CN1102304C - Am数据多重调制波信号解调装置 - Google Patents

Abstract

提供一种AM数据多重调制波信号的解调装置，基于已多重化的数字被调制波信号，从AM数据多重调制波信号中解调出基带数字信号。公开了用于通过AM调制器以模拟信号波对频率为fc的载波进行振幅调制，在频率轴上以频率fc的载波为轴，在轴对称的频率为(fc+fα)的位置和频率为(fc-fα)的位置上，从已多重化的AM数据多重调制波信号中解调出基带数字信号的4种类型的AM数据多重调制波信号的解调装置。

Description

AM数据多重调制波信号解调装置

技术领域

本发明涉及从用调幅(AM)数据多重调制装置所生成的AM数据的多重调制波信号中，取出基带数字信号的AM数据多重调制波信号的解调装置，更详细地讲，涉及本专利申请人提出的，用模拟信号波用AM调制器对频率为fc的载波进行振幅调制，在频率轴上以频率为fc的载波为轴，在轴对称的频率为(fc+fα)的位置和频率为(fc-fα)的位置上，从数字调制波信号已多重化的AM数据多重调制波信号中取出基带数字信号的AM数据多重调制波信号解调装置。

背景技术

现有的数据多重调制波信号解调方式，其调制方式大致分为时分复用方式和频分复用方式。在时分方式的情况下，选择复用数据的时间以取出所希望的数据，在频分复用方式的情况下，选择复用数据的频带以取出所希望的数据。

然而，在模拟信号波中，用AM调制器对频率为fc的载波进行振幅调制，在频率轴上以频率为f的c载波为轴，在轴对称的频率为(fc+fα)的位置和频率为(fc-fα)的位置上，由于在用数字调制波信号已多重化的AM数据多重调制方式调制后的AM数据的多重调制波信号中，对AM调制成分和数据调制成分在同一频带同一时间已进行了多重化，故不能时而选择复用数据的时间取出所希望的数据，时而选择多重数据的频带取出所希望的数据。

发明内容

本发明之目的在于，提供四种类型的AM数据多重调制波信号解调装置，这种装置基于已多重化的数字调制波信号，从AM数据多重调制波信号解调出基带数字信号。

本发明的四种类型的AM数据多重调制波信号解调装置，其中的任何一种类型均具有：用AM解调器用模拟信号波对频率为fc的载波进行振幅调制，并在频率轴上以频率为f的c载波为轴，在轴对称的频率为(fc+fα)的位置和频率为(fc-fα)的位置上，从数字调制波信号已多重化的AM数据多重调制波信号中解调出基带数字信号的功能。

本发明的第1种类型的AM数据多重调制波信号解调装置的特征在于，该装置具备：从已输入的AM数据多重调制波信号中去除AM调制波信号的AM调制波信号去除电路；接受来自该AM调制波信号去除电路的输出并解调为基带数字信号的数据解调电路。

若采用本发明第1种类型的AM数据多重调制波信号解调装置，可以在频率轴上以频率为fc的载波为轴，在轴对称的频率为(fc+fα)的位置和频率为(fc-fα)的位置上，用AM调制波信号去除电路，从已多重化的数字调制波信号的AM数据多重调制波信号中去除AM调制波信号，送出数字调制波信号。在接受到该数字调制波信号后，数据解调电路把数字调制波信号解调为基带数字信号。

本发明的第1类型的AM数据多重调制波信号解调装置中的AM调制波信号去除电路的特征是具备：同步检波器，用于同步检波AM数据多重调制波信号；AM调制器，用于应用来自同步检波器的输出信号对频率为fc的载波进行AM调制；减法电路，用于从AM数据多重调制波信号中减去来自该AM调制器的AM调制波信号输出，而且，把减法电路的输出送往数据解调电路。

倘采用本发明的第1类型的AM数据多重调制波信号解调装置，则可在频率轴上以频率为fc的载波为轴，在轴对称的频率为(fc+fd)的位置和频率(fe-fd)的位置上，对数字调制信号已被多重化了的AM数据多重调制波进行同步检波后输出由频率fc的一方的频率分量构成的AM解调信号，并用频率为fc的载波调制该AM解调信号。因为要从已输入的AM数据多重调制波信号中，用减法电路减去该被调制波信号，故可以从减法电路中输出数字调制波信号，并用数据解调电路解调数字调制波信号后输出基带数字信号。

在本发明的第1种类型的AM数据多重调制波信号解调装置中的AM调制波信号去除电路，其特征在于该电路具备：当把频率fu和fL定为fu＞fL且fu-fc＝fc-fL时，将AM数据多重调制波信号与频率为fu的信号混频进行频率变换的第1频率变换器；将AM数据多重调制波信号与频率为fL的信号混频进行频率变换的第2频率变换器；和将来自第1频率变换器的输出信号与来自第2频率变换器的输出信号进行运算的运算电路，并将运算电路的输出送往数据解调电路。

若采用本发明第1种类型的AM数据多重调制波信号解调装置，则可在频率轴上以频率为fc的载波为轴，在轴对称的频率为(fc+fα)的位置和频率为(fc-fα)的位置上，将已多重化的数字调制波信号的AM数据多重调制波信号与频率为fu的信号混频进行频率变换，与频率为fL的信号混频进行频率变换。由于使与频率为fu的信号之间的混频而进行了频率变换后的AM数据多重调制波信号进行与频谱的顺序倒过来的频谱倒转，在运算电路中的对频率变换后的-方信号与另一方信号之差进行运算，故可以从运算电路输出数字调制波信号，且用数据解调电路解调数字调制波信号后，输出基带数字信号。

在本发明的第1种类型的AM数据多重调制波信号解调装置中的数据解调电路，其特征在于该电路具备：从来自AM调制波信号去除电路的输出信号中取出频率超过频率为fc的频率分量的滤波器和接受该滤波器的输出信号根据数据调制方式进行解调的解调装置。

若采用本发明第1种类型的AM数据多重调制波信号解调装置中的数据解调电路，由于从AM调制波信号去除电路中，把基于频率fc的频率夹在中间在频率轴上位于对称位置的数字调制波信号输往数据解调电路，并从输出数字的调制波信号中用滤波器取出频率高于频率fc的频率分量，根据数字调制方式进行解调，所以可以对数字调制波信号进行解调，并输出基带数字信号。

本发明第1种类型的AM数据多重调制波信号解调装置中的数据解调电路，其特征在于该电路具备：从来自AM调制波信号去除电路的输出信号中取出频率数低于频率fc的频率分量的滤波器和接受该滤波器的输出信号根据数据调制方式进行解调的解调装置。

若采用本发明第1种类型的AM数据多重调制波信号解调装置中的数据解调电路，由于从AM调制波信号去除电路中，把基于频率fc的频率夹在中间在频率轴上位于对称位置的数字调制波信号输往数据解调电路，并从输出数字的调制波信号中用滤波器取出频率低于频率fc的频率分量，根据数字调制方式进行解调，故可以对数字调制波信号进行解调，并输出基带数字信号。

本发明第1种类型的AM数据多重调制波信号解调装置中的数据解调电路，其特征在于该电路具备：从来自AM调制波信号去除电路的输出数字的调制波信号中取出频率高于频率为fc频率分量的第1滤波器；接受第1滤波器的输出信号按照数据调制方式进行解调的第1解调装置；从来自前述AM调制波信号去除电路的输出数字的调制波信号中取出频率数低于频率为fc的频率分量的第2滤波器；接受第2滤波器的输出信号按照数据调制方式进行解调的第2解调装置；将第1或第2解调装置的解调输出符号进行反转的符号反转装置；以及将符号反转后的解调输出与符号反转前的解调输出进行相加的加法运算装置。

若采用本发明第1种类型的AM数据多重调制波信号解调装置中的数据解调电路，则由于从AM调制波信号去除电路中，把基于频率fc的频率夹在中间在频率轴上位于对称位置的数字调制波信号输往数据解调电路，并从输出数字的调制波信号中用第1滤波器取出频率高于频率fc的频率分量，用第1滤波器根据数字调制方式进行解调，故可以对数字调制波信号进行解调，输出基带数字信号。从输出数字的调制波信号中用第2滤波器取出频率低于频率fc的频率分量，用第2滤波器根据第2解调装置基于数字调制方式进行解调，可以对数字调制波信号进行解调，输出基带数字信号。用符号反转装置使第1或第2解调装置的解调输出的符号进行反转，将符号反转后的解调输出与符号反转前的解调输出进行相加，作为解调输出送出。

本发明第2种类型的AM数据多重调制波信号解调装置，其特征在于，该解调装置具备：对AM数据对称调制波信号用频率为(fc+fα)的信号进行正交检波的第1正交检波器；用频率为(fc-fα)的信号对前述AM数据多重调制波信号进行正交检波的第2正交检波器；将来自第1正交检波器的I信号分量与来自第2正交检波器的I信号分量进行相减的第1运算装置；将来自第1正交检波器的Q信号分量与来自第2正交检波器的Q信号分量进行相加的第2运算装置。

若采用本发明第2种类型的AM数据多重调制波信号解调装置，则可在频率轴上以频率为fc的载波为轴在轴对称的频率为(fc+fα)的位置和频率为(fc-fα)的位置上，将已多重化的数字的调制波信号以频率为(fc+fα)的信号通过正交检波器进行正交检波，且以频率为(fc-fα)的信号通过第2正交检波器进行正交检波。用第1运算装置运算两正交检波输出中的I信号之差，用第2运算装置运算两个Q信号之和，在此过程中消除了振幅调制成分，就可以获得本身为已多重化的数据的基带数字信号。

本发明第3种类型的AM数据多重调制波信号解调装置，其特征在于，该解调装置具备：在载波的电平为0的位置上对AM数据的多重调制波信号进行采样，并对该采样信号进行A/D转换的A/D转换装置；用频率为fα的正交的两个载波信号将A/D转换后的离散输出信号进行正交检波的正交检波装置；以及用于去除正交检波后的输出中的高频端成分的低通滤波器。

若采用本发明第3种类型的AM数据多重调制波信号解调装置，则可在载波电平为0的位置对AM数据多重调制波信号进行采样，并用A/D转换装置对该采样信号进行A/D转换，用正交检波装置以频率为fα的相互正交的两个载波信号对A/D转换后的离散输出信号进行正交检波，用低通滤波器去除正交检波后的输出中的高频端成分，解调出基带数字信号。在此解调中，由于为了在调制波的电平为0的位置进行采样，并进行A/D转换，故与抽出已多重化的数字调制波信号后再在频率为fα处进行采样实质上是等价的，所以结果就变为可以在同一频带同一时刻对已多重化的数字数据进行选择解调。

本发明第4种类型的AM数据多重调制波信号解调装置，其特征在于该解调装置具备：从AM数据的多重调制波信号再生载波、并移相π/2后送出的载波再生装置；将AM数据的多重调制波信号与来自载波再生装置的输出进行相乘的乘法运算装置；用频率为fα的正交的两个载波信号对乘法运算输出信号进行正交检波的正交检波装置；以及去除正交检波后的输出中的高频成分的低通滤波器。

若采用本发明第4种类型的AM数据的多重调制波信号的解调装置，则可用载波再生装置再生与AM数据多重调制波信号正交的载波，再用乘法运算装置将再生的载波与AM数据多重调制波信号相乘，然后用正交检波装置用频率为fα的相互正交的两个载波信号对来自乘法运算装置的输出信号进行正交检波，再通过低通滤波器去除正交检波后的输出的高频端成分，将数字调制波信号从多重化的AM数据多重调制波信号中解调出基带数字信号。

附图说明

图1是表示本发明的一实施方案的第1类型的AM数据多重调制波信号解调装置的构成的方框图；

图2是用于说明本发明的一实施方案的第1类型的AM数据多重调制波信号解调装置中的AM多重调制波信号去除电路的作用的模式图；

图3是表示本发明的一实施方案第1变形例的第1类型的AM数据多重调制波信号解调装置的构成的方框图；

图4是用于说明本发明的一实施方案的第1类型的AM数据多重调制波信号解调装置中的AM多重调制波信号去除电路的作用的模式图；

图5是表示本发明的第2类型的AM数据多重调制波信号解调装置的构成的方框图；

图6是表示本发明的一实施方案的第3类型的AM数据多重调制波信号解调装置的构成的方框图；

图7是用于说明输入到本发明的一实施方案的第3类型的AM数据多重调制波信号解调装置中的AM多重调制波信号的模式图；

图8是表示本发明的一实施方案的第4类型的AM数据多重调制波信号解调装置的构成的方框图；

具体实施方式

第1类型解调装置

通过一实施方案来说明本发明的第1类型的AM数据多重调制波信号解调装置。

图1是表示本发明的第1类型的AM数据多重调制波信号解调装置的构成的方框图。在图1所示的本发明的一实施方案的AM数据多重调制波信号的解调装置中，以采用QPSK(4相PSK)调制方式为例对数字调制方式加以说明。

本发明的第1类型的AM数据多重调制波信号解调装置由从已输入的AM数据多重调制波信号去除AM调制波信号中取出数字调制波信号的AM调制波信号去除电路A和将来自AM调制波信号去除电路的输出的数字调制信号解调为简单数字信号的数据解调电路B构成。

首先，说明AM调制波信号去除电路。在将AM数据多重调制波信号供给延迟器1延迟之同时，还供给提供频率为fc的载波的同步检波器2进行检波。将来自同步检波器2的检波输出信号供给低通滤波器3以去除高频段频率分量后由放大器4进行放大。将放大后的来自低通滤波器3的输出信号供给提供频率为fc的载波的AM调制器5进行AM调制。借助于减法器6从经过延迟器1延迟的AM数据多重调制波信号中减去由AM调制器5输出的调制波信号。延迟器1的延迟时间已设置为供给同步检波器2、低通滤波器3、放大器4以及AM调制器5中的各个延迟时间的总和。

其次，说明数据解调电路B。将由AM调制波信号去除电路A取出的数据调制波信号供给用于取出高于频率fc的频率分量的高通滤波器7，接受从高通滤波器7取出的输出信号供给根据数据调制方式进行解调的数字解调器8，进行数字解调，获得解调信号A。

将由AM调制波信号去除电路A取出的数据调制波信号供给用于取出低于频率fc的频率分量的低通滤波器9，将接受由低通滤波器9取出的输出信号，供给根据数据调制方式进行解调的数字解调器10，进行数字解调，将来自数字解调器10的输出供给符号反转器11进行符号反转，得到解调信号B。将解调信号A和解调信号B供给加法器12，得到解调输出C。在这里，由于在QPSK调制的场合，在解调时仅将I信号分量进行符号反转，故符号反转也仅对I信号分量进行符号反转，将符号还原。

现在对如上述构成的第1类型的AM数据多重调制波信号解调装置的作用加以说明

在说明解调之前，先参照图7所示的频谱来说明供给解调器的AM数据多重调制波信号。

用信号波对载波进行调制时，设载波的振幅为1，载波的角频率为ωc(rad/s)，调制度为κ，信号波为νm(t)，则AM调制波信号νAM(t)由下式(1)表达(在图7中已模式性地用a表示。)

νAM(t)＝{1+κνm(t)}cosωct    ……式(1)

用In、Qn代表由QPSK基带数字信号发生器所产生的I、Q的数字信号串。将In Qn的数字信号串记作双位。其中设

In＝±1

Qn＝±1

来自QPSD基带数字信号发生器的输出信号被分支为两路，其中一路输入到提供频率为(fc+fα)的载波的正交调制器，用复数信号串对角频率为(ωc+ωα)(rad/s)的载波进行正交调制。此正交调制波信号νDH(t)如下式(2)所示。正交调制波信号νDH(t)在图7中模式性地地用C表示。

νDH(t)＝In cos(ωc+ωα)t+Qn sin(ωc+ωα)t……式(2)

来自QPSD基带数字信号发生器的输出信号的另一路提供给符号反转器，输出信号In、Qn的符号被反转而变换为(-In)、(-Qn)，由复数共轭器取复数共轭而变换为(-In)、(Qn)。该复数信号串输入到提供频率为(fc-fα)的载波的正交调制器，用复数信号串对角频率为(ωc-ωα)(rad/s)的载波进行正交调制。此正交调制信号来自正交调制器6的输出信号νDL(t)(在图7中模式性地用b表示)如下式(3)所示：

νDL(t)＝-In cos(ωc-ωα)t+Qn sin(ωc-ωα)t…式(3)

式(2)和式(3)的输出信号νDH(t)和νDL(t)进行加法运算，本身为该加法输出的数字调制信号νD(t)变为下式(4)所示：

νD(t)＝νDH(t)+νDL(t)

＝In cos(ωc+ωα)t+Qn sin(ωc+ωα)t

-In cos(ωc-ωα)t+Qn sin(ωc-ωα)t    ……式(4)

将AM调制信号νAM(t)和数字调制信号νD(t)进行加法运算，将加法运算输出信号作为AM数据多重调制信号输出。此AM数据多重调制信号ν(t)据式(1)和式(2)变为如下式(5)所示。在图7中模式性地用D表示AM数据多重调制信号ν(t)。

ν(t)＝νAM(t)+νD(t)

＝{1+κνm(t))cosωct

+In cos(ωc+ωα)t+Qn cos(ωc+ωα)t

-In cos(ωc-ωα)t+Qn sin(ωc-ωα)t    …式(5)

其中，ωα是数字调制载波和AM调制载波之差的角频率(rad/s)，数字调制载波存在于在AM调制载波的上下两边带中离频率fα对称的位置上。另外，设|fc|≥2|fα|。

将式(5)所示的AM数据多重调制波信号供给AM数据多重调制波信号去除电路A。在AM调制波信号去除电路A中，从AM数据多重调制波信号中消除AM调制波信号的过程表示如下。首先在将已输入的AM数据多重调制波信号ν(t)输入给延迟器1之同时也输入到同步检波器2中。

为了在同步检波器2中的同步检波，采用把AM调制载波cosωct乘以式(5)的办法，来进行同步检波。同步检波输出可由下述的式(6)表示。

2{ν(t)cosωct)

＝{1+κνm(t)}+In cosαt+Qn sinωαt

-In cos(-ωα)t+Qn sin(-ωα)t

+{1+κνm(t)}cos2ωct+In cos(2ωc+ωα)t

+Qn sin(2ωc+ωα)t-In cos(2ωc-ωα)t

+Qn sin(2ωc-ωα)t    …式(6)

将同步检波输出信号供往低通滤波器3，在低通滤波器3中，去除高频段频率分量，来自低通滤波器3的输出信号就变为下述的式(7)所示。

2{ν(t)cosωct}

＝{1+κνm(t))+In cosωαt+Qn sinωαt

-In cos(-ωα)t+Qn sin(-ωα)t

＝{1+κνm(t)}+In cosωαt+Qn sinωαt

-In cosωαt-Qn sinωαt

ν(t)cosωct＝1/2{1+κνm(t)}    …式(7)

式(7)所示的信号经放大器4放大，输入到AM调制器5中，对频率为fc的载波进行调制。在这里，设放大器4的放大倍数为2。将式(7)乘以＂2＂之后，为了进行AM调制乘以AM调制载波cosωct，设本身为AM调制器5的输出的AM调制波信号为νAM’(t)，并如式(8)所示。

νAM′(t)＝{1+κνm(t)}cosωct    ……式(8)

其次，分支后的AM数据多重调制波信号ν(t)的另一路经延迟器1延迟。延迟器1的延迟时间是同步检波器2、低通滤波器3、放大器4、AM调制器5的延迟时间之总和，但在这里为了简单起见决定不考虑各自的延迟，并设延迟器1的延迟时间为0。因而延迟器1的输出变为与AM多重信号ν(t)相等。

把来自延迟器1的输出信号与式(8)所示的AM调制波信号νAM′(t)输往减法器6，从延迟器1的输出信号减去AM调制波信号νAM′(t)。减法器6的输出信号νD(t)变为式(9)。νD(t)＝ν(t)-νAM′(t)

＝In cos(ωc+ωα)t+Qn sin(ωc+ωα)t

-In cos(ωc-ωα)t+Qn sin(ωc-ωα)t…式(9)

因而，可以看出如式(9)所示，从数据调制方式为QPSK调制方式的场合的AM数据多重调制波信号中，用AM调制波信号去除电路A去除AM调制波信号就可以仅取出已多重化的数字调制波信号。

在如上述构成的本发明的一实施方案的AM调制波信号去除电路A中的AM调制波信号的去除过程模式性地示于图2。在图2中，输入给AM调制波信号去除电路A的AM数据多重调制波信号如图2中的a所示。AM数据多重调制波信号在同步检波器2中进行同步检波，变为图2b所示的检波输出信号，在AM调制器5中进行AM调制，变为图2的c所示的AM调制波信号。在减法器6中从AM数据多重调制波信号减去由AM调制器5所输出的AM调制波信号。结果，从由AM调制器5所输出的AM调制波信号中去除AM调制波信号，由减法器6输出如图2的d所示的数字调制波信号。

然后说明在从AM数据多重调制波信号中已去除了AM调制波信号的数字调制波信号的数据解调电路B中的解调。来自减法器6的输出信号，即数字调制波信号νD(t)被分支为两路，一路输入高通滤波器7，另一路输入低通滤波器9。

从已输入了数字调制波信号νD(t)的高通滤波器7仅让比频率fc的载波还高的数字调制波信号通过。因而式(9)的数字调制波信号νD(t)已输入时的输出νDU(t)将变为下述的式(10)。

νDU(t)＝In cos(ωc+ωα)t+Qn sin(ωc+ωα)t…式(10)

将式(10)所示的数字调制波信号νDU(t)输入到数字解调器8并以载波(ωc+ωα)(rad/s)进行数字解调(这里是QPSK解调)。设其输出为IA、QA，有下述的式(11)和式(12〕表示。它就变为解调信号A。

IA＝In                        ……式(11)

QA＝Qn                        ……式(12)

然后，输入了数字调制波信号νD(t)的低通滤波器9，仅让比频率fc的AM载波还低的低频段的数字调制波信号通过。因而在已输入了式(9)的数字调制波信号νD(t)时的输出νDL(t)变为下述式(13)

νDL(t)＝-In cos(ωc-ωα)t

+Qn sin(ωc-ωα)t    ……式(13)

将式(13)所示的数字调制波信号νD(t)输入到数字解调器10，以(ωc+ωα)(rad/s)载波进行数字解调(这里是QPSK解调)。设其输出为IB、QB，则可用下式(14)和式(15)表示。

IB′＝-In                   ……式(14)

QB′＝Qn                    ……式(15)

在此，在低频段的数字调制波信号进行前述那样的AM多重调制时，为了仅对I信号分量的符号进行反转，在符号反转器11中使I信号分量的符号还原。用IB、QB表示符号反转器11的输出，变为下述的式(16)和式(17)所示。

IB＝-IB′＝In          ……式(16)

QB＝QB′＝Qn           ……式(17)

然后，在加法器12中对解调信号A和解调信号B进行加法运算，变为解调信号C、(IC、QC)由下述的式(18)和式(19)表示。

IC＝IA+IB＝2In         ……式(18)

QC＝QA+QB＝2Qn         ……式(19)

因而，用数字解调电路B，就可以从数字调制波信号中得到数字数据，即基带数字信号。

解调信号A、B、C是基带数字信号，用数字解调电路B从数字调制波信号中解调出基带数字信号。再有，就如从上述可弄清楚的那样，为了输出上述3系统的基带数字信号，即使由于其它电波的干扰和频率衰减等而产生1系统的基带数字信号的分量崩溃之类的现象，也可以选择接收状态最好的系统的基带数字信号。

其次，说明本发明的一实施方案的第1变形例的AM数据多重调制波信号的解调装置。

图3是表示本发明的一实施方案的第1变形例的AM数据多重调制波信号解调装置的构成的方框图。本发明的一实施方案的第1变形例的AM数据多重调制波信号解调装置由AM调制波信号去除电路C和数据解调电路B构成。

现在，说明AM调制波信号去除电路C。AM数据多重调制波信号与振荡频率为(3fc/2)的信号一起供给频率变换器15，变换为频率为fc的1/2的频率，并把频率变换输出供给低通滤波器16以滤掉高频段的频率分量。AM数据多重调制波信号与振荡频率为(fc/2)的信号一起供给频率变换器17，把频率变换为fc的1/2的频率，并把频率变换输出供给低通滤波器18以滤掉高频段的频率分量。

这样一来，低通滤波器16的输出信号的频率与低通滤波器18的输出信号的频率就变换为同一频率。低通滤波器16的输出信号和低通滤波器18的输出信号供给减法器19，在减法器19中从低通滤波器16的输出信号减去低通滤波器18的输出信号。

现在说明如上述那样构成的本第1变形例的AM调制波信号去除电路C的作用。

为了把式(5)所示的AM数据多重调制波信号ν(t)在频率变换器15中进行把频率变换为载波频率fc的1/2的频率变换，将式(5)所示的AM数据多重调制波信号ν(t)乘以cos(ωc+ωc/2)t＝cos3/2·ωct。此相乘的结果变为下式那样。2{ν(t)cos3/2·ωct}＝{1+κνm(t)}cosωct/2+In cos(ωc/2+ωα)t-Qn sin(ωc/2+ωα)t-In cos(ωc/2-ωα)t-Qn sin(ωα/2-ωα)t+{1+κνm(t))cos5ωc/2·t+In cos(5ωc/2+ωα)t+Qn sin(5ωc/2+ωα)t-In cos(5ωc/2-ωα)t+Qnsin(5ωc/2-ωα)t

用低通滤波器16从此信号中滤掉高频段频率分量(映象(image)分量)。用UPPER(t)代表它，表示为下述的式(20)。

νUPPER(t)＝1/2(1+κνm(t)}cosωc/2·t

            +1/2{In cos(ωc/2+ωα)t

            -Qn sin(ωc/2+ωα)t

            -In cos(ωc/2-ωα)t

            -Qn sin(ωc/2-ωα)t}    ……式(20)

由于在频率变换器17中，式(5)所示的AM数据多重调制波信号ν(t)被频率变换为载波频率的1/2的频率，故将式(5)所示的AM数据多重调制波信号ν(t)乘以cos(ωc/2)。其乘法结果变为下式

2{ν(t)cos(ωc/2)t}

＝{1+κνm(t)}cos(ωc/2)t-In cos(ωc/2+ωα)t

  +Qn sin(ωc/2+ωα)t+In cos(ωc/2-ωα)t

  +Qn sin(c/2-ωα)t

  +{1+κνm(t)}cos3ωc/2·t+In cos(3ωc/2+ωα)t

  +Qn sin(3ωc/2+ωα)t-In cos(3ωc/2-ωα)t

  +Qn sin(3ωc/2-ωα)t

从这信号通过低通滤波器16滤掉高频段频率分量(映象(image)分量)，用LOWER(t)代表它，LOWER(t)就变为

νLOWER(t)＝1/2{1+κνm(t)}cosωc/2·t

            +1/2{-In cos(ωc/2+ωa)t

+Qn sin(ωc/2+ωα)t

+In cos(ωc/2-ωα)t

+Qn sin(ωc/2-ωα)t)    ……式(21)

在减法器19中从νUPPER(t)减去νLOWER(t)。设减法输出为数字调制波信号νD(t)，则字调制波信号νD(t)就变为

νD(t)＝νUPPER(t)-νLOWER(t)

＝Incos(ωc/2+ωα)t+Qn sin(ωc/2+ωα)t

-In cos(ωc/2-ωα)t+Qn sin(ωc/2-ωα)t

                                         ……式(22)

由式(22)可以看出的那样，可知用AM调制波信号去除电路C从数据调制方式为QPSK调制方式的场合的AM数据多重调制波信号中去掉AM调制波信号，就可以仅取出已多重化的数字调制波信号。

在AM调制波信号去除电路C中的AM数据多重调制波信号的去除过程模式性地示于图4。在图4中，输入到AM调制波信号去除电路C上去的AM数据多重调制波信号如图4的a所示。AM数据多重调制波信号通过频率变换器15和低通滤波器16进行频率变换，进行滤波，变为图4的b所示的频率变换输出信号；AM数据多重调制波信号通过频率变换器17和低通滤波器18进行频率变换，进行滤波，变为图4的c所示的频率变换输出信号。在减法器19中从图4的b所示的频率变换信号减去图4c所示频率变换信号。其结果，从AM数据多重调制波信号中除掉AM调制波信号，并如图4的d所示，输出数字调制波信号。

被AM调制波信号去除电路C取出的数字调制波信号的频率与通过AM调制波信号去除电路A所取出的数字调制波信号的情况下的频率不同将变换为另一频率，因而必须用数据解调电路B进行适合于此频率的解调。在将由AM调制波信号去除电路C取出的数字调制波信号供给数据解调电路B以解调为基带数字信号时，设供给数字解调器8的载波频率为{(fc/2)+Fα}，设供给数字解调器10的载波频率为{(fc/2)-fα}。

在AM调制波信号去除电路C中，虽把频率变换为fc/2的频率，但也可变换为其他的频率。在此情况下，若设高于频率fc的频率为fu，设低于频率fc的频率为fL，可以这样设定fu、fL，使得fu-fc＝fc-fL。

以上作为数据调制方式之一例，举出了QPSK调制方式，现在说明另一种调制方式的情况。

现在对数据调制方式的ASK调制方式的情况加以说明。首先对在将ASK调制方式用于数字调制时的AM数据多重调制波信号ν(t)加以说明。

用AM调制器用信号波对频率为fc的载波进行AM调制。一方面，将由ASK基带数字信号发生器输出的ASK基带数字信号供给第1均衡调制器，由ASK基带数字信号使频率为(fc+fα)的载波均衡调制。另一方面，将由ASK基带数字信号发生器输出的ASK基带数字信号供给符号反转器进行符号反转。

将在符号反转器中进行了符号反转的ASK基带数字信号供给第2均衡调制器，用来自符号反转器的输出信号使频率为(fc-fα)的载波均衡调制。将来自AM调制器的输出信号、来自第1均衡调制器的输出信号与来自第2均衡调制器的输出信号相加，作为AM数据多重调制波信号送出。

当设载波振幅为1，载波角频率为ωc(rad/s)，调制度为κ，信号波为νm(t)时，由AM调制器所输出的AM调制波信号νAM(t)变为

νAM(t)＝{1+κνm(t)}cosωct    ……式(23)

用an表示由ASK基带数字信号发生器所产生的信号串。这里设an＝0或1。

此信号被分支成两路，一路输入提供频率(fc+fα)的载波的第1均衡调制器，调制cos(ωc+ωα)t的载波，第1均衡调制器的输出信号νDH(t)变为

νDH(t)＝an cos(ωc+ωα)t          …式(24)

另一路信号串由符号反转器进行符号反转，变换为信号串(-an)。将该信号输入到提供频率为(fc+fα)的载波的第2均衡调制器，调制cos(ωc+ωα)t的载波。共输出信号νDL(t)变为

νDL(t)＝-an cos(ωc-ωα)t                      …式(25)

将AM调制波信号νDH(t)与νDL(t)相加，其相加输出的数字调制波信号νD(t)变为

νD(t)＝νDH(t)+νDL(t)

＝an cos2(ωc+ωα)t-an cos(ωc-ωα)t

                                                 …式(26)

然后，将AM调制波信号νAM(t)与数字调制波信号νD(t)进行相加，AM数据多重调制波信号ν(t)变为

ν(t)＝νAM(t)+νD(t)

     ＝{1+κνm(t)}cosωct+an cos(ωc+ωα)t

     -an cos(ωc-ωα)t                          …式(27)

在此，在图3的AM调制波信号去除电路C中，在将已输入的由式(27)所示的AM数据多重调制信号输入给频率变换器15的同时，还输入给频率变换器17。在频率变换器15中将所输入的AM数据多重调制波信号的频率变换为fc的1/2。因此，将cos(ωc+ωc/2)t＝cos3ωc/2t乘以式(27)，并用低通滤波器16滤掉高频段频率分量。因此，可以略去映像分量项(角频率为ωc以上的频率)。设它为νUPPER(t)，νUPPER(t)变为下式(28)

2νUPPER(t)＝2{ν(t)cos·3/2ωc(t)}

＝{1+κνm(t)}cos·ωc/2·t-an cos(ωc/2+ωα)t

  +an cos(ωc/2-ωα)t因而

νUPPER(t)＝1/2{1+κνm(t)}cosωc/2·t

            +1/2{-an cos(ωc/2+ωα)t

            +an cos(ωc/2-ωα)t}    …式(28)

在频率变换器17中所输入的由式(27)所示的AM数据多重调制波信号的频率变换为频率fc的1/2的频率。因此，将cosωc/2·t乘以ν(t)，并用低通滤波器18滤掉高频段频率分量。因此，略去映像分量项(角频率ωc以上的频率)。设它为νLOWER(t)，νLOWER(t)变为下述的式(29)2νLOWER(t)＝2{ν(t)cosωc/2·t}＝{1+κνm(t)}cosωc/2·t+an cos{(ωc/2)+ωα}t

-an cos{(ωc/2)-ωα}t因此

νLOWER(t)＝1/2{1+κνm(t)}cosωc/2·t

            +1/2{an cos((ωc/2)+ωα)t

            -an cos((ωc/2)-ωα)t)            …式(29)

将νUPPER(t)t和νLOWER输入减法器19，若设其输出为数字调制波信号νD(t)，则变成下述的式(30)。

νD(t)＝νLOWER(t)-νUPPER(t)

＝an cos{(ωc/2)+ωα}t

-an cos{(ωc/2)-ωα}t                         …式(30)

因而，由式(30)可看出，在AM调制波信号去除电路C中，可从在数据调制方式为ASK调制方式的情况下的AM数据多重调制波信号中去掉AM调制波信号，取出已多重化的数字调制信号。

现在对数据调制方式为FSK调制方式的情况加以说明。首先说明将FSK调制方式用于数字调制时的AM数据多重调制波信号ν(t)。

用AM调制器由信号波来调制频率为fc的载波。将由FSK基带数字信号发生器所输出的FSK基带数字信号供给第1FSK调制器，用FSK基带数字信号对cos(ωc+ωα+Δω)t的载波和cos(ωc+ωα+Δω)t的载波进行FSK调制。另-方面，也将FSK基带数字信号供给符号反转器进行符号反转。

将在符号反转器中进行了符号反转的FSK基带数字信号供给第2FSK调制器，并以符号反转器11所输出的FSK基带数字信号对-cos(ωc+ωα+Δω)t的载波和-cos(ωc+ωα-Δω)t的载波进行FSK调制。将来自AM调制器的输出信号、来自第1FSK调制器的输出信号和来自第2FSK调制器的输出信号相加，相加后的信号作为AM数据多重调制波信号ν(t)送出。

设载波振幅为1，载波角频率为ωc(rad/s)，调制度为κ，信号波为νm(t)，则AM调制器所输出的AM调制波信号νAM(t)由下述的式(31)表达。

νAM(t)＝{1+κνm(t)}cosωct                 …式(31)

以an表达由FSK基带数字信号发生器产生的信号串。这里设

an＝±1。

将此信号串an输入至第1FSK调制器，对cos(ωc+ωα+Δω)t的载波进行调制。来自第1FSK调制器的输出信号νDH(t)变为

νDH(t)＝cos(ωc+ωα+Δωan)t               …式(32)

将信号串an输入符号反转器进行符号反转，变换为(-an)。将此信号串输入第2FSK调制器，并用此信号串来调制-cos(ωc-ωα±Δω)t的载波。第2FSK调制器的输出信号νDL(t)变为

νDL(t)＝-cos(c-ωα-Δωan)t                …式(33)

将此信号νDH(t)和νDL(t)相加，此相加输出的数字调制波信号νD(t)变为

νD(t)＝νDH(t)+νDL(t)

      ＝cos(ωc+ωα+Δωan)t-cos(ωc-ωα-Δωan)t

                                             …式(34)

将AM调制波信号νAM(t)与数字调制波信号νD(t)相加，AM数据多重调制波信号变为

ν(t)＝νAM(t)+νD(t)

     ＝{1+κνm(t)}cosωct+cos(ωc+ωα+Δωan)t

     -cos(ωc-ωα-Δωan)t                  …式(35)

在图3的AM调制波信号去除电路C中，在将已输入的由式(35)所示的AM数据多重调制波信号输入频率变换器15之同时，也输入频率变换器17。由频率变换器15将输入的AM数据多重调制波信号的频率变换为频率fc的1/2的频率。因此，将cos(ωc+ωc/2)t＝cos3ωc/2·t乘以ν(t)(式35)，由低通滤波器16滤掉高频段的频率分量。因此略去映像分量项(角频率ωc以上的频率)。设它为νUPPER(t)，由下述的式(36)表示。

2νUPPER(t)＝2{ν(t)cos3ωc/2·t}

＝{1+κνm(t)}cosωc/2·t

-cos(ωc/2+Δωan+ωα)t

+cos(ωc/2-Δωan-ωα)t

νUPPER(t)＝1/2{1+κνm(t)}cosωc/2·t

            +1/2{-cos(ωc/2+Δωan+ωα)t

            +cos(ωc/2-Δωan-ωα)t}          …式(36)

由频率变换器17将输入的AM数据多重调制波信号的频率变换为频率fc的1/2的频率。因此，将cosωc/2·t乘以ν(t)，由低通滤波器18滤掉高频段频率分量。因此可以略去映像分量项(角频率ωc以上的频率)。设它为νLOWER(t)，由下述的式(37)表示。

2νLOWER(t)＝2{ν(t)cosωc/2·t}

＝{1+κνm(t)}cosωc/2·t

  +cos(ωc/2+Δωan+ωα)t

  -cos(ωc/2-Δωan-ωα)t

νLOWER(t)＝1/2{1+κνm(t))cosωc/2·t

            +1/2{cos(ωc/2+Δωan+ωα)t

            -cos(ωc/2-Δωan-ωα)t}             …式(37)

在减法器19中求出νUPPER(t)与νLOWER(t)之差，设相减输出为数字调制波信号νD(t)，则变为式(38)

νD(t)＝νLOWER(t)-νUPPER(t)

      ＝cos(ωc/2+Δωan+ωα)t

      -cos(ωc/2-Δωan-ωα)t                    …式(38)

因而，由式(38)可看出，在AM调制波信号去除电路C中，可从在数据调制方式为FSK调制方式的情况下的AM数据多重调制波信号中去掉AM调制波信号，取出已多重化的数字调制信号。

现在对数据调制方式为8相PSK调制方式的情况加以说明。首先说明将8相PSK调制方式用于数字调制时的AM数据多重调制波信号ν(t)。

通过AM调制器用信号波来调制频率为fc的载波。用第1移相器、第2移相器将载波cos(ωc+ωα)t的初始相位相移(+π/8)弧度、(-π/8)弧度，并根据由8相PSK基带数字信号发生器所输出的PSK基带数字信号(an、bn、cn)中的PSK基带数字信号(cn)的相位，选择来自第1移相器的输出载波或第2移相器的输出载波二者之一，将所选择的载波cos(ωc+ωα)t和PSK基带数字信号(an、bn、cn)中的双位(an、bn)供给第1正交调制器，用双位(an、bn)对移相的载波cos(ωc+ωα)进行正交调制。

另一方面，将由8相PSK基带数字信号发生器所输出的8相PSK基带数字信号供给符号反转器进行符号反转，将符号反转后的8相PSK基带数字信号(-an、-bn、-cn)即三位中双位(-an、-bn)供给复数共轭器，取复数共轭，变换为双位(-an、bn)。通过第3移相器、第4移相器对载波cos(ωc-ωα)t的初始相位进行(+π/8)弧度、(-π/8)弧度相移，并根据符号反转后的8相PSK基带数字信号(-an、-bn、-cn)中的PSK基带数字信号(-cn)的相位，选择来自第3移相器的输出载波或第4移相器的输出载波二者之一，将所选择的载波cos(ωc-ωα)t和由复数共轭器输出的双位(-an、bn)供给第2正交调制器，用双位(-an、bn)对移相后的载波cos(ωc-ωα)t进行正交调制。

将由AM调制1输出的AM调制波信号与来自第1正交调制器的输出信号和来自第2正交调制器的输出信号相加，由正交载波发生器35将相加后的信号作为AM数据多重调制波信号送出。

设AM载波振幅为1，角频率为ωc(rad/s)，调制度为κ，信号波为νm(t)，则由AM调制器输出的AM调制波信号νAM(t)由下述的式(39)表达。

νAM(t)＝{1+κνm(t)}cosωct                   …式(39)

an、bn、cn表示8相PSK基带信号发生器所产生的信号串。这里，设an、bn、cn＝±1。

根据PSK基带数据信号(cn)的相位，用双位(an、bn)对已进行了初始相位选择的载波cos{(ωc+ωα)t+(π/8)·cn}进行正交调制。其输出信号νDH(t)表示为下述的式(40)

νDH(t)＝an cos{(ωc+ωα)t+(π/8)·cn}

        +bn sin{(ωc+ωα)t+(π/8)·cn}            …式(40)

另一方面，将三位(an、bn、cn)的符号反转，变换为(-an、-bn、-cn)，将其中的双位(-an、-bn)通过复数共轭器变换为双位(-an、bn)。根据PSK基带数字信号(-cn)的相位，以双位(-an、bn)对已进行了初始相位选择的载波cos{(ωc-ωα)t-(π/8)·cn}进行正交调制。其输出信号νDL(t)由下述的式(41)表示。

νDL(t)＝-an cos{(ωc-ωα)t-(π/8)·cn}

         +bn sin{(ωc-ωα)t-(π/8)·cn}        …式(41)

将此νDH(t)与νDL(t)相加，相加输出是数字调制波信号νD(t)，变为下述的式(42)

νD(t)＝νDH(t)+νDL(t)

    ＝an cos{(ωc+ωα)t+(π/8)·cn}

      +bn sin{(ωc+ωα)t+(π/8)·cn}

      -an cos{(ωc-ωα)t-(π/8)·cn)

      +bn sin{(ωc-ωα)t-(π/8)·cn}           …式(42)

将AM调制输出的AM调制波信号νAM(t)与数字调制波信号νD(t)相加，相加输出为AM数据多重调制波信号ν(t)，变为下述的式(43)

ν(t)＝νAM(t)+νD(t)

    ＝{1+κνm(t)}cosωct

    +an cos{(ωc+ωα)t+(π/8)·cn}

    +bn sin{(ωc+ωα)t+(π/8)·cn}

    -an cos{(ωc-ωα)t-(π/8)·cn}

    +bn sin{(ωc-ωα)t-(π/8)·cn}             …式(43)

这里，在图3的AM调制波信号去除电路C中，在将已输入的由式(43)所示的AM数据多重调制波信号输入频率变换器15之同时，也输入频率变换器17。由频率变换器15将输入的AM数据多重调制波信号的频率变为为频率fc的1/2的频率。因此，将cos(ωc+ωc/2)t＝cos3ωc/2·t乘以ν(t)(式43)，并由低通滤波器16滤掉高频段的频率分量。因此可以略去映像分量项(角频率ωc以上的频率)。设它为νUPPER(t)，由下述的式(44)表示。

2νUPPER(t)＝2{ν(t)cos3ωc/2·t}

＝{1+κνm(t)}cosωc/2·t

  -an cos{((ωc/2)+ωα)t+(π/8)·cn}

  -bn sin{((ωc/2)+ωα)t+(π/8)·cn}

  +an cos{((ωc/2)-ωα)t-(π/8)·cn}-

  -bn sin{((ωc/2)-ωα)t-(π/8)·cn}因而νUPPER(t)＝1/2{1+κνm(t)}cosωc/2·t

     +1/2〔-an cos{((ωc/2)+ωα)t+(π/8)·cn}

     -bn sin{((ωc/2)+ωα)t+(π/8)·cn}〕

     +1/2〔an cos{((ωc/2)-ωα)t-(π/8)·cn}

     -bn sin{((ωc/2)-ωα)t-(π/8)·cn}〕式(44)

用频率变换器17将输入的AM数据多重调制波信号变换为频率fc的1/2的频率。因此，cosωc/2·t乘以ν(t)(式43)，通过低通滤波器18滤掉高频段的频率分量。因此可以略去映像分量项(角频率ωc以上的频率)。设它为νLOWER(t)，由下述的式(45)表示

2νLOWER(t)＝2{ν(t)cosωc/2·t}

  ＝{1+κνm(t)}cosωc/2·t

  +an cos{((ωc/2)+ωα)t+(π/8)·cn}

  +bn sin{((ωc/2)+ωα)t+(π/8)·cn)

  -an cos{((ωc/2)-ωα)t-(π/8)·cn)

  +bn sin{((ωc/2)-ωα)t-(π/8)·cn}因而

νLOWER(t)＝1/2{1+κνm(t)}cosωc/2·t

+1/2〔an cos{((ωc/2)+ωα)t+(π/8}·cn}

+bn sin{((ωc/2)+ωα)t+(π/8)·cn}〕

+1/2〔-an cos{((ωc/2)-ωα)t-(π/8)·cn}

+bn sin{((ωc/2)-ωα)t-(π/8)·cn}〕      …式(45)

取νUPPER(t)与νLOWER(t)之差，将其输出作为数字调制波信号νD(t)输出。数据调制波信号νD(t)变为下述的式(46)νD(t)＝νLOWER(t)-νUPPER(t)

   ＝an cos{((ωc/2)+ωα)t+(π/8)·cn}

   +bn sin{({ωc/2)+ωα)t+(π/8)·cn}

   -an cos{((ωc/2)-ωα}t-(π/8)·cn}

   +bn sin{((ωc/2)-ωα)t-(π/8)·cn}     …式(46)

因而，由式(46)可看出，在AM调制波信号去除电路C中，可从数据调制方式为8相PSK调制方式的情况下的AM数据多重调制波信号中去除AM调制波信号，取出已多重化的数字调制波信号。

现在对数据调制方式为16相PSK调制方式的情况加以说明。首先说明将16相PSK调制方式用于数字调制时的AM数据多重调制波信号ν(t)。

通过AM调制器以信号波来调制频率为fc的载波。通过第1移相器、第2移相器将载波cos(ωc+ωα)t的初始相位相移(+π/8)弧度、(-π/8)弧度，并根据由16相PSK基带数字信号发生器所输出的PSK基带数字信号(an、bn、cn、dn)中的PSK基带数字信号(cn)的相位，选择来自第1移相器的输出载波或第2移相器的输出载波二者之-，将所选择的载波cos(ωc+ωα)t的初始相位通过第5移相器、第6移相器移相(+π/16)弧度、(-π/16)弧度，根据由16相PSK基带数字信号发生器输出的PSK基带数字信号(an、bn、cn、dn)中的PSK基带数字信号(dn)的相位，选择来自第5移相器的输出载波或第6移相器的输出载波二者之一，将所选择的载波cos(ωc+ωα)t与PSK基带数字信号(an、bn、cn、dn)中的双位(an、bn)供给第1正交调制器，以双位(an、bn)对移送的载波cos(ωc+ωα)t进行正交调制。

另一方面，将由8相PSK基带数字信号发生器所输出的8相PSK基带数字信号供给符号反转器进行号反转，将符号反转后的8相PSK基带数字信号(-an、-bn、-cn、-dn)中的双位(-an、-bn)供给复数共轭器，取复数共轭，变换为双位(-an、bn)。通过第3移相器、第4移相器对载波cos(ωc-ωα)t的初始相位进行(+π/8)弧度、(-π/8)弧度相移，根据符号反转后的16相PSK基带数字信号(-an、-bn、-cn、-dn)中的PSK基带数字信号(-cn)的相位，选择来自第3移相器的输出载波或第4移相器的输出载波二者之一，将所选择的载波cos(ωc-ωα)t的初始相位通过第7移相器、第8移相器相移(+π/16)弧度、(-π/16)弧度，根据由16相PSK基带数字信号发生器输出的PSK基带数字信号(-an、-bn、-cn、-dn)中的PSK基带数字信号(-dn)的相位，选择来自第7移相器的输出载波或第8移相器的输出载波二者之一，将所选择的载波cos(ωc+ωα)t与PSK基带数字信号(-an、-bn、-cn、-dn)中的双位(-an、bn)供往第2正交调制器，并用双位(-an、bn)对相移后的载波cos(ωc-ωα)t进行正交调制。

将由AM调制器1输出的AM调制波信号与来自第1正交调制器的输出信号和第2正交调制器的输出信号相加，通过加法器35将相加后的信号作为AM数据多重调制波信号送出。

设AM载波振幅为1，角频率为ωc(rad/s)，调制度为κ，信号波为νm(t)，则从AM调制器输出的AM调制波信号νAM(t)可由下述式(47)表达。

νAM(t)＝{1+κνm(t)}cosωct                   …式(47)

由an、bn、cn、dn代表由8相PSK基带信号发生器所产生的信号串。这里设an、bn、cn、dn＝±1。

根据PSK基带数字信号(cn)、(dn)的相位，以双位(an、bn)对已进行了相位选择后的载波cos{(ωc+ωα)t+(π/8)·cn+(π/16)·dn}进行正交调制。其输出信号νDH(t)可由下述的式(48)表示。νDH(t)＝an cos{(ωc+ωα)t+(π/8)·cn+(π/16)·dn}

     +bn sin{{ωc+ωα)t+(π/8)·cn+(π/16)·dn}

                                                  …式(48)

将PSK基带数字信号(an、bn、cn、dn)经符号反转器变换为(-an、-bn、-cn、-dn)。将其中的双位(-an、-bn)输入复数共轭器，变换为双位(-an、bn)。根据PSK基带数字信号(-cn)(-dn)的相位，以双位(-n、bn)对相位选择后的载波cos{(ωc-ωα)t-(π/8)·cn}进行正交调制。其输出信号νDL(t)由下述的式(49)表示。νDL(t)＝-an cos{(ωc-ωα)t-(π/8)·cn-(π/16)·dn}

     +bn sin{(ωc-ωα)t-(π/8)·cn-(π/16)·dn}

                                                  …式(49)

将νDH(t)与νDL(t)输入加法器34进行相加。其输出的数字调制波信号νD(t)变为下述的式(50)。

νD(t)＝νDH(t)+νDL{t)

＝an cos{(ωc+ωα)t+(π/8)·cn+(π/16)·dn}

  +bn sin{(ωc+ωα)t+(π/8)·cn+(π/16)·dn}

  -an cos{(ωc-ωα)t-(π/8)·cn-(π/16)·dn}

  +bn sin{(ωc-ωα)t-(π/8)·cn-(π/16)·dn}

                                                …式(50)

将由AM调制器1所输出的AM调制波信号νAM(t)与数字调制波信号νD(t)相加，相加输出是AM数据多重调制波信号ν(t)，AM数据多重调制信号ν(t)变为下述的式(51)。ν(t)＝νAM(t)+νD(t)

＝{1+κνm(t))cosωct

+an cos{(ωc+ωα)t+(π/8)·cn+(π/16)·dn}

+bn sin{(ωc+ωα)t+(π/8)·cn+(π/16)·dn}

-an cos{(ωc-ωα)t-(π/8)·cn-(π/16)·dn}

+bn sin{(ωc-ωα)t-(π/8)·cn-(π/16)·dn}

                                            …式(51)

这里，在图3的AM调制波信号去除电路C中，在将所输入的由式(52)表达的AM数据多重调制波信号输往频率变换器15之同时，也输往频率变换器17。在频率变换器15中将输入的AM数据多重调制波信号变换为频率fc的1/2的频率。因此，将cos(ωc+ωc/2)t＝cos3ωc/2·t乘以ν(t)(式52)并用低通滤波器16滤掉高频段频率分量。因此可以略去映像分量项(角频率ωc以上的频率)。设它为νUPPER(t)，由下述式(52)表示。2νUPPER(t)＝2{ν(t)cos3ωc/2·t}＝{1+κνm(t)}cosωc/2·t-an cos{((ωc/2)+ωα)t+(π/8)·cn+(π/16)·dn}-bn sin{((ωc/2)+ωα)t+(π/8)·cn+(π/16)·dn}+an cos{((ωc/2)-ωα)t-(π/8)·cn-(π/16)·dn)-bn sin{((ωc/2)-ωα)t-(π/8)·cn-(π/16)·dn}因而νUPPER(t)＝1/2{1+κνm(t)}cosωc/2·t

      +1/2〔-an cos{((ωc/2)+ωα)t+(π/8)·cn

      +(π/16)·dn}-bn sin{{(ωc/2)+ωα)t

      +(π/8)·cn+(π/16)·dn}〕

      +1/2〔an cos{((ωc/2)-ωα)t-(π/8)·cn

      -(π/16)·dn}-bn sin{((ωc/2)-ωα)t

      -(π/8)·cn-(π/16)·dn}〕              …式(52)

在频率变换器17中将输入的AM数据多重调制波信号变换为频率fc的1/2的频率。因此，将cosωc/2·t乘以ν(t)(式50)，并通过低通滤波器18滤掉高频端频率分量。因此，可以略去映像分量项。设它为νLOWER(t)，以式(53)表示2νLOVER(t)＝2{ν(t)cosωc/2·t}＝{1+κνm(t)}cosωc/2·t+an cos{((ωc/2)+ωα)t+(π/8)·cn+(π/16)·dn}+bn sin(((ωc/2)+ωα)t+(π/8)·cn+(π/16)·dn}-an cos{((ωc/2)-ωα)t-(π/8)·cn-(π/16)·dn}+bn sin{((ωc/2)-ωα)t-(π/8)·cn-(π/16)·dn}从而，νLOWER(t)＝1/2{1+κνm(t)}cosωc/2·t+1/2〔an cos{((ωc/2)+ωα)t+(π/8)·cn+(π/16)·dn)+bn sin{((ωc/2)+ωα)t+(π/8)·cn＝an cos{(ωc+ωα)t+(π/8)·cn+(π/16)·dn}+bn sin{(ωc+ωα)t+(π/8)·cn+(π/16)·dn}-an cos{(ωc-ωα)t-(π/8)·cn-(π/16)·dn}+bn sin{(ωc-ωα)t-(π/8)·cn-(π/16)·dn}           式(53)

求出νUPPER(t)与νLOWER(t)之差，将此输入作为数字调制波信号νD(t)输出。数字调制波信号νD(t)变为下述的式(54)νD(t)＝νLOWER(t)-νUPPER(t)＝an cos{((ωc/2)+ωα)t+(π/8)·cn+(π/16)·dn}+bn sin{((ωc/2)+ωα)t+(π/8)·cn+(π/16}·dn}-an cos{((ωc/2)-ωα)t-(π/8)·cn-(π/16)·dn}+bn sin{((ωc/2)-ωα)t-(π/8)·cn-(π/16)·dn}

                                               …式(54)

因而，由式(54)可看出，在AM调制波信号去除电路C中可从数据调制方式为16相PSK调制方式的情况的AM数据多重调制波信号中去除AM调制波信号，取出已多重化的数字调制波信号。

现在说明数据调制方式使用4相PSK调制方式作为多载波的情况。首先说明将4相PSK调制方式用于数字调制作为多载波时的AM数据多重调制波信号ν(t)。

通过AM调制器以信号波对频率为fc的载波进行AM调制。另-方面，由4相PSK基带数字信号发生器所输出的4相PSK基带数字信号(I1n、Q1n、I2n、Q2n)被分支为两路，将4相PSK基带数字信号(I1n、Q1n)和cos(ωc+ωα)t的载波供给第1正交调制器，以4相PSK基带数字信号(I1n、Q1n)对cos(ωc+ωα)t载波进行正交调制。同样，将4相PSK基带数字信号(I2n、Q2n)和cos(ωc+ωβ)t的载波供给第2正交调制器，以4相PSK基带数字信号(I2n、Q2n)对cos(ωc+ωβ)t载波进行正交调制。

将4相PSK基带数字信号(I1n、Q1n、I2n、Q2n)供给符号反转器，进行符号反转，变换为4相PSK基带数据信号(-I1n、-Q1n、-I2n、-Q2n)。经符号变换后的4相PSR基带数字信号(-I1n，-Q1n，-I2n，-Q2n)供给复数共轭器，提取复数共轭，变换为4相PSK基带数字信号(-I1n、Q1n、-I2n、Q2n)。

将4相PSK基带数字信号(-I1n、Q1n)和(-I2n、Q2n)分支为两路，将4相PSK基带数字信号(-I1n、Q1n)和cos(ωc-ωα)t的载波供给第3正交调制器，以4相PSK基带数字信号(-I1n、Q1n)对cos(ωc-ωα)t的载波供给第3正交调制器，以4相PSK基带数字信号(-I1n、Q1n)对cos(ωc-ωα)t载波进行正交调制。同样，将4相PSK基带数字信号(-I2n，Q2n)和cos(ωc-ωβ)t的载波供给第4正交调制器，以4相PSK基带数字信号(-I2n、Q2n)对cos(ωc-ωβ)载波进行正交调制。

将来自AM调制器的输出信号与第1、第2、第3和第4正交调制器的输出信号相加，以相加后的信号作为AM数据多重调制波信号送出。

设AM载波振幅为1，角频率为ωc(rad/s)，调制度为κ，信号波为νm(t)，则由AM调制器所输出的AM调制波信号νAM(t)由下述的式(55)表达。

νAM(t)＝{1+κνm(t))cosωct              …式(55)

以I1n、Q1n、I2n、Q2n表示由4相PSK基带信号发生器所产生的PSK基带数字信号。这里设I1n、Q1n、I2n、Q2n＝±1。

使PSK基带数字信号I1n、Q1n与载波cos(ωc+ωα)t进行正交调制，-PSK基带数字信号I1n、Q1n与载波cos(ωc+ωβ)进行正交调制。两正交调制波信号的合成输出信号νDH(t)由下述的式(56)表示。

νDH(t)＝I1n cos(ωc+ωα)t+Q1n sin(ωc+ωα)t

        +I2n cos(ωc+ωβ)t+Q2n sin(ωc+ωβ)t

                                           …式(56)

用符号反转器将PSK基带数字信号I1n、Q1n、I2n、Q2n变换为(-I1n、-Q1n、-I2n、-Q2n)，通过复数共轭器变换为(-I1n、-Q1n、-I2n、Q2n)。使PSK基带数字信号(-I1n、Q1n)与载波cos(ωc-ωα)t正交调制，PSK基带数字信号(-I2n、Q2n)与载波cos(ωc-ωβ)t正交调制。两正交调制波信号的合成输出信号νDL(t)由下述的式(57)表示。

νDL(t)＝-I1n cos(ωc-ωα)t+Q1n sin(ωc-ωα)t

         -I2n cos(ωc-ωβ)t+Q2n sin(ωc-ωβ)t

                                                     …式(57)

将νDH(t)与νDL(t)相加，相加输出的数字调制波信号νD(t)变为下述的式(58)。

νD(t)＝νDH(t)+νDL(t)

      ＝I1n cos(ωc+ωα)t+Q1n sin(ωc+ωα)t

       +I2n cos(ωc+ωβ)t+Q2n sin(ωc+ωβ)t

       -I1n cos(ωc-ωα)t+Q1n sin(ωc-ωα)t

       -I2n cos(ωc-ωβ)t+Q2n sin(ωc-ωβ)t

                                                …式(58)

将AMM调制波信号νAM(t)与数字调制波信号νD(t)相加，相加输出的AM数据多重调制波信号ν(t)变为下述的式(59)。

ν(t)＝νAM(t)+νD(t)

    ＝(1+κνm(t)}cosωct

      +I1n cos(ωc+ωα)t+Q1n sin(ωc+ωα)t

      +I2n cos(ωc+ωβ)t+Q2n sin(ωc+ωβ)t

      -I1n cos(ωc-ωα)t+Q1n sin(ωc-ωα)t

      -I2n cos(ωc-ωβ)t+Q2n sin(ωc-ωβ)t

                                             …式(59)

这里在AM调制波信号去除电路C中将已输入的由式(59)所示的AM数据多重调制波信号输入频率变换器15之同时，也输入频率变换器17。在频率变换器15将输入的AM数据多重调制信号的频率变换为频率fc的1/2的频率。因此，将cos(ωc+ωc/2)t＝cos3ωc/2·t乘ν(t)(式59)，通过低通滤波器16滤掉高频段频率分量。因此可以略去映像分量项(角频率ωc以上的频率)。设它为νUPPER(t)，νUPPER(t)变为式(60)。

2νUPPER(t)＝2{ν(t)cos 3ωc/2·t}

＝{1+κνm(t)}cosωc/2·t-IIn cos(ωc/2+ωα)t

  -Q1n sin(ωc/2+α)t-I2n cos(ωc/2+ωβ)t

  -Q2n sin(ωc/2+ωβ)t+I1n cos(ωc/2-ωα)t

  -Q1n sin(ωc/2-ωα)t+I2n cos(ωβ/2-ωβ)t

  -Q2n sin(ωβ/2-ωβ)t因而，νUPPER(t)＝1/2{1+κν(t)}cosωc/2·t+1/2{-I1n cos((ωc/2)+ωα)t-Q1n sin((ωc/2)+ωα)t-I2n cos((ωc/2)+ωβ)t-Q2n sin((ωc/2)+ωβ)t}+1/2{I1n cos((ωc/2-ωα)t-Q1n sin(ωc/2-ωα)t+I2n cos(ωβ/2-ωβ)t-Q2n sin(ωβ/2+ωβ)t}

                                              …式(60)

由频率变换器17将输入的AM数据多重调制波信号的频率变换为频率fc的1/2的频率。因此，将cos(ωc/2)t乘以ν(t)(式59)，通过低通滤波器18滤掉高频段频率分量。因此可以略去映像分量项(角频率ωc以上的频率)。设定为νLOWER(t)，νLOWER(t)变为式(61)。2νLOWER(t)＝2{ν(t)cosωc/2·t}＝{1+κνm(t)}cosωc/2·t+I1n cos((ωc/2)+ωα)t+Q1n sin((ωc/2)+ωα)t+I2n cos((ωc/2)+ωβ)t+Q2n sin((ωc/2)+ωβ)t-I1n cos((ωc/2)-ωα)t+Q1n sin((ωc/2)-ωα)t-I2n cos((ωβ/2)-ωβ)t+Q2n sin((ωβ/2)-ωβ)t因而νLOWER(t)＝1/2{1+κνm(t)}cosωc/2·t+1/2{I1n cos((ωc/2)+ωα)t+Q1n sin(ωc/2)+ωα)t+I2n cos((ωc/2)+ωβ)t+Q2n sin{(ωc/2)+ωβ)t}+1/2{-I1n cos((ωc/2)-ωα)t                        …式(61)

求出νUPPER(t)与νLOWER(t)之差，设其输出为数字调制波信号νD(t)，变为式(62)。νD(t)＝νLOWER(t)-νUPPER(t)

  ＝I1n cos(ωc+ωα)t+Q1n sin(ωc+ωα)t

   +I2n cos(ωc+ωβ)t+Q2n sin(ωc +ωβ)t

-I1n cos(ωc-ωα)t+Q1n sin(ωc-ωα)t

-I2n cos(ωc-ωβ)t+Q2n sin(ωc-ωβ)t         …式(62)

因而，由式(62)可看出，在AM调制波信号去除电路C中，可从数据调制方式采用4相PSK调制方式的多载波的情况下的AM数据多重调制波信号中去除AM调制波信号，取出已多重化的数字调制波信号。

如上所述，不管数据调制方式如何，均可在AM调制波信号去除电路C中去除AM调制波信号，取出多重数字调制波信号。由AM调制波信号去除电路C输出的数字调制波信号供给数据解调电路B，可解调出基带数字信号。

在AM调制波信号去除电路C中将输出的数据调制波信号变换为另一频率的情况下，就要求在数据解调电路B中用于解调的频率和与变换后的频率所对应的频率一致。

若在AM数据多重调制中进行差分编码，则还可采用将延迟检波器与数据解调电路B中的数字解调器8下一次级相接，且把延迟检波器与加法器12下一次级相接的办法，使之成为延迟检波方式。

在数字调制即使采用QPSK以外的调制方式的场合，仍可通过数据解调电路B实行解调。在此情况下，数据解调电路B的高通滤波器7、低通滤波器9、数字解调器8、10以及符号反转器11可以做如下的相应变动。

把高通滤波器7做成仅让比AM载波还高的数字调制波信号通过的高通滤波器；把低通滤波器9做成仅让比AM载波还低的数字调制波信号通过的低通滤波器；把数字解调器8做成既是以数字调制方式为依据的数字解调器，而且是输入已用比AM载波还高的载波调制后的数字调制波信号，输出数字基带信号串的数字解调器；把数字解调器10做成既是根据数字调制方式的数字解调器，而且是输入已用比AM载波还低的载波调制后的数字调制波信号，输出数字基带信号串的数字解调器；把符号反转器11做成使已经AM数据多重调制器将符号反转了的数字基带信号串进行还原反转的符号反转器；把加法器12做成把2系统的数字基带信号串相加的加法器。

另外，如AM调制波信号去除电路C中所示的那样，在把数字调制波信号变换为不同的频率的情况下，可以采用使高通滤波器7、低通滤波器9、数字解调器8、数字解调器10与其变换后的频率一致的办法与之进行对应。具体地说，还要将AM载波的频率做同样的变换，在AM调制波信号去除电路C的场合下，也可构成高通滤波器7、低通滤波器9、数字解调器8使AM载波为ωc/2·(rad/s)。第2类型解调装置

现在通过另一实施方案来说明本发明的第2类型的AM数字多重调制波信号解调装置。

图5是表示本发明一实施方案的AM数据多重调制波信号解调装置构成的方框图。图5所示的本发明的一实施方案的AM数据多重调制波信号解调装置是把QPSK(4相PSK)调制方式用于数字调制方式时的一例。

本发明的第2类型的AM数据多重调制波信号解调装置由以频率为(fc+fα)的信号对AM多重调制波信号进行正交检波的正交检波器21；以频率为(fc-fα)的信号对AM多重调制波信号进行正交检波的正交检波器22；计算由正交检波器21所输出的I信号分量与由正交检波器22所输出的Q信号分量之差的减法器23；运算由正交检波器21所输出的Q信号分量与由正交检波器22所输出的I信号分量之和的加法器24；滤掉来自减法器23的输出中的高频分量的低通滤波器25；以及滤掉来自24的输出中的高频分量的低通滤波器26构成。

现在对如上构成的第2类型的AM数据多重调制波信号解调装置的作用加以说明。

将式(5)所示的AM数据多重调制波信号输入正交检波器21和22。

为了进行在正交检波器21中的正交检波，在正交检波器21中将式(5)的AM多重调制波信号ν(t)乘以cos(ωc+ωα)t和sin(ωc+ωα)t。其相乘输出分别变为如式(63)(I输出)和式(64)(Q输出)所示。

2{ν(t)cos(ωc+ωα)t}＝{1+κνm(t)}cos(-ωα)t+In cosO+Qn sinO

-In cos(-2ωα)t+Qn sin(-2ωα)t

+{1+κνm(t)}cos(2ωc+ωα)t

+In cos2(ωc+ωα)t+Qn sin2(ωc+ωα)t

-In cos2ωct +Qn sin2ωc t

                                       …式(63)

2{ν(t)sin(ωc+ωα)t}＝-{1+κνm(t)}sin(-ωα)t-In sinO+Qn cosO

+In sin(-2ωα)t+Qn cos(-2ωα)t

+{1+κνm(t)}sin(2ωc+ωα)t

+In·sin2(ωc+ωα)t-Qn cos2(ωc+ωα)t

-In sin2ωct-Qn cos2ωct               …式(64)

为了进行在正交检波器22中的正交检波，在正交检波器22中将式(5)的AM数据多重调制波信号ν(t)乘以cos(ωc-ωα)t和sin(ωc-ωα)t。其相乘输出分别变为如式(65)(I输出)和式(66)(Q输出)所示。2{ν(t)cos(ωc-ωα)t}＝{1+κνm(t)}cosωαt+In cos 2ωαt+Qn sin 2ωαt-In cos0+Qn sin0+{1+κνm(t)}cos(2ωc-ωα)t+In cos 2ωαt+Qn sin2ωαt-In cos2(ωc-ωα)t+Qn sin2(ωc-ωα)t                            …式(65)2{ν(t)sin(ωc-ωα)t}＝-{1+κνm(t)}sinωαt-In sin2ωαt+Qn cos2ωαt+In sin0+Qn cos0+{1+κνm(t)}sin(2ωc-ωα)t+In sin2ωαt-Qn cos2ωαt-In sin2(ωc-ωα)t-Qn cos2(ωc-ωα)t                            …式(66)

将式(63)和式(64)输入减法器23以从式(63)减去式(64)。将式(65)和式(66)输入加法器24，进行相加。引用sino＝0，cos0＝1，sin(-x)＝-sinx，cos(-x)＝cos的关系，来自减法器23的输出变为如式(67)所示，来自加法器24的输出变为如式(68)所示。  ν(t)cos(ωc+ωα)t-ν(t)cos(ωc-ωα)t＝In-In cos2ωαt-Qn sin2ωαt-In cos2ωct+1/2{In cos2(ωc+ωα)t+Qn sin2(ωc+ωα)t+In cos2(ωc+ωα)t-Qn sin2(ωc+ωα)t}       …式(67)ν(t)sin(ωc+ωα)t+ν(t)sin(ωc-ωα)t＝Qn-In sin2ωαt+Qn cos2ωαt-Qn cos2ωct+1/2{In sin2(ωc+ωα)t-Qn cos2(ωc+ωα)t-In sin2(ωc+ωα)t-Qn cos2(ωc+ωα)t}       …式(68)

在这里，从式(67)和式(68)中不存在{1+κνm(t)}项这一事实可知在正交检波和加减运算过程中已消除了振幅调制分量。

若将来自减法器23的输出供给低通滤波器25，滤掉高频分量，把数字解调信号(I)换成I DEMOD，并将来自加法器24的输出供给低通滤波器26，滤掉高频分量，把数字解调信号(Q)换成Q DEMOD，则来自低通滤波器25的输出变为下述的式(69)，来自低通滤波器26的输出变为下述的式(70)，就可以从AM数据多重调制波信号中解调出在AM数据多重调制波信号中的已多重化的数据即基带数字信号。

I DEMOD＝In    …式(69)

Q DEMOD＝Qn    …式(70)

在上述的本发明的第2类型的AM数据多重调制波信号解调装置中，虽然以把减法器23、加法器24的输出供给低通滤波器25、26的情况为例进行了说明，但也可以把低通滤波器设置在正交检波器21、22的输入端一侧。

在上述的本发明第2类型的AM数据多重调制波信号解调装置中，虽然实际上实行同步检波，但只要在AM数据多重调制一侧实行数据差分编码，则也可采用将延迟检波器连在低通滤波器的输出一侧，作成延迟检波方式。

在上述本发明第2类型的AM数据多重调制波信号解调装置中，虽以QPSK的数据调制方式的情形为例加以说明，但在AM数据多重调制一侧采用其他数据调制方式时，可与之相一致地改变解调方式。第3类型解调装置

以下，用一实施方案来说明本发明第3类型的AM数据多重调制波信号解调装置。

图6是表示本发明第3类型的AM数据多重调制波信号解调装置构成的方框图。图6所示的本发明第3类型的AM数据多重调制波信号解调装置是把QPSK(4相PSK)调制方式用于数字调制方式时的一个例子。

本发明第3类型的AM数据多重调制波信号解调装置中，将已输入的AM数据多重调制波信号输入载波再生器31，以从AM数据多重调制波信号中再生载波。把在载波再生器31中再生的载波送往同步信号发生器32，在同步信号发生器32中在载波振幅为0的位置上产生同步脉冲。

另一方面，将AM数据多重调制波信号输入延迟器33，按预定时间延迟AM数据多重调制波信号。延迟器33的延迟量已设定为载波再生器31和同步信号发生器32的延迟量之和。把在延迟器33中延迟后的AM数据多重调制波信号供给A/D转换器34，借助于由同步信号发生器32所输出的同步脉冲对AM数据多重调制波信号采样进行A/D转换。

由A/D转换器34所输出的离散输出信号与由正交载波发生器35所输出的正交的两个载波信号一起输入正交检波器36，进行正交检波。将正交检波器36的输出供给低通滤波器37，滤掉高频分量，作为数字解调信号送出。

现在对如上构成的本发明第3类型的AM数据多重调制波信号解调装置的作用加以说明。

将上述的式(5)所示的AM数据多重调制波信号输入载波再生器31和延迟器33。

在图6所示的本发明第3类型的AM数据多重调制波信号解调装置中，从AM数据多重调制波信号中消掉AM调制波以解调数据的过程如下所示。

已输入的AM数据多重调制波信号ν(t)被分成两路，输入载波再生器31和延迟器33。首先说明由载波再生器31进行的载波的再生。由载波再生器31再生的是用于进行AM调制的载波，来自载波再生器31的输出νc(t)变为下述的式(71)所示。

νc(t)＝cosωct                                     …式(71)

然后将该信号νc(t)输入同步信号发生器32，产生用于进行A/D转换的同步脉冲。在这里在单一频率信号νc(t)的相位为(π/2)时，输出同步脉冲。即在时间t为下述的式(72)时，在A/D转换器34中产生同步脉冲，以便对AM数据多重调制波信号ν(t)进行采样。

t＝1+4m/4fc                                        …式(72)

这里m＝0，1，2，3……

因而，在由式(72)决定的时间t的时候，采样频率变为fc(Hz)，在A/D转换器中当载波振幅为0时，对AM数据多重调制波信号ν(t)进行采样。

另一方面，AM数据多重调制波信号ν(t)在延迟器33中延迟载波再生器31和同步信号发生器32延迟量的总和后送出。在此为了简便起见，假定不考虑各自的延迟，并设延迟器33的延迟量为0。因而，由延迟器33所输出的信号变为与AM数据多重调制波信号ν(t)相等，输入A/D转换器34，并用在同步信号发生器32中所产生的同步脉冲进行采样。

因而，由A/D转换器34所输出的离散输出信号νD(m)变为下述的式(73)所示。

νD(m)＝{1+Kνm(t)}cos(1+4m)π/2

+In cos{(1+4m)π/2+(1+4m)πfα/2fc}

-In cos{(1+4m)π/2-(1+4m)πfα/2fc}

+Qn sin{(1+4m)π/2+(1+4m)πfα/2fc}

+Qn sin{(1+4m)π/2-(1+4m)πfα/2fc}

＝{1+Kνm(t)}cos(1+4 m)π/2-2In sin(1+4m)π/2·sin(1+4m)πfα/2fc+2Qn sin(1+4m)π/2·cos(1+4m)πfα/2fc        …式(73)这里当m＝0，1，2，3……时，由于

cos(1+4m)π/2＝Osin(1+4 m)π/2＝1故离散输出信号νD(m)变为如下述的式(74)所示。

νD(m)＝-2In sin(1+4m)πfα/2fc

        +2Qn cos(1+4m)πfα/2fc           …式(74)可是如果有了

νd(t)＝-2In sinωαt+2Qn cosωαt        …式(75)的信号时，用式(72)的同步信号对它进行A/D转换后，其离散信号νdD(m)变为下述的式(76)。

νdD(m)＝-2In sin{2πfα(1+4m/4fc))

         +2Qn cos{2πfα(1+4m/4fc)}

       ＝-2In sin(1+4m)πfα/2fc

         +2Qn cos(1+4m)πfα/2fc             …式(76)

在此如将式(76)与式(4)作比较就可以看出，式(76)与式(4)是相同的，即νD(m)＝νdD(m)。因而，可知采用在用于进行AM调制的载波电平变为0时，对AM数据多重调制波信号ν(t)进行采样的办法由A/D转换器34所输出的离散输出信号νD(m)与以采样频率fc(Hz)对式(75)所示的信号νd(t)(载波频率为fα(Hz)的QPSK调制信号)进行采样的信号是等价的。

然而，如前所述，因|fc|≥2|fα|，故满足采样定理。

然后将离散输出信号νD(m)与由正交载波发生器35所输出的正交载流一起输入正交检波器36。这里设由正交载波发生器35所输出的正交载波为-sinωαt，cosωαt。因而，来自正交检波器36的输出νI(t)、νQ(t)变为下式(77)和式(78)。

νI(t)＝νd(t)(-sinωαt)

＝2I-2Icos2ωαt-2Q sin2ωαt                   …式(77)

νQ(t)＝νd(t)cosωαt

＝2Q-2Isin2ωαt+2Q cosωαt                    …式(78)

将来自正交检波器36的输出νI(t)、νQ(t)输入低通滤波器37滤掉高频段的频率分量，来自低通滤波器37I DEMOD、Q DEMOD变为如下述的式(79)和式(80)，就可对已多重化的数据进行解调。

I DEMOD＝In    …式(79)

Q DEMOD＝Qn    …式(80)

关于本发明第3类型的AM数据多重调制波信号解调装置中的同步信号发生器32，在载波相位为(π/2)的位置，即振幅为0之处进行采样。同理，在载波振幅为0的相位(3π/2)之时进行采样也是同样的。在此情况下，由于信号串In、Qn的符号被反转，故可以在正交检波器36或者在其后级将符号还原。

在本发明第3类型的AM数据多重调制波信号解调装置中，以QPSK调制的情形为例作为数据调制方式进行了说明。但是在AM数据多重调制方式中应用其它的数据调制方式时，在正交检波以后要求变更解调方式以与数据调制方式一致，然而，在A/D转换器34以前的部分即直到消除AM调制分量之前的部分均可采用相同的构成。因此，也可将正交检波器以后根据数据调制方式进行改变。第4类型解调装置

以下，通过又一实施方案对本发明的第4类型的AM数据多重调制波信号解调装置加以说明。

图8是表示本发明第4类型的AM数据多重调制波信号解调装置构成的方框图。图8所示的第4类型的数据多重调制波信号解调装置是将QPSK(4相PSK)调制方式用于数字调制方式时的一例子。

在本发明的第4类型的AM数据多重调制波信号解调装置中，将已输入的AM数据多重调制波信号输入载波再生器41，从AM数据多重调制波信号中再生载波。在载波再生器41中再生的载波被送往π/2移相电路42，在π/2移相电路42中使载波相移π/2弧度。

另一方面，将AM数据多重调制波信号输入延迟器43，使AM数据多重调制波信号延迟预定的时间。将在延迟器43中的延迟量设定为载波再生器41和π/2移相电路42的延迟量之和。把在延迟器43中延迟后的AM数据多重调制波信号供给乘法器44，与来自π/2移相电路42的输出信号作乘法运算。

将来自乘法器44的相乘输出信号供给低通滤波器45，滤掉高频段频率分量；将来自低通滤波器45的输出信号与由减法器64所输出的正交的两个载波信号一起输入正交检波器47，进行正交检波。将正交检波器46的输出供给低通滤波器48，滤掉高频段频率分量，作为数字解调信号送出。

现在对如上构成的本发明第4类型的AM数据多重调制波信号解调装置的作用加以说明。

将上述的式(5)所示的AM数据多重调制波信号输入载波再生器41和延迟器43。

在图8所示的本发明第4类型的AM数据多重调制波信号解调装置中，从AM数据多重调制波信号中消除AM调制波，解调出数据的过程如下所示。

已输入的AM数据多重调制波信号ν(t)被分支成两路，输入载波再生器41和延迟器43。首先对用载波再生器41进行的载波的再生加以说明。在载波再生器41中再生的是用于进行AM调制的载波，来自载波再生器41的输出νc(t)变为下述的式(81)，

νc(t)＝cosωct                                …式(81)

然后将此信号νc(t)输入π/2移相电路42，产生与用于进行AM调制的载波正交的信号。即从π/2移相电路42可得到下述的式(82)所示的输出信号νcq(t)。

νcq(t)＝sinωct                              …式(82)

另一方面，分支的AM数据多重调制波信号ν(t)在延迟器43中被延迟。虽然延迟器43的延迟量是在载波再生器41和π/2移相电路42中的延迟量之和，但为了简便起见，不考虑各自的延迟而设延迟器43的延迟量为0。从而，延迟器43的输出变为与AM数据多重调制波信号ν(t)相等。

将延迟器43的输出信号输入乘法器44，与由π/2移相电路42产生的信号相乘。因而，来自乘法器44的输出信号νD(m)变为如下述的式(83)所示。νDm(t)＝ν(t)·νcq(t)

    ＝〔{1+κνm(t)}cosωct+In cos(ωc+ωα}t

       +Qn sin(ωc+ωα)t-In cos(ωc-ωα)t

       +Qn sin(ωc-ωα)t}·sinωct

     ＝-1/2·{1+κνm(t)}sin0

       +1/2·{1+κνm(t)}sin2ωct

       +1/2·{-In sinωαt+Qn cosωαt

       +In sin(-ωα)t+Qn cos(-ωα)t}

       +1/2·{In sin(2ωc+ωα)t

       -Qn cos(2ωc+ωα)t}

       +1/2·{-In sin(2ωc-ωα)t

       -Qn cos(2ωc-ωα)t}                    …式(83)

将νDm(t)输入低通滤波器45以滤掉高频段频率分量。这里由于sin0＝0，cos(-x)＝cos(x)，sin(-x)＝-sinx，故来自低通滤波器45的输出信号νD(t)变为下述的式(84)。

νD(t)＝1/2·(-In sinωαt+Qn cosωαt)          …式(84)

来自低通滤波器45的输出信号νD(t)与来自正交检波器46的输出信号一起输入正交检波器47。由正交检波器46输出的正交载波变为-sinωαt、cosωαt。因而，来自正交检波器47的输出信号νI(t)、νQ(t)分别变为下述的式(85)式(86)所示。νI(t)＝νD(t)(-sinωαt)

  ＝1/4·(In-In cos2ωαt-Qn sin2ωαt)          …式(85)νQ(t)＝νD(t)cosωαt

  ＝1/4·(Qn-In sin2ωαt+Qn cos2ωαt)          …式(86)

将来自正交检波器47的输出信号νI(t)、νQ(t)供给低通滤波器48，在低通滤波器48中滤掉高频段频率分量，由低通滤波器48所输出的信号I DEMOD、Q DEMOD变为下述的式(87)和式(88)，解调出已多重化的数据。

I DEMOD＝In/4    …式(87)

Q DEMOD＝Qn/4    …式(88)

在本发明第4类型的AM数据多重调制波信号解调装置中，虽然作为数据调制方式以QPSK调制情况为例做了说明。但将其它数据解调方式用于AM数据多重调制方式时，必须变更解调方式，以便与之一致。然而，在消除AM调制分量部分之前，即到本发明的第4类型的AM数据多重调制波信号解调装置中的低通滤波器45为止，仍可使用相同的单元，在正交检波器47以后则可根据需要变更数据调制方式。

如上所述，若采用本发明的AM数据多重调制波信号解调装置，则可以以简单且小规模的构成，基于多已重化的数字调制波信号，从与AM调制分量和数据调制分量多重化于同一频段，同一时间的AM数据多重调制波信号中解调出基带数字信号。

Claims (9)

1.一种AM数据多重调制波信号解调装置，其特征在于，该装置用AM解调器，用模拟信号波，对频率为fc的载波进行振幅调制，在频率轴上以频率为fc的载波为轴，在轴对称的频率为(fc+fα)的位置和频率为(fc-fα)的位置上，从已多重化的数字调制波信号的AM数据的多重调制波信号中解调出基带数字信号，

该装置具备：从已输入的AM数据的多重调制波信号中去除AM调制波信号的AM调制波信号去除电路；接受来自该AM调制波信号去除电路的输出并解调为基带数字信号的数据解调电路。

2.一种根据权利要求1所记载的AM数据多重调制波信号解调装置，其特征在于，

所说的AM调制波信号去除电路，包括将AM数据多重调制波信号进行同步检波的同步检波器；用来自同步检波器的输出信号对频率为fc的载波进行AM调制的AM调制器；从AM数据多重调制波信号中减去来自该AM调制器的AM调制波信号输出的减法电路，并将减法电路的输出送往数据解调电路。

3.一种根据权利要求1所记载的AM数据多重调制波信号解调装置，其特征在于，

所说的AM调制波信号去除电路，具备当频率fu和fL满足fu＞fL且fu-fc＝fc-fL时，将AM数据多重调制波信号与频率为fu的信号混频进行频率变换的第1频率变换器；将AM数据多重调制波信号与频率为fL的信号混频进行频率变换的第2频率变换器；和将来自第1频率变换器的输出信号与来自第2频率变换器的输出信号之差进行运算的运算电路，并将运算电路的输出送往数据解调电路。

4.一种根据权利要求1所记载的AM数据多重调制波信号解调装置，其特征在于，

所说的数据解调电路，具备从来自AM调制波信号去除电路的输出信号中取出频率超过频率为fc的频率分量的滤波器和接受该滤波器的输出信号并根据数据调制方式进行解调的解调装置。

5.一种根据权利要求1所记载的AM数据多重调制波信号解调装置，其特征在于，

所说的数据解调电路，具备从来自AM调制波信号去除电路的输出信号中取出频率低于频率为fc的频率分量的滤波器和接受该滤波器的输出信号并按照数据调制方式进行解调的解调装置。

6.一种根据权利要求1所记载的AM数据多重调制波信号解调装置，其特征在于，

所说的数据解调电路，具备从来自AM调制波信号去除电路的输出数字被调制波信号中取出频率高于频率为fc频率分量的第1滤波器；接受第1滤波器的输出信号按照数据调制方式进行解调的第1解调装置；从来自前述AM调制波信号去除电路的输出数字的调制波信号中取出频率数低于频率为fc的频率分量的第2滤波器；接受第2滤波器的输出信号并按照数据调制方式进行解调的第2解调装置；将第1或第2解调装置的解调输出符号进行反转的符号反转装置；以及将符号反转后的解调输出与符号反转前的解调输出进行相加的加法运算装置。

7.一种AM数据多重调制波信号解调装置，其特征在于，该装置用AM解调器，用模拟信号波，对频率为f的c载波进行振幅调制，在频率轴上以频率为fc的载波为轴在轴对称的频率为(fc+fα)的位置和频率为(fc-fα)的位置上，从已多重化的数字调制波信号的AM数据多重调制波信号中解调出基带数字信号，

该装置具备：用频率为(fc+fα)的信号对AM数据多重调制波信号进行正交检波的第1正交检波器；用频率为(fc-fα)的信号对前述AM数据多重调制波信号进行正交检波的第2正交检波器；将来自第1正交检波器的I信号分量与来自第2正交检波器的I信号分量进行相减的第1运算装置；将来自第1正交检波器的Q信号分量与来自第2正交检波器的Q信号分量进行相加的第2运算装置。

8.一种AM数据多重调制波信号解调装置，其特征在于，该装置用AM解调器，用模拟信号波，对频率为fc的载波进行振幅调制，在频率轴上以频率为fc的载波为轴在轴对称的频率为(fc+fα)的位置和频率为(fc-fα)的位置上，将已多重化的数字的调制波信号从AM数据多重调制波信号中解调基带数字信号，

解调装置具备：在载波的电平为0的位置处对AM数据多重调制波信号进行采样，并对该采样信号进行A/D转换的A/D转换装置；用频率为fα的正交的两个载波信号将A/D转换后的离散输出信号进行正交检波的正交检波装置；以及用于去除正交检波后的输出中的高频端成分的低通滤波器。

9.一种AM数据多重调制波信号解调装置，其特征在于，该装置用AM解调器，用模拟信号波，对频率为fc的载波进行振幅调制，在频率轴上以频率为fc的载波为轴在轴对称的频率为(fc+fα)的位置和频率为(fc-fα)的位置上，从数字调制波信号已多重化的AM数据多重调制波信号中解调基带数字信号，

该装置具备：从AM数据多重调制波信号中再生载波、并在移相π/2后送出的载波再生装置；将AM数据多重调制波信号与来自载波再生装置的输出进行相乘的乘法运算装置；用频率为fα的正交的两个载波信号对乘法运算输出信号进行正交检波的正交检波装置；以及去除正交检波后的输出中的高频成分的低通滤波器。

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