロップで構成されることを特徴とする請求項１または２に記載の半導体装置。
5. 前記ゲート制御回路は、レベルシフト回路を備え、前記第１および第２の絶縁ゲート電圧に電位差を設定し、前記駆動信号と接地電位間に直列接続される第１の抵抗分圧回路および第２の抵抗分圧回路と、該第２の抵抗分圧回路の出力によりゲート電圧が制御されるＭＯＳＦＥＴと第３の抵抗分圧回路が前記駆動信号と 接地電位間で直列接続される可変抵抗回路と、を備えたことを特徴とする請求項２に記載の半導体装置。