JP2013238218A - 電流制御機能および自己遮断機能を備えた半導体装置 - Google Patents

Abstract

【課題】自己遮断回路の時定数を生成するコンデンサを小型化しても、ＩＧＢＴ、点火コイルの焼損や誤点火を、精度よく防止できる点火用半導体装置を提供することである。
【解決手段】
本発明の半導体装置５は、ＩＧＢＴＴｒ２と、電流制御回路６とで構成される。電流制御回路６は、ＩＧＢＴＴｒ１とセンス抵抗Ｒ１が直列接続された第１の直列回路と、駆動信号制御回路２と、自己遮断回路３とで構成される。自己遮断回路３は、異常動作時に、振幅が０Ｖに向けて時間的に階段状に低下する電圧を駆動信号制御回路２に出力する。駆動信号制御回路２は、センス抵抗Ｒ１両端の電圧が自己遮断回路３の出力電圧と等しくなるように駆動制御信号の振幅を制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は自動車の内燃機関点火装置に用いられる半導体装置に係り、特に、電流制御機能および自己遮断機能を備えた半導体装置に関する。

図１７に、パワー半導体素子として絶縁ゲート型トランジスタ（以下、ＩＧＢＴ(Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ)という。）を使用した、従来の一般的な内燃機関点火用半導体装置の構成例を示す（特許文献１）。

図１７に示した点火装置は、エンジンコントロールユニット（以下、ＥＣＵ(Ｅｎｇｉｎｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｕｎｉｔ)という。）１と、半導体装置５と、点火部７から構成されている。

図１７に示した点火装置は、異常状態を検知すると、自己遮断信号源１０から自己遮断信号Ｖｓｄを発信し、自己遮断回路３３が動作し、ＩＧＢＴＴｒ２のコレクタ電流Ｉｃを遮断する。異常状態は、例えばＥＣＵ１から出力されたオン信号が所定時間より長い（例えば１０ｍｓ以上）、あるいは、半導体装置５の温度が規定値より高い（例えば１８０℃以上）等、点火コイルＬや半導体装置５に焼損等の故障が発生する恐れのある状態である。

しかし、このような電流制御機能や自己遮断機能によりコレクタ電流Ｉｃを急激に遮断するとコレクタ電流Ｉｃに振動を発生させ、点火プラグ４の誤点火を引き起こし、エンジンにダメージを与えるという問題点がある。

このコレクタ電流Ｉｃの振動による誤点火の解決策として、コレクタ電流Ｉｃを緩減する技術が知られており、特許文献２では、ソフトシャットオフ回路を設け緩減時間を設定する方法が開示されている。また、特許文献３では、ダイオードとコンデンサによる積分回路を設けコレクタ電流Ｉｃの緩減時間を設定する方法が開示されている。

一方、図１７に示した電流制御回路６は、図１８に示す自己遮断回路３３を備えている。自己遮断回路３３は、ＤｅｐＭＯＳＦＥＴ（（Ｄｅｐｒｅｓｓｉｏｎ Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）以下、ＤｅｐＭＯＳという）Ｔｒ７とＭＯＳＦＥＴ（（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）以下、ＭＯＳという）Ｔｒ８がゲートを共通にして直列接続されるバイアス回路と、ＭＯＳＴｒ８とカレントミラー回路を構成するＭＯＳＴｒ９と、ＭＯＳＴｒ９と直列接続されるＭＯＳＴｒ４と、ＭＯＳＴｒ４のゲートに接続されるインバータＮＯＴ１と、ＭＯＳＴｒ９に並列に接続されるコンデンサＣ１で構成される。

ＭＯＳＴｒ４は、自己遮断信号Ｖｓｄでオン・オフが制御され、通常動作時はオンで異常動作時はオフとなる。また、ＭＯＳＴｒ４のオン抵抗をＭＯＳＴｒ９のオン抵抗に比べ十分小さく設定することで、通常動作時はコンデンサＣ１が充電され、基準電圧Ｖｒｅｆをそのまま出力し、異常動作時はコンデンサＣ１がＭＯＳＴｒ９を介して放電されることにより出力電圧がＶｒｅｆから０Ｖへ徐々に低下する。

オペアンプＯＰ１は、レベルシフト回路９，１５を介してそれぞれレベルシフトされたセンス抵抗Ｒ１の両端電圧（以下、センス電圧という。）Ｖｓｎｓと、コレクタ電流（一次コイルＬ１に流す電流）Ｉｃの目標値を電圧に変換した基準電圧Ｖｒｅｆの差電圧を検出する。この検出結果によりＭＯＳＴｒ３のゲート電圧を制御することで、ＭＯＳＴｒ３のオン抵抗が制御される。

図１７に示した点火用半導体装置において、コレクタ電流の時間的な変化量（以下、傾きと称する）ｄＩｃ／ｄｔを変えずにコンデンサＣ１を小さくするためには、ＭＯＳＴｒ９のドレイン電流Ｉｄを小さくすれば良い。しかしながら、ドレイン電流ＩｄはｎＡオーダーの非常に微小な電流であり、ドレイン電流Ｉｄを小さくするほど電流を一定に保つことが困難になる。したがって、ドレイン電流Ｉｄを小さくすることは望ましくない。また、コレクタ電流の傾きｄＩｃ／ｄｔは大き過ぎると誤点火し、小さ過ぎるとＩＧＢＴあるいは点火コイルＬが焼損するため、高精度なドレイン電流Ｉｄの制御が求められる。

特開２０１２−３６８４８号公報 特開２００８−４５５１４号公報 特開２００６−３７８２２号公報

背景技術で述べたとおり、自己遮断回路のコンデンサの小容量化、電流制御の精度には限界がある。従って、本発明の目的は、自己遮断回路のコンデンサを小容量化しても、ＩＧＢＴ、点火コイルの焼損や誤点火を、精度良く防止できる半導体装置を提供することである。

本発明に係る半導体装置は、第１の半導体スイッチング素子とセンス抵抗を直列に接続した第１の直列回路と、前記第１の直列回路と並列に接続された第２の半導体スイッチング素子と、駆動信号が入力され、前記第１、第２の半導体スイッチング素子を制御する駆動制御信号を出力する駆動信号制御回路と、前記駆動信号制御回路に接続された自己遮断回路とを有し、前記自己遮断回路は、通常動作時には、所定の電圧を前記駆動信号制御回路に出力し、異常動作時には、振幅が時間的に階段状に変化する電圧を前記駆動信号制御回路に出力し、前記駆動信号制御回路は、前記センス抵抗両端の電圧が前記自己遮断回路の出力電圧より高い場合は、前記駆動制御信号の振幅が小さくなるように制御し、前記センス抵抗両端の電圧が前記自己遮断回路の出力電圧より低い場合は、前記駆動制御信号の振幅が大きくなるように制御することを特徴とする。

上述した半導体装置によれば、異常動作時には、前記振幅が時間的に階段状に変化する電圧と、前記第２の半導体スイッチング素子の電流に比例する前記センス抵抗両端の電圧を比較して、前記駆動制御信号の振幅を制御することで、前記第２の半導体スイッチング素子の電流振幅を時間的に階段状に変化させることができる。したがって、オン・オフ制御とは異なり、前記第２のスイッチング素子の電流の変化を緩やかにすることができるため、誤点火を防止できる。

本発明に係る半導体装置は、前記自己遮断回路は、第３の半導体スイッチング素子と第１のコンデンサを直列に接続した第２の直列回路と、前記第１のコンデンサと並列に接続された第４の半導体スイッチング素子と、前記第５の半導体スイッチング素子と第２のコンデンサが直列に接続された第３の直列回路とを有し、前記第２の直列回路は、その両端の電圧を前記駆動信号回路に出力する前記第２のコンデンサと並列に接続され、前記第３の直列回路には、前記所定の電圧値の電圧が印加され、通常動作と判定した時には、前記第５の半導体スイッチング素子をオンすることで、前記第２のコンデンサに前記所定の電圧値の電圧を供給し、異常動作と判定した時には、前記第５の半導体スイッチング素子がオフすることで、前記第２のコンデンサに供給する電圧を遮断する異常検知回路と、前記第３、第４の半導体スイッチング素子を、所定の時間幅で排他的にオン・オフする時間幅発生回路とを有することを特徴とする。

上述した半導体装置によれば、前記振幅が時間的に階段状に変化する電圧が変化する周期を長くすることで、前記第２のコンデンサの放電を遅らせることができるため、前記第２のコンデンサを小容量化することができる。

また、前記第２のコンデンサの容量と、所定の時間幅を調節することで、ＩＧＢＴ、点火コイルの焼損や誤点火を防止できる。
さらに、前記自己遮断回路はｎＡオーダーの定電流源を不要とし、ＩＧＢＴ、点火コイルの焼損や誤点火を精度良く防止できる。

本発明に係る半導体装置は、前記異常検知回路は、前記駆動信号制御回路に、前記駆動信号が所定の時間を超えて与えられると、異常動作と判定することを特徴とする。
上述した半導体装置によれば、前記駆動信号制御回路に、前記駆動信号が所定の時間を超えて与えられると、前期自己遮断回路は前記駆動制御信号の振幅を時間的に階段状に変化させ、前記第２の半導体スイッチング素子の電流を緩やかに減少させる。すなわち、オンし続けると増加を続ける前記第２の半導体スイッチング素子の過電流を防止し、焼損を防止することができる。

本発明に係る半導体装置は、前記異常検知回路は、所定の部位の温度が所定の温度を超えると、異常動作と判定することを特徴とする。
上述した半導体装置によれば、前記所定の部位の温度が所定の温度を超えると、前期自己遮断回路は前記駆動制御信号の振幅を、時間的に階段状に変化させ、前記第２の半導体スイッチング素子の電流を緩やかに減少させる。すなわち、前記所定の部位の過熱を防止し、焼損を含む事故を防止することができる。

本発明に係る半導体装置は、前記時間幅発生回路は、第３のスイッチング素子のオンタイミングまたはデューティの少なくともいずれかを制御することを特徴とする。
上述した半導体装置によれば、前記振幅が時間的に階段状に変化する電圧の１段当たりの電圧幅または時間幅の少なくともいずれかを制御し、前記第２の半導体スイッチング素子の電流を自在に制御できる。例えば、オンタイミングの周期を長くすれば、前記振幅が時間的に階段状に変化する電圧の１段当たりの時間幅を長くできる。また、デューティを小さくすれば、前記振幅が時間的に階段状に変化する電圧の１段当たりの電圧幅を小さくできる。すなわち、前記自己遮断回路のコンデンサを小容量化しても、ＩＧＢＴ、点火コイルの焼損や誤点火を精度良く防止できる。

本発明に係る半導体装置は、前記時間幅発生回路は、所定の部位の温度が高温なほど、第３のスイッチング素子のオンタイミング周期を長くすることを特徴とする。
上述した半導体装置によれば、前記振幅が時間的に階段状に変化する電圧の１段当たりの変化量について、所定の部位の温度変化に由来するバラつきを低減できる。すなわち、前記第２の半導体スイッチング素子の電流を所定の部位の温度の依存を小さく制御できる。

本発明に係る半導体装置は、前記時間幅発生回路は、第２のコンデンサの電圧が高いほど、第３のスイッチング素子のデューティを小さくすることを特徴とする。
上述した半導体装置によれば、前記振幅が時間的に階段状に変化する電圧の１段当たりの変化量について、前記自己遮断回路のコンデンサの両端電圧が高いときの急峻な電圧降下の時間幅を短く、電圧幅を狭くすることができる。すなわち、前記第２のスイッチング素子の電流の変化を更に緩やかにすることができるため、より確実に誤点火を防止できる。

本発明の半導体装置によれば、自己遮断回路の時定数を生成するコンデンサを小容量化しても、ＩＧＢＴ、点火コイルの焼損や誤点火を精度良く防止できるという優れた効果を奏し得る。

本発明の半導体装置の構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態による半導体装置を示す図である。 本発明による自己遮断回路の回路構成例を示す図である。 本発明の第１の実施形態による半導体装置の動作波形を示す図である。 本発明の第１の実施形態によるスイッチトキャパシタ回路の動作波形を示す図である。 本発明の第２の実施形態による半導体装置を示す図である。 本発明によるタイマー回路とパルス発生回路の回路構成例を示す図である。 本発明によるタイマー回路とパルス発生回路のタイムチャートを示す図である。 本発明の第３の実施形態による半導体装置を示す図である。 本発明による温度補償回路の回路構成例を示す図である。 本発明による過熱検知電圧の温度特性を示す図である。 本発明によるタイマー回路とパルス発生回路と温度補償回路の回路構成例を示す図である。 本発明による電圧制御発振器を示す図である。 本発明の第４の実施形態によるタイマー回路とパルス発生回路のタイムチャートを示す図である。 本発明の第２の実施形態によるスイッチトキャパシタ回路の詳細な動作波形を示す図である。 本発明の第４の実施形態によるスイッチトキャパシタ回路の詳細な動作波形を示す図である。 従来の半導体装置の構成を示す図である。 従来の自己遮断回路の回路構成例を示す図である。

以下、添付図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。

図２は本発明の実施例１による半導体装置を示すものあって、図１７と同一の符号を付した部分は同一物を表し、基本的な構成は図１７に示す従来のものと同様である。
次に、上記した実施例１の回路構成を説明する。

本発明の実施例１の回路は、ＥＣＵ１、半導体装置５、点火部７で構成される。半導体装置５は、Ｇ端子、Ｃ端子、Ｅ端子を有し、Ｇ端子はＥＣＵ１に接続され、Ｃ，Ｅ端子は、点火部７に接続される。

半導体装置５は、ＩＧＢＴＴｒ２と、電流制御回路６とで構成される。電流制御回路６は、ＩＧＢＴＴｒ１とセンス抵抗Ｒ１が直列接続された第１の直列回路と、基準電圧源１４と、レベルシフト回路１５と、駆動信号制御回路２と、自己遮断信号源１０と、自己遮断回路３とで構成される。第１の直列回路は、ＩＧＢＴＴｒ２と並列に接続され、ＩＧＢＴＴｒ１，Ｔｒ２の接続点は、Ｃ端子に接続され、センス抵抗Ｒ１とＩＧＢＴＴｒ２の接続点は、Ｅ端子に接続される。

駆動信号制御回路２は、ゲート抵抗Ｒ２の一端とＭＯＳＴｒ３の一端が直列接続された第２の直列回路と、オペアンプＯＰ１とで構成される。ゲート抵抗Ｒ２の他端は、Ｇ端子に接続され、ＭＯＳＴｒ３の他端は、Ｅ端子に接続される。第２の直列回路の中点は、駆動信号制御回路２の出力として、ＩＧＢＴＴｒ１，Ｔｒ２の制御端子に接続される。また、第２の直列回路の中点は、ゲート制御回路８を介してＩＧＢＴＴｒ１，Ｔｒ２の制御端子に接続されてもよい。オペアンプＯＰ１の出力端子は、ＭＯＳＴｒ３の制御端子に接続される。オペアンプＯＰ１のプラス側入力端子は、レベルシフト回路１５を介して第１の直列回路の中点に接続される。オペアンプＯＰ１のマイナス側入力端子は、自己遮断回路３に接続される。

点火部７は、一次、二次コイルＬ１，Ｌ２を有する点火コイルＬと、一次コイルＬ１とバッテリＢＡＴが直列接続された第４の直列回路と、二次コイルＬ２と点火プラグ４が直列接続された第５の直列回路とで構成される。第４、第５の直列回路は第２のＩＧＢＴＴｒ２と並列に接続される。

図３に本発明の自己遮断回路３を示す。本発明の自己遮断回路３は、図１８に示す従来の自己遮断回路３３に対し、電流源回路１７をスイッチトキャパシタ回路１６に置き換えたものである。

自己遮断回路３は、ＭＯＳＴｒ４の一端とコンデンサＣ１を直列に接続した第２の直列回路と、スイッチトキャパシタ回路１６とで構成される。スイッチトキャパシタ回路１６は、ＭＯＳＴｒ５とコンデンサＣ２が直列に接続された第３の直列回路と、コンデンサＣ２に並列に接続されたＭＯＳＴｒ６とで構成される。第３の直列回路はコンデンサＣ１と並列に接続される。ＭＯＳＴｒ４の他端は、レベルシフト回路１５を介して、基準電圧源１４の出力端子に接続され、ＭＯＳ４の制御端子は、自己遮断信号源１０の出力端子に接続される。

次に、上記した実施例１に係る半導体装置の動作を説明する。
まず、ＥＣＵ１から駆動信号が出力され、駆動信号制御回路２を介してＩＧＢＴＴｒ１，Ｔｒ２がオンする。このとき、ＩＧＢＴＴｒ１，Ｔｒ２のオン抵抗は、駆動信号制御回路２のゲート抵抗Ｒ２により決定される。ＥＣＵ１からの駆動信号は同時に、基準電圧源１４、レベルシフト回路１５、自己遮断回路３、オペアンプＯＰ１の電源も兼ねている。

このとき、基準電圧源１４は、一次コイルＬ１に流す電流（コレクタ電流Ｉｃ）の目標値を電圧に変換した基準電圧Ｖｒｅｆを生成する。基準電圧Ｖｒｅｆは、レベルシフト回路１５により、オペアンプＯＰ１を動作可能な電圧レベルに昇圧される。昇圧された基準電圧Ｖｒｅｆは、自己遮断回路３の第２の直列回路に印加される。

また、センス抵抗Ｒ２には一次コイルＬ１に流れる電流に比例した電流が流れ、その両端電圧であるセンス電圧Ｖｓｎｓは、レベルシフト回路１５により、オペアンプＯＰ１を動作可能な電圧レベルに昇圧される。昇圧されたセンス電圧Ｖｓｎｓは、オペアンプＯＰ１のプラス側端子に入力される。

ここで、通常動作時、ＭＯＳＴｒ４は、自己遮断信号源１０からの信号によってオンされ、基準電圧Ｖｒｅｆが直接的にオペアンプＯＰ１のマイナス端子に印加される。それと共に、基準電圧Ｖｒｅｆにより、コンデンサＣ１が充電される。

図４に本発明の半導体装置５の動作波形を示す。図４において、ＩＧＢＴＴｒ２のコレクタ電流をＩｃ、ＩＧＢＴＴｒ２の定格電流をＩｌｉｍ、ＩＧＢＴＴｒ２のゲート電圧をＶＧｏｕｔ、半導体装置５のＧ端子の電圧をＶＧ、ＩＧＢＴＴｒ２の閾値電圧をＶｔｈ、センス電圧をＶｓｎｓ、基準電圧をＶｒｅｆとしている。

[Ｖｒｅｆ＜Ｖｓｎｓ]の場合には、オペアンプＯＰ１の出力電圧は上昇し、ＭＯＳＴｒ３のオン抵抗が小さくなる。また、[Ｖｒｅｆ＞Ｖｓｎｓ]の場合には、オペアンプＯＰ１の出力電圧は低下し、ＭＯＳＴｒ３のオン抵抗が大きくなる。このようにして、ＩＧＢＴＴｒ２のゲート電圧ＶＧｏｕｔの振幅が制御されることで、コレクタ電流Ｉｃが所定の電流値に制御される（ｔ１）。

一方、異常動作時、ＭＯＳＴｒ４は、自己遮断信号源１０による自己遮断信号Ｖｓｄによってオフされ（ｔ２）、基準電圧Ｖｒｅｆが遮断される。このとき、コンデンサＣ１は後述するスイッチトキャパシタ回路１６の動作によって放電され、オペアンプＯＰ１のマイナス端子に印加される電圧は、基準電圧Ｖｒｅｆから階段状に０Ｖに低下する。それと共に、基準電圧Ｖｒｅｆに追従させているセンス電圧Ｖｓｎｓも低下し、一次コイルＬ１の電流が０Ａまで徐々に減少する。そして、ＶＧｏｕｔ＝Ｖｔｈ（ＩＧＢＴＴｒ２の閾値電圧）に達するとコレクタ電流Ｉｃは完全に遮断する（ｔ３）。

図５にスイッチトキャパシタ回路１６の動作波形を示す。図５において、コンデンサＣ１の電圧をＶＣ１、コンデンサＣ２の電圧をＶＣ２とする。スイッチトキャパシタ回路１６は先述したように、第３の直列回路がコンデンサＣ１に並列に接続されている。そして、ＭＯＳＴｒ５，Ｔｒ６の制御端子には、周期的かつ排他的なオン・オフ信号が入力される。まず、ＭＯＳＴｒ５がオンし、ＭＯＳＴｒ６がオフしている期間は、コンデンサＣ１が第３の直列回路を通して放電されるとともに、コンデンサＣ２が充電される。次に、ＭＯＳＴｒ５がオフし、ＭＯＳＴｒ６がオンしている期間は、コンデンサＣ２がＭＯＳＴｒ６を通して放電される。

このようにして、ＭＯＳＴｒ５，Ｔｒ６のオン・オフが繰り返されるたび、コンデンサＣ１，Ｃ２の充放電が繰り返されることで、コンデンサＣ１の電圧が階段状に低下し、最終的には０Ｖに至る。ここで、コンデンサ電圧ＶＣ２は、自己遮断回路３の出力電圧であり、図４におけるＶｒｅｆのｔ２以降の電圧を模式的に示したものである。

なお、ＭＯＳＴｒ５，Ｔｒ６をオン・オフする信号の周期またはデューティの少なくとも一方を制御することにより、コンデンサＣ１の放電速度を制御できる。また、自己遮断回路３は、異常動作時に階段状に低下する電圧を生成できればよく、その構成および手段は、本発明のスイッチトキャパシタ回路１６に限定されるものではない。

基準電圧源１４およびレベルシフト回路１５は従来技術のため、詳細な動作説明は省略する。また、第２の直列回路の中点に、従来技術１の図示していないゲート制御回路３２を接続しても良く、詳細な説明は省略する。

本発明の実施例１による半導体装置において、ｔ２からｔ３までの遮断時間は、コンデンサＣ１／（コンデンサＣ２×デューティ）に比例するため、それぞれを適宜設計することでコレクタ電流の傾きｄＩｃ／ｄｔを変えずにコンデンサ容量を小容量化できる。例えばデューティ６．２５％の場合、コンデンサＣ１を従来の１６分の１、コンデンサＣ２をコンデンサＣ１の４倍とすると、緩減速度ｄＩ／ｄｔは変わらない。つまり、コンデンサ容量を従来の１６分の４、つまり４分の１に小容量化できる。

図６は本発明の実施例２による半導体装置を示すものであって、基本的な構成は図２に示す実施例１のものと同様である。本発明の実施例２の回路は、実施例１の回路構成に加え、タイマー回路１２と、パルス発生回路１１を有する。

図７にタイマー回路１２およびパルス発生回路１１の回路構成例を示す。タイマー回路１２は、発振器１８と、リセット回路１９と、ＴＦＦ２０〜２９で構成される。ＴＦＦ２０〜２９は、前段の出力が次段の入力に接続され、直列に１０段接続される。

パルス発生回路１１は、互いに並列に接続されたＭＯＳＴｒ１０〜Ｔｒ１３を有する。パルス発生回路１１は、さらに、ＤｅｐＭＯＳＴｒ１５のソースとＭＯＳＴｒ１３のドレインが接続された第６の直列回路と、ＤｅｐＭＯＳＴｒ１６のソースとＭＯＳＴｒ１４のドレインが接続された第７の直列回路を有する。また、第６の直列回路と第７の直列回路が並列に接続され、論理否定回路を構成する。ＭＯＳＴｒ１０〜Ｔｒ１３のゲート端子は、発振器１８とＴＦＦ２０〜２２の出力に接続される。

次に、上記した実施例２に係る半導体装置の動作を概略的に説明する。
タイマー回路１２とパルス発生回路１１は、Ｇ端子とＥ端子間の電圧で駆動され、スイッチトキャパシタ回路１６のＭＯＳＴｒ５，Ｔｒ６を所定の時間幅で排他的にオン・オフするためのパルス電圧を生成する。第６、第７の直列回路それぞれの中点は、論理否定回路の入出力となっており、それぞれＭＯＳＴｒ５，Ｔｒ６に入力される。

続いて、タイマー回路１２とパルス発生回路１１の動作を詳細に説明する。
タイマー回路１２はＧ端子にオン信号が入力されると発振器１８が発振（たとえば周期１９．６μｓ、デューティ５０％）を開始する。同時にリセット回路１９が一定時間（たとえば１０μｓ）リセット信号を出力し、ＴＦＦ２０〜２９をリセットし出力をオフにする。リセット信号が停止した後、ＴＦＦは入力信号の２倍の周期の信号を出力する。よって、ＴＦＦ２０〜２９の最終段であるＴＩＭＥＲ信号は、発振器１８の１０２４倍の周期になる。

ＭＯＳＴｒ１０〜１３のゲートには発振器１８とＴＦＦ２０〜２２の出力信号が入力され、すべての信号がオフの場合だけパルス信号ＰＵＬＳＥ１は、ＭＯＳＴｒ５をオンする。発振器１８とＴＦＦ２０〜２２の出力信号とパルス信号ＰＵＬＳＥ１のタイムチャートを図８に示す。たとえば、発振器１８の信号が周期９．８μｓ、デューティ５０％の場合、パルス信号ＰＵＬＳＥ１は周期７８．４μｓ、デューティ６．２５％となる。

本発明の実施例２による半導体装置では、発振器１８の周波数を設定することで、パルス信号ＰＵＬＳＥ１，ＰＵＬＳＥ２の周期を任意に決定することができる。また、パルス発生回路１１のＭＯＳ１０〜１３のゲートの接続位置とＭＯＳの数を選択することで、パルス信号ＰＵＬＳＥ１，ＰＵＬＳＥ２の周期とデューティを任意に決定することができる。

図９は本発明の実施例３による半導体装置を示すものであって、基本的な構成は図６に示す実施例２のものと同様である。本発明の実施例３の回路は、実施例２の回路構成に加え、温度補償回路１３、定電流源３４、レベルシフト回路３５、ダイオードＤを有する。

図１０に温度補償回路１３の回路構成例を示す。温度補償回路１３は、Ｇ端子、Ｅ端子間に直列接続された分圧抵抗Ｒ３〜Ｒ５と、比較器ＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２を有する。比較器ＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２のマイナス側端子には、過熱検知電圧が入力され、プラス側端子には、Ｇ端子‐Ｅ端子間の電圧が分圧抵抗Ｒ３〜Ｒ５によって分圧された電圧Ｖ１，Ｖ２が入力される。ここでは過熱検知電圧として、温度に比例して小さくなるダイオードＤの順方向電圧を用いる。分圧電圧Ｖ１は分圧抵抗Ｒ４，Ｒ５の直列回路の両端電圧、分圧電圧Ｖ２は分圧抵抗Ｒ５の両端電圧とする。このようにして、比較器ＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２は過熱検知電圧と分圧電圧Ｖ１，Ｖ２を比較し、比較結果をＴＥＭＰ１，ＴＥＭＰ２として出力する。

図１１に、過熱検知電圧Ｖｔの温度特性として、所定の部位の温度がＴ１，Ｔ２の時、過熱検知電圧Ｖｔが分圧電圧Ｖ１，Ｖ２と等しい場合を示し、温度補償信号ＴＥＭＰ１，ＴＥＭＰ２について説明する。温度検出部の温度Ｔが［Ｔ＜Ｔ１］の時には、[Ｖ１＜Ｖｔ]かつ[Ｖ２＜Ｖｔ]のため、温度補償信号ＴＥＭＰ１，ＴＥＭＰ２はＬレベルの信号を出力する。温度検出部の温度Ｔが［Ｔ１＜Ｔ＜Ｔ２］の時には、[Ｖ２＜Ｖｔ＜Ｖ１]のため、温度補償信号ＴＥＭＰ１はＨレベル、温度補償信号ＴＥＭＰ２はＬレベルの信号をそれぞれ出力する。温度検出部の温度Ｔが［Ｔ２＜Ｔ］の時には、[Ｖｔ＜Ｖ１]かつ[Ｖｔ＜Ｖ２]のため、温度補償信号ＴＥＭＰ１，ＴＥＭＰ２はＨレベルの信号を出力する。

本発明の実施例３による半導体装置は、温度補償信号ＴＥＭＰ１とＴＥＭＰ２を用いてデューティを制御する。図１２に温度補償信号ＴＥＭＰ１，ＴＥＭＰ２がデューティ制御するための回路構成を示す。

温度検出部の温度Ｔが［Ｔ＜Ｔ１］の時には、温度補償信号ＴＥＭＰ１，ＴＥＭＰ２はＬレベルの信号を出力するため、ＡＮＤ回路３０，３１の出力はＬレベルとなり、ＭＯＳＴｒ１１，Ｔｒ１２は常にＬレベルの信号が印加される。すなわち、デューティは発振器１８で決定される。

温度検出部の温度Ｔが［Ｔ１＜Ｔ＜Ｔ２］の時には、温度補償信号ＴＥＭＰ１はＨレベルの信号、温度補償信号ＴＥＭＰ２はＬレベルの信号をそれぞれ出力するため、ＡＮＤ回路３０の出力はＴＦＦ２０の出力と等しく、ＡＮＤ回路３１の出力はＬとなる。すなわち、デューティは発振器１８とＴＦＦ２０で決定される。

温度検出部の温度Ｔが［Ｔ２＜Ｔ］の時には、温度補償信号ＴＥＭＰ１，ＴＥＭＰ２はＨの信号を出力するため、ＡＮＤ回路３０の出力はＴＦＦ２０の出力と等しく、ＡＮＤ回路３１の出力はＴＦＦ２１の出力と等しくなる。すなわち、デューティは発振器１８とＴＦＦ２０，ＴＦＦ２１で決定される。

本発明の実施例３による半導体装置では、温度特性を利用してデューティを変化させることが可能であり、コレクタ電流の傾きｄＩｃ／ｄｔの温度依存性を小さくすることができる。

本発明の実施例４による半導体装置の基本的な構成は図６に示す実施例２のものと同様である。本発明の実施例４の回路が実施例２と異なるところは、図７に示す実施例２のタイマー回路１２に対し、発振器１８を電圧制御発振器３６に置き換えた点にある。図１３に電圧制御発振器３６を示す。電圧制御発振器３６は、インバータＮＯＴ３とＭＯＳＴｒ２２とＭＯＳＴｒ２３が直列に接続された直列回路と、ＭＯＳＴｒ２３に並列に接続されたインバータＮＯＴ４とＭＯＳＴｒ２４の直列回路と、ＭＯＳＴｒ２４に並列に接続されたインバータＮＯＴ５とＭＯＳＴｒ２５の直列回路と、ＭＯＳＴｒ２５に並列に接続されたインバータＮＯＴ６とＭＯＳＴｒ２６の直列回路と、インバータＮＯＴ３〜６の直列回路に並列に接続されたインバータＮＯＴ２を有する。ＭＯＳＴｒ２２〜６は主端子が短絡され、ＭＯＳキャパシタとして使用される。電圧制御発振器３６の制御電圧入力端子Ｃｔｒｌは、ＭＯＳＴｒ２２〜６のすべての主端子が互いに接続された接続点である。制御電圧入力端子Ｃｔｒｌは、第２の直列回路の接続点と接続されることでコンデンサＣ１の電圧が入力される。電圧制御発振器３６の出力端子ＯＳＣは、インバータＮＯＴ２〜６のいずれか一つの出力端子であれば良く、図１３にはインバータＮＯＴ６の出力を出力端子ＯＳＣとしたものを示す。インバータＮＯＴ２〜６は、Ｇ端子とＥ端子間の電圧で駆動される。

図１３に示す電圧制御発振器３６の動作概要を説明する。電圧制御発振器３６のインバータＮＯＴ２〜ＮＯＴ６は、信号を反転しながら次段へ出力する。なお、インバータＮＯＴ２〜６は、ＭＯＳキャパシタとして使用されるＭＯＳＴｒ２２〜２６が有する時定数により、所定の周波数で反転信号を出力する。ここで、インバータＮＯＴ２を一段目としてＨレベルの信号が入力されたとすると、反転されたＬレベルの信号が出力される。すると、インバータＮＯＴ６ではＬレベルの信号が出力され、インバータＮＯＴ２にＬレベルの信号が入力される。すなわち、インバータＮＯＴ２〜ＮＯＴ６の出力は発振する。電圧制御発振器３６の発振周波数は制御電圧入力端子Ｃｔｒｌに入力される電圧に比例し、入力電圧が高いほど発振周波数が高くなる。したがって、図７の発振器１８を図１３の電圧制御発振器３６に置き換えることで、パルス発生回路１１のパルス周期およびパルス幅を可変できる。

図１４に電圧制御発振器３６とＴＦＦ２０〜２２の出力信号とパルス信号ＰＵＬＳＥ１のタイムチャートを示す。動作概要は実施例２と同様であるためその説明を省略するが、相違点はパルス信号ＰＵＬＳＥ１がＨレベルを出力するたびに電圧制御発振器３６の周波数が低下する点である。周波数が低下するのは、パルス信号ＰＵＬＳＥ１がＨレベルを出力すると、ＭＯＳＴｒ５がオンしてコンデンサＣ１が放電され、制御電圧入力端子Ｃｔｒｌに入力される電圧が低下するためである。このようにして、コンデンサＣ１の電圧が高いときにはパルス信号ＰＵＬＳＥ１の出力パルスの周期を短く、パルス幅を狭くすることができる。

図１５には実施例２の、図１６には実施例４のパルス信号ＰＵＬＳＥ１とコンデンサＣ１およびコンデンサＣ２の詳細な放電の様子を示す。これらの図に示したように実施例４では実施例２に対し、コンデンサＣ１の両端電圧が高いときの急峻な電圧降下の時間幅を短く、電圧幅を狭くすることができる。すなわち、ＩＧＢＴＴｒ２の電流の変化を更に緩やかにすることができるため、より確実に誤点火を防止できる。

１ ＥＣＵ
２ 駆動信号制御回路
３ 自己遮断回路
４ 点火プラグ
５ 半導体装置
６ 電流制御回路
７ 点火部
ＢＡＴ バッテリ
Ｌ 点火コイル
Ｌ１ 一次コイル
Ｌ２ 二次コイル
Ｒ１ センス抵抗
Ｔｒ１，Ｔｒ２ ＩＧＢＴ

Claims (7)

1. 第１の半導体スイッチング素子とセンス抵抗を直列に接続した第１の直列回路と、
   前記第１の直列回路と並列に接続された第２の半導体スイッチング素子と、
   駆動信号が入力され、前記第１、第２の半導体スイッチング素子を制御する駆動制御信号を出力する駆動信号制御回路と、
   前記駆動信号制御回路に接続された自己遮断回路とを有し、
   前記自己遮断回路は、
   通常動作時には、所定の電圧を前記駆動信号制御回路に出力し、
   異常動作時には、振幅が時間的に階段状に変化する電圧を前記駆動信号制御回路に出力し、
   前記駆動信号制御回路は、
   前記センス抵抗両端の電圧が前記自己遮断回路の出力電圧より高い場合は、前記駆動制御信号の振幅が小さくなるように制御し、
   前記センス抵抗両端の電圧が前記自己遮断回路の出力電圧より低い場合は、前記駆動制御信号の振幅が大きくなるように制御する
   ことを特徴とする半導体装置。
2. 前記自己遮断回路は、
   第３の半導体スイッチング素子と第１のコンデンサを直列に接続した第２の直列回路と、
   前記第１のコンデンサと並列に接続された第４の半導体スイッチング素子と、
   前記第５の半導体スイッチング素子と第２のコンデンサが直列に接続された第３の直列回路とを有し、
   前記第２の直列回路は、その両端の電圧を前記駆動信号回路に出力する前記第２のコンデンサと並列に接続され、
   前記第３の直列回路には、前記所定の電圧値の電圧が印加され、
   通常動作と判定した時には、前記第５の半導体スイッチング素子をオンすることで、前記第２のコンデンサに前記所定の電圧値の電圧を供給し、
   異常動作と判定した時には、前記第５の半導体スイッチング素子がオフすることで、前記第２のコンデンサに供給する電圧を遮断する異常検知回路と、
   前記第３、第４の半導体スイッチング素子を、所定の時間幅で排他的にオン・オフする時間幅発生回路とを有する
   ことを特徴とする請求項１に記載の半導体装置。
3. 前記異常検知回路は、前記駆動信号制御回路に、前記駆動信号が所定の時間を超えて与えられると、異常動作と判定する
   ことを特徴とする請求項２に記載の半導体装置。
4. 前記異常検知回路は、所定の部位の温度が所定の温度を超えると、異常動作と判定する
   ことを特徴とする請求項２または３に記載の半導体装置。
5. 前記時間幅発生回路は、前記第３のスイッチング素子のオンタイミングまたはデューティの少なくともいずれかを制御する
   ことを特徴とする請求項２に記載の半導体装置。
6. 前記時間幅発生回路は、所定の部位の温度が高温なほど、前記第３のスイッチング素子のオンタイミング周期を長くする
   ことを特徴とする請求項２に記載の半導体装置。
7. 前記時間幅発生回路は、前記第２のコンデンサの電圧が高いほど、前記第３のスイッチング素子のデューティを小さくする
   ことを特徴とする請求項２に記載の半導体装置。
   

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