DE10106767A1 - Spannungsdetektionsschaltung und Anhebespannungspegel-Bereitstellungsverfahren für ein Halbleiterspeicherbauelement - Google Patents

Abstract

Die Erfindung bezieht sich auf eine Spannungsdetektionsschaltung für ein Halbleiterspeicherbauelement und auf ein diesbezügliches Verfahren zur Bereitstellung eines angehobenen Spannungspegels. DOLLAR A Erfindungsgemäß sind ein erster Spannungsgenerator (100) zur Bereitstellung eines Referenzsignals, ein zweiter Spannungsgenerator (200) zur Bereitstellung eines Vergleichssignals, ein Differenzverstärker (300) zur Bereitstellung eines verstärkten Spannungssignals abhängig von der Spannungsdifferenz zwischen Referenz- und Vergleichssignal, eine an das verstärkte Signal gekoppelte Bypassschaltung (350) zur Bereitstellung eines Strompfads für das verstärkte Signal abhängig vom Vergleichssignal und ein Treiberschaltkreis (400) vorgesehen, der das verstärkte Signal empfängt und ein Spannungspegeldetektionssignal (DET) liefert. DOLLAR A Verwendung z. B. in DRAM-Halbleiterbauelementen.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Spannungsdetektionsschal­ tung, insbesondere zur Erkennung eines Spannungsanhebungspe­ gels in einem Halbleiterspeicherbauelement, und auf ein Ver­ fahren zur Bereitstellung eines angehobenen Spannungspegels für ein Halbleiterspeicherbauelement.

Halbleiterspeicherbauelemente hoher Kapazität, wie dynamische Speicher mit wahlfreiem Zugriff (DRAMs), verwenden eine nied­ rige Spannungsversorgung, um den Stromverbrauch zu verringern und die Zuverlässigkeit zu erhöhen. In solchen Bauelementen ist es wünschenswert, eine angehobene Spannung (VPP) zu ver­ wenden, um die Übertragungseigenschaften bestimmter Schalt­ kreise zu verbessern. Beispielsweise wird eine angehobene Spannung VPP als Speisespannung zum Treiben von Wortleitungen mit Spannungen höher als der niedrige Spannungspegel der nied­ rigen Spannungsversorgung benutzt, um einen genauen und zuver­ lässigen Betrieb von Wortleitungstreiberschaltkreisen sicher­ zustellen.

Zur Erzeugung der angehobenen Spannung VPP wird in derartigen Halbleiterspeicherbauelementen ein VPP-Generator verwendet. Dieser beinhaltet eine Pumpschaltung, die von einem Oszillator getrieben wird, und eine VPP-Pegeldetektionsschaltung, die den Betrieb des Oszillators steuert. Die VPP-Pegeldetektionsschal­ tung detektiert den VPP-Pegel, der normalerweise durch die Be­ nutzung der VPP-Spannung festgelegt ist, und vergleicht ihn mit einem VPP-Sollpegel. Wenn der VPP-Pegel den Sollpegel er­ reicht, aktiviert die Detektionsschaltung ein Detektions­ signal, das bewirkt, dass der Betrieb des Oszillators gestoppt wird. Dies wiederum bewirkt, dass die Pumpschaltung den Pump­ betrieb stoppt. Während die Pumpschaltung deaktiviert ist, fällt der VPP-Spannungspegel ab, da die VPP-Spannung als eine Spannungsquelle benutzt wird. Wenn der VPP-Spannungspegel un­ ter den VPP-Sollpegel abfällt, deaktiviert die Detektions­ schaltung das Detektionssignal, was dazu führt, dass die Pump­ schaltung den Pumpbetrieb wieder aufnimmt.

Bei Verwendung einer angehobenen Spannung VPP ist es wichtig, einen exakten Sollpegel zu bekommen, da ein gegenüber dem Sollpegel unnötigerweise höherer oder niedrigerer VPP-Pegel in einem erhöhten Leistungsverbrauch, einer erhöhten Bauelement­ belastung und einem nicht zufriedenstellenden Transistorleis­ tungsvermögen resultieren kann. Daher wird eine genaue und stabile Detektionsschaltung benötigt.

Eine herkömmliche VPP-Pegeldetektionsschaltung eines Halblei­ terspeicherbauelements ist in Fig. 1 illustriert. Wie daraus ersichtlich, umfasst diese Detektionsschaltung einen Span­ nungsgenerator 10 zur Erzeugung einer Vergleichsspannung sowie einen Treiberschaltkreis 20 zur Detektion eines VPP-Sollpegels und zur Erzeugung eines Spannungspegeldetektionssignals DET. Der Spannungsgenerator 10 beinhaltet seriell geschaltete NMOS- Transistoren 11, 12 und 13. Ein Ende des Spannungsgenerators 10 ist an eine Speisespannung VDD angekoppelt, und ein gegen­ überliegendes Ende ist an eine Massespannung VSS angekoppelt.

Eine Gate-Elektrode des Transistors 12 ist mit der Versor­ gungsspannung VDD verbunden, während die Gate-Elektroden der Transistoren 11 und 13 mit der angehobenen Spannung VPP ver­ bunden sind. Der Treiberschaltkreis 20 beinhaltet drei Inver­ ter 21, 22 und 23. Ein Eingang des Inverters 21 ist mit einem Knoten A verbunden. Mit den Bezeichnungen R1, R2 und R3 für die äquivalenten Widerstandswerte des Source-Drain-Pfades der Transistoren 11, 12 bzw. 13 lässt sich die Spannung am Knoten A durch folgende Gleichung ausdrücken:

VA = VDD.{(R2+R3)/(R1+R2+R3)}.

Mit Anwachsen des VPP-Pegels, d. h. des Pegels der angehobenen Spannung, verringern sich die Widerstandswerte der Transisto­ ren 11 und 12, da ihre Gate-Elektroden mit der angehobenen Spannung VPP verbunden sind. Hingegen verändert sich der Wi­ derstandswert des Transistors 12 praktisch nicht, da seine Ga­ te-Elektrode mit der Speisespannung VDD verbunden ist, die ei­ nen speziellen festgehaltenen Wert aufweist. Mit anwachsendem VPP-Pegel steigt folglich auch der Spannungspegel am Knoten A.

Die logische Schwellenspannung eines p-leitenden MOS(PMOS)- oder eines n-leitenden MOS(NMOS)-Inverters ist durch dessen Breiten/Längen-Verhältnis bestimmt. Ein Inverter beginnt, sei­ nen Ausgangszustand um die logische Schwellenspannung herum zu ändern. Wenn der Spannungspegel am Knoten A höher als der lo­ gische Schwellenspannungspegel des Inverters 21 wird, wird folglich das vom Inverter 23 abgegebene Spannungspegeldetekti­ onssignal DET niedrig, so dass das Spannungspegeldetektions­ signal DET den Pumpbetrieb stoppt. Wenn der Spannungspegel am Knoten A niedriger als die logische Schwellenspannung wird, gelangt hingegen das Spannungspegeldetektionssignal DET auf hohen Pegel, und der Pumpbetrieb beginnt wieder. Um den Be­ trieb zur Detektion des VPP-Sollpegels zu implementieren, kann der Spannungspegel des Knotens A am VPP-Sollpegel um die logi­ sche Schwellenspannung des Inverters 21 herum eingestellt wer­ den, indem die Abmessungen der Transistoren 11, 12 und 13 so­ wie des Inverters 21 entsprechend gesteuert werden.

Allerdings weist die herkömmliche, oben beschriebene Detekti­ onsschaltung eine Anzahl von Schwierigkeiten auf. So ist diese Detektionsschaltung unter anderem empfindlich gegenüber Pro­ zess- und Temperaturschwankungen. Die Spannung am Knoten A beim VPP-Sollpegel und die logische Schwellenspannung des In­ verters 21 variieren beispielsweise mit Prozess- und Tempera­ turschwankungen. Außerdem kann es sein, dass diese beiden Spannungen durch Prozess- und Temperaturschwankungen in ver­ schiedene Richtungen voneinanderweg verschoben werden, da der Inverter 21 sowohl PMOS- als auch NMOS-Transistoren beinhal­ tet, während der Spannungsgenerator 10 nur NMOS-Transistoren enthält. Aufgrund dieser Probleme kann es sein, dass der VPP- Sollpegel nicht exakt detektiert wird.

Veränderungen des detektierten VPP-Pegels aufgrund von Pro­ zess- und Temperaturschwankungen sind während eines Testmodus bei hoher Spannung, wie einem Einbrenntestmodus, verglichen mit einem Normalbetriebsmodus, wie einem normalen Lese- oder Schreibmodus, sogar noch ernstzunehmender. Ein weiteres Prob­ lem während Testvorgängen bei hoher Spannung besteht darin, dass es schwierig ist, einen für einen Testmodus bei hoher Spannung geeigneten VPP-Sollpegel zu erhalten, da der Wider­ standswert des Spannungsgenerators 10 für den Normalbetriebs­ modus ausgelegt ist.

Schließlich ist die aus der Reaktion auf die Schwankung des VPP-Pegels resultierende Spannungsverstärkung am Knoten A so klein (ca. 0,1 bis 0,2), dass die Schwankung der logischen Schwellenspannung aufgrund von Prozess- und Temperaturschwan­ kungen den detektierten VPP-Pegel in kritischer Weise ändern kann. Mit anderen Worten ist die aus der Reaktion auf die VPP- Schwankung resultierende Änderung der Spannung am Knoten A im Vergleich zur Schwankung der logischen Schwellenspannung des Inverters 21 aufgrund von Prozess- und Temperaturschwankungen relativ gesehen so klein, dass bei Verwendung dieser herkömm­ lichen Konfiguration eventuell kein präziser Detektionsbetrieb realisiert werden kann.

Der Erfindung liegt als technisches Problem die Bereitstellung einer Spannungsdetektionsschaltung der eingangs genannten Art, die eine präzise und zuverlässige Detektion eines Spannungspe­ gels weitgehend unbeeinflusst von Prozess- und Temperatur­ schwankungen und/oder sowohl in einem Normalbetriebsmodus als auch in einem Testbetriebsmodus ermöglicht, und eines entspre­ chenden Verfahrens zur Bereitstellung eines stabilen angehobe­ nen Spannungspegels zugrunde.

Die Erfindung löst dieses Problem durch die Bereitstellung ei­ ner Spannungsdetektionsschaltung mit den Merkmalen des An­ spruchs 1 und eines Anhebespannungspegel-Bereitstellungsver­ fahrens mit den Merkmalen des Anspruchs 13.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unter­ ansprüchen angegeben.

Vorteilhafte, nachfolgend näher beschriebene Ausführungsformen der Erfindung sowie das zu deren besserem Verständnis oben er­ läuterte, herkömmliche Ausführungsbeispiel sind in den Zeich­ nungen dargestellt, in denen zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild einer herkömmlichen Spannungsdetekti­ onsschaltung,

Fig. 2 ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Spannungsdetek­ tionsschaltung,

Fig. 3 Schaltbilder verschiedener, erfindungsgemäß verwendba­ rer, diodenverschalteter MOS-Transistoren,

Fig. 4A ein Diagramm zur Veranschaulichung der Änderungen des VPP-Sollpegels in zwei verschiedenen Betriebsarten aufgrund von Prozess- und Temperaturschwankungen gemäß dem Stand der Technik und

Fig. 4B ein Diagramm entsprechend Fig. 4A, jedoch für das er­ findungsgemäße Ausführungsbeispiel.

Fig. 2 zeigt eine erfindungsgemäße Spannungsdetektionsschal­ tung, die einen ersten Spannungsgenerator 100, einen zweiten Spannungsgenerator 200, einen Differenzverstärker 300 und eine Bypassschaltung 350 aufweist. Ein Ausgang des ersten Span­ nungsgenerators 100 ist mit dem einen Eingang N1 des Diffe­ renzverstärkers 300 verbunden. Ein Ausgang des zweiten Span­ nungsgenerators 200 und ein Eingang der Bypassschaltung 350 sind mit dem anderen Eingang N2 des Differenzverstärkers 300 verbunden. Ein Ausgang der Bypassschaltung 350 ist mit dem Ausgang N3 des Differenzverstärkers 300 verbunden. Ein Trei­ berschaltkreis 400 ist ebenfalls an den Ausgang N3 des Diffe­ renzverstärkers 300 gekoppelt, und ein VPP-Generator 500 ist an einen Ausgang DET des Treiberschaltkreises 400 gekoppelt.

Der erste Spannungsgenerator 100 weist zwei Widerstände 101, 102 auf, die zwischen eine Speisespannung 1 und eine Masse­ spannung 2 eingeschleift sind und eine Referenzspannung am ersten Eingang des Differenzverstärkers in Abhängigkeit von der Speisespannung 1 bereitstellen. In analoger Weise beinhal­ tet der zweite Spannungsgenerator 200 zwei Widerstände 201, 202, die zwischen einen Pegel einer angehobenen Spannung VPP und die Massespannung 2 eingeschleift sind, und liefert eine Vergleichsspannung am zweiten Eingang N2 des Differenzverstär­ kers 300 in Abhängigkeit von Schwankungen im Pegel der angeho­ benen Spannung VPP. Der erste und der zweite Spannungsgenera­ tor 100, 200 wirken als Spannungsteiler für die Speisespannung 1 bzw. die Spannung VPP.

Der Differenzverstärker 300 weist einen Widerstand 301, zwei NMOS-Transistoren 302 und 303 sowie zwei PMOS-Transistoren 304 und 305 auf. Er ist zwischen eine Speisespannung 3 und die Massespannung 2 eingeschleift. Der Widerstand 301 wirkt als Stromquelle und kann alternativ durch einen MOS-Transistor implementiert sein.

Die Speisespannung 3 kann entweder gleich der Speisespannung 1 oder von dieser verschieden sein, abhängig von Rauschbetrach­ tungen. In Speicherbauelementen hoher Dichte ist es im allge­ meinen wünschenswert, für das Zellenfeld eine separate Speise­ spannung zu verwenden, um das Maß an Rauschen der Speisespan­ nung für externe Schaltkreise zu vermindern. Beispielsweise sind Zellenfelder häufig empfindlich für Rauschen einer Spei­ sespannung und benötigen daher oft eine stabile Speisespan­ nung, die von derjenigen für periphere Schaltkreise getrennt werden kann, in denen mehr Speisespannungsrauschen auftritt. Bevorzugt ist die Speisespannung für das Zellenfeld mit dem ersten Spannungsgenerator 100 für die Erzeugung einer stabile­ ren Referenzspannung gekoppelt. Die Speisespannung für die pe­ ripheren Schaltkreise wird den übrigen erfindungsgemäßen Schaltungskomponenten zugeführt. Wenn Rauschprobleme nicht von Bedeutung sind, kann alternativ die Speisespannung der peri­ pheren Schaltkreise auch für alle anderen Schaltkreise der Er­ findung genutzt werden.

Der Differenzverstärker 300 vergleicht die Vergleichsspannung am einen Eingang N2 mit der Referenzspannung am anderen Ein­ gang N1. Die Referenzspannungen am Knoten N1 in einem Normal­ betriebsmodus und einem Testmodus sowie die Vergleichsspannung am Knoten N2 ohne die Bypassschaltung können durch folgende Gleichungen ausgedrückt werden:

VN1normal = VDD(normal).R(102)/{R(101)+R(102)};

VN1test = VDD(test).R(102)/{R(101)+R(102)}; und

VN2 = VPP.R(202)/{R(201)+R(202)}.

Die Referenzspannung ändert sich in einem gegebenen Betriebs­ modus nicht, da der Wert der Speisespannung VDD festgehalten wird, und zwar auf 3 V im Normalbetriebsmodus und 6 V im Testmo­ dus. Der Differenzverstärker 300 erzeugt ein verstärktes Dif­ ferenzsignal am Ausgang N3 abhängig davon, ob die Referenz­ spannung höher oder niedriger als die Vergleichsspannung ist. Wenn die Vergleichsspannung höher als die Referenzspannung ist, wird eine verstärkte Niedrigpegelspannung erzeugt. Wenn die Vergleichsspannung niedriger als die Referenzspannung ist, wird eine verstärkte Hochpegelspannung erzeugt.

Schwankungen im gewünschten VPP-Sollpegel zwischen Normalbe­ triebsmodus und Testmodus sind im allgemeinen nicht direkt proportional zu Schwankungen im Speisespannungspegel VDD zwi­ schen diesen beiden Betriebsarten. Während sich beispielsweise der Speisespannungspegel VDD von 3 V im Normalbetriebsmodus auf 6 V im Testmodus verdoppelt, verdoppelt sich der gewünschte VPP-Sollpegel nicht. Vielmehr liegt der VPP-Sollpegel im Nor­ malbetriebsmodus bei etwa 4 V, während im Testmodus ein VPP- Sollpegel von etwa 7 V geeignet ist.

Wegen der linearen Charakteristik von Widerständen kann ein einzelner Spannungsteiler keine geeignete Referenzspannung für beide Betriebsarten bereitstellen. Speziell ist, wenn die Wi­ derstände des die Referenzspannung erzeugenden Spannungstei­ lers für den Normalbetriebsmodus ausgelegt sind, der durch diese Widerstände aufgrund des erhöhten Pegels der Speisespan­ nung VDD des Testmodus erzeugte Referenzspannungspegel vergli­ chen mit einer gewünschten Referenzspannung relativ hoch. Der detektierte VPP-Pegel kann daher im Testmodus verglichen mit dem gewünschten VPP-Sollpegel relativ hoch sein.

Die Bypassschaltung 350 umfasst einen Transistor 352 und einen diodenverschalteten Transistor 351, die in Reihe zwischen den Ausgang N3 des Differenzverstärkers 300 und die Massespannung 2 eingeschleift sind. Die beiden Transistoren 351 und 352 be­ sitzen in diesem Ausführungsbeispiel dieselbe Schwellenspan­ nung Vt, da sie vom selben NMOS-Transistortyp sind. Eine Ga­ te-Elektrode des Transistors 352 ist an den einen Eingang N2 des Differenzverstärkers 300 gekoppelt.

Die Bypassschaltung 350 dient in diesem Beispiel dazu, den de­ tektierten VPP-Pegel im Testmodus mit hohem VDD zu verringern. Sie ist in der Lage, einen geeigneten VPP-Pegel für den Test­ modus über einen weiten Bereich von VDD-Pegeln bereitzustel­ len. Der Unterschied zwischen den VDD-Werten im Normalbe­ triebsmodus und im Testmodus kann daher als ein weiterer VDD- Testwert benutzt werden. Speziell werden die zwei Transistoren 351 und 352, wenn der Spannungspegel am Knoten N2 in Abhängig­ keit von VPP im Testmodus den doppelten Wert der Schwellen­ spannung Vt des Transistors 351 erreicht, allmählich leitend geschaltet und beginnen einen Strompfad vom Ausgang N3 des Differenzverstärkers 300 zur Massespannung 2 bereitzustellen. Als Ergebnis hiervon senkt die Bypassschaltung den Spannungs­ pegel am Ausgang N3 des Verstärkers 300 ab. Dadurch kann ein Detektionsbetrieb bei einem niedrigeren Referenzspannungspegel stattfinden, und der für den Testmodus geeignete VPP-Sollpegel kann gehalten werden.

Um zu verhindern, dass im Normalbetriebsmodus Strom über die Bypassschaltung 350 fließt, sollte der Spannungspegel am Kno­ ten N2 des VPP-Sollpegels im Normalbetriebsmodus niedriger als das Doppelte der Schwellenspannung Vt des Transistors 351 sein. Die Werte der Widerstände 201 und 202 sollten folglich unter Beachtung des Spannungspegels am Knoten N2 beim VPP- Sollpegel im Normalbetriebsmodus festgelegt werden.

Der Treiberschaltkreis 400 weist zwei in Reihe geschaltete In­ verter 401, 402 auf. Der Inverter 401 detektiert das verstärk­ te Differenzsignal durch Vergleich desselben mit der logischen Schwellenspannung des Inverters 401. Wenn die verstärkte Nied­ rigpegelspannung am Ausgang N3 des Differenzverstärkers 300 ansteht, detektiert der Inverter 401 den niedrigen Pegel und ändert seinen Ausgangszustand von niedrigem auf hohen Pegel. Wenn die verstärkte Hochpegelspannung am Ausgang N3 des Ver­ stärkers 300 ansteht, detektiert der Inverter 401 den hohen Pegel und ändert seinen Ausgangszustand von hohem auf niedri­ gen Pegel. Der Inverter 402 dient zur Erzeugung eines Span­ nungspegeldetektionssignals DET, das einen scharfen Übergang im Signalverlauf und einen vollen Speisespannungs(VDD)-Pegel­ hub aufweist. Dies wird ermöglicht, weil der Ausgang des In­ verters 401 seinen Zustand langsam ändert und sein hoher oder niedriger Zustand nicht den vollen Pegel der Speisespannung VDD repräsentiert, d. h. ein hoher Zustand ist niedriger als der hohe Pegel der Speisespannung VDD und ein niedriger Zu­ stand ist höher als die Massespannung. Falls erforderlich, können zusätzliche Inverter hinzugefügt werden, um das Aus­ gangssignal des Inverters 401 zu puffern.

Der VPP-Generator 500 arbeitet in Reaktion auf das DET-Signal und weist einen herkömmlichen Oszillator und eine herkömmliche Pumpschaltung auf. Im anfänglichen Chipbetrieb liegt die ange­ hobene Spannung VPP auf niedrigem Pegel, da der Pumpbetrieb des VPP-Generators 500 noch nicht ausreicht, zusätzlich Span­ nung zu liefern. Der Vergleichsspannungspegel am Knoten N2 ist daher niedriger als der Referenzspannungspegel am Knoten N1, und der Ausgang N3 des Differenzverstärkers 300 sowie das DET- Signal befinden sich folglich beide auf hohem Pegel. Der VPP- Generator 500 setzt den Pumpbetrieb fort und hebt den VPP- Pegel in Reaktion auf das Hochpegel-DET-Signal an. Wenn durch den Pumpbetrieb der Anhebespannungspegel VPP den Sollpegel er­ reicht hat, wird der Vergleichsspannungspegel am Knoten N2 hö­ her als der Referenzspannungspegel am Knoten N1. Der Ausgang N3 des Differenzverstärkers 300 und das DET-Signal fallen so­ mit auf niedrigen Pegel, und der VPP-Generator 500 stoppt den Pumpbetrieb in Reaktion auf den niedrigen Pegel des DET- Signals. Wenn danach der Anhebespannungspegel VPP niedrig wird, gelangt das DET-Signal wieder auf hohen Pegel, und der VPP-Generator 500 nimmt den Pumpbetrieb wieder auf.

In der obigen Beschreibung wurden die meisten Betriebsvorgän­ ge, die sich auf den Differenz- bzw. Abtastverstärker 300 und den VPP-Generator bzw. die Pumpschaltung 500 beziehen, auf der Basis des Normalbetriebsmodus erläutert. Es bleibt anzumerken, dass der Betrieb im Testmodus demjenigen im Normalbetriebsmodus mit der Ausnahme entspricht, dass im Testmodus der Detektions­ betrieb auch dann stattfinden kann, wenn der Vergleichsspan­ nungspegel niedriger als die Referenzspannung ist. Mit anderen Worten kann im Testmodus die verstärkte Niedrigpegelspannung, die den Zustand des DET-Signals ändern kann, durch die Bypass­ schaltung 350 selbst dann erzeugt werden, wenn der Vergleichs­ spannungspegel niedriger ist als die Referenzspannung.

Fig. 3 zeigt verschiedene diodenverschaltete MOS-Transistoren, die in der Erfindung als die Widerstände verwendet werden kön­ nen. Jeder Widerstand der vorliegenden Erfindung kann einen oder mehrere diodenverschaltete MOS-Transistoren enthalten. Wenn ein PMOS-Transistor verwendet wird, ist die Gate-Elektro­ de des PMOS-Transistors mit einer Drain-Elektrode 5 verbunden, die auf einem relativ niedrigeren Potential liegt. Wenn ein NMOS-Transistor verwendet wird, ist die Gate-Elektrode des NMOS-Transistors mit einer Drain-Elektrode 4 verbunden, die auf einem relativ höheren Potential liegt.

In den Fig. 4A und 4B sind Schaubilder wiedergegeben, in denen die Schwankung des VPP-Sollpegels in beiden Betriebsarten auf­ grund von Prozess- und Temperaturschwankungen bezüglich der Erfindung einerseits (siehe Fig. 4B) und dem Stand der Technik andererseits (siehe Fig. 4A) dargestellt ist. Die vertikalen Doppelpfeile repräsentieren Schwankungen des VPP-Sollpegels aufgrund von Prozess- und Temperaturschwankungen. Wie aus den Schaubildern ersichtlich, ist die vorliegende Erfindung in der Lage, einen präzisen VPP-Sollpegel zu detektieren und einen viel stabileren VPP-Sollpegel bereitzustellen als der Stand der Technik. Speziell liefert die vorliegende Erfindung selbst bei Vorhandensein von Prozess- und Temperaturschwankungen eine stabile Differenzspannung für den Differenzverstärker 300, da sich die Referenz- und die Vergleichsspannung in dieselbe Richtung verschieben. Die Spannungen verschieben sich deshalb in dieselbe Richtung, weil die Spannungsgeneratoren 100, 200 nur einen einzigen Typ von Widerständen enthalten. Diese Wi­ derstände können entweder diodenverschaltete PMOS-Transistoren oder durch eine andere der in Fig. 3 gezeigten weiteren Tran­ sistoranordnungen repräsentiert sein.

Weiter ist anzumerken, dass die Spannungsverstärkung am Aus­ gangsknoten N3 des Differenzverstärkers 300 in Reaktion auf den VPP-Pegel so viel höher als diejenige am Knoten A beim Stand der Technik ist, dass die Schwankung der logischen Schwellenspannung des Inverters 401 kompensiert werden kann. Außerdem können die für beide Betriebsarten geeigneten VPP- Sollpegel von der im Testmodus aktivierten Bypassschaltung 350 bereitgestellt werden. Zudem können weitere VDD-Werte für Testzwecke benutzt werden. Dementsprechend stellt die erfin­ dungsgemäße Spannungsdetektionsschaltung, wie oben beschrie­ ben, einen präzisen und stabilen Detektionsbetrieb unabhängig von der Betriebsart und der Existenz von Prozess- und Tempera­ turschwankungen zur Verfügung.

Claims (17)

1. Spannungsdetektionsschaltung für ein Halbleiterspeicher­ bauelement,
gekennzeichnet durch
einen ersten Spannungsgenerator (100), der an eine erste Speisespannung (1) angeschlossen ist, zur Erzeugung einer Re­ ferenzspannung oder eines Referenzsignals,
einen zweiten Spannungsgenerator (200), der an eine zwei­ te Speisespannung (VPP) angeschlossen ist, zur Erzeugung einer Vergleichsspannung oder eines Vergleichssignals,
einen Differenzverstärker (300) zur Erzeugung einer ver­ stärkten Spannung oder eines verstärkten Signals in Abhängig­ keit von der Spannungsdifferenz zwischen der Referenzspannung bzw. dem Referenzsignal und der Vergleichsspannung bzw. dem Vergleichssignal,
eine an das verstärkte Ausgangssignal des Differenzver­ stärkers gekoppelte Bypassschaltung (350) zur Bereitstellung eines Strompfads für das verstärkte Signal in Abhängigkeit von der Vergleichsspannung bzw. dem Vergleichssignal und
einen Treiberschaltkreis (400), der die verstärkte Span­ nung bzw. das verstärkte Signal empfängt, zur Bereitstellung eines Spannungspegeldetektionssignals (DET).

2. Spannungsdetektionsschaltung nach Anspruch 1, weiter ge­ kennzeichnet durch einen dritten Spannungsgenerator (500) zur Erzeugung der zweiten Speisespannung (VPP) in Abhängigkeit vom Spannungspegeldetektionssignal (DET).

3. Spannungsdetektionsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, wei­ ter dadurch gekennzeichnet, dass sie darauf ausgelegt ist, das Spannungspegeldetektionssignal (DET) zu deaktivieren, wenn die zweite Speisespannung (VPP) einen vorgegebenen Pegel erreicht.

4. Spannungsdetektionsschaltung nach Anspruch 2 oder 3, wei­ ter dadurch gekennzeichnet, dass der dritte Spannungsgenerator (500) die Erzeugung der zweiten Speisespannung (VPP) unter­ bricht, wenn das Spannungspegeldetektionssignal (DET) deakti­ viert wird.

5. Spannungsdetektionsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, weiter dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Speise­ spannung (VPP) eine angehobene Spannung ist.

6. Spannungsdetektionsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, weiter dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Speise­ spannung (VPP) eine relativ zur ersten Speisespannung (1) an­ gehobene Spannung ist.

7. Spannungsdetektionsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, weiter dadurch gekennzeichnet, dass der Differenzver­ stärker (300) an eine dritte Speisespannung (3) angeschlossen ist und die erste und dritte Speisespannung (1, 3) Speisespan­ nungen für periphere Schaltkreise bilden, während die zweite Speisespannung (VPP) eine demgegenüber angehobene Spannung ist.

8. Spannungsdetektionsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, weiter dadurch gekennzeichnet, dass der Differenzver­ stärker (300) an eine dritte Speisespannung (3) angeschlossen ist und diese eine Speisespannung für einen peripheren Schalt­ kreis bildet, während die erste Speisespannung (1) eine Spei­ sespannung für ein Speicherzellenfeld bildet und die zweite Speisespannung (VPP) eine demgegenüber angehobene Spannung ist.

9. Spannungsdetektionsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, weiter dadurch gekennzeichnet, dass die Bypassschaltung (350) mit der Bereitstellung des Strompfads beginnt, wenn der Spannungspegel des Vergleichssignals einen vorgegebenen Pegel erreicht.

10. Spannungsdetektionsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, weiter dadurch gekennzeichnet, dass
der erste Spannungsgenerator einen ersten Widerstand (101) und einen zweiten Widerstand (102) beinhaltet, die zwischen der ersten Speisespannung (1) und einer Massespannung (2) in Reihe geschaltet sind,
der zweite Spannungsgenerator einen dritten Widerstand (201) und einen vierten Widerstand (202) beinhaltet, die zwi­ schen der zweiten Speisespannung (VPP) und der Massespannung (2) in Reihe geschaltet sind, und
die Bypassschaltung einen Transistor (352) und einen dio­ denverschalteten Transistor (351) beinhaltet, die zwischen dem verstärkten Ausgangssignal des Differenzverstärkers (300) und der Massespannung (2) in Reihe geschaltet und so konfiguriert sind, dass sie zur Bereitstellung des Strompfads in Abhängig­ keit vom Vergleichssignal leitend geschaltet werden, wenn der Spannungspegel des Vergleichssignals einen vorgegebenen Pegel erreicht.

11. Spannungsdetektionsschaltung nach Anspruch 10, weiter da­ durch gekennzeichnet, dass der erste, zweite, dritte und vier­ te Widerstand diodenverschaltete MOS-Transistoren desselben Transistortyps beinhalten.

12. Spannungsdetektionsschaltung nach Anspruch 11, weiter da­ durch gekennzeichnet, dass der Transistor und der diodenver­ schaltete Transistor der Bypassschaltung (350) von NMOS- Transistoren gebildet sind und der vorgegebene Pegel doppelt so groß wie der Schwellenspannungswert einer der beiden NMOS- Transistoren ist.

13. Verfahren zur Bereitstellung eines angehobenen Spannungs­ pegels in einem Halbleiterspeicherbauelement, gekennzeichnet durch folgende Schritte:

• - Detektieren einer Referenzspannung,
• - Detektieren einer Vergleichsspannung,
• - Verstärken der Differenz zwischen der Referenzspannung und der Vergleichsspannung zur Erzeugung eines verstärkten Differenzsignals und
• - Bereitstellen eines Strompfads für das verstärkte Diffe­ renzsignal in Abhängigkeit von der Vergleichsspannung.

14. Verfahren nach Anspruch 13, weiter dadurch gekennzeich­ net, dass ein Spannungspegeldetektionssignal (DET) in Abhän­ gigkeit vom verstärkten Differenzsignal erzeugt wird.

15. Verfahren nach Anspruch 14, weiter dadurch gekennzeich­ net, dass eine Speisespannung (VPP) in Abhängigkeit vom Span­ nungspegeldetektionssignal (DET) erzeugt wird.

16. Verfahren nach Anspruch 15, weiter dadurch gekennzeich­ net, dass das Spannungspegeldetektionssignal (DET) deaktiviert wird, wenn die Speisespannung (VPP) einen vorgegebenen Pegel erreicht.

17. Verfahren nach einem der Ansprüche 13 bis 16, weiter da­ durch gekennzeichnet, dass das Verstärken der Differenz zwi­ schen der Referenzspannung und der Vergleichsspannung mittels eines Differenzverstärkers (300) erfolgt.