DE102005025910A1 - Komparator, der einen Differenzverstärker mit reduziertem Stromverbrauch verwendet - Google Patents

Komparator, der einen Differenzverstärker mit reduziertem Stromverbrauch verwendet Download PDF

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Abstract

Es sind eine Komparatorschaltung mit einem reduzierten Stromverbrauch und andere Schaltungen vorgesehen, die dieselbe verwenden. Die Komparatorschaltung kann einen reduzierten Stromverbrauch durch ein Verhindern eines Stromflusses über einen Schalttransistor ansprechend auf den Spannungspegel des Eingangssignals erreichen.

Description

  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf integrierte Schaltungsvorrichtungen und insbesondere auf Komparatorschaltungen, die bei integrierten Schaltungsvorrichtungen verwendet werden.
  • Integrierte Schaltungsvorrichtungen (IC = integrated circuit) verwenden Komparatorschaltungen für eine Vielfalt von Zwecken. Als ein Beispiel kann eine IC-Vorrichtung, wie beispielsweise eine Dynamischer-Direktzugriffsspeicher-Vorrichtung (DRAM-Vorrichtung; DRAM = dynamic random access memory) eine Komparatorschaltung verwenden, um den Zustand eines Eingangssignals (z. B. eines internen Steuersignals) durch ein Vergleichen des Spannungspegels des Eingangsspannungssignals gegen ein Referenzspannungssignal zu bestimmen. Eine derartige Komparatorschaltung ist gewöhnlich unter Verwendung eines Differenzverstärkers implementiert, der ein Ausgangssignal durch ein Verstärken der Differenz zwischen dem Eingangssignal und dem Referenzspannungssignal erzeugt.
  • 1A stellt ein Beispiel einer herkömmlichen Komparatorschaltung 100A dar, die eine Differenzverstärkerschaltung verwendet, um ein Ausgangssignal VOUT zu erzeugen, das den Zustand eines Eingangssignals VIN relativ zu einer Referenzspannung VREF angibt. Der Differenzverstärker umfasst eine Anordnung von PMOS-Lasttransistoren (MPA und MPB) und NMOS-Eingangstransistoren (MNA und MNB). Der Differenzverstärker erzeugt das Eintakt-Ausgangssignal VOUT, das eine Verstärkung der Differenz zwischen VREF und VIN darstellt.
  • Falls in Betrieb der Spannungspegel von VREF größer als der Spannungspegel von VIN ist, ist der durch MNA fließende Strom (IA) größer als der durch MNB fließende Strom (IB) und somit ist das Potential an dem Ausgangsknoten B hoch. Falls jedoch der Spannungspegel von VREF geringer als VIN ist, ist der durch MNA fließende Strom (IA) geringer als der durch MNB fließende Strom (IB) und somit ist das Potential an dem Ausgangsknoten B niedrig. Leider leidet bei dieser Anordnung der Differenzverstärker unter einem konstanten Stromverbrauch (IREF) ungeachtet des Zustands des Eingangssignals VIN.
  • 1B stellt ein Beispiel eines anderen Typs einer herkömmlichen Komparatorschaltung 100B dar, die eine Differenzverstärkerschaltung mit PMOS-Eingangstransistoren (MPA und MPB) verwendet. Falls bei dieser Anordnung der Spannungspegel von VREF geringer als der Spannungspegel von VIN ist, ist der durch MPA fließende Strom (IA) größer als der durch MPB fließende Strom (IB) und ist somit das Potential bei dem Ausgangsknoten B hoch. Falls der Spannungspegel von VREF größer als VIN ist, ist der durch MPA fließende Strom (IA) geringer als der durch MPB fließende Strom (IB) und ist somit das Potential bei dem Ausgangsknoten B niedrig. Leider leidet auch der Differenzverstärker bei dieser Anordnung unter einem konstanten Stromverbrauch (IREF) von einer Komparatorschaltung 110B ungeachtet des Zustands des Eingangssignals VIN.
  • Dieser konstante Stromverbrauch macht ein Verwenden dieser Typen von Komparatoren bei Anwendungen problematisch, die einen minimalen Leistungsverbrauch erfordern, wie beispielsweise bei DRAM-Vorrichtungen, die bei tragbarer Elektronik verwendet werden, wie beispielsweise Laptop-Computern, Mobiltelefonen und Personaldigitalassistenten (PDAs; PDA = personal digital assistant). Folglich gibt es einen Bedarf nach einer Komparatorschaltung mit einem reduzierten Stromverbrauch.
    •
  • Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Komparatorschaltung, eine Oszillatorschaltung und eine Speichervorrichtung mit verbesserten Charakteristika zu schaffen.
  • Diese Aufgabe wird durch eine Komparatorschaltung gemäß Anspruch 1, eine Oszillatorschaltung gemäß Anspruch 10 und eine Speichervorrichtung gemäß Anspruch 17 gelöst.
  • Die vorliegende Erfindung sieht allgemein Komparatorschaltungen mit einem reduzierten Stromverbrauch und andere Schaltungen, die dieselben verwenden, vor.
  • Ein Ausführungsbeispiel sieht eine Komparatorschaltung vor, die allgemein eine Stromquelle, einen Differenzverstärker und einen Schalttransistor umfasst. Der Differenzverstärker stellt ein Ausgangsspannungssignal bereit, das einen Spannungspegel eines Eingangsspannungssignals, das an einen ersten Eingangstransistor angelegt ist, relativ zu einem Referenzspannungssignal angibt, das an einen zweiten Eingangstransistor angelegt ist, wobei der erste und der zweite Eingangstransistor bei einem gemeinsamen Knoten gekoppelt sind. Der Schalttransistor ist positioniert, um den Fluss von Strom zwischen der Stromquelle und dem gemeinsamen Knoten ansprechend auf ein Schaltspannungssignal zu verhindern, das an den Schalttransistor angelegt ist, wobei das Schaltspannungssignal von dem Eingangsspannungssignal abgeleitet ist.
  • Ein anderes Ausführungsbeispiel sieht eine Oszillatorschaltung vor, die allgemein einen Kondensator, der eine erste Spannung aufgrund einer gespeicherten Ladung aufweist, eine erste Stromquelle, um den Kondensator zu laden, und eine Komparatorschaltung zum Bereitstellen eines Ausgangsspannungssignals umfasst, das die Kondensatorspannung, die an einen ersten Eingangstransistor angelegt ist, relativ zu einem Referenzspannungssignal angibt, die an einen zweiten Eingangstransistor angelegt ist, wobei der erste und der zweite Eingangstransistor bei einem gemeinsamen Knoten gekoppelt sind. Ein Schalttransistor ist positioniert, um den Fluss von Strom zwischen einer zweiten Stromquelle und dem gemeinsamen Knoten ansprechend auf ein Schaltspannungssignal zu verhindern, das an den Schalttransistor angelegt ist, wobei das Schaltspannungssignal von der Kondensatorspannung abgeleitet ist. Ein Vorladungstransistor ist positioniert, um den Kondensator ansprechend auf ein Vorladungssignal zu entladen, das von dem Ausgangsspannungssignal abgeleitet ist.
  • Ein anderes Ausführungsbeispiel sieht eine Speichervorrichtung vor, die allgemein eine Mehrzahl von Speicherzellen, eine Schaltungsanordnung zum Auffrischen der Speicherzellen ansprechend auf ein gepulstes Auffrischsignal und eine Oszillatorschaltung zum Erzeugen des gepulsten Hochfrequenzsignals umfasst. Die Oszillatorschaltung umfasst allgemein einen Kondensator, der eine Spannung aufgrund einer gespeicherten Ladung aufweist, eine erste Stromquelle, um den Kondensator zu laden, eine Komparatorschaltung zum Bereitstellen eines Ausgangsspannungssignals, das die Kondensatorspannung, die an einen ersten Eingangstransistor angelegt ist, relativ zu einem Referenzspannungssignal angibt, das an einen zweiten Eingangstransistor angelegt ist, wobei der erste und der zweite Eingangstransistor bei einem gemeinsamen Knoten gekoppelt sind. Ein Schalttransistor ist positioniert, um den Fluss von Strom zwischen einer zweiten Stromquelle und dem gemeinsamen Knoten ansprechend auf ein Schaltspannungssignal zu verhindern, das an den Schalttransistor angelegt ist, wobei das Schaltspannungssignal von der Kondensatorspannung abgeleitet ist. Die Oszillatorschaltung umfasst ferner einen Pulsgenerator zum Erzeugen des gepulsten Auffrischsignals ansprechend auf eine Veränderung bei dem Ausgangsspannungssignal und einen Vorladungstransistor, der positioniert ist, um den Kondensator ansprechend auf ein Vorladungssignal zu entladen, das von dem Ausgangsspannungssignal abgeleitet ist.
  • Damit die oben dargelegten Merkmale der vorliegenden Erfindung detailliert verstanden werden können, kann eine speziellere Beschreibung der Erfindung, die oben kurz zusammengefasst ist, durch Bezugnahme auf Ausführungsbeispiele erhalten werden, von denen einige in den beigefügten Zeichnungen dargestellt sind. Es ist jedoch zu beachten, dass die beigefügten Zeichnungen lediglich typische Ausführungsbeispiele dieser Erfindung darstellen und deshalb nicht als den Schutzbereich derselben begrenzend zu betrachten sind, da die Erfindung andere gleich wirksame Ausführungsbeispiele zulassen kann.
    •
  • Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
  • 1A und 1B exemplarische Komparatorschaltungen gemäß dem Stand der Technik;
  • 2A–2C exemplarische Komparatorschaltungen gemäß Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung;
  • 3A und 3B exemplarische Zeitdiagramme entsprechend der Komparatorschaltung von 2A bzw. 2B gemäß Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung;
  • 4 eine Dynamischer-Direktzugriffsspeicher-Vorrichtung (DRAM-Vorrichtung), die eine exemplarische Oszillatorschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung verwendet; und
  • 5 ein exemplarisches Zeitdiagramm entsprechend der Oszillatorschaltung von 4.
  • Die vorliegende Erfindung sieht allgemein eine Komparatorschaltung mit einem reduzierten Stromverbrauch relativ zu herkömmlichen Komparatorschaltungen vor. Wie vorhergehend beschrieben, verbrauchen herkömmliche Komparatorschaltun gen, die Differenzverstärker verwenden, einen Strom ungeachtet des Spannungspegels des Eingangssignals. Im Gegensatz dazu können Komparatorschaltungen gemäß der vorliegenden Erfindung einen Stromverbrauch durch ein Verhindern eines Stromflusses über einen Schalttransistor ansprechend auf den Spannungspegel des Eingangssignals reduzieren.
  • Bei einigen Ausführungsbeispielen kann der Schalttransistor den Fluss eines Stroms in einem Stromweg zwischen einem gemeinsamen Knoten von Eingangstransistoren und einer Stromquelle verhindern, wenn der Spannungspegel des Eingangssignals einen Schwellenpegel unterschreitet (oder überschreitet). Wie es unten detaillierter beschrieben wird, können derartige Komparatorschaltungen als Bausteine bei einer Vielfalt von Schaltungen verwendet werden, wie beispielsweise Oszillatorschaltungen. Derartige Oszillatorschaltungen können in DRAM-Vorrichtungen beispielsweise verwendet werden, um ein periodisches Signal für eine Verwendung bei selbstauffrischenden DRAM-Speicherzellen zu erzeugen, während ein Stromverbrauch während Selbstauffrischoperationen reduziert ist.
  • Eine exemplarische Komparatorschaltung
  • 2A stellt eine Komparatorschaltung 200A dar, die eine Differenzverstärkerschaltung und einen NMOS-Schalttransistor MND verwendet, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Komparatorschaltung 200A ist konfiguriert, um ein Ausgangssignal VOUT zu erzeugen, das den Spannungspegel eines Eingangssignals VIN relativ zu einem Referenzspannungspegel VREF angibt.
  • Durch ein Positionieren des Schalttransistors MND in einem Stromweg zwischen einem gemeinsamen Knoten A der Eingangstransistoren MNA und MNB und einer Stromquelle 210A kann jedoch ein Stromverbrauch der Komparatorschaltung 200A reduziert werden. Durch ein Anlegen des Eingangsspannungs signals VIN an das Gate des Schalttransistors MND z. B., wie es dargestellt ist, fließt ein Strom in dem Stromweg nur, wenn VIN die Schaltschwellenspannung (VT–N) des Schalttransistors MND, typischerweise 0,4 V bis 0,5 V, überschreitet. Während VIN unter VT–N ist, gibt es somit keinen Stromverbrauch bei dem Komparator 200A (wobei Leckströme ignoriert werden).
  • Ein Betrieb der Komparatorschaltung 200A kann mit Bezug auf 3A beschrieben werden, die ein Zeitdiagramm von VOUT und des Stromflusses durch den Stromweg (IA + IB) über VIN ist. Wie es dargestellt ist, ist VOUT anfänglich hoch, ist VIN anfänglich niedrig und ist VREF über dem Schwellenspannungspegel des Schalttransistors MND gesetzt. Während VIN unter der Schwellenspannung von VND ist, gibt es keinen Stromverbrauch (d. h. IA + IB = 0). Wenn sich VIN einmal über VT–N erhöht, wird der Schalttransistor MND eingeschaltet und ein Stromfluss durch den Stromweg erhöht sich auf IREF.
  • Während der Stromfluss durch den Stromweg im Wesentlichen konstant bleiben sollte, während MND eingeschaltet ist, ist, solange VIN unter VREF liegt, der Stromfluss durch MNA (IA) größer als der Stromfluss durch MNB (IB) und VOUT bleibt hoch. Wenn jedoch VIN einmal über VREF ansteigt, ist der Stromfluss durch MNB größer als der Stromfluss durch MNA und VOUT geht zu niedrig über. Wenn sich VIN unter VREF und weiter unter VT–N verringert, kehrt, wie es dargestellt ist, VOUT zu hoch zurück und der Stromfluss kehrt wieder zu Null zurück.
  • 2B stellt eine Komparatorschaltung 200B dar, die in einem Betrieb der Komparatorschaltung 200A ähnlich ist, aber eine Differenzverstärkerschaltung und einen PMOS-Schalttransistor MPD verwendet. Wie es dargestellt ist, kann der MPD zwischen einer Stromquelle 210B und den PMOS-Eingangstransistoren MPA und MPB positioniert sein, wobei VIN an das Gate von MPD angelegt ist. Somit kann eine Stromentnahme der Komparatorschaltung 200B reduziert sein, wenn VIN über der Schwellenspannung von MPD (VT–P) liegt.
  • Ein Betrieb der Komparatorschaltung 200B kann mit Bezug auf das folgende Zeitdiagramm, das in 3B gezeigt ist, beschrieben werden. Wie es dargestellt ist, ist VIN anfänglich hoch, ist VOUT anfänglich niedrig und ist VREF über VT–P gesetzt. Während VIN über VT–P bleibt, gibt es keinen Stromverbrauch (d. h. IA + IB = 0). Wenn VIN einmal unter VT–P fällt, wird der Schalttransistor MPD eingeschaltet und ein Stromfluss erhöht sich auf IREF. Wenn VIN zu dieser Zeit unter VREF ist, wird ferner der Stromfluss durch MPA (IA) größer als der Stromfluss durch MPB (IB) und somit geht das Potential bei einem Ausgangsknoten B zu hoch über. Wie es dargestellt ist, kehrt, wenn sich VIN über VT–P und VREF erhöht, der Stromfluss erneut zu Null zurück und kann VOUT zu niedrig übergehen. Bei diesem Szenario überschreitet IB IA eventuell niemals, wenn VIN bereits unter VREF ist, wenn MPD eingeschaltet ist. Um somit die erwünschten Anfangsbedingungen von VIN und VOUT zu erhalten, können Vorladungstransistoren MPC und MNC verwendet werden, um VIN und VOUT auf VSS bzw. GND zu initialisieren.
  • Ob eine Komparatorschaltung mit einem NMOS-Schalttransistor (200A) oder einem PMOS-Schalttransistor (200B) verwendet wird, kann von einer speziellen Anwendung abhängen. Mit anderen Worten können Anwendungen, bei denen VIN wahrscheinlich die meiste Zeit niedrig (unter VT–N) ist, größere Stromeinsparungen mit einem NMOS-Schalttransistor erreichen, während Anwendungen, bei denen VIN wahrscheinlich die meiste Zeit hoch (über VT–P) ist, größere Stromeinsparungen mit einem PMOS-Schalttransistor erreichen können. Bei einigen Anwendungen, die eine Mehrzahl von Eingangsspannungssignalen verwenden, kann eine Kombination von Komparatorschaltungen, die sowohl NMOS- als auch PMOS-Schalttransistoren verwenden, verwendet werden.
  • Bei einigen Ausführungsbeispielen kann das Eingangssignal VIN auf einen erwünschten Wert vorgeladen sein, der in der Verhinderung eines Stromflusses resultieren kann. Wie es z. B. in 2A dargestellt ist, kann VIN über einen NMOS-Vorladungstransistor MNC während einer hohen Periode eines Vorladungssignals (PRE) zu Masse vorgeladen werden, wobei MND ausgeschaltet wird. VIN kann dann auf eine bestimmte Spannung, gerade über VREF, wie beispielsweise 1 V, erhöht werden. Bis VIN VT–N erreicht, ist MND ausgeschaltet und verbraucht der Differenzverstärker somit keinen Strom. Um eine ähnliche Wirkung in 2B zu erreichen, kann VIN während einer niedrigen Periode eines Vorladungssignals bPRE über einen PMOS-Vorladungstransistor MPC zu einer Leistungsversorgungsspannung (VSS) vorgeladen werden, wobei MPD ausgeschaltet wird. Wie es dargestellt ist, können auch Ausgangssignale VOUT z. B. unter Verwendung von Komplementärtransistoren und Signalen zu diesen vorgeladen werden, die verwendet werden, um VIN vorzuladen.
  • Bei einigen Ausführungsbeispielen kann, anstelle VIN direkt an den Schalttransistor (z. B. MPD oder MPN) anzulegen, eine Schaltspannung von VIN abgeleitet werden, die eine größere Steuerung des Schaltpunkts liefern kann. Wie es z. B. in 2C dargestellt ist, kann eine Spannungserzeugungsschaltung, wie beispielsweise ein Spannungsteiler 320, verwendet werden, um eine Schaltspannung, die an den Schalttransistor MND angelegt werden soll, als eine Funktion von VIN zu erzeugen. Die Werte von Widerständen R1 und R2 des Spannungsteilers 320 können ausgewählt sein, um wirksam zu bewirken, dass MND den Strom bei einem erwünschten höheren Spannungspegel von VIN ausschaltet, als wenn VIN an das Gate von NMD direkt angelegt wäre.
  • Eine exemplarische Oszillatorschaltung
  • Komparatorschaltungen, wie beispielsweise dieselben, die in 2A–2C dargestellt sind, können bei einem Reduzieren von Strom bei Anwendungen besonders wirksam sein, bei denen sich VIN langsam erhöht oder verringert und eine relativ niedrige Frequenzoszillation aufweist, da der Stromverbrauch bei derartigen Anwendungen die meiste Zeit ausgeschaltet sein kann. Eine derartige Anwendung besteht darin, einen Stromverbrauch bei einer Oszillatorschaltung zu reduzieren, wie beispielsweise dem in 4 gezeigten Selbstauffrischoszillator 400, der verwendet wird, um Selbstauffrischanforderungssignale zu erzeugen. Wie es dargestellt ist, kann eine Auffrischsteuerschaltungsanordnung 402 die Auffrischanforderungssignale empfangen und ansprechend darauf eine Zeile von Speicherzellen 404 auffrischen. Die Auffrischsteuerschaltungsanordnung kann irgendeine geeignete Schaltungsanordnung umfassen, wie beispielsweise einen Zeilenadresszähler (RAC; RAC = row address counter), der konfiguriert ist, um einen Zählwert bei jeder Auffrischanforderung zu inkrementieren, und eine Zeilenadressdecodiererschaltungsanordnung, um eine Adresse einer Zeile von Speicherzellen 404, die aufgefrischt werden sollen, basierend auf einem Zähler zu erzeugen.
  • Die Oszillatorschaltung 410 kann mit gleichzeitiger Bezugnahme auf 4 und das entsprechende, in 5 gezeigte Zeitdiagramm beschrieben werden, das die Beziehung zwischen VIN, VOUT, REFRESH_REQUEST- (Auffrischanforderungs-) und PRECHARGE- (Vorladungs-) Signalen darstellt. Während das Zeitdiagramm der Zeitsteuerung der Komparatorschaltungen 200A und 200C entspricht, die NMOS-Schalttransistoren verwenden, ist klar, dass Komparatorschaltungen, die PMOS-Schalttransistoren (und/oder Vorladungstransistoren) verwenden, ebenfalls verwendet werden könnten. Wie es dargestellt ist, ist VOUT anfänglich hoch und ist VIN niedrig, was bewirkt, dass MND ausgeschaltet wird, wobei ein Stromfluss des Komparators (IC = 0) abgeschnitten wird.
  • Zu einer Zeit t = 0 wird ein Schalter 403 (z. B. gesteuert durch ein Selbstauffrischfreigabesignal) geschlossen, wobei bewirkt wird, dass ein Stromfluss IS von einer Stromquelle 404 einen Kondensator C lädt, dessen gespeicherte Ladung in dem Spannungssignal VIN resultiert. Folglich beginnt VIN mit einer Rate zu steigen, die durch die Größe von C und den Strom IS bestimmt ist. Wie es in 5 dargestellt ist, schaltet sich MND ein und steigt IC auf IREF (von einer Stromquelle 413), wenn VIN einmal über VT–N ansteigt. Wenn VIN einmal über VREF ansteigt, geht VOUT zu niedrig über, wobei bewirkt wird, dass ein Pulsgenerator 412 einen REFRESH_REQUEST-Puls erzeugt.
  • Wie es in 5 dargestellt ist, kann das REFRESH_REQUEST-Signal über eine Verzögerungsschaltung 414 (die eine Verzögerungsperiode TD aufweist) zu einem Vorladungstransistor MNC rückgekoppelt werden, um VIN auf Masse vorzuladen (wobei der Kondensator C entladen wird), wobei wiederum bewirkt wird, dass IC fällt und VOUT steigt. Wenn sich der Kondensator C lädt und VIN ansteigt, wiederholt sich dieser Zyklus periodisch, wobei REFRESH_REQUEST-Pulse bewirkt werden, die durch die Auffrischperiode TRP voneinander beabstandet sind. Die Auffrischperiode TRP kann somit durch ein Steuern der Rate, mit der VIN ansteigt (z. B. über C und IS), und die ausgewählten Werte für VREF und die Verzögerungsperiode TD gesteuert werden.
  • Schlussfolgerung
  • Die Oszillatorschaltung 410 stellt nur eine spezielle, aber nicht einschränkende Anwendung für eine Komparatorschaltung mit einem reduzierten Stromverbrauch dar. Fachleute auf dem Gebiet erkennen, dass derartige Komparatorschaltungen bei einer Vielfalt von Vorrichtungen verwendet werden können, die von einem reduzierten Stromverbrauch profitieren könnten, wie beispielsweise unterschiedliche Typen eines Speichers, von Prozessoren oder Logikvorrichtungen eines anderen Typs.
  • Während das Vorhergehende auf Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung gerichtet ist, können andere und weitere Ausführungsbeispiele der Erfindung entwickelt werden, ohne von dem grundlegenden Schutzbereich derselben abzuweichen, und der Schutzbereich derselben ist durch die folgenden Ansprüche definiert.

Claims (20)

  1. Komparatorschaltung (200A; 200B), die folgende Merkmale aufweist: eine Stromquelle (210A; 210B); einen Differenzverstärker zum Bereitstellen eines Ausgangsspannungssignals (VOUT), das einen Spannungspegel eines Eingangsspannungssignals (VIN), das an einen ersten Eingangstransistor angelegt ist, relativ zu einem Referenzspannungssignal (VREF), das an einen zweiten Eingangstransistor angelegt ist, angibt, wobei der erste und der zweite Eingangstransistor bei einem gemeinsamen Knoten gekoppelt sind; und einen Schalttransistor (MND; MPD), der positioniert ist, um den Fluss von Strom zwischen der Stromquelle (210A, 210B) und dem gemeinsamen Knoten ansprechend auf ein Schaltspannungssignal zu verhindern, das an den Schalttransistor (MND; MPD) angelegt ist, wobei das Schaltspannungssignal von dem Eingangsspannungssignal (VIN) abgeleitet ist.
  2. Komparatorschaltung gemäß Anspruch 1, bei der der Schalttransistor ein NMOS-Transistor ist, der positioniert ist, um den Fluss von Strom zwischen der Stromquelle und dem gemeinsamen Knoten zu verhindern, wenn das Schaltspannungssignal unter eine Schwellenspannung des NMOS-Transistors fällt.
  3. Komparatorschaltung gemäß Anspruch 2, bei der der erste und der zweite Eingangstransistor NMOS-Transistoren sind.
  4. Komparatorschaltung gemäß Anspruch 1, bei der der Schalttransistor ein PMOS-Transistor ist, der positioniert ist, um den Fluss von Strom zwischen der Strom quelle und dem gemeinsamen Knoten zu verhindern, wenn die Schaltspannung über einer Schwellenspannung des PMOS-Transistors ist.
  5. Komparatorschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, die ferner einen Vorladungstransistor aufweist, um das Eingangsspannungssignal (VIN) zu einem vorbestimmten Wert vorzuladen.
  6. Komparatorschaltung gemäß Anspruch 5, bei der der Vorladungstransistor auf ein Spannungssignal anspricht, das von dem Ausgangsspannungssignal (VOUT) abgeleitet ist.
  7. Komparatorschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, bei der das Eingangsspannungssignal (VIN) direkt an ein Gate des Schalttransistors als das Schaltspannungssignal angelegt ist.
  8. Komparatorschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, die ferner eine Spannungsgeneratorschaltung zum Ableiten des Schaltspannungssignals von dem Eingangsspannungssignal (VIN) aufweist.
  9. Komparatorschaltung gemäß Anspruch 8, bei der die Spannungsgeneratorschaltung eine Spannungsteilerschaltung (320) aufweist.
  10. Oszillatorschaltung (410), die folgende Merkmale aufweist: einen Kondensator (C) zum Speichern einer Ladung, was in einer Kondensatorspannung resultiert; eine erste Stromquelle (404), um den Kondensator (C) zu laden; eine Komparatorschaltung (200A; 200B) zum Bereitstellen eines Ausgangsspannungssignals (VOUT), das die Kondensatorspannung, die an einen ersten Eingangstransistor angelegt ist, relativ zu einem Referenzspannungssignal (VREF) angibt, das an einen zweiten Eingangstransistor angelegt ist, wobei der erste und der zweite Eingangstransistor bei einem gemeinsamen Knoten gekoppelt sind; einen Schalttransistor, der positioniert ist, um den Fluss von Strom zwischen einer zweiten Stromquelle und dem gemeinsamen Knoten ansprechend auf ein Schaltspannungssignal zu verhindern, das an den Schalttransistor angelegt ist, wobei das Schaltspannungssignal von der Kondensatorspannung abgeleitet ist; und einen Vorladungstransistor, der positioniert ist, um den Kondensator (C) ansprechend auf ein Vorladungssignal zu entladen, das von dem Ausgangsspannungssignal (VOUT) abgeleitet ist.
  11. Oszillatorschaltung (410) gemäß Anspruch 10, bei der der Schalt- und der Vorladungstransistor NMOS-Transistoren sind.
  12. Oszillatorschaltung (410) gemäß Anspruch 10, bei der der Schalt- und der Vorladungstransistor PMOS-Transistoren sind.
  13. Oszillatorschaltung (410) gemäß einem der Ansprüche 10 bis 12, die ferner einen Pulsgenerator (412) aufweist, der positioniert ist, um ansprechend auf eine Veränderung bei dem Ausgangsspannungssignal (VOUT) einen Puls zu erzeugen.
  14. Oszillatorschaltung (410) gemäß Anspruch 13, die ferner eine Verzögerungsschaltung (414) aufweist, um das Vorladungssignal ansprechend auf einen Puls zu erzeugen, der durch den Pulsgenerator (412) erzeugt zeugen, der durch den Pulsgenerator (412) erzeugt wird.
  15. Oszillatorschaltung (410) gemäß einem der Ansprüche 10 bis 14, bei der die Kondensatorspannung direkt an ein Gate des Schalttransistors als das Schaltspannungssignal angelegt ist.
  16. Oszillatorschaltung (410) gemäß einem der Ansprüche 10 bis 15, die ferner eine Spannungsgeneratorschaltung zum Ableiten des Schaltspannungssignals von der Kondensatorspannung aufweist.
  17. Speichervorrichtung, die folgende Merkmale aufweist: eine Mehrzahl von Speicherzellen; eine Schaltungsanordnung zum Auffrischen der Speicherzellen ansprechend auf ein gepulstes Auffrischsignal; und eine Oszillatorschaltung, die folgende Merkmale aufweist: eine erste Stromquelle, um einen Kondensator zu laden, was in einer Kondensatorspannung resultiert; eine Komparatorschaltung zum Bereitstellen eines Ausgangsspannungssignals, das die Kondensatorspannung, die an einen ersten Eingangstransistor angelegt ist, relativ zu einem Referenzspannungssignal angibt, das an einen zweiten Eingangstransistor angelegt ist, wobei der erste und der zweite Eingangstransistor bei einem gemeinsamen Knoten gekoppelt sind; einen Schalttransistor, der positioniert ist, um den Fluss von Strom zwischen einer zweiten Stromquelle und dem gemeinsamen Knoten ansprechend auf ein Schaltspannungssignal zu verhindern, das an den Schalttransistor angelegt ist, wobei das Schaltspannungssignal von der Kondensatorspannung abgeleitet ist; einen Pulsgenerator zum Erzeugen des gepulsten Auffrischsignals ansprechend auf eine Veränderung bei dem Ausgangsspannungssignal; und einen Vorladungstransistor, der positioniert ist, um den Kondensator ansprechend auf ein Vorladungssignal zu entladen, das von dem Ausgangsspannungssignal abgeleitet ist.
  18. Speichervorrichtung gemäß Anspruch 17, bei der das gepulste Auffrischsignal eine Periode aufweist, die von einem Wert des Kondensators und einer Größe der ersten Stromquelle abhängig ist.
  19. Speichervorrichtung gemäß Anspruch 17 oder 18, bei der die Oszillatorschaltung ferner eine Verzögerungsschaltung aufweist, um das Vorladungssignal ansprechend auf einen Auffrischsignalpuls zu erzeugen, der durch den Pulsgenerator erzeugt wird.
  20. Speichervorrichtung gemäß einem der Ansprüche 17 bis 19, bei der die Kondensatorspannung direkt an ein Gate des Schalttransistors als das Schaltspannungssignal angelegt wird.
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