CN102209210B - 固态图像拾取设备、信号处理方法、和电子设备 - Google Patents

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Abstract

公开了一种固态图像拾取设备，包括：像素阵列部件，其中布置有单位像素，该单位像素包括光电变换部件和用于检测通过所述光电变换部件的光电变换所生成的电荷的电荷检测部件；驱动部件，适于执行将所述单位像素的信号两次分开读出为第一信号和第二信号的驱动；和信号处理部件，适于将从所述单位像素首先读出的第一信号设置为对于所述信号处理部件的可处理输入电压范围的参考电压，调整该参考电压使得所述第一和第二信号可被包括在该输入电压范围内，并使用所调整的参考电压来执行对于所述第一和第二信号的信号处理。

Description

固态图像拾取设备、信号处理方法、和电子设备
技术领域
本发明涉及固态图像拾取设备、用于固态图像拾取设备的信号处理方法、和电子设备。
背景技术
已知固态图像拾取设备包括单位像素，该单位像素进而包括光电变换部件、电荷检测部件和用于将该光电变换部件中积累的电荷传输到电荷检测部件的传输门部件。所描述的类型的固态图像拾取设备通常通过相关双采样来执行噪声去除处理，以便在复位操作时去除噪声。在以下描述中，电荷检测部件被称为FD(浮置扩散)部件。作为噪声去除处理的方法，使用数字信号处理的方法和使用模拟信号处理的另一方法是可用的。
例如在日本专利公开第2006-340044号(其后称为专利文献1)中已知和公开了使用数字信号处理作为噪声去除处理的固态图像拾取设备。专利文献1中公开的固态图像拾取设备合并了列平行的ADC(模数变换器；模数变换电路)，并被配置为使得按照行和列来排列多个单位像素并针对每一列布置ADC。
在合并列平行ADC的固态图像拾取设备中，将首先读出的复位电平Vrst设置为用于AD变换电路的参考电压Vzr，并使用参考电压Vzr来对复位电平Vrst和信号电平Vsig进行AD变换。具体来说，使得参考电压Vzr等于复位电平Vrst，从而即使噪声使得复位电平Vrst波动，信号电荷导致的像素的输出幅度|Vsig-Vrst|也可被稳定包含在AD变换电路的输入电压范围中。
一般来说，可仅在相对于AD变换电路的输入电压范围的充分小的范围内调整AD变换电路的参考电压Vzr。因此，AD变换电路的参考电压Vzr最好是类似复位电平Vrst的其波动宽度稳定有限的信号。相反，类似信号电平Vsig的其电压响应于入射光量呈现大幅度的信号不适于作为用于AD变换电路的参考电压Vzr。
和合并上述列平行ADC的固态图像拾取设备一样，在首先读出复位电平Vrst并且紧靠复位电平Vrst之后读出信号电平Vsig的前提下，假设现有固态图像拾取设备的噪声去除处理。另一方面，不能紧靠信号电平Vsig之前读出复位电平Vrst的固态图像拾取设备不能在对某一单位像素的信号电平Vsig进行AD变换之前、从同一像素获取参考电压Vzr。
作为不能紧靠信号电平Vsig之前读出复位电平Vrst的固态图像拾取设备，例如在日本专利公开第2001-238132号(其后称为专利文献2)中已知并公开了具有全局曝光函数的互补金属氧化物半导体(CMOS)图像传感器。在CMOS图像传感器中，为了实现所有像素的同时曝光，将光电变换部件中生成的电荷同时传输到针对所有像素的FD部件。然后，在其中信号电荷保留在FD部件中的状态下，对于所有像素连续执行信号电荷的读出操作。
作为不能紧靠信号电平Vsig之前读出复位电平Vrst的另一固态图像拾取设备，在日本专利公开第2009-020176号(其后称为专利文献3)中已知并公开了另一CMOS图像传感器。专利文献3中公开的固态图像拾取设备包括存储部件，用于保留与电荷检测部件分开地从光电变换部件向其传输的光生电荷。而且，例如在“128×128CMOSPHOTODIODE-TYPEACTIVEPIXEL，SENSORWITHON-CHIPTIMINGCONTROLANDSIGNALCHAINELECTRONICS，”SPIE，VOL.2415，Charge-CoupledDevicesandSolidStateOpticalSensorsV，paperno.34(1995)(其后称为非专利文献1)中已知和公开了其中通过放大晶体管直接读出PN结所生成的光生电荷的CMOS图像传感器。此外，例如在日本专利公开第2008-228265号(其后称为专利文献4)中已知和公开了使用有机光电变换膜的图像传感器。
在固态图像拾取设备中，当同时从所有像素传输或开始曝光时，复位一次FD部件，并所以，在要读出信号的定时处，已在FD部件中积累或保留信号电荷。所以，为了去除例如放大晶体管的阈值离差等的固定图案噪声，必须在读出信号电平Vsig之后，将FD部件设置为预定电势并读出该预定电势作为复位电平Vrst，如图44中看到的那样。
然而，在其中在FD部件中保留信号电荷用于所有像素的同时曝光的状态下运行信号读出的固态图像拾取设备中，或在其中在FD部件中直接积累信号电荷并执行信号读出的固态图像拾取设备中，FD部件不能被设置为读出紧靠信号电平Vsig之前的预定电势。在该实例下，不能获取用于信号电平的AD变换的参考电压。所以，预定电压通过外部应用或借助于电阻器阵列等而生成，并作为参考电压供应到例如日本专利公开第2006-020176号(其后称为专利文献5)中公开的AD变换电路。
发明内容
然而，该复位电平不仅遭受由放大晶体管的阈值离差等引起的不同单位像素之间的离差，而且遭受单位像素的二维阵列的平面内的特性的大空间波动(即，操作时的温度变化引起的平面内分布或取决于时间的变化)引起的差。因此，必须确保对于复位电平的充分容限(margin)。所以，必须将AD变换电路的可变换输入电压范围扩展到通过向要实际获取的信号电荷的像素输出幅度添加这样的变化幅度而确定的电压范围。
图45图示了沿着垂直方向(即，沿着作为像素列中的像素的排列方向的列方向)的复位电平的平面内分布的示例。除了相邻像素之间的复位电平之差之外，观察到平面内的特性的大波动(即，平面内分布)。在如图46中看到的那样施加固定电压作为参考电压的情况下，由于取决于像素而出现大误差，所以必须扩展AD变换电路的输入电压范围。
例如，图47图示了相对于参考电压的复位电平和在信号幅度最大为-1V的情况下的最大幅度处的信号电平。在该实例中，尽管从复位电平到信号电平的峰峰信号幅度是1V，但是需要大约2V的AD可变换输入电压范围。此外，在该复位电平随着温度变化向上或向下波动的情况下，由于参考电压固定，所以必须如图48中看到的那样进一步扩展输入电压范围。
在其中预定电压通过外部应用或借助于电阻器阵列等生成并作为参考电压供应到AD变换电路的专利文献5中公开的现有技术中，参考电压和复位电平之间的相关性低。所以，现有技术具有AD可变换输入电压范围小的问题。现有技术进一步具有像素离差的平面内分布和复位电平的温度依赖性还降低AD可变换输入电压范围的问题。
这里要注意的是，尽管上面描述了其中通过数字信号处理运行噪声去除处理的固态图像拾取设备中的AD变换电路的参考电压的设置，但是上面描述的问题不限于数字信号处理的情况。换言之，所描述的问题也类似地应用到其中使用参考电压来执行对于来自单位像素的模拟信号的信号处理的固态图像拾取设备(下面描述细节)。
所以，可期望提供这样的固态图像拾取设备、用于固态图像拾取设备的信号处理方法和具有固态图像拾取设备的电子设备，其可有效消除特性的平面内波动的大差别和取决于寄生电容的幅度的偏移分量。
根据本发明的实施例，存在一种固态图像拾取设备，包括：
像素阵列部件，其中布置有单位像素，该单位像素包括光电变换部件和用于检测通过所述光电变换部件的光电变换所生成的电荷的电荷检测部件；
驱动部件，适于执行将所述单位像素的信号两次分开读出为第一信号和第二信号的驱动；和
信号处理部件，适于将从所述单位像素首先读出的第一信号设置为对于所述信号处理部件的可处理输入电压范围的参考电压，调整该参考电压使得所述第一和第二信号可被包括在该输入电压范围内，并使用所调整的参考电压来执行对于所述第一和第二信号的信号处理。
根据本发明的另一实施例，存在一种用于固态图像拾取设备的信号处理方法，该固态图像拾取设备中布置有单位像素，该单位像素包括光电变换部件和用于检测通过所述光电变换部件的光电变换所生成的电荷的电荷检测部件，该信号处理方法包括由信号处理部件执行的步骤：
将所述单位像素的信号两次分开读出为第一信号和第二信号；
将从所述单位像素首先读出的第一信号设置为对于所述信号处理部件的可处理输入电压范围的参考电压；
调整该参考电压使得所述第一和第二信号可被包括在该输入电压范围内；和
使用所调整的参考电压来执行对于所述第一和第二信号的信号处理。
根据本发明的另一实施例，存在一种电子设备，包括：
固态图像拾取设备，包括：
像素阵列部件，其中布置有单位像素，该单位像素包括光电变换部件和用于检测通过所述光电变换部件的光电变换所生成的电荷的电荷检测部件；
驱动部件，适于执行将所述单位像素的信号两次分开读出为第一信号和第二信号的驱动；和
信号处理部件，适于将从所述单位像素首先读出的第一信号设置为对于所述信号处理部件的可处理输入电压范围的参考电压，调整该参考电压使得所述第一和第二信号可被包括在该输入电压范围内，并使用所调整的参考电压来执行对于所述第一和第二信号的信号处理。
在固态图像拾取设备中，将从单位像素首先读出的第一信号用作对于所述信号处理部件能够在其中处理输入电压的输入电压范围的参考电压。这时，如果第一信号是基于在信号检测部件中积累或保留的信号电荷的信号(即，信号电平)，则将该信号电平用作参考电压。另一方面，如果第一信号是基于当对电荷检测部件进行复位时的复位电压的信号(即，复位电平)，则将该复位电平用作参考电压。
在将首先读出的第一信号设置为参考电压之后，调整参考电压使得第一和第二信号可被包括在所述信号处理部件能够在其中处理输入电压的输入电压范围中。作为调整参考电压的结果，可在其中第一和第二信号被包括在输入电压范围中的状态下对于第一和第二信号运行信号处理。因此，不管首先读出的第一信号是信号电平还是复位电平，均可在使用处理对象的像素的信号设置参考电压之后，对于第一和第二信号确定地执行信号处理。
利用该固态图像拾取设备，由于使用处理对象的像素的信号来设置电压，所以可以和其中使用单独生成的预定电压来设置参考电压的情况一样，有效消除特性的平面内波动或平面内分布的大差别和取决于寄生电容的幅度的偏移分量。结果，可降低信号处理部件能够在其中处理输入电压的输入电压范围所必需的像素的输出幅度的容限。
附图说明
图1是示出了根据本公开第一实施例的CMOS图像传感器的一般配置的系统框图；
图2是示出了单位像素的配置的示例的电路图；
图3是图示了在按照该顺序读出复位电平和信号电平的情况下的相关双采样操作的定时波形图；
图4是图示了在首先读出的复位电平被设置为用于AD变换电路的参考电压的情况下的操作的定时波形图；
图5A是示出了配置AD变换电路的输入级的比较器的现有配置的示例的电路图；
图5B是图示了比较器的操作范围的概略图；
图6是图示了在CDS驱动时的内部节点的电压和图5A的比较器的操作范围的概略图；
图7是仅图示了在DDS驱动时高照明状态下的内部节点的电压和图5A的比较器的操作范围的类似图；
图8是仅图示了在DDS驱动时低照明状态下的内部节点的电压和图5A的比较器的操作范围的类似图；
图9A和9B是在反转参考信号的倾度(inclination)的情况下、分别图示了低照明状态和高照明状态下的图5A的比较器的操作范围的概略图；
图10A是示出了PMOS输入配置的比较器的配置的示例的电路图而图10B是图示了该比较器的操作范围的概略图；
图11A是示出了包括调整AD变换电路的参考电压的功能的根据工作示例1的比较器的配置的示例的电路图而图11B是图示了该比较器的操作范围的概略图；
图12是图示了在交替执行DDS驱动和CDS驱动的情况下、在DDS驱动时低照明状态下的驱动波形的波形图；
图13是仅图示了在交替执行DDS驱动和CDS驱动的情况下、在DDS驱动时高照明状态下的驱动波形的类似图；
图14A是示出了在使用PMOS晶体管来配置初始电压设置电路的情况下根据工作示例1的比较器的配置的示例的电路图，而图14B是图示了该比较器的操作范围的概略图；
图15是图示了本公开第一实施例的根据工作示例1的比较器的电路操作的定时波形图；
图16是示出了包括调整AD变换电路的内部参考电压的功能的根据工作示例2的比较器的配置的示例的电路图；
图17是图示了根据工作示例2的比较器中的控制信号、斜坡波形的参考信号和信号电压的波形的定时波形图；
图18A到18D是图示了信道长度和注入量并图示了根据工作示例2的比较器的工作效果的示意图；
图19是示出了在比较器电路部件的随后级包括存储电路部件的根据工作示例3的比较器的配置的示例的电路图；
图20是图示了根据工作示例3的比较器的第一驱动示例的操作的定时波形图；
图21是图示了根据工作示例3的比较器的第二驱动示例的操作的定时波形图；
图22是仅图示了在CDS驱动和DDS驱动下的参考信号的斜面具有相同斜率(gradient)的情况下的驱动的类似图；
图23是仅图示了在DDS驱动侧的参考信号的斜面被设置为比CDS驱动侧的参考信号的斜面陡的斜率的情况下的驱动的类似图；
图24是图示了在CDS驱动时的计数器部件的操作的定时波形图；
图25是图示了在CDS驱动时低亮度状态下的计数操作的概略图；
图26是仅图示了在DDS驱动时高亮度状态下的计数操作的图；
图27是图示了在DDS驱动时的计数器部件的操作的定时波形图；
图28是图示了在DDS驱动时低亮度状态下的计数操作的概略图；
图29是仅图示了在DDS驱动时高亮度状态下的计数操作的图；
图30是示出了根据本公开第二实施例的CMOS图像传感器的一般配置的系统框图；
图31是示出了列放大电路的现有配置的电路图；
图32是图示了图31的列放大电路的输出信号的操作范围的概略图；
图33是图示了其中使用图31的列放大电路来执行DDS驱动的输出波形的波形图；
图34A是示出了第二实施例的根据工作示例1的列放大电路的配置的示例的电路图，而图34B是图示了图31的列放大电路的操作范围的概略图；
图35是图示了图34A的列放大电路的几个部分的信号波形的概略图；
图36是示出了第二实施例的根据工作示例2的列放大电路的配置的示例的电路图；
图37是图示了包括图36的列放大电路的CMOS图像传感器的操作的定时波形图；
图38是示出了根据不同像素示例1的单位像素的示例的电路图；
图39A和39B是示出了根据不同像素示例2的单位像素的不同示例的电路图；
图40是图示了具有根据不同像素示例2的单位像素并具有全局快门功能的固态图像拾取设备的操作的定时波形图；
图41是示出了根据不同像素示例3的单位像素的示例的电路图；
图42是图示了具有根据不同像素示例3的单位像素并具有全局快门功能的固态图像拾取设备的操作的定时波形图；
图43是示出了根据本公开的作为电子设备的图像拾取设备的配置的示例的框图；
图44是图示了为了去除固定图案噪声而必须在读出信号电平之后读出复位电平的定时波形图；
图45是图示了复位电平沿着垂直方向的平面内分布的示例的概略图；
图46是图示了在施加固定电压作为参考电压的情况下、必须扩展AD变换电路的输入电压范围的概略图；
图47是图示了相对于参考电压的复位电平和在信号幅度最大为-1V的情况下的最大幅度状态下的信号电平的概略图；和
图48是图示了在复位电平随着温度变化而上下变化的情况下、必须扩展输入电压范围的概略图。
具体实施方式
下面，参考附图来详细描述本发明的优选实施例。要注意的是，按照以下顺序给出描述。
1.第一实施例(列AD变换电路的示例)
1-1.系统配置
1-2.像素配置
1-3.通过相关双采样的噪声去除处理
1-4.现有技术
1-5.第一实施例基于的配置
1-6.第一实施例的特性
2.第二实施例(列放大电路的示例)
2-1.系统配置
2-2.第二实施例的特性
3.其他像素配置
4.变型
5.电子设备(图像拾取设备的示例)
<1.第一实施例>
1-1.系统配置
图1示出了诸如作为一类X-Y地址类型固态图像拾取设备的互补金属氧化物半导体(CMOS)图像传感器的根据本发明第一实施例的固态图像拾取设备的一般配置。该CMOS图像传感器是应用CMOS处理或部分使用CMOS处理而生产的图像传感器。
参考图1，根据本实施例的CMOS图像传感器10A包括具有沿着行和列二维布置的多个单位像素11的像素阵列部件12、和用于驱动像素阵列部件12的单位像素11的外围驱动和信号处理系统。在图1中示出的CMOS图像传感器10A中，作为外围驱动和信号处理系统，例如提供了行扫描部件13、列处理部件14A、参考信号生成部件15、列扫描部件16、水平输出线17和定时控制部件18。该驱动和信号处理系统被集成在其上提供有像素阵列部件12的半导体基板或芯片19上。
在所描述的系统配置中，定时控制部件18基于主时钟MCK生成时钟信号和控制信号，该时钟信号用作对于行扫描部件13、列处理部件14A、参考信号生成部件15、列扫描部件16等的操作的参考。定时控制部件18所生成的时钟信号和控制信号作为驱动信号被供应到行扫描部件13、列处理部件14A、参考信号生成部件15、列扫描部件16等。
像素阵列部件12被配置为使得沿着行和列方向(即，在矩阵中按照二维方式)布置多个单位像素11(其在后面有时可仅被称作“像素”)，所述单位像素具有用于响应于由此接收的光量来生成和积累光生电荷的光电变换部件。该行方向是其中排列像素行中的像素的方向(即，水平方向)，而列方向是其中排列像素列中的像素的方向(即，垂直方向)。
在像素阵列部件12中，多个行控制线21(即，21-1到21-n)对于各个像素行沿着行方向布线(wired)，而多个列信号线22(即，22-1到22-m)在矩阵中的像素阵列上沿着列方向布线。行控制线21一旦从单位像素11读出就传送用于控制单位像素11的控制信号。然而，在图1中，对于行控制线21中的每一个示出了一根布线，每一行控制线21的布线数目不限于一根。行控制线21-1到21-n在其一端连接到与行各自对应的行扫描部件13的输出端。
行扫描部件13由移位寄存器、地址解码器等来配置，并一次同时或以行等为单位来驱动像素阵列部件12的单位像素11。换言之，行扫描部件13配置用于驱动像素阵列部件12的单位像素11的驱动部件连同用于控制行扫描部件13的定时控制部件18。尽管没有示出行扫描部件13的具体配置，但是行扫描部件13一般具有两个扫描系统，包括读出扫描系统和清除(sweepingout)扫描系统。
读出扫描系统选择性地并连续地以行为单位来扫描像素阵列部件12的单位像素11，以便从单位像素11读出信号。从单位像素11读出的信号是模拟信号。清除扫描系统对于要由读出扫描系统执行读出扫描的读出扫描行，在读出扫描之前相隔快门速度的时间段时，执行清除扫描。
通过清除扫描系统进行的清除扫描，从读出行的单位像素11的光电变换部分清除不必要的电荷，以由此复位该光电变换部分。然后，通过借助于清除扫描系统清除不必要的电荷(即，通过复位该光电变换部件)，来执行电子快门操作。电子快门操作是光电变换部件的光生电荷放电以重新开始暴露于光下的操作，即，开始积累光生电荷的操作。
读出扫描系统通过读出扫描操作读出的信号对应于在紧靠之前的读出操作或电子快门操作之后接收的光量。然后，在紧靠之前的读出操作的读出定时或电子快门操作的清除定时之后、在当前周期中的读出操作的读出定时之前的时间段成为对于单位像素11的光生电荷的曝光时间段。
列处理部件14A包括例如按照一一对应关系向像素阵列部件12的像素列(即，向列信号线22(即，22-1到22-m))提供的AD(模拟-数字)变换电路23(即，23-1到23-m)。AD变换电路23(即，23-1到23-m)将从每一像素列的像素阵列部件12的单位像素11输出的模拟信号或像素信号变换为数字信号。
参考信号生成部件15生成其电压值随着时间过去而逐步变化的斜坡波形或倾斜波形的参考信号Vref。参考信号生成部件15可使用例如DAC(数字-模拟变换)电路来配置。要注意的是，参考信号生成部件15不限于使用DAC电路配置的电路。
参考信号生成部件15在从定时控制部件18向其供应的控制信号CS1的控制下，基于从定时控制部件18向其供应的时钟CK，来生成斜坡波形的参考信号Vref。参考信号生成部件15将生成的参考信号Vref供应到参考信号生成部件15的AD变换电路23-1到23-m。
所有AD变换电路23-1到23-m+具有相同配置。这里要注意的是，将第m列的AD变换电路23-m作为示例来给出以下描述。AD变换电路23-m包括比较器31、充当计数部件的上/下计数器(图1中由“U/DCNT”表示)32、传输开关33、和存储装置34。
比较器31接收与从像素阵列部件12的第n列中的每一单位像素11输出的像素信号对应的列信号线22-m的信号电压Vout作为向其输入的比较。比较器31进一步接收从参考信号生成部件15向其供应的斜波的参考信号Vref作为向其输入的参考。比较器31对向其输入的信号电压Vout和参考信号Vref进行彼此比较。然后，当参考信号Vref高于信号电压Vout时，比较器31输例如出第一状态(例如，高电平)的输出Vco，而当参考信号Vref等于或低于信号电压Vout时，比较器31输出第二状态(例如，低电平)的输出Vco。
上/下计数器32是异步计数器，并在从定时控制部件18向其供应的控制信号CS2的控制下，按照与参考信号生成部件15相同的定时，被供应有来自定时控制部件18的时钟CK。上/下计数器32与时钟CK同步地执行下计数或上计数，以测量从比较器31的比较操作的开头到结尾的比较时间段。
在从定时控制部件18向其供应的控制信号CS3的控制下、完成上/下计数器32对于某一像素行中的单位像素11的计数操作的时间点处，传输开关22被置于(place)为接通或关断状态。然后，传输开关33将上/下计数器32的计数结果传输到存储装置34。
按照这种方式，AD变换电路23-1到23-m中的比较器31首先执行从像素阵列部件12的每一单位像素11通过列信号线22-1到22-m对于每一像素列供应的模拟信号的比较操作。然后，上/下计数器32在从比较器31的比较操作的开头到结尾的时间段中执行计数操作，以将模拟信号变换为数字信号，所述数字信号被存储在存储装置34中。
列扫描部件16由移位寄存器、地址解码器等来配置，并执行列处理部件14A的AD变换电路23-1到23-m的列地址的控制或列扫描。AD变换电路23-1到23-m所变换的数字信号在列扫描部件16的控制下被连续读出到水平输出线17，并通过水平输出线17被输出为拾取图像数据。
要注意的是，尽管由于与本公开没有直接关系而没有具体示出，但是可能提供除了上述组件之外的、用于对通过水平输出线17输出的拾取图像数据执行各种信号处理的电路等。在该实例中，是否在其上提供有像素阵列部件12的半导体基板19上提供这样的电路是无关紧要的。
合并上述配置的列平行ADC的CMOS图像传感器10A可在相同定时执行对于像素阵列部件12的所有像素11运行曝光开始和结束的全局曝光。该全局曝光通过由行扫描部件13和定时控制部件18配置的驱动部件驱动来运行。实现全局曝光的全局快门功能是适于用于高速移动的图像拾取对象的图像拾取或用于需要拾取图像的同时性的感测应用的快门操作。
要注意的是，尽管在本示例中，将其中按照一一对应关系向列信号线22提供AD变换电路23的列处理部件14A的配置作为示例，但是列处理部件14A不限于其中按照彼此一一对应关系提供AD变换电路23和列信号线22的配置。例如，可能采用其中一个AD变换电路23由多个像素列共同使用并由多个像素列分时使用的配置。
1-2.像素配置
图2是示出了单位像素11的配置的示例的电路图。参考图2，本配置示例的单位像素11包括例如光电二极管41作为其光电变换部件。除了光电二极管41之外，单位像素11包括例如电荷检测部件42、传输晶体管或传输门部件43、复位晶体管44、放大晶体管45、和选择晶体管46。
这里要注意的是，例如使用N沟道型MOS晶体管用于传输晶体管43、复位晶体管44、放大晶体管45和选择晶体管46。然而，传输晶体管43、复位晶体管44、放大晶体管45和选择晶体管46的传导类型的组合仅是示例，并且组合不限于此。
多个控制线被共同布线到同一像素行的单位像素11作为行控制线21(即，上面描述的21-1到21-n)。在图2中，为了简化图示，没有示出多个控制线。多个控制线以像素行为单位连接到与像素行对应的行扫描部件13的输出端。行扫描部件13适当地向多个控制线输出传输信号TRG、复位信号RST和选择信号SEL。
光电二极管41在其阳极电极处连接到诸如地的负侧电源，并将由此接收的光光电变换为与接收的光量对应的电荷量的光生电荷(这里，光电子)，并积累光电荷。光电二极管41在其阴极电极处通过传输晶体管43而电连接到放大晶体管45的栅极电极。
与放大晶体管45的栅极电极电连接的区域是用于将电荷变换为电压的电荷检测部件42。电荷检测部件42其后被称为FD(浮置扩散/浮置扩散区域/杂质扩散区域)部件42。
传输晶体管43连接在光电二极管41的阴极电极和FD部件42之间。其高电平(例如Vdd电平)为激活电平(其后称为高激活)的传输信号TRG从行扫描部件13施加到传输晶体管43的栅极电极。传输晶体管43响应于传输信号TRG而被置于传导状态，以将光电二极管41所光电变换并积累的光生电荷传输到FD部件42。
复位晶体管44在其漏极电极处连接到复位电势Vr并在其源极电极处连接到FD部件42。高激活复位信号RST从行扫描部件13施加到复位晶体管44的栅极电极。复位晶体管44响应于复位信号RST而被置于传导状态，以由此将FD部件42的电荷放弃(abandon)到复位电势Vr以对FD部件42进行复位。
放大晶体管45在其栅极电极处连接到FD部件42并在其漏极电极处连接到像素电源Vdd。放大晶体管45充当源极跟随器的输入部分，该源极跟随器是用于读出该光电二极管41的光电变换所获得的信号的读出电路。具体来说，放大晶体管45在其源极电极处通过选择晶体管46连接到公共信号线22，以与连接到列信号线22一端的电流源24合作来配置源极跟随器。
选择晶体管46例如在其漏极电极处连接到放大晶体管45的源极电极，并在其源极电极处连接到列信号线22。高激活选择信号SEL从行扫描部件13施加到选择晶体管46的栅极电极。选择晶体管46响应于选择信号SEL而被置于传导状态，由此将单位像素11置于选择状态，以向列信号线22传送从放大晶体管45输出的信号。
要注意的是，也可能采用另一电路配置，其中选择晶体管46被连接在像素电源Vdd和放大晶体管45的漏极电极之间。
1-3.通过相关双采样的噪声去除处理
在配置为使得具有上述配置的多个这样的像素11沿着行和列按照二维布置的固态图像拾取设备中，通常执行通过相关双采样进行的噪声去除处理，以便在复位操作时去除噪声。参考图3，选择信号SEL所选择的状态下的单位像素11响应于复位信号RST将FD部件42复位到复位电势Vr，并读出复位电势Vr作为复位电平Vrst。然后，传输晶体管43由传输信号TRG驱动，以便将光电二极管41中积累的电荷传输到FD部件42，并读出该电荷作为信号电平Vsig。
当将FD部件42复位到复位电势Vr时，将诸如热噪声或由寄生电容的耦合引起的噪声的在每次复位时随机生成的噪声(即，随机噪声)施加到复位电平Vrst和信号电平Vsig。每次复位FD部件42时，施加不同噪声分量。
根据首先读出复位电平Vrst的读出方法，由于复位时生成的随机噪声由FD部件42保存，所以在添加有信号电荷的读出的信号电平Vsig中保存等于复位电平Vrst的噪声量。所以，通过执行从信号电平Vsig中减去复位电平Vrst的相关双采样操作，可获得去除了这样的噪声的信号。
具体来说，在相关双采样操作中，在将信号电荷传输到FD部件42之前复位FD部件42并读出复位电平是使得可能去除复位噪声的条件。而且，可去除诸如用于读出信号的放大晶体管45的阈值噪声的固定施加的噪声(固定图案噪声)。
从单位像素11读出的复位电平Vrst和信号电平Vsig由AD变换电路23变换为数字信号。由于AD变换电路23可变换的输入信号的范围通常有限，所以必须使用这样的设计，使得要从单位像素11输出的模拟信号被包括在AD变换电路23的输入电压范围的范围中。
换言之，从复位电平Vrst到要获取的信号电平Vsig的电压范围不得不被包括在AD变换电路23的输入电压范围中。例如，如果复位电平Vrst是3V而源自信号电荷的输出的幅度是-1V，则要获取的最大信号电平是2V。在该实例中，用于变换的AD变换电路23的输入电压范围可以是2V到3V。
然而，由于放大晶体管45的阈值离差、与列信号线22的寄生电容的偏移等，复位电平Vrst实际上在不同像素之间是不同的。例如，即使二维布置的单位像素11的复位电平Vrst的平均值是3V，也存在某一单位像素11可输出3.1V或2.9V复位电平Vrst的可能性。在该实例中，即使信号电荷的幅度宽度一律是-1V，AD变换电路23也不得不能够将1.9V输入电压变换为3.1V。扩展AD变换电路23的可变换输入电压范围只是增强AD变换电路23的基本性能，并且这成为电源电压、功耗、面积等增加的因素。
据此，优选的是，将AD变换电路23的可变换输入电压范围的宽度设置为接近源自信号电压的输出的幅度。所以，采用了调整用于AD变换电路23的输入电压范围的参考电压的方法。通过将AD变换电路23的输入电压范围移位该参考电压，可能去除像素的输出信号(即，AD变换电路23的输入信号)的偏移分量，以防止必要输入电压范围扩展该复位电平Vrst的离差。
1-4.现有技术
在专利文献1中公开的现有技术中，首先从单位像素11读出的复位电平Vrst被设置为AD变换电路23的参考电压Vzr，而复位电平Vrst和信号电平Vsig被AD变换，如图4中看到的那样。通过按照这种方式使得参考电压Vzr等于复位电平Vrst，即使噪声使得复位电平Vrst波动，也可能在AD变换电路23的输入电压范围中稳定地包括信号电荷导致的单位像素11的输出范围|Vsig-Vrst|。
如上所述，一般可仅在相对于AD变换电路23的输入电压范围的充分小的范围内，调整AD变换电路23的参考电压Vzr。因此，AD变换电路23的参考电压Vzr优选是类似复位电平Vrst的其离差宽度稳定并有限的信号。相反，类似信号电平Vsig的其电压响应于入射光量而大量变化的信号不适于作为AD变换电路23的参考电压Vzr。
按照这种方式，在专利文献1中公开的现有技术中，假设在噪声去除处理中，首先从单位像素11读出复位电平Vrst，并紧靠复位电平Vrst之后读出信号电平Vsig。
1-5.第一实施例基于的配置
相反，根据第一实施例的CMOS图像传感器10A采用这样的配置，在其中信号电荷被保存在FD部件42中用于所有像素同时曝光的状态下运行信号读出。换言之，根据第一实施例的CMOS图像传感器10A被配置为使得复位电平Vrst不能紧靠信号电平Vsig之前读出。因此，在上述思想下，在对单位像素11的信号电平Vsig进行AD变换之前，不能从同一像素获取参考电压Vzr。
其间，在实现所有像素同时曝光的CMOS图像传感器10A中，每一行基本上执行两次从单位像素11读出信号的操作。作为前提，在执行两次读出操作的情况下，假设单位像素11具有以下像素结构，其中当光电变换的电荷量超出预定电荷量时，超出预定饱和电荷量的信号电荷在FD部件42中积累。
要注意的是，在本说明书中，当输入光电变换的电荷量超出预定电荷量的光时的亮度被称为“高亮度”。另一方面，当输入光电变换的电荷量等于或小于预定电荷量的光时的亮度被称为“低亮度”。
在两次读取操作的第一次读出操作中，执行对于以下操作的驱动(即，第一驱动)，读出FD部件42中保留或积累的信号电荷作为信号电平，并然后将FD部件42复位到预定电势，并读出该预定电势作为复位电平。在以下描述中，第一次驱动被称为“DDS(双数据采样)驱动”。在DDS驱动中，从单位像素11中首先读出的信号电平被用作用于AD变换电路23的可变换输入电压范围的参考电压。
在第二次读出操作中，在将FD部件42复位到预定电势并读出该预定电势作为复位电平之后，执行对于以下操作的驱动(即，第二驱动)，将光电二极管41中积累的信号电荷传输到FD部件42，并读出FD部件42的信号电荷作为信号电平。在以下描述中，第二次驱动被称为“CDS(相关双采样)驱动”。在该CDS驱动中，从单位像素11中首先读出的信号电平被用作用于AD变换电路23的可变换输入电压范围的参考电压。
这里，描述了为什么使用DDS驱动和CDS驱动两者的原因。从前面描述可显而易见的是，与其中不使用FD部件42的替代情况相比，通过使用FD部件42作为信号保留或存储部件，可扩展信号的动态范围。然而，由于DDS驱动涉及插入在信号电平的读出和复位电平的读出之间的复位操作，所以首先读出的信号电平中包括的复位电平与稍后读出的信号电平中包括的复位电平之间的相关性低。
相反，在CDS驱动中，由于在执行复位操作之后连续读出复位电平和信号电平，所以首先读出的信号电平中包括的复位电平与稍后读出的信号电平中包括的复位电平之间的相关性高。因此，由于与DDS驱动相比CDS驱动可执行具有高精度的噪声去除，所以其对于实现高画面质量是有利的。从这个原因出发，为了在实现全局曝光的同时实现高画面质量，使用DDS驱动和CDS驱动两者的驱动方法比仅使用DDS驱动的驱动方法更好。
顺便提及，在DDS驱动中，从单位像素11中首先读出的信号电平被用作用于AD变换电路23的参考电压。然而，如上面描述的，其电压取决于原始的入射光量而大量改变的信号的电平不适于作为AD变换电路23的参考电压。在将信号电平用作AD变换电路23的参考电压的情况下，必须消除确保配置AD变换电路23的输入级的比较器31的操作范围的问题。详细描述该问题。然而，在该描述之前，描述配置AD变换电路23的输入级的比较器31的相关配置。
配置AD变换电路的输入级的比较器的相关配置
图5A和5B是示出了配置AD变换电路的输入级的比较器的相关配置的图，并且具体来说，图5A示出了比较器的配置的示例，而图5B图示了比较器的操作范围。
如图5A中看到的，具有相关配置的比较器31包括具有共同连接的源极电极的差分对晶体管或比较器晶体管51和52、以及连接在差分对晶体管51和52的源极公共节点与地之间的电流源53。差分对晶体管51和52使用N沟道MOS晶体管(其后称为“NMOS晶体管”)形成。
参考信号生成部件15所生成的斜坡或阶梯波形的参考信号Vrefi通过电容器54施加到NMOS晶体管51的栅极电极。通过列信号线22-m从单位像素11供应的信号电压Vout通过电容器55而施加到NMOS晶体管52的栅极电极。
二极管连接配置(即，具有共同连接的栅极电极和漏极电极)的P沟道MOS晶体管(其后称为“PMOS晶体管”)56被连接在NMOS晶体管51的漏极电极和像素电源Vdd之间。PMOS晶体管57被连接在NMOS晶体管52的漏极电极和像素电源Vdd之间。PMOS晶体管56和57共同连接在其栅极电极处。
PMOS晶体管58连接在NMOS晶体管51的栅极电极和漏极电极之间。PMOS晶体管59也被连接在NMOS晶体管52的栅极电极和漏极电极之间。然后，向PMOS晶体管58和59的栅极施加用于控制设置参考电压的控制信号ΦR的反相信号xΦR。
在具有上述配置的比较器31中，通过向PMOS晶体管58和59的栅极电极施加控制信号ΦR的反相信号xΦR，而在电容器54和55中保留AD变换电路23的参考电压。然后，比较器31彼此比较参考信号Vref和列信号线22-m的信号电压Vout。具体来说，比较器31保留以下定时，在该定时处，响应于参考信号Vref的改变而作为数字信号输出其与信号电压Vout的比较结果或输出Vco。
当参考信号Vref和信号电压Vout的幅度变得等于利用控制信号ΦR的反相信号xΦR获取的参考电压的幅度时，比较输出Vco改变。参考图5B，参考字符Vth代表MOS晶体管的阈值电压，而ΔV代表单位像素11处的复位电平和信号电平之间的电势差。要注意的是，本公开所应用到的AD变换电路23并非必须需要具有刚描述的配置，只要其具有要用于调整输入电压范围的参考电压的设置部件即可。
图6图示了在CDS驱动时比较器31的内部节点的电压和操作范围。其间，图7和8分别图示了当DDS驱动时的亮度是低和高时的比较器31的内部节点的电压和操作范围。如图6到8中看出的，其中设置参考电压的时间段内的(图6到8中由AZ指示的时间段内的)电压是当图5的比较器31的输入和输出电压通过PMOS晶体管58和59短路时的电压。
参考图6到8，标记o指示比较器31的两个输入彼此一致的点。这两个输入是响应于像素信号由列信号线22-m的信号电压Vout替代的NMOS晶体管52的栅极电极侧的电压Vouti以及由从参考信号生成部件15供应的斜坡波形的参考信号Vref替代的NMOS晶体管51的栅极电极侧的电压Vrefi。这也类似地应用到图示了操作范围的那些图中。
在图6中图示的CDS驱动的情况下，参考信号Vref被包括在比较器31的操作范围中。相反，在图7和8中图示的DDS驱动的情况下，由于复位电平高于信号电平，所以用于比较的参考信号Vref必须高于在读取信号电平的情况下的电压。这时，输入到比较器31的参考信号Vref的电压超出了比较器31的操作范围，比较器31不操作。
如果如图9A和9B中看到的那样反转参考信号Vref的斜坡，则参考信号Vref超出比较器31的操作范围的情况也类似地应用。因此，不能从根本上解决确保比较器31的操作范围的问题。要注意的是，图9A图示了当亮度低时的波形，而图9B图示了当亮度高时的波形。
此外，也可设想使用采用以下电路配置的方法，其中如图10A中看到的那样交换比较器31的NMOS晶体管和PMOS晶体管。图10A图示了其中PMOS晶体管用于输入的比较器的配置的示例，而图10B图示了图10A的比较器的操作范围。
然而，图10A的电路配置不能确保CDS驱动的操作范围并不能执行CDS驱动。而且，可设想准备用于比较器31的两种电路(即，图5A中示出的电路配置的电路和图10A中示出的电路配置的另一电路)，并选择性地使用它们用于DDS驱动和CDS驱动。由于该方法通过用于CDS驱动而使得电路规模加倍，所以其引起了由于使用两种不同电路导致的成本增加和特性离差的问题。
1-6.第一实施例的特性
所以，在第一实施例中，包括具有用于彼此比较从单位像素11获得的模拟信号和斜坡波形的参考信号Vref的比较器31的AD变换电路23的CMOS图像传感器10A的特征在于以下配置。
具体来说，当单位像素11的信号被分开两次读出为第一信号和第二信号时，使用首先读出的第一信号作为输入电压范围的参考电压，在该输入电压范围中，输入电压可以由处理第一和第二信号的信号处理部件来处理。在本实施例的情况下，AD变换电路23对应于处理第一和第二信号的信号处理部件。其间，参考电压是在输入电压范围中进行参考的电压，在该输入电压范围中，输入电压可以由AD变换电路23变换。在本实施例中，比较器31的操作范围是AD变换电路23的输入电压范围。
这时，在第一信号基于FD部件42中积累或保留的信号电荷(即，是信号电平Vsig)的情况下，将信号电平Vsig用作参考电压。另一方面，如果第一信号基于当复位该FD部件42时的复位电势Vr(即，是复位电平Vrst)，则将复位电平Vrst用作参考电压。然后，尽管将首先读出的第一信号用作AD变换电路23的参考电压，但是在其中调整AD变换电路23的内部参考电压(即，所述差分对晶体管51和52的栅极电压Vouti和Vrefi的初始值)的状态下，对于第一和第二信号执行AD变换处理。
通过按照这种方式调整第一和第二信号使得它们可被包括在AD变换电路23的输入电压范围内，AD变换电路23可在第一和第二信号被包括在输入电压范围内的状态下，对于第一和第二信号运行AD变换处理。因此，无论首先读出的第一信号是信号电平Vsig还是复位电平Vrst，在使用处理目标的像素的信号来设置参考电压之后，可确定地对于第一和第二信号执行AD变换处理。
结果，可有效地去除平面中的特性波动的大差别，即，专利文献5中公开的现有技术中(即，在使用外部单独生成的预定电压来设置参考电压的情况下)的平面内分布或取决于寄生电容的幅度的偏移分量。结果，可能相对于像素的输出幅度降低AD变换电路23的可变换输入电压范围所必须的容限。由于可降低输入电压范围所必须的容限，所以可能减小电源电压并降低AD变换电路23的功耗。
工作示例1
在下面，描述本发明的几个工作示例。如上面描述的，在DDS驱动中，执行对于将FD部件42中保留或积累的信号电荷读出为信号电平Vsig的驱动。然后，执行对于将FD部件42复位到复位电势Vr并读出复位电势Vr作为复位电平Vrst的驱动。然后，从单位像素11首先读出的信号电平Vsig被用作AD变换电路23的可变换输入电压范围的参考电压。换言之，使用首先读出的信号电平Vsig来设置AD变换电路23的内部参考电压Vouti和Vrefi。
图11A和11B是包括调整AD变换电路23的内部参考电压Vouti和Vrefi的功能的根据工作示例1的比较器的图。具体来说，图11A示出了比较器的配置的示例，而图11B示出了比较器的操作范围。
首先参考图11A，根据工作示例1的比较器31A包括NMOS晶体管51、52、56和57、PMOS晶体管58和59、电流源53与电容器54和55以及用于设置或调整AD变换电路23的内部参考电压Vouti和Vrefi的初始电压设置电路70A。
初始电压设置电路70A由分别连接在外部设置的外部设置初始电压Vext所施加到的线L1与NMOS晶体管51和52的栅极电极之间的NMOS晶体管71和72配置。控制信号Φext通过控制线L2施加到NMOS晶体管71和72的栅极电极。该控制信号Φext例如从图1中示出的定时控制部件18施加。换言之，定时控制部件18具有作为用于控制初始电压设置电路70A的控制部件的功能。
在具有上述配置的比较器31A中，在CDS驱动时，NMOS晶体管51和52的栅极侧保留响应于控制信号ΦR的反相信号xΦR被置于传导状态的PMOS晶体管58和59所设置的初始电压作为AD变换电路23的内部参考电压Vouti和Vrefi。CDS驱动时的初始电压(即，AD变换电路23的参考电压)基本上等于Vdd-|Vth+ΔV|，其中Vth是MOS晶体管的阈值电压，而ΔV是单位像素11的复位电平Vrst和信号电平Vsig之间的电势差。
在DDS驱动时，NMOS晶体管71和72响应于控制信号Φext被置于传导状态，使得外部设置初始电压Vext被施加到NMOS晶体管51和52的栅极电极。利用外部设置初始电压Vext，执行AD变换电路23的内部参考电压Vouti和Vrefi的调整，使得比较器31A的操作范围被包括在斜坡波形的参考电压Vref的斜面的范围中，并且比较器31可在该斜面内操作。
在DDS驱动时，通过初始电压设置电路70A的操作来调整AD变换电路23的内部参考电压Vouti和Vrefi，使得信号电平Vsig和复位电平Vrst被包括在AD变换电路23的输入电压范围中，CDS驱动和DDS驱动两者的使用成为可能。这里，信号电平Vsig和复位电平Vrst被包括在AD变换电路23的输入电压范围中意味着比较器31A的操作范围被包括在其中能够变换AD变换电路23的输入电压的输入电压范围中。
此外，用于设置参考电压Vouti和Vrefi的初始电压设置电路70A能够用附加提供两个NMOS晶体管71和72的非常简单的电路配置来实现。因此，各个比较器31A仅需要很小布局面积的增加。换言之，CDS驱动和DDS驱动的兼容性可仅通过比较器31A的布局面积的少量增加来实现。
这里，描述了在一行的读出周期内交替执行DDS驱动和CDS驱动的情况下的操作。图12和13图示了在交替执行DDS驱动和CDS驱动的情况下、DDS驱动时当亮度分别为低和高时的驱动波形。图12和13图示了控制信号的反相信号xΦR、控制信号Φext、AD变换电路23的内部参考电压Vouti和Vrefi。
当参考电压Vref被图示为使得其电压相对于时间沿着从高侧向低侧的方向变化时，即使相对于时间的电压变化方向反转使得电压如图9A中看见的那样从低侧向高侧变化，如果电压变化维持在比较器31A的操作范围之内，则本实施例中的DDS驱动不受限制。此外，在比较器被配置为如图10A中看到的那样在其输入端提供PMOS晶体管的情况下，初始电压设置电路70A可如图14A中看到的那样由PMOS晶体管73和74配置。
现在，除了图1、2以及5A和5B之外，参考图15的定时波形图来描述图11A中示出的根据工作示例1的比较器31A的电路操作。
首先，选择晶体管46响应于选择信号SELi而被置于传导状态以执行第i行的单位像素11的选择。假设这时在FD部件42中保留或积累信号电荷。为了在比较器31A的操作范围内检测基于FD部件42的信号电荷的信号电平Vsig，将控制信号Φext置于激活状态，即高电势的状态。结果，初始电压设置电路70A被置于可操作状态。
由于初始电压设置电路70A被置于可操作状态，即，由于NMOS晶体管71和72被置于传导状态，所以外部设置初始电压Vext作为栅极电压Vouti和Vrefi被分别施加到NMOS晶体管51和52。结果，比较器31A的输入侧的电势被设置为比PMOS晶体管58和59所设置的电势低，使得可以在比较器31A的操作范围内获取信号电平Vsig。初始电压设置电路70A的该操作是用于调整参考电压Vouti和Vrefi使得信号电平Vsig和复位电平Vrst可被包括在比较器31A的操作范围内(即，AD变换电路23的输入电压范围内)的操作。
这时，在定时控制部件18的控制下，参考信号生成部件15所生成的斜坡波形的参考信号Vref的初始值也被设置或移位到与比较器31A的输入侧电势对应的低电势。然后，控制信号Φext被置于非激活状态(即低电势状态)，由此完成用于调整比较器31A的输入侧的电势(即，AD变换电路23的可变换输入电压范围内的参考电压)的操作。
其后，参考信号生成部件15在其中可取得电路的离差容限的范围内将参考信号Vref的电势从初始状态升高一点，并在定时控制部件18的控制下开始降低斜面状态或斜坡状态的电压的操作。然后，当比较器31A的输入电压之间的差(即，从单位像素11读出的信号电平Vsig和参考信号Vref之间的差)变得等于零时，反转比较器31A的输出Vco。
另一方面，上/下计数器32例如在参考信号Vref的斜面开始时开始上计数，并响应于比较器31A的输出Vco的反转而结束计数。换言之，上/下计数器32对斜面开始的时间点之后到输出Vco反转的时间点之前的时间段进行计数。通过该上计数操作，可获取信号电平Vsig与AD变换电路23的参考电压之差。
然后，利用复位脉冲RSTi对第i单位像素11复位，以初始化该FD部件42。这时，如果复位之前的信号电平Vsig低(即，如果像素11发射具有高亮度的光)，则复位之后的FD部件42的电势大量升高。此外，即使参考信号Vref也具有等于最高亮度时的信号量的信号量，也按照画出斜面的方式来升高参考信号Vref。这时，上/下计数器32从参考信号Vref的斜面开始时执行下计数。然后，上/下计数器32响应于比较器31A的输出Vco的反转而结束下计数。
按照这种方式，执行上/下计数器32的计数操作，以便例如第一次执行上计数操作，并第二次执行反转方向的计数操作(即，下计数操作)。通过该计数操作，在上/下计数器32中自动执行(第一次比较时间段)-(第二次比较时间段)的减法处理。然后，当参考信号Vref和列信号线22-1到22-m的信号电压Vout变得彼此相等时，比较器31的输出Vco的极性反转，并且响应于该极性反转，上/下计数器32的计数操作停止。结果，在上/下计数器32中保留根据(第一次比较时间段)-(第二次比较时间段)的减法处理的结果的计数值。
(第一次比较时间段)-(第二次比较时间段)＝(信号电平Vsig-i+复位电平Vrst)-(复位电平Vrst)＝(净信号电平Vsig)。通过上述两次读出操作和上/下计数器32的减法处理，去除包括每一单位像素11的离差的复位电平Vrst，并结果，可提取根据每一单位像素11的入射光量的信号电平Vsig。要注意的是，利用复位电平Vrst的斜面的斜率、以及信号电平和复位电平之间的复位电平Vrst的移位量，来调整该信号电平Vsig，使得可利用有限亮度取得更高动态范围。
然后，进入CDS驱动。在CDS驱动中，利用控制信号ΦR来初始化比较器31A的输入/输出。通过该初始化操作，AD变换电路23的参考电压基于从单位像素11首先读出的复位电平Vrst来获取，并被保留在电容器54和55中。然后，参考信号生成部件15在比较器31A的操作范围内升高参考信号Vref以开始斜面。
这时，上/下计数器32对从参考信号Vref的斜面开始的时间点到比较器31A的输出Vco反转的时间点的时间段进行下计数。通过将参考信号Vref的电压返回到该斜面的开始位置、以将单位像素11中的传输晶体管43置于传导状态，读出光电二极管41中积累的信号电荷。这时，列信号线22的电势响应于从光电二极管41读出的信号电荷的电荷量而改变。列信号线22的电势随着亮度增加而下降。
参考信号生成部件15开始在比较器31A的操作范围内的、覆盖从单位像素11读出的信号的斜面的、参考信号Vref的生成。然后，上/下计数器32对从参考信号Vref的斜面开始的时间点到比较器31A的输出Vco反转的时间点的时间段进行上计数。通过该上计数操作，可检测在从光电二极管41传输信号电荷之后、在FD部件42的复位电平Vrst和信号电平Vsig之间的差。
这里，关于向外部读出上/下计数器32的计数结果，可在DDS驱动和CDS驱动中分开执行计数，并且计数值可存储在存储装置34中并然后输出到外部。或者，可在DDS驱动和CDS驱动中连续执行计数，并且计数结果可存储在存储装置34中并然后输出到外部。
此外，可能改变参考信号Vref的斜面的斜率，从而改变比较器31A的输出Vco反转之前的时间段来施加增益。这时，可能采用改变DDS驱动和CDS驱动之间的斜面的斜率、使得得到的计数值可具有向其施加的不同权重的技术。
另一方面，关于在通常认为必须的CDS驱动的开始处的复位操作，由于刚对作为电荷检测部件的FD部件42进行了复位，所以不必再次执行复位，并所以省略了复位操作。然而，在其中诸如暗电流的对于FD部件42的干扰高的情况下，最好在DDS驱动和CDS驱动之间再执行一次复位操作，以执行重新初始化。
此外，还是关于参考信号生成部件15所生成的参考信号Vref的斜面的方向，可采用使得DDS驱动和CDS驱动时的斜率方向彼此相对的方法。然而，最好使得DDS驱动和CDS驱动时的斜面的斜率方向彼此相同，从而可以不发生由CDS驱动的情况和DDS驱动的情况下的操作引起的电路的特性置换。
顺便提及，在比较器31A中，由泄露电流引起的电流有时从作为用于执行初始化以促使输入电势上升或下降的开关元件的MOS晶体管58、59、71和72流入输入部分(NMOS晶体管51和52的栅极)。这时，如果比较器31A的两个输入侧的泄露量彼此相等，则在特性方面不存在问题。然而，在实际装置中，制造偏差等有时使得失去比较器31A的两个输入侧之间的泄露量的平衡。
可通过使得MOS晶体管58、59、71和72的沟道长度L更长来解决该问题，因为可抑制晶体管的泄露电流。然而，如果使得沟道长度L更长，则当MOS晶体管58、59、71和72进入非传导状态时出现的时钟馈通(feedthrough)和电荷注入可能增加，导致比较器31A的特性恶化。
时钟馈通意味着压降降低了时钟受控节点和浮置节点之间的电容比。其间，电荷注入是指紧靠MOS晶体管58、59、71和72之下的电荷跳入浮置节点中。时钟馈通和电荷注入的量与MOS晶体管58、59、71和72的面积成比例地增加。因此，如果MOS晶体管58、59、71和72的沟道长度L增加，则时钟馈通和电荷注入也不可避免地增加。
根据上述原因，为了解决由MOS晶体管58、59、71和72的泄露电流引起的输入电势的升高或降低的问题，不能简单增加MOS晶体管58、59、71和72的沟道长度L。由此，作出了下面描述的根据工作示例2的比较器来解决上述问题，而不增加沟道长度L。
工作示例2
图16是示出了包括用于调整AD变换电路23的内部参考电压Vouti和Vrefi的功能的根据工作示例2的比较器的配置的示例的电路图。
从图11和16之间的比较显而易见的是，根据工作示例2的比较器31B与根据工作示例1的比较器31A的配置的不同之处在于用于执行初始化的开关元件。具体来说，在根据工作示例1的比较器31A中，用于执行初始化的每一开关元件由单一MOS晶体管(即，MOS晶体管58、59、71和72)配置。
相反，在根据工作示例2的比较器31B中，使用串联连接的两个MOS晶体管58A和58B代替PMOS晶体管58，并使用串联连接的两个MOS晶体管59A和59B代替PMOS晶体管59。类似地，使用串联连接的两个MOS晶体管71A和71B代替MOS晶体管71，并使用串联连接的两个MOS晶体管72A和72B代替MOS晶体管72。
这两个MOS晶体管58A和58B具有等于PMOS晶体管58的沟道长度的一半的沟道长度L，并且这两个MOS晶体管59A和59B具有等于PMOS晶体管59的沟道长度的一半的沟道长度L。类似地，这两个MOS晶体管71A和71B具有等于MOS晶体管71的沟道长度的一半的沟道长度L，并且这两个MOS晶体管72A和72B具有等于MOS晶体管72的沟道长度的一半的沟道长度L。
这里要注意的是，尽管前述描述中串联连接的MOS晶体管的数目是两个，但是该数目不限于两个，可串联连接三个或更多MOS晶体管。
控制信号xΦR被施加到MOS晶体管58A和59A的栅极电极，而比控制信号xΦR更不活跃(在本示例中，更高电平)并具有稍后定时的另一控制信号xΦRlk被施加到MOS晶体管58B和59B的栅极电极。此外，另一控制信号Φext被施加到MOS晶体管71A和72A的栅极电极，而比控制信号Φext更不活跃(在本示例中，更低电平)并具有稍后定时的另一控制信号Φextlk被施加到MOS晶体管71B和72B的栅极电极。
图17图示了根据工作示例2的比较器31B的控制信号xΦR、xΦRlk、Φext和Φextlk、参考电压Vrefi、Vouti的定时波形。
当控制信号xΦR被置于非激活状态并且然后控制信号xΦRlk被置于非激活状态时，比较器31B的输入侧的MOS晶体管58A和59A首先被置于非传导状态，并且然后MOS晶体管58B和59B被置于非传导状态。类似地，当控制信号Φext被置于非激活状态并且然后控制信号Φextlk被置于非激活状态时，MOS晶体管71A和72A首先被置于非传导状态，并且然后MOS晶体管71B和72B被置于非传导状态。
这里描述了通过使用串联连接的多个(例如，两个)MOS晶体管作为用于执行初始化的开关元件而提供的工作效果，即根据工作示例2的比较器31B的工作效果。
首先，参考图18A和18B描述其中将单一MOS晶体管用作用于执行初始化的开关元件的情况下(即，工作示例1的情况下)的工作示例。假设MOS晶体管具有沟道长度L并处于传导状态(图18A)并所以在MOS晶体管的沟道中存在电荷Qch。如果MOS晶体管从该状态被置于非传导状态(图18B)，则沟道中的电荷Qch基本上被一分为二，并分布到沟道的相对两侧的源极和漏极区域。结果，源极和漏极区域之一中的注入量减少到(1/2)·Qch。
相反，在具有等于工作示例1的情况下的晶体管沟道长度1/2的沟道长度的两个MOS晶体管被串联连接的情况下，当这两个MOS晶体管处于传导状态时(图18C)，在这两个MOS晶体管的每一个的沟道中存在等于使用单一MOS晶体管的情况下的电荷量的1/2的电荷量(即，(1/2)·Qch的电荷)。
然后，如果这两个MOS晶体管被相继置于非传导状态(图18D)，则这两个MOS晶体管中的被首先置于非传导状态的晶体管的沟道中的电荷(1/2)·Qch被基本上一分为二，并分布到沟道的相对两侧的源极和漏极区域。结果，在这一个MOS晶体管中，源极和漏极区域之一的注入量成为(1/4)·Qch。这类似地也应用到稍后置于传导状态的另一MOS晶体管。
按照这种方式，例如如果沟道长度降低到1/2，则注入量减少到当沟道长度为L时的((1/2)·Qch)的1/2，即成为(1/4)·Qch。因此，在采用其中具有等于工作示例1的情况下的晶体管沟道长度1/2的沟道长度的两个MOS晶体管被串联连接的配置的情况下，与比较器31B的两个输入端相连的MOS晶体管58、59、71和72的源极/漏极区域之一的注入量可降低到1/2。结果，与工作示例1中的情况相比，可抑制由注入量引起的初始化的值的波动。
这里要注意的是，尽管具有等于工作示例1的情况下的晶体管沟道长度1/2的沟道长度的两个MOS晶体管被串联连接，但是如果在注入量基本上等于工作示例1中的注入量的情况下不存在问题，则也可能采用不同配置。具体来说，可采用其中例如具有与工作示例1的情况下的晶体管沟道长度相等的沟道长度的两个MOS晶体管被串联连接的配置。利用该配置，由于配置用于执行初始化的开关元件的MOS晶体管的总沟道长度可被增加到两倍，所以尽管总晶体管尺寸增加，但是与工作示例1中的情况相比，也可抑制泄露电流。
工作示例3
图19是示出了包括用于调整AD变换电路23的内部参考电压Vouti和Vrefi的功能的根据工作示例3的比较器的配置的示例的电路图。
参考图19，根据工作示例3的比较器31C具有双级电路结构，包括在前级电路部件和在后级电路部件。在前级电路部件具有与根据工作示例1的比较器31A相同的电路配置，即，具有比较电路部件81的电路配置。要注意的是，在前级电路部件不限于与根据工作示例1的比较器31A相同的电路配置，而是可具有与根据工作示例2的比较器31B相同的电路配置。
另一方面，在后级电路部件是存储在前级上的比较电路部件81的输出电压(即，电压值，即，偏置电压)的存储电路部件82，该电压基于或对应于以下电流值，该电流值取决于与流到PMOS晶体管57的电流对应的电压。存储电路部件82例如由PMOS晶体管821、NMOS晶体管822和823、以及电容器824配置。
PMOS晶体管821在其栅极电极处连接到比较电路部件81的输出端(即，MOS晶体管52和57的漏极公共连接节点)并在其源极电极处连接到像素电源Vdd。NMOS晶体管822在其漏极电极处连接到PMOS晶体管821的漏极电极并在其源极电极处接地。
NMOS晶体管823在其漏极电极处连接到PMOS晶体管821的漏极电极并在其源极电极处连接到NMOS晶体管822的栅极电极。电容器824在其一端连接到NMOS晶体管822的栅极电极并在其另一端接地。此外，MOS晶体管821和822的漏极公共连接节点充当比较器31C的输出端，并且从该漏极公共连接节点输出比较输出Vco。
控制信号xΦR2被施加到NMOS晶体管823的栅极电极。该控制信号xΦR2是例如从图1中示出的定时控制部件18供应的。换言之，该定时控制部件18具有作为用于控制根据工作示例3的比较器31C的在后级电路部件(即，存储电路部件82)的控制部件的功能。
·第一驱动示例
现在，参考图20的定时波形图来描述在比较电路部件81的在后级包括存储电路部件82的根据工作示例3的比较器31C的第一驱动示例。在图20中，图示了控制信号xΦR、xΦext和xΦR2、参考电压Vrefi、Vouti的定时波形。
首先，在CDS驱动时，在比较电路部件81中，在控制信号xΦR的控制下，在NMOS晶体管51和52的栅极侧中保留通过将PMOS晶体管58和59置于传导状态而设置的初始电压作为内部参考电压Vouti和Vrefi。在初始状态下，在控制信号xΦR2的控制下将在后级上的存储电路部件82的NMOS晶体管823置于传导状态。
当在后级上的存储电路部件82中的NMOS晶体管823被置于传导状态时，与取决于在前级的比较电路部件81的初始值的输出电压对应的电流通过MOS晶体管821和823流到电容器824。然后，在初始化时间段中，在控制信号xΦR2的控制下将NMOS晶体管823置于非传导状态的定时处，在电容器824中存储或保留基于取决于比较电路部件81的输出电压的初始值的电流值的电压值。
在后级的存储电路部件82的特性由电容器824中存储的电流值来确定。当比较电路部件81的输出电流(即，流到PMOS晶体管821的电流)变得高于由电容器824的保留电压所生成的电流值时，在后级的存储电路部件82的输出反转。
另一方面，在DDS驱动时，当在前级的比较电路部件81中的NMOS晶体管71和72在控制信号xΦext的控制下被置于传导状态时，外部设置初始电压Vext被施加到NMOS晶体管51和52。此外，在后级的存储电路部件82中的NMOS晶体管823在控制信号xΦR2的控制下被置于传导状态。
当在后级的存储电路部件82中的NMOS晶体管823被置于传导状态时，与当外部设置初始电压Vext确定输入时的输出电压对应的电流通过NMOS晶体管821和823流到电容器824。然后，在控制信号xΦR2的控制下将NMOS晶体管823置于非传导状态的定时处，在电容器824中存储或保留基于取决于外部设置初始电压Vext的电流值的电压值。
如上所述，在第一驱动示例的情况下，在CDS驱动和DDS驱动两者时，在存储电路部件82中存储基于取决于初始化时比较电路部件81的输出电压的电流值的电压值。然而，从上面给出的操作的描述可显而易见的是，在比较电路部件81的CDS驱动时用于初始化的输出电压和在比较电路部件81的DDS驱动时用于初始化的输出电压之间出现差别。
如果按照这种方式在CDS驱动和DDS驱动时用于初始化的输出电压之间出现差别，则存储电路部件82所存储的电压值(即，其中反转存储电路部件82的输出的电压值)在CDS驱动和DDS驱动时变得不同。所以，在比较器31C处没有获得相同操作点。换言之，比较器31C的用于初始化的操作点在CDS驱动和DDS驱动时变得不同。考虑到此而设计出下面描述的第二驱动示例。
·第二驱动示例
随后，参考图21的定时波形图描述了根据工作示例3的比较器31C的第二驱动示例。也在图21中，和图20中类似地图示了控制信号xΦR、xΦext和xΦR2、参考电压Vrefi、Vouti的定时波形。
第二驱动示例与第一驱动示例的相同之处在于CDS驱动时的操作，但是其特征在于DDS驱动时的操作。具体来说，从图20的定时波形图和图21的定时波形图之间的比较可以显而易见的是，在DDS驱动时，在控制信号Φext的控制下执行利用外部设置初始电压Vext的初始化之前，执行与CDS驱动时相同的初始化操作。
具体来说，在利用外部设置初始电压Vext的初始化之前，在控制信号xΦR的控制下，在前级的比较电路部件81将通过将PMOS晶体管58和59置于传导状态而设置的初始电压设置为内部参考电压Vouti和Vrefi。
在该初始化状态下，在NMOS晶体管823在控制信号xΦR2的控制下被置于非传导状态的定时处，存储电路部件82将与取决于比较电路部件81的输出电压的初始值的电流值对应的电压值存储或保留在电容器824中。这时存储的电压值或电流值等于CDS驱动中在初始化时存储的电压值或电流值。结果，CDS驱动和DDS驱动时的比较器31C的初始操作点(即，CDS驱动和DDS驱动时的特性)变得彼此相同。
在DDS驱动时，在与CDS驱动时相同的初始化之后再次执行利用外部设置初始电压Vext的初始化，以调整内部参考电压Vouti和Vrefi，使得信号电平Vsig和复位电平Vrst可被包括在AD变换电路23的输入电压范围中。
如上面描述的，通过在DDS驱动时在利用外部设置初始电压Vext的初始化之前执行与CDS驱动时相同的初始化、并然后执行主要初始化(即，利用外部设置初始电压Vext的初始化)，可解决第一驱动示例的问题。换言之，通过在DDS驱动和CDS驱动时执行相同初始化，可使得DDS驱动和CDS驱动时的输出的操作点的特性彼此相同。结果，除了通过初始电压设置电路70A的动作实现的工作效果之外，可实现能够按照更高确定程度兼容执行CDS驱动和DDS驱动的工作效果。
驱动的加速
顺便提及，在根据本实施例的CMOS图像传感器10A中，简单地交替执行CDS驱动和DDS驱动以获取信号。然而，自然需要与用于CDS驱动和DDS驱动的时间段对应的时间段用于获取信号。具体来说，如果如图22的定时波形中看到的、DDS驱动的驱动时间段由Tdds代表而CDS驱动的驱动时间段由Tcds代表，则通过CDS驱动和DDS驱动获取信号所需的时间段Ttotal是Ttotal＝Tdds+Tcds。在当前驱动示例的情况下，AD变换时使用的斜坡波形的参考信号Vref的斜面或斜度在CDS驱动和DDS驱动两者时具有相同斜率。
相反，如果使得CDS驱动和DDS驱动之一的斜坡波形的参考信号Vref的斜面比CDS驱动和DDS驱动中的另一驱动的斜坡波形的参考信号Vref的斜面更陡，则可降低AD变换所需要的时间以及因此在获取信号之前的时间。通过使得其斜面更陡的驱动所获得的数据可在在后级的信号处理部件中与其后描述的系数相乘，该系数是考虑到降低的时间量(即，参考信号Vref的斜面的斜率的增加量)而确定的。通过计算，可获取通过输入变换的相同数据。
一般来说，图像传感器通过DDS驱动获得的信号在大多数情况下是高亮度侧的信号。所以，最好将DDS驱动侧的参考信号Vref的斜面设置为比CDS驱动侧的参考信号Vref的斜面更陡的斜率。
图23图示了在DDS驱动侧的参考信号Vref的斜面比具有斜率A的CDS驱动侧的参考信号的斜面具有更陡斜率A’的情况下的定时波形。通过将参考信号Vref的斜面设置为更陡斜率A’，AD变换所需的时间段变为Tdds’+Tcds。这里，预期Tdds’＝Tdds-(t1-t1’)-(t2-t2’)的时间段的降低。由此，获取信号所需的时间可降低该降低时间段，以实现驱动的加速。
在其中实现驱动加速的图22的驱动的情况下DDS驱动时的斜面的斜度或斜率由A代表、而当实现加速时DDS驱动时的斜面的斜度由A’代表的情况下，在后级的信号处理部件所使用的上述系数是A’/A。换言之，通过将实现加速时通过DDS驱动获得的数据与A’/A的系数相乘，可获得与没有实现加速的情况下相同的输出数据。要注意的是，乘以系数的该信号处理可在与像素阵列部件12相同的芯片或半导体基板19中执行或在芯片外部执行，并在这方面不存在特别限制。
此外，在像素阵列部件12的所有像素11不具有要通过DDS驱动获取的信号、并且信号电平不需要DDS操作自己的情况下(例如在非常暗的环境下的图像拾取的情况下)，也可能通过在仅执行CDS驱动时停止DDS驱动，来增强操作速度。在该实例下，作为示例，这样的控制可被设想为，如果检测到在固定时间段中相继出现作为零输出的输出结果(利用该结果，可确定DDS驱动时的输出数据)，则仅响应于该检测结果来执行CDS驱动。
计数器的驱动方法
从前述描述中可以认识到，使用斜坡波形的比较信号Vref的斜面类型的AD变换电路23将呈现单调增减或单调递增的斜坡波形的比较信号Vref与像素的信号电压Vout彼此比较。然后，利用时钟CK来计数在比较器31的时钟反转之前的时间段，并存储在比较器31的输出的反转定时处的计数值作为变换数据来实现AD变换。
尽管在该实施例的前述描述中将上/下计数器32用作列AD变换电路的计数部件，但是例如在计数部件可利用正和负12比特来计数的情况下，合并在CDS驱动时下计数的计数器。图24图示了图示CDS驱动时的计数部件的操作的定时波形。在CDS驱动中，对反转定时t计数直到复位电平Vrst为止，并且在计数结束之后，计算计数值相对1的补数，以获得这样的值，该值的正或负极性被设置为相对于零反转的-1。
然后，还是关于信号电平Vsig，参考该值执行下计数。如果假设像素11的信号仅具有低亮度(暗)处的相等电势电平，并被输入到比较器31，则如图25中看到的在计数值-1处结束该计数。如果像素11的信号是高亮度的信号，则如图26中看到的执行向下到-4096的计数。最后，计算该数据相对1的补数。结果，在低亮度处获得数据0，而在高亮度处获得数据4095。
然而，如果尝试使用相同电路(即，相同计数器)来获取DDS驱动时的数据，则由于在高亮度侧在低值的计数之后反转比较器31的输出，所以输出与CDS驱动时的低亮度处的电平相同电平的信号。具体来说，虽然在DDS驱动时的高亮度处、比较器31的输出在与CDS驱动时的低亮度处的定时接近的定时处反转，但是在DDS驱动时的低亮度处、比较器31的输出在与CDS驱动时的高亮度处的定时接近的定时处反转。所以，不能使用同一电路或计数器实现输入信号和数据之间的兼容性。
图27是图示了DDS驱动时的计数器部件的操作的定时波形图。其间，图28是图示了在DDS驱动时的低亮度处的计数操作的概略图，而图29是仅图示了在DDS驱动时的高亮度处的计数操作的类似图。
为了使用同一电路或计数器实现输入信号和数据之间的兼容性，在DDS驱动中，列AD变换电路的计数部件执行下面描述的这样的驱动。具体来说，通过例如由列扫描部件16扫描来选择DDS驱动所获取的信号，并然后添加并输出这4096个数据。
4096个数据的添加处理可以在与像素阵列部件12相同的芯片或半导体基板19中执行或可在芯片外部作为计算处理的一部分来执行。该添加处理电路可由用于判断每一信号是否是通过DDS驱动获取的信号的电路部件、和用于接收该电路部件的这样的判断结果并在DDS驱动时执行添加处理的加法器实现。
按照这种方式，在DDS驱动中，通过向通过DDS驱动获取的信号添加与计数器的比特数目对应的数据(例如，在12比特的情况下的4096个数据)，可使用同一电路或计数器实现输入信号和数据之间的兼容性。换言之，在通过CDS驱动和DDS驱动获取数据时，可使用相同电路或计数器作为列AD变换电路的计数部件。
<2.第二实施例>
2-1.系统配置
图30是示出了根据本公开第二实施例的CMOS图像传感器的一般配置的系统框图。
参考图30，根据本实施例的CMOS图像传感器10B除了像素阵列部件12之外，包括例如行扫描部件13、列处理部件14B、参考信号生成部件15、列扫描部件16、水平输出线17和定时控制部件18作为该像素阵列部件12的外围电路。
在CMOS图像传感器10B中，仅列处理部件14B的配置与第一实施例中的列处理部件14A不同，但是其他组件(即，行扫描部件13、参考信号生成部件15、列扫描部件16、水平输出线17和定时控制部件18)基本上与第一实施例中的相同。
列处理部件14B具有例如按照一一对应关系向像素阵列部件12的像素列(即，向列信号线22(即，22-1到22-m))提供的列放大电路25(即，25-1到25-m)。列放大电路25(即，25-1到25-m)对于从像素阵列部件12的单位像素11的各列输出的模拟信号执行放大处理，并对于这些模拟信号执行相关双采样处理，用于计算信号电平和复位电平之间的差。
所有列放大电路25-1到25-m具有相同配置。这里，作为示例对于第m列的列放大电路25-m给出描述。列放大电路25-m包括反相放大器61、输入电容器62、反馈电容器63、控制开关64和水平选择开关65。列放大电路25-m对通过列信号线22-m从单位像素11向其供应的信号电压Vout进行放大，并输出放大的信号电压Vout作为模拟信号Vamp。
要注意的是，尽管本示例中的列处理部件14B被配置为使得按照一一对应关系向列信号线22提供列放大电路25，但是列放大电路25和列信号线22并非必须按照一一对应关系提供。例如，可将一个列放大电路25共同提供到多个像素列，使得其由像素列分时使用。
列放大电路的现有配置
使用沿着列方向平行布置的列放大电路25作为信号处理部件的现有CMOS图像传感器使用CDS驱动作为其基本驱动方法。具体来说，现有CMOS图像传感器基于CDS驱动，其中首先从单位像素11读取复位电平Vrst，并然后读出信号电平Vsig。这里，描述用于根据现有示例的CMOS图像传感器的列放大电路的配置的示例。
图31是示出了列放大电路25的现有配置的电路图。图32图示了根据现有配置的列放大电路25的输出信号的操作范围.
首先参考图31，根据现有配置的列放大电路25包括反相放大器61、输入电容器62、反馈电容器63和控制开关64。而且，在该列放大电路25中，反相放大器61的输入和输出端在控制信号ΦR的控制下通过控制开关64而短路，以获取用于列放大电路25的参考电压。
在CDS操作中，按照该顺序读出复位电平Vrst和信号电平Vsig。然而，从电势的观点出发，按照该顺序读出高电势和低电势。在该列放大电路25中，输出电压被设置为低作为初始值，并且在输入信号变低的情况下，即，在来自单位像素11的信号电平高的情况下，低初始输出电压被放大该输入电容器62和该反馈电容器63之间的电容比。具体来说，如果输入电容器62的电容值由Cin代表而反馈电容器63的电容值由Cfb代表，则该低初始输出电压被放大该电容比Cin/Cfb。
如果反相放大器61的输入和输出端在控制信号ΦR的控制下通过控制开关64而短路以获取初始电压或参考电压，则列放大电路25的模拟信号Vamp由下式代表
Vamp＝Vb+(Cin/Cfb)ΔV
其中ΔV是复位电平Vrst和信号电平Vsig之间的电势差。列放大电路25的输出操作范围是从比当反相放大器61的输入和输出端被短路时的初始电压Vb低大约该反相放大器61的阈值电压的电压、到取决于该列放大电路25的电路配置的上操作范围的范围。
图33中图示了在利用使用具有现有配置的列放大电路25的CMOS图像传感器来执行DDS驱动的情况下的列放大电路25的输出波形。
在DDS驱动中，与DDS驱动的情况相比反转信号输出顺序。换言之，按照该顺序输出信号电平Vsig和复位电平Vrst。因此，由于列放大电路25的输出信号变得进一步低于该低初始电压的电压值，所以该输出信号超出该电路的操作范围。为了解决这个问题，在第二实施例中采用以下配置。
2-2.第二实施例的特性
具体来说，在第二实施例中，使用列放大电路25的CMOS图像传感器10B的特征在于其采用以下配置，该列放大电路25对于来自单位像素11的模拟信号执行放大处理并执行检测信号电平Vsig和复位电平Vrst之间的差的相关双采样处理。
具体来说，当分开两次读出单位像素11的信号作为第一信号和第二信号时，使用首先读出的第一信号作为对于可由用于处理第一和第二信号的信号处理部件处理的输入电压范围的参考电压。在本实施例的情况下，列放大电路25对应于用于处理第一和第二信号的信号处理部件。此外，参考电压是用作对于其中列放大电路25能放大该电压的输入电压范围的参考的电压。
这时，在第一信号是基于FD部件42中积累或保留的信号电荷(即，信号电平Vsig)的信号的情况下，该信号电平被用作参考电压。另一方面，如果第一信号是基于当复位FD部件42时的复位电势Vr(即，复位电平Vrst)的信号，则该复位电平被用作参考电压。然后，尽管使用首先读出的第一信号作为对于列放大电路25的参考电压，但是在其中调整参考电压使得第一和第二信号可被包括在列放大电路25的输入电压范围中的状态下，对于第一和第二信号执行放大处理。
通过按照这种方式调整参考电压使得第一和第二信号可被包括在列放大电路25的输入电压范围中，列放大电路25可在其中第一和第二信号被包括在输入电压范围中的状态下执行用于第一和第二信号的放大处理。因此，在其中首先读出的第一信号是信号电平Vsig的情况下和在第一信号是复位电平Vrst的情况下，在使用处理对象的像素的信号来设置参考电压之后，可确定地对于第一和第二信号执行信号放大处理。
结果，可有效去除在专利文献5中公开的现有技术的情况(即，使用外部单独生成的预定电压来设置参考电压的情况)下的平面内的特性波动的这样的大差别或取决于寄生电容的幅度的偏移分量。结果，可能降低相对像素的输出幅度的该列放大电路25可放大的输入电压范围所必需的容限。由于可降低输入电压范围所必需的容限，所以可预期列放大电路25的电源电压和功耗的降低。
工作示例1
下面，描述特定工作示例。如上面描述的，在DDS驱动中，执行对于读出FD部件42中保留或积累的信号电荷作为信号电平Vsig的驱动。然后，执行对于将FD部件42复位为复位电势Vr并读出复位电势Vr作为复位电平Vrst的驱动。然后，将从单位像素11首先读出的信号电平Vsig用作用于列放大电路25的可变换输入电压范围的参考电压。换言之，使用首先读出的信号电平Vsig来设置列放大电路25的参考电压。
图34A和34B示出了具有用于调整参考电压的功能的根据工作示例1的列放大电路，并且具体地，图34A示出了列放大电路的配置的示例，而图34B图示了列放大电路的操作范围。
首先参考图34A，除了反相放大器61、输入电容器62、反馈电容器63和控制开关64之外，根据工作示例1的列放大电路25A包括用于设置或调整列放大电路25A的参考电压的初始电压设置电路70B。
初始电压设置电路70B包括与反馈电容器63串联连接的NMOS晶体管75、以及连接在反馈电容器63和NMOS晶体管75之间的连接节点与该外部设置初始电压Vext所施加到的线L之间的PMOS晶体管76。控制信号Φext的反相信号xΦext被施加到NMOS晶体管75和PMOS晶体管76的栅极电极。控制信号Φext的反相信号xΦext例如是从图1中示出的定时控制部件18提供的。换言之，定时控制部件18具有作为用于控制初始电压设置电路70B的控制部件的功能。
图35是图示了根据工作示例1的列放大电路25A的不同部分的信号波形的波形图。图35图示了控制信号Φext的反相信号xΦext、控制信号ΦR、作为列放大电路25A的输入电压的列信号线22的信号电压Vout、和列放大电路25A的模拟信号Vamp。
在CDS驱动的情况下，控制信号Φext的反相信号xΦext处于高电势状态，并且结果，NMOS晶体管75呈现传导状态并将反馈电容器63电连接到列放大电路25A的输出端。这时的电路配置与图31中示出的列放大电路25的配置相同，即与普通CDS驱动时的配置相同。
在DDS驱动时，列放大电路25A自己的输入和输出端被短路，并所以，列放大电路25A的输入信号变得等于初始电压或参考电压Vb。结果，获得可确保输出幅度以及电路操作的输入信号。
另一方面，当控制信号Φext的反相信号xΦext被置于低电势状态时，NMOS晶体管75被置于非传导状态并且反馈电容器63到列放大电路25A的输出端的电连接断开。换言之，反相放大器61的反馈环被置于断开状态。这时，PMOS晶体管76被置于传导状态并将外部设置初始电压Vext施加到反馈电容器63的开端。结果，反相放大器61的输出电压的初始值变得等于外部设置初始电压Vext。然后，在DDS驱动的情况下，由于输入信号从低信号电平改变为高复位电平，所以执行列放大电路25A的参考电压的调整使得获得操作范围。
由于通过初始电压设置电路70B的动作调整DDS驱动时的参考电压使得信号电平Vsig和复位电平Vrst可按照这种方式被包括在列放大电路25A的操作范围内，所以可实现CDS驱动和DDS驱动二者的使用。
此外，用于调整参考电压的初始电压设置电路70B可由仅包括两个附加MOS晶体管75和76的非常简单的电路配置实现。因此，每一列放大电路25A呈现非常小面积的增加。换言之，CDS驱动和DDS驱动两者的使用可仅通过列放大电路25A的非常小面积的增加来实现。
工作示例2
图36是示出了具有用于调整参考电压的功能的根据工作示例2的列放大电路的配置的示例的电路图。
根据工作示例2的列放大电路25B被配置为使得其按照输入侧的电容和输出侧的电容之间的电容比来放大信号。具体来说，四个输出电容器CN1、CS1、CN2和CS2通过开关SW11到SW14连接到反相放大器61的输出端，并且四个输出电容器CN1、CS1、CN2和CS2所保存的电荷由开关SW21到SW24分别选择性输出。除了输出侧的电容的电路部分之外的其他部分的配置和操作与根据工作示例1的列放大电路25A的情况下的相同。
在列放大电路25B的反馈电容器63的位置，与根据工作示例1的列放大电路25A的情况类似地提供有用于设置或调整列放大电路25B的参考电压的初始电压设置电路70B。初始电压设置电路70B具有与工作示例1中类似的配置。具体来说，初始电压设置电路70B包括与反馈电容器63串联连接的NMOS晶体管75、以及用于向反馈电容器63和NMOS晶体管75之间的连接节点选择性地施加该外部设置初始电压Vext的PMOS晶体管76。
现在，参考图37的定时波形图来描述上面描述的配置的根据工作示例2的列放大电路25B的电路操作。
与第一实施例的情况类似，作为初始电压的外部设置初始电压Vext被设置为使得DDS驱动时的列放大电路25B的输出可以不在下侧饱和。在该设置之后，其中施加反馈的状态下的列放大电路25B的输出信号利用控制信号ΦS1被采样到输出电容器CS1中。然后，像素11的复位信号RST被置于激活状态，以利用控制信号ΦN1将信号电平采样到输出电容器CN1中。
控制信号或复位信号ΦR被输入到列放大电路25B中以同时复位像素11的FD部件42。结果，列放大电路25B的输入侧被设置到初始电压Vb。当停止控制信号ΦR的施加时的状态利用控制信号ΦR2被采样到输出电容器CN2中作为初始值，并然后在利用传输信号TRG将该信号从光电二极管41传输到FD部件42之后，利用控制信号ΦS2被采样到输出电容器CS2中。DDS驱动时的信号电平差积累在输出电容器CN1和CS1中，而CDS驱动时的信号电平差积累在输出电容器CN2和CS2中。通过水平传输控制向输出侧读出这些信号。
而且，在其中按照这种方式按照输入侧的电容和输出侧的电容之间的电容比来放大信号的配置的列放大电路25B中，可通过初始电压设置电路70B的动作建立适当初始状态。结果，可能使用相同电路，使得输出在CDS驱动和DDS驱动两者时被包括在操作范围中。
此外，用于调整参考电压的初始电压设置电路70B可由仅包括两个附加MOS晶体管75和76的非常简单的电路配置实现。因此，每一列放大电路25A呈现非常小面积的增加。换言之，CDS驱动和DDS驱动两者的使用可仅通过列放大电路25B的非常小面积的增加来实现。
此外，通过在DDS驱动和CDS驱动之间改变列放大电路25B的输入侧和反馈侧之间的电容比，可对于DDS驱动和CDS驱动分开设置信号增益。另外，也可能将根据第一实施例的单一斜面类型的AD变换电路连接到列放大电路25B的输出侧，使得在控制信号ΦN1、ΦN2、ΦS1和ΦS2所代表的时间段内执行AD变换以获取信号。
<3.其他像素配置>
在第一和第二实施例中，描述了具有全局曝光功能的CMOS图像传感器10A和10B作为不能在信号电平之前从其读出复位电平的固态图像拾取设备的示例。作为光电二极管41中生成的电荷同时传输到所有像素的FD部件42以实现所有像素的同时曝光的结果，在其中FD部件42中保存信号电荷的状态下，具有全局曝光功能的CMOS图像传感器10A和10B运行连续的读出操作。
然而，因为在信号检测部件中存在要在复位之前读出的信号电荷使得不能在信号电平之前从其读出复位电平的固态图像拾取设备不限于具有全局曝光功能的CMOS图像传感器10A和10B。下面，描述像素的一些其他示例。不同像素示例1
图38是示出了使用有机光电变换膜的根据不同像素示例1的单位像素的示例的电路图。
参考图38，在根据不同像素示例1的单位像素11A中，有机光电变换膜281被夹在上电极282和下电极283之间。至少下电极283被划分为像素并常常由高透明度的电极形成。从偏置电源284向上电极182施加偏置电压Vb。
通过有机光电变换膜281的光电变换生成的电荷在FD部件42中积累。FD部件42的电荷通过包括放大晶体管45的读出电路被读出为来自列信号线22的电压。FD部件42由复位晶体管44设置到漏极电压Vr。然后，复位晶体管44的漏极电压Vr可从复位晶体管44上的低于FD部件42的耗尽电势的电压Vr1改变为高于该电势的另一电压Vr2。
在按照这种方式使用有机光电变换膜281的根据不同像素示例1的单位像素11A中，通过DDS驱动读出像素的信号。通过不同驱动从由四个晶体管等配置并能执行CDS操作并且其中不提供有机光电变换膜或禁止有机光电变换膜的功能的另一像素读出信号。例如，在其中不使用有机光电变换膜281的所述另一像素具有例如上面参考图2描述的像素配置的情况下，执行通过DDS驱动和CDS驱动的组合或仅通过CDS驱动的读出。
而且，上面描述的关于根据第一和第二实施例的信号处理部件的技术可类似地应用到使用根据该不同像素示例1的单位像素11A的固态图像拾取设备。换言之，可通过相同信号处理部件来应用DDS驱动和CDS驱动两者。
不同像素示例2
现在，描述除了FD部件42之外具有电荷积累部件的单位像素作为不同像素示例2。这里，图39A和39B中示出了具有除了FD部件42之外包括电荷积累部件的像素配置的两个示例。
根据图39A中示出的像素配置的单位像素11B具有其中积累电容器48作为电荷积累部件通过电容器选择晶体管47连接到放大晶体管45的栅极电极的像素配置。其间，根据图39B中示出的像素配置的单位像素11C具有其中电容器选择晶体管47连接在放大晶体管45和复位晶体管44之间并且积累电容器48接地的另一像素配置。
而且，上面描述的关于根据第一和第二实施例的信号处理部件的技术可类似地应用到使用具有上述配置的根据该不同像素示例2的单位像素11B或11C的固态图像拾取设备。换言之，可通过相同信号处理部件来执行DDS驱动和CDS驱动两者。
这里，作为示例，参考图40的定时波形图来描述按照CDS驱动→DDS驱动的顺序从像素读出信号的情况下的操作。
在利用选择信号SEL将选择晶体管46置于传导状态之后，利用复位信号RST将复位晶体管44置于传导状态以复位该FD部件42。这时，电容器选择晶体管47保持非传导状态。然后，FD部件42被复位时的电势被读出为复位电平，并然后将传输信号TRG置于激活状态以从光电二极管41向FD部件42读出信号电荷。这一串操作是CDS驱动。
其后，电容器选择晶体管47被置于传导状态以读出FD部件42和积累电容器48中积累的信号电荷。然后，FD部件42和积累电容器48由复位晶体管44复位并且读出该复位电平。这一串操作是DDS驱动。
这里，尽管将其中按照CDS驱动→DDS驱动的顺序执行读出操作的情况描述为示例，但是在其中按照DDS驱动→CDS驱动的顺序执行读出操作的情况下，也可以类似地应用关于上面描述的根据第一和第二实施例的信号处理部件的技术。
不同像素示例3
现在，描述具有用于其中的信号积累的模拟存储器并具有中间溢出(overflow)结构的单位像素作为不同像素示例3。
图41是示出了具有用于信号积累的模拟存储器并具有中间溢出结构的根据不同像素示例3的单位像素的示例的电路图。
根据不同像素示例3的单位像素11D被配置为使得其具有作为在传输晶体管43的在后级提供的用于信号积累的模拟存储器的像素内积累电容器(MEM)91，并包括布置在像素内积累电容器91和FD部件42之间的传输门部件92。单位像素11D进一步包括连接在光电二极管41和电荷放电部件(例如，像素电源Vdd)之间的电荷放电选通部件40。如果施加到电荷放电选通部件40的栅极电极的控制信号OFG被置于激活状态，则电荷放电选通部件40响应于此被置于传导状态。然后，单位像素11D选择性地从光电二极管41向电荷放电部件放电该光电二极管41中积累的预定量光生电荷或所有光生电荷。
在根据不同像素示例3的单位像素11C中，要施加到传输晶体管43的传输信号TRG的电压被设置到高电势和低电势之间的中间电势。结果，如果向像素输入高亮度信号，则变得等于或高于传输晶体管43的栅极的电势的电荷溢出到电容器侧。结果，可增加要处置的电荷量。
参考图42的定时波形图来描述具有根据不同像素示例3的单位像素11D并具有全局快门功能的固态图像拾取设备的操作。
首先，通过全局复位来执行积累时间的开始，以便一次初始化所有像素。在积累时间过去之后，通过溢出在像素内积累电容器91中积累的电荷在传输门部件92的控制下针对所有像素被一次传输到FD部件42。其后，传输晶体管43针对所有像素被一次置于传导状态，以将光电二极管41中积累的低亮度侧的信号传输到像素内积累电容器91。在该传输之前和之后，光电二极管41和像素内积累电容器91中原始存在的信号针对所有像素一次移动到像素内积累电容器91和FD部件42。
如图42中看到的，FD部件42的信号通过DDS驱动读出，而像素内积累电容器91的信号通过CDS驱动读出。要注意的是，由于假设全局曝光时的选择信号SEL处于非激活状态，所以当输入读出时的复位信号RST时，选择信号SEL最好处于非激活状态，使得其可具有与像素状态的相关性。而且，在上述CDS驱动和DDS驱动时的适当定时处，输入这时的控制信号Φext和控制信号ΦR。
<4.变型>
在上面描述的实施例中，基本上按照DDS驱动→CDS驱动的顺序执行DDS驱动和CDS驱动。然而，CDS驱动中的读出次数不限于一次。尽管为了简化图的图示开关有时由符号代表，但是也可能交替使用NMOS和PMOS晶体管。此外，如果使用NMOS和PMOS晶体管使得NMOS晶体管的高电平对应于开关的激活状态而PMOS晶体管的低电平对应于开关的激活状态，则上面描述的操作是可能的。
此外，尽管上面描述了在一行的读出时间段内对于每一行交替运行DDS驱动和CDS驱动，但是该驱动方法不限于该特定驱动方法。例如，也可能采用不同的驱动方法，其中对于每一帧交替运行DDS驱动和CDS驱动。根据该驱动方法，由于可以在一帧的时间段内执行DDS驱动和CDS驱动之间的切换，所以与其中在一条线或一行的时间段中执行这样的切换的替代情况相比，存在可预期更高速度操作的优点。另一方面，一帧的时间段中的切换需要在后级的信号处理部件中的帧存储器。所以，从存储容量的角度出发，一条线的时间段中的切换是好的。
此外，尽管在上面描述的实施例中将本发明应用到其中沿着行和列布置单位像素的CMOS图像传感器，但是本公开的应用不限于CMOS图像传感器。具体来说，本公开可应用到其中沿着行和列二维地布置单位像素的X-Y地址类型的一般固态图像拾取设备。
此外，本公开不仅可应用到检测并拾取可见光的入射光量的分布作为图像的固态图像拾取设备，而且可应用到拾取红外线、X射线、粒子等的入射量的分布作为图像的一般固态图像拾取设备。
要注意的是，固态图像拾取设备可具有其被形成为一芯片装置的形式、或可具有其中共同封装图像拾取部件和信号处理部件或光学系统的具有图像拾取功能的模块的形式。
<5.电子设备>
本公开不限于应用到固态图像拾取设备，而且可应用到使用固态图像拾取设备作为其图像捕获部件或光电变换部件的一般电子设备，例如数字相机或摄像机的图像拾取设备、诸如移动电话组等的具有图像拾取设备的便携式终端设备。使用固态图像拾取设备作为其图像捕获部件的电子设备包括复印机，其使用固态图像拾取设备作为其图像读取站。要注意的是，图像拾取设备可具有在电子设备中合并的上面描述的模块的形式，即，图像拾取设备可具有相机模块的形式。
图像拾取设备
图43是示出了根据本公开的电子设备(例如，图像拾取设备)的配置的示例的框图。
参考图43，根据本公开的图像拾取设备100包括包括透镜组101等的光学系统、图像拾取装置102、DSP电路103、帧存储器104、显示设备105、记录设备106、操作系统107、电源系统108等。DSP电路103、帧存储器104、显示设备105、记录设备106、操作系统107、电源系统108等通过总线线路109彼此相连。
透镜组101从图像拾取对象获得入射光或图像光，并在图像拾取装置102的图像拾取面上形成图像。图像拾取装置102将透镜组101在其图像拾取面上形成的图像的入射光的量变换为电信号，并输出该电信号作为像素信号。
显示设备105由诸如液晶显示单元、有机EL(电致发光)显示单元等的平板型显示单元形成，并显示该图像拾取装置102所拾取的运动画面或静止画面。记录设备106在诸如录像带或DVD(数字多功能盘)的记录介质上记录该图像拾取装置102所拾取的运动画面或静止画面。
操作系统107响应于用户对其的操作而发布关于该图像拾取设备具有的各种功能的操作指令。电源系统108向电源对象适当地供应各种电力，充当向DSP电路103、帧存储器104、显示设备105、记录设备106和操作系统107的操作电力供应。
上述配置的图像拾取设备可被用作用于摄像机、数字相机、诸如便携式电话组的移动设备的相机模块等的图像拾取设备。然后，如果在图像拾取设备中根据上述实施例的诸如CMOS图像感器10A、10B等的固态图像拾取设备被用作图像拾取装置102，则可实现下面描述的这样的工作效果。
具体来说，根据上述实施例的CMOS图像感器10A和10B可通过全局曝光实现免除失真的图像拾取。因此，CMOS图像感器10A和10B可被实现为以下图像拾取设备，该图像拾取设备可合适地应用用于高速移动并不能允许图像失真的图像拾取对象的图像拾取、或用于需要拾取图像的同时性的感测应用。
此外，根据上述实施例的CMOS传图像感器10A和10B可有效去除平面内特性的大波动的差(平面内分布)或取决于寄生电容的幅度的偏移分量。结果，由于可能相对于像素的输出幅度降低信号处理部件可放大的输入电压范围所必需的容限，所以可预期信号处理部件的电源电压和功耗的降低。因此，本发明可有助于各种电子设备的电压和功耗降低。
本申请包括2011年1月28日向日本专利局提交的日本优先权专利申请JP2011-015994号中公开的主题，通过引用由此合并其全部内容。
尽管已使用特定术语描述了本发明的优选实施例，但是这样的描述仅是图示的目的，并且将理解的是，可进行改变和变型，而不脱离以下权利要求的精神或范围。

Claims (20)

1.一种固态图像拾取设备，包括：
像素阵列部件，其中布置有单位像素，该单位像素包括光电变换部件和用于检测通过所述光电变换部件的光电变换所生成的电荷的电荷检测部件；
驱动部件，适于执行将所述单位像素的信号两次分开读出为第一信号和第二信号的驱动；和
信号处理部件，适于将从所述单位像素首先读出的第一信号设置为对于所述信号处理部件的可处理输入电压范围的参考电压，调整该参考电压使得所述第一和第二信号可被包括在该输入电压范围内，并使用所调整的参考电压来执行对于所述第一和第二信号的信号处理。
2.根据权利要求1的固态图像拾取设备，其中
该第一信号基于所述电荷检测部件中积累或保留的信号电荷，并且
该第二信号基于当复位所述电荷检测部件时的复位电势。
3.根据权利要求2的固态图像拾取设备，其中所述驱动部件
首先读出该第一信号以便设置该参考电压，和
然后复位所述电荷检测部件并读出所述第二信号。
4.根据权利要求2的固态图像拾取设备，其中所述信号处理部件计算所述第一和第二信号之间的差别。
5.根据权利要求1的固态图像拾取设备，其中
该第一信号基于当复位所述电荷检测部件时的复位电势，和
该第二信号基于在所述电荷检测部件中积累或保留的信号电荷。
6.根据权利要求5的固态图像拾取设备，其中所述驱动部件
首先读出该第一信号以便设置该参考电压，和
然后按照该顺序读出所述第一和第二信号。
7.根据权利要求6的固态图像拾取设备，其中所述信号处理部件计算所述第一和第二信号之间的差别。
8.根据权利要求1的固态图像拾取设备，其中所述驱动部件能够选择性地运行
第一驱动，用于首先读出基于所述电荷检测部件中积累或保留的信号电荷的信号，并然后复位所述电荷检测部件并读出基于复位电势的信号以便复位该参考电压，和
第二驱动，用于首先读出基于当首先复位所述电荷检测部件时的复位电势的信号，并然后按照该顺序读出基于该复位电势的信号和基于所述电荷检测部件中积累或保留的信号电荷的信号，以便设置该参考电压。
9.根据权利要求8的固态图像拾取设备，其中所述信号处理部件
计算基于所述电荷检测部件中积累或保留的信号电荷的信号与基于所述电荷检测部件的复位电势的信号之间的差别。
10.根据权利要求8的固态图像拾取设备，其中
所述信号处理部件包括模数变换电路，用于将从所述单位像素获得的模拟信号变换为数字信号，和
该参考电压被用作用于输入电压范围的参考，所述模数变换电路能够在该输入电压范围内变换该输入电压。
11.根据权利要求10的固态图像拾取设备，其中所述模数变换电路包括：
比较器，用于比较从所述单位像素获得的模拟信号和斜坡波形的参考信号；和
设置电路，用于在第一驱动中向所述比较器的两个输入端施加预定初始电压以执行该参考电压的初始化，使得所述第一和第二信号可被包括在该输入电压范围中。
12.根据权利要求11的固态图像拾取设备，其中所述模数变换电路在第一驱动中执行与第二驱动中执行的初始化相同的初始化，使得所述比较器的随后级的电路部件在该第一驱动和该第二驱动中的相同操作点操作，其后执行所述设置电路的初始化。
13.根据权利要求12的固态图像拾取设备，其中所述随后级的电路部件存储基于与所述比较器的输出电压对应的电流值的电压值。
14.根据权利要求11的固态图像拾取设备，其中用于生成斜坡波形的参考信号的参考信号生成部件设置与所述设置电路所设置的参考电压对应的斜坡波形的初始值。
15.根据权利要求11的固态图像拾取设备，其中所述设置电路由两个晶体管配置，用于向所述比较器的两个输入端选择性地施加预定初始电压。
16.根据权利要求8的固态图像拾取设备，其中
所述信号处理部件是放大电路，用于放大作为模拟信号从所述单位像素输出的信号电平和复位电平，和
该参考电压被用作用于输入电压范围的参考，所述放大电路能够在该输入电压范围内放大该输入电压。
17.根据权利要求16的固态图像拾取设备，其中所述信号处理部件包括：
反相放大器，具有初始电压所施加到的第一输入端；
输入电容器，与所述反相放大器的第二输入端相连；
反馈电容器，连接在所述反相放大器的该第二输入端和输出端之间；和
设置电路，用于将所述反相放大器的输出电压的初始值设置为预定初始电压，以设置该参考电压，使得所述第一和第二信号可被包括在该输入电压范围中。
18.根据权利要求17的固态图像拾取设备，其中所述设置电路包括晶体管，用于将所述反相放大器的反馈环置于开态；以及另一晶体管，用于当所述反馈环处于开态时，向所述反馈电容器施加该预定初始电压。
19.一种用于固态图像拾取设备的信号处理方法，该固态图像拾取设备中布置有单位像素，该单位像素包括光电变换部件和用于检测通过所述光电变换部件的光电变换所生成的电荷的电荷检测部件，该信号处理方法包括由信号处理部件执行的步骤：
将所述单位像素的信号两次分开读出为第一信号和第二信号；
将从所述单位像素首先读出的第一信号设置为对于所述信号处理部件的可处理输入电压范围的参考电压；
调整该参考电压使得所述第一和第二信号可被包括在该输入电压范围内；和
使用所调整的参考电压来执行对于所述第一和第二信号的信号处理。
20.一种电子设备，包括：
固态图像拾取设备，该固态图像拾取设备包括像素阵列部件、驱动部件和信号处理部件，
该像素阵列部件，其中布置有单位像素，该单位像素包括光电变换部件和用于检测通过所述光电变换部件的光电变换所生成的电荷的电荷检测部件；
该驱动部件，适于执行将所述单位像素的信号两次分开读出为第一信号和第二信号的驱动；和
该信号处理部件，适于将从所述单位像素首先读出的第一信号设置为对于所述信号处理部件的可处理输入电压范围的参考电压，调整该参考电压使得所述第一和第二信号可包括在该输入电压范围内，并使用所调整的参考电压来执行对于所述第一和第二信号的信号处理。
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