JP2017153024A - 基準周波数発生装置 - Google Patents

Abstract

【課題】基準周波数の位相がズレる原因を極力排除するとともに、リファレンス信号が供給されない場合でも、高精度な基準周波数を出力できる基準周波数発生装置を提供する。【解決手段】基準周波数発生装置１０は、ＰＬＬ回路５０と、記憶部２６と、制御部２５と、を備える。ＰＬＬ回路５０は、基準周波数信号を出力するためにシステムクロックによって駆動されるＮＣＯ３０を位相差信号によってデジタル制御する。位相差信号は、ＧＮＳＳ受信機２０から供給されるリファレンス信号と、基準周波数信号を分周して得られる１ＰＰＳ信号と、の間の位相差を示す信号である。記憶部２６は、位相差信号を記憶する。制御部２５は、ＰＬＬ回路５０にリファレンス信号が適切に供給されなくなると、記憶部２６に記憶された位相差信号に基づいて推定した推定位相差信号によってＮＣＯ３０を自走制御する。【選択図】図１

Description

本発明は基準周波数発生装置に関するものである。

従来から、出力する信号の周波数を変更可能な発振器として、電圧制御発振器が知られている。電圧制御発振器とは、入力される制御電圧に応じて出力周波数を変更可能な発振器であり、例えば水晶振動子を用いて構成されたもの（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｃｒｙｓｔａｌ Ｏｓｉｌｌａｔｏｒ、ＶＣＸＯ）が知られている。一般に、電圧制御発振器は、温度の変化に従って制御電圧対発振周波数特性（以下、Ｆ−Ｖ特性と称する）が変化する。

この電圧制御発振器のＦ−Ｖ特性は温度以外の要因（例えば、時間の経過）によっても変化するため、電圧制御発振器単体では高精度の信号を出力することは困難である。無線通信システムの基地局等のように高精度な基準周波数が求められる場合には、このＦ−Ｖ特性の変化によって生じる周波数の位相のズレを修正する必要がある。そこで、ＧＰＳ受信機等から得られる高精度なリファレンス信号と、電圧制御発振器が出力する信号（又はその信号を分周した信号）と、を同期させるように電圧制御発振器の制御を行うことで、出力される信号の精度を維持する方法をとることがある。具体的には、基準周波数発生器が備える同期回路に供給されるリファレンス信号と、電圧制御発振器が出力する信号と、の間の位相のズレがなくなるように、制御電圧によって電圧制御発振器をアナログ制御するのである。

しかし、リファレンス信号によって信号の精度を維持する方法において、ＧＰＳ受信機からの信号を受信できなくなる場合がある。このような場合でも自走制御（ホールドオーバ制御）を行うことで、基準周波数信号の精度を維持する基準周波数発生器が従来から知られている。非特許文献１は、この種の自走制御機能を備えた基準周波数発生装置を開示する。

非特許文献１の基準周波数発生装置は、リファレンス信号に同期している間に、経過時間と、温度と、その状況下でのＦ−Ｖ特性と、を記憶しておく。そして、リファレンス信号が取得できなくなると、記憶した情報からＦ−Ｖ特性を推定して、電圧制御発振器を自走制御することで基準周波数信号を出力する。

ＨＰ ＳｍａｒｔＣｌｏｃｋ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ−Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｎｏｔｅ １２７９， Ｈｅｗｌｅｔｔ−Ｐａｃｋａｒｄ Ｃｏｍｐａｎｙ， Ｃｏｐｙｒｉｇｈｔ １９９８ ５９６６−０４３１Ｅ， ｐ． ５−１５．

上述したような基準周波数発生装置において、アナログ制御される電圧制御発振器以外の同期回路をデジタル回路として構成することがある。この構成の場合、同期回路で取得した位相のズレに基づいて電圧制御発振器を制御するためには、位相のズレを示す位相差信号（デジタル信号）をいったん制御電圧（アナログ信号）に変換する必要がある。より具体的には、デジタル回路と電圧制御発振器との間にＤ／Ａコンバータ及びこのＤ／Ａコンバータ用のリファレンス電源等のアナログ部品を備えなければならない。しかし、この種のアナログ部品は、温度変動や電圧変化の影響を受けて制御電圧の変動（ドリフト）を引き起こすことがあった。制御電圧がドリフトすれば、電圧制御発振器から出力される周波数の位相にズレが生じることになる。

制御電圧のドリフトによる周波数の位相のズレを抑制するために、補正回路等を配置するという考え方もある。しかし、補正回路を配置する場合、回路規模が大きくなって製造コストが高くなってしまう。更に、水晶振動子を備えた電圧制御発振器は使用できる温度範囲が十分に広いとは言いがたく、より過酷な環境でも使用できるような構成が求められていた。

本発明は、以上の事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、基準周波数の位相がズレる原因を極力排除するとともに、リファレンス信号が供給されない場合でも、高精度な基準周波数を出力できる基準周波数発生装置を提供することにある。

課題を解決するための手段及び効果

本発明の解決しようとする課題は以上の如くであり、次にこの課題を解決するための手段とその効果を説明する。

本発明の観点によれば、以下のように構成される基準周波数発生装置が提供される。即ち、基準周波数発生装置は、同期回路と、記憶部と、制御部と、を備える。前記同期回路は、基準周波数信号を出力するために駆動信号によって駆動されるデジタル制御発振器を、外部から供給されるリファレンス信号と前記基準周波数信号とに基づいて得られる位相差情報によってデジタル制御する。前記記憶部は、前記位相差情報を記憶する。前記制御部は、前記同期回路にリファレンス信号が適切に供給されなくなると、前記記憶部に記憶された位相差情報に基づいて推定した推定位相差情報によって前記デジタル制御発振器を自走制御する。

これにより、発振器がデジタル制御されるので、Ｄ／Ａコンバータ等のアナログ部品を備える必要がなくなる。従って、アナログ部品を介して発振器を制御することで生じる基準周波数の位相のズレを防止することができる。また、デジタル制御発振器を含めて同期回路をデジタル回路として構成することができるので、製造コストを効果的に低減することができる。また、リファレンス信号が供給されない場合でも、記憶部に記憶された位相差情報に基づいて推定された推定位相差情報によって、出力される基準周波数の経時変化を考慮して自走制御することで、出力される基準周波数の精度を良好に保つことができる。

前記の基準周波数発生装置においては、以下のように構成されることが好ましい。即ち、基準周波数発生装置は、前記駆動信号を出力するための駆動信号出力用発振器と、前記駆動信号出力用発振器が使用される環境を示す環境値を検出するための環境値取得部と、を備える。前記制御部は、前記環境値を考慮して前記推定位相差情報を推定する。

これにより、発振器が使用される環境を考慮してデジタル制御発振器の制御が行われることになるので、環境の変化によって生じる駆動信号の変動を原因とする周波数の位相のズレを抑制できる。これによって、リファレンス信号が供給されないときにおいて、基準周波数をより高い精度で出力できる基準周波数発生装置を提供することができる。

前記の基準周波数発生装置においては、前記環境値取得部は、前記駆動信号出力用発振器が使用される環境の温度を環境値として取得することが好ましい。

これにより、駆動信号の変動原因になる温度変動を考慮してデジタル制御発振器が制御されるので、リファレンス信号が供給されないときの温度変動を原因とする基準周波数の位相のズレを効果的に防止できる。

前記の基準周波数発生装置においては、前記環境値取得部は、電源部から前記駆動信号出力用発振器に供給される電圧の大きさを環境値として取得することが好ましい。

これにより、駆動信号の変動原因になる電源部の電圧変動を考慮してデジタル制御発振器が制御されるので、リファレンス信号が供給されないときの電源部の電圧変動を原因とする基準周波数の位相のズレを効果的に防止できる。

前記の基準周波数発生装置においては、以下のように構成されることが好ましい。前記制御部は、リファレンス信号が供給されているときにおいて、前記位相差情報と、前記環境値取得部が取得する前記環境値と、に基づいて、経時変化を補正する補正量を算出する関数を決定する。リファレンス信号が供給されなくなると、前記関数によって算出した補正量を考慮して前記推定位相差情報を推定する。

これにより、環境値を考慮することで、環境変化を原因とする駆動信号の変動の影響を除外して、経時変化を原因とする駆動信号の変動のみに着目して、補正量を算出する関数を決定することができる。従って、駆動信号出力用発振器の経年劣化を原因とする駆動信号の経時変化を正確に予測することができる。

前記の基準周波数発生装置においては、前記デジタル制御発振器は数値制御発振器であることが好ましい。

これにより、周波数の変更及び位相の変更等をプログラムに反映することが容易な数値制御発振器によって同期回路を構成できるので、様々な要求や仕様に容易に対応できる基準周波数発生装置を提供することができる。

本発明の一実施形態に係る基準周波数発生装置を概略的に示したブロック図。 温度を一定にしたときの位相と経過時間との関係を示したグラフ。 温度が変動したときの位相と経過時間との関係を示したグラフ。 温度変動に対して補正を行ったときの位相と経過時間との関係を示したグラフ。

次に発明の実施の形態について説明する。図１は、本発明の一実施形態に係る基準周波数発生装置１０を概略的に示したブロック図である。基準周波数発生装置１０は、接続されるユーザ側の機器に基準周波数信号を提供するためのものである。基準周波数発生装置１０が基準周波数信号を供給する対象としては、例えば、携帯電話の基地局、地上デジタル放送の送信局及びＷｉＭＡＸ（Ｗｏｒｌｄｗｉｄｅ Ｉｎｔｅｒｏｐｅｒａｂｉｌｉｔｙ ｆｏｒ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ａｃｃｅｓｓ）通信設備等がある。

本実施形態の基準周波数発生装置１０は、デジタル回路として構成される位相同期回路（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ、ＰＬＬ回路）５０を備えている。このＰＬＬ回路５０には、ＧＮＳＳ受信機２０からリファレンス信号としての１ＰＰＳ信号が供給されている。ＧＮＳＳ受信機２０には、図略のＧＮＳＳアンテナが受信したＧＮＳＳ衛星からの受信信号が入力されている。ＧＮＳＳ受信機２０は、前記受信信号に含まれる測位用信号に基づいて、リファレンス信号としての１ＰＰＳ信号（１秒周期信号）を生成し、ＰＬＬ回路５０に出力する。

図１に示すように、ＰＬＬ回路５０は、位相比較器１２と、ループフィルタ１３と、スイッチ回路１４と、変換部２１と、カウンタ２３と、ＢＰＦ２２と、ＮＣＯ３０と、を備えている。また、基準周波数発生装置１０は、ＮＣＯ３０を駆動するための発振器１５を備えている。

まず、ＰＬＬ回路５０について説明する。図１に示すように、位相比較器１２には、ＧＮＳＳ受信機２０から供給された１ＰＰＳ信号と、カウンタ２３で生成された１ＰＰＳ信号と、が入力されている。位相比較器１２は、ＧＮＳＳ受信機２０から供給された１ＰＰＳ信号（リファレンス信号）と、カウンタ２３で生成された１ＰＰＳ信号（基準周波数信号に基づいて生成された信号）と、の位相差を示す位相差信号を生成する。位相比較器１２で生成された位相差信号はループフィルタ１３へ出力される。

ループフィルタ１３は、位相比較器１２から入力される信号の高周波成分の遮断及び雑音の除去を行うためのローパスフィルタとして構成されている。ループフィルタ１３で高周波成分の遮断及び雑音の除去が行われた位相差信号は、ＮＣＯ３０へ出力される。

ＮＣＯ（Ｎｕｍｅｒｉｃａｌｌｙ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ、数値制御発振器）３０は、基準周波数信号を出力するためのデジタル制御発振器であり、レジスタ３１と、加算器３２と、を備えている。図１に示すように、ＮＣＯ３０には、ループフィルタから位相差信号が入力されるとともに、発振器１５からシステムクロックが入力されている。このＮＣＯ３０の後段に配置される変換部２１には、１周期分の矩形波の波形データがルックアップテーブル形式で記憶されている。

加算器３２は、ループフィルタ１３から入力される位相差信号に基づくデータと、レジスタ３１から入力される累積位相データと、を加算することで、アドレスデータを生成する。アドレスデータは、変換部２１に記憶されている波形データの一群から位相に応じた波形データを決定するためのものである。このアドレスデータは、リファレンス信号の１ＰＰＳと、基準周波数信号をカウンタ２３で分周することで得られる１ＰＰＳと、の間の位相差をなくすように設定される。加算器３２で生成されたアドレスデータは、変換部２１へ出力されるともに、レジスタ３１へ出力される。

レジスタ３１は、累積位相データを一時的に保持するアキュムレータとして機能する。このレジスタ３１には発振器１５のシステムクロックが入力されており、このシステムクロックのタイミングに同期して累積位相データが加算器３２に出力される。

変換部２１は、加算器３２からアドレスデータが入力されると、当該アドレスデータに基づいて波形データを選択し、矩形波信号をＢＰＦ２２に出力する。

アドレスデータが入力されたレジスタ３１は、当該アドレスデータを前記累積位相データとして更新し、次のシステムクロックのタイミングでは、更新された累積位相データが加算器３２に出力される。なお、レジスタ３１は、入力されるアドレスデータが所定値を超えると、累積位相データを初期化するように構成されている。この所定値は、変換部２１に記憶されている１周期分の波形データの標本数に応じて設定されている。

以上の動作を繰り返すことで、リファレンス信号に基づいた矩形波の波形データがＢＰＦ２２に出力されることになる。

なお。駆動信号としてのシステムクロックを出力する発振器１５は、水晶振動子を共振器として使用したＴＣＸＯ（Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｅｄ Ｃｒｙｓｔａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）であり、温度補償回路を備えた構成になっている。この発振器１５が出力するシステムクロックは、ＧＮＳＳ受信機２０、位相比較器１２、ループフィルタ１３、カウンタ２３等にも入力されている。また、このシステムクロックによって、ＰＬＬ回路５０の各部が動作するタイミングが決定されている。

ＢＰＦ（Ｂａｎｄ ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）２３は、変換部２１から入力された矩形波信号から正弦波を抽出するためのものである。このＢＰＦ２２によって矩形波信号から整形された正弦波信号が基準周波数信号としてユーザ側の機器に供給される。なお、本実施形態の構成からＢＰＦ２２を省略することもできる。この場合、矩形波信号が基準周波数信号としてユーザ側の機器に供給されることになる。

カウンタ２３は、変換部２１から出力された矩形波信号と、発振器１５から入力されたシステムクロック信号と、に基づいて１ＰＰＳ信号を生成する分周器として構成されている。上述したように、このカウンタ２３によって生成された１ＰＰＳ信号が位相比較器１２に入力される。

以上に説明した構成によって、ＰＬＬ回路５０のループが構成される。例えば、経時変化や周囲の温度変化及び電源電圧等に起因して発振器１５のシステムクロックが変動したとする。システムクロックが変動すれば、加算器３２で位相が積算されるタイミングが変わってしまうため、基準周波数信号の位相が変化してしまうことになる。しかしながら、ＰＬＬ回路５０は、ＧＮＳＳ受信機２０から入力される正確な１ＰＰＳ信号に基づいて基準周波数の位相のズレがなくなるように、ＮＣＯ３０をデジタル制御する。従って、上記のようにシステムクロックが変動した場合であっても、基準周波数発生装置１０から出力される基準周波数を高精度に保つことができる。即ち、ＧＮＳＳ受信機２０から供給される１ＰＰＳ信号をＰＬＬ回路５０がロックしている限り、システムクロックが変動しても、基準周波数信号は自動的に修正されて、高精度な基準周波数信号の出力を維持することができるのである。

なお、以下の説明では、基準周波数発生装置１０がＧＮＳＳ受信機２０から適切な１ＰＰＳ信号を取得でき、それに基づいて基準周波数信号を出力している状態を「定常状態」と称することがある。

ところで、強い妨害波が存在するような状態や、ＧＮＳＳ衛星の位置がアンテナの死角に入っているような受信環境が悪い状態等では、ＧＮＳＳ受信機２０からＰＬＬ回路５０にリファレンス信号が適切に供給されないことがある。このような場合、基準周波数発生装置１０は、ＮＣＯ３０を自走制御（ホールドオーバ制御）することで、正確な基準周波数の出力を維持する。

次に、基準周波数発生装置１０が自走制御を行うための構成について説明する。図１に示すように、基準周波数発生装置１０は、前記自走制御を行うための構成として、温度センサ１７と、電源部１８と、測定部１９と、制御部２５と、記憶部２６と、を備えている。

温度センサ１７は、発振器１５が使用されている温度（環境値）を検出するためのものであり、発振器１５の近傍に配置されている。この温度センサ１７の検出信号は測定部１９へ出力されている。

電源部１８は、前記発振器１５に電源電圧を供給するためのものである。電源部１８によって供給される電源電圧の電圧値（環境値）は測定部１９へ出力されている。

測定部（環境値取得部）１９は、発振器１５が使用される環境を示す環境値を取得するためのものである。測定部１９は、温度センサ１７から入力される温度情報と、電源部１８から入力される電圧値情報と、を環境値として取得する。取得した環境値は適宜のタイミングで制御部２５へ出力される。

制御部２５は、推定位相差信号を生成してＮＣＯ３０を自走制御するためのものであり、演算部としてのＣＰＵ等からなるマイクロコンピュータとして構成されている。本実施形態の制御部２５は、発振器１５が使用される温度と、発振器１５に供給される電源電圧値と、発振器１５の経時変化と、に基づいて前記推定位相差信号を生成するように構成されている。

次に、図２から図４までを参照して、温度変動によるシステムクロックの変動が基準周波数信号の位相に与える影響について説明する。なお、以下の説明において、電源電圧の変動及び経時変化によるシステムクロックの変動は生じていないものとする。

図２は、温度を一定にしたときの位相と経過時間との関係を示したグラフである。図２のグラフでは、ｄφをシステムクロックのタイミングで積算していく様子が示されている。ｄφは自走制御が開始される直前の位相の微分値（位相変化量）である。図２のグラフに示した例の周波数ｆは式（１）のように表現することができる。

ただし、
Ｎ：クロックエッジ数
ｄφ：位相の微分値
Ｔ：実際の経過時間
Ｔｃｌｋ：クロック時間

上述したように、図２のグラフの例では、電源電圧の変動及び経時変化を原因とするシステムクロックの変動を考慮しない。従って、温度が一定であれば、システムクロックの変動要因がなくなることになり、所定時間Ｔ秒内におけるシステムクロックのエッジ数は正確な値（理想的な値）になる。これにより、システムクロックのタイミングで積算される累積位相φは、現実の時間を正確に反映したものとなる。

次に、温度変動が周波数の位相に与える影響について考える。図３は、温度が変動したときの周波数の位相と経過時間との関係を示したグラフである。図３のグラフに示した例の周波数ｆは、式（２）のように表現することができる。

ただし、
Ｎ：クロックエッジ数
ｄφ：位相の微分値
Ｔ：実際の経過時間
Ｔｃｌｋ：クロック時間
ｔ（Ｔ_em）：システムクロックの温度変動分
Ｔ_em：発振器１５が使用される環境の温度
ｔ_ave：システムクロックの平均温度変動分

図３のグラフの例では、システムクロックのタイミングが温度変動によって変化しているので、Ｔ秒後の位相が図２のグラフに示される値（理想的な値）と異なっている。温度変動が生じていない図２のグラフでは、Ｔ秒後の累積位相はφであるのに対して、温度変動が生じている図３のグラフでは、Ｔ秒後の累積位相は（φ＋ｄφ）となっている。これは、発振器１５から出力されるシステムクロックの周波数が高くなると、ｄφが加算されるタイミングが早くなるため、Ｔ秒後の累積位相が、正確な累積位相よりｄφだけ進んでしまったことを意味する。従って、この状態では位相がｄφだけ進んだ周波数がＮＣＯ３０から出力されることになってしまう。

ＰＬＬ回路５０がリファレンス信号をロックしているときは、上述した温度変動があった場合でも、出力される基準周波数をカウンタ２３で分周した比較用信号と、リファレンス信号との位相差に基づいてＮＣＯ３０が制御され、位相のズレが自動的に修正される。しかし、ＰＬＬ回路５０にリファレンス信号が適切に供給されていない場合は、温度変動によるシステムクロックの変動が、ＮＣＯ３０から出力される周波数の位相に影響を与えてしまうことになる。

次に、温度変動に対して修正を加えた場合について考える。図４は、温度変動に対して補正を行ったときの周波数の位相と経過時間との関係を示したグラフである。図４のグラフの例で示される周波数ｆは、式（３）のように表現することができる。

ただし、
Ｎ：クロックエッジ数
ｄφ：位相の微分値
Ｔ：実際の経過時間
Ｔｃｌｋ：クロック時間
ｔ（Ｔ_em）：システムクロックの温度変動分
Ｔ_em：発振器１５が使用される環境の温度
ｔ_ave：システムクロックの平均温度変動分
ｄφ_Tave：温度補正値による平均補正量

図４のグラフの例においても、温度変動の影響によってシステムクロックが打たれるタイミングが変動してしまっている。これは、図３のグラフの例と同様である。図４のグラフの例では、このシステムクロックの変動によって生じる累積位相のズレを修正するために、温度補正値ｄφ_T（Ｔ_em）を、ｄφが加算されるタイミングで加算している。この温度補正値は、温度変動によって生じた位相のズレを修正するために予備測定等で予め求められたものである。図４のグラフの例では、位相を遅らすように温度補正値ｄφ_T（Ｔ_em）が設定されることになる。図３と図４を比較すると、温度補正値ｄφ_Tが加算されることによって、Ｔ秒後の累積位相のズレを抑制していることがわかる（φ+ｄφ＞φ+Σｄφ_Tem（Ｔ_em）＞φ）。

このように、温度補正値ｄφ_T（Ｔ_em）は、システムクロックの周波数が高い場合は、位相の進みを遅らせるように補正量が決められ、システムクロックの周波数が低い場合は、位相の進みを早めるように補正量が決められる。温度補正値を適切に設定した場合、式（１）と式（３）の関係から式（４）の関係が成立することになる。

次に、本実施形態の基準周波数発生装置１０が行う位相の補正について具体的に説明する。本実施形態の基準周波数発生装置１０は、記憶部２６に記憶された温度補正テーブルに基づいて位相に加算する補正量（温度補正値）を決定し、発振器１５の温度特性を原因とする基準周波数の位相のズレを抑制している。

温度補正テーブルは、発振器１５の温度特性を予備測定し、その測定結果に基づいて温度ごとに補正量を設定したものである。本実施形態の基準周波数発生器は、ＰＬＬ回路のロック時に、制御部２５に入力される温度情報と、電圧値情報と、位相差信号と、に基づいて適宜のタイミングで温度補正テーブルを更新するように構成されている。これにより、使用中の発振器１５の温度特性をより正確に反映した確度の高い補正を行うことができるようになっている。自走制御時の制御部２５は、測定部１９から温度情報が入力されると、温度補正テーブルを参照して、その温度に対する温度補正値を決定する。

なお、出荷時点で記憶部２６に記憶される温度補正テーブルは、任意の方法で設定することができる。例えば、出荷前に基準周波数発生装置１０の予備測定を行って、温度補正テーブルを個体ごとに設定したり、発振器１５等のスペックシートのＴＹＰ値（代表値）に基づいて温度補正テーブルを決定したりする等、適宜の方法を採用できる。

また、温度補正値を決定する方法は、事情に応じて適宜変更することができる。例えば、温度補正値を求めるための適宜の関数を設定して記憶部２６に記憶させる構成とすることもできる。この場合、記憶部２６に記憶された関数を用いて温度補正値を適宜のタイミングで算出して温度補正値を決定することになる。この構成において、制御部２５に入力される環境値に基づいて前記関数の係数を適宜のタイミングで更新するように構成することもできる。

また、制御部２５は、電源部１８から発振器１５に供給される供給電圧値（電源電圧値）の影響を考慮して自走制御を行うように構成されている。発振器１５は、温度変動だけではなく、電源電圧の変動によってもシステムクロックが変動する。システムクロックが変動すると、温度変動のときと同様に、累積位相の進みが早くなったり、遅くなったりして基準周波数信号のズレの原因になる。制御部２５は、電源電圧に応じて予め設定された電圧補正値を位相に加算することで、発振器１５の電源電圧の変動を原因とするシステムクロックの変動によって生じる位相のズレを防止している。

より具体的には、自走制御時の制御部２５は、測定部１９から電圧値を取得すると、記憶部２６に記憶されている電圧補正テーブルを参照し、電圧補正値を決定する。電圧補正テーブルは、予備測定によって求められたものである。例えば、以下のような予備測定によって電圧補正テーブルが求められる。即ち、温度一定の状態で発振器１５に供給する電源電圧を変化させて、電源電圧の変動に対するシステムクロックの変動を測定する。そして、この測定結果に基づいて、システムクロックのズレによって生じる累積位相のズレを補正する補正量を設定する。

なお、電圧補正値を決定する方法は、事情に応じて適宜変更することができる。例えば、電圧補正値を算出するための適宜の関数を記憶部２６に記憶させる構成とすることもできる。この場合、記憶部２６に記憶された関数を用いて電圧補正値を適宜のタイミングで算出して電圧補正値を決定することになる。この構成においても、制御部２５に入力される環境値に基づいて前記関数の係数を適宜のタイミングで更新するように構成することができる。

ところで、システムクロックは、発振器１５の経年劣化によって変動する。温度変動及び電源電圧の変動と同様に、システムクロックの変動は、出力される基準周波数信号の位相がズレる原因となる。そのため、本実施形態の制御部２５は、発振器１５の経年劣化を原因としたシステムクロックの変動を考慮した経時変化補正値をｄφに加算することで、基準周波数信号の位相のズレを防止している。なお、経時変化補正値の決定方法は後述する。

本実施形態の制御部２５は、以上に説明してきた温度補正値と、電圧補正値と、経時変化補正値と、を加算することで推定位相差信号を生成する。推定位相差信号をｄφ（ｋ）とすると、推定位相差信号ｄφ（ｋ）を求めるための関数は、式（５）のように表現することができる。

ただし、
ｄφ：自走制御開始直前の位相の微分値
ｄφ（ｋ）：ＮＣＯを制御するための推定位相差信号
ｄφ_T（Ｔ_em）：温度補正値
ｄφ_V（Ｖ）：電圧補正値
ｄφ_A（ｋ）：経時変化補正値

次に、経時変化補正値ｄφ_A（ｋ）の決定方法について説明する。本実施形態において、経時変化補正値ｄφ_A（ｋ）は、ＰＬＬ回路５０のロック時に制御部２５が決定する関数によって算出するように構成される。

図１に示すように、制御部２５は、ループフィルタ１３から位相差信号（位相差情報）を適宜のタイミングで取得して記憶部２６に記憶する。次に、制御部２５は位相差信号から位相の微分値（変化量）を取得し、この位相の微分値から温度変動及び電源電圧変動の影響を取り除くために以下の処理を行う。即ち、制御部２５は、前記位相差信号を取得したときの温度情報に基づいて温度補正値ｄφ_T（Ｔ_em）を取得するとともに、前記位相差信号を取得したときの電圧情報に基づいて電圧補正値ｄφ_V（Ｖ）を取得する。そして、位相の微分値から温度補正値ｄφ_T（Ｔ_em）と電圧補正値ｄφ_V（Ｖ）を減算する。これによって、温度変動及び電源電圧変動の影響を除外した経時変化の影響のみを受けた経時変化位相情報を取得することができる。

制御部２５は、ＧＮＳＳ受信機２０から１ＰＰＳ信号が得られている状態（前記定常状態）では、前記位相差信号を所定の時間間隔をおいて反復して取得する。そして、取得した位相差信号から温度変動と電源電圧変動の影響を除去した経時変化位相情報を記憶部２６に時系列で記憶していく。経時変化位相情報は、温度変動及び電源電圧変動の影響が除外されており、経時変化がシステムクロックに与えた影響を正確に示す情報である。

本実施形態の記憶部２６には、経時変化を推定するためのエージング推定関数Ｆ_A（ｋ）が記憶されている。基準周波数発生装置１０の起動当初は、このエージング推定関数Ｆ_A（ｋ）の係数は未定の状態になっている。制御部２５は、記憶部２６に記憶されている一連の経時変化位相情報に基づいて、経時変化を推定するためのエージング推定関数Ｆ_A（ｋ）の係数を決定する。より具体的には、一連の経時変化位相情報に対してエージング推定関数Ｆ_A（ｋ）をフィッティングさせて係数を決定する。自走制御時は、このようにして係数が決定したエージング推定関数Ｆ_A（ｋ）に基づいて経時変化補正値を算出する。なお、エージング推定関数Ｆ_A（ｋ）の係数は記憶部２６に記憶されており、制御部２５が適宜のタイミングで当該係数を更新するようになっている。これによって、発振器１５の状態を正確に反映することができ、発振器１５の経年劣化を正確に予想することが可能になっている。

なお、エージング推定関数としては、例えば２次関数や対数関数等の適宜の関数（発振器１５の動作開始からの経過時間の関数）を採用することができる。このように、エージング推定関数Ｆ_A（ｋ）は、発振器１５の経時変化を実質的に表現することができれば形式は任意である。

以上の処理によって、制御部２５は、経時変化補正値を算出するためのエージング推定関数Ｆ_A（ｋ）を決定する。このエージング推定関数Ｆ_A（ｋ）は、式（５）を変形することで、式（６）のように表現することもできる。

式（６）からもわかるように、温度変動及び電源電圧変動によるシステムクロックの変動の影響を除外することで、現実の経年劣化を反映した経時変化補正値ｄφ_A（ｋ）を正確に算出することができるのである。

以上のようにして取得した温度補正値ｄφ_T（T）、電圧補正値ｄφ_V（Ｖ）、経時変化補正値ｄφ_A（ｋ）、及びｄφを式（５）に代入することによって、推定位相差信号（推定位相変化量）ｄφ（ｋ）を取得することができる。なお、ｄφは、適宜の時間で区切った位相変化量を平均化したもの（位相の微分値）であり、制御部２５が計算によって算出する。また、ここでのｄφ_T（Ｔ_em）は、自走制御時に、温度センサ１７が検出した温度（Ｔ_em）に基づいて取得する。また、ここでのｄφ_V（Ｖ）は、自走制御時に測定部１９が測定した電圧値（Ｖ）に基づいて取得する。経時変化補正値ｄφ_A（ｋ）は、係数が決定しているエージング推定関数Ｆ_A（ｋ）に基づいて制御部２５が算出する。

以上に説明してきたように、本実施形態の制御部２５は、システムクロックを出力するための発振器１５の温度変動、電源電圧変動及び経時変化を考慮して推定位相差信号を推定する。そして、制御部２５は、この推定位相差信号に基づいてＮＣＯ３０をデジタル制御する。

なお、本実施形態の基準周波数発生装置１０において、自走制御への移行は、ＧＮＳＳ受信機２０によって行われる。より具体的には、ＧＮＳＳ受信機２０は、基準周波数発生装置１０にリファレンス信号（１ＰＰＳ）を安定的に供給できないと判定すると、スイッチ回路１４に切換制御信号を送信し、制御部２５とＮＣＯ３０を接続させる。これによって、基準周波数発生装置１０は、制御部２５によってＮＣＯ３０が制御される自走制御に移行するのである。

以上に示したように、本実施形態の基準周波数発生装置１０は、以下のように構成される。即ち、基準周波数発生装置１０は、ＰＬＬ回路５０と、記憶部２６と、制御部２５と、を備える。ＰＬＬ回路５０は、基準周波数信号を出力するためにシステムクロックによって駆動されるＮＣＯ３０を位相差信号（位相差情報）に基づいてデジタル制御する。位相差信号は、ＧＮＳＳ受信機２０から供給されるリファレンス信号と、基準周波数信号を分周して得られる１ＰＰＳ信号と、の間の位相差を示す信号である。記憶部２６は、位相差信号を記憶する。制御部２５は、ＰＬＬ回路５０にリファレンス信号が適切に供給されなくなると、記憶部２６に記憶された位相差信号に基づいて推定した推定位相差信号（推定位相差情報）によってＮＣＯ３０を自走制御（デジタル制御）する。

これにより、ＮＣＯ３０がデジタル制御されるので、従来の電圧制御発振器のように発振器を電圧制御するためのＤ／Ａコンバータ等のアナログ部品を備える必要がなくなる。これによって、アナログ部品を介して発振器を制御することで生じる制御電圧の変動の影響を受けなくなるので、ＮＣＯ３０によって出力される基準周波数を正確に制御することができる。また、ＮＣＯ３０を含めてＰＬＬ回路５０をデジタル回路として構成することができるので、製造コストを効果的に低減することができる。また、リファレンス信号が供給されない場合でも、記憶部２６に記憶された位相差信号に基づいて推定された推定位相差信号によって、出力される基準周波数の経時変化を考慮して自走制御することで、出力される基準周波数の精度を良好に保つことができる。

また、本実施形態の基準周波数発生装置１０においては、以下のように構成される。即ち、基準周波数発生装置１０は、システムクロックを出力するための発振器１５と、発振器１５が使用される環境を示す環境値を検出するための測定部１９と、を備える。制御部２５は、環境値を考慮して推定位相差信号を推定する。

これにより、発振器１５が使用される環境を考慮してＮＣＯ３０の制御が行われることになるので、環境の変化によって生じるシステムクロックの変動を原因とする周波数の位相のズレを抑制できる。これによって、リファレンス信号が供給されていないときにおいて、基準周波数発生装置１０は基準周波数をより高い精度で出力することができる。

また、本実施形態の基準周波数発生装置１０においては、測定部１９は、発振器１５が使用される環境の温度を環境値として、温度センサ１７を介して取得するように構成されている。

これにより、発振器１５のシステムクロックの変動原因になる温度変動を考慮してＮＣＯ３０が制御されるので、リファレンス信号が供給されないときの温度変動を原因とする基準周波数の位相のズレを効果的に防止できる。

また、本実施形態の基準周波数発生装置１０においては、測定部１９は、電源部１８から発振器１５に供給される電圧の大きさを環境値として取得するように構成されている。

これにより、発振器１５のシステムクロックの変動原因になる電源部１８の電圧変動を考慮してＮＣＯ３０が制御されるので、リファレンス信号が供給されないときの電源部１８の電圧変動を原因とする基準周波数の位相のズレを効果的に防止できる。

また、本実施形態の基準周波数発生装置１０においては、以下のように構成される。即ち、制御部２５は、リファレンス信号が供給されているときにおいて、位相差信号と、測定部１９が取得する環境値と、に基づいて経時変化を補正する補正量を算出するエージング推定関数を決定する。リファレンス信号が供給されなくなると、エージング推定関数によって算出した補正量を考慮して推定位相差信号を推定する。

これにより、環境値（温度、電圧値）を考慮することで、環境変化を原因とする駆動信号の変動の影響を除外し、経時変化を原因とするシステムクロックの変動のみに着目して、補正量を算出する関数を決定することができる。従って、駆動信号出力用発振器の経年劣化を原因とする駆動信号の経時変化を正確に予測することができる。

また、本実施形態の基準周波数発生装置１０においては、ＮＣＯ３０は数値制御発振器であるように構成されている。

これにより、周波数の変更及び位相の変更等をプログラムに反映することが容易な数値制御発振器によってＰＬＬ回路５０を構成できるので、様々な要求や仕様に容易に対応できる基準周波数発生装置１０を提供することができる。

以上に本発明の実施形態を説明したが、上記の構成は更に以下のように変更することができる。

上記実施形態では、発振器１５としてＴＣＸＯを用いたが、他の形式の発振器を用いることができる。例えば、恒温槽付水晶発振器（Ｏｖｅｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｃｒｙｓｔａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ、ＯＣＸＯ）を、システムクロックを出力するための発振器として採用することができる。ＯＣＸＯは、水晶振動子と、加熱手段としてのパワートランジスタと、恒温槽内温度センサと、を恒温槽内に備える構成である。

前記ＯＣＸＯは、恒温槽内温度センサの検出値に基づいて加熱手段を制御し、恒温槽内の温度を一定に保つように構成される発振器である。ＯＣＸＯが使用される環境に温度変化があった場合、恒温槽内の温度を一定に保つように、パワートランジスタが制御される。これは、パワートランジスタに通電される電流量が恒温槽外の温度に依存することを意味している。また、消費電流の変化は、当該発振器に供給される電源電圧の変化にも結びつく。このことから、ＯＣＸＯが使用される環境で温度変化があった場合に生じるシステムクロックの変動は、温度変動と、電源電圧の変動と、の２つの要素を含んでいるといえる。即ち、パワートランジスタに通電される電流量とシステムクロックの関係に基づいて補正量を算出することで、温度変動と電源電圧の変動との２つの変動要素を考慮した補正量を得ることができるのである。

なお、システムクロックを出力するための発振器としてＯＣＸＯを用いる場合において、以下のような測定を行うことで、温度変動の補正量と電源電圧の補正量とを別々に求めることもできる。即ち、外部電源からＯＣＸＯに電源電圧を供給できるように回路を構成する。そして、恒温槽内を一定温度に維持した状態で、供給される電源電圧を変化させる。これによって、電源電圧の補正量を求めることができる。次に、外部から供給される電源電圧を一定に維持し、恒温槽内の温度を変化させる。これによって、温度変動の補正量を求めることができる。なお、補正式は、Ｘ＝温度、Ｙ＝電圧、Ｚ＝ｄφ_T（Ｔ）+ｄφ_V（Ｖ）で表現される面の関数として、Ｖ、Ｔを同時に変化させながら求めてもよい。

また、発振器１５が有する温度ヒステリシス特性を考慮して温度補正を行うように構成することもできる。例えば、複数点の温度勾配を基準に補正することで、温度変動による位相のズレをより的確に修正することができる。この場合、温度と、温度変動と、位相増加量の微分値の３次元関数（面で表される）によって温度補正値を決定することになる。

また、基準周波数発生装置１０は、上記実施形態の構成以外にも、以下のように構成することができる。

上記実施形態の基準周波数発生装置１０の構成の後段に、高速デジタルフィルタ（又はアナログフィルタ）又はＰＬＬ回路を追加するように構成することもできる。これにより、ＮＣＯ３０の加算器３２の段数を増やすことなく、ジッタを効果的に除去することができる。

また、本実施形態の基準周波数発生装置１０の後段に、分周器とＢＰＦを追加して、Ｍ／Ｎ倍の基準周波数を取り出すように構成することもできる。即ち、上記実施形態の基準周波数発生装置１０から出力された基準周波数を分周器によって１／Ｎした周波数の逓倍波（Ｍ倍した周波数）をＢＰＦで抽出するように基準周波数発生装置１０を構成するのである。また、Ｍ／Ｎ倍の基準周波数を取り出すための分周器及びＢＰＦをＮＣＯ３０の後段に配置し、Ｍ／Ｎ倍した周波数を分周して位相比較器に入力するように構成することもできる。

また、上記実施形態のＮＣＯ３０に代えて、デジタル回路で構成された正弦波発振回路を用いることもできる。正弦発振回路の伝達関数は、式（７）のように表現することができる。なお、以下の説明において、電源電圧の変動による補正については省略している。

ここで、正弦波の周波数ＦをＦ＝θ／（２πＴ）と表現すると、デジタル回路である正弦波発信回路は式（８）のように表現することができる。

ただし、
θ：正規化角周波数
ｔ：標本化間隔
Ｙ［−１］＝０、Ｙ［−２］＝０、
Ｘ［ｎ］＝１又は０（ｎ＝０のとき１、ｎ≠０のとき０）

式（８）においては、２πＦｔを調整することで出力される基準周波数が変化することになるので、２πＦｔ＝ａとすると、補正値は式（９）のように表現することができる。

ただし、
Ｆ_Tem（Ｔ_em）：温度の関数
Ｆ_A（ｎ）：エージングの関数

式（９）から、温度と経時変化の関数で補正することで、周波数の位相のズレを抑制できることがわかる。なお、式（９）に電圧変動による位相のズレを補正するための項を追加することも可能である。

また、本実施形態の基準周波数発生装置１０においては、ＧＮＳＳ受信機２０は、発振器１５のシステムクロックに基づいて１ＰＰＳ信号を生成する構成である。このＧＮＳＳ受信機２０では、測位演算を行う際に、発振器１５から入力されるシステムクロックのクロックドリフトが計算される。従って、測位演算の精度が一定以上であれば、測定部１９が検出する情報と、ＧＮＳＳ受信機２０で計算されるクロックドリフトと、の関係を調べることで、上記実施形態と同様に温度変動、電源電圧変動及び経時変化を考慮した推定位相差信号を推定することができることになる。このように、ＧＮＳＳ受信機２０の計算結果に基づいて推定位相差信号を推定するように構成することもできる。この場合、ＧＮＳＳ受信機２０を制御部として機能させてもよいし、ＧＮＳＳ受信機２０の計算結果を制御部２５に入力させるように構成してもよい。

また、上記実施形態においては、温度変動及び電源電圧変動が発振器１５に与える影響を考慮して推定位相差信号を推定しているが、式（５）から温度補正値と電圧補正値のうち、何れか一方、又はその両方を省略することも可能である。また、経時変化補正値を決定する方法は、上記実施形態の方法に限定される訳ではない。発振器１５の経時変化を推定できる方法であれば、事情に応じて適宜変更することができる。

１０ 基準周波数発生装置
１５ 発振器（駆動信号出力用発振器）
１９ 測定部（環境値取得部）
２５ 制御部
２６ 記憶部
３０ ＮＣＯ（デジタル制御発振器、数値制御発振器）

Claims (6)

1. 基準周波数信号を出力するために駆動信号によって駆動されるデジタル制御発振器を、外部から供給されるリファレンス信号と前記基準周波数信号とに基づいて得られる位相差情報によってデジタル制御する同期回路と、
   前記位相差情報を記憶する記憶部と、
   前記同期回路にリファレンス信号が適切に供給されなくなると、前記記憶部に記憶された位相差情報に基づいて推定した推定位相差情報によって前記デジタル制御発振器を自走制御する制御部と、
   を備えることを特徴とする基準周波数発生装置。
2. 請求項１に記載の基準周波数発生装置であって、
   前記駆動信号を出力するための駆動信号出力用発振器と、
   前記駆動信号出力用発振器が使用される環境を示す環境値を検出するための環境値取得部と、
   を備え、
   前記制御部は、前記環境値を考慮して前記推定位相差情報を推定することを特徴とする基準周波数発生装置。
3. 請求項２に記載の基準周波数発生装置であって、
   前記環境値取得部は、前記駆動信号出力用発振器が使用される環境の温度を環境値として取得することを特徴とする基準周波数発生装置。
4. 請求項２又は３に記載の基準周波数発生装置であって、
   前記環境値取得部は、電源部から前記駆動信号出力用発振器に供給される電圧の大きさを環境値として取得することを特徴とする基準周波数発生装置。
5. 請求項２から４までの何れか一項に記載の基準周波数発生装置であって、
   前記制御部は、
   リファレンス信号が供給されているときにおいて、前記位相差情報と、前記環境値取得部が取得する前記環境値と、に基づいて経時変化を補正する補正量を算出する関数を決定し、
   リファレンス信号が供給されなくなると、前記関数によって算出した補正量を考慮して前記推定位相差情報を推定することを特徴とする基準周波数発生装置。
6. 請求項１から５までの何れか一項に記載の基準周波数発生装置であって、
   前記デジタル制御発振器は数値制御発振器であることを特徴とする基準周波数発生装置。

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