WO2016027707A1 - ラダー型フィルタ - Google Patents

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哲朗 奥田
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    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/64—Filters using surface acoustic waves

Definitions

  • the present invention relates to a ladder type filter having a series arm resonator and a parallel arm resonator.
  • An object of the present invention is to provide a ladder type filter that can reduce the higher-order mode level.
  • the ladder filter according to the present invention includes a series arm resonator disposed on a series arm connecting an input end and an output end, and a parallel arm resonator disposed on a parallel arm connecting the series arm and a ground potential. And at least one of the series arm resonator and the parallel arm resonator is divided into two or more divided resonators, and at least one divided resonator of the plurality of divided resonators. The generation frequency of the higher-order mode in is different from the generation frequency of the higher-order mode of the remaining split resonators.
  • a piezoelectric substrate made of LiNbO 3 and a plurality of IDTs provided on the piezoelectric substrate so as to constitute the series arm resonator and the parallel arm resonator.
  • An electrode and a dielectric film provided so as to cover the plurality of IDT electrodes are provided.
  • a higher-order mode generation frequency in at least one of the plurality of divided resonators is a higher-order mode generation frequency of the remaining divided resonators.
  • the electrode finger pitch of the IDT electrodes in the at least one split resonator is different from the electrode finger pitch of the IDT electrodes of the remaining split resonators.
  • a higher-order mode generation frequency in at least one divided resonator among the plurality of divided resonators is higher than that of the remaining divided resonators.
  • the thickness of the dielectric film covering the IDT electrode in the at least one split resonator and the thickness of the dielectric film covering the IDT electrode in the remaining split resonator are different from the generated frequency. Is different.
  • At least one of the series arm resonators is divided in parallel into a plurality of split resonators, and the resonant frequencies of the split resonators are substantially the same. .
  • At least one of the parallel arm resonators is divided in series into a plurality of split resonators, and the anti-resonance frequencies of the split resonators substantially coincide with each other. Yes.
  • At least one of the series arm resonators is divided in series into a plurality of divided resonators.
  • At least one of the parallel arm resonators is divided into a plurality of split resonators in parallel.
  • the higher-order mode generation frequencies in the divided resonators are all different.
  • a capacitor is connected in parallel to at least one split resonator.
  • the high-order mode generation frequency in at least one split resonator is different from the high-order mode generation frequencies of the remaining split resonators, so that the high-order mode level can be reduced.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a ladder filter according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing attenuation frequency characteristics of the ladder filter according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration in which one parallel arm resonator is divided in series into two split resonators.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a change in impedance characteristics when the difference in resonance frequency between the first divided resonator and the second divided resonator is changed.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of a ladder filter according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a schematic front cross-sectional view showing the main part of the ladder filter of the second embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating attenuation frequency characteristics of the ladder type filters of the second and third embodiments.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating the resonance characteristics of the main mode of the resonator when the thickness of the SiO 2 film is changed.
  • FIG. 9 is a diagram showing the resonance characteristics of the higher-order mode of the resonator when the thickness of the SiO 2 film is changed.
  • FIG. 10 is a partially cutaway front sectional view for explaining the main part of the ladder filter according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a circuit in which a parallel arm resonator is divided in parallel into first and second split resonators.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a change in impedance characteristics when a difference in resonance frequency between the first divided resonator and the second divided resonator shown in FIG. 11 is changed.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a ladder filter as a first embodiment.
  • series arm resonators S ⁇ b> 101 and S ⁇ b> 102 are provided on a series arm that is a wiring connecting the input terminal 1002 and the output terminal 1003.
  • a parallel arm resonator P101 is provided in the parallel arm that is a wiring connecting the connection point between the series arm resonator S101 and the series arm resonator S102 and the ground potential.
  • the series arm resonator S101 is divided in series. That is, the series arm resonator S101 is divided into a plurality of divided resonators S101a to S101c.
  • the series arm resonator S102 is divided into a plurality of split resonators S102a to S102c.
  • the parallel arm resonator P101 is also divided in series.
  • the parallel arm resonator P101 is divided into a plurality of split resonators P101a to P101c.
  • the resonance frequencies of the split resonators P101a to P101c provided in the parallel arm are made different so as to reduce the higher-order mode level.
  • each resonator was as follows.
  • Parallel arm resonator P101 Wavelength: 1.56 ⁇ m, metallization ratio: 0.50, logarithm: 150 pairs, intersection width: 50 ⁇ m.
  • the ratio of the difference in resonance frequency changes in proportion to the difference in wavelength.
  • the wavelength difference between the divided parallel arm resonator P101b and the parallel arm resonator P101c is (1.567 ⁇ m ⁇ 1.553 ⁇ m) /1.553 ⁇ m, that is, about 0.9%. Therefore, the parallel arm resonator P101b and the parallel arm resonance P101c have different resonance frequencies.
  • the attenuation frequency characteristic of the ladder filter 1001 is shown by a solid line in FIG. 2 indicates the attenuation frequency characteristics of the comparative example.
  • This comparative example is configured in the same manner as in the above embodiment except that the resonant frequencies of the split resonators P101a to P101c are the same.
  • the higher-order mode level is large.
  • the higher-order mode level is small. This is because the high-order mode level is small because the generation frequency of the high-order mode is shifted in the split resonators P101a to P101c.
  • a method of dividing a resonator into a plurality of divided resonators in a ladder filter may be used to improve power durability or adjust other characteristics. is there.
  • the frequency characteristics of the divided resonators are usually the same. Therefore, the higher order mode level cannot be reduced.
  • the resonance frequencies of the split resonators P101a to P101c are shifted, and the higher-order mode generation frequency is shifted. Therefore, the higher-order mode level is reduced.
  • FIG. 3 shows a circuit in which one parallel arm resonator is divided in series into two split resonators. That is, the first split resonator 1011 and the second split resonator 1012 are connected in series.
  • FIG. 4 shows the resonance characteristics when the difference between the resonance frequencies of the first and second divided resonators 1011 and 1012 is 0.0%, 0.4%, or 0.8%.
  • 0.4% and 0.8% are ratios (%) of the resonance frequency difference to the resonance frequency when no difference in resonance frequency is provided.
  • the resonance frequency of either one of the first and second divided resonators 1011 and 1012 is increased to give a difference in resonance frequency.
  • the frequency difference is 0.0% by a solid line
  • the frequency difference is 0.4% by a broken line
  • the result is 0.8% by a one-dot chain line.
  • the anti-resonance frequencies of the first and second split resonators 1011 and 1012 constituting the parallel arm resonator are located in the pass band of the ladder filter. For this reason, when the frequency difference is large, the anti-resonance point is divided into two, and the influence of the ripple B described above may be a problem in the passband. Therefore, in order to suppress the ripple B in such a pass band, it is preferable to match the anti-resonance frequencies of the first and second split resonators 1011 and 1012. A second embodiment that can suppress the ripple B appearing in the passband will be described below.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of a ladder filter according to the second embodiment of the present invention.
  • the ladder filter 1 has an input terminal 2 and an output terminal 3.
  • Series arm resonators S1 to S5 are provided on the series arm connecting the input terminal 2 and the output terminal 3 in order from the input terminal 2 side.
  • the series arm resonator S1 is divided into first and second split resonators S1a and S1b. That is, the series arm resonator S1 is divided in series into two divided resonators S1a and S1b.
  • the series arm resonators S2 to S5 are divided into first and second divided resonators S2a, S2b, S3a, S3b, S4a, S4b, S5a, and S5b.
  • a parallel arm resonator P1 is provided on the parallel arm connecting the connection point 4 between the series arm resonator S1 and the series arm resonator S2 and the ground potential.
  • This parallel arm resonator P1 is divided in series into first and second split resonators P1a and P1b.
  • a parallel arm resonator P2 is provided on the parallel arm connecting the connection point 5 between the series arm resonator S2 and the series arm resonator S3 and the ground potential.
  • the parallel arm resonator P2 is divided in series into first and second split resonators P2a and P2b.
  • a parallel arm resonator P3 is provided on the parallel arm that connects the connection point 6 between the series arm resonator S3 and the series arm resonator S4 and the ground potential.
  • the parallel arm resonator P3 is also divided in series into the first and second split resonators P3a and P3b.
  • a parallel arm resonator P4 is provided on the parallel arm connecting the connection point 7 between the series arm resonator S4 and the series arm resonator S5 and the ground potential.
  • the parallel arm resonator P4 is also divided in series into the first and second split resonators P4a and P4b.
  • FIG. 6 is a schematic front sectional view showing a main part of the ladder filter 1.
  • a portion where the split resonators P1a and P1b of the parallel arm resonator P1 are provided on the piezoelectric substrate 11 is shown in an enlarged manner.
  • IDT electrodes 12 and 13 are provided on the piezoelectric substrate 11.
  • the IDT electrode 12 constitutes a first split resonator P1a.
  • the IDT electrode 13 constitutes a second split resonator P1b.
  • reflectors are provided on both sides of the IDT electrodes 12 and 13 in the elastic wave propagation direction.
  • split resonators P1a and P1b made of a 1-port surface acoustic wave resonator having one input end and one output end are formed.
  • each resonator was as follows.
  • Series arm resonators S1, S5 Wavelength: 1.49 ⁇ m, metallization ratio: 0.50, logarithm: 165 pairs, intersection width: 35 ⁇ m.
  • Series arm resonators S2, S4 Wavelength: 1.50 ⁇ m, metallization ratio: 0.50, logarithm: 165 pairs, intersection width: 27 ⁇ m.
  • Series arm resonator S3 Wavelength: 1.50 ⁇ m, metallization ratio: 0.50, logarithm: 198 pairs, intersection width: 29 ⁇ m.
  • Parallel arm resonators P1, P4 Wavelength: 1.56 ⁇ m, metallization ratio: 0.50, logarithm: 150 pairs, intersection width: 57 ⁇ m.
  • Parallel arm resonators P2, P3 Wavelength: 1.55 ⁇ m, metallization ratio: 0.50, logarithm: 150 pairs, intersection width: 38 ⁇ m.
  • LiNbO 3 is used as the piezoelectric substrate 11.
  • the piezoelectric substrate may be formed of other piezoelectric single crystals.
  • the IDT electrodes 12 and 13 are made of an appropriate metal or alloy such as Ag, Au, Cu, Al, or Pt.
  • the IDT electrodes 12 and 13 may be a laminated metal film formed by laminating a plurality of metal films.
  • a SiO 2 film 14 is laminated as a dielectric film so as to cover the IDT electrodes 12 and 13.
  • the first feature of the ladder filter 1 of the present embodiment is that the higher-order mode generation frequencies of the first and second split resonators P1a and P1b are shifted. As a result, higher-order mode levels are suppressed.
  • the higher-order mode level is suppressed by changing the frequency at which the higher-order modes of the split resonators P101a to P101c are generated.
  • the higher-order mode level can be suppressed.
  • the second feature of the ladder filter 1 of the present embodiment is that the anti-resonance frequency of the first split resonator P1a and the anti-resonance frequency of the second split resonator P1b are substantially matched. . As a result, the ripple B in the passband that has occurred in the first embodiment is suppressed. The suppression effect will be described with reference to FIG.
  • FIG. 7 is a diagram showing attenuation frequency characteristics of the ladder filter 1 of the second embodiment and the ladder filter of the third embodiment.
  • the solid line shows the result of the second embodiment.
  • the broken line indicates the result of the third embodiment described below.
  • the difference between the anti-resonance frequency of the first split resonator P1a and the anti-resonance frequency of the second split resonator P1b is different from each other by more than 0.4%.
  • the third embodiment is the same as the second embodiment. Therefore, also in the third embodiment, the higher-order mode generation frequencies of the first and second split resonators P1a and P1b are shifted. Therefore, it is possible to suppress the higher-order mode level.
  • a ripple indicated by an arrow B1 appears in the passband as in the first embodiment described above.
  • ripples in the pass band are suppressed. That is, the anti-resonance frequency of the parallel arm resonator is located in the pass band, but in the second embodiment, since the anti-resonance frequency is the same, the ripple caused by the shift of the anti-resonance frequency is caused. Is unlikely to occur.
  • the electrode finger pitch in the first split resonator P1a and the electrode finger pitch in the second split resonator P1b are made different so that the generation frequency of the higher-order mode is different. ing. Further, the anti-resonance frequencies of the first and second split resonators P1a and P1b are substantially matched by a method described later.
  • the anti-resonance frequencies of the first and second split resonators P1a and P1b do not necessarily need to be completely matched, but may be substantially matched.
  • substantially coincidence means that the difference between the two anti-resonance frequencies may be within a range of ⁇ 0.4% with respect to the anti-resonance frequency of the lower frequency. From the viewpoint of suppressing the occurrence of ripples in the passband of the ladder type filter, it is desirable that the frequency difference is within a range of ⁇ 0.2%, which is half the frequency difference.
  • the ripple size in the pass band can be suppressed to less than 1 dB, and within a range of ⁇ 0.2%. This is because the magnitude of the ripple in the pass band can be further suppressed.
  • the resonance frequency of the main mode in the split resonator It is necessary to adjust the frequency interval between the resonance frequency of the higher order mode and the higher order mode.
  • the frequency interval between the resonance frequency of the main mode as described above and the resonance frequency of the higher-order mode can be adjusted by various methods, but can be easily adjusted by adjusting the thickness of the SiO 2 film. can do. This will be described with reference to FIGS.
  • FIG. 10 is a partially cutaway front sectional view showing a structure in which the thickness of the SiO 2 film is made different between the first and second divided resonators in the second embodiment.
  • the SiO on the IDT electrode 13 constituting the second split resonator P1b
  • the film thickness of the two film portions 14b is reduced.
  • the thickness of the SiO 2 film may be varied so that the frequency interval is varied.
  • FIG. 8 shows the case where the thickness of the SiO 2 film is 524.5 nm (35.0% of the wavelength), 580.4 nm (38.7% of the wavelength), and 476.4 nm (31.8% of the wavelength).
  • 9 shows the resonance characteristics of the main mode, and FIG. 9 shows the resonance characteristics of the higher-order mode.
  • the wavelength is determined by the electrode finger pitch of the IDT electrode. 8 and 9, the results are shown when the solid line is 524.5 nm, the broken line is 580.4 nm, and the alternate long and short dash line is 476.4 nm.
  • the IDT electrode is provided on the piezoelectric substrate 11 along the elastic wave propagation direction, has a plurality of electrode fingers, one end is inserted between each other, and the other end is connected to the bus bar.
  • a pair of comb-like electrodes is included.
  • a reflector is provided on the piezoelectric substrate 11 located on both sides of the pair of comb-like electrodes in the elastic wave propagation direction. However, some or all of the reflectors can be omitted depending on the design.
  • the electrode finger pitch indicates an interval between electrode fingers having different potentials arranged adjacent to each other in the elastic wave propagation direction.
  • the frequency interval between the resonance frequency of the main mode and the resonance frequency of the higher-order mode can be changed by changing the thickness of the SiO 2 film. That is, in the first and second split resonators P1a and P1b, the frequency positions of the anti-resonance frequencies of the main mode are made to substantially coincide with each other in a state where the frequency positions of the higher-order mode resonance frequencies are different from each other. It can be seen that the magnitude of the ripple within can be reduced.
  • the frequency interval between the resonance frequency of the main mode and the resonance frequency of the higher-order mode is adjusted by adjusting the film thickness of the SiO 2 film, but other methods may be used.
  • the metallization ratio of the IDT electrode may be adjusted.
  • a capacitor may be connected in parallel to the split resonator. That is, the frequency interval between the main mode and the higher-order mode is adjusted by various methods such as the thickness of the dielectric film including the SiO 2 film, the metallization ratio in the IDT electrode, and connection of other circuit elements such as a capacitor. can do.
  • the metallization ratio (duty ratio) in the IDT electrode is the ratio of the width dimension of the electrode finger in the elastic wave propagation direction to the sum of the width dimension of the electrode finger and the gap between adjacent electrode fingers having different potentials. Shall be shown.
  • the SiO 2 film as the dielectric film may be used other dielectric such as SiN film.
  • the higher-order mode generation frequency is different between the first and second split resonators P1a and P1b of the parallel arm resonator P1.
  • the parallel arm resonators P2 to P4 that is, in at least one parallel arm resonator among the plurality of parallel arm resonators P1 to P4, the higher-order mode generation frequency of the first split resonator and the higher-order mode generation frequency of the second split resonator May be different.
  • the higher-order mode generation frequency in the first divided resonator may be different from the higher-order mode generation frequency in the second divided resonator. More preferably, in all the parallel arm resonators, the higher-order mode generation frequencies in the first and second split resonators are made different.
  • first split resonator S1a and the second split resonator S1b constituting the series arm resonator S1 may have different frequencies for generating higher-order modes.
  • the first-order split resonator and the second split resonator may have different high-order mode generation frequencies. That is, in the present invention, the frequency of the higher-order mode between the divided resonators may be different in at least one of the series arm resonator and the parallel arm resonator. Thereby, the response of the higher order mode can be suppressed.
  • the generation frequencies of the higher-order modes of the first divided resonator and the second divided resonator are made different in all series arm resonators.
  • the parallel arm resonators P1 to P4 are divided into two parts, the first and second divided resonators P1a, P1b to P4a, and P4b, but may be divided into three or more parts.
  • the series arm resonators S1 to S5 may be similarly divided into three or more. Therefore, the number of divisions is not particularly limited.
  • the ratio when the difference between the maximum and minimum frequencies is divided by the minimum frequency is ⁇
  • the parallel arm resonators P1 to P4 and the series arm resonators S1 to S5 are all divided in series, but may be divided in parallel.
  • the series division is preferable in that the Q value can be increased, and the parallel division is more occupied on the piezoelectric substrate 11. Is preferable in that it can be reduced.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a circuit having such parallel split type first and second split resonators.
  • the parallel arm resonator P1 shown in FIG. 5 may be divided in parallel to form first and second divided resonators P11a and P11b.
  • the first split resonator P11a and the second split resonator P11b are connected in parallel.
  • the resonance characteristics when the difference in resonance frequency between the first divided resonator P11a and the second divided resonator P11b is 0.0%, and the resonance frequency is 0.4% or 0.8%.
  • the frequency difference is 0.0% by the solid line
  • the frequency difference is 0.4% by the broken line
  • the result is 0.8% by the one-dot chain line.
  • ripples in the passband can be suppressed.
  • substantially coincident means that the difference between the two resonance frequencies may be within a range of ⁇ 0.4% with respect to the resonance frequency of the lower frequency.
  • the configuration is within a range of ⁇ 0.2% in which the frequency difference is halved.
  • + 0.4% and -0.4% are included in the range of ⁇ 0.4%.
  • the higher-order mode generation frequency of at least one divided resonator is different from the higher-order mode generation frequency of the remaining divided resonators.

Abstract

　高次モードレベルを低減し得るラダー型フィルタを提供する。　入力端と出力端とを結ぶ直列腕に配置された直列腕共振子Ｓ１～Ｓ５と、直列腕とグラウンド電位とを結ぶ並列腕に配置された並列腕共振子Ｐ１～Ｐ４とを備え、直列腕共振子Ｓ１～Ｓ５及び並列腕共振子Ｐ１～Ｐ４のうち少なくとも１つの共振子が、２以上の複数の分割共振子Ｐ１ａ，Ｐ１ｂ～Ｐ４ａ，Ｐ４ｂ，Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ～Ｓ５ａ，Ｓ５ｂに分割されている。分割されている共振子において、複数の分割共振子Ｐ１ａ，Ｐ１ｂのうち少なくとも１つの分割共振子Ｐ１ａにおける高次モードの発生周波数が、残りの分割共振子Ｐ１ｂの高次モードの発生周波数と異なっている。

Description

ラダー型フィルタ
　本発明は、直列腕共振子及び並列腕共振子を有するラダー型フィルタに関する。
　従来、弾性表面波共振器を用いたラダー型フィルタが種々提案されている。下記の特許文献１に記載のラダー型フィルタでは、直列腕共振子や並列腕共振子が複数の分割共振子に直列分割されている。
特開２０１４－１３９５９号公報
　１つの弾性表面波共振子を複数の分割共振子に分割すると、各分割共振子により高次モードが生じる。そのため、高次モードの応答が大きくなるという問題があった。
　本発明の目的は、高次モードレベルを低減し得る、ラダー型フィルタを提供することにある。
　本発明に係るラダー型フィルタは、入力端と出力端とを結ぶ直列腕に配置された直列腕共振子と、前記直列腕とグラウンド電位とを結ぶ並列腕に配置された並列腕共振子とを備え、前記直列腕共振子及び前記並列腕共振子のうち少なくとも１つの共振子が、２以上の複数の分割共振子に分割されており、前記複数の分割共振子のうち少なくとも１つの分割共振子における高次モードの発生周波数が、残りの分割共振子の高次モードの発生周波数と異なっている。
　本発明に係るラダー型フィルタのある特定の局面では、ＬｉＮｂＯ３からなる圧電基板と、前記圧電基板上において、前記直列腕共振子及び前記並列腕共振子を構成するように設けられた複数のＩＤＴ電極と、前記複数のＩＤＴ電極を覆うように設けられた誘電体膜とが備えられている。
　本発明に係るラダー型フィルタの他の特定の局面では、前記複数の分割共振子のうち少なくとも１つの分割共振子における高次モードの発生周波数が、残りの分割共振子の高次モードの発生周波数と異なるように、前記少なくとも１つの分割共振子における前記ＩＤＴ電極の電極指ピッチと、前記残りの分割共振子の前記ＩＤＴ電極の電極指ピッチとが異なっている。
　本発明に係るラダー型フィルタの別の特定の局面によれば、前記複数の分割共振子のうち少なくとも１つの分割共振子における高次モードの発生周波数が、残りの分割共振子の高次モードの発生周波数と異なるように、前記少なくとも１つの分割共振子において前記ＩＤＴ電極を覆っている誘電体膜の厚みと、前記残りの分割共振子における前記ＩＤＴ電極を被覆している前記誘電体膜の厚みとが異なっている。
　本発明に係るラダー型フィルタのさらに他の特定の局面では、少なくとも１つの前記直列腕共振子が複数の分割共振子に並列分割されており、分割共振子同士の共振周波数がほぼ一致している。
　本発明に係るラダー型フィルタのさらに他の特定の局面では、少なくとも１つの前記並列腕共振子が複数の分割共振子に直列分割されており、分割共振子同士の反共振周波数がほぼ一致している。
　本発明に係るラダー型フィルタの別の特定の局面では、少なくとも１つの前記直列腕共振子が複数の分割共振子に直列分割されている。
　本発明に係るラダー型フィルタのさらに他の特定の局面では、少なくとも１つの前記並列腕共振子が複数の分割共振子に並列分割されている。
　本発明に係るラダー型フィルタのさらに他の特定の局面では、前記２以上の複数の分割共振子において、前記分割共振子における高次モードの発生周波数がすべて異なる。
　本発明に係るラダー型フィルタの他の特定の局面では、少なくとも１つの分割共振子に並列にコンデンサが接続されている。
　本発明によれば、少なくとも１つの分割共振子における高次モードの発生周波数が、残りの分割共振子の高次モードの発生周波数と異なっているため、高次モードレベルを低減することが可能となる。
図１は、本発明の第１の実施形態に係るラダー型フィルタの回路図である。 図２は、本発明の第１の実施形態のラダー型フィルタの減衰量周波数特性を示す図である。 図３は、１つの並列腕共振子を２個の分割共振子に直列分割した構成を示す回路図である。 図４は、第１の分割共振子と第２の分割共振子との共振周波数の差を変化させた場合のインピーダンス特性の変化を示す図である。 図５は、本発明の第２の実施形態に係るラダー型フィルタの回路図である。 図６は、第２の実施形態のラダー型フィルタの要部を示す略図的正面断面図である。 図７は、第２の実施形態及び第３の実施形態のラダー型フィルタの各減衰量周波数特性を示す図である。 図８は、ＳｉＯ２膜の膜厚を変化させた場合の共振子のメインモードの共振特性を示す図である。 図９は、ＳｉＯ２膜の膜厚を変化させた場合の共振子の高次モードの共振特性を示す図である。 図１０は、本発明の第２の実施形態に係るラダー型フィルタの要部を説明するための部分切欠き正面断面図である。 図１１は、並列腕共振子を第１，第２の分割共振子に並列分割した回路を示す回路図である。 図１２は、図１１に示した第１の分割共振子と第２の分割共振子との共振周波数の差を変化させた場合のインピーダンス特性の変化を示す図である。
　以下、図面を参照しつつ、本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。
　図１は、第１の実施形態としてのラダー型フィルタの回路図である。図１に示すラダー型フィルタ１００１では、入力端子１００２と出力端子１００３とを結ぶ配線である直列腕に、直列腕共振子Ｓ１０１，Ｓ１０２が設けられている。直列腕共振子Ｓ１０１と直列腕共振子Ｓ１０２との間の接続点とグラウンド電位とを結ぶ配線である並列腕において、並列腕共振子Ｐ１０１が設けられている。直列腕共振子Ｓ１０１は直列分割されている。すなわち、直列腕共振子Ｓ１０１は、複数の分割共振子Ｓ１０１ａ～Ｓ１０１ｃに分割されている。同様に、直列腕共振子Ｓ１０２は、複数の分割共振子Ｓ１０２ａ～Ｓ１０２ｃに分割されている。並列腕共振子Ｐ１０１も、直列分割されている。並列腕共振子Ｐ１０１は、複数の分割共振子Ｐ１０１ａ～Ｐ１０１ｃに分割されている。
　本実施形態では、並列腕に設けられた分割共振子Ｐ１０１ａ～Ｐ１０１ｃの共振周波数が、高次モードレベルを小さくするように、異ならされている。
　なお、各共振子の構成は下記のとおりとした。
　直列腕共振子Ｓ１０１、Ｓ１０２：
　波長：１．５０μｍ、メタライゼーション比：０．５０、対数：１５０対、交差幅：５０μｍ。
　並列腕共振子Ｐ１０１：
　波長：１．５６μｍ、メタライゼーション比：０．５０、対数：１５０対、交差幅：５０μｍ。
　分割前の並列腕共振子Ｐ１０１と同じ静電容量を有するように、波長を異ならせたときの並列腕に設けられた分割共振子Ｐ１０１ａ～Ｐ１０１ｃの波長は以下の通り：
　Ｐ１０１ａ＝１．５６０μｍ、Ｐ１０１ｂ＝１．５６７μｍ、Ｐ１０１ｃ＝１．５５３μｍ。
　共振周波数の差の比率は、波長の差に比例して変化する。具体的には、分割後の並列腕共振子Ｐ１０１ｂと並列腕共振子Ｐ１０１ｃとの波長の差は、（１．５６７μｍ－１．５５３μｍ）/１．５５３μｍ、すなわち、約０．９％である。したがって、並列腕共振子Ｐ１０１ｂと並列腕共振Ｐ１０１ｃとは共振周波数が異なっている。
　上記ラダー型フィルタ１００１の減衰量周波数特性を図２に実線で示す。なお、図２の破線は、比較例の減衰量周波数特性を示す。この比較例は、分割共振子Ｐ１０１ａ～Ｐ１０１ｃの共振周波数を同一としたことを除いては、上記実施形態と同様に構成されている。比較例では、矢印Ａで示すように、高次モードレベルが大きいことがわかる。これに対して、第１の実施形態では、実線で示されているように、高次モードレベルが小さくなっている。これは、分割共振子Ｐ１０１ａ～Ｐ１０１ｃにおいて、高次モードの発生周波数がずらされているため、高次モードレベルが小さくなっているためである。
　なお、特許文献１に記載のように、耐電力性を高めるため、あるいは他の特性の調整のために、ラダー型フィルタにおいて、共振子を複数の分割共振子に分割する手法が用いられることがある。もっとも、１つの共振子を複数の分割共振子に分割した従来の構成では、分割共振子の周波数特性は通常同一とされている。従って、高次モードレベルを小さくすることができない。
　上記の通り、第１の実施形態では、分割共振子Ｐ１０１ａ～Ｐ１０１ｃの共振周波数がずらされており、高次モード発生周波数がずらされているため、高次モードレベルが小さくなっている。
　他方、図２の第１の実施形態のフィルタ波形においては、メインモードの通過帯域内に矢印で示すリップルＢが生じている。このリップルＢについて図３及び図４を参照して説明する。
　図３は、１つの並列腕共振子を２個の分割共振子に直列分割した回路を示す。すなわち、第１の分割共振子１０１１と、第２の分割共振子１０１２とが直列に接続されている。
　図４は、この第１，第２の分割共振子１０１１，１０１２の共振周波数の差を０．０％、０．４％または０．８％とした場合の共振特性を示す。ここで、０．４％及び０．８％は、共振周波数の差の、共振周波数の差を設けなかった場合の共振周波数に対する割合（％）である。第１，第２の分割共振子１０１１，１０１２のいずれか一方の共振周波数を増加させて、共振周波数の差をつけた。
　実線により周波数差が０．０％の場合、破線により周波数差が０．４％の場合、一点鎖線により０．８％の場合の結果を示す。
　図４から明らかなように、上記周波数差が大きいほど、反共振点が２つに分かれていくことがわかる。
　並列腕共振子を構成している第１，第２の分割共振子１０１１，１０１２の反共振周波数は、ラダー型フィルタの通過帯域内に位置する。そのため、上記周波数差が大きいと、反共振点が２つに分かれ、通過帯域内において前述したリップルＢの影響が問題になることがある。よって、このような通過帯域内においてリップルＢを抑制するには、第１，第２の分割共振子１０１１，１０１２の反共振周波数同士を一致させておくことが好ましい。このような、通過帯域内に現れるリップルＢをも抑制し得る第２の実施形態を以下において説明する。
　図５は、本発明の第２の実施形態に係るラダー型フィルタの回路図である。
　ラダー型フィルタ１は、入力端子２と出力端子３とを有する。入力端子２と出力端子３とを結ぶ直列腕に、入力端子２側から順に、直列腕共振子Ｓ１～Ｓ５が設けられている。直列腕共振子Ｓ１は、第１，第２の分割共振子Ｓ１ａ，Ｓ１ｂに分割されている。すなわち、直列腕共振子Ｓ１は、２個の分割共振子Ｓ１ａ，Ｓ１ｂに直列分割されている。直列腕共振子Ｓ２～Ｓ５も同様に、第１，第２の分割共振子Ｓ２ａ，Ｓ２ｂ，Ｓ３ａ，Ｓ３ｂ，Ｓ４ａ，Ｓ４ｂ，Ｓ５ａ，Ｓ５ｂに分割されている。
　直列腕共振子Ｓ１と直列腕共振子Ｓ２との間の接続点４とグラウンド電位とを結ぶ並列腕に、並列腕共振子Ｐ１が設けられている。この並列腕共振子Ｐ１は、第１，第２の分割共振子Ｐ１ａ，Ｐ１ｂに直列分割されている。直列腕共振子Ｓ２と直列腕共振子Ｓ３との間の接続点５とグラウンド電位とを結ぶ並列腕に並列腕共振子Ｐ２が設けられている。並列腕共振子Ｐ２は、第１，第２の分割共振子Ｐ２ａ，Ｐ２ｂに直列分割されている。また、直列腕共振子Ｓ３と直列腕共振子Ｓ４との間の接続点６とグラウンド電位との間を結ぶ並列腕に、並列腕共振子Ｐ３が設けられている。並列腕共振子Ｐ３もまた、第１，第２の分割共振子Ｐ３ａ，Ｐ３ｂに直列分割されている。直列腕共振子Ｓ４と直列腕共振子Ｓ５との間の接続点７とグラウンド電位とを結ぶ並列腕に並列腕共振子Ｐ４が設けられている。並列腕共振子Ｐ４もまた、第１，第２の分割共振子Ｐ４ａ，Ｐ４ｂに直列分割されている。
　図６は、上記ラダー型フィルタ１の要部を示す略図的正面断面図である。ここでは、圧電基板１１上に、並列腕共振子Ｐ１の分割共振子Ｐ１ａ，Ｐ１ｂが設けられている部分を拡大して示す。圧電基板１１上に、ＩＤＴ電極１２，１３が設けられている。ＩＤＴ電極１２は、第１の分割共振子Ｐ１ａを構成している。ＩＤＴ電極１３は、第２の分割共振子Ｐ１ｂを構成している。図６では特に図示はしていないが、ＩＤＴ電極１２，１３の弾性波伝搬方向両側には反射器が設けられている。それによって、１つの入力端と１つの出力端とを有する１ポート型の弾性表面波共振子からなる分割共振子Ｐ１ａ，Ｐ１ｂが形成されている。
　なお、各共振子の構成は下記のとおりとした。
　直列腕共振子Ｓ１，Ｓ５：
　波長：１．４９μｍ、メタライゼーション比：０．５０、対数：１６５対、交差幅：３５μｍ。
　直列腕共振子Ｓ２，Ｓ４：
　波長：１．５０μｍ、メタライゼーション比：０．５０、対数：１６５対、交差幅：２７μｍ。
　直列腕共振子Ｓ３：
　波長：１．５０μｍ、メタライゼーション比：０．５０、対数：１９８対、交差幅：２９μｍ。
　並列腕共振子Ｐ１，Ｐ４：
　波長：１．５６μｍ、メタライゼーション比：０．５０、対数：１５０対、交差幅：５７μｍ。
　並列腕共振子Ｐ２，Ｐ３：
　波長：１．５５μｍ、メタライゼーション比：０．５０、対数：１５０対、交差幅：３８μｍ。
　圧電基板１１としては、ＬｉＮｂＯ３が用いられている。もっとも、圧電基板は他の圧電単結晶により形成されていてもよい。
　ＩＤＴ電極１２，１３は、Ａｇ、Ａｕ、Ｃｕ、Ａｌ、Ｐｔなどの適宜の金属もしくは合金からなる。また、ＩＤＴ電極１２，１３は、複数の金属膜を積層してなる積層金属膜であってもよい。
　ＩＤＴ電極１２，１３を覆うように誘電体膜としてＳｉＯ２膜１４が積層されている。
　本実施形態のラダー型フィルタ１の第１の特徴は、第１，第２の分割共振子Ｐ１ａ，Ｐ１ｂの高次モード発生周波数がずらされていることにある。それによって、高次モードレベルの抑制が図られている。前述した第１の実施形態においては、分割共振子Ｐ１０１ａ～Ｐ１０１ｃの高次モードが発生する周波数を異ならせることにより高次モードレベルの抑制が図られていた。第２の実施形態においても、同様に、高次モードレベルを抑制することができる。
　また、本実施形態のラダー型フィルタ１の第２の特徴は、第１の分割共振子Ｐ１ａの反共振周波数と、第２の分割共振子Ｐ１ｂの反共振周波数がほぼ一致されていることにある。それによって、第１の実施形態において生じていた通過帯域内のリップルＢが抑制されている。図７を参照して抑制効果を説明する。
　図７は、第２の実施形態のラダー型フィルタ１及び第３の実施形態のラダー型フィルタの減衰量周波数特性を示す図である。実線が、第２の実施形態の結果を示す。破線が、以下に述べる第３の実施形態の結果を示す。
　第３の実施形態のラダー型フィルタでは、第１の分割共振子Ｐ１ａの反共振周波数と、第２の分割共振子Ｐ１ｂの反共振周波数の差が互いに０．４％より大きく異なっている。その他の構成については、第３の実施形態は、第２の実施形態と同様とした。従って、第３の実施形態においても、第１，第２の分割共振子Ｐ１ａ，Ｐ１ｂの高次モード発生周波数はずらされている。そのため、高次モードレベルの抑制を図ることができる。
　しかしながら、図７において破線によって示すように、第３の実施形態では、前述した第１の実施形態と同様に、通過帯域内に矢印Ｂ１で示すリップルが現れている。これに対して、実線で示す第２の実施形態の特性では、上記通過帯域内のリップルが抑制されている。すなわち、並列腕共振子の反共振周波数は、通過帯域内に位置しているが、第２の実施形態では、この反共振周波数が一致されているため、反共振周波数がずれていることによるリップルが生じ難い。
　なお、第２の実施形態では、上記第１の分割共振子Ｐ１ａにおける電極指ピッチと、第２の分割共振子Ｐ１ｂにおける電極指ピッチとが、上記高次モードの発生周波数が異なるように異ならされている。さらに、上記第１，第２の分割共振子Ｐ１ａ，Ｐ１ｂの反共振周波数が、後述する手法によりほぼ一致されている。
　上記のように、通過帯域内のリップルを発生させないためには、第１，第２の分割共振子Ｐ１ａ，Ｐ１ｂの反共振周波数を一致させておくことが望ましい。この場合、必ずしも第１の分割共振子Ｐ１ａと第２の分割共振子Ｐ１ｂの反共振周波数を完全に一致させる必要はなく、ほぼ一致させればよい。なお、ほぼ一致とは、２つの反共振周波数の差が、低い側の周波数の反共振周波数に対して±０．４％の範囲内であればよいことを意味する。なお、ラダー型フィルタの通過帯域内のリップルの発生を抑制する観点からは、周波数の差を半減させた±０．２％の範囲内であることが望ましい。
　図７に示すように、周波数の差が±０．４％の範囲内であれば、上記通過帯域内におけるリップルの大きさを１ｄＢ未満に抑制することができ、±０．２％の範囲内であれば、上記通過帯域内におけるリップルの大きさをさらに抑圧することができるからである。
　上記のように、高次モードの発生周波数を第１，第２の分割共振子Ｐ１ａ，Ｐ１ｂで異ならせ、さらに両者の反共振周波数をほぼ一致させるには、分割共振子におけるメインモードの共振周波数と高次モードの共振周波数との周波数間隔を調整することが必要となる。
　上記のようなメインモードの共振周波数と、高次モードの共振周波数との間の周波数間隔は、様々な方法で調整することができるが、ＳｉＯ２膜の膜厚を調整することにより容易に調整することができる。これを、図８～図１０を参照して説明する。
　図１０は、上記第２の実施形態において、ＳｉＯ２膜の膜厚を、第１，第２の分割共振子で異ならせた構造を示す部分切欠き正面断面図である。第１の分割共振子Ｐ１ａを構成するためのＩＤＴ電極１２を被覆しているＳｉＯ２膜部分１４ａの膜厚に対して、第２の分割共振子Ｐ１ｂを構成しているＩＤＴ電極１３上のＳｉＯ２膜部分１４ｂの膜厚が薄くされている。このように、ＳｉＯ２膜の膜厚を、上記周波数間隔を異ならせるように異ならせればよい。
　図８は、ＳｉＯ２膜の膜厚を、５２４．５ｎｍ（波長の３５．０％）、５８０．４ｎｍ（波長の３８．７％）及び４７６．４ｎｍ（波長の３１．８％）とした場合のメインモードの共振特性を示し、図９は高次モードの共振特性を示す。なお、波長は、ＩＤＴ電極の電極指ピッチで定まる。図８及び図９において、実線が５２４．５ｎｍの場合、破線が５８０．４ｎｍの場合、一点鎖線が４７６．４ｎｍの場合の結果を示す。なお、ＩＤＴ電極は、弾性波伝搬方向に沿って圧電基板１１上に設けられ、複数本の電極指を有しており、一端が互いに間挿し合っており、他端がバスバーに接続している一対のくし歯状電極を含んでいる。弾性波伝搬方向において、一対のくし歯状電極の両側に位置する圧電基板１１上に、反射器が設けられている。ただし、設計に応じて反射器の一部または全部を省略できる。ここで、電極指ピッチとは、弾性波伝搬方向における、互いに隣り合って周期的に並ぶ電位の異なる電極指の間隔を示すものとする。
　図８及び図９から明らかなように、ＳｉＯ２膜の膜厚を変化させることにより、メインモードの共振周波数と、高次モードの共振周波数との周波数間隔を変化させ得ることがわかる。すなわち、第１，第２の分割共振子Ｐ１ａ，Ｐ１ｂにおいて、高次モードの共振周波数の周波数位置を異ならせた状態で、メインモードの反共振周波数の周波数位置をほぼ一致させ、それによって通過帯域内におけるリップルの大きさを減少し得ることがわかる。
　なお、上記実施形態では、ＳｉＯ２膜の膜厚を調整することによりメインモードの共振周波数と、高次モードの共振周波数との周波数間隔を調整したが、他の手法を用いてもよい。例えば、ＩＤＴ電極のメタライゼーション比を調整してもよい。あるいは分割共振子にコンデンサを並列接続してもよい。すなわち、ＳｉＯ２膜を含む誘電体膜の膜厚、ＩＤＴ電極におけるメタライゼーション比、コンデンサなどの他の回路素子の接続等の様々な方法により、メインモードと、高次モードとの周波数間隔を調整することができる。なお、ＩＤＴ電極におけるメタライゼーション比（デューティー比）とは、弾性波伝搬方向における、電極指の幅寸法の、電極指の幅寸法と電位の異なる隣り合う電極指間の隙間との和に対する割合を示すものとする。
　また、上記実施形態では、誘電体膜としてＳｉＯ２膜を示したが、ＳｉＮ膜などの他の誘電体を用いてもよい。
　なお、上記実施形態では、並列腕共振子Ｐ１～Ｐ４のうち、並列腕共振子Ｐ１の第１，第２の分割共振子Ｐ１ａ，Ｐ１ｂ間において高次モードの発生周波数を異ならせたが、他の並列腕共振子Ｐ２～Ｐ４においても同様としてもよい。すなわち、複数の並列腕共振子Ｐ１～Ｐ４のうち少なくとも１つの並列腕共振子において、第１の分割共振子の高次モードの発生周波数と、第２の分割共振子の高次モードの発生周波数を異ならせればよい。好ましくは、より多くの並列腕共振子において、第１の分割共振子における高次モードの発生周波数と、第２の分割共振子における高次モードの発生周波数を異ならせればよい。さらに好ましくは、全ての並列腕共振子において、第１，第２の分割共振子における高次モードの発生周波数を異ならせることが望ましい。
　また、直列腕共振子Ｓ１を構成している第１の分割共振子Ｓ１ａと第２の分割共振子Ｓ１ｂにおいて、高次モードを発生させる周波数を異ならせてもよい。さらに、２以上の直列腕共振子において、第１の分割共振子と第２の分割共振子の高次モードの発生周波数を異ならせてもよい。すなわち、本発明においては、直列腕共振子及び並列腕共振子のうち少なくとも１つの共振子において、分割共振子同士の高次モードの発生周波数を異ならせばよい。それによって、高次モードの応答を抑制することができる。また、直列腕においても、より好ましくは、全ての直列腕共振子において、第１の分割共振子と第２の分割共振子との高次モードの発生周波数を異ならせることが望ましい。
　また、上記実施形態では、並列腕共振子Ｐ１～Ｐ４は、第１，第２の分割共振子Ｐ１ａ，Ｐ１ｂ～Ｐ４ａ，Ｐ４ｂに２分割されていたが、３分割以上されていてもよい。同様に直列腕共振子Ｓ１～Ｓ５についても同様に３分割以上されていてもよい。従って、分割数は特に限定されない。ラダー型フィルタの通過帯域を構成している並列腕共振子の反共振周波数、または直列腕共振子の共振周波数に関して、最大と最小の周波数の差を最小の周波数で割ったときの比率が、±０．４％の範囲内の構成であり、さらに好ましくは±０．２％の範囲内である構成が、通過帯域内に発生するリップルの大きさを低減する効果を有するため望ましい。
　また、上記実施形態では、並列腕共振子Ｐ１～Ｐ４及び直列腕共振子Ｓ１～Ｓ５はいずれも直列分割されていたが、並列分割されていてもよい。直列分割と並列分割との分割された共振子の全体の静電容量が同じである場合、直列分割の方がＱ値を高くできる点で好ましく、並列分割の方が圧電基板１１上の占有面積を小さくできる点で好ましい。
　図１１は、このような並列分割型の第１，第２の分割共振子を有する回路を示す回路図である。例えば、図５に示した並列腕共振子Ｐ１を、並列分割し、第１，第２の分割共振子Ｐ１１ａ，Ｐ１１ｂとしてもよい。第１の分割共振子Ｐ１１ａと第２の分割共振子Ｐ１１ｂとが並列に接続されている。この場合、第１の分割共振子Ｐ１１ａと第２の分割共振子Ｐ１１ｂとの間の共振周波数の差を０．０％、共振周波数の０．４％または０．８％とした場合の共振特性を図１２に示す。実線により周波数差が０．０％の場合、破線により周波数差が０．４％の場合、一点鎖線により０．８％の場合の結果を示す。
　図１２に示すように、並列分割では、第１の分割共振子Ｐ１１ａと第２の分割共振子Ｐ１１ｂとの間の共振周波数の差が大きくなると、共振点が２つに分かれる。従って、ラダー型フィルタでは、並列腕共振子の共振周波数は減衰域に位置しているため、このような共振周波数が２つに分かれる現象はさほど問題とはならない。これに対して、直列腕共振子Ｓ１（図５参照）を例えば並列分割した場合には、共振周波数はラダー型フィルタの通過帯域内に位置することになる。従って、直列腕共振子を複数の分割共振子に並列分割した場合には、複数の分割共振子の共振周波数をほぼ一致させておくことが好ましい。それによって、通過帯域内におけるリップルを抑制することができる。なお、ほぼ一致とは、２つの共振周波数の差が、低い側の周波数の共振周波数に対して±０．４％の範囲内の構成であればよいことを意味する。なお、ラダー型フィルタの通過帯域内に発生するリップルの大きさを抑制する観点からは、周波数の差を半減させた±０．２％の範囲内の構成であることが望ましい。ここで、＋０．４％および－０．４％が±０．４％の範囲内に含まれるものとする。
　すなわち、高次モードレベルを抑制し、かつ通過帯域内のリップルを効果的に抑制するには、以下の２つの条件が満たされればよい。
　１）分割されている共振子において、少なくとも１つの分割共振子の高次モード発生周波数を、残りの分割共振子の高次モード発生周波数と異ならせること。
　２）並列腕共振子が直列分割されている場合には、分割共振子同士の反共振周波数をほぼ一致させる、あるいは直列腕共振子が並列分割されている場合には、分割共振子同士の共振周波数をほぼ一致させること。
１…ラダー型フィルタ
２…入力端子
３…出力端子
４～７…接続点
１１…圧電基板
１２，１３…ＩＤＴ電極
１４…ＳｉＯ２膜
１４ａ，１４ｂ…ＳｉＯ２膜部分
１００１…ラダー型フィルタ
１００２…入力端子
１００３…出力端子
１０１１，１０１２…第１，第２の分割共振子
Ｐ１～Ｐ４，Ｐ１０１…並列腕共振子
Ｐ１ａ，Ｐ１ｂ～Ｐ４ａ，Ｐ４ｂ，Ｐ１１ａ，Ｐ１１ｂ，Ｐ１０１ａ～Ｐ１０１ｃ…分割共振子
Ｓ１～Ｓ５，Ｓ１０１，Ｓ１０２…直列腕共振子
Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ～Ｓ５ａ，Ｓ５ｂ，Ｓ１０１ａ～Ｓ１０１ｃ，Ｓ１０２ａ～Ｓ１０２ｃ…分割共振子

Claims (10)

  1. 　入力端と出力端とを結ぶ直列腕に配置された直列腕共振子と、
    　前記直列腕とグラウンド電位とを結ぶ並列腕に配置された並列腕共振子とを備え、
    　前記直列腕共振子及び前記並列腕共振子のうち少なくとも１つの共振子が、２以上の複数の分割共振子に分割されており、前記複数の分割共振子のうち少なくとも１つの分割共振子における高次モードの発生周波数が、残りの分割共振子の高次モードの発生周波数と異なっている、ラダー型フィルタ。
  2. 　ＬｉＮｂＯ３からなる圧電基板と、
    　前記圧電基板上において、前記直列腕共振子及び前記並列腕共振子を構成するように設けられた複数のＩＤＴ電極と、
    　前記複数のＩＤＴ電極を覆うように設けられた誘電体膜とを備える、請求項１に記載のラダー型フィルタ。
  3. 　前記複数の分割共振子のうち少なくとも１つの分割共振子における高次モードの発生周波数が、残りの分割共振子の高次モードの発生周波数と異なるように、前記少なくとも１つの分割共振子における前記ＩＤＴ電極の電極指ピッチと、前記残りの分割共振子の前記ＩＤＴ電極の電極指ピッチとが異なっている、請求項２に記載のラダー型フィルタ。
  4. 　前記複数の分割共振子のうち少なくとも１つの分割共振子における高次モードの発生周波数が、残りの分割共振子の高次モードの発生周波数と異なるように、前記少なくとも１つの分割共振子において前記ＩＤＴ電極を覆っている誘電体膜の厚みと、前記残りの分割共振子における前記ＩＤＴ電極を被覆している前記誘電体膜の厚みとが異なっている、請求項２または３に記載のラダー型フィルタ。
  5. 　少なくとも１つの前記直列腕共振子が複数の分割共振子に並列分割されており、分割共振子同士の共振周波数がほぼ一致している、請求項１～４のいずれか１項に記載のラダー型フィルタ。
  6. 　少なくとも１つの前記並列腕共振子が複数の分割共振子に直列分割されており、分割共振子同士の反共振周波数がほぼ一致している、請求項１～５のいずれか１項に記載のラダー型フィルタ。
  7. 　少なくとも１つの前記直列腕共振子が複数の分割共振子に直列分割されている、請求項１～４のいずれか１項に記載のラダー型フィルタ。
  8. 　少なくとも１つの前記並列腕共振子が複数の分割共振子に並列分割されている、請求項１～４または７のいずれか１項に記載のラダー型フィルタ。
  9. 　前記２以上の複数の分割共振子において、前記分割共振子における高次モードの発生周波数がすべて異なる、請求項１～８のいずれか１項に記載のラダー型フィルタ。
  10. 　少なくとも１つの分割共振子に並列にコンデンサが接続されている、請求項１～９のいずれか１項に記載のラダー型フィルタ。
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