JP5454412B2 - 電流制御機能を備えた半導体装置 - Google Patents

Description

本発明は、自動車の内燃機関点火装置に用いられる半導体装置に関し、特に、電流制御機能を備えた半導体装置に関する。

自動車用内燃機関の点火装置には、点火コイルの１次側電流をスイッチング制御するパワー半導体素子を内蔵した半導体装置が用いられている。図５に、パワー半導体素子としてＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)を使用した、従来の一般的な内燃機関点火用半導体装置の構成例を示す。

図５に示した点火用半導体装置は、エンジンコントロールユニット（以下、ＥＣＵ(Electronic control unit)という。）１と、点火用半導体集積回路（以下、ＩＣ(Integrated Circuit)という。）２と、点火コイル３と、電圧源４と、点火プラグ５から構成されている。

点火用ＩＣ２は、点火コイルの１次電流をオン・オフ制御する出力段ＩＧＢＴ１１と、出力段ＩＧＢＴ１１とコレクタとゲートを共通にしてセンス電流を検出するセンスＩＧＢＴ１２およびセンス抵抗１３と、ゲート抵抗１４と、出力段ＩＧＢＴ１１のコレクタ電流を制御する電流制御回路１０から構成され、点火コイル３と接続するＣ端子（コレクタ電極）、接地電位と接続するＥ端子（エミッタ電極）、ＥＣＵ１と接続するＧ端子（ゲート電極）、の３端子を有している。

ここで、図５に示した点火用半導体装置の動作について説明する。ＥＣＵ１は、点火用ＩＣ２の出力段ＩＧＢＴ１１のオン・オフを制御する信号をＧ端子に出力する。例えば、Ｇ端子に５Ｖが出力されると出力段ＩＧＢＴ１１がオンし、Ｇ端子に０Ｖが出力されると出力段ＩＧＢＴ１１がオフする。

先ず、ＥＣＵ１からＧ端子にオン信号が出力されると、点火用ＩＣ２の出力段ＩＧＢＴ１１はオンし、電圧源４（例えば１４Ｖ）から点火コイル３の１次コイル６を介して、点火用ＩＣ２のＣ端子にコレクタ電流（以下、Ｉｃという。）が流れ始める。このＩｃは１次コイル６のインダクタンスと印加電圧でｄＩ／ｄｔが決定され、電流制御回路１０で制御される一定電流値（例えば１３Ａ）まで増加するとこの電流値を維持する。

次に、ＥＣＵ１からオフ信号がＧ端子に出力されると、点火用ＩＣ２の出力段ＩＧＢＴ１１はオフし、Ｉｃは急激に減少する。この急激なＩｃの変化により、１次コイル６の両端電圧は急激に大きくなる。同時に、２次コイル７の両端電圧も数１０ＫＶ（例えば３０ＫＶ）まで増加し、その電圧が点火プラグ５に印加される。点火プラグ５は、印加電圧が約１０ＫＶ以上で放電する。

また、ＥＣＵ１のオン信号が所定時間より長く出力される、あるいは、ＩＣ２の温度が所定温度より高くなる等、点火コイル３やＩＣ２に焼損等の故障が発生する恐れのある場合は、電流制御回路１０に内蔵された自己遮断回路が動作してＩｃを遮断する。しかし、Ｉｃを急激に遮断すると点火プラグ５が設定外のタイミングで放電し、エンジンにダメージを与える恐れがあるため、点火プラグ５が誤放電しないような範囲でｄＩ／ｄｔを制御する必要がある。

この電流制御回路１０の回路構成例を図６に示す。図６に示した電流制御回路１０は、Ｇ端子とＥ端子間の電圧で駆動され、基準電圧回路３１と、レベルシフト回路３２，３４と、自己遮断回路３３と、比較回路３５と、ＭＯＳＦＥＴ(Metal-Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor)３６から構成されている。

基準電圧回路３１は、ＤｅｐＭＯＳＦＥＴ(Depression Metal-Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor)３１１とＭＯＳＦＥＴ３１２がゲートを共通にして直列接続されるバイアス回路で生成される電圧を、抵抗３１３と抵抗３１４にて所定の電圧に分圧して基準電圧Ｖｒｅｆを出力する。

レベルシフト回路３２は、ＤｅｐＭＯＳＦＥＴ３２１とＭＯＳＦＥＴ３２２がゲートを共通にして直列接続されるバイアス回路と、ＭＯＳＦＥＴ３２２とカレントミラー回路を構成するＭＯＳＦＥＴ３２３と、ＭＯＳＦＥＴ３２３と直列接続されるＤｅｐＭＯＳＦＥＴ３２４とで構成され、基準電圧ＶｒｅｆによりＤｅｐＭＯＳＦＥＴ３２４のゲートを制御することで、基準電圧Ｖｒｅｆを所定の電圧にレベルシフトした電圧を生成し出力する。

自己遮断回路３３は、ＤｅｐＭＯＳＦＥＴ３３１とＭＯＳＦＥＴ３３２がゲートを共通にして直列接続されるバイアス回路と、ＭＯＳＦＥＴ３３２とカレントミラー回路を構成するＭＯＳＦＥＴ３３３と、ＭＯＳＦＥＴ３３３と直列接続されるＭＯＳＦＥＴ３３４と、コンデンサ３３５で構成される。ＭＯＳＦＥＴ３３４は、図示していないタイマー回路あるいは温度検知回路等の手段で生成される遮断信号ＳＤでオン・オフが制御され、通常動作時はオンで異常時はオフとなる。また、ＭＯＳＦＥＴ３３４のオン抵抗をＭＯＳＦＥＴ３３３のオン抵抗に比べ十分小さく設定することで、通常動作時は基準電圧Ｖｒｅｆがレベルシフトされた電圧をそのまま出力し、異常時はコンデンサ３３５に充電された電圧をＭＯＳＦＥＴ３３３で放電することにより出力電圧を徐々に低下させる。

レベルシフト回路３４は、ＤｅｐＭＯＳＦＥＴ３４１とＭＯＳＦＥＴ３４２がゲートを共通にして直列接続されるバイアス回路と、ＭＯＳＦＥＴ３４２とカレントミラー回路を構成するＭＯＳＦＥＴ３４３と、ＭＯＳＦＥＴ３４３と直列接続されるＤｅｐＭＯＳＦＥＴ３４４とで構成され、センスＩＧＢＴ１２とセンス抵抗１３によりＩｃに比例した電流値を電圧値に変換して検出されたセンス電圧ＶｓｎｓによりＤｅｐＭＯＳＦＥＴ３４４のゲートを制御することで、センス電圧Ｖｓｎｓを所定の電圧にレベルシフトした電圧を生成し出力する。

比較回路３５は、自己遮断回路３３の出力とレベルシフト回路３４の出力とを比較し、比較結果によりＭＯＳＦＥＴ３６のオン・オフを制御する。すなわち、レベルシフトされた基準電圧Ｖｒｅｆよりレベルシフトされたセンス電圧Ｖｓｎｓが低い場合は、ＭＯＳＦＥＴ３６はオフとなり、レベルシフトされた基準電圧Ｖｒｅｆよりレベルシフトされたセンス電圧Ｖｓｎｓが高い場合は、ＭＯＳＦＥＴ３６はオンとなる。

次に、図５に示した点火用半導体装置の動作について説明する。図７は、Ｉｃの電流制御に関する動作波形を示した図である。図７（Ａ）は、Ｉｃが電流制限値Ｉｌｉｍに達した後に自己遮断動作する場合を示し、図７（Ｂ）は、電流制限値Ｉｌｉｍに達せずに自己遮断動作する場合を示している。なお、基準電圧Ｖｒｅｆおよびセンス電圧Ｖｓｎｓはレベルシフト回路３２および３４を介してレベルシフトされているが、以下の説明では省略して説明する。

図７（Ａ）において、ＥＣＵ１よりオン信号（例えば５Ｖ）が入力されるとＩｃが流れセンス電圧Ｖｓｎｓも上昇し、基準電圧Ｖｒｅｆに達するとＭＯＳＦＥＴ３６がオンして出力段ＩＧＢＴ１１のゲート電圧ＶＧｏｕｔが低下し、比較回路３５によりＶｒｅｆ＝Ｖｓｎｓとなるように制御される（ｔ１）。次に、自己遮断信号ＳＤが入力されると自己遮断回路３３の出力は基準電圧Ｖｒｅｆから徐々に低下し、Ｖｒｅｆ＝Ｖｓｎｓを保持するようにＶＧｏｕｔも低下していく（ｔ２）。そして、ＶＧｏｕｔ＝Ｖｔｈ（ＩＧＢＴ１１のしきい値電圧、例えば２Ｖ）に達するとＩｃは完全に遮断する（ｔ３）。

なお、自己遮断回路３３の出力は、コンデンサ３３５の放電により０Ｖ程度まで低下するが、Ｉｃを完全に遮断しておくためにはＩｃ＝０の場合もＶｓｎｓ＞Ｖｒｅｆ＞０の関係を維持しておく必要がある。レベルシフト回路３４は、この目的で設置されており（レベルシフト回路３２はセンス側との特性を整合させるため設置）、センス電圧Ｖｓｎｓが下限値に達して一定となった後も、自己遮断回路３３の出力電圧は低下を続けるため、ｔ３の後は比較回路３５の出力電圧は急激に上昇しゲート電圧ＶＧｏｕｔは急激に低下する。

また図７（Ｂ）に示すように、電圧源４の電圧値が低くなりＩｃが電流制限値Ｉｌｉｍに達しない場合は、自己遮断信号ＳＤが入力され自己遮断動作を開始してＶｒｅｆ＝Ｖｓｎｓに達するとゲート電圧ＶＧｏｕｔは急激に低下する（ｔ４）。このようなゲート電圧ＶＧｏｕｔの急激な低下は、Ｉｃに振動を発生させ、点火プラグ５の誤点火を引き起こすという問題点がある。

このＩｃの振動による誤点火の問題を解決する方法として、例えば特許文献１が提案されている。これによれば、出力段ＩＧＢＴと並列に電圧抑制用ＩＧＢＴと跳ね上がり電圧抑制用ダイオードを直列接続した回路を設け、出力段ＩＧＢＴの動作時にコレクタ電圧が上昇しダイオードの耐圧を超えるとダイオードは降伏し、電圧抑制用ＩＧＢＴを通して電流が流れコレクタ電圧を一定電圧に制限するとしている。

また、特許文献２では、出力段ＩＧＢＴのコレクタ電圧を検出する電圧監視回路と、電圧監視回路の出力により出力段ＩＧＢＴのゲートに流れる電流を制御する制御電流調整回路を設け、出力段ＩＧＢＴの電流制限が開始されコレクタ電圧が増大すると電圧監視回路が動作を開始し、制御電流調整回路を通じて出力段ＩＧＢＴのゲート電圧を増大させコレクタ電圧の増大を抑制させるとしている。

特開２００１−１５３０１２号公報 特開２００２−３７１９４５号公報

上述した従来の内燃機関の点火用装置には、以下のような問題点あった。
図５に示した従来の点火用半導体装置では、電流制御回路の動作時や自己遮断回路の動作時に、出力段ＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉｃの振動が発生し、点火プラグの誤点火が発生するという問題点があった。

また、特許文献１および特許文献２で開示された点火用半導体装置では、電流制御回路の動作時の出力段ＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉｃの振動は対策しているが、自己遮断回路の動作時の出力段ＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉｃの振動対策には言及されておらず、図５に示した従来の点火用半導体装置と同様の問題点がある。

本発明は、上述した問題に鑑みてなされたものであり、その解決しようとする課題は、電流制御回路の動作時や自己遮断回路の動作時に、出力段ＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉｃが振動せず、点火プラグの誤点火を防止する点火用半導体装置を、提供することである。

上述した課題を解決するため、請求項１に係る発明は、駆動信号により主電流をオン・オフ制御する第１の絶縁ゲート型トランジスタと、前記駆動信号によりオン・オフが制御され前記第１の絶縁ゲート型トランジスタとコレクタを共通にする第２の絶縁ゲート型トランジスタと、該第２の絶縁ゲート型トランジスタのエミッタに直列接続されるセンス抵抗と、該センス抵抗の電圧を検出し前記第１の絶縁ゲート型トランジスタに流れる前記主電流を制御する電流制御回路と、を有する半導体集積回路であって、前記駆動信号が印加され前記第１の絶縁ゲート型トランジスタのゲート電圧を制御する第１のゲート制御回路と、前記駆動信号が印加され前記第２の絶縁ゲート型トランジスタのゲート電圧を制御する第２のゲート制御回路と、を備え、前記第１の絶縁ゲート型トランジスタに流れる前記主電流が所定の電流値より大きい場合は、前記第１のゲート制御回路の電圧を前記第２のゲート制御回路の電圧より大きくなるように制御し、前記第１の絶縁ゲート型トランジスタに流れる前記主電流が所定の電流値より小さい場合は、前記第１のゲート制御回路の電圧を前記第２のゲート制御回路の電圧より小さくなるように制御することを特徴とする。

また、請求項２に係る発明は、前記第１および第２のゲート制御回路はレベルシフト回路を備え、前記第１および第２の絶縁ゲート型トランジスタのゲート電圧に電位差を設定することを特徴とする。

また、請求項３に係る発明は、前記第１のゲート制御回路は、前記駆動信号と接地電位間に直列接続される第１の抵抗分圧回路を備え、前記第２のゲート制御回路は、前記駆動信号と接地電位間に直列接続される第２の抵抗分圧回路と、該第２の抵抗分圧回路の出力によりゲート電圧が制御されるＭＯＳＦＥＴと第３の抵抗分圧回路が前記駆動信号と接地電位間で直列接続される可変抵抗回路と、を備えたことを特徴とする。

また、請求項４に係る発明は、前記第１のゲート制御回路は、前記駆動信号と接地電位間に抵抗分圧回路と半導体スイッチ回路が直列接続され、前記半導体スイッチ回路は前記電流制御回路の信号でオン・オフが制御されることを特徴とする。

また、請求項５に係る発明は、前記第１および第２の絶縁ゲート型トランジスタの代りに、ＭＯＳＦＥＴまたはバイポーラトランジスタを用いることを特徴とする。

本発明に係る電流制御機能を備えた点火用半導体装置は、出力段ＩＧＢＴとセンスＩＧＢＴのゲート電圧をそれぞれ制御するゲート制御回路を備え、所定の電流値と出力段ＩＧＢＴのコレクタ電流とを比較しその電流値の大小により、出力段ＩＧＢＴとセンスＩＧＢＴのゲート電圧に電圧差（オフセット）を設けて制御することにより、電流制御回路や自己遮断回路の動作時のコレクタ電流の振動を抑制し、点火プラグの誤点火を防止するという効果も奏する。

本発明に係る電流制御機能を備えた半導体装置の第１の実施例を示す図である。 本発明に係る電流制御機能を備えた半導体装置の第１の実施例の動作波形を示す図である。 本発明に係る電流制御機能を備えた半導体装置の第２の実施例を示す図である。 本発明に係る電流制御機能を備えた半導体装置の第２の実施例の動作波形を示す図である。 従来の電流制御機能を備えた半導体装置の構成例を示す図である。 従来の電流制御回路の構成例を示す図である。 従来の電流制御機能を備えた半導体装置の動作波形を示す図である。

以下、本発明の実施形態に係る電流制御機能を備えた点火用半導体装置について、図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明に係る電流制御機能を備えた点火用半導体装置の第１の実施例を示す図である。図５に示した従来の点火用半導体装置の構成例と同じ部位には同じ符号を付して、詳細な説明は省略する。

図１に示す点火用半導体装置は、ＥＣＵ１と、点火用ＩＣ２と、点火コイル３と、電圧源４と、点火プラグ５と、を備えている。
点火用ＩＣ２は、点火コイルの１次電流をオン・オフ制御する出力段ＩＧＢＴ１１と、出力段ＩＧＢＴ１１とコレクタを共通にしてセンス電流を検出するセンスＩＧＢＴ１２およびセンス抵抗１３と、ゲート抵抗１４と、出力段ＩＧＢＴ１１のＩｃを制御する電流制御回路１０と、出力段ＩＧＢＴのゲート電圧ＶＧｏｕｔを制御するゲート制御回路２０と、センスＩＧＢＴ１２のゲート電圧ＶＧｓｎｓを制御するゲート制御回路２３と、を備えており、点火コイル３と接続するＣ端子、接地電位と接続するＥ端子、ＥＣＵ１と接続するＧ端子、の３端子を有している。なお、電流制御回路１０は、図５および図６に示した従来回路例と同じであり、詳細な説明は省略する。

ゲート制御回路２０は、Ｇ端子に接続するゲート抵抗１４とＥ端子間に直列接続される抵抗２１と抵抗２２の抵抗分圧回路を備え、抵抗２１と抵抗２２の分圧電圧により出力段ＩＧＢＴ１１のゲート電圧ＶＧｏｕｔを制御する。

ゲート制御回路２３は、Ｇ端子に接続するゲート抵抗１４とＥ端子間に直列接続される抵抗２４と抵抗２５の抵抗分圧回路と、Ｇ端子に接続するゲート抵抗１４とＥ端子間に直列接続される抵抗２７と抵抗２８とＭＯＳＦＥＴ２６からなる可変抵抗回路とを備える。抵抗２４と抵抗２５の分圧電圧によりＭＯＳＦＥＴ２６のゲートを駆動してオン抵抗を制御することで可変抵抗回路の抵抗値を制御し、抵抗２７と抵抗２８の分圧電圧によりセンスＩＧＢＴ１２のゲート電圧ＶＧｓｎｓを制御する。

次に、図１に示した点火用半導体装置の動作について説明する。図２は、図７に示した従来回路例と同様に、Ｉｃの電流制御に関する動作波形を示すものである。図２（Ａ）は、Ｉｃが電流制限値Ｉｌｉｍに達した後に自己遮断動作する場合を示し、図２（Ｂ）は、電流制限値Ｉｌｉｍに達せずに自己遮断動作する場合を示している。図２において、図７と大きく異なる点は、ゲート制御回路２０およびゲート制御回路２３により、出力段ＩＧＢＴ１１のゲート電圧ＶＧｏｕｔおよびセンスＩＧＢＴ１２のゲート電圧ＶＧｓｎｓを別々に生成して制御していることである。なお、基準電圧Ｖｒｅｆおよびセンス電圧Ｖｓｎｓはレベルシフト回路３２および３４を介してレベルシフトされているが、以下の説明では省略して説明する。

先ず、図２（Ｂ）の動作について説明する。自己遮断信号ＳＤが入力され自己遮断動作を開始する時点では（ｔ２）、出力段ＩＧＢＴ１１とセンスＩＧＢＴ１２のゲート電圧はＶＧｏｕｔ＞ＶＧｓｎｓとなるようにゲート制御回路２０およびゲート制御回路２３の各抵抗値の比率を設定する。

すなわち、Ｇ端子の電圧ＶＧが５Ｖの場合、例えば抵抗２４と抵抗２５の比率を５０：５０にすると、ＭＯＳＦＥＴ２６のゲート電圧はしきい値電圧（例えば１Ｖ）以上で駆動されるためオン抵抗は無視できる。そして、例えば抵抗２７と抵抗２８の比率を２０：８０、抵抗２１と抵抗２２の比率を１０：９０とすると、出力段ＩＧＢＴ１１とセンスＩＧＢＴ１２のゲート電圧はＶＧｏｕｔ＞ＶＧｓｎｓとなる。

次に、自己遮断動作を開始してＶｒｅｆが徐々に低下し、Ｖｒｅｆ＝Ｖｓｎｓに達するとＶＧｏｕｔとＶＧｓｎｓが急激に低下した後（ｔ４）徐々に低下する。ｔ４直後はＶＧｏｕｔ＞ＶＧｓｎｓであるためＩｃはまだ低下せず、ＶＧｏｕｔとＶＧｓｎｓの電位差（オフセット）分低下した後、Ｉｃは低下し始める（ｔ４’）。ＶＧｏｕｔが急激に低下してもｔ４の時点ではＶＧｏｕｔの変動はＩｃに影響しないのでＩｃ振動は発生しない。

出力段ＩＧＢＴ１１とセンスＩＧＢＴ１２のゲート電圧が徐々に低下すると、ＭＯＳＦＥＴ２６のゲート電圧も低下するためオン抵抗が無視できなくなり、出力段ＩＧＢＴ１１とセンスＩＧＢＴ１２のゲート電圧差（オフセット）も徐々に減少する。そして、出力段ＩＧＢＴ１１とセンスＩＧＢＴ１２のゲート電圧がＶＧｏｕｔ＝ＶＧｓｎｓとなる時、すなわち、Ｉｃが下限電流値Ｉｔｈとなる時に、各抵抗が前述した抵抗比率に設定されていると、Ｉｃ＜ＩｔｈではＶＧｏｕｔ＜ＶＧｓｎｓとなるため、ＶＧｏｕｔがしきい値電圧
Ｖｔｈ（例えば２Ｖ）まで低下しＩｃ＝０（ｔ３’）となった後にＶｓｎｓが下限値に達
する（ｔ３）。ＶＧｏｕｔの急激な変動（ｔ３）はＩｃ＝０（ｔ３’）になった後に起きるため、Ｉｃ振動のない自己遮断動作を実現できる。

図２（Ａ）の場合は、自己遮断動作を開始（ｔ２）した直後にＶＧｏｕｔとＶＧｓｎｓが徐々に低下する点が図２（Ｂ）と異なるが、その後の動作は図２（Ｂ）ｔ４’後の動作と同じである。

図３は、本発明に係る電流制御機能を備えた点火用半導体装置の第２の実施例を示す図である。図１に示した第１の実施例と同じ部位には同じ符号を付して、詳細な説明は省略する。

図３に示す点火用半導体装置は、ＥＣＵ１と、点火用ＩＣ２と、点火コイル３と、電圧源４と、点火プラグ５と、を備えている。
点火用ＩＣ２は、出力段ＩＧＢＴ１１と、センスＩＧＢＴ１２と、センス抵抗１３と、ゲート抵抗１４と、電流制御回路１０と、ゲート制御回路２０と、ゲート制御回路２３と、を備えており、点火コイル３と接続するＣ端子、接地電位と接続するＥ端子、ＥＣＵ１と接続するＧ端子、の３端子を有している。

図３に示す点火用ＩＣ２を構成する回路ブロックは、図１に示した第１の実施例と同じであるが、ゲート制御回路２０にスイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴ２９が設置された構成となっている。すなわち、ゲート制御回路２０は、Ｇ端子に接続するゲート抵抗１４とＥ端子間に直列接続される抵抗２１と抵抗２２とＭＯＳＦＥＴ２９からなる抵抗分圧回路を備え、抵抗２１と抵抗２２の分圧電圧により出力段ＩＧＢＴ１１のゲート電圧ＶＧｏｕｔを制御する。また、ＭＯＳＦＥＴ２９のゲートは、比較回路３５の出力でオン・オフが制御され、ＭＯＳＦＥＴ３６と同じようにセンス電圧Ｖｓｎｓが基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなるとオン状態となる。

次に、図３に示した点火用半導体装置の動作について説明する。図４は、図２に示した第１の実施例と同様に、Ｉｃの電流制御に関する動作波形を示すものである。図４（Ａ）は、Ｉｃが電流制限値Ｉｌｉｍに達した後に自己遮断動作する場合を示し、図４（Ｂ）は、電流制限値Ｉｌｉｍに達せずに自己遮断動作する場合を示している。

図４において、図２と大きく異なる点は、ゲート制御回路２０のＭＯＳＦＥＴ２９がオフ時の出力段ＩＧＢＴ１１のゲート電圧ＶＧｏｕｔの電圧レベルである。すなわち、図１、図２に示した第１の実施例では、出力段ＩＧＢＴ１１のゲート電圧ＶＧｏｕｔは、Ｇ端子の電圧ＶＧより常に低い電圧になるため、所定のＩｃを流すためにはより大きなチップ面積のＩＧＢＴが必要となる。このため、Ｉｃが所定の電流以下の場合、すなわち、センス電圧Ｖｓｎｓ＜基準電圧Ｖｒｅｆの場合は、ＭＯＳＦＥＴ２９をオフにして出力段ＩＧＢＴ１１のゲート電圧ＶＧｏｕｔを高い電圧で保持する。なお、Ｉｃが所定の電流以上の場合（Ｖｓｎｓ＞Ｖｒｅｆ）や自己遮断動作を開始した場合は、図１、図２に示す第１の実施例と同じであり、詳細な説明は省略する。

以上説明したように、本発明に係る電流制限機能を備えた点火用半導体装置は、出力段ＩＧＢＴ１１のゲートを制御するゲート制御回路２０と、センスＩＧＢＴ１２のゲートを制御するゲート制御回路２３を設け、基準電圧Ｖｒｅｆとセンス電圧Ｖｓｎｓの大小により、出力段ＩＧＢＴとセンスＩＧＢＴのゲート電圧に電圧差（オフセット）を設けて制御することにより、自己遮断機能動作時などでのＩｃの振動発生を抑制して点火プラグの誤点火を防止可能となる。また、ゲート制御回路２０にＭＯＳＦＥＴ２９などのスイッチ素子を設置することにより、出力段ＩＧＢＴ１１のゲート電圧を高い電圧で駆動可能となり、集積回路のチップサイズを増大せずにＩｃの振動発生を抑制して点火プラグの誤点火防止を実現できる。

以上、本発明の実施形態を説明したが、本発明は、上述した実施形態に限定されることなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の改良や変更が可能である。

１ エンジンコントロールユニット（ＥＣＵ）
２ 半導体集積回路（ＩＣ）
３ 点火コイル
４ 電圧源
５ 点火プラグ
６ １次コイル
７ ２次コイル
１０ 電流制御回路
１１ 出力段ＩＧＢＴ
１２ センスＩＧＢＴ
１３ センス抵抗
１４ ゲート抵抗
２０，２３ ゲート制御回路
２１，２２，２４，２５，２７，２８，３１３，３１４ 抵抗
２６，２９，３６，３１２，３２２，３２３，３３２，３３３，３３４，３４２，３４３ ＭＯＳＦＥＴ
３１ 基準電圧回路
３２，３４ レベルシフト回路
３３ 自己遮断回路
３５ 比較回路
３１１，３２１，３２４，３３１，３４１，３４４ ＤｅｐＭＯＳＦＥＴ
３３５ コンデンサ
Ｃ コレクタ端子
Ｅ エミッタ端子
Ｇ ゲート端子
Ｉｃ コレクタ電流
Ｉｌｉｍ 電流制限値
Ｉｔｈ 下限電流値
ＳＤ 自己遮断信号
ＶＧ ゲート端子の電圧
ＶＧｏｕｔ 出力段ＩＧＢＴのゲート電圧
ＶＧｓｎｓ センスＩＧＢＴのゲート電圧
Ｖｒｅｆ 基準電圧
Ｖｓｎｓ センス電圧
Ｖｔｈ しきい値電圧

Claims (5)

1. 駆動信号により主電流をオン・オフ制御する第１の絶縁ゲート型トランジスタと、前記駆動信号によりオン・オフが制御され前記第１の絶縁ゲート型トランジスタとコレクタを共通にする第２の絶縁ゲート型トランジスタと、該第２の絶縁ゲート型トランジスタのエミッタに直列接続されるセンス抵抗と、該センス抵抗の電圧を検出し前記第１の絶縁ゲート型トランジスタに流れる前記主電流を制御する電流制御回路と、を有する半導体集積回路であって、
   前記駆動信号が印加され前記第１の絶縁ゲート型トランジスタのゲート電圧を制御する第１のゲート制御回路と、前記駆動信号が印加され前記第２の絶縁ゲート型トランジスタのゲート電圧を制御する第２のゲート制御回路と、を備え、
   前記第１の絶縁ゲート型トランジスタに流れる前記主電流が所定の電流値より大きい場合は、前記第１のゲート制御回路の電圧を前記第２のゲート制御回路の電圧より大きくなるように制御し、
   前記第１の絶縁ゲート型トランジスタに流れる前記主電流が所定の電流値より小さい場合は、前記第１のゲート制御回路の電圧を前記第２のゲート制御回路の電圧より小さくなるように制御することを特徴とする電流制御機能を備えた半導体装置。
2. 前記第１および第２のゲート制御回路はレベルシフト回路を備え、前記第１および第２の絶縁ゲート型トランジスタのゲート電圧に電位差を設定することを特徴とする請求項１に記載の電流制御機能を備えた半導体装置。
3. 前記第１のゲート制御回路は、前記駆動信号と接地電位間に直列接続される第１の抵抗分圧回路を備え、
   前記第２のゲート制御回路は、前記駆動信号と接地電位間に直列接続される第２の抵抗分圧回路と、該第２の抵抗分圧回路の出力によりゲート電圧が制御されるＭＯＳＦＥＴと第３の抵抗分圧回路が前記駆動信号と接地電位間で直列接続される可変抵抗回路と、を備えたことを特徴とする請求項１または２に記載の電流制御機能を備えた半導体装置。
4. 前記第１のゲート制御回路は、前記駆動信号と接地電位間に抵抗分圧回路と半導体スイッチ回路が直列接続され、前記半導体スイッチ回路は前記電流制御回路の信号でオン・オフが制御されることを特徴とする請求項３に記載の電流制御機能を備えた半導体装置。
5. 前記第１および第２の絶縁ゲート型トランジスタの代りに、ＭＯＳＦＥＴまたはバイポーラトランジスタを用いることを特徴とする請求項１に記載の電流制御機能を備えた半導体装置。