CN1604461A - 同步检波的方法和设备 - Google Patents

Abstract

在一种同步检波方法中，输入信号在目标载波的每个周期内在其至少第一和第二相位范围上被平均，以分别获得至少第一和第二相位范围内的输入信号的至少第一和第二移动平均值。第一相位范围对应于目标载波在其内正向振荡的相位范围，第二相位范围对应于目标载波在其内负向振荡的相位范围。计算第一和第二移动平均值之间的差值作为目标载波检测结果。

Description

同步检波的方法和设备

相关申请的交叉引用

本申请以2003年8月29日提交的在先日本专利申请2003-307328和于2004年3月31日提交的在先日本专利申请2004-105391为基础，并要求其优先权，在此以引用的方式将上述申请的说明包含在本文中。

技术领域

本发明涉及同步检波的方法和设备，该方法和设备用于检测在输入信号所包含的目标载波上调制的信号分量。

背景技术

当从低信噪比(S/N)的输入信号中分离所需的信号分量或者从包含多个具有彼此不同频率的载波的输入信号中抽取具有所需频率的目标载波时，已经应用了各种同步检波设备。其中之一在日本未审专利申请公开H6-269060中披露，另一个在与日本未审专利申请公开2003-65768的相对应的美国专利申请公开No.2003/0039325A1中披露。

图19A和19B说明了传统同步检波设备的实例。传统同步检波设备被用于从包含目标载波的输入信号Vsa中减去作为要被消除的分量的至少一个载波和直流电(DC)分量。具体的说，同步检波设备具有模拟同步检波电路50。

在同步检波电路50中，输入信号Vsa被分成两个输入信号Vsa。被分离的输入信号Vsa中的一个被馈送到由作为缓冲电路的运算放大器OP1组成的电压跟随器中。被分离的输入信号Vsa中的这一个通过电压跟随器被转变为第一输出信号，该输出信号的信号电平是通过将这个被分离的输入信号Vsa的信号电平和增益“+1”相乘来获得的。

被分离的输入信号Vsa中的另一个被馈送到由运算放大器OP2和电阻器R1及R2组成的倒相放大器中(见图19B)。倒相放大器将该另一个分离输入信号Vsa的信号电平和增益“-(R2/R1)”相乘以便将其转变为第二输出信号。

假设在图19B中将电阻R1和R2设置为彼此相同，那么通过将上述另一个分离输入信号Vsa的信号电平和增益“-1”相乘，获得第二输出信号的信号电平。

开关SW1和SW2分别连接至运算放大器OP1和OP2的输出路径。开关SW1和SW2与具有和目标载波相同的频率(时钟脉冲频率)的时钟信号CK同步地交替开启。

开关SW1和SW2的交替开启允许第一和第二输出信号作为输出信号Vo1交替输出。也就是说，在时钟信号CK的半周期内(半脉冲周期)，输入信号Vsa被交替地倒相或不倒相，以便作为输出信号Vo1输出。

如上所述，当除了检测的目标载波之外，输入信号Vsa还包括除要被消除的目标载波和直流分量外的至少一个载波时，传统的同步检波设备使用模拟同步检波电路50。模拟同步检波电路50可消除上述至少一个载波和直流分量。也就是说，图19B中所示的模拟同步检波电路50可与时钟信号CK同步地对输入信号Vsa的正负两个半波均进行整流，以将输入信号Vsa的负半波转换为正半波，从而消去上述至少一个载波和直流分量。

通过对包含目标载波的输入信号Vsa的正负两个半波进行整流，就可获得从同步检波电路50中输出的输出信号Vo1。

这导致了包括目标载波自身的波动和/或并未由同步检波电路50消除的噪音的高频噪音分量保存在了输出电压Vo1中。

为了从输出信号Vo1中消除高频噪音分量，如图19B所示，传统的同步检波设备在同步检波电路50的输出端设置了模拟低通滤波器52。也就是说，模拟低通滤波器52从输出信号Vo1中消除高频噪音分量，从而在使其稳定的同时输出了输出信号Vo2。

传统的同步检波设备使用了具有模拟放大电路如运算放大器OP1和OP2的模拟同步检波电路50，以便对输入信号Vsa的正负两个半波都进行整流。这可能导致模拟放大电路(运算放大器OP1和OP2)的操作所产生的噪音分量被叠加在来自同步检波电路50的输出信号Vo1上。这些噪音分量可能没有被低通滤波器52充分消除掉，因此噪音分量可能保留在输出信号Vo2中，这可能增加信号检波的难度，换句话说增加了高精度同步检波的难度。

当在芯片上实现同步检波设备时，必须在芯片上实现两个不同的模拟放大电路，如运算放大器OP1和OP2，这可能使减小同步检波设备的尺寸和成本比较困难。尤其是，为了将每一模拟放大电路中输出的每一个噪音分量的信号电平维持在预定的目标电平内，需要增大每一模拟放大电路在芯片上的覆盖区(footprint)。每一模拟放大电路覆盖区的加大也可能会加大在减小同步检波设备尺寸和成本上的难度。

模拟放大电路，诸如运算放大器，具有根据电路的部件特性，例如晶体管的特性、电阻器的电阻及电容器的电容的波动而有很大波动的特性。模拟放大电路的这些部件特性易受电路周围环境的变化，例如温度的变化的影响。将这样的模拟放大电路运用在同步检波设备上可能在提高同步检波设备的环境抵抗力和确保其可靠性方面较为困难。

另外，模拟低通滤波器52由运算放大器、电阻器、电容器和其他元件组成，尤其是，电阻器和电容器都是外部元件。模拟低通滤波器52的运算放大器、电阻器，和电容器的特性也易受电路周围环境变化的影响，这可能会导致同步检波设备的可靠性恶化。

发明内容

本发明是在提高同步检波设备的环境抵抗力和可靠性的背景下做出的。

根据本发明的一个方面，提供了一种从包含目标载波的输入信号中检测目标载波的同步检波方法。目标载波在时间上根据固定的频率和周期进行周期性的正向和负向的振荡。该方法包括：在其每个周期内，在目标载波的至少第一和第二相位范围上对输入信号进行平均以分别获得在至少第一和第二相位范围内的输入信号的至少第一和第二移动平均值，第一相位范围对应于目标载波正向振荡的相位范围，第二相位范围对应于其中目标载波负向振荡的相位范围；和计算第一和第二移动平均值之间的差值，将其作为目标载波检波结果。

根据本发明的另一方面，提供了一种从包含具有恒定频率和周期的目标载波的输入信号中检测该目标载波的同步检波方法。该方法包括：对目标载波每个周期的每二分之一的输入信号进行平均，以获得第一移动平均值、第二移动平均值、第三移动平均值，和第四移动平均值。输入信号的第一移动平均值是在目标载波的任意相位(p)度与其(p+180)度之间的相位范围内。输入信号的第二移动平均值是在目标载波的(p+180)度和其(p+360)度之间的相位范围内。输入信号的第三移动平均值是在目标载波的(p+90)度和其(p+270)度之间的相位范围内。输入信号的第四移动平均值是在目标载波的(p+270)度和(p+450)度之间的相位范围内。该方法包括：计算第一移动平均值和第二移动平均值之间的第一差值，及第三移动平均值和第四移动平均值之间的第二差值，作为目标载波的检测结果。

根据本发明的又一方面，提供了一种从包含具有恒定频率和周期的目标载波的输入信号中检测该目标载波的同步检波方法。该方法包括：对目标载波的每个周期的每四分之一的输入信号进行平均，以获得第一移动平均值(S1)，第二移动平均值(S2)，第三移动平均值(S3)，及第四移动平均值(S4)。输入信号的第一移动平均值S1是在目标载波的任意相位(p)度和其(p+90)度之间的相位范围内。输入信号的第二移动平均值S2是在目标载波的(p+90)度和其(p+180)度之间的相位范围内。输入信号的第三移动平均值S3是在目标载波的(p+180)度和其(p+270)度之间的相位范围内。输入信号的第四移动平均值S4是在(p+270)度和(p+360)度之间的相位范围内。该方法包括根据以下等式计算代表目标载波的检测结果的I与Q：

I＝S1+S2-S3-S4

Q＝S1-S2-S3+S4

根据本发明的又一方面，提供了一种从包含具有恒定频率和周期(Tc)的目标载波的输入信号中检测该目标载波的同步检波方法。该方法包括：对目标载波每个周期(Tc)的每四分之一的输入信号进行平均，以获得第一移动平均值(Sk)，第二移动平均值(Sk+1)，第三移动平均值(Sk+2)，及第四移动平均值(Sk+3)。输入信号的第一移动平均值Sk是在(k-1)Tc/4和kTc/4之间的范围内。输入信号的第二移动平均值Sk+1是在(k)Tc/4和(k+1)Tc/4之间的范围内。输入信号的第三移动平均值Sk+2是在(k+1)Tc/4和(k+2)Tc/4之间的范围内。输入信号的第四移动平均值Sk+3是在(k+2)Tc/4和(k+3)Tc/4之间的范围内，k是1，2，...，n(正整数)。该方法包括根据以下等式计算I_k与Q_k值：

I_k＝Sk+Sk+1-Sk+2-Sk+3

Q_k＝Sk-Sk+1-Sk+2+Sk+3

该方法包括根据以下等式计算目标载波的振幅(A_k)和其相位(p_k)：

$A_k=\sqrt{I^2+Q^2}$

p_k＝arg(I_k+jQ_k)-90·k(度)

根据本发明的又一方面，提供了一种同步检波方法，其中输入信号包括从(N+1)种类型的载波C0，C1，C2，...，CN(N是正整数)中选择并在其中被调制的多个载波Cn(n＝0，1，2，...，N)，载波C0，C1，C2，...，CN分别具有fc0，等于fc0/2的fc1，等于fc0/4的fc2，...，等于fc0/2^N的fcN的频率。该方法包括：在载波C0的相位p和(k·90)度的总和与载波C0的相位p和(k+1)·90度的总和之间的每个相位范围上的输入信号进行平均，以获得移动平均值S_1+m，S_2+m，...，S_2N+2+m(m＝0，1，2，...，N)，k等于0，1，2，...，2^N+2-1，根据以下等式计算I_n，m和Q_n，m：

$I_{n,m}=\underset{i=1}{\overset{2^N-n}{\mathrm{\Σ}}}\{\underset{k=2^n(4i-4)+1}{\overset{2^n(4i-3)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}+\underset{k=2^n(4i-3)+1}{\overset{2^n(4i-2)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}-\underset{k=2^n(4i-2)+1}{\overset{2^n(4i-1)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}+\underset{k=2^n(4i-1)+1}{\overset{2^{n}4i}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}\}$

$Q_{n,m}=\underset{i=1}{\overset{2^N-n}{\mathrm{\Σ}}}\{\underset{k=2^n(4i-4)+1}{\overset{2^n(4i-3)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}-\underset{k=2^n(4i-3)+1}{\overset{2^n(4i-2)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}-\underset{k=2^n(4i-2)+1}{\overset{2^n(4i-1)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}+\underset{k=2^n(4i-1)+1}{\overset{2^{n}4i}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}\};$ 以及

根据以下等式计算载波Cn的振幅(A_n)和其相位(p_n)：

$A_n=\frac{\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{cn}}}{2^{N-n+1}}\sqrt{I_{n,m}^2+Q_{n,m}^2}$

$p_n=\arg (I_{n,m}+j{Q}_{n,m})+\frac{\mathrm{\π}}{2^{n+1}}m$

根据本发明的又一方面，提供了一种同步检波方法，其中输入信号包括从(N+1)种类型的载波C0，C1，C2，...，CN(N是正整数)中选择的并在其中被调制的多个载波Cn(n＝0，1，2，...，N)，以及从(N+1)种类型的载波C0’，C1’，C2’，...，CN’(N是正整数)中选择的并在其中被调制的多个Cn’，载波C0，C1，C2，...，CN分别具有fc0，等于fc0/2的fc1，等于fc0/4的fc2，...，等于fc0/2^N的fcN的频率，载波C0，C1，C2，...，CN中的每一个具有与同一频率的载波C0’，C1’，C2’，...，CN’中的每一个相差90度的相位差。该方法包括：在载波C0的相位p和(k·90)度的总和与载波C0的相位p和(k+1)·90度的总和之间的每个相位范围上对输入信号进行平均，以获得移动平均值S_1+m，S_2+m，...，S_2N+2+m(m＝0，1，2，...，N)，k等于0，1，2，...，2^N+2-1，根据以下等式计算I_n，m和Q_n，m：

$I_{n,m}=\underset{i=1}{\overset{2^N-n}{\mathrm{\Σ}}}\{\underset{k=2^n(4i-4)+1}{\overset{2^n(4i-3)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}+\underset{k=2^n(4i-3)+1}{\overset{2^n(4i-2)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}-\underset{k=2^n(4i-2)+1}{\overset{2^n(4i-1)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}+\underset{k=2^n(4i-1)+1}{\overset{2^{n}4i}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}\}$

$Q_{n,m}=\underset{i=1}{\overset{2^N-n}{\mathrm{\Σ}}}\{\underset{k=2^n(4i-4)+1}{\overset{2^n(4i-3)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}-\underset{k=2^n(4i-3)+1}{\overset{2^n(4i-2)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}-\underset{k=2^n(4i-2)+1}{\overset{2^n(4i-1)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}+\underset{k=2^n(4i-1)+1}{\overset{2^{n}4i}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}\}$

该方法包括输出计算出的I_n，m和Q_n，m作为分别代表载波Cn和Cn’的振幅的检测结果。

根据本发明的又一方面，提供了一种从包括目标载波的输入信号中检测目标载波的同步检波设备。目标载波在时间上根据固定的频率和周期进行周期性的正向和负向的振荡。该设备包括：移动平均单元，被配置以用于在其每个周期内在目标载波的至少第一和第二相位范围上对输入信号进行平均，以分别获得在至少第一和第二相位范围内的输入信号的至少第一和第二移动平均值，第一相位范围对应于目标载波正向振荡的相位范围，第二相位范围对应于目标载波负向振荡的相位范围；和计算单元，配置以用于计算第一和第二移动平均值之间的差值，将其作为检测结果。

根据本发明的另一方面，提供了一种从包含具有固定的频率和周期的目标载波的输入信号中检测该目标载波的同步检波设备。该设备包括：移动平均单元，被配置以用于对目标载波的每个周期的每二分之一的输入信号进行平均，以获得第一移动平均值，第二移动平均值，第三移动平均值，和第四移动平均值。输入信号的第一移动平均值在目标载波的任意相位(p)度和其(p+180)度之间的相位范围内，输入信号的第二移动平均值在目标载波的(p+180)度和其(p+360)度之间的相位范围内，输入信号的第三移动平均值在目标载波的(p+90)度和其(p+270)度之间的相位范围内，输入信号的第四移动平均值在目标载波的(p+270)度和(p+450)度之间的相位范围内；还包括计算单元，用于计算第一移动平均值和第二移动平均值之间的第一差值，及第三移动平均值和第四移动平均值之间的第二差值作为目标载波的检测结果。

根据本发明的又一方面，提供一种从包含具有恒定频率和周期的目标载波的输入信号中检测该目标载波的同步检波设备。该设备包括：移动平均单元，被配置以用于对目标载波的每个周期的每四分之一的输入信号进行平均，以获得第一移动平均值(S1)，第二移动平均值(S2)，第三移动平均值(S3)，及第四移动平均值(S4)，输入信号的第一移动平均值S1是在目标载波的任意相位(p)度和其(p+90)度之间的相位范围内，输入信号的第二移动平均值S2是在目标载波的(p+90)度和(p+180)度之间的相位范围内，输入信号的第三移动平均值S3是在目标载波的(p+180)度和其(p+270)度之间的相位范围内，输入信号的第四移动平均值S4是在(p+270)度和(p+360)度之间的相位范围内，还包括计算单元，被配置用于根据以下等式计算代表目标载波的检测结果的I与Q：

I＝S1+S2-S3-S4

Q＝S1-S2-S3+S4

根据本发明的又一方面，提供了一种从包含具有恒定频率和周期(Tc)的目标载波的输入信号中检测该目标载波的同步检波设备。该设备包括：移动平均单元，被配置用于对目标载波的每个周期Tc的每四分之一的输入信号进行平均，以获得第一移动平均值(Sk)，第二移动平均值(Sk+1)，第三移动平均值(Sk+2)，及第四移动平均值(Sk+3)，输入信号的第一移动平均值Sk是在(k-1)Tc/4和kTc/4之间的范围内，输入信号的第二移动平均值Sk+1是在(k)Tc/4和(k+1)Tc/4之间的范围内，输入信号的第三移动平均值Sk+2是在(k+1)Tc/4和(k+2)Tc/4之间的范围内，输入信号的第四移动平均值Sk+3是在(k+2)Tc/4和(k+3)Tc/4之间的范围内，k是1，2，...，n(正整数)；计算单元，被配置用于根据以下等式计算I_k与Q_k：

I_k＝Sk+Sk+1-Sk+2-Sk+3

Q_k＝Sk-Sk+1-Sk+2+Sk+3

并配置根据以下等式计算目标载波的振幅(A_k)和其相位(p_k)：

$A_k=\sqrt{I^2+Q^2}$

p_k＝arg(I_k+jQ_k)-90·k(度)

根据本发明的又一方面，提供了一种同步检波设备，其中输入信号包括从(N+1)种类型的载波C0，C1，C2，...，CN(N是正整数)中选择并在其中被调制的多个载波Cn(n＝0，1，2，...，N)，载波C0，C1，C2，...，CN分别具有fc0，等于fc0/2的fc1，等于fc0/4的fc2，...，等于fc0/2^N的fcN的频率。该设备包括移动平均单元，配置用于在载波C0的相位p和(k·90)度的总和与载波C0的相位p和(k+1)·90度的总和之间的每个相位范围上对输入信号进行平均，以获得移动平均值S_1+m，S_2+m，...，S_2N+2+m(m＝0，1，2，)，k等于0，1，2，...，2^N+2-1；和计算单元，被配置以根据以下等式计算I_n，m和Q_n，m：

$I_{n,m}=\underset{i=1}{\overset{2^N-n}{\mathrm{\Σ}}}\{\underset{k=2^n(4i-4)+1}{\overset{2^n(4i-3)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}+\underset{k=2^n(4i-3)+1}{\overset{2^n(4i-2)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}-\underset{k=2^n(4i-2)+1}{\overset{2^n(4i-1)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}+\underset{k=2^n(4i-1)+1}{\overset{2^{n}4i}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}\}$

$Q_{n,m}=\underset{i=1}{\overset{2^N-n}{\mathrm{\Σ}}}\{\underset{k=2^n(4i-4)+1}{\overset{2^n(4i-3)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}-\underset{k=2^n(4i-3)+1}{\overset{2^n(4i-2)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}-\underset{k=2^n(4i-2)+1}{\overset{2^n(4i-1)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}+\underset{k=2^n(4i-1)+1}{\overset{2^{n}4i}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}\};$ 以及

并被配置根据以下等式计算载波Cn的振幅(A_n)和其相位(p_n)：

$A_n=\frac{\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{cn}}}{2^{N-n+1}}\sqrt{I_{n,m}^2+Q_{n,m}^2}$

$p_n=\arg (I_{n,m}+j{Q}_{n,m})+\frac{\mathrm{\π}}{2^{n+1}}m$

根据本发明的又一方面，提供一种同步检波设备，其中输入信号包括从(N+1)种类型的载波C0，C1，C2，...，CN(N是正整数)中选择的并在其中被调制的多个载波Cn(n＝0，1，2，...，N)，以及从(N+1)种类型的载波C0’，C1’，C2’，...，CN’(N是正整数)中选择的并在其中被调制的多个Cn’，载波C0，C1，C2，...，CN分别具有fc0，等于fc0/2的fc1，等于fc0/4的fc2，...，等于fc0/2^N的fcN的频率，载波C0，C1，C2，...，CN中的每一个具有与同一频率的载波C0’，C1’，C2’，...，CN’中的每一个相差90度的相位差。该设备包括移动平均单元，被配置以在载波C0的相位p和(k·90)度的总和与载波C0的相位p和(k+1)·90度的总和之间的每个相位范围上对输入信号进行平均，以获得移动平均值S_1+m，S_2+m，...，S_2N+2+m(m＝0，1，2，)，k等于0，1，2，...，2^N+2-1；计算单元，被配置以根据以下等式计算I_n，m和Q_n，m：

$I_{n,m}=\underset{i=1}{\overset{2^N-n}{\mathrm{\Σ}}}\{\underset{k=2^n(4i-4)+1}{\overset{2^n(4i-3)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}+\underset{k=2^n(4i-3)+1}{\overset{2^n(4i-2)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}-\underset{k=2^n(4i-2)+1}{\overset{2^n(4i-1)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}+\underset{k=2^n(4i-1)+1}{\overset{2^{n}4i}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}\}$

$Q_{n,m}=\underset{i=1}{\overset{2^N-n}{\mathrm{\Σ}}}\{\underset{k=2^n(4i-4)+1}{\overset{2^n(4i-3)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}-\underset{k=2^n(4i-3)+1}{\overset{2^n(4i-2)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}-\underset{k=2^n(4i-2)+1}{\overset{2^n(4i-1)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}+\underset{k=2^n(4i-1)+1}{\overset{2^{n}4i}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}\}$

并被配置用于输出计算出的I_n，m和Q_n，m作为分别代表载波Cn和Cn’的振幅的检测结果。

附图说明

通过以下参照附图对实施例的描述，本发明的其他目的和方面将变得显而易见：

图1A是说明根据本发明的第一实施例的同步检波设备的结构和相对于该同步检波设备的输入和输出信号的方框图；

图1B是详细说明根据本发明的第一实施例的同步检波设备的结构和相对于该同步检波设备的输入和输出信号的方框图；

图2A是说明根据本发明的第一实施例，在图1B中所示的移动平均电路的结构的方框图；

图2B是表示根据本发明的第一实施例，包含目标载波的输入信号的波形的波形图；

图2C是表示根据本发明的第一实施例，包含目标载波和直流分量的输入信号波形的波形图；

图3是表示根据本发明的第一实施例的图1B中所示的同步检波电路可检测的输入信号波形的波形图；

图4是表示根据本发明的第一实施例，同步检波电路可检测的输入信号波形的波形图；

图5是表示图2A中所示的移动平均电路的变型的方框图；

图6是说明同步检波设备的结构和相对于根据本发明的第二实施例的同步检波设备的输入信号的方框图；

图7是表示根据本发明第二实施例的信号分量波形的波形图，这些信号分量的频率在其相位是0时，是目标载波的频率的12的公约数；

图8是表示根据本发明的第二实施例的信号分量波形的波形图，这些信号分量的频率在其相位是45度时，是目标载波的频率的12的公约数；

图9是表示根据本发明的第二实施例的信号分量波形的波形图，这些信号分量的频率在其相位是90度时，是目标载波的频率的12的公约数；

图10A是表示图8中所示的信号分量的波形中的一个的波形图，用于说明根据本发明的第二实施例的同步检波设备的操作；

图10B是表示图8中所示的信号分量的波形中的一个的波形图，用于说明根据本发明的第二实施例的同步检波设备的操作；

图11是说明根据本发明的第三实施例的同步检波设备的结构和相对于该同步检波设备的输入信号的方框图；

图12是说明根据本发明的第四实施例的同步检波设备的结构和相对于该同步检波设备的输入信号的方框图；

图13是说明根据本发明的第五实施例的同步检波设备的结构和相对于该同步检波设备的输入信号的方框图；

图14是表示根据本发明的第五实施例的包括目标载波的载波的波形的波形图，该目标载波的频率在其相位是45度时为fc0；

图15是表示根据本发明的第五实施例的包括目标载波的载波的波形的波形图，该目标载波的频率在其相位是45度时为fc1；

图16是表示根据本发明的第五实施例的包括目标载波的载波的波形的波形图，该目标载波的频率在其相位是45度时为fc2；

图17是表示根据本发明的第五实施例的包括目标载波的载波的波形的波形显示图，该目标载波的频率在其相位是45度时为fc3；

图18是说明根据本发明的第六实施例的同步检波设备的结构和相对于该同步检波设备的输入信号的方框图；

图19A是说明传统同步检波设备的结构的方框图；

图19B是说明图19A中示出的同步检波设备的结构的方框图。

具体实施方式

参照附图，在下文中将说明本发明的实施例。

[第一实施例]

图1A和1B是说明根据本发明的第一实施例的同步检波设备1的结构和相对于该同步检波设备1的输入和输出信号的方框图。

同步检波设备1用于从包括目标载波的输入信号Vs中减少作为要被消除的分量的至少一个载波和DC分量，目标载波如在时间上相对于未受干扰的位置(轴)Dc周期性正向振荡和负向振荡的周期波Wt。未受干扰的位置被称为“中心轴”。这样的要被消除的除目标载波之外的载波在下文中被称为“不需要的载波”。

如图1A和1B所示，同步检波设备1具有同步检波电路10。

同步检波电路10具有乘法电路22。乘法电路22用于从具有与目标载波Wt的恒定频率相同的恒定频率的时钟信号CK产生采样信号CKS。采样信号CKS具有两倍于时钟信号CK的频率fc的频率，这一频率用(2×fc)来表示。

同步检波设备1还具有移动平均电路24，该电路对应于本发明的移动平均单元。顺便提及，时钟信号CK被发送到同步检波电路10的其他元件，以便驱动这些元件。

移动平均电路24用于获取在采样信号CKS的每个周期Tc，换句话说，目标载波Wt的每二分之一周期(Tc/2)上的输入信号Vs的移动平均值DT，其中Tc等于(1/fc)。移动平均电路24还用于顺序地输出在采样信号CKS的每个周期上产生的移动平均值DT。

同步检波电路10具有第一寄存器26，其用于顺序地锁存从移动平均电路24输出的移动平均值DT，以便输出先前锁存的移动平均值DT。

同步检波电路10还具有第二寄存器28，其用于顺序地锁存从第一寄存器26输出的移动平均值DT，以便输出先前锁存的移动平均值DT。

同步检波电路10具备减法电路，用于与时钟信号CK同步地计算当前在第一寄存器26中锁存的移动平均值，和当前在第二寄存器28中锁存的以及在第一寄存器26中先前锁存的移动平均值的差值。

当前在第一寄存器26中锁存的移动平均值被称为“第二移动平均值D2”，在第二寄存器28中先前锁存的移动平均值被称为“第一移动平均值D1”。在这种情况下，减法电路计算第一移动平均值D1和第二移动平均值D2之间的差值(D1-D2)。

同步检波电路10具有第三寄存器32，用于顺序地锁存减法电路30的计算值，以便输出先前锁存的计算值作为代表目标载波Wt的检测结果的数字数据Do1。

移动平均电路24由被称为时间(time)数模(A/D)转换器(TAD)的元件组成。

具体的说，如图2A所示，根据第一实施例的移动平均电路24具有脉冲延迟电路4。脉冲延迟电路4具有对应于多个延迟级的多个延迟单元2。延迟单元2在级联中彼此串联。当向脉冲延迟电路4中输入脉冲信号Pin时，每个延迟单元2用于在预定的延迟时间处延迟脉冲信号Pin，以便输出被延迟的脉冲信号Pin。

移动平均电路24也由锁存编码器6组成，该锁存编码器用于检测在采样信号CKS的上升沿(或下降沿)时输入的脉冲信号Pin到达脉冲延迟电路4的位置，以锁存它。

锁存编码器6还用于将在采样信号CKS前沿的脉冲信号P的锁存位置中的每一个转换为预定比特的数字数据Dt，以便输出它。

数字数据Dt表示位于每个被锁存位置处的脉冲信号Pin从延迟级的头(延迟单元2)最终通过的级的级数(延迟单元2)。

移动平均电路24也由减法器7组成，其用于顺序地接收在采样信号CKS的相应上升沿处从锁存编码器6输出的多条数字数据6，以锁存它们。

减法器7还用于计算当前在减法器中锁存的一条数字数据Dt与在减法器7中先前锁存的另一条数字数据间的差值。减法器7还用于根据该差值，计算代表脉冲信号Pin在采样信号CKS的每个周期上传递所经过的延迟单元2的数目的相对差的数字数据Dt。

在第一实施例中，锁存编码器6和减法器7对应于根据本发明的计数单元。

构成脉冲延迟电路4的延迟单元2中的每一个具有由例如反相器组成的门电路。移动平均电路24具有缓冲器8，输入信号，诸如具有预定电压电平的电压信号Vs被输入到缓冲器8中。输入信号Vs通过缓冲器8被施加于每个延迟单元2中作为驱动电压。

顺便提及，作为延迟单元2中的每一个的一些例子，美国专利No.6,771,202B2中教示了两级的CMOS反相器，等等，其全部公开内容在此以引用的方式并入本文。

接下来，同步检波设备1的总的操作将在下文中说明。

包括目标载波Wt的输入信号Vs被输入到同步检波电路10的移动平均电路24中。

移动平均电路24的延迟单元2(门电路)中的每一个以预定延迟时间对脉冲信号Pin进行延迟，而输入信号Vs的电压电平改变延迟单元2中的每一个的延迟时间。换句话说，延迟单元2中的每一个的延迟时间与输入信号Vs的电压电平相对应。

这个特征提供了脉冲信号Pin在采样信号CKS的每个周期内通过的延迟单元2的数目的相对变化，该变化是作为从移动平均电路24中输出的数字数据DT被计算的，代表在采样信号CKS的每个周期上的输入信号Vs的电压电平的平均值。

在脉冲延迟电路4中，在采样信号CKS的每个周期上对输入信号Vs的电压电平进行平均，以便获得平均值。采样信号CKS的每个周期和对应于目标载波Wt的每二分之一周期(Tc/2)的时钟信号CK的每二分之一周期(Tc/2)相对应。

在时钟信号CK的每个周期上从移动平均电路24输出的多条数字数据DT被分别顺序地锁存在第二寄存器28和第一寄存器26中作为对应于第一移动平均值D1的第一数字数据和对应于第二移动平均值D2的第二数字数据。

特别的，假设相对于中心轴Dc周期性正向和负向振荡的目标载波Wt只包含在输入信号Vs中，在输入信号Vs上没有叠加DC分量，使得中心轴Dc的值被设置为“0”。

如图2B所示，先前存储在第二寄存器28中的第一数字数据D1代表第一移动平均值，该第一移动平均值是通过在对应于目标载波Wt的二分之一周期(Tc/2)的在0度(0弧度)和180度(π弧度)间的相位范围上对输入信号Vs进行平均获得的。换句话说，该第一移动平均值被表示为通过在0度和180度间的相位范围上对输入信号Vs进行积分得到的第一区域Sa。目标载波Wt的二分之一周期(Tc/2)被称为“移动平均周期Ts”。

同样的，当前存储在第一寄存器26中的第二数字数据D2代表第二移动平均值，该第二移动平均值是通过在对应于目标载波Wt的二分之一周期(Tc/2)(移动平均值周期Ts)的在180度(π弧度)和360度(2π弧度)间的相位范围上对输入信号Vs进行平均获得的。换句话说，第二移动平均值被表示为通过在0度和180度间的相位范围上对输入信号Vs进行积分得到的第二区域Sb。

第一数字数据D1和第二数字数据D2间的差值(D1-D2)通过减法电路30计算，使得表示差值(D1-D2)的数字数据Do1从同步检波电路10输出。

如图2B所示，第一区域Sa由在0度和180度间的相位范围内相对于中心轴Dc的目标载波Wt的正电压电平(振幅)形成。同样的，第二区域Sb由在180度和360度间的相位范围内相对于中心轴Dc的目标载波Wt的负电压电平(振幅)形成。

在这种情况下，获得对应于在目标载波Wt的0度和180度间的相位范围上的输入电压Vs的第一区域Sa的第一数字数据D1，作为将被发送给减法电路30的正值(+)。另一方面，获得对应于在目标载波Wt的180度和360度间的相位范围上的输入电压Vs的第二区域Sb的第二数字数据D2，作为将被发送到减法单元30的负值(-)。

对应于表示为“+D1-(-D2)＝D1+D2”的、第一正移动平均值+D1(正的第一区域+Sa)和第二负移动平均值-D2(负的第二区域-Sb)间的差值的数字数据Do1，通过减法电路30被计算。被计算为“D1+D2”的数字数据Do1对应于目标载波Wt的正和负电压电平(幅度)的总和，这使得以高精度同步检测载波Wt成为可能。

换句话说，通过减法电路30，可计算对应于表示为“+Sa-(-Sb)＝Sa+Sb”的、在正的第一区域+Sa和负的第二区域-Sb间的差值的数字数据Do1。被计算为“Sa+Sb”的数字数据Do1对应于在每个周期Tc上的目标载波Wt的总面积，使得以高精度同步检测载波Wt成为可能。

此外，在第一实施例中，同步检波电路10即使在目标载波Wt被包含在叠加了DC分量的输入信号Vs中时，也允许对应于目标载波Wt的数字数据Do1独立于所叠加的DC分量而被同步检测。

也就是说，如图2C所示，目标载波Wt的中心轴Dc偏移了输入电压Vs上所叠加的DC分量，使得目标载波Wt相对于具有偏移电平的偏移中心轴周期性的振荡。第一移动平均值表示为通过在0度和180度间的相位范围上对输入信号Vs进行积分而获得的第三区域Sc。第三区域Sc由在输入信号Vs和偏移中心轴Dc间形成的区域Sc1和在偏移中心轴Dc和对应于“0”值的轴之间形成的区域Sc2组成。同样的，第二移动平均值表示为通过在180度和360度间的相位范围上对输入信号Vs进行积分而获得的第四区域Sd。

在这种情况下，获得对应于在目标载波Wt的0度和180度间的相位范围上的输入电压Vs的第三区域Sc的第一数字数据D1，作为将被发送给减法电路30的正值(+)。同样的，获得对应于在目标载波Wt的180度和360度间的相位范围上的输入电压Vs的第四区域Sd的第二数字数据D2，作为将被发送给减法电路30的正值(+)。

通过减法电路30，可计算表示为“+D1-(+D2)＝D1-D2”的、对应于包括偏移DC分量的正移动平均值+D1和包括偏移DC分量的正移动平均值+D2间的差值的数字数据Do1。也就是说，在移动平均值D1和D2之间的减法允许移动平均值D1的DC偏移分量和移动平均值D2上的DC偏移分量彼此抵消。

因此，被计算为“D1-D2”的数字数据Do1对应于目标载波Wt的波峰到波峰的振幅，使得以高精度同步检测载波称为可能。

换句话说，通过减法电路30，可计算对应于表示为“Sc-(Sd)＝Sc1+(Sc2-Sd)＝Sc1+Se”的第三区域Sc和第四区域Sd间的差值的数字数据Do1。参考符号Se表示在目标载波Wt的180度和360度间的相位范围内在输入电压Vs和的中心轴Dc之间形成的一个区域。被计算为“Sc1+Se”的数字数据Do1对应于在每个周期Tc内的目标载波Wt的总面积，使得以高精度独立于中心轴Dc的偏移同步检测载波称为可能。

当除目标载波Wt之外，不包括目标载波Wt的要被消除的不需要的载波包含在输入信号Vs中时，可以在同步检波电路10的输出侧提供一个数字滤波器(见在图1A中的虚线)。数字滤波器12用于吸收在数字数据Do1中的由不需要的载波产生的波动。特别的，数字滤波器12用于执行相对于数字数据Do1的积分处理或者与之执行平均处理，以产生数字数据Do2，从而输出数字数据Do2，作为表示同步检波设备1的检测结果的数据。

然而，在第一实施例中，当在图1B中被表示为“Wc”的不需要的载波具有例如两倍于目标载波wt的频率fc的频率时，同步检波电路10允许不需要的载波Wc的信号分量作为噪音分量被自动消除。

同步检波电路10允许通过移动平均电路24的移动平均处理和减法电路30的减法处理来自动消除具有与目标载波Wt的频率fc相关的预定频率之一的不需要的载波。因此，同步检波设备1可以高精度执行输入信号Vs的同步检测。

例如，包含要被消除的不需要的载波Wc和DC分量的输入信号Vs被输入至同步检波电路10中。对应于不需要的载波Wc和DC分量的噪音分量通过同步检波电路10被自动消除，使得对应于目标载波Wt的数字数据Do1响应于和目标载波Wt同步的时钟信号CK而被检测(见图1B)。

特别的，如图3所示，假设包括在输入信号Vs中的除目标载波Wt之外的不需要的载波Wc具有目标载波Wt的频率fc的偶数约数的频率，例如“fc/2”，“fc/4”，“fc/6”等等。如图3所示，具有频率fc的偶数约数频率的不需要的载波Wc的正电压域中的每一个，在每个移动平均周期Ts处被分为至少一个对称区域对。成对的符号“+”和“-”分别被指定到该至少一个对称区域对。通过箭头AR1相互连接的该至少一对对称区域能够彼此抵消。

同样的，具有频率fc的偶数约数频率的不需要的载波Wc的负电压域中的每一个，在每个移动平均周期Ts内被分为至少一个对称区域对。成对的符号“+”和“-”分别被指定到该至少一个对称区域对。通过箭头AR2相互连接的该至少一对对称区域能够彼此抵消。

当具有频率fc的偶数约数频率的不需要的载波Wc包括在输入信号Vs中时，减法电路30计算移动平均值D1的总和与移动平均值D2的总和之间的差值。移动平均值D1和移动平均值D2通过移动平均电路24在对应于目标载波Wt的至少一个周期Tc的预定减法周期上获得，并且该预定的减法周期由减法电路30根据不需要载波Wc的频率确定。

也就是说，当具有目标载波Wt的频率fc的二分之一频率(fc/2)的不需要的载波Wc2包括在输入信号Vs中时(见图3)，减法周期被确定为对应于目标载波Wt的每个周期Tc。从在减法周期“Tc”上获得的不需要的目标载波Wc2的移动平均值D1中减去在减法周期“Tc”上获得的不需要的其移动平均值D2，使得对应于对称的成对区域(“+”和“-”)的不需要载波Wc2的移动平均值D1和D2彼此抵消。

相反，假设具有目标载波Wt频率fc的四分之一频率(fc/4)或其六分之一频率(fc/6)的不需要的载波Wc4包括在输入信号Vs(见图3)。在这种假设下，如果减法周期被确定为与目标载波Wt的每个周期Tc相对应，那么不需要载波Wc4或Wc6的一些分量将保留在输入信号Vd中。

然而在第一实施例中，当具有目标载波Wt频率fc的四分之一频率(fc/4)的不需要的载波Wc4包括在输入信号Vs中时，减法周期被确定为对应于目标载波Wt的周期Tc的两倍，表示为“2Tc”。从在“2Tc”的减法周期上获得的不需要载波Wc4的移动平均值D1的总和减去在“2Tc”的减法周期上获得的其移动平均值D2的总和，使得不需要载波Wc4的移动平均值D1和D2可以彼此抵消。

同样的，当具有目标载波Wt频率fc的六分之一频率(fc/6)的不需要载波Wc6包括在输入信号Vs中时，减法周期被确定为对应于目标载波Wt的周期Tc的三倍，表示为“3Tc”。从在“3Tc”的减法周期上获得的不需要载波Wc6的移动平均值D1的总和中减去在“3Tc”的减法周期上获得的其移动平均值D2的总和，使得不需要载波Wc6的移动平均值D1和D2互相抵消。

当不需要载波具有频率fc的偶数约数“n”的频率时，优选地将减法周期设置为目标载波Wt周期Tc的“n/2”倍。

另外，假设不需要载波Wc具有目标载波Wt频率fc的奇数约数的频率，如“fc/3”(见图3)。在这种假设下，当被称为“Wc3”的、具有目标载波Wt的频率fc的奇数约数的频率的不需要载波Wc，相对于目标载波在不需要载波的频率处具有90度的相位差(见图3中的不需要载波Wc3)时，通过不需要的载波Wc3的箭头AR3相连的对称的成对区域(“+”和“-”)被相互抵消。

也就是说，当不需要载波具有频率fc的奇数约数“m”的频率，并且相对于目标载波Wt在不需要载波的频率处具有90度的相位差时，优选地将减法周期设置为目标载波Wt的周期Tc的“m”倍。例如，当不需要载波Wc具有频率fc的奇数约数“3”的频率时，称为“Wc3”，并且相对于目标载波Wt在不需要载波的频率处具有90度的相位差时，则将减法周期设置为目标载波Wt的周期Tc的“3”倍。在这个例子中，从在“3TC”的减法周期上获得的不需要载波Wc3的移动平均值D1的总和中减去在“3TC”的减法周期上获得的其移动平均值D2的总和。这就允许了不需要载波Wc3的移动平均值D1和D2被彼此抵消。

如图4所示，当不需要的载波Wc具有目标载波Wt的频率fc的偶数倍数的频率，例如2×fc，4×fc时，不需要载波Wc的正电压域中的每一个在每个移动平均值周期Ts处被分为对称的成对区域。每个移动平均值周期对应于目标载波Wt的周期Tc的二分之一周期。同样的，不需要载波的负电压域中的每一个在对应于目标载波Wt的周期Tc的二分之一周期的每一移动平均周期Ts处，被分为对称的成对区域。

成对的符号“+”和“-”分别被指定到对称的成对区域。分别通过箭头AR3相互连接的对称的成对区域，可以在对应于目标载波Wt的周期Tc的二分之一周期的每个移动平均周期Ts中彼此抵消。获得在目标载波Wt的每个周期上检测到的第一和第一移动平均值D1和D2之间的差值，允许消除不需要的载波Wc和检测目标载波Wt。

另外，如图4所示，假设不需要的载波Wc具有等于目标载波Wt的频率fc或是其频率fc的奇数倍的频率，如1fc，3fc...。在这种情况下，当不需要的载波Wc相对于目标载波在不需要载波的频率处具有90度的相位差(见图4)时，通过不需要载波Wc3的箭头AR3相连的对称的成对区域(“+”和“-”)，在对应于目标载波Wt的周期Tc的二分之一周期的每个移动平均周期Ts中能够彼此抵消。

也就是说，当不需要载波具有频率fc的奇数倍的频率，并且相对于目标载波Wt在不需要载波的频率处具有90度的相位差时，获得在目标载波Wt的每个周期上检测到的第一和第一移动平均值D1和D2之间的差值允许消除不需要载波Wc和检测目标载波Wt。

假设不需要载波Wc的频率是目标载波Wt的频率fc的整数倍。在这种假设下，从在目标载波Wt的两个或更多周期上获得的移动平均值D2的总和中减去从其上获得的移动平均值D1的总和，允许不需要的载波Wc被消除，且允许获得对应于目标载波Wt的检测结果。

在由以下情况(1)至(6)所表示的不需要载波的任何一个或者其组合的情况下，使用同步检波电路10来获得输入信号Vs的第一和第二移动平均值之间的差值，允许以高精度抽取目标载波Wt的信号分量：

(1)具有等于目标载波Wt的频率fc的频率和相对于目标载波在不需要的载波的频率处大约90度的相位差的不需要载波；

(2)频率是目标载波Wt的频率fc的偶数倍的不需要载波；

(3)频率是目标载波Wt的频率fc的偶数约数的不需要载波；

(4)具有目标载波Wt的频率fc的奇数倍的频率和相对于目标载波Wt在不需要的载波的频率处大约90度的相位差的不需要载波；

(5)具有目标载波Wt的频率fc的奇数约数的频率和相对于目标载波Wt在不需要的载波的频率处大约90度的相位差的不需要载波；

(6)具有通过用目标载波Wt的频率fc乘以除了奇数之外的有理数(rotational number)而获得的频率的不需要载波；

如上所述，在根据第一实施例的同步检波设备1中，具有脉冲延迟电路4的时间A/D转换器(TAD)构成了作为移动平均单元的移动平均电路24。移动平均电路24计算在0度和180度之间的相位范围上的输入信号Vs的移动平均值D1和在180度和360度之间的相位范围上的其移动平均值D2。减法电路30计算移动平均值D1和D2间的差值，从而根据该差值计算表示检测结果的数字数据Do1。

这种结构具有以下优点：不需要通过使用模拟放大器来放大输入信号Vs，使得防止由于放大模拟放大器的放大运算而产生的噪音分量被叠加到检测结果上成为可能。与传统同步检波设备相比较而言，这使得同步检波设备1能够以更高精度进行同步检波。

另外，不同类型的门电路允许根据第一实施例的同步检波电路10被完全数字化，其允许当在芯片中实现同步检波电路时，减小芯片中的同步检波电路10的覆盖区，从而减小了同步检波设备1的尺寸和成本。

根据第一实施例的同步检波电路10没有部件易受电路10周围环境变化影响的模拟放大电路，这可以实现提高同步检波电路10的环境抵抗力。这个优点还允许同步检波电路10与目标载波Wt同步地稳定地检测输入信号Vs，使得提高同步检波设备1的可靠性成为可能。

在第一实施例中，构成移动平均电路24的脉冲延迟电路4在级联中彼此串联，但本发明并不限于此结构。

也就是说，如图5所示，作为图2中所示的脉冲延迟电路4的变型，脉冲延迟电路4A由取代了脉冲延迟电路4A的延迟单元2的第一级的与门2A构成。与门具有一个和另一个输入端，其中该一个输入端是作为输入开始脉冲信号的开始端。该另一个输入端和延迟单元2的末级2b的输出端彼此相连，使得延迟单元2串连连接为环状结构，从而就构成了作为环状延迟线RDL的脉冲延迟电路4A。

移动平均电路24也具有与末级2b的输出端连接的、用于计数通过循环连接的延迟单元2的脉冲信号Pin的循环次数的计数器16。移动平均电路24还具有锁存电路18，用于在采样信号CKS的每一上升沿(或下降沿)检测通过计数器16的计数值以锁存它。

在这一变型中，锁存编码器6a将采样信号CKS的每一前沿处的脉冲信号P的每个锁存位置转换为预定的低位比特的数字数据“a”，以便将其输出给减法器7a。

锁存器18将被锁存的计数值转换为预定的高位比特的数字数据“b”，从而将其输出给减法器7a。低位比特的数字数据“a”和高位比特数字数据“b”被组合以作为数字数据Dt输入到减法器7。

移动平均电路24A的该结构允许脉冲信号Pin通过脉冲延迟电路4a中的环状延迟单元2循环，使得多条数字数据Dt顺序地重复产生，以被发送给减法器7。与图2A中所示的移动平均电路24相比较，移动平均电路24A的这个特征允许减少构成脉冲延迟电路4A的延迟单元2的数目。

在第一实施例中，具有脉冲延迟电路4的时间A/D转换器(TAD)构成了移动平均电路24。然而，本发明并不限于此结构。作为移动平均电路24的另一个例子的移动平均电路可以用于在比目标载波Wt的频率fc足够大的预定采样频率处将输入信号Vs转换为数字数据，以锁存被转换的数字数据。当已经锁存了预定条数的数字数据时，作为移动平均电路24的另一个例子的移动平均电路可以用于对预定条数的数字数据进行平均，以获得第一数字数据(第一移动平均值)D1和第二数字数据(第二移动平均值)D2。

[第二实施例]

如图6所示，根据第二实施例的同步检波设备1A具有响应于第一和第二时钟信号CK1和CK2进行操作的同步检波电路40。第一和第二时钟信号CK1和CK2中的每一个具有双倍于目标载波S(t)的频率fc的频率(2×fc)，其中目标载波例如是相对于中心轴Dc在时间上周期性正向和负向振荡的周期波。第一和第二时钟信号CK1和CK2也具有大约180度的相位差。同步检波电路40具有第一和第二移动平均电路24a和24b，其中的每一个由根据第一实施例的时间A/D转换器以及移动平均电路24组成。第一和第二移动平均电路24a和24b在下文中被称为“第一和第二TAD 24a和24b”。

第一TAD 24a用于在对应于目标载波S(t)的二分之一周期Tc的第一时钟信号CK1的每个第一周期(移动平均周期)Tp1上对输入信号进行平均，从而产生第一移动平均值DT1。同样的，第二TAD24b用于在对应于目标载波Wt2的二分之一周期Tc的第二时钟信号CK2的每个第二周期(移动平均周期)Tp2上对输入信号进行平均，从而产生第二移动平均值DT2。

同步检波电路40还具有第一，第二，第三，第四，第五和第六寄存器，分别为26a，26b，28a，28b，32a，32b。

第一和第四寄存器26a和26b用于分别与第一和第二时钟信号CK1和CK2同步地顺序锁存从第一和第二TAD 24a和24b输出的第一和第二移动平均值DT1和DT2。第一和第四寄存器26a和26b用于分别输出先前锁存的第一和第二移动平均值DT1和DT2。第二和第五寄存器28a和28b用于分别与第一和第二时钟信号CK1和CK2同步地顺序锁存从第一和第四寄存器26a和26b输出的第一和第二移动平均值DT1和DT2，从而分别输出先前锁存的第一和第二移动平均值DT1和DT2。

同步检波电路40具有第一和第二减法电路30a和30b。在图6中，第一减法电路30a被图示说明为“第一sub 30a”，而第二减法电路30b被图示说明为“第二sub 30b”。

第一减法电路30a用于与第一时钟信号同步地计算当前锁存在第一寄存器26a中的移动平均值和当前锁存在第二寄存器28a中以及先前锁存在第一寄存器26a中的移动平均值之间的第一差值Do1。同样的，第二减法电路30b用于与第二时钟信号CK2的同步地计算当前锁存在第四寄存器26b中的移动平均值和当前锁存在第五寄存器28b中以及先前锁存在第四寄存器26b中的移动平均值之间的第二差值Do2。

同步检波电路40具有用于分别顺序锁存已计算的第一和第二差值Do1和Do2的第三和第六寄存器32a和32b。

同步检波电路40具有处理电路34。第三和第六寄存器32a和32b用于向处理电路34输出第一和第二已锁存的差值Do1和Do2。第一减法电路30a和第三寄存器32a与第一时钟信号CK1同步地操作，而第二减法电路30b和第六寄存器32b与第二时钟信号CK2同步地操作。

同步检波电路40具备分频器21，分频器21用于将第一时钟信号CK1的频率除以2以产生具有与目标载波S(t)的频率fc相同的频率的第三时钟信号CK3。处理电路34与第三信号Ck3同步地计算目标载波S(t)的振幅和相位，从而输出计算结果作为检测结果。

接下来，在下文中将阐述同步检波设备1A的总的操作。

在第二实施例中，包括目标载波S(t)的输入信号通过第一TAD24a在目标载波S(t)的周期Tc的二分之一的每一第一周期Tp1上被平均。同样的，包括目标载波S(t)的输入信号通过第二TAD 24b在目标载波S(t)的周期Tc的二分之一的每一第二周期Tp2上被平均。第一周期被称为“第一移动平均周期”，而第二周期被称为“第二移动平均周期”。第一移动平均周期Tp1具有相对于第二移动平均周期Tp2的时差，其对应于90度的相位差。

假设在时间上彼此相邻的移动平均值和通过第一TAD 24a获得的移动平均值之间的第一差值Do1用“I”表示，而在时间上彼此相邻的移动平均值和通过第二TAD 24b获得的移动平均值之间的第二差值Do2用“Q”表示。在这种假设下，目标载波S(t)用以下等式表示：

S(t)＝A sin{(2πfc)t+p}                        [等式1]

其中“A”表示目标载波S(t)的振幅，“p”表示相对于第一时钟信号CK1的目标载波S(t)的相位(相位差)，“t”表示时间。

等式1允许I和Q用以下等式表示：

$I=\underset{0}{\overset{\mathrm{Tc}/2}{\∫}}S\left(t\right)\mathrm{dt}-\underset{\mathrm{Tc}/2}{\overset{\mathrm{Tc}}{\∫}}S\left(t\right)\mathrm{dt}=\frac{2A}{\mathrm{\πfc}}\cos \left(p\right)$     [等式2]

$Q=\underset{-\mathrm{Tc}/4}{\overset{\mathrm{Tc}/4}{\∫}}S\left(t\right)\mathrm{dt}-\underset{\mathrm{Tc}/4}{\overset{3\mathrm{Tc}/4}{\∫}}S\left(t\right)\mathrm{dt}=\frac{2A}{\mathrm{\πfc}}\sin \left(p\right)$     [等式3]

当参考字符“j”表示虚数单位时，等式2和3允许使用I和Q作为参数根据下列等式获得目标载波S(t)的振幅A和相位p：

$A=\frac{\mathrm{\πfc}}{2}\sqrt{I^2+Q^2}$     [等式4]

p＝arg(I+jQ)                                [等式5]

其中“arg(I+jQ)”表示复数“I+jQ”的幅角。

也就是说，即使目标载波S(t)的相位p未知，基于等式4和5的计算也可获得目标载波S(t)的振幅A和相位p。

这样，在第二实施例中，由处理电路34执行基于等式4和5的计算以获得目标载波S(t)的振幅A和相位p。

采用根据第二实施例的同步检波电路40以在不使用时钟信号的情况下获得目标载波的振幅A和相位p，其中时钟信号的相位与的目标载波的相位相同，如第一实施例中阐述的那样。

当在目标载波上对所需的信号分量调相和/或调幅时，同步检波电路40允许从已调制的目标载波中检测信号分量。

接下来，将说明同步检波电路40可以消除的信号分量。

当目标载波S(t)的相位p被设置为“0度”，换句话说，相位p等于“0°”时，I、Q和振幅A表示为“I＝2A/(πfc)”，“Q＝0”，以及“A＝πfcI/2”。

当目标载波S(t)的相位p被设置为“90度”，换句话说，相位等于“±90°”时，I、Q和振幅A表示为“I＝0”，Q＝±2A/(πfc)以及“A＝πfcQ/2”。

在第一实施例中，假设目标载波的相位p等于0而获得I。因此在相位p等于±90°的这种情况下该结果与在第一实施例中的结果一致，具有相对于时钟信号CK的90度相位差的载波分量(不需要的信号分量)可被消除，以获得与时钟信号CK同相的目标载波的振幅。

在每一个具有任意频率f和用“S(t)＝Asin{(2πf)t+p}”表示的信号分量S(t)中，当通过将任意频率f除以目标载波的频率fc而获得值(f/fc)是整数时，I与Q可用以下等式表示：

    [等式6]

    [等式7]

也就是说，当频率是目标载波频率fc的偶数倍的输入信号被输入到同步检波电路40中时，I和Q值得到0。这些结果很容易被理解，其中一个原因是作为被表示为“Tc/2”的目标载波的周期Tc的二分之一的输入信号的第一和第二移动平均周期TP1和TP2中的每一个，是输入信号的频率f的整数倍。另一个原因是在一个周期上的正弦波的积分为0。

相反的，当值(f/fc)不是整数时，则I和Q值得到除0之外的值。累加在每周期T_C连续获得的N个I就会得到I_N，而累加在每周期T_C连续得到的N个Q就会得到Q_N，可用下列等式表示：

$I_N=-\frac{A}{\mathrm{\πf}}\tan \left(\frac{\mathrm{\π}}{2}\frac{f}{\mathrm{fc}}\right)\sin \left(\mathrm{\πN}\frac{f}{\mathrm{fc}}\right)\cos (p+\mathrm{\πN}\frac{f}{\mathrm{fc}})$     [等式8]

$Q_N=-\frac{A}{\mathrm{\πf}}(\frac{1}{\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{2}\frac{f}{\mathrm{fc}}\right)}-1)\sin \left(\mathrm{\πN}\frac{f}{\mathrm{fc}}\right)\sin (p+\mathrm{\πN}\frac{f}{\mathrm{fc}})$     [等式9]

选择N为正整数，使得N·f/fc变为正整数，允许I_N和Q_N分别等于0。例如，当f/fc等于1/2时，选择2，4，6，...中之一作为N，使得N·f/fc变为正整数，并且当f/fc等于1/3时，选择3，6，9，...中之一作为N，使得N·f/fc变为正整数。另外，当f/fc等于1/3.5时，选择7，14，21中之一作为N，这样N·f/fc就变为正整数。将I_N和Q_N设为0允许每一个具有频率f的信号分量被消除。

另外，将N设为“12”允许其频率是频率fc的12的公约数，例如fc/2，fc/3，fc/4，fc/6和fc/12的信号分量被消除。

图7、图8，及图9中图示说明了当目标载波的相位分别为0度、45度和90度时，频率是fc/2、fc/3、fc/4、fc/6，和fc/12的信号分量的波形的例子。

在图7至图9中，参考符号α和β分别表示基于第一和第二时钟信号CK1和CK2的第一和第二移动平均周期Tp1和Tp2。参考符号α和β还分别表示加法和减法周期。

例如，α为“+1”的周期对应于在(-p+0度)和(-p+180度)间的目标载波的相位范围。在α为“+1”的周期期间与第一时钟信号CK1同步从第一TAD 24a中输出的移动平均值DT1被相加。特别是，移动平均值DT1在乘以“+1”后，被相加。

α为“-1”的周期，对应于在(-p+180度)和(-p+360度)间的目标载波的相位范围。在α为“-1”的周期期间与第一时钟信号CK1同步从第一TAD 24a中输出的移动平均值DT1被相减。特别是，移动平均值DT1在乘以“-1”后，被相加。

同样的，β为“+1”的周期，对应于在(-p-90度)和(-p+90度)间的目标载波的相位范围。在β为“+1”的周期期间与第二时钟信号CK2同步从第二TAD 24b中输出的移动平均值DT2被相加。特别是，移动平均值DT2在乘以“+1”后，被相加。

β为“-1”的周期，对应于在(-p+90度)和(-p+270度)间的目标载波的相位范围。在β为“-1”的周期期间与第二时钟信号CK2同步从第二TAD 24b中输出的移动平均值DT2被相减。特别是，移动平均值DT2在乘以“-1”后，被相加。

在图7至图9中，在每一图中自上而下的分别图示说明了具有频率fc的目标载波的两种波形，和具有如fc/2，fc/3，fc/4，fc/6，及fc/12的频率fc的12的公约数的频率的每一个不需要的信号分量的两种波形。

也就是说，相位等于0的目标载波的波形WFa1和WFa2，频率是(fc/2)的不需要的信号分量的波形WFb1和WFb2，和频率是(fc/3)的不需要的信号分量的波形WFc1和WFc2在图7中图示说明。频率是(fc/4)的不需要的信号分量的波形WFd1和WFd2，频率是(fc/6)的不需要的信号分量的波形WFe1和WFe2，和频率是(fc/12)的不需要的信号分量的波形WFf1和WFf2在图7中图示说明。

同样的，相位等于45度的目标载波的波形WFa3和WFa4，频率是(fc/2)的不需要的信号分量的波形WFb3和WFb4，和频率是(fc/3)的不需要的信号分量的波形WFc3和WFc42在图8中图示说明。频率是(fc/4)的不需要的信号分量的波形WFd3和WFd4，频率是(fc/6)的不需要的信号分量的波形Wfe3和Wfe4，和频率是(fc/12)的不需要的信号分量的波形WFf3和WFf4在图8中图示说明。

相位等于90度的目标载波的波形WFa5和WFa6，频率是(fc/2)的不需要的信号分量的波形WFb5和WFb6，和频率是(fc/3)的不需要的信号分量的波形WFc5和WFc6在图9中图示说明。频率是(fc/4)的不需要的信号分量的波形WFd5和WFd6，频率是(fc/6)的不需要的信号分量的波形Wfe5和Wfe6，和频率是(fc/12)的不需要的信号分量的波形WFf5和WFf6在图9中图示说明。

在图7至图9中，波形WFa1到WFf1，WFa3到WFf3，及WFa5到WFf5中的每一个表示与第一时钟信号CK1同步的移动平均值DT1的加法操作。同样的，波形WFa2到WFf2，WFa4到WFf4，及WFa6到WFf6中的每一个表示与第二时钟信号CK2的同步的移动平均值DT2的加法操作。

例如，如图10A中所示，在其周期(2Tc)内积分频率为(fc/2)的不需要的信号的输出值D1，其对应于等式“IN＝{(SK1+SK4)+(-(SK2+SK3))}”，变为几乎是0。

如图10A所示，在(-p+180度)和(-p+360度)间的目标载波的相位范围内的移动平均值DT1被乘以α“-1”。这就导致了移动平均值DT1的部分波形在(-p+180度)和(-p+360度)间的目标载波的相位范围内相对于中心轴Dc翻转(flip)。结果，代表在2Tc周期内移动平均值DT1的相加的结果的波形图由粗线图示说明为“WFb1”。

也就是说，在波形WFb1的正的部分和中心轴Dc间形成的正区域SK1和SK4及在波形WFb1的负部分和中心轴Dc间形成的负区域SK2和SK3对应于等式6的数据I，数据I作为输出数据DI从第三寄存器32a中输出。这些区域SK1-SK4分别在图10A中被标以阴影。

同样的，如图10B所示，在(-p+90度)和(-p+270度)间的目标载波的相位范围内的移动平均值DT2被乘以β“-1”。这就导致了移动平均值DT2的部分波形在(-p+90度)和(-p+270度)间的目标载波的相位范围内相对于中心轴Dc翻转。结果，代表在2Tc周期内移动平均值DT2的相加的结果的波形图由粗线图示说明为“WFb2”。

也就是说，在波形WFb2的正部分和中心轴Dc间形成的正区域Sm1，Sm3和Sm5及在波形WFb2的负部分和中心轴Dc形构成的负区域Sm2，Sm4和Sm6对应于等式7的数据Q，该数据Q作为输出数据DQ从第六寄存器32b中输出。这些区域Sm1-Sm6分别在图10B中被标以阴影。

同样的，表示在分别与频率(fc)，(fc/2)，(fc/3)，(fc/4)，(fc/6)，和(fc/12)相对应的不需要信号的周期(Tc)，(2Tc)，(3Tc)，(4Tc)，(6Tc)，和(12Tc)中的每一个内移动平均值DT1的相加的结果的每一种波形通过粗线来表示。

如上所述，在每一种波形的正部分和中心轴Dc间形成的正区域至少部分地在图7-9中被标以阴影，表示作为输出数据DI从第三寄存器32a中输出的I。在每一种波形的负部分和中心轴Dc间形成的负区域至少部分地在图7-9中被标以阴影，表示作为输出数据QI从第六寄存器32b中输出的Q。

如图7-9中图示说明的，当相位p等于0时，来自第三寄存器32a的目标载波的输出DI取最大值，当相位p等于90度时取零，以及当在0度到90度之间时取中间值。当相位p等于0时，来自第六寄存器32b的目标载波的输出DQ取零，当p等于90度时取最大值，以及当在0度到90度之间时取中间值。来自第三寄存器32a的目标载波的输出DI的最大值和来自第六寄存器32b的输出DQ的最大值彼此相同。当相位p等于45度时，移动平均值DI和目标载波的移动平均值彼此相同。

在图7-9中图示说明的这些结果与“f/fc”等于1时根据等式6和7所得到的结果相一致。

此外，在不需要信号的各个周期(2Tc)，(3Tc)，(4Tc)，(6Tc)和(12Tc)内对频率为(fc/2)，(fc/3)，(fc/4)，(fc/6)和(fc/12)的不需要信号中的每一个的所有输出值DI进行积分，其对应于等式8中的IN，结果几乎是0。这些特征可以从图7-9中，特别是图10A和10B中相对于中心轴的中心轴，每个不需要信号的每一波形的对称中，从视觉上识别出。

例如，如图10A所示，在不需要信号的周期(2Tc)内对频率为(fc/2)的不需要信号的所有输出值DI进行积分，其对应于积分所有区域SK1到SK4，正区域(SK1+SK4)被负区域(Sm1+Sm2)抵消，使其变为0。

同样的，如图10B所示，在不需要信号的周期(2Tc)内对频率为(fc/2)的不需要信号的所有输出值DQ进行积分，其对应于对所有区域Sm1到Sm6进行积分，正区域(Sm1+Sm3+Sm5)被负区域(Sm2+Sm4+Sm6)抵消，使其变为0。

顺便提及，频率为目标载波的频率的奇数约数的不需要信号的区域相对于中心轴是不对称的，如波形WFc1的正区域和负区域，所以从视觉上识别这样的不需要信号的输出值DI的总和可能较为困难。

然而在这种情况下，可以根据等式8和9，识别这样的不需要信号的输出值DI的总和。

在第二实施例中，根据图7-9，作为例子解释了频率低于目标载波的频率fc的不需要信号。对应于频率是目标载波的偶数倍的每一种不需要的信号的DI值和DQ值的相加结果变为0(见等式6和7)。

在根据第二实施例同步检波设备1A中，以与第一实施例相同的方式，即使目标载波中包含至少一种如第一实施例中(1)到(6)中说明的不需要的信号，也可能得到在输入信号Vs的移动平均值之间的不同值之间的差值。这个特征使得以高精度提取目标载波的信号分量称为可能。

在第二实施例中，由处理电路34计算目标载波的振幅A和相位p，但是本发明并不限于这种结构。通过第一和第二减法电路30a和30b获得的数据DI和DQ的结果可作为I和Q的两个矢量分量输出。在这种变型中，可以从同步检波电路40中省略分频器21和处理电路34，这样可进一步地减小同步检波设备的尺寸和成本。

[第三实施例]

以下将描述本发明的第三实施例。顺便提及，在第三实施例中的基本上与在第二实施例中相同的元件，被分配以与第二实施例相同的符号，因此省略了关于这些元件的详细的说明。

如图11所示，根据第三实施例的同步检波设备1B具有响应于时钟信号CK10而操作的同步检波电路41，时钟信号CK10具有的频率是目标载波S(t)的频率fc的四倍(4×fc)。目标载波S(t)是相对于中心轴Dc在时间上作周期性正向和负向振荡周期波S(t)。同步检波电路41具有移动平均电路24，该检波电路由根据第一实施例的时间A/D转换器和移动平均电路24构成。

TAD 24用于在对应于目标载波S(t)的周期Tc的四分之一的时钟信号CK10的每个周期Tp上对输入信号进行平均，以便产生移动平均值DT。也就是说，移动平均周期Tp等于(Tc/4)。

同步检波电路41还具有第一，第二，第三，及第四寄存器，分别为26，28，32，33。

第一，第二，第三，及第四寄存器26，28，32，33用于分别顺序地与时钟信号CK10同步的锁存从TAD 24输出的移动平均值DT。

同步检波电路41具有分频器23，用于将时钟信号CK10的频率除以4以产生具有与目标载波S(t)的频率fc相同的频率的时钟信号CK11。

同步检波电路41具有加减法器35。在图11中，以“add-sub 35”来图示说明加减法器35。

加减法器35与时钟信号CK10同步操作，以便捕获由第一至第四寄存器26，28，32，和33顺序锁存的四个移动平均值S1到S4，并对四个所捕获的移动平均值S1到S4执行加法和减法运算。

同步检波电路41具有处理电路(PC)36。处理电路36与时钟信号CK10同步操作，以基于从加减法器35中输出的数据DI和数据DQ计算目标载波S(t)的振幅和相位。

加减法器35根据以下等式对四个顺序移动平均值S1到S4进行加法和减法运算以获得I和Q，并且向处理电路36输出获得的I和Q，作为数据DI和DQ。

$I=S_1+S_2-S_3-S_4=+\underset{0}{\overset{\mathrm{Tc}/4}{\∫}}S\left(t\right)\mathrm{dt}+\underset{\mathrm{Tc}/4}{\overset{\mathrm{Tc}/2}{\∫}}S\left(t\right)\mathrm{dt}-\underset{\mathrm{Tc}/2}{\overset{3\mathrm{Tc}/4}{\∫}}S\left(t\right)\mathrm{dt}-\underset{3\mathrm{Tc}/4}{\overset{\mathrm{Tc}}{\∫}}S\left(t\right)\mathrm{dt}$

$=+\underset{0}{\overset{\mathrm{Tc}/2}{\∫}}S\left(t\right)\mathrm{dt}-\underset{\mathrm{Tc}/2}{\overset{\mathrm{Tc}}{\∫}}S\left(t\right)\mathrm{dt}$     [等式10]

$Q=S_1-S_2-S_3+S_4=+\underset{0}{\overset{\mathrm{Tc}/4}{\∫}}S\left(t\right)\mathrm{dt}-\underset{\mathrm{Tc}/4}{\overset{\mathrm{Tc}/2}{\∫}}S\left(t\right)\mathrm{dt}-\underset{\mathrm{Tc}/2}{\overset{3\mathrm{Tc}/4}{\∫}}S\left(t\right)\mathrm{dt}+\underset{3\mathrm{Tc}/4}{\overset{\mathrm{Tc}}{\∫}}S\left(t\right)\mathrm{dt}$

$=+\underset{0}{\overset{\mathrm{Tc}/4}{\∫}}S\left(t\right)\mathrm{dt}-\underset{\mathrm{Tc}/4}{\overset{3\mathrm{Tc}/4}{\∫}}S\left(t\right)\mathrm{dt}+\underset{3\mathrm{Tc}/4}{\overset{\mathrm{Tc}}{\∫}}S\left(t\right)\mathrm{dt}$     [等式11]

也就是说，即使目标载波S(t)的相位p是未知的，在第三实施例中的同步检波设备1B也可实现这样的功能，即在不使用第一和第二TAD 24a和24b的情况下，通过单一的移动平均电路24从输入信号中获得目标载波S(t)的振幅A和相位p。

在第三实施例中，输入信号在作为目标载波周期Tc的四分之一的每个周期(Tc/4)上通过移动平均电路24被重复地平均。基于通过移动平均电路24获得的四个顺序移动平均值根据等式10和11可得到数据I和Q。获得的数据I和Q作为数据DI和DQ被输出到处理电路36中，使得处理电路36以与第二实施例中使用的相同方式获得目标载波的振幅A和相位p。

因此第三实施例允许简化可以获得与第二实施例相同结果的同步检波设备41的结构。

另外，在第三实施例中，用于在加减法器35中获得I和Q的移动平均值S1-S4的移动平均周期与移动平均周期Tp彼此完全一致。因此移动平均值S1-S4在周期方面没有区别，这样就可以防止由于在移动平均值S1-S4间的周期方面的差异而出现的检测错误。这个优点使提高目标载波的检测精度成为可能。

在第三实施例以及第二实施例中，通过加减法器34获得的数据DI和DQ的结果可作为I和Q的两个矢量分量被输出。在这种变型中，处理电路36可从同步检波电路41中省略掉，这就可能进一步的减小同步检波设备的尺寸和成本。

[第四实施例]

在下文中将描述本发明的第四实施例。顺便提及，在第四实施例中的基本上与第二实施例或第三实施例中的元件相同的元件被分配以与第二实施例或第三实施例相同的符号，因此省略了关于这些元件的详细说明。

在第四实施例中的同步检波设备1C实现了与同步检波电路40或同步检波电路41相同的功能，并实现了输入信号的同步检波操作的加速。

也就是说，同步检波电路40和41中的每一个在目标载波的每个周期Tc处获得检测结果。

相反，第四实施例中的同步检波电路42可每个周期Tc四次更新目标载波的检测结果。

为了实现这个功能，如图12所示，根据第四实施例的同步检波电路42被设计成以下列方式修改如图11所示的同步检波电路41的一部分。

在同步检波电路42中，与同步检波电路41的结构的一个差异点是：加减法器35和处理电路PC与周期为目标载波周期Tc的四分之一(Tc/4)的时钟信号12同步操作。与同步检波电路41的结构的另一个差异点是：同步检波电路42具有一个2位计数器37和取代了分频器21或23的相位校正电路。2位计数器37和相位校正电路(CC)38被设置为校正在每个周期Tc中处理电路36的4次操作所得到的相位。也就是说，2位计数器37用于对时钟信号CK12的时钟脉冲的数目进行计数。相位校正电路38用于基于由2位计数器37计数的计数值(2位)来校正目标载波的相位p，该计数值表示处理电路37每周期Tc的操作循环。

在第四实施例中，通过加减法器35重复计算的I_k和Q_k用下列等式表示：

$I_k=S_k+S_{k+1}-S_{k+2}-S_{k+3}=+\underset{(k-1)\mathrm{Tc}/4}{\overset{\mathrm{kTc}/4}{\∫}}S\left(t\right)\mathrm{dt}+\underset{\mathrm{kTc}/4}{\overset{(k+1)\mathrm{Tc}/4}{\∫}}S\left(t\right)\mathrm{dt}-\underset{(k+1)\mathrm{Tc}/4}{\overset{(k+2)\mathrm{Tc}/4}{\∫}}S\left(t\right)\mathrm{dt}-\underset{(k+2)\mathrm{Tc}/4}{\overset{(k+3)\mathrm{Tc}/4}{\∫}}S\left(t\right)\mathrm{dt}$

$=\frac{2A}{\mathrm{\π}}\cos \{p-\mathrm{\π}(k-1)/2\}$     [等式12]

$Q_k=S_k-S_{k+1}-S_{k+2}+S_{k+3}=+\underset{(k-1)\mathrm{Tc}/4}{\overset{\mathrm{kTc}/4}{\∫}}S\left(t\right)\mathrm{dt}-\underset{\mathrm{kTc}/4}{\overset{(k+1)\mathrm{Tc}/4}{\∫}}S\left(t\right)\mathrm{dt}-\underset{(k+1)\mathrm{Tc}/4}{\overset{(k+2)\mathrm{Tc}/4}{\∫}}S\left(t\right)\mathrm{dt}+\underset{(k+2)\mathrm{Tc}/4}{\overset{(k+3)\mathrm{Tc}/4}{\∫}}S\left(t\right)\mathrm{dt}$

$=\frac{2A}{\mathrm{\π}}\sin \{p-\mathrm{\π}(k-1)/2\}$     [等式13]

其中k等于1，2，...，n(正整数)，kTc/4的周期对应于(k·90度)的相位。

以I_k和Q_k为参数，通过处理电路36和相位p得到的振幅A和相位p可用以下等式表示：

$A_k=\frac{\mathrm{\π}}{2}\sqrt{I_k^2+Q_k^2}$     [等式14]

$p_k=\arg (I_k+j{Q}_k)+(k-1)\frac{\mathrm{\π}}{2}$     [等式15]

也就是说，根据第四实施例的用于计算振幅A_k的等式与在第二和第三实施例中的等式相同。相反，相位p_k具有一个对应于“(k-1)”·90·(k)度的校正项“(k-1)·π/2[弧度]”，因此相位校正电路CC 38操作以产生该校正项。该校正项可采用0[弧度]，π/4[弧度]，π/2[弧度]，及3π/4[弧度]中的任何值，校正项所取的值根据计数器37的计数值(2位)来确定。

第四实施例的其他结构和操作基本上与第二实施例或第三实施例的结构和操作相同。在第四实施例中，加速输入信号的同步检波操作成为可能。

[第五实施例]

在下文中将描述本发明的第五实施例。

在第二到第四实施例中，输入信号是与具有其频率fc的两倍或四倍频率的时钟信号同步地，在目标载波的周期Tc的四分之一或二分之一的每个周期上被平均，这样就可在时间上连续的获得移动平均值。目标载波的振幅和相位通过在时间上连续获得的移动平均值的加法和/或减法运算来计算。

如上所述，在上述结构中，在每个周期Tc或每个周期Tc的整数倍的周期上的、在时间上连续获得的移动平均值的加法和/或减法允许获得I值和Q值。

值I和Q允许完全消除具有目标载波的频率fc的偶数倍的频率的不需要的信号分量。

另外，I_N是在每个周期Tc上在时间上连续获得的移动平均值的加法和/或减法运算所得到的每一I值的总和。Q_N是在每个周期Tc上在时间上连续获得的移动平均值的加法和/或减法运算所得到的每一Q值的总和。I_N和Q_N允许每一个具有目标载波的频率fc的非整数倍的频率的不需要的信号分量完全被消除。

因此，将根据本的第二到第四实施例的发明相结合，可允许从其中多路传输多个载波的输入信号中提取指定的目标载波的振幅A和相位p。

在下文中将描述本发明的第五实施例，第五实施例基于上面所述的背景。顺便提及，在第五实施例中的基本上与在第二实施例到第四实施例中的至少一个相同的元件被分配以与第二实施例到第四实施例中的至少一个相同的符号，因此省略了关于这些元件的详细说明。

根据第五实施例的同步检波设备1D用于从输入信号中提取出指定的目标载波，以便检测目标载波的振幅和其相位，其中在该输入信号中，包含该目标载波的多个载波被多路传输。

在第五实施例中，准备了频率为fc0，等于“fc0/2”的fc1，等于“fc0/4”的fc2，等于“fc0/8”的fc3，...，等于“fc0/2^N”的fcN的(N+1)种类型的正弦波C0，C1，C2，...，CN。这些正弦波分别具有Tc0等于“1/fc0”，Tc1等于“2Tc0”，Tc2等于“4Tc0”，Tc3等于“8Tc0”，...，TcN等于“2^N·Tc0”的相位。包括最高频率的正弦波C0或包括最低频率的正弦波CN的任意数目的正弦波被选择作为多个载波。所选择的载波被单独地在振幅和/或相位上调制，以承载信号。调制后的波被多路传输，以便产生输入信号(多路传输信号)。在第五实施例中，将N设为“3”。

当选择多个载波的任意两个频率时，其中一个频率是另一个的偶数倍，且最高周期TcN是除最高频率的载波的任一频率的整数倍(偶数倍)。

如图13所示，根据第五实施例的同步检波设备1D具有响应于时钟信号CK20而操作的同步检波电路43，时钟信号CK20的周期Ts是频率具有最高频率的载波C0的周期Tc0的四分之一。

同步检波电路43具有移动平均电路24，该同步检波电路由根据第一实施例的时间A/D转换器和移动平均电路24构成。

TAD 24用于在时钟信号CK20的每个周期(移动平均周期)Tp上对输入信号进行平均，从而产生移动平均值。

同步检波电路43还具有第1到第2^N+2寄存器，其分别为26al到26a2^N+2。当N设为“3”时，第2^N+2寄存器26a2^N+2为第32寄存器26a32。

第1到第32寄存器26a1到26a32用于分别与时钟信号CK20同步地顺序锁存从TAD 24中输出的移动平均值。

同步检波电路43具有用于将时钟信号CK20的时钟脉冲数目进行计数的2位计数器37。同步检波电路43具有用于根据计数值(2位)来校正载波的相位p的相位校正电路38。同步检波电路43具有加减法器45。

加减法器45与时钟信号CK20同步操作，用于捕获由第一到第32寄存器26a1，...，26a32顺序锁存的移动平均值S1，S2，...，S32，且用于执行第一到第32移动平均值S1到S32的加法和减法运算。

同步检波电路43具有处理电路(PC)46。处理电路46与时钟信号CK20同步操作，以便根据从加减法器45输出的值DI0，DQ0，DI1，DQ1，DI2，DQ2，DI3，及DQ3来计算构成输入信号的载波的振幅A0到A3和相位p0到p3。

在同步检波电路43中，TAD 24的操作使得表示为下列等式的移动平均值S1，S2，...，在作为具有最高频率的载波C0的周期Tc0的四分之一的每个周期Ts(移动平均周期)内被输出。也就是说，移动平均周期Ts对应于由(p+90·k)表示的、载波C0的相位总和与(k·90)度之间的相位范围，及对应于由{p+(k+1)·90}表示的、载波C0的相位p的总和与(k+1)·90度之间的相位范围。“k”等于0，1，2，...，2^N+2-1。

在上面阐述的每一相位范围内输出的时间上连续的第一到第32移动平均值分别被锁存在第1到第32寄存器26a1到26a32中。

$S_j=\underset{(j-1)\mathrm{Ts}}{\overset{\mathrm{jTs}}{\∫}}S\left(t\right)\mathrm{dt},j=\mathrm{1,2,3},...$     [等式16]

在第五实施例中，因为N设为3，因此加减法器45根据以下等式执行第1到第32时间上连续的移动平均值S1到S2^N+2(＝32)的加法和减法运算，其覆盖了载波CN(＝C3)的一个周期，以获得载波C0，C1，C2和C3的I0，Q0，I1，Q1，I2，Q2，I3和Q3。

$I_{n,m}=\underset{i=1}{\overset{2^N-n}{\mathrm{\Σ}}}\{\underset{K=2^n(4i-4)+1}{\overset{2^n(4i-3)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{K+m}+\underset{K=2^n(4i-3)+1}{\overset{2^n(4i-2)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{K+m}-\underset{K=2^n(4i-2)+1}{\overset{2^n(4i-1)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{K+m}+\underset{K=2^n(4i-1)+1}{\overset{2^{n}4i}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{K+m}\}$     [等式17]

$Q_{n,m}=\underset{i=1}{\overset{2^N-n}{\mathrm{\Σ}}}\{\underset{K=2^n(4i-4)+1}{\overset{2^n(4i-3)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{K+m}-\underset{K=2^n(4i-3)+1}{\overset{2^n(4i-2)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{K+m}-\underset{K=2^n(4i-2)+1}{\overset{2^n(4i-1)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{K+m}+\underset{K=2^n(4i-1)+1}{\overset{2^{n}4i}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{K+m}\}$     [等式18]

加减法器45向处理电路46输出获得的I0，Q0，I1，Q1，I2，Q2，I3和Q3，作为数据DI0，DQ0，DI1，DQ1，DI2，DQ2，DI3和DQ3。

其中n(n＝0，1，2，...，N)表示所选择的载波，同时m(m＝0，1，2，...，N)表示在每一移动平均周期Ts上被平均的I_n和Q_n中的每一个的时间顺序数。

在第五实施例中，将N设为3，这样输入信号就为一个其中四个载波C0到C3被多路传输的多路信号，其中四个载波C0到C3在振幅和/或相位上被调制从而可单独承载信号。当m等于0时，通过加减法器45计算的I和Q可用以下式子表示：

I_0，0＝[+S1+S2-S3-S4]+[+S5+S6-S7-S8]+[+S9+S10-S11-S12]+[+S13+S14-S15-S16]+[+S17+S18-S19-S20]+[+S21+S22-S23-S24]+[+S25+S26-S27-S28]+[+S29+S30-S31-S32]

Q_0，0＝[+S1-S2-S3+S4]+[+S5-S6-S7+S8]+[+S9-S10-S11+S12]+[+S13-S14-S15+S16]+[+S17-S18-S19+S20]+[+S21-S22-S23+S24]+[+S25-S26-S27+S28]+[+S29-S30-S31+S32]

I_1，0＝[+(S1+S2)+(S3+S4)-(S5+S6)-(S7+S8)]+[+(S9+S10)+(S11+S12)-(S13+S14)-(S15+S16)]+[+(S17+S18)+(S19+S20)-(S21+S22)-(S23+S24)]+[+(S25+S26)+(S27+S28)-(+S29+S30)-(S31+S32)]

Q_1，0＝[+(S1+S2)-(S3+S4)-(S5+S6)+(S7+S8)]+[+(S9+S10)-(S11+S12)-(S13+S14)+(S15+S16)]+[+(S17+S18)-(S19+S20)-(S21+S22)+(S23+S24)]+[+(S25+S26)-(S27+S28)-(+S29+S30)+(S31+S32)]

I_2，0＝[+(S1+S2+S3+S4)+(S5+S6+S7+S8)-(S9+S10+S11+S12)-(S13+S14+S15+S16)]+[+(S17+S18+S19+S20)+(S21+S22+S23+S24)-(S25+S26+S27+S28)-(S29+S30+S31+S32)]

Q_2，0＝[+(S1+S2+S3+S4)-(S5+S6+S7+S8)-(S9+S10+S11+S12)+(S13+S14+S15+S16)]+[+(S17+S18+S19+S20)-(S21+S22+S23+S24)-(S25+S26+S27+S28)+(S29+S30+S31+S32)]

I_3，0＝+(S1+S2+S3+S4+S5+S6+S7+S8)+(S9+S10+S11+S12+S13+S14+S15+S16)-(S17+S18+S19+S20+S21+S22+S23+S24)-(S25+S26+S27+S28+S29+S30+S31+S32)

Q_3，0＝+(S1+S2+S3+S4+S5+S6+S7+S8)-(S9+S10+S11+S12+S13+S14+S15+S16)-(S17+S18+S19+S20+S21+S22+S23+S24)+(S25+S26+S27+S28+S29+S30+S31+S32)

只有当每一载波的频率等于fcn时，每一载波的I_n，m和Q_n，m用下列等式表示：

$I_{n,m}=\frac{2^{N-n+1}{A}_n}{{\mathrm{\πf}}_{\mathrm{cn}}}\cos (p_n-\frac{\mathrm{\π}}{2^{n+1}}m)$     [等式20]

$Q_{n,m}=\frac{2^{N-n+1}{A}_n}{{\mathrm{\πf}}_{\mathrm{cn}}}\sin (p_n-\frac{\mathrm{\π}}{2^{n+1}}m)$     [等式21]

当载波频率不等于fcn时，其I_n，m和Q_n，m就等于0。

当载波的频率f等于频率fn时，载波的振幅A和相位p用以下等式表示：

$A_n=\frac{\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{cn}}}{2^{N-n+1}}\sqrt{I_{n,m}^2+Q_{n,m}^2}$     [等式21]

$p_n=\arg (I_{n,m}+j{Q}_{n,m})+\frac{\mathrm{\π}}{2^{n+1}}m$     [等式22]

在图12中的复平面上分别图示说明了作为检测输出的I_n，m和Q_n，m。

也就是说，I_n，m和Q_n，m提供了频率f等于fn的载波Cn的振幅Cn和相位pn，这样I_n，m和Q_n，m就不包括有关其他载波的信息。

例如，当载波C0到C3中的每一个的相位被设为例如45度时，图14表示作为同步检测的目标的载波C0的波形和其他载波C1，C2和C3的波形。载波C0，C1，C2和C3的频率分别被设为fc0，fc1，fc2和fc3。

如图14和上文阐述的图8所示，除目标载波C0之外的载波C1，C2和C3的移动平均之S1到S32，在其各自周期(2Tc0)，(4Tc0)和(8Tc0)内积分变为几乎是0。这些特征从相对于中心轴Dc的载波C1，C2和C3中的每一个的每一波形的对称性可从视觉上识别出(见载波C1，C2和C3的锁存区域)。这个特征允许检测频率为fcn＝fc0的载波C0，使获得目标载波C0的振幅An(n＝0)和相位pn(n＝0)成为可能。

同样的，在图15到17中，在各自的周期内对除目标载波之外的其他载波C1到C3的积分变得近似为0。这个允许检测频率fcn＝fc1，fc2和fc3的载波C1，C2和C3中的每一个，使获得载波C1，C2和C3的每一个振幅An(n＝1，2，3)和相位pn(n＝1，2，3)成为可能。

如上所述，根据第五实施例的同步检波电路43适合于使用多个载波的多路通信。也就是说，根据第五实施例的同步检波电路43允许检测至少一个被调制以承载信号的载波，从而解调该至少一个载波以检测信号。

在第五实施例中，同第三实施例一样，同步检波电路43的相位校正电路38对处理电路46在每个周期Tc内多次获得的目标载波的相位做出补偿。相位校正电路38与时钟信号CK20同步地输出目标载波的相位的相位补偿结果。作为同步检波电路43的变型，加减法器45和处理电路46可在等于时钟信号CK20的四分之一周期的每个周期，换句话说，等于载波中最高频率的载波C0的一个周期中操作。根据该变型的同步检波电路43允许省略相位校正电路38。

[第六实施例]

在下文中将描述本发明的第六实施例。顺便提及，在第六实施例中的基本上与在第二到第五实施例中的元件相同的元件被分配以与第二到第五实施例相同的符号，因此省略了关于这些元件的详细说明。

根据第六实施例的同步检波设备1E具有同步检波电路47，其响应于时钟信号CK20而操作，其周期Ts为具有最高频率的载波C0的周期Tc0的四分之一。同步检波电路47具有相位调整电路(PAC)48，同步信号SZ被输入该电路48。与同步检波电路43相比较，同步检波电路47不具有2位计数器37，处理电路46和相位校正电路38，这些被从中省略掉了。

同步检波电路47具有加减法器49。

加减法器49与时钟信号CK20同步操作，以捕获由第1到第32寄存器26a1，...，26a32顺序锁存的移动平均值S1，S2，...，S32，并执行第1到第32移动平均值S1到S32的加法和减法运算。加减法器49用于直接输出DI0，DQ0，DI1，DQ1，DI2，DQ2，DI3和DQ3值。

也就是说，在第五实施例中，当构成输入信号的多个载波的相位不确定时，那么就配置同步检波电路43来单独获得每个载波的振幅和相位。

相反，在第六实施例中，假设载波的相位被识别。在这种假设下，准备载波(正弦波)C0，C0’，C1，C1’，C2，C2’，...，CN，CN’。成对的载波(C0，C0’)，(C1，C1’)，(C2，C2’)，...，(CN，CN’)分别具有频率fc0，fc1，fc2，...，fcN。成对载波(C0，C0’)，(C1，C1’)，(C2，C2’)，...，(CN，CN’)中的每一个彼此具有90度的相位差。

成对的载波(C0，C0’)，(C1，C1’)，(C2，C2’)，...，(CN，CN’)在振幅被单独地调制以承载信号。调制后的波是多路传输的，因此产生了输入信号(多路信号)。在该第六实施例中，将N设为“3”。

在这种情况下，假设相位pn等于0，那么输入信号S(t)就可用下列等式表示：

S(t)＝Asin2πft+Bcos2πft

    ＝Asin2πft+Bsin(2πft+π/2)              [等式23]

其中f表示fc0，fc1，fc2，...，fcN，A表示载波C0，C1，C2，...，CN的振幅，分别为A0，A1，A2，...，AN，同时B表示载波C0’，C1’，C2’，...，CN’的振幅，分别为B0，B1，B2，...，BN。

也就是说，输入信号S(t)由用“Asin2πft”表示的第一组调幅载波C0，C1，C2，...，CN和用“Bsin(2πft+π/2)”表示的第二组调幅载波C0’，C1’，C2’，...，CN’构成。Asin2πft和Bsin(2πft+π/2)彼此具有90度的相位差。

加减法器45根据下列等式计算I_n，m和Q_n，m：

$I_{n,m}=\frac{2^{N-n+1}{A}_n}{{\mathrm{\πf}}_{\mathrm{cn}}}$     [等式24]

$Q_{n,m}=\frac{2^{N-n+1}{B}_n}{{\mathrm{\πf}}_{\mathrm{cn}}}$     [等式25]

在等式24和25中可以清楚的看到，I_n，m与振幅A_n是成比例的，且独立于振幅B_n，同时Q_n，m与振幅B_n是成比例的，且独立于振幅A_n。

在第六实施例中，将N设为“3”，使得第一组调幅载波C0到C3和第二组调幅载波C0’到C3’在输入信号S(t)中被多路传输。

也就是说，在同步检波电路47中，第一组调幅载波C0到C3的振幅A0到A3和第二组调幅载波C0’到C3’的振幅B₀到B₃作为输出值DI0到DI3和DQ0到DQ3被分别得到。从加减法器49中输出获得的振幅A0到A3和B0到B3。

在该第六实施例中，通过相位调整电路48调整时钟信号CK20的相位，使得时钟信号CK20的相位和载波C0的相位相互一致。

其结果是，将输出值DI0到DI3和DQ0到DQ3分别作为载波C0到C3和载波C0’到C3’的振幅A0到A3和振幅B0到B3称为可能。

这个结构允许省略其中的处理电路34，这样进一步减小同步检波设备1E的尺寸和成本成为可能。

I_n，m和Q_n，m在图18中的复平面上图示说明，分别作为载波Cn的检测输出。

虽然已经描述了目前被认为是本发明的实施例和变型，但应理解可以对其做出未描述的各种变型，同时附加的权利要求意图涵盖落入本发明的精神和范围中的所有这样的变型。

Claims (24)

1、一种从包含目标载波的输入信号中检测该目标载波的同步检波方法，该目标载波根据一恒定频率和一周期在时间上周期性的正向和负向振荡，该方法包括：

在目标载波的每个周期内在其至少第一和第二相位范围上对输入信号进行平均，以分别获得至少第一和第二相位范围内的输入信号的至少第一和第二移动平均值，第一相位范围对应于目标载波在其内正向振荡的相位范围，第二相位范围对应于目标载波在其内负向振荡的相位范围；以及

计算第一和第二移动平均值之间的差值作为目标载波的检测结果。

2、根据权利要求1的同步检波方法，其中，平均步骤在目标载波的每个周期的每二分之一对输入信号进行平均，第一相位范围是在0度到180度之间，第二相位范围是在180度到360度之间。

3、根据权利要求1的同步检波方法，其中输入信号仅包含目标载波或除目标载波之外还包含第一到第六载波中的至少一个，

第一载波具有等于目标载波的恒定频率的频率，且具有相对于目标载波在第一载波频率处的大约90度的相位差，

第二载波具有目标载波的恒定频率的偶数倍的频率，

第三载波具有目标载波的恒定频率的偶数约数的频率，

第四载波具有目标载波的恒定频率的奇数倍的频率，且具有相对于目标载波在第四载波频率处的大约90度的相位差，

第五载波具有目标载波的恒定频率的奇数约数的频率，且具有相对于目标载波在第五载波频率处的大约90度的相位差，

第六载波具有通过将目标载波的恒定频率乘以除奇数之外的有理数而获得的频率。

4、一种从包含具有一恒定频率和一周期的目标载波的输入信号中检测该目标载波的同步检波方法，该方法包括：

在目标载波的每个周期的每二分之一对输入信号进行平均，以获得第一移动平均值、第二移动平均值、第三移动平均值和第四移动平均值，输入信号的第一移动平均值在目标载波的任意相位(p)度和其(p+180)度之间的相位范围内，输入信号的第二移动平均值在目标载波的(p+180)度和其(p+360)度之间的相位范围内，输入信号的第三移动平均值在目标载波的(p+90)度和其(p+270)度之间的相位范围内，输入信号的第四移动平均值在(p+270)度和(p+450)度之间的相位范围内；以及

计算第一移动平均值和第二移动平均值之间的第一差值，以及第三移动平均值和第四移动平均值之间的第二差值，作为目标载波的检测结果。

5、根据权利要求4的同步检波方法，其中输入信号仅包含目标载波或除目标载波之外还包含第一到第六载波中的至少一个，

第一载波具有等于目标载波的恒定频率的频率，且具有相对于目标载波在第一载波频率处的大约90度的相位差，

第二载波具有目标载波的恒定频率的偶数倍的频率，

第三载波具有目标载波的恒定频率的偶数约数的频率，

第四载波具有目标载波的恒定频率的奇数倍的频率，且具有相对于目标载波在第四载波频率处的大约90度的相位差，

第五载波具有目标载波的恒定频率的奇数约数的频率，且具有相对于目标载波在第五载波频率处的大约90度的相位差，

第六载波具有通过将目标载波的恒定频率乘以除奇数之外的有理数而获得的频率。

6、一种从包含具有一恒定频率和一周期的目标载波的输入信号中检测该目标载波的同步检波方法，该方法包括：

在目标载波的每个周期的每四分之一对输入信号进行平均，以获得第一移动平均值(S1)、第二移动平均值(S2)、第三移动平均值(S3)及第四移动平均值(S4)，输入信号的第一移动平均值S1在目标载波的任意相位(p)度和其(p+90)度之间的相位范围内，输入信号的第二移动平均值S2在目标载波的(p+90)度和其(p+180)度之间的相位范围内，输入信号的第三移动平均值S3在目标载波的(p+180)度和其(p+270)度之间的相位范围内，输入信号的第四移动平均值S4在(p+270)度和(p+360)度之间的相位范围内；以及

根据以下等式计算表示目标载波的检测结果的I与Q：

I＝S1+S2-S3-S4

Q＝S1-S2-S3+S4

7、根据权利要求6的同步检波方法，还包括根据以下等式计算目标载波的振幅(A)和其相位p：

$A=\sqrt{I^2+Q^2}$

p＝arg(I+jQ)

8、根据权利要求6的同步检波方法，其中输入信号仅包含目标载波或除目标载波之外还包含第一到第六载波中的至少一个，

第一载波具有等于目标载波的恒定频率的频率，且具有相对于目标载波在第一载波频率处的大约90度的相位差，

第二载波具有目标载波的恒定频率的偶数倍的频率，

第三载波具有目标载波的恒定频率的偶数约数的频率，

第四载波具有目标载波的恒定频率的奇数倍的频率，且具有相对于目标载波在第四载波频率处的大约90度的相位差，

第五载波具有目标载波的恒定频率的奇数约数的频率，且具有相对于目标载波在第五载波频率处的大约90度的相位差，

第六载波具有通过将目标载波的恒定频率乘以除奇数之外的有理数而获得的频率。

9、一种从包含具有一恒定频率和一周期(TC)的目标载波的输入信号中检测该目标载波的同步检波方法，该方法包括：

在目标载波每个周期Tc的每四分之一对输入信号进行平均，以获得第一移动平均值(Sk)、第二移动平均值(Sk+1)、第三移动平均值(Sk+2)及第四移动平均值(Sk+3)，输入信号的第一移动平均值Sk在(k-1)Tc/4和kTc/4之间的范围内，输入信号的第二移动平均值Sk+1在(k)Tc/4和(k+1)Tc/4之间的范围内，输入信号的第三移动平均值Sk+2在(k+1)Tc/4和(k+2)Tc/4之间的范围内，输入信号的第四移动平均值Sk+3在(k+2)Tc/4和(k+3)Tc/4之间的范围内，k为1，2，...，n(正整数)；

根据以下等式计算I_k与Q_k：

I_k＝Sk+Sk+1-Sk+2-Sk+3

Q_k＝Sk-Sk+1-Sk+2+Sk+3

根据以下等式计算目标载波的振幅(A_k)和其相位p_k：

$A_k=\sqrt{I^2+Q^2}$

p_k＝arg(I_k+jQ_k)-90·k(度)

10、根据权利要求9的同步检波方法，其中输入信号仅包含目标载波或除目标载波之外还包含第一到第六载波中的至少一个，

第一载波具有等于目标载波的恒定频率fc的频率，且具有相对于目标载波在第一载波频率处的大约90度的相位差，

第二载波具有目标载波的恒定频率fc的偶数倍的频率，

第三载波具有目标载波的恒定频率fc的偶数约数的频率，

第四载波具有目标载波的恒定频率fc的奇数倍的频率，且具有相对于目标载波在第四载波频率处的大约90度的相位差，

第五载波具有目标载波的恒定频率fc的奇数约数的频率，且具有相对于目标载波在第五载波频率处的大约90度的相位差，

第六载波具有通过将目标载波的恒定频率fc乘以除奇数之外的有理数而获得的频率。

11、一种同步检波方法，其中输入信号包含从(N+1)种类型的载波C0，C1，C2，...，CN(N是正整数)中选择并在其中被调制的多个载波Cn(n＝0，1，2，...，N)，载波C0，C1，C2，...，CN分别具有fc0，等于fc0/2的fc1，等于fc0/4的fc2，...，等于fc0/2^N的fcN的频率，该方法包括：

在载波C0的相位p和(k·90)度的总和与载波C0的相位p和(k+1)·90度的总和之间的每个相位范围上对输入信号进行平均，以获得移动平均值S_1+m，S_2+m，...，S_2N+2+m(m＝0，1，2，...，N)，k等于0，1，2，...，2^N+2-1；

根据以下等式计算I_n，m和Q_n，m：

$I_{n,m}=\underset{i=1}{\overset{2^N-n}{\mathrm{\Σ}}}\{\underset{k=2^n(4i-4)+1}{\overset{2^n(4i-3)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}+\underset{k=2^n(4i-3)+1}{\overset{2^n(4i-2)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}-\underset{k=2^n(4i-2)+1}{\overset{2^n(4i-1)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}+\underset{k=2^n(4i-1)+1}{\overset{2^{n}4i}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}\}$

$Q_{n,m}=\underset{i=1}{\overset{2^N-n}{\mathrm{\Σ}}}\{\underset{k=2^n(4i-4)+1}{\overset{2^n(4i-3)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}-\underset{k=2^n(4i-3)+1}{\overset{2^n(4i-2)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}-\underset{k=2^n(4i-2)+1}{\overset{2^n(4i-1)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}+\underset{k=2^n(4i-1)+1}{\overset{2^{n}4i}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}\};$ 以及

根据以下等式计算载波Cn的振幅(A_n)和其相位p_n：

$A_n=\frac{\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{cn}}}{2^{N-n+1}}\sqrt{I_{n,m}^2+Q_{n,m}^2}$

$p_n=\arg (I_{n,m}+{\mathrm{jQ}}_{n,m})+\frac{\mathrm{\π}}{2^{n+1}}m$

12、一种同步检波方法，其中输入信号包含从(N+1)种类型的载波C0，C1，C2，...，CN(N是正整数)中选择并在其中被调制的多个载波Cn(n＝0，1，2，...，N)，以及从(N+1)种类型的载波C0’，C1’，C2’，...，CN’中选择并在其中被调制的多个Cn’，载波C0，C1，C2，...，CN分别具有fc0，等于fc0/2的fc1，等于fc0/4的fc2，...，等于fc0/2^N的fcN的频率，载波C0，C1，C2，...，CN中的每一个在同一频率处具有与载波C0’，C1’，C2’，...，CN’中的每一个相差90度的相位差，该方法包括：

在载波C0的相位p和(k·90)度的总和与载波C0的相位p和(k+1)·90度的总和之间的每个相位范围上对输入信号进行平均，以获得移动平均值S_1+m，S_2+m，...，S_2N+2+m(m＝0，1，2，...，N)，k等于0，1，2，...，2^N+2-1；

根据以下等式计算I_n，m和Q_n，m：

$I_{n,m}=\underset{i=1}{\overset{2^N-n}{\mathrm{\Σ}}}\{\underset{k=2^n(4i-4)+1}{\overset{2^n(4i-3)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}+\underset{k=2^n(4i-3)+1}{\overset{2^n(4i-2)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}-\underset{k=2^n(4i-2)+1}{\overset{2^n(4i-1)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}+\underset{k=2^n(4i-1)+1}{\overset{2^{n}4i}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}\}$

$Q_{n,m}=\underset{i=1}{\overset{2^N-n}{\mathrm{\Σ}}}\{\underset{k=2^n(4i-4)+1}{\overset{2^n(4i-3)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}-\underset{k=2^n(4i-3)+1}{\overset{2^n(4i-2)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}-\underset{k=2^n(4i-2)+1}{\overset{2^n(4i-1)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}+\underset{k=2^n(4i-1)+1}{\overset{2^{n}4i}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}\};$ 以及

输出计算出的I_n，m和Q_n，m作为分别代表载波Cn和Cn’的振幅的检测结果。

13、根据权利要求1的同步检波方法，还包括积分或平均检测结果，以便吸收在检测结果中包含的检测错误。

14、根据权利要求1的同步检波方法，其中平均步骤还包括：

向一脉冲延迟电路分别输入一脉冲信号和所述输入信号，该脉冲延迟电路具有多个在级联中彼此串联的延迟单元，输入信号的电平允许每个脉冲延迟单元的延迟时间被控制，脉冲信号在被延迟的同时通过延迟单元；以及

计数脉冲信号在目标载波的每个周期的每二分之一内所通过的延迟单元的数目，以获得至少第一和第二移动平均值。

15、一种从包含目标载波的输入信号中检测该目标载波的同步检波设备，其中目标载波根据一恒定频率和一周期在时间上周期性的正向和负向振荡，该设备包括：

移动平均单元，被配置以用于在目标载波的每个周期内对其至少第一和第二相位范围上的输入信号进行平均，以分别获得在至少第一和第二相位范围内的输入信号的至少第一和第二移动平均值，第一相位范围对应于目标载波在其内正向振荡的相位范围，第二相位范围对应于目标载波在其内负向振荡的相位范围；

计算单元，被配置以用于计算第一和第二移动平均值之间的差值，作为目标载波的检测结果。

16、根据权利要求15的同步检波设备，其中移动平均单元被配置以用于在目标载波的每个周期的每二分之一对输入信号进行平均，第一相位范围在0度和180度之间，第二相位范围在180度和360度之间。

17、一种从包含具有一恒定频率和一周期的目标载波的输入信号中检测该目标载波的同步检波设备，该设备包括：

移动平均单元，被配置以用于在目标载波的每个周期的每二分之一对输入信号进行平均，以获得第一移动平均值、第二移动平均值、第三移动平均值和第四移动平均值，输入信号的第一移动平均值在目标载波的任意相位(p)度和其(p+180)度之间的相位范围内，输入信号的第二移动平均值在目标载波的(p+180)度和其(p+360)度之间的相位范围内，输入信号的第三移动平均值在目标载波的(p+90)度和其(p+270)度之间的相位范围内，输入信号的第四移动平均值在(p+270)度和(p+450)度之间的相位范围内；以及

计算单元，被配置以用于计算第一移动平均值和第二移动平均值之间的第一差值，以及第三移动平均值和第四移动平均值之间的第二差值，作为目标载波的检测结果的。

18、一种从包含具有一恒定频率和一周期的目标载波的输入信号中检测该目标载波的同步检波设备，该设备包括：

移动平均单元，被配置以用于在目标载波的每个周期的每四分之一对输入信号进行平均，以获得第一移动平均值(S1)、第二移动平均值(S2)、第三移动平均值(S3)及第四移动平均值(S4)，输入信号的第一移动平均值S1在目标载波的任意相位(p)度和其(p+90)度之间的相位范围内，输入信号的第二移动平均值S2在目标载波的(p+90)度和其(p+180)度之间的相位范围内，输入信号的第三移动平均值S3在目标载波的(p+180)度和其(p+270)度之间的相位范围内，输入信号的第四移动平均值S4在(p+270)度和(p+360)度之间的相位范围内；

计算单元，被配置以用于根据以下等式计算表示目标载波的检测结果的I与Q：

I＝S1+S2-S3-S4

Q＝S1-S2-S3+S4

19、根据权利要求18的同步检波设备，其中的计算单元根据以下等式计算目标载波的振幅(A)和其相位p：

$A_k=\sqrt{I^2+Q^2}$

p＝arg(I+jQ)

20、一种从包含具有一恒定频率和一周期(TC)的目标载波的输入信号中检测该目标载波的同步检波设备，该设备包括：

移动平均单元，被配置以用于在目标载波每个周期Tc的每四分之一对输入信号进行平均，以获得第一移动平均值(Sk)、第二移动平均值(Sk+1)、第三移动平均值(Sk+2)及第四移动平均值(Sk+3)，输入信号的第一移动平均值Sk在(k-1)Tc/4和kTc/4之间的范围内，输入信号的第二移动平均值Sk+1在(k)Tc/4和(k+1)Tc/4之间的范围内，输入信号的第三移动平均值Sk+2在(k+1)Tc/4和(k+2)Tc/4之间的范围内，输入信号的第四移动平均值Sk+3在(k+2)Tc/4和(k+3)Tc/4之间的范围内，k是1，2，...；

计算单元，被配置以用于根据以下等式计算I_k与Q_k：

I_k＝Sk+Sk+1-Sk+2-Sk+3

Q_k＝Sk-Sk+1-Sk+2+Sk+3

以及被配置以根据以下等式计算目标载波的振幅(A_k)和其相位p_k：

$A_k=\sqrt{I^2+Q^2}$

p_k＝arg(I_k+jQ_k)-90·k(度)

21、一种同步检波设备，其中输入信号包含从(N+1)种类型的载波C0，C1，C2，...，CN(N是正整数)中选择并在其中被调制的多个载波Cn(n＝0，1，2，...，N)，载波C0，C1，C2，...，CN分别具有fc0，等于fc0/2的fc1，等于fc0/4的fc2，...，等于fc0/2^N的fcN的频率，该设备包括：

移动平均单元，被配置以用于在载波C0的相位p和(k·90)度的总和与载波C0的相位p和(k+1)·90度的总和之间的每个相位范围上对输入信号进行平均，以获得移动平均值S_1+m，S_2+m，...，S_2N+2+m(m＝0，1，2，)，k等于0，1，2，...，2^N+2-1；以及

计算单元，被配置以根据以下等式计算I_n，m和Q_n，m：

$I_{n,m}=\underset{i=1}{\overset{2^N-n}{\mathrm{\Σ}}}\{\underset{k=2^n(4i-4)+1}{\overset{2^n(4i-3)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}+\underset{k=2^n(4i-3)+1}{\overset{2^n(4i-2)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}-\underset{k=2^n(4i-2)+1}{\overset{2^n(4i-1)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}+\underset{k=2^n(4i-1)+1}{\overset{2^{n}4i}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}\}$

$Q_{n,m}=\underset{i=1}{\overset{2^N-n}{\mathrm{\Σ}}}\{\underset{k=2^n(4i-4)+1}{\overset{2^n(4i-3)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}-\underset{k=2^n(4i-3)+1}{\overset{2^n(4i-2)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}-\underset{k=2^n(4i-2)+1}{\overset{2^n(4i-1)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}+\underset{k=2^n(4i-1)+1}{\overset{2^{n}4i}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}\}$

以及被配置以用于根据以下等式计算载波Cn的振幅(A_n)和其相位p_n：

$A_n=\frac{{\mathrm{\πf}}_{\mathrm{cn}}}{2^{N-n+1}}\sqrt{I_{n,m}^2+Q_{n,m}^2}$

$p_n=\arg (I_{n,m}+{\mathrm{jQ}}_{n,m})+\frac{\mathrm{\π}}{2^{n+1}}m$

22、一种同步检波设备，其中输入信号包含从(N+1)种类型的载波C0，C1，C2，...，CN(N是正整数)中选择并在其中被调制的多个载波Cn(n＝0，1，2，...，N)，以及从(N+1)种类型的载波C0’，C1’，C2’，...，CN’中选择并在其中被调制的多个Cn’，载波C0，C1，C2，...，CN分别具有fc0，等于fc0/2的fc1，等于fc0/4的fc2，...，等于fc0/2^N的fcN的频率，载波C0，C1，C2，...，CN中的每一个在同一频率处具有与载波C0’，C1’，C2’，...，CN’中的每一个相差90度的相位差，该设备包括：

移动平均单元，被配置以用于在载波C0的相位p和(k·90)度的总和与载波C0的相位p和(k+1)·90度的总和之间的每个相位范围上对输入信号进行平均，以获得移动平均值S_1+m，S_2+m，...，S_2N+2+m(m＝0，1，2，...，N)，k等于0，1，2，...，2^N+2-1；

计算单元，被配置以根据以下等式计算I_n，m和Q_n，m：

$I_{n,m}=\underset{i=1}{\overset{2^N-n}{\mathrm{\Σ}}}\{\underset{k=2^n(4i-4)+1}{\overset{2^n(4i-3)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}+\underset{k=2^n(4i-3)+1}{\overset{2^n(4i-2)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}-\underset{k=2^n(4i-2)+1}{\overset{2^n(4i-1)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}+\underset{k=2^n(4i-1)+1}{\overset{2^{n}4i}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}\}$

$Q_{n,m}=\underset{i=1}{\overset{2^N-n}{\mathrm{\Σ}}}\{\underset{k=2^n(4i-4)+1}{\overset{2^n(4i-3)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}-\underset{k=2^n(4i-3)+1}{\overset{2^n(4i-2)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}-\underset{k=2^n(4i-2)+1}{\overset{2^n(4i-1)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}+\underset{k=2^n(4i-1)+1}{\overset{2^{n}4i}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{k+m}\};$

以及被配置以输出计算出的I_n，m和Q_n，m作为分别代表载波Cn和Cn’的振幅的检测结果。

23、根据权利要求15的同步检波设备，还包括滤波器，被配置以积分或平均检测结果，以吸收检测结果中包含的检测错误。

24、根据权利要求15的同步检波设备，其中所述移动平均单元还包括：

脉冲延迟电路，具有多个在级联中彼此串联的延迟单元，延迟单元中的每一个被配置以在向其输入脉冲信号和所述输入信号时，将输入的脉冲信号延迟一延迟时间，所述输入信号的电平允许脉冲延迟单元中的每一个的延迟时间被控制；以及

计数单元，被配置以计数在目标载波的每个周期的每二分之一内脉冲信号所通过延迟单元的数目，以获得至少第一和第二移动平均值。

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