JP2001510950A - 改善されたエッジ急峻特性付きの表面弾性波フィルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 ３つの相互に接続された直列及び／又は並列共振器を有するＳＡＷ−フィルタにおいて、インターデジタル変換器の異なるフィンガ周期性を有する複数の共振器を設けるようにすれば、通過領域のエッジ急峻特性が改善される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】 本発明は、共振器型式タイプの表面波弾性フィルタ（ＳＡＷ−フィルタ）に関
するものであり、前記表面弾性波フィルタは、低損失及び大きな阻止領域減衰比
を有するバンドパスフィルタとして殊に、コードレス又は移動電話用入、出力フ
ィルタとして適するものである。

【０００２】 前部の型式のＳＡＷ−フィルタは、ＤＥ４４０８９８９Ｃから公知である。こ
のフィルタは、多数の表面弾性波共振器を有し、これらの表面弾性波共振器は、
直列又は並列に相互に接続されている。共振器の各々は、１つのインターデジタ
ル変換器を有し、このインターデジタル変換器は２つの反射器間に設けられてい
る。インターデジタル変換器の電極フィンガも、例えば格子状に配置された反射
器も、実質的に共振周波数の半波長に相応するフィンガ周期性を有する。これに
より、個々の電極フィンガにて、もしくは反射器にて生ぜしめられた、もしくは
反射された表面弾性波も、構造上のインターファレンス干渉により最適に増幅さ
れ得る。ＨＦ信号は、而して、殆ど損失なしで一方の表面弾性波共振器から他方
の表面弾性波共振器へ伝達され得る。更に、複数の共振器の直列及び並列接続に
より、次のことが達成される。即ち、通過領域の外側にある周波数がさらに一層
減衰され、而して阻止領域抑圧度が増大されることが達成される。通過領域外で
は共振器型式のＳＡＷフィルタの場合、次のようにすれば、最適の阻止領域抑圧
度が得られる、即ち反射器及びインターデジタル変換器のフィンガ周期性が夫々
、相互に接続されたすべての直列の共振器に対して、もしくは、相互に接続され
たすべての並列の共振器に対して等しい場合、最適の阻止領域抑圧度が得られる
のである。

【０００３】 前述のドイツ特許明細書では付加的に次のことが提案されている。即ち、反射
器におけるフィンガ周期性ないし中間電極間隔を、インターデジタル変換器にけ
る中間電極間隔とは異ならせて調整セッティングすることが付加的に提案されて
いる。殊にこのことは、直列的に相互に接続された共振器の反射器における中間
電極間隔に対して提案されている。それにより、公知フィルタにて通過領域外で
生じるノイズピークが除かれるようになる。

【０００４】 但し、共振器型式の当該の、及び他のＳＡＷフィルタにおいて欠点と見なされ
るところは、通過特性カーブにおいて、通過領域のエッジが十分急峻には低下し
なかったり、また通過領域と阻止領域との間の移行が十分鮮鋭シャープには行わ
れず、その結果通過特性カーブが当該の領域に過度に緩衝に低下したり、丸味の
ある縁辺を呈することである。

【０００５】 従って本発明の課題とするところは、良好な阻止領域抑圧度のもとで而も、十
分幅広い通過領域が、急峻に低下、降下するエッジを有する共振器型式のＳＡＷ
−フィルタを提供することにある。

【０００６】 前記課題は請求項１の構成要件を備えたＳＡＷ−フィルタにより解決される。
本発明の有利な発展形態は引用請求項に記載されている。

【０００７】 本発明のＳＡＷ−フィルタは、少なくとも２つの共振器を有し、それらの少な
くとも２つの共振器は、相互に並列及び／又は直列に接続されており、ここで直
列に接続された共振器及び／又は並列に接続された共振器がインターデジタル変
換器の少なくとも２つの異なるフィンガ周期性を有する。フィンガ周期性のその
ような差異の程度により、所期のように、通過領域の一層高いエッジ急峻特性及
び殊に、通過領域から阻止領域への一層鮮鋭な移行が調整セッティングされ得る
。更に、変らない低い通過減衰度を有する一層フラットな通過領域が得られる。
当該の成果は驚異的であり、その種の装置に対して期待され得べき値と相容れな
いものである。異なるフィンガ周期性を有する共振器に対して本来は、同じフィ
ンガ周期性を有する並列もしくは直列に接続された共振器を有するフィルタに対
してよりわずかなエッジ急峻特性が予期されるのである。然し乍ら、本発明によ
っては、少なくとも変らないエッジ急峻特性を有するＳＡＷ−フィルタが得られ
るのである。

【０００８】 更に、本発明のＳＡＷ−フィルタでは、通過領域の両エッジのうちの１つを一
層より急峻に形成することが可能である。これは、より高い周波数に向って通過
領域を制限するエッジであり得るが、より低い周波数に向って通過領域を制限す
るエッジであってもよい。このことは、次のようにすれば達成される、即ち、直
列接続された共振器に対してのみ異なるフィンガ周期性を調整セッティングする
のである。ここで、一層より低い周波数へ向う左のエッジが一層より急峻に調整
セッティングされる。他方では、並列接続された共振器におけるフィンガ周期性
の異なる調整セッティングにより、通過領域の、一層より高い周波数へ向う右の
エッジが一層より急峻に形成され得る。更に、通過領域からエッジのほうに向っ
ての移行（例えば０〜３ｄＢの相対減衰度領域にて）がより急激に形成される。

【０００９】 本発明の有利な発展形態では直列接続された共振器Ｒ_S１，・・Ｒ_Sｎ（ｎ≧３
）のもとでインターデジタル変換器の電極フィンガの少なくとも３つの異なるフ
ィンガ周期性が選定されここで、最大フィンガ周期性を有する共振器が当該の直
列接続にて外側に配置され、最小フィンガ周期性を有する共振器が中央にて内側
に配置される。３つより多くの直列に配置されたフィンガ周期性の場合最も小さ
なフィンガ周期性を有する共振器は有利には最も大きなフィンガ周期性を有する
共振器には隣接していない。

【００１０】 本発明のさらなる発展形態は４つの直列接続された共振器が設けられており、
ここで、各１つの直列の共振器がそれに並列に接続された共振器と共に１つの基
本素子を形成し、当該の基本素子において、並列に接続された共振器が１つ又は
、２つの隣接する基本素子に対応付けて配され得、直列の共振器の電極フィンガ
のフィンガ周期性に対して３つの異なる値を調整セッティングでき、また、一方
の外側の共振器が最高のフィンガ周期性を有し、他方の１つの外側の共振器及び
１つの内側の共振器が最も低いフィンガ周期性を有し、ここにおいて、他の外側
共振器及び１つの内側共振器が同じ共振器周波数を有する。

【００１１】 従って、４つの直列の共振器Ｒ１〜Ｒ４に対してそれのフィンガ周期性ｐ１〜
ｐ４に対して下記が成立つ； ｐ２＜ｐ１＝ｐ３＜ｐ４又はｐ３＜ｐ１＝ｐ２＜ｐ４ 又は夫々その逆の順位、配列関係が成立つ。

【００１２】 一般的に成立つことは、比較的に大きな数の直列接続の共振器によっては一層
より良好な阻止領域抑圧度が達成されるということである。本発明のＳＡＷ−フ
ィルタに対して、所定数の並列接続の共振器のもとで、最大数の直列接続の共振
器が選定され、それにより、最小の総合共振器数のもとでフィンガ周期性の配置
構成に対して最大の可変性が得られるものである。而して、２つの並列の共振器
及び３つの直列の共振器により、３つの基本素子を有する１つの本発明のＳＡＷ
−フィルタを構成でき、４つの直列の共振器及び２つの並列の共振器により、４
つの基本素子を有する１つの本発明のＳＡＷ−フィルタを構成できる。

【００１３】 同様にして、本発明のフィルタは、最大数の並列共振器と、最小数の直列共振
器を有し得、ここで、インターデジタル変換器のフィンガ周期性が並列共振器に
て、少なくとも２つの異なる値をとり得、そして、３つ以上の基本素子の場合は
３つの異なる値をとり得る。

【００１４】 さらに、直列接続の付加的共振器を設け得、この付加的共振器は隣接する並列
接続の共振器を有しない、即ち、それに並列に接続されたいずれの共振器とも基
本素子を形成し得ない。

【００１５】 本発明のさらなる実施形態では、少なくとも１つの直列共振器が２つの並列共
振器により置換され、それらの２つの並列共振器は、それの夫々の入力側ないし
出力側が相互に接続される。

【００１６】 フィンガ周期性における調整セッティングすべき差異に関して、０.１〜３％ の偏差が適当であることが判明しており、０.５〜１％が特に有利であることが 判明している。フィンガ周期性の偏差が大きくなると特性、殊にフィルタの通過
領域が劣悪になるのに対して、フィンガ周期性の偏差が小さくなると、本発明に
よる効果、即ち、通過領域のエッジの一層急峻な調整セッティングが低減される
。

【００１７】 １つのエッジにおいてのみ一層高いエッジ急峻特性を特定的に調整セッティン
グすることは、２つの隣接する周波数領域を相互に切離すべき場合に有利である
。而して、例えばＧＳＭ標準による移動無線網が送信機及び受信機に対して異な
る周波数領域を有する。例えば、当該領域は相互に２０ＭＨｚ離れている。而し
て、入力−ないし出力フィルタに対して本発明のＳＡＷ−フィルタを使用する場
合、特定的に通過領域のエッジを一層より急峻に形成することが可能であり、上
記の通過領域のエッジにより、通過領域を送信機ないし受信機のバンド帯域の隣
接通過領域に対して境界付け画定するのである。

【００１８】 ＧＳＭ標準における送信機帯域バンドは受信機帯域バンドの下方にあるので、
有利には、送信機帯域バンドに対しては、通過領域の急峻な右方のエッジを有す
る（高いほうの周波数に向って）フィルタが使用され、そして受信機帯域バンド
に対しては、通過領域の急峻な左方のエッジを有する（低いほうの周波数に向っ
て）フィルタが使用される。

【００１９】 次に実施例に即して所属の７つの図を用いて以降詳述する。

【００２０】 図１には直列共振器Ｒ_Sと並列共振器Ｒ_pとが１つのフィルタにてどのように相
互に接続されるかを複数の例で示す。図１Ａは、１つのフィルタの１つの基本素
子を示し、この基本素子では、１つの共振器がＲ_s1が２つの端子Ａ１，Ａ２間に
接続され、それに並列に１つの共振器Ｒ_p1が接続されており、この１つの共振器
Ｒ_p1は任意の電位、例えばアース電位におかれている。ここで、１つの基本素子
は、そのような共振器の１つの対Ｒ_S，Ｒ_pから成る。夫々の可能な対が、１つの
基本素子を形成しここで、直列共振器も並列共振器も、２つの隣接する基本素子
に所属し得る。

【００２１】 図１Ｂ及び図１Ｃは、各１つの基本素子Ｒ_s1，Ｒ_p1を有する最も簡単な本発明
の基本素子を成す。付加的に、フィルタは、さらに、付加的な並列共振器又は直
列共振器を有し、その並列共振器又は直列共振器は、いかなる基本素子にも属し
ないものである。図１Ｂでは２つの共振器Ｒ_s1，Ｒ_s2が相互に直列に接続されて
おり、それに並列的に、１つの共振器Ｒ_p1が接続されている。図１Ｃでは、１つ
の共振器Ｒ_s1に並列に、２つの共振器Ｒ_p1，Ｒ_p2が接続されている。

【００２２】 図１Ｄ〜図Ｇでは２つの基本素子から成るフィルタを示す。図１Ｄ，１Ｅ，１
Ｇのフィルタは２つの直列の共振器Ｒ_s1，Ｒ_s2を有し、これに並列に１つの共振
器Ｒ_p1（図１Ｄ）ないし２つの共振器Ｒ_p1，Ｒ_p2（図１Ｅ，１Ｇ）が並列に接続
されている。図１Ｆでは、２つの並列共振器Ｒ_p1，Ｒ_p2を有する１つの直列共振
器Ｒ_s1が接続されている。

【００２３】 図１Ｈ〜１Ｋには３つの基本素子を有するフィルタを示す。図１Ｈのフィルタ
は、３つの直列共振器Ｒ_s1〜Ｒ_s3及びそれに並列に接続された２つの共振器Ｒ_p1 ，Ｒ_p2から成る。図１Ｉのフィルタは、２つの直列共振器及び２つの並列共振器
から成る。図１Ｋのフィルタは２つの直列共振器及び３つの並列共振器から成る
。

【００２４】 図示のフィルタの他に付加的に、同様に、本発明のフィルタは、さらなる並列
共振器又は直列共振器を有し得、それらの並列共振器又は直列共振器は、それぞ
れ、１つの個別共振器を、２つの直列共振器又は並列共振器に分割したものから
形成され得、このことは、図１Ｂ，１Ｃによる事例と類似したものである。当該
接続の直列分岐では１つの共振器Ｒ_sが、２つの相互に並列接続の共振器により 置換され得、このことは、並列分岐中で１つの共振器Ｒ_pが２つの直列接続の共 振器により置換され得るのと同様である。図１Ｌは、個別共振器の等価回路図を
示し、この個別共振器は静的容量Ｃｏ及びこれに並列に接続されたインダクタン
スＬ₁、容量Ｃ₁及びオーム抵抗ｗ₁を有する。

【００２５】 図２は、個別の共振器が圧電サブストレートＳ上にどのように構成されるかを
示す。ここで、各共振器は、インターデジタル変換器ＩＤＴ、及びそれの側方に
表面波の主伝播方向に位置する反射器Ｒ_efa，Ｒ_efbを有する。サブストレートと
しては、任意の圧電性、有利には単結晶の材料を使用でき、当該の材料は、フィ
ルタの所定の通過領域に依存して選ばれる。既述のＧＳＭ標準は、例えば２５Ｍ
Ｈｚのシステム帯域を有する。従って、それに適するフィルタの通過領域は、少
なくともシステム帯域幅に相応しなければならない。そのような通過領域は、例
えば、圧電性サブストレートの所定の結晶カット断面にて、タンタル酸リチウム
（Lithiumtantalat）Ｌｉ−ＴａＯ₃、又はニオブ酸リチウム（Lithiumniobat） ＬｉＮｂＯ₃の所定の結晶カット断面上にて獲得できる。反射器Ｒ_ef及びインタ ーデジタル変換器ＩＤＴは、金属性導体構造として構成され、例えばアルミニウ
ムから成る。

【００２６】 最も簡単な場合では、インターデジタル変換器ＩＤＴの電極フィンの間隔及び
反射器ＲＥＦにおける格子間隔は等しい。ここでフィンガ周期性Ｐとは、１つの
インターデジタル変換器ＩＤＴの２つの隣接するフィンガの中心間隔のことであ
る。１つのインターデジタル変換器ＩＤＴは、複数のフィンガを有し、それの精
確な数及びそれのオーバーラップはそれにより達せられる所望のインピーダンス
に依存する。典型的には、１つのインターデジタル変換器ＩＤＴは２０〜３００
のフィンガを有する。同様に、典型的に、電極フィンガは幅ｂを有し、この幅ｂ
は、他のインターデジタル変換器の隣接する電極フィンガへの間隔ｄに相応する
。フィンガ周期性は、生成される音響表面波の半波長に相応するので、そのよう
な場合においてｄ＝ｂ＝λ／４である。一層より良好な再現性のためメタライゼ
ーション比ないし金属化比ηとも称される商ｂ／ｐは、０．６〜０．８の値をと
り得る。ここで、ｄは相応に小となる（例えばＤＥ４１１５０８０Ａをも参照の
こと）。

【００２７】 １つのフィルタに対して、複数のそのようなトラックが共振器と共に幾何学的
に相互に並行にパラレルに１つの共通のサブストレート上に被着されている。１
つの共通のサブストレートＳ上での個別共振器の電気的接続を図１に示すように
行なうことができる。然し、亦さらにより多くの基本素子から成るフィルタを構
成することも可能であり、上記のフィルタは、サブストレートＳ上で相応に多く
の数のトラックを要する。

【００２８】 図３には周波数に対する２つの共振器のインピーダンス特性経過を示す。ここ
で、ある１つの通過領域を有するフィルタが次のようにすれば得られる即ち、１
つの直列共振器と１つの並列共振器とから成る少なくとも１つの基本素子を設け
るのである。１つの個別の共振器は、それぞれ最小のインピーダンスを有する共
振周波数ｆ_r及び最大のインピーダンスを有する反共振周波数ｆ_aを有する。１つ
のフィルタの１つの基本素子において、直列共振器ないし並列共振器の共振ない
し反共振は実質的に次のように整合調整される、即ち、直列共振器Ｒ_sの共振周 波数ｆ_rsが、それに並列に接続された共振器Ｒ_pの反共振周波数ｆ_apに相応する ように整合調整される。そのようにして、ｆ_rsないしｆ_rpの周りの通過領域を有
するフィルタが得られる。

【００２９】 図４に示すフィルタの周波数特性では、フィルタ入力側に加わる信号に対して
相対的なフィルタ出力側における振幅比を周波数ｆに関して示してある。通過領
域Ｄでは、最大の信号が得られる。通過領域の両側で、周波数特性の特性カーブ
Ｍは、最小値を取り、それにひきつづいて阻止領域抑圧領域に相応する値に再び
上昇する。良好なフィルタ特性のため、通過領域Ｄから阻止領域Ｓへの急峻な移
行Ｆを達成しようとするものである。

【００３０】 要するに、良好なフィルタ特性のため、殊に急峻なエッジＦを得ることが期せ
られる。通過領域からエッジ、辺縁への移行を、できるだけ角ばったものにする
必要がある。従って、辺縁Ｋの領域にて、特性カーブに対して最小の曲率半径が
期せられる。

【００３１】 図５は、本発明の第１のフィルタに対する伝達関数を示し、このフィルタでは
、直列共振器Ｒ_sの共振周波数ｆｒないし直列共振器Ｒ_sのインターデジタル変換
器ＩＤＴのフィンガ周期性は相互に異なっている。測定カーブは、例えば、図１
Ｈに示すように接続された３つの基本素子により得られる。実線は、従来フィル
タ−ここでは直列共振器のフィンガ周期性ｐは一致する−のフィルタ特性を示す
のに対して、破線は、直列共振器Ｒ_sのインターデジタル変換器ＩＤＴの異なる フィンガ周期性ｐを有する本発明のフィルタに相応する。同時に、並列共振器Ｒ _p のインターデジタル変換器ＩＤＴは、等しい共振周波数ないしフィンガ周期性 を有する。

【００３２】 図５から明らかなように、本発明のフィルタの伝達関数Ｍは、一層より急峻な
エッジF_li及び通過領域へのエッジの移行部にて改善された辺像Ｋ_liを有する右 方のエッジＦ_reは、変わらない侭である。直列共振器のインターデジタル変換器
ＩＤＴのフィンガ周期性ｐに対してＰ₃＞Ｐ₁，Ｐ₂ないしＰ₁＜Ｐ₂，Ｐ₃が成り立
ち、そしてそれにより定まる共振周波数に対して、ｆ_r3＜ｆ_r1，ｆ_r2ないしｆ_r1 ＞ｆ_r2，ｆ_r3が成り立つ。

【００３３】 図６は、本発明のフィルタの通過領域を示し、この本発明のフィルタの通過領
域では、並列接続の共振器Ｒ_pのインターデジタル変換器のフィンガ周期性は異 なったものとなり、前記フィルタは、例えば図１Ｋに示すように接続されたもの
である。ここでも、通過領域のエッジの改善が達成され、該エッジの改善は、当
該の実施形態では高い方の周波数へ向かう右方のエッジに作用を及ぼすものであ
る。右方のエッジは、明らかに一層より急峻に形成されており、相応の辺縁Ｋ_re は一層より鮮鋭シャープに際立っている。

【００３４】 図７では、ノイズ領域抑圧度を増強した本発明のフィルタのさらなる有利な改
善を示す。当該の実施形態では、並列共振器Ｒ_pに密に空間的に隣接して、電気 的に絶縁された金属化面が配されており、この金属化面はＡ_oに接続されている 。この金属化面により、共振器Ｒ_pの静的容量Ｃ_op（図１ＬにおけるＣ_o参照）を
所期のように次のように制御する、即ち、直列共振器Ｒ_sの静的容量Ｃ_osに対す る比Ｃ_op／Ｃ_osが高められるように制御する。これまで静的容量の直接的変化に
より当該の比を変化させ、例えばインターデジタル変換器のフィンガ数又はアパ
ーチャの変化により、当該の比を変化させ、以て、一層より高いノイズ領域抑圧
度を達成することは既に公知であった。しかしながら、ここで、必然的結果とし
て、通過領域Ｄ、エッジ急峻特性及び通過減衰度が劣悪になり、その結果フィル
タは総体的に全体として改善が得られない。但し、本発明による並列的共振器に
隣接して設けられる付加的な金属化面により、静的容量の当該の比が前述のよう
な劣悪な付随的副作用的効果を生じさせることなく、好ましい作用、影響を受け
る。それにより、ノイズ領域抑圧度が高められ（図７中破線参照）、一方、通過
領域は、付加的な金属化面のないフィルタ（図７中実線参照）に比して変わらな
いままである。

【００３５】 前述の本発明の構成と無関係に、本発明のフィルタは、それ自体従来フィルタ
から既に公知であったさらなる構成を有し得る。而して、例えば、直列共振器Ｒ _s は、共振周波数ｆ_rsを有し、この共振周波数ｆ_rsは、並列共振器Ｒ_pの反共振周
波数ｆ_apのところに、又はそれをわずかに越えて位置してよい。さらなるバリエ
ーションは、並列及び／又は直列共振器における反射器のフィンガ周期性に係わ
る。後者は、本発明に無関係に所属のインターデジタル変換器のフィンガと同じ
又は異なった周期を有し得る。付加的に、すべての直列共振器又はすべての並列
共振器は、それぞれ、共に、同じ周期をとり得、又は別の構成では異なった周期
をとってもよい。同様に、インターデジタル変換器ＩＤＴと反射器ＲＥＦとの間
隔はラムダ／４の奇数倍、又はそれとはわずかに異なっていてもよい。

【図面の簡単な説明】

【図１】 共振器をどのように相互に接続し得るかを示す概略図。

【図２】 サブストレート上に配置されたインターデジタル変換器及び反射器電極を有す
るフィルタの構成を示す概略図。

【図３】 並列ないし直列共振器のインピーダンス特性経過を周波数に関してプロットし
た特性図。

【図４】 フィルタの周波数特性図。

【図５】 改善された左方のエッジ特性を有するフィルタの周波数特性図。

【図６】 改善された右方のエッジ特性を有するフィルタの周波数特性図。

【図７】 改善された選別分離度を有するフィルタの周波数特性図。

【符号の説明】

Ａ₁ 端子 Ａ₂ 端子 Ｃ₀ 容量 Ｃ₁ 容量 Ｒ_p 並列共振器 Ｒ_s 直列共振器 Ｒ_s1，Ｒ_p1 基本素子 Ｒ_p1，Ｒ_p2 並列共振器 Ｒ_s1，Ｒ_s2 直列共振器 R_efa 反射器 Ｒ_efb 反射器 Ｓ サブストレート

【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書

【提出日】平成１２年１月１７日（２０００．１．１７）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】請求項１

【補正方法】変更

【補正内容】

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ２つのポートを有する表面波弾性フィルタ（ＳＡＷ−フィル
   タ）において、下記の構成要件を備える、即ち、 少なくとも３つの共振器（Ｒ_S，Ｒ_P）が表面弾性波に対して１つのサブストレ
   ート上にて相互に並行にパラレルに配置されたトラックにて、設けられており、 各共振器は、２つの反射器間に配置されたインターデジタル変換器（ＩＤＴ）
   を有し、前記インターデジタル変換器（ＩＤＴ）は、各１対の電気端子及び１つ
   のフィンガ周期性（ｐ）にて配置された複数の電極フィンガを有し、 前記端子を介して、共振器（Ｒ_S）は、共振器（Ｒ_P）に直列に及び／又は並列
   に接続されており、 少なくとも１つの共振器型式タイプ（Ｒ_S，Ｒ_P）について複数の共振器が設け
   られており、前記複数の共振器は、インターデジタル変換器（ＩＤＴ）の少なく
   とも２つの異なるフィンガ周期性を有することを特徴とする改善されたエッジ急
   峻特性付きの表面弾性波フィルタ。
2. 【請求項２】 ｎの直列に接続された共振器（Ｒ_S１，・・Ｒ_Sｘ，・・Ｒ_S ｎ）が、インターデジタル変換器（ＩＤＴ）の電極フィンガの異なるフィンガ周
   期性（ｐ_S１，・・ｐ_Sｘ，・・ｐ_Sｎ）を以て設けられており、（ｎ，ｘは整数 であって、ｎ≧３及び１＜ｘ＜ｎ）であり、 最大フィンガ周期性（ｐ^max）を有する共振器が外側に配置され、最小フィン ガ周期性を有する共振器が内側に配置され、それにより、少なくとも１つの値ｘ
   に対して（ｐ_Sｘ＜ｐ_S１＜ｐ_Sｎ）が成立つものでる請求項１記載のＳＡＷ−フ ィルタ。
3. 【請求項３】 ４つの基本素子が設けられており、ここで、１つの基本素子
   が、直列に接続された共振器（Ｒ_S）と、並列に接続された共振器（Ｒ_P）とを有
   し、１つの共振器が２つの基本素子に属し得るものであり、 直列の共振器（Ｒ_S）の電極フィンガのフィンガ周期性に対して下記が成立つ 、 ｐ_S２＜ｐ_S１＝ｐ_S３＜ｐ_S４又はｐ_S３＜ｐ_S１＝ｐ_S２＜ｐ_S４ の請求項１又は２記載のＳＡＷ−フィルタ。
4. 【請求項４】 インターデジタル変換器（ＩＤＴ）のフィンガ周期性（ｐ）
   の、ＳＡＷフィルタの通過領域の中心周波数に相応する標準フィンガ周期性（ｐ ^Std ）からの偏差が０.１〜３％である請求項１から３までのいずれか１項記載の
   ＳＡＷ−フィルタ。
5. 【請求項５】 ｒの直列共振器が、標準フィンガ周期性（ｐ^Std）を以て設 けられ、ｓの直列共振器が、それとは異なるフィンガ周期性（ｐ≠ｐ^Std）を以 て設けられており、 但しｓ／ｒ≦２が成立つ請求項１から４までのいずれか１項記載のＳＡＷ−フ
   ィルタ。
6. 【請求項６】 少なくとも１つの基本素子の直列に接続された共振器（Ｒ_S ）の共振周波数（ｆ_rs）が、所属する並列共振器（Ｒ_p）の反共振周波数（ｆ_as ）に等しい請求項１から５までのいずれか１項記載のＳＡＷ−フィルタ。
7. 【請求項７】 少なくとも１つの基本素子の直列に接続された共振器（Ｒ_S ）の共振周波数（ｆ_rs）が、所属する並列共振器（Ｒ_p）の反共振周波数（ｆ_as ）により大である請求項１から６までのいずれか１項記載のＳＡＷ−フィルタ。
8. 【請求項８】 少なくとも１つの並列共振器（Ｒ_p）のスタチック静的容量 Ｃ_opが、ＳＡＷフィルタの表面上にて共振器の部分又はリードと共に１つの容量
   を構成する金属化部の空間的に近傍の配置により作用を受けるようにし、ここで
   直列共振器の静的容量Ｃ_osとの所望の比Ｃ_op／Ｃ_osが得られるように当該の作用
   を受けるものである請求項１から７までのいずれか１項記載のＳＡＷ−フィルタ
   。
9. 【請求項９】 インターデジタル変換器のフィンガの幅（ｂ）と、それの周
   期Ｐとの商ｂ／Ｐから形成された金属化部比ηが０.６〜０.８の値を有する請求
   項１から８までのいずれか１項記載のＳＡＷ−フィルタ。