JP6665686B2 - 復調装置 - Google Patents

Description

本発明は、搬送波と、ベース信号が変調された変調信号とが合成された合成信号から、ベース信号を復調する復調装置に関する。

特許文献１には、ジャイロセンサのエレメントを自励共振回路から出力される信号を用いて振動させ、この信号を搬送波とし、搬送波に対して角速度に応じた信号であるベース信号が変調された変調信号が合成された合成信号から、同期検波を用いてベース信号を抽出する技術が開示されている。

特開２０１５−２１７８２号公報

しかしながら、ジャイロセンサ等のセンサが出力する信号は０点がドリフト（すなわち変動）することが知られている。したがって、精度のよいベース信号を得るためには、逐次変動する０点を推定する必要がある。

本発明は、この事情に基づいて成されたものであり、その目的とするところは、合成信号からベース信号を復調する復調装置において、精度のよいベース信号を得るようにすることにある。

上記目的は独立請求項に記載の特徴の組み合わせにより達成され、また、下位請求項は、発明の更なる有利な具体例を規定する。特許請求の範囲に記載した括弧内の符号は、一つの態様として後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであって、本発明の技術的範囲を限定するものではない。

上記目的を達成するための本発明は、搬送波に対してベース信号が変調された変調信号が合成された合成信号から、ベース信号を復調する復調装置（２０）であって、基準電圧信号を出力するバンドギャップリファレンス回路（４０）と、搬送波に同期した半周期である前半の半周期において合成信号を積分した値と、前半の半周期に続く後半の半周期において合成信号を積分した値と、の差を表す検波値を取得する検波値取得部（Ｓ１２０、Ｓ２１０）と、搬送波に変調信号が合成されていない状態の検波値である０点検波値と、バンドギャップリファレンス回路が出力する基準電圧信号を１周期分積分した値を表す基準信号値との相関関係を表す式を記憶している記憶部（８０）と、基準電圧信号を積分して基準信号値を演算する基準信号値演算部（Ｓ１２０、Ｓ２１０）と、記憶部に記憶されている相関関係を表す式に、基準信号値演算部が演算した基準信号値を代入して、０点検波値を推定した０点推定値を決定する０点推定部（Ｓ２２０）と、検波値取得部が取得した検波値と０点推定部が決定した０点推定値との差異に基づいて、ベース信号を抽出する信号抽出部（Ｓ２３０）と、を備える。

本発明では、検波値取得部は、搬送波に同期した半周期である前半の半周期において合成信号を積分した値と、前半の半周期に続く後半の半周期において合成信号を積分した値と、の差を表す検波値を取得する。

この検波値は、ベース信号にオフセット値が含まれた値である。そのため、精度のよいベース信号を抽出するためには検波値からオフセット値を除去する必要がある。本発明者は、搬送波に変調信号が合成されていない状態の検波値である０点検波値は、バンドギャップリファレンス回路が出力する基準電圧信号を１周期分積分した値を表す基準信号値と高い相関があることを見出した。そこで、本発明では、０点検波値と基準信号値との相関関係を表す式を記憶部に記憶する。

基準信号値演算部は、基準電圧信号を積分して基準信号値を演算する。この基準信号値を記憶部に記憶している相関関係を表す式に代入することで、検波値以外から０点検波値を推定した０点推定値を決定できる。０点推定値を推定できるので、検波値取得部が取得した検波値と０点推定値との差異に基づいてベース信号を抽出することができる。このようにしてベース信号を抽出するので、精度のよいベース信号を得ることができる。

実施形態のジャイロセンサ装置１の構成図である。 図１のエレメント１０の振動方向を示す説明図である。 図１の自励共振駆動回路３０を示す構成図である。 図１のＴＡＤ６１を示す構成図である。 図１の加減算器６２における減算を説明するグラフである。 図１のデジタル補正回路７０が実行する補正回路処理を示すフローチャートである。 ０点検波値の時間変化の一例を示す図である。 図７と同じ時間帯におけるＢＧＲ値の時間変化を示す図である。 比較例の手法におけるアラン分散の時間変化グラフである。 本実施形態におけるアラン分散の時間変化グラフである。

［１．実施形態］
［１−１．構成］
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図１に示すジャイロセンサ装置１は、エレメント１０と、センサ回路部２０とを備えている。ジャイロセンサ装置１は、例えば乗用車等の車両に搭載される。

センサ回路部２０は、自励共振駆動回路３０、バンドギャップリファレンス回路４０、切替回路５０、デジタル同期検波回路６０、デジタル補正回路７０、ＥＰＲＯＭ８０を備えている。センサ回路部２０が復調装置に相当する。

［１−１−１．エレメントの構成］
エレメント１０には、自励共振駆動回路３０から駆動信号Ｓｄｒが入力される。このエレメント１０は、ここでは図２に示す公知のＭＥＭＳ音叉型エレメントであるとする。エレメント１０は、駆動信号Ｓｄｒが入力されることにより、駆動信号Ｓｄｒが示す周波数で振動する。駆動信号Ｓｄｒによる振動を、以下、駆動振動とし、駆動振動を表す波を搬送波Ｃｗとする。

このエレメント１０に回転方向の外力Ｓｗが加えられると、図２に示すように、エレメント１０は、搬送波Ｃｗに対して（すなわち駆動振動に対して）、直交する方向にも振動する。この振動は、エレメント１０に加えられる外力Ｓｗが、駆動振動により変調された信号であるので、以下、センサ変調信号Ｓｍとする。センサ変調信号Ｓｍは、搬送波Ｃｗに対して位相が９０度ずれた信号である。

エレメント１０からは、搬送波Ｃｗに対応する自励共振のモニタ信号（以下、モニタ信号という）と、搬送波Ｃｗにセンサ変調信号Ｓｍが重畳した信号である合成信号ＣＳｗとが出力される。なお、エレメント１０から出力されるモニタ信号および合成信号ＣＳｗはアナログ信号である。また、モニタ信号は、センサ変調信号Ｓｍを含んでいてもよい。

［１−１−２．自励共振系の構成］
自励共振駆動回路３０にはモニタ信号が入力され、この信号に基づいて駆動信号Ｓｄｒを生成する。本実施形態の自励共振駆動回路３０には、特許文献１に開示されている自励共振回路と同じものを用いることができる。すなわち、自励共振駆動回路３０は、図３に示すように、リングオシレータ３１と、時間デジタル値変換回路（time to digital converter、以下、ＴＤＣ）３２と、デジタル制御発振回路（digitally controlled oscillator、以下、ＤＣＯ）３３と、制御回路３４とを備えている。

リングオシレータ３１はデジタル発振回路である。このリングオシレータ３１は、公知の構成であり、リング状に連結された複数の反転回路を有しており、各反転回路により、パルス信号として入力された入力信号を順次反転して周回させる。各反転回路に対応した複数の出力端子からは、各反転回路での反転動作時間の定数倍を１周期とするパルス信号がそれぞれ出力される。複数の出力端子から出力されるパルス信号は、ＴＤＣ３２およびＤＣＯ３３に入力される。

ＴＤＣ３２には、モニタ信号が入力されるとともに、ＤＣＯ３３から駆動信号Ｓｄｒがフィードバックされて入力される。ＴＤＣ３２は、駆動信号Ｓｄｒに対するモニタ信号の位相差をデジタル時間情報として検出する。この位相差は、具体的には、駆動信号Ｓｄｒのパルス立ち上がり時間からモニタ信号の立ち上がり時間までの時間差を計測することになる。この時間差の計測において、ＴＤＣ３２は、リングオシレータ３１が発生するパルス信号をクロックパルスとして用いる。

ＤＣＯ３３は、制御回路３４から入力される制御信号に基づく周期の駆動信号Ｓｄｒを出力する。この周期の決定において、ＤＣＯ３３は、リングオシレータ３１からのパルス信号をクロックパルスとして用いる。ＤＣＯ３３が出力する駆動信号Ｓｄｒは、エレメント１０に入力されるとともに、ＴＤＣ３２へも入力される。

制御回路３４は、ＴＤＣ３２が検出した位相差が、予め設定された共振位相差となるように、駆動信号Ｓｄｒの周期（換言すれば駆動信号Ｓｄｒの周波数）を制御する。この制御は、ＤＣＯ３３にデジタル信号である制御信号を出力することで行う。なお、共振位相差とは、ある物体が共振状態となっているときにおいて、外力の位相と物体の振動の位相との位相差である。この共振位相差は略９０度であることが知られている。ただし、種々の条件により、９０度からややずれることもあり、共振位相差の具体的数値としては、例えば８７度とされることもある。

制御回路３４が駆動信号Ｓｄｒの周波数を制御する理由は、エレメント１０に入力される外力Ｓｗの位相に対するエレメント１０の振動位相のずれは、周波数に依存することが知られているからである。具体的には、共振周波数よりも低い周波数では、外力Ｓｗの位相に対するエレメント１０の振動位相の位相遅れは、略９０度である共振位相差よりも小さい位相遅れとなる。一方、共振周波数よりも高い周波数では、外力Ｓｗの位相に対する振動子の振動位相の位相遅れは、共振位相差よりも大きい位相遅れとなる。よって、駆動信号Ｓｄｒの周波数を高くしたり低くしたりすることで、検出される位相差を調整できる。

［１−１−３．信号検知系の構成］
バンドギャップリファレンス回路４０は、シリコン等の物質のバンドギャップを利用した周知の基準電圧発生回路であり、所定の基準電圧を発生する。基準電圧の値は、たとえば１．８Ｖである。この基準電圧に基づいて、ＴＡＤ６１などの回路が動作する。

切替回路５０は、ＴＡＤ６１に合成信号ＣＳｗを入力する状態と、ＴＡＤ６１にバンドギャップリファレンス回路４０が出力する基準電圧の信号（以下、基準電圧信号Ｖｒ）を入力する状態とを切り替える。切替回路５０には、自励共振駆動回路３０から駆動信号Ｓｄｒが入力され、この駆動信号Ｓｄｒの１周期毎に、ＴＡＤ６１に合成信号ＣＳｗを入力する状態と、ＴＡＤ６１に基準電圧信号Ｖｒを入力する状態とを切り替える。

デジタル同期検波回路６０は、同期検波によりエレメント１０からの出力である合成信号ＣＳｗからベース信号Ｓｂａを取り出す回路である。ベース信号Ｓｂａは具体的には、エレメント１０に外力Ｓｗが加えられることで生じるエレメント１０の回転角速度を表す角速度信号である。デジタル同期検波回路６０は、時間ＡＤ変換回路（以下、ＴＡＤ）６１と、加減算器６２を備える。

ＴＡＤ６１は、特許文献１にも開示されている公知の構成であり、たとえば、図４に示す構成を備える。図４に示すＴＡＤ６１は、ＮＡＮＤゲート６１１と、リング状に連結された偶数個数のインバータ６１２とがリング状に連結されているリングゲート遅延回路６１３と、カウンタ６１４と、ラッチ回路６１５と、パルスセレクタ６１６と、エンコーダ６１７と、信号処理回路６１８を備えている。なお、インバータ６１２はパルス信号遅延ユニットであり、リングゲート遅延回路６１３はパルス遅延回路である。

ＴＡＤ６１は、入力電圧変動型のＡＤ変換回路であり、ＮＡＮＤゲート６１１、インバータ６１２には、入力信号Ｖｉｎとして、合成信号ＣＳｗあるいは基準電圧信号Ｖｒが入力される。入力信号Ｖｉｎのレベルに応じて、パルス信号Ｐｉｎがリングゲート遅延回路６１３を周回する時間が変化する。カウンタ６１４は、パルス信号Ｐｉｎがリングゲート遅延回路６１３を周回する回数をカウントする。ラッチ回路６１５は、カウンタ６１４の計数値をラッチする。パルスセレクタ６１６は、リングゲート遅延回路６１３におけるパルス信号Ｐｉｎの周回位置を検出する。エンコーダ６１７は、パルスセレクタ６１６が検出している周回位置をデジタル値で出力する。

信号処理回路６１８は、ラッチ回路６１５、エンコーダ６１７からの信号に基づいて、サンプリングクロック信号ＣＫｓが入力される毎に、パルス信号Ｐｉｎがリングゲート遅延回路６１３を周回した回数と周回位置に対応したデジタルデータＤＴを決定する。

本実施形態では、サンプリングクロック信号ＣＫｓの周波数（すなわち、サンプリング周波数ｆｓ）は、搬送波周波数ｆｃの２倍に設定されている。すなわち、サンプリング周期Ｔｓは、搬送波周期Ｔｃの０．５倍に設定されている。なお、ＴＡＤ６１は、自励共振駆動回路３０から駆動信号Ｓｄｒ（すなわち搬送波Ｃｗ）を取得して、サンプリングクロック信号ＣＫｓの発生タイミングを決定する。また、搬送波周期Ｔｃは、合成信号ＣＳｗやセンサ変調信号Ｓｍの１周期と一致する。

この構成により、ＴＡＤ６１は、サンプリング周期Ｔｓの間の入力信号Ｖｉｎの積分値を出力する。

加減算器６２は、ＴＡＤ６１が出力する前半信号レベルと後半信号レベルとの差を算出する。ここで、前半信号レベルは、搬送波Ｃｗの前半の半周期における入力信号Ｖｉｎを積分した値であり、後半信号レベルは、搬送波Ｃｗの後半の半周期における入力信号Ｖｉｎを積分した値である。また、加減算器６２は、ＴＡＤ６１が出力する前半信号レベルと後半信号レベルとの和も算出する。

入力信号Ｖｉｎとして合成信号ＣＳｗがＴＡＤ６１に入力されている状態での上記差は検波値となる。検波値とは、合成信号ＣＳｗに含まれるセンサ変調信号Ｓｍの搬送波１周期分の積分値を表す。

図５（ａ）は、合成信号ＣＳｗに含まれているセンサ変調信号Ｓｍを概念的に示し、図５（ｂ）は、合成信号ＣＳｗを概念的に示す。また、図５（ｃ）はサンプリング周期Ｔｓを示し、図５（ｄ）は、ＴＡＤ６１が出力するデジタルデータＤＴを示す。

ＴＡＤ６１が出力するデジタルデータが合成信号ＣＳｗのデジタルデータであれば、加減算器６２は、図５に示す前半サンプリング区間Ｓｅｆの合成信号ＣＳｗの積分値と、後半サンプリング区間Ｓｅｂの合成信号ＣＳｗの積分値との差を算出する。これは、図５（ｂ）に示す面積Ｓ３−面積Ｓ４を算出していることを意味する。

前半サンプリング区間Ｓｅｆは、搬送波Ｃｗの極大値から開始し、搬送波Ｃｗの極小値までの区間である。また、センサ変調信号Ｓｍは搬送波Ｃｗの位相と９０度ずれているので、前半サンプリング区間Ｓｅｆは、センサ変調信号Ｓｍの０度から１８０度までとなっている。

後半サンプリング区間Ｓｅｂは、搬送波Ｃｗの極小値から開始し、搬送波Ｃｗの極大値までの区間である。また、後半サンプリング区間Ｓｅｂは、センサ変調信号Ｓｍの１８０度から３６０度までの区間である。

搬送波Ｃｗは正弦波であるため、前半サンプリング区間Ｓｅｆにおける搬送波Ｃｗの積分値と、後半サンプリング区間Ｓｅｂにおける搬送波Ｃｗの積分値とは等しい。したがって、前半サンプリング区間Ｓｅｆの合成信号ＣＳｗの積分値と、後半サンプリング区間Ｓｅｂの間の合成信号ＣＳｗの積分値との差を算出することで、搬送波Ｃｗの成分が除去される。

一方、面積Ｓ３−面積Ｓ４は、センサ変調信号Ｓｍにとっては、図５（ａ）に示す面積Ｓ１−面積Ｓ２を演算していることになる。これは、事実上、図５（ａ）に示す面積Ｓａと面積Ｓｂの和を算出していることになる。よって、この差は、センサ変調信号Ｓｍの検波値、すなわちベース信号Ｓｂａを表している。

また、入力信号Ｖｉｎとして基準電圧信号ＶｒがＴＡＤ６１に入力されている状態で加減算器６２が算出する上記和は、搬送波Ｃｗの１周期分の基準電圧信号Ｖｒを積分した値を表す。この値を以下、ＢＧＲ値とする。ＢＧＲ値は基準信号値に相当し、ＢＧＲ値を演算するので、加減算器６２は基準信号値演算部に相当する。

ところで、検波値の０点レベルは、外的要因の変化等により変動する。外的要因には、例えば温度がある。０点レベルが変化するため、加減算器６２が演算した検波値には、オフセット成分が含まれている。したがって、精度のよいベース信号Ｓｂａを得るためには、検波値からオフセット成分を除去する必要がある。そのためには、検波値の０点レベルを適宜推定する必要がある。

そこで、デジタル補正回路７０は、図６に示す補正回路処理を周期的に実施することによって、検波値の０点レベルを推定した上でベース信号Ｓｂａを抽出する処理、および、０点推定に用いる式の定数を更新するキャリブレーションを実施する。記憶部に相当するＥＰＲＯＭ８０には、０点推定に用いる式（以下、０点推定式）が記憶されている。なお、補正回路処理は、デジタル補正回路７０等のハードウェアで実現されてもよく、補正回路処理に相当するプログラムをＣＰＵが実行するソフトウェアで実現されてもよい。

［１−２．処理］
補正回路処理では、図６に示すように、まずステップ（以下、ステップを省略する）Ｓ１１０にて、ジャイロセンサ装置１に与えられる角速度が０であるか否かを判定する。本実施形態の処理では、自車両の角速度が０であるか否かを判定する。例えば車速やパーキングブレーキの作動状態等、自車両が停止していることを判定するための情報を取得し、自車両が停止していることが認識できた場合に、自車両の角速度が０であると判定する。なお、ジャイロセンサ装置１が静止していることを検知する他のセンサを用いて角速度が０であるか否かを判定してもよい。

角速度が０であれば、合成信号ＣＳｗにはセンサ変調信号Ｓｍが合成されていないとみなすことができる状態である。このときは、Ｓ１２０〜Ｓ１４０の処理にてキャリブレーションを実施する。一方、角速度が０でなければ、Ｓ２１０〜Ｓ２３０の処理にてベース信号Ｓｂａである角速度信号を抽出する処理を実施する。

キャリブレーションでは、まず、Ｓ１２０で、ＢＧＲ値および検波値をそれぞれ取得する。切替回路５０は、駆動信号Ｓｄｒの１周期毎に、ＴＡＤ６１に合成信号ＣＳｗを入力する状態と、ＴＡＤ６１に基準電圧信号Ｖｒを入力する状態とを切り替えるので、デジタル同期検波回路６０は、検波値およびＢＧＲ値を、それぞれ１周期おきに出力する。また、駆動信号Ｓｄｒが示す周波数で振動する波が搬送波Ｃｗである。したがって、搬送波Ｃｗの２周期分の期間でＢＧＲ値と検波値とがそれぞれ１つずつ取得できる。なお、角速度が０のときの検波値を、以下、０点検波値とする。

Ｓ１３０では、０点推定式の切片を演算する。この式は、ＢＧＲ値と０点検波値との相関関係を表す回帰直線の式である。発明者は、ＢＧＲ値と０点検波値との間に、高い相関関係があり、この相関関係は、一次関数で表されることを発見した。

上記の発見により、ＢＧＲ値と０点検波値との関係は式１で表現できる。

（式１） ０点検波値＝傾き×ＢＧＲ値＋切片
図７には０点検波値の時間変化の一例を示している。また、図８に同じ時間帯におけるＢＧＲ値の時間変化を示す。この図７、図８に示す０点検波値とＢＧＲ値を元データとして、５００回の移動平均値を用いた相関係数、一次関数の傾き、切片は、それぞれ、相関係数が約０．９５、傾きが約０．１０、切片が約−２６６×１０^３であった。相関係数が約０．９５であることから、ＢＧＲ値と０点検波値は、高い相関があると言える。

加えて、ＢＧＲ値を式１に代入して推定した０点検波値（以下、０点推定値）は、ジャイロセンサの特性評価で広く用いられているアラン分散も良好であった。図９は、比較例として示すアラン分散の時間変化グラフであり、図１０が本実施形態におけるアラン分散の時間変化グラフである。図９の比較例は、本発明者が先にした出願において開示した手法におけるアラン分散である。先にした出願において開示した手法は、ＢＧＲ値に代えてバイアス値を用いている点において相違するが、本実施形態と同様、バイアス値と０点検波値との相関関係を示す式を用いて０点検波値を推定する。

図９、図１０ともに、アラン分散を評価した値は０点補正結果である。つまり、図９、図１０ともに、０点補正結果のアラン分散である。０点補正結果は、０点検波値を分子とし、分母は０点推定値である。よって、分母は、図９の場合は、０点検波値とバイアス値との相関関係を表す式にバイアス値を代入した値であり、図１０の場合は、０点検波値とＢＧＲ値との相関関係を表す式にＢＧＲ値を代入した値である。アラン分散は、測定時間間隔τが１秒のときの値で評価するのが一般的である。

図９の例では、τ＝１秒のときのアラン分散は１００ｄｅｇ／ｈｒであるのに対して、図１０の例では、τ＝１秒のときのアラン分散は６０ｄｅｇ／ｈｒである。よって、本実施形態は、本発明者が先にした出願において開示した手法よりもアラン分散がよいと言える。

後述するＳ２１０以降の処理では、式１を用いて０点推定値を都度算出して、精度のよいベース信号Ｓｂａが抽出できるようにしている。

また、式１の傾きおよび切片は、温度等により変動する。したがって、より精度のよいベース信号Ｓｂａを抽出するためには、傾きおよび切片を、随時、更新することが好ましい。しかし、一組のＢＧＲ値および０点検波値のみでは、切片および傾きのいずれか一方しか算出することができない。

実験を重ねるにつれて、傾きの値は概ね一定であり、切片のみに多少のばらつきが生じることも分かった。そこで、本実施形態では、傾きの値については予め設定された固定値とし、Ｓ１３０では、上記式１にＢＧＲ値と０点検波値とを代入することによって式１の切片を演算する。

続くＳ１４０では、ＥＰＲＯＭ８０に記憶している式１の切片の値を、Ｓ１３０で演算した値に更新する。このＳ１４０が定数更新部に相当する。なお、ＥＰＲＯＭ８０に記憶されている式１の切片および傾きの初期値は、予め設定された値となっている。

Ｓ１１０の判断において角速度が０でないと判断した場合にはＳ２１０を実行する。Ｓ２１０の処理は、Ｓ１２０と同じであり、ＢＧＲ値および検波値をそれぞれ取得する。なお、Ｓ２１０およびＳ１２０は、検波値を取得しているので検波値取得部に相当する。

Ｓ２２０では、ＥＰＲＯＭ８０に記憶されている式１に、Ｓ２１０で取得したＢＧＲ値を代入して０点推定値を算出する。このＳ２２０が０点推定部に相当する。

Ｓ２３０では、Ｓ２１０で取得した検波値とＳ２２０で演算した０点推定値との差をベース信号Ｓｂａとして抽出する。このＳ２３０が信号抽出部に相当する。なお、このベース信号Ｓｂａは、すでに説明したように、角速度信号である。

［１−３．効果］
以上詳述した実施形態によれば、以下の効果が得られる。

（１ａ）本実施形態では、Ｓ２１０にて検波値を取得する。この検波値はオフセット値が含まれた値になっている。そのため、精度のよいベース信号Ｓｂａを抽出するためには検波値からオフセット値を除去する必要がある。

本発明者は、搬送波Ｃｗにセンサ変調信号Ｓｍが合成されていない状態の検波値である０点検波値は、前述したように、ＢＧＲ値と高い相関があることを見出した。そこで、ＥＰＲＯＭ８０に、ＢＧＲ値から０点推定値を算出する式１を記憶しておき、Ｓ２１０で取得したＢＧＲ値をする。このＢＧＲ値を式１に代入して０点推定値を算出する。ベース信号Ｓｂａは、Ｓ２１０で取得した検波値と０点推定値との差異に基づいて抽出するので、精度のよいベース信号Ｓｂａを得ることができる。

（１ｂ）また、本実施形態では、角速度が０のときに、Ｓ１２０でＢＧＲ値と０点検波値を取得し、これらＢＧＲ値と０点検波値を用いて、Ｓ１３０、Ｓ１４０で、ＥＰＲＯＭ８０に記憶している式１の切片を更新する。

切片の値は温度等により変化するため、式１の切片の値を更新することで、より精度のよい０点推定値を算出できるようになる。その結果、より精度のよいベース信号Ｓｂａを得ることができる。

（１ｃ）上記のジャイロセンサ装置１においてデジタル補正回路７０は、搬送波Ｃｗおよびセンサ変調信号Ｓｍの成分を含むアナログ信号をデジタルデータに変換することによって合成信号ＣＳｗを生成するＴＡＤ６１を備える。このようなジャイロセンサ装置１によれば、デジタルデータである合成信号ＣＳｗからベース信号Ｓｂａを復調することができる。

［２．他の実施形態］
以上、本発明を実施するための形態について説明したが、本発明は上述の実施形態に限定されることなく、種々変形して実施することができる。

（２ａ）上記実施形態では、Ｓ１２０〜Ｓ１４０を実行して、式１の切片を逐次更新するキャリブレーションを実行していたが、このキャリブレーションを実行しなくてもよい。切片を更新しないとしても、式１を用いて０点推定値を算出し、その０点推定値と検波値とに基づいてベース信号Ｓｂａを抽出すれば、０点推定値で補正しない場合よりはベース信号Ｓｂａの精度は向上する。

（２ｂ）上記実施形態では、搬送波Ｃｗの極大値や極小値から始まる周期においてＢＧＲ値を得るよう構成したが、搬送波Ｃｗの極大値や極小値に限らず、任意のタイミングから１周期の検知を開始してもよい。

（２ｃ）上記実施形態では、キャリブレーションにおいて切片の値を更新していたが、これに代えて、傾きの値を更新してもよい。

（２ｄ）上記実施形態における１つの構成要素が有する機能を複数の構成要素として分散させたり、複数の構成要素が有する機能を１つの構成要素に統合させたりしてもよい。また、上記実施形態の構成の一部を省略してもよい。また、上記実施形態の構成の少なくとも一部を、他の上記実施形態の構成に対して付加または置換してもよい。なお、特許請求の範囲に記載した文言のみによって特定される技術思想に含まれるあらゆる態様が本発明の実施形態である。

１：ジャイロセンサ装置 １０：エレメント ２０：センサ回路部 ３０：自励共振駆動回路 ３１：リングオシレータ ３４：制御回路 ４０：バンドギャップリファレンス回路 ５０：切替回路 ６０：デジタル同期検波回路 ６２：加減算器 ７０：デジタル補正回路 ８０：ＥＰＲＯＭ ６１１：ＮＡＮＤゲート ６１２：インバータ ６１３：リングゲート遅延回路 ６１４：カウンタ ６１５：ラッチ回路 ６１６：パルスセレクタ ６１７：エンコーダ ６１８：信号処理回路

Claims (5)

1. 搬送波に対してベース信号が変調された変調信号が合成された合成信号から、前記ベース信号を復調する復調装置（２０）であって、
   基準電圧信号を出力するバンドギャップリファレンス回路（４０）と、
   前記搬送波に同期した半周期である前半の半周期において前記合成信号を積分した値と、前記前半の半周期に続く後半の半周期において前記合成信号を積分した値と、の差を表す検波値を取得する検波値取得部（Ｓ１２０、Ｓ２１０）と、
   前記搬送波に前記変調信号が合成されていない状態の前記検波値である０点検波値と、前記バンドギャップリファレンス回路が出力する前記基準電圧信号を１周期分積分した値を表す基準信号値との相関関係を表す式を記憶している記憶部（８０）と、
   前記基準電圧信号を積分して前記基準信号値を演算する基準信号値演算部（６２）と、
   前記記憶部に記憶されている前記相関関係を表す式に、前記基準信号値演算部が演算した前記基準信号値を代入して、前記０点検波値を推定した０点推定値を決定する０点推定部（Ｓ２２０）と、
   前記検波値取得部が取得した前記検波値と前記０点推定部が決定した前記０点推定値との差異に基づいて、前記ベース信号を抽出する信号抽出部（Ｓ２３０）と、を備えた復調装置。
2. 請求項１に記載の復調装置であって、
   前記相関関係を表す式は、前記基準信号値の一次関数で前記検波値を表す式である復調装置。
3. 請求項２に記載の復調装置であって、
   前記搬送波に前記変調信号が合成されていない状態で前記検波値取得部が取得した前記検波値と、前記基準信号値演算部が演算した前記基準信号値とに基づいて、前記記憶部に記憶している前記一次関数の切片および傾きのいずれか一方を更新する定数更新部（Ｓ１４０）を備えた復調装置。
4. 請求項３に記載の復調装置であって、
   前記一次関数の傾きは予め設定されており、
   前記定数更新部は、前記切片を更新する復調装置。
5. 請求項１〜４の何れか１項に記載の復調装置であって、
   アナログ信号である前記合成信号をデジタルデータに変換するＡＤ変換回路（６１）と、前記ＡＤ変換回路が出力したデジタルデータの前記合成信号の、前記搬送波に同期した前半の半周期分と後半の半周期分との差を算出する減算器（６２）とを備えたデジタル同期検波回路（６０）と、
   前記ＡＤ変換回路にアナログ信号である前記合成信号を入力する状態と、前記ＡＤ変換回路に前記バンドギャップリファレンス回路が出力した前記基準電圧信号を入力する状態とを切り替える切替回路（５０）と、を備えた復調装置。

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