CN102611410A - 双工器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种双工器，该双工器包括：接收滤波器，该接收滤波器连接在接收端子和天线端子之间并且包括一个或多个串联谐振器，该一个或多个串联谐振器是声波谐振器；和发送滤波器，该发送滤波器连接在发送端子和天线端子之间并且包括一个或多个声波谐振器，在接收滤波器中为所述一个或多个串联谐振器中的一个串联谐振器并且最靠近天线端子的第一串联谐振器的谐振频率高于接收滤波器的接收频带的上限频率。

Description

双工器
技术领域
本发明的一个方面涉及一种双工器。本发明的另一个方面涉及具有接收滤波器和发送滤波器的双工器。
背景技术
频分双工(FDD)型的移动通信终端使用经由单个天线同时执行发送和接收的双工器。双工器配备有接收滤波器和发送滤波器。这些滤波器例如可以由声波(acousticwave)谐振器形成。声波谐振器可以是表面声波谐振器、边界声波谐振器或者压电薄膜谐振器。压电薄膜谐振器也称为薄膜体声波谐振器。
日本专利申请公开2003-332884和2006-74202描述了一种旨在提高功率持久性的构造，在该构造中，与输入端子靠近的声波谐振器被分割为彼此串联连接的多个部分。
双工器的差线性性可能降低通信设备的接收器灵敏度。
发明内容
根据本发明的一个方面，提供了线性性提高的双工器。
根据本发明的另一个方面，提供了一种双工器，该双工器包括：接收滤波器，该接收滤波器连接在接收端子和天线端子之间并且包括一个或多个串联谐振器，该一个或多个串联谐振器是声波谐振器；和发送滤波器，该发送滤波器连接在发送端子和天线端子之间并且包括一个或多个声波谐振器，在接收滤波器中为所述一个或多个串联谐振器中的一个串联谐振器并且最靠近天线端子的第一串联谐振器的谐振频率高于接收滤波器的接收频带的上限频率。
附图说明
图1是示例性双工器的框图；
图2是示例性梯型滤波器的电路图；
图3是示例性多模滤波器的电路图；
图4是其中组合了梯型滤波器和多模滤波器的示例性滤波器的电路图；
图5是其中组合了多模滤波器和谐振器的示例性滤波器的电路图；
图6A是表面声波谐振器的平面图，并且图6B是沿着图6A中的线A-A截取的横截面图；
图7A是乐甫波谐振器的横截面图，并且图7B是边界声波谐振器的横截面图；
图8A是压电薄膜谐振器的平面图，并且图8B是沿着图8A中的线A-A截取的横截面图；
图9A和9B是多模滤波器的图；
图10是表面声波谐振器、乐甫波谐振器和边界声波谐振器的导纳特性的图；
图11A是串联谐振器S的电路图，图11B是并联谐振器P的电路图，图11C是串联谐振器和并联谐振器的通过特性的图；
图12A是梯型滤波器的电路图，并且图12B是该梯型滤波器的通过特性的图；
图13A是双工器的电路图，并且图13B是该双工器的通过特性的图；
图14A是双工器的电路图，并且图14B是经由接收端子输出的信号的频谱的图；
图15是三次差拍值(triple beat value)的测量结果的图；
图16是双工器的电路图；
图17是根据第一实施方式的电路图；
图18是与串联谐振器S11的分割部分的数量相关联的三次差拍值的图；
图19是在仿真中使用的双工器的通过特性和谐振器S11单体的通过特性的图；
图20是串联谐振器S11单独的与其谐振频率相关联的平均三次差拍值的图；
图21是串联谐振器S11的与其谐振频率相关联的总三次差拍值的最大值的图；
图22A是在第二实施方式的仿真中使用的双工器的电路图，并且图22B是其中串联谐振器S24没有被分割的双工器的电路图；
图23是在仿真中使用的发送滤波器的通过特性和串联谐振器S24单体的通过特性的图；
图24是在接收频带Brx中的三次差拍值的图；
图25A是在第三实施方式的仿真中使用的双工器的电路图，并且图25B是其中并联谐振器P11没有被分割的双工器的电路图；
图26是在仿真中使用的接收滤波器的通过特性和并联谐振器P11单体的通过特性的图；
图27是在接收频带Brx中的三次差拍值的图；
图28A是在第四实施方式的仿真中使用的双工器的电路图，并且图28B是其中串联谐振器S23没有被分割的双工器的电路图；
图29A是发送滤波器的通过特性和每一个串联谐振器的通过特性的图，并且图29B是在接收频带中的三次差拍值的图；
图30是发送滤波器的通过特性和串联谐振器S23a的通过特性的图；
图31是第四实施方式的三次差拍值的图；
图32A是根据比较示例的双工器的电路图，并且图32B是根据第五实施方式的双工器的电路图；
图33是比较示例的双工器的发送滤波器的通过特性和每一个串联谐振器的通过特性的图；
图34是根据第五实施方式的双工器的发送滤波器的通过特性和每一个串联谐振器的通过特性的图；
图35是比较示例的双工器的接收滤波器的通过特性和每一个串联谐振器的通过特性的图；
图36是第五实施方式的双工器的接收滤波器的通过特性和每一个串联谐振器的通过特性的图；
图37是根据比较示例的双工器的接收滤波器的通过特性和每一个并联谐振器的通过特性的图；
图38是第五实施方式的双工器的接收滤波器的通过特性和每一个并联谐振器的通过特性的图；
图39A和39B分别是比较示例和第五实施方式的发送滤波器芯片的平面图；
图40A和40B分别是比较示例和第五实施方式的接收滤波器芯片的平面图；
图41A到41C是叠置以形成其上安装有芯片的多层基板的多个层的平面图；
图42是组件的分解立体图；
图43是印刷电路板的平面图；
图44是比较示例和第五实施方式的双工器的三次差拍值的测量结果的图；
图45是根据第六实施方式的双工器的电路图；
图46是在第六实施方式中使用的接收滤波器芯片的平面图；
图47A到47C是叠置以形成其上安装有芯片的多层基板的多个层的平面图；
图48是根据第七实施方式的双工器的电路图；以及
图49是在第七实施方式中使用的接收滤波器芯片的平面图。
具体实施方式
现在描述在下面的实施方式中使用的双工器。图1是示例性双工器的框图。参考图1，双工器100包括接收(Rx)滤波器10、发送(Tx)滤波器20和匹配电路30。接收滤波器10连接在天线端子Tant和接收端子Trx之间。发送滤波器20连接在天线端子Tant和发送端子Ttx之间。匹配电路30连接在接收滤波器10和发送滤波器20中的至少一个和天线端子Tant之间。
发送滤波器20使包括在施加到发送端子Ttx的信号中的并且位于发送频带中的信号通过作为发送信号Stx，并且衰减其它信号。接收滤波器10使包括在经由天线端子Tant接收的信号中的并且位于接收频带中的信号通过作为接收信号Srx，并且衰减其它信号。匹配电路30匹配天线端子Tant在发送频带和接收频带中的阻抗。
接着，描述在实施方式的双工器中使用的示例性滤波器。图2是梯型滤波器的电路图。参考图2，梯型滤波器32包括一个或多个串联谐振器S1-S3以及一个或多个并联谐振器P1-P2。串联谐振器S1-S3彼此串联连接在输入端子Tin和输出端子Tout之间。并联谐振器P1-P2彼此并联连接在输入端子Tin和输出端子Tout之间。梯型滤波器32可以用作双工器100的接收滤波器10和发送滤波器20中的至少一个。
图3是示例性多模滤波器的电路图。参考图3，多模滤波器34包括谐振器R1-R3。谐振器R1-R3布置在声波传播的方向上。谐振器R2的一端连接到输入端子Tin，并且另一端接地。谐振器R1和R3中的每一个的一端连接到输出端子Tout，并且另一端接地。多模滤波器34可以用作双工器100的接收滤波器10和发送滤波器20中的至少一个。
图4是将梯型滤波器和多模滤波器组合的滤波器的电路图。参考图4，梯型滤波器32和多模滤波器34连接在输入端子Tin和输出端子Tout之间。梯型滤波器32由串联谐振器S1-S2和并联谐振器P1-P2构成。多模滤波器34由谐振器R1-R3构成。在图4中示出的滤波器可以用作双工器100的接收滤波器10和发送滤波器20中的至少一个。
图5是将多模滤波器和谐振器组合的滤波器的电路图。参考图5，串联谐振器S1和多模滤波器34串联连接在输入端子Tin和输出端子Tout之间，并且并联谐振器P1并联连接。在图5中示出的滤波器可以用作双工器100的接收滤波器10和发送滤波器20中的至少一个。
下面描述在滤波器中使用的示例性谐振器。图6A是表面声波(SAW)谐振器的平面图，并且图6B是沿着图6A中的线A-A截取的横截面图。参考图6A和6B，例如由铝或铜制成的金属膜52形成在例如由钽酸锂或铌酸锂制成的压电基板50上。金属膜52形成反射器R0、叉指式换能器(IDT)IDT0、输入端子Tin和输出端子Tout。IDT0具有分别连接到输入端子Tin和输出端子Tout的两个梳状电极54。输入端子Tin和输出端子Tout例如是焊盘。反射器R0布置在IDT0的在传播方向上的两侧。梳状电极54和反射器R0具有以与声波的波长λ对应的间隔布置的指。由IDT0激发的声波被反射器R0反射。因此，SAW谐振器以与SAW的波长λ对应的频率谐振。
图7A是乐甫波谐振器的横截面图，并且图7B是边界声波谐振器的横截面图。乐甫波谐振器的平面图和边界声波谐振器的平面图与在图6A中所示的相同，并且这里省略了其详细描述。参考图7A，乐甫波谐振器被构造为将电介质膜56形成为覆盖金属膜52。电介质膜56可以例如是氧化硅膜。如在图7B中所示，边界声波谐振器被构造为将电介质膜56形成为覆盖金属膜52。此外，电介质膜58形成在电介质膜56上。电介质膜58例如是氧化铝膜。优选地，电介质膜58的音速快于电介质膜56的音速，从而将声波限制在电介质膜56内。
图8A是压电薄膜谐振器的平面图，并且图8B是沿着图8A中的线A-A截取的横截面图。参考图8A和8B，压电薄膜谐振器包括下电极42、例如由氮化铝制成的压电膜44、和上电极46，它们按照上述顺序叠置在例如由硅制成的基板40上。其中上电极46和下电极42彼此隔着压电膜44重叠的区域是谐振部分47。在谐振部分47中，垂直传播的声波谐振，由此实现谐振器。腔48形成在基板40中并且位于下电极42下面。腔48可以由反射垂直传播的声波的声学多层膜替代。
在图2到5中所示的滤波器的谐振器可以是SAW谐振器、乐甫波谐振器、边界声波谐振器和压电薄膜谐振器中的任何一种类型。
现在描述示例性多模滤波器。图9A和9B示出示例性多模滤波器。图9A是使用SAW、乐甫波和边界声波的多模滤波器的平面图。多个叉指式换能器IDT1-IDT3在声波传播方向上布置在反射器R0之间。IDT2的一对梳状电极中的一个电极连接到输入端子Tin，并且另一个梳状电极接地。IDT1和IDT3中的每一个的一对梳状电极中的一个电极连接到输出端子Tout，并且另一个梳状电极接地。在图9A中的非平衡类型的输出可以被平衡类型的输出替代。
图9B是使用体波的多模滤波器的横截面图。多个压电薄膜谐振器66a-66d叠置，压电薄膜谐振器66a-66d中的每一个由压电膜60和其间夹有该压电膜60的电极62构成。电介质膜64设置在压电薄膜谐振器66a和66b之间。另一个电介质膜64设置在压电薄膜谐振器66c和66d之间。压电薄膜谐振器66b的下电极和压电薄膜谐振器66c的上电极公共地设置。谐振器66a的上电极连接到输出端子Tout1，并且其下电极接地。谐振器66b的上电极接地，并且其下电极连接到输入端子Tin。压电薄膜谐振器66c的上电极连接到输入端子Tin，并且其下电极接地。谐振器66d的上电极连接到输出端子Tout2，并且其下电极接地。在图9B中的平衡类型的输出可以被非平衡类型的输出替代。
现在描述梯型滤波器的操作原理。图10是SAW谐振器、乐甫波谐振器和边界声波谐振器的导纳特性的曲线图。这些谐振器具有双谐振的导纳特性，上述双谐振具有谐振频率fr和反谐振频率fa。
图11A是串联谐振器S的电路图，图11B是并联谐振器P的电路图，图11C是串联谐振器和并联谐振器的通过特性。参考图11A，具有如在图10中所示的导纳特性的声波谐振器作为串联谐振器S连接在输入端子Tin和输出端子Tout之间。参考图11B，具有如在图10中所示的导纳特性的声波谐振器作为并联谐振器P并联连接在输入端子Tin和输出端子Tout之间。
在图11C中，串联谐振器S的通过特性由实线示出，并且并联谐振器P的通过特性由虚线示出。串联谐振器S用作具有在谐振频率frs和反谐振频率fas之间的过渡频率的低通滤波器。并联谐振器P用作具有在谐振频率frp和反谐振频率fap之间的过渡频率的高通滤波器。设计的是，将串联谐振器S的谐振频率frs和并联谐振器P的反谐振频率fap设置为大致彼此相等。可以通过将串联谐振器S和并联谐振器P连接以形成单级梯型滤波器来构造带通滤波器。
图12A是具有多级的梯型滤波器的电路图，并且图12B是该滤波器的频率特性。如在图12A中所示，滤波器被构造为具有多级，多级中的每一级由一个串联谐振器和一个并联谐振器构成。如此构造的滤波器用作带通滤波器，该带通滤波器具有一个通过频带和在该通过频带的两侧的抑制范围。
现在，描述双工器。图13A是示例性双工器的电路图，并且图13B是该双工器的通过特性。参考图13A，双工器具有接收滤波器10和发送滤波器20，接收滤波器10和发送滤波器20每一个都是梯型滤波器。接收滤波器10具有串联谐振器S11-S14和并联谐振器P11-P13。发送滤波器20具有串联谐振器S21-S24和并联谐振器P21-P23。匹配电路30具有连接到天线端子Tant和地的电感器L1。经由发送端子Ttx施加的发送信号Stx通过发送滤波器20并且输出到天线端子Tant。经由天线端子Tant接收的接收信号Srx通过接收滤波器10并且施加到接收端子Trx。
在图13B中，虚线表示发送滤波器20的通过特性，其中，施加到发送端子Ttx的信号通过发送滤波器20并且输出到天线端子Tant。实线表示接收滤波器10的通过特性，其中，由天线端子Tant接收的信号通过接收滤波器10并且输出到接收端子Trx。接收频带Brx和发送频带Btx被确定为符合通信系统。在FDD系统中，将接收频带Brx和发送频带Btx设置为彼此不同。在接收频带Brx和发送频带Btx之间的间隔Bg是防护频带。接收滤波器10的通过频带被设计为包括接收频带Brx，并且发送滤波器20的通过频带被设计为包括发送频带Btx。发送频带Btx被设计成是接收滤波器10的抑制范围。接收频带Brx被设计成是发送滤波器20的抑制范围。
现在描述三次差拍测试，该三次差拍测试是用于估计双工器的线性性的测试。图14A是双工器的电路图，并且图14B是经由接收端子输出的信号频谱的图。参考图14A，双工器具有与在图13A中所示的相同的构造，并且这里省略其描述。除了图14A，还参考图14B，发送信号Stx1和Stx2施加到发送端子Ttx。发送信号Stx1和Stx2的频率在发送频带Btx内，并且分别表示为ftx1和ftx2。在频率ftx1和ftx2之间的差为Δf，该Δf例如可以是1MHz。发送信号Stx1和Stx2的功率例如为+22dBm。
经由天线端子Tant输入干扰(jammer)信号Sjam。干扰信号Sjam的频率在接收频带Brx内，并且表示为fjam。频率fjam设置为通过将防护频带宽Bg和发送频带Btx(或者接收频带Brx)添加到发送信号Stx2的频率ftx2而定义的频率。干扰信号Sjam的功率例如为-27dBm。在下面的实施方式中的仿真和测量中，Δf为1MHZ，Stx1和Stx2的功率例如为+22dBm，并且干扰信号Sjam的功率为-27dBm。
在上面的条件下，通过频谱分析仪等来分析经由接收端子Trx输出的信号频谱，由此获得在图14B中所示的频谱特性。如在图14B中所示，除了发送信号Stx1和Stx2以及干扰信号Sjam之外，在干扰信号Sjam附近观察到非线性信号S01和S02。双工器的非线性性导致分别具有频率fjam-Δf和fjam+Δf的非线性信号S01和S02。
在干扰信号Sjam与非线性信号S01和S02之间的功率比(S01和S02的功率/Sjam的功率)被定义为三次差拍值TB，并且其单位为dBc。当三次差拍值TB越小时，双工器的非线性性越小并且其线性性越大。双工器的小线性性降低了使用该双工器的通信设备的接收器灵敏度。因此要求三次差拍值TB小。
通过同时地扫掠(sweeping)发送信号Stx1和Stx2以及干扰信号Sjam而执行三次差拍值的测量。扫掠的范围为接收频带Brx的范围。当发送频带Btx和接收频带Brx具有相同的带宽时，扫掠从发送信号Stx2所在的发送频带Btx的下限频率和干扰信号Sjam所在的接收频带Brx的下限频率开始。然后，扫掠在发送信号Stx2所在的发送频带Btx的上限频率和干扰信号Sjam所在的接收频带Brx的上限频率结束。
图15是三次差拍值的测量的示例性结果的图。如在图15中所示，在接收频带Brx内扫掠干扰信号Sjam，并且测量在每一个频率处的三次差拍值TB。在很多情形中，关于三次差拍值的规格Spec设置为等于或小于-79dBc到-82dBc。在图15中，关于三次差拍值的规格Spec为-79dBc。在接收频带Brx的高频侧，三次差拍值大于关于三次差拍值的规格Spec。
接下来，描述关于非线性信号S01和S02的生成的机理。图16是双工器的电路图，该双工器具有与在图13中所示的构造相同的构造，并且这里省略了其描述。参考图16，理想地，施加到发送端子Ttx的发送信号Stx1和Stx2全部经由天线端子Tant而输出，如实线的箭头所指示的。然而，实际上，泄漏信号Stx1leak和Stx2leak在接收滤波器10中流动，如虚线的箭头所指示的。理想地，经由天线端子Tant输入的干扰信号全部经由接收端子Trx输出，如实线的箭头所指示的。然而，实际上，泄漏信号Sjamleak在发送滤波器20中流动，如虚线的箭头所指示的。
因此，在三次差拍测试期间，发送信号Stx1和Stx2以及干扰信号Sjam流动通过双工器的每一个谐振器。流动通过一个谐振器的上述三个信号导致非线性信号。更具体地，在一个谐振器中激发了非线性位移，其中，该非线性位移与当发送信号Stx1和Stx2、以及干扰信号Sjam单独地在一个谐振器中流动时分别激发的声波的位移的乘积成比例。该非线性位移导致非线性信号。因此，当由发送信号Stx1和Stx2以及干扰信号Sjam激发的声波变得越大时，在一个谐振器中生成的非线性信号变得越大。
通常，使用声波滤波器的双工器具有比具有电介质滤波器的双工器低的线性性，并且在很多情形中可能不满足关于三次差拍值的规格。
下面描述非线性性方面改善的双工器的实施方式。在下面的描述中，提供了遵循北美PCS(个人通信服务(Personal Communications Services))的示例性双工器，其中，发送频带Btx为1850MHz-1910MHz，接收频带Brx为1930MHz-1990MHz。下面描述的实施方式不限于PCS而是可应用到其它通信系统。
为了在下面的实施方式中执行仿真，发明人研发了一种仿真器，该仿真器仿真使用表面声波滤波器的双工器的三次差拍值。研发的仿真器是基于模式耦合理论的。在该仿真器中，测量分别由在每一个谐振器中流动的信号激发的表面声波的位移，并且计算由这些位移激发的非线性位移，并且计算生成的非线性信号。
第一实施方式
第一实施方式是其中对在接收滤波器10中的与天线端子Tant最靠近的串联谐振器的谐振频率进行了调整的示例性双工器。根据通过使用仿真器分析双工器的非线性现象的结果，发明人发现，在大多数情形中，在接收滤波器10中的与天线端子Tant最靠近的谐振器中生成的非线性信号是最大的。
通过将谐振器分割为串联的多个部分而增强谐振器的线性性。要求的是，在谐振器被分割之前和之后，谐振器的阻抗(主要是静电电容)几乎没有改变。
图17是根据第一实施方式的双工器的电路图。参考图17，该双工器具有接收滤波器10、发送滤波器20和匹配电路30。接收滤波器10具有两级。前一级或者第一级具有梯型滤波器，并且下一级或者第二级是多模滤波器。梯型滤波器由串联谐振器S11和S12以及并联谐振器P11和P12构成。串联谐振器S12被分割为彼此串联的两个，并且并联谐振器P11被分割为彼此串联的三个。第二级的多模滤波器F01和F02彼此并联连接。在多模滤波器F01和F02之后分别接着谐振器R01和R02。平衡输出信号经由接收端子Trx1和Trx2而输出。
发送滤波器20是梯型滤波器，并且由串联谐振器S21-S24和并联谐振器P21-P23构成。串联谐振器S21-S23中的每一个被分割为串联的两个，并且串联谐振器S24被分割为串联的三个。除了串联谐振器S11以外的串联谐振器被分割为多个部分的原因在于，旨在减小在除了串联谐振器S11以外的串联谐振器中生成的非线性信号并且相对地突出在串联谐振器S11中生成的非线性信号。
如在图11C中所示，一般地，串联谐振器的谐振频率设置为接近通过频带的中心。因此，串联谐振器S11的谐振频率设置为1964MHz，接近接收频带Brx的中心。
图18是与串联谐振器S11的分割部分的数量相关联的三次差拍值的图。串联谐振器被分割为串联的多个部分，使得在分割之后的组合的静电电容等于在分割之前的静电电容。例如，在谐振器分割为n个的情形中，调整谐振器的开口长度和其电极指的对数，使得在分割之后一个谐振器的静电电容为在分割之前的静电电容的n倍。在分割之后谐振器的谐振频率设置为等于1964MHz，这与在分割之前的相同。在图18中示出的三次差拍值是通过在接收频带中扫掠干扰信号而获得的最差的值。
如在图18中所示，串联谐振器S11的分割改善了三次差拍值。在三次差拍值的改善方面，串联谐振器S11的分割是非常有效的。然而，即使当串联谐振器S11分割为5个时，三次差拍值也大致为-77dBc。分割部分的数量的进一步的增加倾向于使三次差拍值饱和。此外，分割部分的数量的增加增大了每一个分割的谐振器的静电电容，并且增大了占据的面积。例如，当谐振器被分割为n个时，谐振器的大小为原来的n2倍，这需要更大的滤波器面积。此外，谐振器的分割增大了电极的电阻，并且增大了滤波器的损失。
除了串联谐振器的分割之外，发明人还研究了用于改善三次差拍值的方法。然后，发明人发现，除了串联谐振器S11的分割之外，三次差拍值还根据串联谐振器S11的谐振频率而显著地改变。
图19是在仿真中使用的双工器的通过特性和谐振器S11单体的通过特性的图。参考图19，示出了当串联谐振器S11的谐振频率为1944MHz、2008MHz和2270MHz时分别观察到的谐振特性。实线指示当串联谐振器S11的谐振频率为2008MHz时接收滤波器10的通过特性，并且虚线指示发送滤波器20的通过特性。
图20是串联谐振器S11单独的与其谐振频率相关联的平均三次差拍值的图。在分别分割为一到五个部分的多个串联谐振器S11中的每一个中，谐振频率从1944MHz改变到2270MHz，如在图19中所示。图20的纵轴表示串联谐振器S11单独的平均三次差拍值，其中，除了谐振器S11之外的其它谐振器的非线性信号被设置为等于0，并且在接收频带Brx上测量谐振器S11单独的三次差拍值。在串联谐振器S11被分割为两个或更多个的情形中，与天线端子Tant最靠近的谐振器单独的平均三次差拍值被示出。
从图20中看到，通过增大串联谐振器S11的谐振频率，能够减小在串联谐振器S11中生成的非线性信号。这可以按照如下考虑。当串联谐振器S11的谐振频率变得越高时，发送信号Stx1和Stx2以及干扰信号Sjam的频率变得相对更加远离串联谐振器S11的谐振频率。因此，在串联谐振器S11中激发的表面声波的幅度变小。因此，激发的非线性位移变小。即使当谐振器S11分割为增加数量的谐振器时，通过增大串联谐振器S11的谐振频率而改善三次差拍值。从上述考虑看到的是，通过增大串联谐振器S11的谐振频率，而没有将串联谐振器S11分割为多个串联谐振器，可以改善三次差拍值。此外，通过将串联谐振器S11分割为实际数量的多个谐振器，诸如2个或3个谐振器，可以满足关于三次差拍值的规格。
图21是与串联谐振器S11的谐振频率相关联的总三次差拍值的最大值的图。纵轴指示通过相加在图17中所示的双工器的所有谐振器中生成的非线性信号而计算出的三次差拍值的在整个接收频带Brx中的最差值。如在图21中所示，通过将串联谐振器S11的谐振频率设置为高于特定频率(例如，2050MHz)，没有改善三次差拍值。这是因为，当串联谐振器S11的谐振频率等于或高于上述特定频率时，串联谐振器S11的非线性信号小于在除了串联谐振器S11以外的其它串联谐振器中生成的非线性信号。因此，即使进一步地减小在串联谐振器S11中生成的非线性信号，也没有改善总三次差拍值。
当关于三次差拍值的规格设置为等于或小于-79dBc时，在串联谐振器S11没有被分割的情形中，通过将串联谐振器S11的谐振频率设置为等于或高于2030MHz，满足关于三次差拍值的规格。在串联谐振器S11被分割为彼此串联的两个谐振器的情形中，通过将串联谐振器的谐振频率设置为等于或高于2010MHz，满足关于三次差拍值的规格。在串联谐振器S11被分割为彼此串联的三个谐振器的情形中，通过将串联谐振器S11的谐振频率设置为等于或高于1980MHz，满足关于三次差拍值的规格。在各种通信系统中，关于三次差拍值的规格一般等于或低于-79dBc到-82dBc。图21采用了在一般使用的关于三次差拍值的规格当中的宽松的规格。
在上述仿真中，虽然串联谐振器S11的分割的多个谐振器的多个谐振频率彼此相等，但是所述多个谐振频率可以彼此不同。明显的是，在串联谐振器S11的分割的多个谐振器的多个谐振频率被设计为彼此不同的情形中，通常通过该分割的多个谐振器的平均谐振频率来确定三次差拍值。尽管在图17中的接收滤波器10是梯型滤波器和多模滤波器的组合，但是即使当接收滤波器10仅由梯型滤波器形成，也能获得相似的结果。
根据第一实施方式，接收滤波器10包括一个或多个是声波谐振器的串联谐振器。在接收滤波器10的一个或多个串联谐振器中的与天线端子Tant最靠近的串联谐振器S11的谐振频率高于接收频带Brx的上限频率。通过该设置，可以改善三次差拍值，如在图20和21中所示。为了使接收滤波器10用作带通滤波器，优选的是，至少一个其它串联谐振器的谐振频率位于接收频带Brx中。更优选地，所有其它的串联谐振器的谐振频率位于接收频带Brx中。
在串联谐振器S11没有被分割的情形中，优选的是，串联谐振器S11的谐振频率等于或高于2030MHz(即，不低于接收频带Brx的上限频率1990MHz的102％)，如从图21中所看到的。因此可该改善三次差拍值。
在串联谐振器S11被分割为串联的两个或更多个谐振器的情形中，优选的是，串联谐振器S11的分割的多个谐振器的平均谐振频率高于接收频带Brx的上限频率(1990MHz)，如从图21中所看到的。因此可该改善三次差拍值。
此外，在串联谐振器S11被分割为串联的两个或更多个谐振器的情形中，优选的是，串联谐振器S11的分割的多个串联谐振器的平均谐振频率等于或高于2010MHz(即，不低于接收频带Brx的上限频率1990MHz的100.9％)。因此可该改善三次差拍值。
优选的是，接收滤波器10的串联谐振器S11和S12中的与天线端子Tant最靠近的串联谐振器S11的谐振频率在接收滤波器10的串联谐振器当中是最高的。与天线端子Tant最靠近的串联谐振器S11最影响非线性性。因此，串联谐振器S11的谐振频率离发送信号Stx1和Stx2以及干扰信号Sjam最远。
优选的是，接收滤波器10的串联谐振器S11和S12中的与接收端子Trx最靠近的串联谐振器S12的谐振频率在接收滤波器10的串联谐振器S11和S12当中是最低的。这是因为与接收端子Trx最靠近的串联谐振器S12对非线性性的影响最小。
在串联谐振器S11被分割为彼此串联的三个谐振器的情形中，分割的三个串联谐振器的平均谐振频率优选地位于接收频带Brx中。在串联谐振器S11被分割为三个或更多个谐振器的情形中，如在图21中所示，即使当串联谐振器S11的谐振频率在接收频带Brx中，也满足关于三次差拍值的规格。
第二实施方式
第二实施方式是其中对在发送滤波器20中的与天线端子Tant最靠近的串联谐振器的谐振频率进行了调整的示例性双工器。当发送信号Btx1和Btx2以及干扰信号Sjam这三个信号同时在谐振器中流动时，生成了三次差拍的非线性信号。因此，发送滤波器20中的与天线端子Tant最靠近的串联谐振器S24能够相当大地抑制在发送滤波器20中流动的干扰信号的泄漏信号Sjamleak。在该情形中，减小了从串联谐振器S24的在发送端子Ttx中流动的泄漏信号Sjamleak，并且因此减小了在发送滤波器20中生成的非线性信号。
图22A是在第二实施方式的仿真中使用的双工器的电路图。图22B是其中串联谐振器S24没有被分割的双工器的电路图。参考图22A，接收滤波器10的串联谐振器S11被分割为三个部分。串联谐振器S11的三个分割的串联谐振器的平均谐振频率设置为等于1960MHz。接收滤波器10的并联谐振器P11被分割为串联的两个部分。发送滤波器20的串联谐振器S24被分割为四个部分。其它结构与在图17中所示的那些相同。
图23是在仿真中使用的发送滤波器的通过特性和串联谐振器S24单体的通过特性的图。在图23中添加到曲线的数字是谐振器S24的反谐振频率。参考图23，假定串联谐振器S24的分割的多个谐振器的多个反谐振频率彼此相等。分割为四个部分的串联谐振器S24的反谐振频率从1940MHz(在第一实施方式中使用的)到1930MHz每2MHz地改变，其中1930MHz是接收频带Brx的下限频率。发送滤波器20的通过特性在发送频带Btx中几乎不改变，而在接收频带Brx中其通过特性轻微地改变。
图24是在接收频带Brx中的三次差拍值的图。三次差拍值是在考虑双工器的所有谐振器的非线性信号的情况下的值。添加到曲线的数字是串联谐振器S24的反谐振频率。即使通过改变谐振器S24的反谐振频率，三次差拍值在等于或高于1945MHz的频率处几乎不改变。这是因为，串联谐振器S11的非线性信号在等于或高于1945MHz的频率处是最主要的。相反，在低于1945MHz的频率处观察到三次差拍值的改变。这是因为，在低于1945MHz的频率处，在发送滤波器20中生成的非线性信号大于在串联谐振器S11中生成的非线性信号。具体地，通过在等于或低于1935MHz的频率处降低串联谐振器S24的反谐振频率，改善了三次差拍值。
这是因为，当串联谐振器S24的反谐振频率降低到接收频带Brx的下限频率的附近时，由于在图23中所示的串联谐振器S24的通过特性，在接收频带Brx的低频侧的通过量降低。因此，可抑制干扰信号Sjam泄漏到发送滤波器20以及抑制在发送滤波器20中的非线性信号的生成。
当串联谐振器S24的反谐振频率太接近接收频带Brx的下限频率1930MHz时，在1935MHz到1945MHz的范围中的三次差拍值劣化。这是因为，当串联谐振器S24的反谐振频率降低到接收频带Brx的下限频率的附近时，由于在图23中所示的串联谐振器S24的通过特性，在1935MHz到1945MHz的范围中，串联谐振器S24单体的通过量增加。根据上述，串联谐振器S24的反谐振频率优选地在1932MHz到1938MHz的范围中。
第二实施方式的仿真处理的是其中串联谐振器S24分割为串联的四个部分的情形。在如在图22B中所示的其中串联谐振器S24没有分割的情形中，获得了相似的结果。这是因为，为了限制干扰信号的泄漏信号Sjamleak在发送端子Ttx中流动的目的，利用串联谐振器S24的通过特性来设置反谐振频率。在串联谐振器S24分割为除了四个以外的其它数量的多个部分的情形中，获得了相似的结果。在串联谐振器S24的分割的多个部分当中的至少一个部分具有如在图23所示的通过特性的情形中，获得了相似的结果。在该情形中，能够限制在发送滤波器20中流动的干扰信号的泄漏信号Sjamleak。优选地，串联谐振器S24的分割的多个部分全部具有如在图23所示的通过特性。
根据第二实施方式，发送滤波器20包括一个或更多个串联谐振器。在串联谐振器S24没有分割的情形中，串联谐振器S24的反谐振频率优选地等于或高于1932MHz(即，不低于接收频带Brx的下限频率1930MHz的100.1％)并且等于或低于1938MHz(不高于接收频带Brx的下限频率1930MHz的100.4％)。因此可抑制在接收频带Brx中的三次差拍值，如在图24中所示。优选的是，串联谐振器S24的反谐振频率等于或高于1934MHz(即，不低于接收频带Brx的下限频率1930MHz的100.2％)并且等于或低于1936MHz(即，不高于接收频带Brx的下限频率1930MHz的100.3％)。
在串联谐振器S24分割为两个或更多个部分的情形中，分割的多个串联谐振器中的至少一个优选地不低于接收频带的下限频率的100.1％并且不高于其100.4％。更优选地，为了抑制干扰信号Sjam泄漏到发送滤波器20的目的，分割的多个谐振器的全部的反谐振频率不低于接收频带的下限频率的100.1％并且不高于其100.4％。
在串联谐振器S24没有分割的情形中，优选的是，在发送滤波器20的串联谐振器S21到S24当中，串联谐振器S24的反谐振频率不是最高的。例如，优选的是，串联谐振器S22到S23中的任何一个的反谐振频率高于串联谐振器S24的反谐振频率。在串联谐振器S24分割为两个或更多个串联谐振器的情形中，在接收滤波器10的串联谐振器S21到S24当中，串联谐振器S24的分割的多个串联谐振器当中的至少一个串联谐振器的反谐振频率不是最高的。上述布置形成了梯型滤波器的通过频带。
在串联谐振器S24没有分割的情形中，优选的是，在发送滤波器20的串联谐振器S21到S24当中，串联谐振器S24的反谐振频率不是最低的。例如，串联谐振器S22到S23中的任何一个的反谐振频率低于串联谐振器S24的反谐振频率。在串联谐振器S24分割为两个串联谐振器的情形中，优选的是，在接收滤波器10的串联谐振器S21到S24当中，串联谐振器S24的分割的多个串联谐振器当中的至少一个串联谐振器的反谐振频率不是最低的。上述布置限定了梯型滤波器的通过频带。
在串联谐振器S24没有分割的情形中，在发送滤波器20的串联谐振器S21到S24当中，串联谐振器S24的反谐振频率可以设置为最低的。在串联谐振器S24分割为两个或更多个串联谐振器的情形中，在发送滤波器20的串联谐振器S21到S24当中，串联谐振器S24的分割的多个串联谐振器当中的至少一个串联谐振器的反谐振频率可以设置为最低的。上述布置限定了梯型滤波器的通过频带。
在串联谐振器S24没有分割的情形中，如在图22B中所示，串联谐振器S24的反谐振频率可以在接收频带Brx内。因此，可以抑制三次差拍值。在图22A中，在串联谐振器S24分割为两个或更多个串联谐振器的情形中，分割的多个串联谐振器当中的至少一个串联谐振器的反谐振频率可以在接收频带Brx内。
第三实施方式
第三实施方式是其中对在接收滤波器10中的与天线端子Tant最靠近的并联谐振器的谐振频率进行了调整的示例性双工器。当发送信号Btx1和Btx2以及干扰信号Sjam这三个信号同时在谐振器中流动时，生成了三次差拍的非线性信号。因此，在接收滤波器10中的与天线端子Tant最靠近的并联谐振器P11能够相当大地抑制在接收滤波器10中流动的泄漏信号Stx1leak和Stx2leak。在该情形中，由于并联谐振器P11，减小了在接收端子Ttx1和Ttx2中流动的泄漏信号Stx1leak和Stx2leak，并且能够抑制在接收滤波器10中生成的非线性信号。
图25A是在第三实施方式的仿真中使用的双工器的电路图。图25B是其中并联谐振器P11没有被分割的双工器的电路图。参考图25A，接收滤波器10的串联谐振器S11分割为两个串联谐振器。由分割的多个串联谐振器构成的串联谐振器S11的谐振频率为2100MHz。接收滤波器10的并联谐振器P11分割为四个谐振器。发送滤波器20的串联谐振器S24分割为四个谐振器。由分割的多个串联谐振器构成的串联谐振器S24的反谐振频率为1936MHz。其它结构与在图22A中所示的相同，并且这里省略了其描述。
图26是在仿真中使用的接收滤波器的通过特性和并联谐振器P11单体的通过特性的图。在图26中添加到曲线的数字是并联谐振器P11的谐振频率。参考图26，并联谐振器P11的分割的多个串联谐振器具有相等的谐振频率。由分割的多个串联谐振器构成的并联谐振器P11的谐振频率从1909MHz(在第一和第二实施方式中使用的)到1917MHz每2MHz地改变。并联谐振器P11的谐振频率不包含寄生接地电感(parasitic ground inductance)。与并联谐振器P11的谐振频率无关地，接收滤波器10的通过特性几乎不改变。
图27是在接收频带Brx中的三次差拍值的图。三次差拍值是在考虑双工器的所有谐振器的非线性信号的情况下的值。添加到曲线的数字是并联谐振器P11的谐振频率。从图27看到，即使通过改变并联谐振器P11的谐振频率，三次差拍值在等于或低于1975MHz的频率处也几乎不改变。相反，在高于1975MHz的频率处观察到三次差拍值的改变。这是因为，由于并联谐振器P11，在等于或低于1975MHz的频率处，在接收端子Trx一侧的接收滤波器的非线性信号是主要的。
具体地，在等于或高于1985MHz的频率处，通过增大并联谐振器P11的谐振频率，改善了三次差拍值。这可以从在图26中的并联谐振器P11的通过特性来解释。滤波器芯片的互连线、凸块(bump)、封装布线等连接到并联谐振器P11的在接地一侧的端子。这些电感增加到并联谐振器P11的接地端子。增加到并联谐振器P11的接地端子的上述电感将使其谐振频率向低侧偏移。当考虑增加到并联谐振器P11的接地端子的寄生电感时，并联谐振器P11的谐振频率大约比在图26中的低5MHz。例如，在1.9GHz频带中，增加到并联谐振器的通常为0.1nH的接地阻抗降低了并联谐振器的谐振频率大约5MHz。
当在图26中所示的并联谐振器P11的通过特性向低侧偏移大约5MHz时，因为在发送频带Btx的上限附近并联谐振器P11的谐振频率变高，所以并联谐振器P11的通过量变小。因此，当干扰信号Sjam接近接收频带Brx的上限(例如等于或高于1985MHz)时，并联谐振器P11抑制相应的发送信号的泄漏信号Stx1leak和Stx2leak。因此，能够抑制发送信号Stx1和Stx2泄漏到接收滤波器10。因此可抑制在接收滤波器10中的非线性信号的生成。
在图27中，当并联谐振器P11的谐振频率设置为1917MHz时，在1975MHz到1985MHz的频率处，三次差拍值劣化。这是因为，考虑到在图26中所示的寄生接地电感，由于并联谐振器P11的通过特性，当将并联谐振器P11的谐振频率设置为1917MHz时，具有比发送频带Btx的上限频率低5MHz到15MHz的频率的谐振器P11单体的通过量增加。作为上述考虑的结果，当没有包含寄生接地电感时，并联谐振器P11的谐振频率优选地为1911MHz到1917MHz，并且当包含寄生接地电感时，并联谐振器P11的谐振频率优选地为1906MHz到1912MHz。在1975MHz到1985MHz的频率处的三次差拍值的劣化没有图24中所示的第二是实施方式的在1935MHz到1945MHz的频率处那么大。因此，优选的是，不管是否包含寄生接地电感，并联谐振器P11的谐振频率等于或高于发送频带Btx的上限频率。
第三实施方式的仿真处理其中并联谐振器P11分割为四个部分的示例性情形。然而，和第二实施方式的考虑一样，当如在图25B中所示，并联谐振器P11没有分割时，获得相似的结果。此外，当并联谐振器P11分割为除了四个以外的其它数量的多个部分时，获得了与第三实施方式相似的结果。在并联谐振器P11分割为多个部分的情形中，为了抑制发送信号泄漏到接收端子Trx，并联谐振器P11的分割的多个谐振器当中的至少一个谐振器的谐振频率具有图26的通过特性。优选地，并联谐振器P11的分割的多个谐振器全部具有图26的通过特性。
根据第三实施方式，接收滤波器10包括一个或多个并联谐振器。在并联谐振器P11没有分割的情形中，优选的是，并联谐振器P11的包含寄生接地电感的谐振频率是1906MHz(即，发送频带Btx的上限频率1910MHz的99.8％)。因此，如在图27中所示，能够抑制三次差拍值。在并联谐振器P11分割为两个或更多个串联谐振器的情形中，并联谐振器P11的每一个分割的谐振器的包含寄生接地电感的平均谐振频率优选地等于或高于1906MHz(即，发送频带Btx的上限频率1910MHz的99.8％或者更高)。此外，并联谐振器P11的包含寄生接地电感的谐振频率等于或低于1912MHz(即，发送频带Btx的上限频率的100.1％或者更低)。
在并联谐振器P11没有分割的情形中，如图25B中所示，优选的是，并联谐振器P11的包含寄生接地电感的谐振频率等于或高于发送频带Btx的上限频率1910MHz。因此，如在图27中所示，能够抑制三次差拍值。在图25A中，在并联谐振器P11分割为两个或更多个串联谐振器的情形中，优选的是，并联谐振器P11的每一个分割的串联谐振器的包含寄生接地电感的平均谐振频率优选地等于或高于发送频带Btx的上限频率1910MHz。此外，在并联谐振器P11分割为两个或更多个串联谐振器的情形中，并联谐振器P11的多个分割的串联谐振器中的至少一个串联谐振器的不包含寄生接地电感的谐振频率等于或高于发送频带Btx的上限频率1910MHz。注意的是，并联谐振器P11的多个分割的串联谐振器中的至少一个串联谐振器的不包含寄生接地电感的谐振频率的讨论是基于如下的事实：并联谐振器P11的每一个分割的串联谐振器的包含寄生接地电感的谐振频率的讨论是没有意义的。
在并联谐振器P11没有分割的情形中，在接收滤波器10的多个并联谐振器当中，并联谐振器P11的包含寄生接地电感的谐振频率能够设置为是最高的。在并联谐振器P11分割为两个或更多个串联谐振器的情形中，在接收滤波器10的全部并联谐振器P11到P12当中，并联谐振器P11的多个分割的串联谐振器中的至少一个串联谐振器的不包含寄生接地电感的谐振频率能够设置为是最高的。这是因为，与天线端子Tant最靠近的并联谐振器P11最影响非线性性。
在接收滤波器10中与接收端子Trx最靠近的并联谐振器P12没有分割的情形中，在接收滤波器10的全部并联谐振器P11到P12当中，并联谐振器P12的包含寄生接地电感的谐振频率能够设置为是最低的。在并联谐振器P12分割为两个或更多个串联谐振器的情形中，在接收滤波器10的全部并联谐振器P11到P12当中，并联谐振器P12的多个分割的串联谐振器中的至少一个串联谐振器的不包含寄生接地电感的谐振频率能够设置为是最低的。这是因为，与接收端子Trx最靠近的并联谐振器P12对非线性性影响最小。
第四实施方式
第四实施方式是其中对串联谐振器S23的反谐振频率进行了调整的示例性双工器。图28A是第四实施方式的双工器的电路图，并且图28B是其中串联谐振器S23没有被分割的双工器的电路图。如在图28A中所示，接收滤波器的串联谐振器S11分割为两个部分。寄生接地电感L21公共地设置到发送滤波器20的并联谐振器P21和P22，并且寄生接地电感L22设置到并联谐振器P23。串联谐振器S21、S22和S23每一个都被分割为两个部分。在串联谐振器S21、S22和S23中的每一个串联谐振器中的两个分割的串联谐振器中的与发送端子Ttx更靠近的一个串联谐振器分别赋予附图标记S21a、S22a和S23a。在串联谐振器S21、S22和S23中的每一个串联谐振器中的另一个分割的串联谐振器分别赋予附图标记S21b、S22b和S23b。其它结构与在图17中所示的第一实施方式的结构相同，并且这里省略了其描述。
图29A是发送滤波器的通过特性和每一个串联谐振器的通过特性的图。在图29A中，串联谐振器S23a的反谐振频率为1978MHz。图29B是在接收频带中的三次差拍值的图。如在图29B中所示，三次差拍值在接收频带Brx的中心附近劣化。
图30是发送滤波器的通过特性和串联谐振器S23a单体的通过特性的图。在图30中添加到曲线的数字是串联谐振器S23a的反谐振频率。如在图30中所示，串联谐振器S23a的反谐振频率从1980MHz到1930MHz每5MHz地改变。发送滤波器20在接收频带Brx中的衰减量的规格为-43dB。所有发送滤波器20满足该规格。
图31是在第四实施方式中的三次差拍值的图，并且示出了考虑所有谐振器的非线性信号的总三次差拍值和串联谐振器S23a单体的三次差拍值。在图31中添加到曲线的数字是串联谐振器S23a的反谐振频率。如在图31中所示的，当串联谐振器S23a的反谐振频率更低时，三次差拍值更好。当串联谐振器S23a的反谐振频率等于或低于1970MHz时，减小了三次差拍值。在等于或低于1960MHz的频率处，总三次差拍值不受影响。即，串联谐振器S23a的非线性信号几乎不影响所有其它的谐振器的非线性性。
根据第四实施方式，发送滤波器20包括多个串联谐振器。在发送滤波器20的所有串联谐振器当中，和与天线端子Tant最靠近的串联谐振器S24相邻的串联谐振器S23a和S23b的反谐振频率优选地等于或低于1970MHz(即，接收频带Brx的下限频率的102.1％或者更低)。更优选地，串联谐振器S23a的反谐振频率等于或低于1960MHz(即，接收频带Brx的下限频率的101.6％或者更低)。
第四实施方式的仿真处理其中串联谐振器S23分割为两个部分的情形。然而，和第二实施方式的考虑一样，当如在图28B中所示，串联谐振器S23没有分割时，获得相似的结果。此外，当串联谐振器S23分割为除了两个以外的其它数量的多个部分时，获得了与第四实施方式相似的结果。在串联谐振器S23分割为多个部分的情形中，串联谐振器S23的分割的多个谐振器当中的至少一个谐振器的反谐振频率具有图29A的通过特性。优选地，串联谐振器S23的分割的多个谐振器全部具有图29A的通过特性。
如上所述，在和与天线端子Tant最靠近的串联谐振器相邻的串联谐振器分割为两个部分或更多个部分的情形中，分割的串联谐振器S23a和S23b中的至少一个的反谐振频率等于或低于接收频带Brx的下限频率的102.1％。更优选地，所有分割的串联谐振器的反谐振频率等于或低于接收频带Brx的下限频率的101.6％。
如在图28B中所示，在和与天线端子Tant最靠近的串联谐振器相邻的串联谐振器没有分割的情形中，优选的是，没有分割的串联谐振器S23的反谐振频率等于或低于接收频带Brx的下限频率的102.1％。
第五实施方式
第五实施方式是实际制造的示例性双工器并且对其三次差拍值进行了测量。图32A是根据比较示例的双工器的电路图，并且图32B是根据第五实施方式的双工器的电路图。在图32A和图32B的每一个图中，接收滤波器10和发送滤波器20是使用表面声波谐振器的滤波器。如在图32B中所示，第五实施方式的双工器的构造与在图25A中所示的第三实施方式的构造相同，并且这里省略其描述。串联谐振器S22由更靠近发送端子Ttx的串联谐振器S22a和更靠近天线端子Tant的串联谐振器S22b构成。串联谐振器S12由更靠近接收端子Trx的谐振器S12b和更靠近天线端子Tant的谐振器S12a构成。如在图32A中所示，比较示例的双工器被构造为使得串联谐振器S11分割为三个部分，串联谐振器S24分割为两个部分，并且并联谐振器P11分割为两个部分。并联谐振器P12没有分割。比较示例的其它结构与在图32B中所示的第五实施方式的结构相同，并且这里省略其描述。
图33是比较示例的双工器的发送滤波器的通过特性和每一个串联谐振器的通过特性的图。图34是第五实施方式的发送滤波器的通过特性和每一个串联谐振器的通过特性的图。参考图33和34，比较示例的串联谐振器S24的反谐振频率为1940MHz，并且第五实施方式的串联谐振器S24的反谐振频率为1936MHz。通过改变串联谐振器S24的反谐振频率，在接收频带中的发送滤波器20的抑制度劣化。为了对此进行校正，根据第五实施方式，串联谐振器S22a的反谐振频率设置为比比较示例的反谐振频率低4MHz。
图35是比较示例的双工器的接收滤波器的通过特性和每一个串联谐振器的通过特性的图。图36是第五实施方式的接收滤波器的通过特性和每一个串联谐振器的通过特性的图。参考图35和36，比较示例的串联谐振器S11的谐振频率为1952MHz，并且第五实施方式的串联谐振器S11的谐振频率为2070MHz。串联谐振器S11的谐振频率的该改变劣化在接收滤波器10的通过频带的高频侧的抑制度。为了对此进行校正，根据第五实施方式，串联谐振器S12b的谐振频率设置为比较示例的串联谐振器S11所设置的1952MHz。串联谐振器S12a的谐振频率没有改变但是串联谐振器S12b的谐振频率改变的原因在于，使得远离天线端子Tant并且不受非线性影响的谐振器的谐振频率接近通过频带。
图37是根据比较示例的双工器的接收滤波器的通过特性和每一个并联谐振器的通过特性的图。图38是第五实施方式的双工器的接收滤波器的通过特性和每一个并联谐振器的通过特性的图。参考图37和38，比较示例的并联谐振器P11的谐振频率为1909MHz(当包含寄生接地电感是为1904MHz)，并且第五实施方式的谐振频率为1913MHz(当包含寄生接地电感是为1908MHz)。并联谐振器P11的谐振频率的该改变劣化在发送频带Btx中的接收滤波器10的抑制度。为了对此进行校正，第五实施方式的并联谐振器P12的谐振频率为1909MHz，等于比较示例的并联谐振器P11的谐振频率。
图39A和39B分别是比较示例和第五实施方式的发送滤波器芯片78的平面图。参考图39A和39B，包括铝作为主要成分的金属膜形成在压电基板70上，该压电基板70可以例如是钽酸锂。该金属膜形成谐振器、焊盘72和互连。凸块74形成在焊盘72上。焊盘72包括连接到天线端子的焊盘Ant、连接到发送端子的焊盘Tx和连接到地的焊盘Gnd。谐振器对应于在图32A和32B的电路中的那些谐振器。图33到39B示出了用于设计谐振器的仿真的结果。
图40A和40B分别是比较示例和第五实施方式的接收滤波器芯片76的平面图。参考图40A和40B，包括铝作为主要成分的金属膜形成在压电基板70上，该压电基板70可以例如是钽酸锂。该金属膜形成谐振器、焊盘72和互连。凸块74形成在焊盘72上。焊盘72包括连接到天线端子的焊盘Ant、连接到接收端子的焊盘Rx和连接到地的焊盘Gnd。谐振器对应于在图32A和32B的电路中的那些谐振器。
图41A到41C是叠置以形成其上安装有芯片的多层基板的多个层的平面图。图41A是芯片粘贴(die attach)层81的平面图，其中，发送滤波器芯片78和接收滤波器芯片76以倒装芯片的方式安装在芯片粘贴层81上，其中平面图立体芯片76和78。芯片76和78的焊盘72被示出。图41B是脚焊盘(foot pad)层82的平面图，该脚焊盘层82具有其上形成有脚焊盘83的下表面。脚焊盘83由虚线描述。图41C是透过脚焊盘层82看到的下表面的图。
如在图41A中所示，由诸如铜这样的金属制成的互连84形成在由诸如陶瓷这样的绝缘体制成的芯片粘贴层81的上表面。芯片76和78的焊盘72经由凸块连接到互连84。孔86具有穿过芯片粘贴层81并且充满金属的洞。
如在图41B中所示，由诸如铜这样的金属制成的互连84形成在由诸如陶瓷这样的绝缘体制成的脚焊盘层82的上表面。穿过芯片粘贴层81的孔86电连接到互连84。孔88具有穿过脚焊盘层82并且充满金属的洞。
如在图41C中所示，穿过脚焊盘层82的孔88电连接到由金属制成的脚焊盘83。脚焊盘83包括连接到天线端子的脚焊盘Ant、连接到发送端子的脚焊盘Tx、连接到接收端子的脚焊盘Rx1和Rx2、以及连接到地的脚焊盘Gnd。
图42是组件的分解立体图。参考图42，组件90包括：多层基板80，该多层基板80包括芯片粘贴层和脚焊盘层；和腔层92，该腔层92形成在多层基板80上并且由诸如陶瓷这样的绝缘体制成。腔层92具有位于腔层92的中央的腔。芯片76和78以倒焊芯片的方式安装在多层基板80上。由金属制成的盖子94被固定地附于腔层92的顶部。因此，芯片76和78密封地封装在组件90的腔层92中。
图43是印刷电路板的平面图。印刷电路板98具有在其表面上形成的由金属制成的互连95。组件90表面安装在印刷电路板98上。组件90的脚焊盘Ant连接到互连95，该互连95连接到天线端子Tant。片式电感器99表面安装在印刷电路板98上，从而连接在互连95和接地端子Tgnd之间，该互连95连接到天线端子Tant。组件90的脚焊盘Tx连接到互连95，该互连95连接到发送端子Ttx。组件90的脚焊盘Rx1和Rx2连接到互连95，该互连95分别连接到接收端子Trx1和Trx2。
图44是比较示例和第五实施方式的三次差拍值的测量结果的图。在图44中，实线表示第五实施方式，虚线表示比较示例。在比较示例的双工器中，接收频带Brx的一部分不满足不大于-79dBc的条件，-79dBc是三次差拍值的规格。相反，在第五实施方式的双工器中，在整个接收频带Brx中，三次差拍值不大于-79dBc。与比较示例相比，第五实施方式改善了非线性性。
第六实施方式
第六实施方式是其中接收滤波器10的串联谐振器S11由电容器替代的双工器。根据前述的第一实施方式，在接收滤波器10中的与天线端子Tant最靠近的串联谐振器S11的增加的谐振频率提高了线性性。这意味着，在发送频带Btx和接收频带Brx中，串联谐振器S11几乎不激发声波。因此，利用电容器替代串联谐振器S11改善了第一实施方式或更多实施方式的三次差拍值。
图45是根据第六实施方式的双工器的电路图。在图32B中所示的第五实施方式的串联谐振器S11由电容器C替代。第六实施方式的其它结构与在图32B中所示的结构相同。
图46是在第六实施方式中使用的接收滤波器芯片的平面图。与第五实施方式的图40B相比，该接收滤波器芯片不具有串联谐振器S11。在图46中的其它结构与在图40B中所示的结构相同。
图47A到47C是其上安装有芯片的多层基板的平面图。参考图47A和47B，与发送滤波器芯片76的焊盘Ant电连接的电极85a形成在芯片粘贴层81的上表面。与在天线侧的脚焊盘Ant电连接的电极85b形成在脚焊盘层82的上表面。在电极85a和85b之间形成到芯片粘贴层81中的电介质用作电容器。电容器C形成在多层基板80内。电容器C可以是片式电容器。根据第六实施方式，可以改善三次差拍值。
在第六和第七实施方式中，发送滤波器芯片76和接收滤波器芯片78安装在陶瓷多层基板上。芯片76和78可以安装在陶瓷组件或印刷电路板上。芯片76和78不限于倒装芯片安装而是可以为面向上安装(face-up mounted)。发送滤波器20和接收滤波器10可以形成在共同的芯片上而不是分离的芯片上。
匹配电路30不限于使用电感器L1的电路而可以是不同地构造的。例如，电容器可以连接在天线端子和接收滤波器之间。电感器L1不限于片式电感器而是形成在诸如多层陶瓷组件这样的组件内的电感器。
第七实施方式
第七实施方式是其中接收滤波器10的多模滤波器分割为多个部分的示例性双工器。图48是根据第七实施方式的双工器的电路图。参考图48，在接收滤波器10中，串联谐振器S11a1和S11b1以及多模滤波器F01a和F01b彼此串联地连接在天线端子Tant和接收端子Trx1之间。相似地，串联谐振器S11a2和S11b2以及多模滤波器F02a和F02b彼此串联地连接在天线端子Tant和接收端子Trx2之间。谐振器R1连接在接收端子Trx1和Trx2之间。发送滤波器20的构造与在图32B中所示的第五实施方式的构造相同，并且这里省略其描述。
图49是在第七实施方式中使用的接收滤波器芯片的平面图。金属膜形成在压电基板70上。上述金属膜形成到谐振器、焊盘72和互连中。凸块74形成在焊盘72上。焊盘72包括连接到天线端子的焊盘Ant、连接到接收端子的焊盘Rx1和Rx2、和连接到地的焊盘Gnd。每一个谐振器对应于在图48中的每一个谐振器。第七实施方式的其它结构与第五实施方式的结构相同。在第七实施方式中，与天线端子Tant最靠近的串联谐振器的每一个分割为两个。串联谐振器S11a1、S11b1、S11a2和S11b2的谐振频率设置为明显地高于接收频带Brx。多模滤波器的每一个分割为两个。因此可改善非线性性。
在第七实施方式的情形中，多模滤波器分割为彼此串联的两个或更多个谐振器。多模滤波器可以包括在接收滤波器10和发送滤波器20的至少一个中。
在第一到第七实施方式中，多模滤波器可以是多个级联的多模滤波器。在第一到第七实施方式中，接收滤波器10和发送滤波器20的至少一个可以是梯型滤波器，并且滤波器10和20可以都是梯型滤波器。
前述第一到第七实施方式是适合于北美PCS的双工器，在北美PCS中，发送频带Btx为1850MHz到1910MHz，并且接收频带Brx为1930MHz到1990MHz。即使在发送频带Btx和接收频带Brx的频率范围改变的情形中，频率仅类似地改变，并且三次差拍值几乎不改变。因此，第一到第七实施方式可以适当地应用到具有不同的发送频带Btx和接收频带Brx的频率范围的双工器。例如，第一到第七实施方式可以应用到用于蜂窝系统的双工器，该双工器具有824MHz到849MHz的发送频带和869MHz到894MHz的接收频带。上述实施方式可以应用到具有1850.48MHz到1909.52MHz的发送频带和1930.48MHz到1989.52MHz的接收频带的UMTS、具有1850.625MHz到1909.375MHz的发送频带和1930.48MHz到1989.52MHz的接收频带的CDMA、或者具有1850MHz到1915MHz的发送频带和1930MHz到1995MHz的接收频带的Band25。
在第一到第七实施方式中，在接收滤波器10中的与天线端子Tant最靠近的谐振器不限制于串联谐振器而可以是并联谐振器。为了更有效地获得第一实施方式的优点，优选的是，在接收滤波器10中的与天线端子Tant最靠近的谐振器是串联谐振器。相似地，在发送滤波器20中的与天线端子Tant最靠近的谐振器不限于串联谐振器而可以是并联谐振器。为了更有效地获得第二实施方式的优点，优选的是，在发送滤波器20中的与天线端子Tant最靠近的谐振器是串联谐振器。
在第一到第七实施方式中，谐振器不限于表面声波谐振器，而可以是乐甫波谐振器、边界声波谐振器或者压电薄膜谐振器。即使当谐振器是任何类型时，也可以改善非线性性。
本发明不限于具体所述的实施方式，而可以包括其它实施方式和变型，只要没有脱离所要求保护的本发明的范围。

Claims (29)

1.一种双工器，所述双工器包括：
接收滤波器，所述接收滤波器连接在接收端子和天线端子之间并且包括一个或多个串联谐振器，所述一个或多个串联谐振器是声波谐振器；和
发送滤波器，所述发送滤波器连接在发送端子和所述天线端子之间并且包括一个或多个声波谐振器，
在所述接收滤波器中为所述一个或多个串联谐振器中的一个串联谐振器并且最靠近所述天线端子的第一串联谐振器的谐振频率高于所述接收滤波器的接收频带的上限频率。
2.根据权利要求1所述的双工器，其中，在所述接收滤波器中最靠近所述天线端子的所述第一串联谐振器没有分割为多个部分，并且所述第一串联谐振器的所述谐振频率等于或高于所述接收频带的所述上限频率的102％。
3.根据权利要求1所述的双工器，其中，在所述接收滤波器中最靠近所述天线端子的所述第一串联谐振器分割为彼此串联连接的至少两个谐振器，并且所述至少两个谐振器的平均谐振频率高于所述接收频带的所述上限频率。
4.根据权利要求1所述的双工器，其中，在所述接收滤波器中最靠近所述天线端子的所述第一串联谐振器分割为彼此串联连接的两个谐振器，并且所述两个谐振器的平均谐振频率高于所述接收频带的所述上限频率的100.9％。
5.根据权利要求1所述的双工器，其中，所述接收滤波器包括所述多个串联谐振器，并且在所述接收滤波器的所述多个串联谐振器当中，为所述接收滤波器的所述多个串联谐振器中的一个串联谐振器的所述第一串联谐振器的所述谐振频率是最高的。
6.根据权利要求1所述的双工器，其中，所述接收滤波器包括所述多个串联谐振器，并且在所述接收滤波器的所述多个串联谐振器当中，所述接收滤波器的所述多个串联谐振器中最靠近所述接收端子的一个串联谐振器的谐振频率是最低的。
7.一种双工器，所述双工器包括：
接收滤波器，所述接收滤波器连接在接收端子和天线端子之间并且包括一个或多个串联谐振器，所述一个或多个串联谐振器是声波谐振器；和
发送滤波器，所述发送滤波器连接在发送端子和所述天线端子之间并且包括一个或多个声波谐振器，
在所述接收滤波器中为所述一个或多个串联谐振器中的一个串联谐振器并且最靠近所述天线端子的第一串联谐振器分割为串联的至少三个谐振器，并且所述至少三个谐振器的平均谐振频率在所述接收滤波器的接收频带中。
8.根据权利要求1到7中的任何一项所述的双工器，其中，所述接收滤波器包括一个或多个并联谐振器，所述一个或多个并联谐振器是声波谐振器，并且在所述接收滤波器中为所述一个或多个并联谐振器中的一个并联谐振器并且最靠近所述天线端子的第一并联谐振器的包含寄生接地电感的谐振频率等于或高于所述发送滤波器的发送频带的上限频率的99.8％。
9.根据权利要求8所述的双工器，其中，最靠近所述天线端子的所述第一并联谐振器的包含寄生接地电感的谐振频率等于或高于所述发送频带的上限频率。
10.根据权利要求1到7中的任何一项所述的双工器，其中，所述接收滤波器包括一个或多个并联谐振器，所述一个或多个并联谐振器是声波谐振器，并且在所述接收滤波器中为所述一个或多个并联谐振器中的一个并联谐振器并且最靠近所述天线端子的第一并联谐振器分割为串联的至少两个谐振器，并且所述至少两个谐振器中的至少一个谐振器的不包含寄生接地电感的谐振频率等于或高于所述发送滤波器的发送频带的上限频率。
11.根据权利要求1到7中的任何一项所述的双工器，其中，所述接收滤波器包括一个或多个并联谐振器，所述一个或多个并联谐振器是声波谐振器，并且在所述接收滤波器中为所述一个或多个并联谐振器中的一个并联谐振器并且最靠近所述天线端子的第一并联谐振器分割为串联的至少两个谐振器，并且所述至少两个谐振器的包含寄生接地电感的平均谐振频率等于或高于所述发送滤波器的发送频带的上限频率的99.8％。
12.根据权利要求11所述的双工器，其中，所述至少两个谐振器的包含所述寄生接地电感的所述平均谐振频率等于或高于所述发送滤波器的发送频带的上限频率。
13.根据权利要求1到7中的任何一项所述的双工器，其中，所述接收滤波器包括多个并联谐振器，所述多个并联谐振器是声波谐振器，并且在所述接收滤波器中的所述多个并联谐振器中的最靠近所述天线端子的一个并联谐振器没有分割，在所述接收滤波器中的所述多个并联谐振器当中，所述多个并联谐振器中的最靠近所述天线端子的所述一个并联谐振器的包含寄生接地电感的谐振频率是最高的。
14.根据权利要求1到7中的任何一项所述的双工器，其中，所述接收滤波器包括多个并联谐振器，所述多个并联谐振器是声波谐振器，并且在所述接收滤波器中的所述多个并联谐振器中的最靠近所述天线端子的一个并联谐振器分割为串联的至少两个谐振器，在所述接收滤波器中的所述多个并联谐振器当中，所述串联的至少两个谐振器中的至少一个谐振器的不包含寄生接地电感的谐振频率是最高的。
15.根据权利要求1到7中的任何一项所述的双工器，其中，所述接收滤波器包括多个并联谐振器，所述多个并联谐振器是声波谐振器，并且在所述接收滤波器中的所述多个并联谐振器中的最靠近所述接收端子的一个并联谐振器没有分割，在所述接收滤波器中的所述多个并联谐振器当中，所述多个并联谐振器中的最靠近所述接收端子的所述一个并联谐振器的包含寄生接地电感的谐振频率是最低的。
16.根据权利要求1到7中的任何一项所述的双工器，其中，所述接收滤波器包括多个并联谐振器，所述多个并联谐振器是声波谐振器，并且在所述接收滤波器中的所述多个并联谐振器中的最靠近所述接收端子的一个并联谐振器分割为串联的至少两个谐振器，在所述接收滤波器中的所述多个并联谐振器当中，所述串联的至少两个谐振器中的至少一个谐振器的不包含寄生接地电感的谐振频率是最低的。
17.根据权利要求1到7中的任何一项所述的双工器，其中，所述发送滤波器包括一个或多个串联谐振器，并且为所述一个或多个串联谐振器中的一个串联谐振器并且最靠近所述天线端子的第一串联谐振器没有分割，并且所述第一串联谐振器的反谐振频率等于或高于所述接收频带的下限频率的100.1％并且等于或低于所述接收频带的下限频率的100.4％。
18.根据权利要求1到7中的任何一项所述的双工器，其中，所述发送滤波器包括一个或多个串联谐振器，并且为所述一个或多个串联谐振器中的一个串联谐振器并且最靠近所述天线端子的第一串联谐振器没有分割，并且在所述多个串联谐振器当中，所述第一串联谐振器的反谐振频率不是最高的。
19.根据权利要求1到7中的任何一项所述的双工器，其中，所述发送滤波器包括一个或多个串联谐振器，并且为所述一个或多个串联谐振器中的一个串联谐振器并且最靠近所述天线端子的第一串联谐振器没有分割，并且在所述多个串联谐振器当中，所述第一串联谐振器的反谐振频率不是最低的。
20.根据权利要求1到7中的任何一项所述的双工器，其中，所述发送滤波器包括一个或多个串联谐振器，并且为所述一个或多个串联谐振器中的一个串联谐振器并且最靠近所述天线端子的第一串联谐振器分割为串联的至少两个谐振器，并且所述串联的至少两个谐振器中的至少一个谐振器的反谐振频率等于或高于所述接收频带的下限频率的100.1％并且等于或低于所述接收频带的下限频率的100.4％。
21.根据权利要求1到7中的任何一项所述的双工器，其中，所述发送滤波器包括多个串联谐振器，并且为所述多个串联谐振器中的一个串联谐振器并且最靠近所述天线端子的第一串联谐振器分割为串联的至少两个谐振器，并且在所述多个串联谐振器当中，所述串联的至少两个谐振器中的至少一个谐振器的反谐振频率不是最高的。
22.根据权利要求1到7中的任何一项所述的双工器，其中，所述发送滤波器包括多个串联谐振器，并且为所述多个串联谐振器中的一个串联谐振器并且最靠近所述天线端子的第一串联谐振器分割为串联的至少两个谐振器，并且在所述多个串联谐振器当中，所述串联的至少两个谐振器中的至少一个谐振器的反谐振频率不是最低的。
23.根据权利要求1到7中的任何一项所述的双工器，其中，所述发送滤波器包括多个串联谐振器，并且为所述多个串联谐振器中的一个串联谐振器并且最靠近所述天线端子的第一串联谐振器没有分割，并且在所述多个串联谐振器当中，所述第一串联谐振器的反谐振频率是最低的。
24.根据权利要求1到7中的任何一项所述的双工器，其中，所述发送滤波器包括多个串联谐振器，并且为所述多个串联谐振器中的一个串联谐振器并且最靠近所述天线端子的第一串联谐振器分割为串联的至少两个谐振器，并且在所述多个串联谐振器当中，所述串联的至少两个谐振器中的至少一个谐振器的反谐振频率是最低的。
25.根据权利要求1到7中的任何一项所述的双工器，其中，所述发送滤波器包括多个串联谐振器，并且为所述多个串联谐振器中的一个串联谐振器并且最靠近所述天线端子的第一串联谐振器没有分割，并且所述第一串联谐振器的反谐振频率在所述接收滤波器的接收频带中。
26.根据权利要求1到7中的任何一项所述的双工器，其中，所述发送滤波器包括多个串联谐振器，并且为所述多个串联谐振器中的一个串联谐振器并且最靠近所述天线端子的第一串联谐振器分割为串联的至少两个谐振器，并且所述串联的至少两个谐振器中的至少一个谐振器的反谐振频率在所述接收滤波器的接收频带中。
27.根据权利要求1到7中的任何一项所述的双工器，其中，所述发送滤波器包括多个串联谐振器，并且为所述多个串联谐振器中的一个串联谐振器并且与第一串联谐振器相邻的第二串联谐振器没有分割，其中所述第一串联谐振器为所述多个串联谐振器中的另一个串联谐振器并且最靠近所述天线端子，并且所述第二串联谐振器的反谐振频率等于或低于所述接收频带的下限频率的102.1％。
28.根据权利要求1到7中的任何一项所述的双工器，其中，所述发送滤波器包括多个串联谐振器，并且为所述多个串联谐振器中的一个串联谐振器并且与第一串联谐振器相邻的第二串联谐振器分割为串联的至少两个谐振器，其中所述第一串联谐振器为所述多个串联谐振器中的另一个串联谐振器并且最靠近所述天线端子，并且所述串联的至少两个谐振器中的至少一个谐振器的反谐振频率等于或低于所述接收频带的下限频率的102.1％。
29.根据权利要求1到7中的任何一项所述的双工器，其中，所述接收滤波器和所述发送滤波器中的至少一个包括多模声波滤波器。
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