JP4853045B2

JP4853045B2 - フラックスゲートセンサの信号処理装置

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Publication number: JP4853045B2
Application number: JP2006050301A
Authority: JP
Inventors: 高元渡辺; 純夫増田
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2006-02-27
Filing date: 2006-02-27
Publication date: 2012-01-11
Anticipated expiration: 2026-02-27
Also published as: JP2007225571A; US7366619B2; US20070203666A1

Description

本発明は、フラックスゲートセンサからの検出信号を処理するフラックスゲートセンサの信号処理装置に関する。

従来より、高感度の磁界センサとして、磁性体を交流磁界で励磁し、励磁磁界に重畳された検出すべき磁界（以下「被計測磁界」という）の大きさを磁性体の磁化曲線の非直線性を利用して検出するフラックスゲートセンサが知られている。

ここで図７に、直交した二つの磁界検出軸を有するフラックスゲートセンサ１０の構成、及びフラックスゲートセンサ１０から出力される検出信号を処理する信号処理装置１００の概略構成を示す。

フラックスゲートセンサ１０は、円環状に形成された磁心１１と、磁心１１の環状部分の全周に渡って巻回されたトロイダルコイルからなる駆動コイル１２と、磁心１１の中心軸に直交し且つ互いに直交する二つの磁界検出軸を有するように、磁心１１の外縁に巻回された二つの検出コイル１３，１４とを備えている。

なお、図7では、図面を見易くするために、一方の検出コイル１４は一部を省略して示している。以下では、検出コイル１３の磁界検出軸をＸ軸（図中上下方向）、検出コイル１４の磁界検出軸をＹ軸（図中左右方向）とよぶ。

そして、駆動コイル１２には、その両端に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して、予め設定された周波数（以下「駆動周波数」という）ｆｄを有し、互いに相補的な波形を有する励磁信号ｖ_d1，ｖ_d2が印加され、また、検出コイル１３，１４には、それぞれバイアス電圧Ｖ_BIASが印加されるように構成されている。

更に、検出コイル１３には、この検出コイル１３と共に共振回路１５を構成する抵抗Ｒｘ及びコンデンサＣｘが接続され、同様に、検出コイル１４には、この検出コイル１４と共に共振回路１６を構成する抵抗Ｒｙ及びコンデンサＣｙが接続されている。但し、抵抗Ｒｘ，Ｒｙは共振回路１５，１６のＱを制限するためのものである。

そして、共振回路１５，１６は、駆動周波数ｆｄの２倍の周波数（以下「キャリア周波数」という）ｆｃで共振するように設定され、検出コイル１３，１４からは、キャリア周波数ｆｃを有する検出信号ｖ_ox，ｖ_oyが抽出されるように構成されている。

このように構成されたフラックスゲートセンサ１０では、励磁信号ｖ_d1，ｖ_d2を印加することにより、駆動コイル１２に周波数ｆｄの交流電流が流れると、磁心１１には円周方向に周波数ｆｄの交番磁界が発生する。そして、Ｘ軸方向又はＹ軸方向の成分を持つ被計測磁界が存在しない場合には、各検出コイル１３，１４において、検出コイル１３，１４内に位置する２箇所の磁心１１中の磁界が相殺し合うことにより、これら検出コイル１３，１４を鎖交する磁界はゼロとなり、検出信号ｖ_ox，ｖ_oyの振幅もゼロとなる。

一方、Ｘ軸方向又はＹ軸方向の成分を持つ被計測磁界が存在すると、検出コイル１３，１４内に位置する２箇所の磁心１１間の磁界のバランスが崩れることにより、検出コイル１３，１４には信号が誘導され、しかも、その信号は、磁心１１の磁化曲線の非直線性により、駆動周波数ｆｄの２倍の周波数、即ち、キャリア周波数ｆｃを有したものとなる。

そして、共振回路１５，１６のフィルタ作用により、このキャリア周波数ｆｃを有する信号成分が検出信号ｖ_ox，ｖ_oyとして抽出されることになり、この検出信号ｖ_ox，ｖ_oyの振幅が、被計測磁界のＸ軸成分及びＹ軸成分の強度を表したものとなる。

但し、実際には、共振回路１５，１６によって検出信号ｖ_ox，ｖ_oyからキャリア周波数ｆｃ以外の周波数成分を全て除去することはできず、図８に示すように、駆動周波数ｆｄ（＝ｆｃ／２）と同じ周波数のノイズ成分が存在する。このノイズ成分は、被計測磁界が存在しないとき（図中Ｈｘ＝０のグラフを参照）に相対的に顕著となり、被計測磁界の大きさに関係なく常に検出信号に重畳されている。

ところで、フラックスゲートセンサ１０により得られた検出信号ｖ_ox，ｖ_oyは、キャリア周波数ｆｃの搬送波を、被計測磁界を変調信号として振幅変調したものであるとみなすことができるため、検出信号ｖ_ox，ｖ_oyを復調（検波）することにより、被計測磁界を表す信号を抽出することができる。

また、検出信号ｖ_ox，ｖ_oyは、デジタル演算の対象となることが一般的であり、例えば、地磁気を計測した検出信号ｖ_ox，ｖ_oyから方位を検知する方位センサでは、アナログ回路では困難な方位演算や着磁補正演算などを、デジタル演算にて行っている。

従って、フラックスゲートセンサ１０から出力される検出信号を処理する信号処理装置１００には、各検出信号ｖ_ox，ｖ_oyを復調してデジタル値に変換するＸ軸処理部１１０及びＹ軸処理部１２０が設けられることになる。

そして、具体的に、Ｘ軸処理部１１０（Ｙ軸処理部１２０も同様）は、例えば図７に示すように、検出信号の伝送経路に設けられたアナログスイッチ１１１を、キャリア周波数ｆｃと同じ周波数且つ適当なタイミング（検出信号の正負いずれかの半周期のみを通過させるタイミング）でオン，オフし、その出力を抵抗，コンデンサからなるローパスフィルタ１１３により平滑化する、いわゆる同期検波を行い、その同期検波により得られた直流電圧を、Ａ／Ｄコンバータ１１５によってデジタル値に変換することで、検出信号ｖ_oxの振幅Ａｘ（Ｙ軸処理部１２０では検出信号ｖ_oyの振幅Ａｙ）を得るように構成されている。

なお、検出信号ｖ_ox，ｖ_oyを復調する方法は、同期検波に限るものではなく、包絡線検波をはじめとする様々なものが知られているが、いずれの方法でも、現状ではアナログ回路を用いるのが主流である（例えば、非特許文献１〜４参照。）。
M.H.Acuna著,「Fluxgate magnetometers for outer planets exploration」IEEE Trans. Magn.,Vol.10,pp.519-523,1974 川上誠，硲武史著「小型磁気センサ」住友特殊金属技報，Vol.14,pp.109-112,2003 X.Qianl,X.Lil,Y.P.Xu and j.Fanl著,「Integrated driving and readout circuits for orthogonal fluXgate sensor」IEEE Trans. Magn.,pp.3715-3717,2005 I.Sasada著,「Symmetric response obtained with an orthogonal fluxgate operating in fundamental mode」IEEE Trans. Magn.,Vol.38,pp.3377-3379,2002

このように、従来のフラックスゲートセンサの信号処理装置１００では、検出信号ｖ_ox，ｖ_oyの復調やＡ／Ｄ変換を行うＸ軸処理部１１０及びＹ軸処理部１２０がアナログ回路により構成されているため、Ａ／Ｄ変換後のデータ（振幅Ａｘ，Ａｙ）を用いた演算を行うデジタル回路とのワンチップ化が困難であり、フラックスゲートセンサを利用して構成される装置の規模や製造コストを低減することができないという問題があった。

また、アナログ回路には、誤差の要因（温度，計時変化など）となる受動部品が多く存在するため、計測の精度や信頼性も制限されてしまうという問題もあった。
本発明は、上記問題点を解決するために、フラックスゲートセンサを利用して構成される装置の規模やコストを低減し、計測の精度や信頼性を向上させるフラックスゲートセンサの信号処理装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するためになされた発明である請求項１に記載のフラックスゲートセンサの信号処理装置は、予め設定された駆動周波数を有する励磁信号により励磁されたフラックスゲートセンサから出力される、検出すべき磁界の大きさに比例した強度を有し且つ駆動周波数の２倍の周波数を有する検出信号を処理するものである。

そして、積算手段が、検出信号の２分の１周期に相当するタイミング毎に、検出信号を順次積分若しくは平均化した信号を生成し、減算手段が、この積算手段にて生成された信号Ｓ₁ ，Ｓ₂ ，Ｓ₃ ，Ｓ₄ ，…を、次式に則って減算することにより、検出信号の同相成分Ｉ_p を、その検出信号の振幅として、検出信号の１周期毎に算出する。

Ｉ_p＝Ｓ_2p-1−Ｓ_2p
（ただし、ｐ＝１，２，３，…）
但し、信号処理手段の動作タイミングは、調整手段によって、積算手段が生成する信号が最大となるように調整されている。つまり、積算手段及び減算手段は、同期検波に相当する処理を行うようにされている。

また、積算手段は、検出信号の信号レベルに応じた遅延時間で入力パルスを遅延させて出力する遅延ユニットが複数段縦続接続され、パルス信号を各遅延ユニットの遅延時間にて順次遅延しながら伝送させるパルス遅延回路と、検出信号の２分の１周期に相当するタイミング毎に、パルス遅延回路内でパルス信号が通過した遅延ユニットの段数をカウントするカウント手段とを備え、カウント手段によるカウント値を積分値又は平均値として求めている。つまり、積算手段は、オールデジタル化が可能なＴＡＤにより構成されている。

従って、本発明のフラックスゲートセンサの信号処理装置によれば、ＴＡＤによりＡ／Ｄ変換を行うように構成されているため、フラックスゲートセンサから出力される検出信号を復調，Ａ／Ｄ変換するための構成（積算手段，減算手段，調整手段）を、全てデジタル回路にて構成することができる。

その結果、本発明によれば、Ａ／Ｄ変換後のデータを用いた演算を行うデジタル回路とのワンチップ化が可能となるため、フラックスゲートセンサを利用して構成される各種装置の規模や製造コストを低減することができ、また、誤差の要因を多く含むアナログ回路（受動部品）を必要としないため、計測の精度や信頼性を向上させることができる。
また、本発明のフラックスゲートセンサの信号処理装置によれば、同期検波に相当する処理が行われるように、調整手段による動作タイミングの調整が必要となるものの、同相成分をそのまま検出信号の振幅として用いることができるため、直交成分や振幅を求めるための構成を省略することができ、装置構成をより簡易なものとすることができる。

ところで、図８に示したように、フラックスゲートセンサでは、共振回路を用いても検出信号（キャリア周波数ｆｃ）から、励磁信号（駆動周波数ｆｄ＝ｆｃ／２）の周波数成分を完全に除去することは困難であり、この周波数成分が検出信号のノイズとなる。

一方、ＴＡＤの出力から生成された同相成分及び直交成分を、それぞれ連続波の複数周期分ずつ積算することによって、不要信号成分の通過帯域幅を狭めることが可能であること（例えば、特開２００５−１０２１２９号参照）が知られている。

そして、積算回数Ｎが大きいほど、同相成分及び直交成分の積算値は、同相成分及び直交成分の生成周期（１／ｆｃ）に相当する周波数成分、即ち、検出信号（キャリア周波数ｆｃ）以外の周波数成分の影響がより除去されたものとなる。特に、ｆｃ／Ｎ（＝２ｆｄ／Ｎ）の整数倍の周波数はノッチ領域となるため、そのノッチ領域の周波数を持つ周波数成分は確実に除去される。

このため、請求項１に記載のフラックスゲートセンサの信号処理装置では、請求項２に記載のように、減算手段にて算出された同相成分Ｉ_p を、予め設定された積算回数Ｎ（Ｎは２以上の偶数）だけ積算する第２積算手段を設け、この第２積算手段での積算値を、検出信号の振幅とするように構成することが望ましい。

これにより、ノイズとなる励磁信号（駆動周波数ｆｄ）の周波数成分を確実に除去することができる。

以下に本発明の実施形態を図面と共に説明する。
［第１実施形態］
図１は、本発明が適用された第１実施形態の方位センサ１の構成図である。

なお、方位センサ１は、被測定磁界として地磁気を検出し、その検出結果から方位などを求めるものである。
図１に示すように、方位センサ１は、直交した二つの磁界検出軸を有するフラックスゲートセンサ１０と、フラックスゲートセンサ１０を駆動すると共に、フラックスゲートセンサ１０から出力される検出信号ｖ_ox，ｖ_oyを処理する信号処理部２０とを備えている。

このうち、フラックスゲートセンサ１０については、背景技術の欄にて説明した従来装置と同じものであるため、ここでは説明を省略する。
一方、信号処理部２０は、周波数（以下「キャリア周波数」という）ｆｃを有する基準信号ＣＫ、基準信号の２分の１の周波数（以下「駆動周波数」という）ｆｄを有する駆動信号ＤＣＫ、基準信号ＣＫの４倍の周波数（以下「サンプリング周波数」という）ｆｓを有するサンプリング信号ＳＣＫを生成する信号生成部２１と、信号生成部２１にて生成された駆動信号ＤＣＫに基づき、駆動周波数ｆｄを有し且つ互いに相補的な波形を有する一対の励磁信号ｖ_d1，ｖ_d2を生成して、これら励磁信号ｖ_d1，ｖ_d2を抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して駆動コイル１２の両端に印加する駆動部２３とを備えている。

なお、励磁信号ｖ_d1，ｖ_d2が駆動コイル１２に印加されたフラックスゲートセンサ１０は、駆動コイル１２に交流電流（駆動周波数ｆｄ）が流れることにより、磁心１１に円周方向の交番磁界が発生する。これにより、検出コイル１３には、被計測磁界のＸ軸方向成分に比例した振幅を有し、駆動周波数ｆｄの２倍の周波数（即ち、キャリア周波数ｆｃ）を有する信号が誘起され、また、同様に、検出コイル１４には、被計測磁界のＹ軸方向成分に比例した振幅を有し、駆動周波数ｆｄの２倍の周波数ｆｃを有する信号が誘起され、これら検出コイル１３，１４に誘起された信号が検出信号ｖ_ox，ｖ_oyとして、信号処理部２０に供給される。

また、信号処理部２０は、フラックスゲートセンサ１０の検出コイル１３が出力する検出信号ｖ_oxから、検出信号ｖ_oxの振幅を表すデジタルデータである振幅データＡｘを生成するＸ軸処理部２５と、フラックスゲートセンサ１０の検出コイル１４から出力される検出信号ｖ_oyから、検出信号ｖ_oyの振幅を表すデジタルデータである振幅データＡｙを生成するＹ軸処理部２７と、Ｘ軸処理部２５及びＹ軸処理部２７にて生成された振幅データＡｘ，Ａｙに基づいて、方位演算や着磁補正演算などを実行する方位演算部２９を備えている。

そして、Ｘ軸処理部２５は、基準信号ＣＫ及びサンプリング信号ＳＣＫに従って、検出信号ｖ_oxの直交検波を行うことにより、基準信号ＣＫの１周期（以下「キャリア周期」という）Ｔｃ（＝１／ｆｃ）毎に、検出信号ｖ_oxの同相成分Ｉ_p，直交成分Ｑ_p（ｐ＝１，２，３，…、ｐはキャリア周期Ｔｃ毎の番号）を生成する直交検波器３１と、直交検波器３１にて生成された同相成分Ｉ_p，直交成分Ｑ_pを、それぞれＮ（Ｎは２以上の偶数）個ずつ積算することにより同相成分積算値Ｉ_N,P，直交成分積算値Ｑ_N,P（Ｐ＝１，２，３，…、Ｐはキャリア周期ＴｃのＮ周期分毎の番号）を求める積算器３３と、積算器３３にて生成された同相成分積算値Ｉ_N,P，直交成分積算値Ｑ_N,Pに基づいて、検出信号ｖ_oxの振幅データＡｘを求める振幅演算器３５とを備えている。

なお、Ｙ軸処理部２７も、Ｘ軸処理部２５と同様に、直交検波器，積算器，振幅演算器を備えている。以下、Ｘ軸処理部２５の詳細について説明するが、Ｙ軸処理部２７も同様である。

ここで、直交検波器３１は、図２に示すように、サンプリング信号ＳＣＫの一周期であるサンプリング周期Ｔｓ（＝Ｔｃ／４）毎に検出信号ｖ_oxを平均化する時間Ａ／Ｄ変換回路（以下「ＴＡＤ」という）４０と、このＴＡＤ４０にてサンプリング周期Ｔｓ毎に求められる平均値Ｓ_q（ｑ＝１，２，…）を順次ラッチするための第１〜第４レジスタ４１，４２，４３，４４と、これら各レジスタ４１〜４４にラッチされた平均値Ｓ_4p-3，Ｓ_4p-2，Ｓ_4p-1，Ｓ_4pを加減算する加減算回路４５とを備えている。

このうち、ＴＡＤ４０は、図３に示すように、遅延ユニット５１をリング状に連結し、初段の遅延ユニット５１ａに起動信号Ｐｉｎを入力すると、初段の遅延ユニット５１ａから次段の遅延ユニット５１へとパルス信号が順次伝達され、そのパルス信号が最終段の遅延ユニット５１ｂから初段の遅延ユニット５１ａに戻されることにより、パルス信号が周回するよう構成されたパルス遅延回路５２（所謂リングディレイライン（ＲＤＬ））と、このパルス遅延回路５２内でのパルス信号の周回回数をカウントするカウンタ５３と、サンプリング信号ＳＣＫの立上がり（又は立下がり）タイミングで、パルス遅延回路５２内でのパルス信号の到達位置を検出（ラッチ）し、その検出結果をパルス信号が通過した遅延ユニット５１が先頭から何段目にあるかを表す所定ビットのデジタルデータに変換して出力するラッチ＆エンコーダ５５と、カウンタ５３によるカウント値をサンプリング信号ＳＣＫの立上がり（又は立下がり）タイミングでラッチするラッチ回路５７と、ラッチ回路５７からの出力が上位ビットデータｂ、ラッチ＆エンコーダ５５からの出力が下位ビットデータａとして入力され、その入力データＤｔをサンプリング信号ＳＣＫの立上がり（又は立下がり）タイミングでラッチして、サンプリング信号ＳＣＫの一周期前にラッチした前回値との差を求め、その求めた結果を平均値Ｓ_qとして出力する減算部５９とを備えている。

そして、パルス遅延回路５２を構成する各遅延ユニット５１は、インバータ等からなるゲート回路にて構成されており、各遅延ユニット５１には、バッファ５０を介して、フラックスゲートセンサ１０からの検出信号ｖ_oxが電源電圧として印加される。

このため、各遅延ユニット５１の遅延時間は、検出信号ｖ_oxの電圧レベルに対応した時間となり、減算部５９からの出力（つまり、サンプリング周期Ｔｓ内にパルス遅延回路５２内でパルス信号が通過した遅延ユニット５１の個数を表すデータＳ_q）は、その周期内に検出信号ｖ_oxの電圧レベルを平均化した平均値Ｓ_qとなる。

また、加減算回路４５は、サンプリング信号ＳＣＫに同期してＴＡＤ４０から出力され、各レジスタ４１〜４４に順次ラッチされた連続する４個の平均値Ｓ_q（Ｓ_4p-3，Ｓ_4p-2，Ｓ_4p-1，Ｓ_4p）を、（１）（２）式に則って加減算することにより同相成分Ｉ_p、直交成分Ｑ_pを求める、といった演算動作を、基準信号ＣＫに従ってキャリア周期Ｔｃ毎に繰り返し行う。

Ｉ_p＝Ｓ_4p-3＋Ｓ_4p-2−Ｓ_4p-1−Ｓ_4p （１）
Ｑ_p＝Ｓ_4p-3−Ｓ_4p-2−Ｓ_4p-1＋Ｓ_4p （２）
図１に戻り、積算器３３は、基準信号ＣＫに従って、直交検波器３１にて生成された同相成分Ｉ_p，直交成分Ｑ_pをそれぞれ（３）（４）式に則って加算して行き、基準信号ＣＫに従って動作するＮ進カウンタ（図示せず）から出力される動作クロックの立上がり（又は立下がり）タイミングで、その加算結果である同相成分積算値Ｉ_N,P，直交成分積算値Ｑ_N,Pを振幅演算器３５に供給する。

つまり、積算器３３は、直交検波器３１にてキャリア周期Ｔｃ毎に求められる検出信号ｖ_oxの同相成分Ｉ_p，直交成分Ｑ_pを、キャリア周期ＴｃのＮ周期分加算することにより、その加算動作で不要信号成分が除去された、検出信号ｖ_oxの同相成分積算値Ｉ_N,P，直交成分積算値Ｑ_N,Pを生成するのである。

次に、振幅演算器３５は、同相成分積算値Ｉ_N,P，直交成分積算値Ｑ_N,Pに基づき、（５）式に則って検出信号ｖ_oxの振幅を表す振幅データＡｘを算出する。

また、方位演算部２９が実行する方位演算や着磁補正演算は周知のものであるため、ここでは説明を省略する。

ここで図４は、振幅演算器３５での積算回数をＮ＝２とした場合の、同相成分積算値Ｉ_N,P，直交成分積算値Ｑ_N,Pの実測値を示したグラフである。
図４（ａ）は、被計測磁界Ｈｘをパラメータとして、ベクトル（Ｉ_2,P、Ｑ_2,P）をプロットしたものである。このベクトル軌跡は原点を通る回帰直線Ｌ１１上に分布しており、その回帰直線Ｌ１１の傾きから検出信号ｖ_oxの位相が−π／４であることがわかる。

図４（ｂ）は、Ｉ_2,P，Ｑ_2,Pを被計測磁界Ｈｘの関数として示したものである。Ｉ_2,P、Ｑ_2,Pの軌跡は、いずれも原点を通る回帰直線Ｌ１２，Ｌ１３上に分布しており、即ち、Ｉ_2,P、Ｑ_2,Pはいずれも被計測磁界Ｈｘに比例することがわかる。

なお、被計測磁界Ｈｘを一定にして測定を繰り返した場合、Ｉ_2,P，Ｑ_2,P値は、ほとんど変動を示すことはなく、図４に示す結果の再現性は高かった。
以上説明したように、本実施形態の方位センサ１において、Ｘ軸処理部２５及びＹ軸処理部２７では、検出信号ｖ_ox，ｖ_oyのＡ／Ｄ変換及び復調を、ＴＡＤ４０を用いて構成された直交検波器３１により行っている。

従って、方位センサ１によれば、ＴＡＤ４０（ひいては直交検波器３１）を含むＸ軸処理部２５及びＹ軸処理部２７の全ての構成をデジタル回路により構成することができ、その結果、Ｘ軸信号処理部２５及びＹ軸信号処理部２７と、その処理結果である振幅データＡｘ，Ａｙを用いた各種演算を実行する方位演算部２９とのワンチップ化、ひいては信号処理部２０全体のワンチップ化が可能となるため、当該方位センサ１の小型化や製造コストの削減を図ることができる。

また、方位センサ１において、信号処理部２０は、キャリア周期Ｔｃ毎に生成される同相成分Ｉ_p，直交成分Ｑ_pを、Ｎ（Ｎは２以上の偶数）周期分積算した同相成分積算値Ｉ_N,P，直交成分積算値Ｑ_N,Pを用いて振幅データＡｘ，Ａｙを求めているため、キャリア周期Ｔｃの２倍の周期（即ち、駆動周期Ｔｄ）を有するノイズ成分を確実に除去することができ、また、誤差の要因を多く含むアナログ回路（受動部品）を用いることなく構成することができるため、計測の精度や信頼性を向上させることができる。

なお、本実施形態において、Ｘ軸処理部２５及びＹ軸処理部２７が信号処理装置、ＴＡＤ４０が積算手段、第１〜第４レジスタ４１〜４４及び加減算回路４５が加減算手段、積算器３３及び振幅演算器３５が振幅算出手段に相当する。
［第２実施形態］
次に、第２実施形態について説明する。

図５は、第２実施形態の方位センサ１ａの構成図である。
なお、本実施形態の方位センサ１ａは、第１実施形態の方位センサ１とは、信号処理部２０ａの構成が一部異なっているだけであるため、同一の構成については同一の符号を付して説明を省略し、構成の相違する部分を中心に説明する。

図５に示すように、方位センサ１ａの信号処理部２０ａでは、信号生成部２１ａは、基準信号ＣＫの周波数ｆｃの２倍の周波数（サンプリング周波数）ｆｓを有するサンプリング信号ＳＣＫを生成するように構成されている。

また、Ｘ軸処理部２５ａ（Ｙ軸処理部２７ａも同様）は、検出信号ｖ_oxのキャリア周期Ｔｃ（＝１／ｆｃ）毎に同相成分Ｉ_pを生成する同期検波器３１ａと、同期検波器３１ａにて生成された同相成分Ｉ_pを、Ｎ（Ｎは２以上の偶数）個積算することにより同相成分積算値Ｉ_N,P（Ｐ＝１，２，３，…、Ｐはキャリア周期ＴｃのＮ周期分毎の番号）を求める積算器３３ａとからなり、積算器３３ａにて求められた同相成分積算値Ｉ_N,Pを振幅データＡｘとして出力するように構成されている。

そして、同期検波器３１ａは、図６に示すように、基準信号ＣＫ及びサンプリング信号ＳＣＫの位相を調整する位相調整器４７と、位相調整器４７により位相調整されたサンプリング信号ＳＣＫに従って、その一周期であるサンプリング周期Ｔｓ（＝Ｔｃ／２）毎に検出信号ｖ_oxを平均化する時間Ａ／Ｄ変換回路（ＴＡＤ）４０と、このＴＡＤ４０にてサンプリング周期Ｔｓ毎に求められる平均値Ｓ_q（ｑ＝１，２，…）を順次ラッチするための第１，第２レジスタ４１，４２と、これら各レジスタ４１，４２にラッチされた平均値Ｓ_2p-1，Ｓ_2pを（６）式に則って減算することにより検出信号ｖ_oxの同相成分Ｉ_pを求める減算回路４５ａとを備えている。

Ｉ_p＝Ｓ_2p-1−Ｓ_2p （６）
なお、位相調整器４７は、基準信号ＣＫ及びサンプリング信号ＳＣＫを適宜遅延させることで、ＴＡＤ４０にて生成される平均値Ｓ_2p-1，Ｓ_2p、ひいては振幅データＡｘが最大となるように設定されている。なお、この位相調整器４７での位相調整量（遅延量）をφｄとする。

このように構成された同期検波器３１ａでは、基準信号ＣＫの１周期（キャリア周期）Ｔｃ当たり、二つの平均値Ｓ_2p-1，Ｓ_2pが得られ、この二つの平均値Ｓ_2p-1，Ｓ_2pに基づいて一つの同相成分Ｉ_pが得られる。

図５に戻り、積算器３３ａでは、第１実施形態における積算器３３と同様に（３）式に則って加算を行うことにより同相成分積算値Ｉ_N,P、即ち振幅データＡｘを生成する。
また、積算器３３ａで積算することにより、駆動信号ＤＣＫの周波数ｆｄと同じ周波数を有するノイズ成分の影響が除去された同相成分積算値Ｉ_N,P（即ち、振幅データＡｘ）が得られる。

なお、位相調整器４７での位相調整は、図４（ａ）において、回帰直線Ｌ１１上に分布しているベクトル（Ｉ_2,P、Ｑ_2,P）の軌跡が、回帰直線Ｌ２１上に分布するようにすること、つまり、直交成分Ｑ_p（ひいては直交成分積算値Ｑ_2,P）が被計測磁界とは無関係にゼロとなり、同相成分Ｉ_p（ひいては同相成分積算値Ｉ_2,P）がそのまま検出信号ｖ_oxの振幅を表すようにすることに相当する。具体的に、本実施形態では、φｄ＝−π／４であった。

また、位相調整器４７での位相調整は、図４（ｂ）において、回帰直線Ｌ１２上に分布していた同相成分の軌跡が、回帰直線Ｌ２２上に分布し、回帰直線Ｌ１３上に分布していた直交成分の軌跡が、回帰直線Ｌ２３上に分布するようにすること相当する。

以上説明したように本実施形態の方位センサ１ａにおいて、Ｘ軸処理部２５ａ及びＹ軸処理部２７ａでは、検出信号ｖ_ox，ｖ_oyのＡ／Ｄ変換及び復調を、ＴＡＤ４０を用いて構成された同期検波器３１ａにより行っている。

また、方位センサ１において、信号処理部２０ａは、キャリア周期Ｔｃ毎に生成される同相成分Ｉ_p，直交成分Ｑ_pを、Ｎ（Ｎは２以上の偶数）周期分積算した同相成分積算値Ｉ_N,P，直交成分積算値Ｑ_N,Pを用いて振幅データＡｘ，Ａｙを求めている。

従って、本実施形態の方位センサ１ａによれば、第１実施形態の方位センサ１と同様の効果を得ることができる。
また、本実施形態の方位センサ１ａでは、サンプリング信号ＳＣＫ及び基準信号ＣＫの位相を調整して、同期検波器３１ａにて生成される同相成分Ｉ_pがそのまま振幅データＡｘ，Ａｙを表すようにされている。

従って、本実施形態の方位センサ１ａによれば、第１実施形態の方位センサ１と比較して、直交成分Ｑ_pの生成，積算、及び振幅演算のために必要な構成を省略することができ、装置構成をより簡易なものとすることができる。

なお、同相成分Ｉ_p、直交成分Ｑ_pは、いずれも被計測磁界Ｈｘに比例して変化するため、いずれか一方を用いて振幅を検出することが可能であるが、位相調整をして一方の成分をゼロとして他方の成分を振幅とすることにより、一方の成分で振幅を検出する際の感度を最高にすることができる。

なお、本実施形態において、Ｘ軸処理部２５ａ及びＹ軸処理部２７ａが信号処理装置、ＴＡＤ４０が積算手段、第１〜第２レジスタ４１〜４２及び減算回路４５ａが加減算手段、位相調整器４７が調整手段、積算器３３ａが第２積算手段に相当する。
［他の実施形態］
以上、本発明のいくつかの実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において、様々な態様にて実施することが可能である。

例えば、上記第２実施形態において、位相調整器４７は、基準信号ＣＫ及びサンプリング信号ＳＣＫを遅延させることで位相調整するように構成されているが、サンプリング信号ＳＣＫより周期の短い（周波数の高い）を信号を分周することでサンプリング信号ＳＣＫや基準信号ＣＫを生成する際に、分周を開始するタイミングを変化させることで、位相調整するように構成してもよい。

第１実施形態の方位センサの構成を示す回路図を含んだブロック図。直交検波器の詳細を示すブロック図及びタイミング図。時間Ａ／Ｄ変換回路（ＴＡＤ）の詳細を示す回路図を含んだブロック図。方位センサによる実測値を示すグラフ。第２実施形態の方位センサの構成を示す回路図を含んだブロック図。同期検波器の詳細を示すブロック図及びタイミング図。従来のフラックスゲートセンサ及びその信号処理装置を示す回路図を含んだブロック図。フラックスゲートセンサの励磁信号及び検出信号の波形を示すグラフ。

符号の説明

１，１ａ…方位センサ、１０…フラックスゲートセンサ、１１…磁心、１２…駆動コイル、１３，１４…検出コイル、１５，１６…共振回路、２０，２０ａ…信号処理部、２１，２１ａ…信号生成部、２３…駆動部、２５，２５ａ…Ｘ軸処理部、２７，２７ａ…Ｙ軸処理部、２９…方位演算部、３１…直交検波器、３１ａ…同期検波器、３３，３３ａ…積算器、３５…振幅演算器、４０…時間Ａ／Ｄ変換回路（ＴＡＤ）、４１〜４４…レジスタ、４５…加減算回路、４５ａ…減算回路、４７…位相調整器、５０…バッファ、５１遅延ユニット、５２…パルス遅延回路、５３…カウンタ、５５…エンコーダ、５７…ラッチ回路、５９…減算部。

Claims

予め設定された周波数を有する励磁信号により励磁されたフラックスゲートセンサから出力される、検出すべき磁界の大きさに比例した強度を有し且つ前記励磁信号の２倍の周波数を有する検出信号を処理するフラックスゲートセンサの信号処理装置であって、
前記検出信号の２分の１周期に相当するタイミング毎に、前記検出信号を順次積分若しくは平均化した信号を生成する積算手段と、
前記積算手段にて生成される信号が最大となるように、前記信号処理手段の動作タイミングを調整する調整手段と、
前記積算手段にて生成された信号Ｓ₁ ，Ｓ₂ ，Ｓ₃ ，Ｓ₄ ，…を、次式に則って減算することにより、前記検出信号の同相成分Ｉp を該検出信号の振幅として、該検出信号の１周期毎に算出する減算手段と、
Ｉ_p ＝Ｓ_2p-1−Ｓ_2p
（ただし、ｐ＝１，２，３，…）
を備え、
前記積算手段は、
前記検出信号の信号レベルに応じた遅延時間で入力パルスを遅延させて出力する遅延ユニットが複数段縦続接続され、パルス信号を各遅延ユニットの遅延時間にて順次遅延しながら伝送させるパルス遅延回路と、
前記検出信号の２分の１周期に相当するタイミング毎に、前記パルス遅延回路内で前記パルス信号が通過した遅延ユニットの段数をカウントするカウント手段と、
を備え、該カウント手段によるカウント値を前記積分値又は平均値として求めることを特徴とするフラックスゲートセンサの信号処理装置。
前記減算手段にて算出された同相成分Ｉ_p を、予め設定された積算回数Ｎ（Ｎは２以上の偶数）だけ積算する第２積算手段を設け、
該第２積算手段での積算値を、前記検出信号の振幅とすることを特徴とする請求項１に記載のフラックスゲートセンサの信号処理装置。