CN101682279A - 交流电动机的驱动控制装置 - Google Patents

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Abstract

过调制PWM控制器包括：电压指令运算部，其运算电压振幅超过三角波载波的峰值的d轴电压指令及q轴电压指令；电压指令修正部，其根据每个相电压指令周期的三角波载波的个数、即同步数K来修正d轴电压指令及q轴电压指令，使得施加于交流电动机的脉冲宽度调制电压的基本波振幅变为与电压指令振幅相同；电压指令变换部，其将修正后的d轴电压指令及q轴电压指令变换为相电压指令。通过调制PWM控制器根据相电压指令与三角波载波的比较结果来控制脉冲宽度调制电压。

Description

交流电动机的驱动控制装置
技术领域
本发明涉及交流电动机的驱动控制装置，特别涉及进行过调制PWM控制的交流电动机的驱动控制装置。
背景技术
为了使用直流电源来驱动交流电动机，采用使用了逆变器的驱动方法。逆变器由逆变器驱动电路进行开关控制，例如，根据电压指令与三角波载波的比较结果来控制从逆变器输出并施加于交流电动机的脉冲宽度调制(PWM)电压。
为了增大施加于交流电动机的脉冲宽度调制电压的基波成分的振幅，提出了过调制PWM控制的方案(例如日本特开平7-194130号公报、日本特开平7-79570号公报)。在过调制PWM控制中，根据振幅超过三角波载波的峰值的电压指令与三角波载波的比较结果，控制施加于交流电动机的脉冲宽度调制电压。
在相电压指令振幅超过三角波载波的峰值的过调制PWM控制中，相对于相电压指令振幅的线性增加，从逆变器输出的脉冲宽度调制电压的基波成分并没有线性增加，脉冲宽度调制电压的基波成分的振幅相比于相电压指令振幅而变小。因此，在日本特开平7-194130号公报中，由以下的数学式(1)算出电压指令E，从而进行电压指令E的线性补偿。在数学式(1)中，A是调制率，Ed是输入到逆变器的直流电压。
[数学式1]
E = 1 2 { A sin - 1 1 A + 1 - 1 A 2 } E max - - - ( 1 )
在此， E max = 2 π E d .
然而，数学式(1)以如下波形(连续值)来进行求解的，该波形是以输入到逆变器的直流电压的1/2来钳位(clamp)正弦波的相电压指令值而得到的。由此，在每个电压指令周期的三角波载波的个数足够多的情况下，以PWM输出的脉冲与上述波形的连续值基本等同，数学式(1)基本成立，但当每个相电压指令周期的三角波载波的个数变少时，则数学式(1)变得不成立。其结果，不能得到与相电压指令振幅相同的基波振幅，导致过调制PWM控制的可控性的降低。
发明内容
本发明目的在于提供一种交流电动机的驱动控制装置，其能够在过调制PWM控制中，将施加于交流电动机的脉冲宽度调制电压的基波振幅稳定控制为与相电压指令振幅相同。
本发明的交流电动机的驱动控制装置具备交流电动机、逆变器、以及过调制PWM控制器，所述过调制PWM控制器基于振幅超过三角波载波的峰值的相电压指令与该三角波载波的比较结果，来控制从逆变器输出并施加于交流电动机的脉冲宽度调制电压，过调制PWM控制器包括：电压指令运算部，其为了使检测出的d轴电流和q轴电流变为d轴电流指令和q轴电流指令，对d轴电压指令和q轴电压指令进行运算；电压振幅计算器，其根据由电压指令运算部运算出的d轴电压指令和q轴电压指令来对电压指令振幅进行运算；电压指令修正部，其为了使所述脉冲宽度调制电压的基波振幅变得与由电压振幅计算器运算出的电压指令振幅相同，对由电压指令运算部运算出的d轴电压指令和q轴电压指令进行修正；电压指令变换部，其将由电压指令修正部修正后的d轴电压指令和q轴电压指令变换为相电压指令来进行输出；以及同步PWM控制部，其控制来自电压指令变换部的相电压指令和所述三角波载波的相位，电压指令修正部根据每个相电压指令周期的所述三角波载波的个数、即同步数，来对由电压指令运算部运算出的d轴电压指令和q轴电压指令进行修正。
在本发明的一个方式中优选的是，电压指令修正部使用如下的振幅特性来对由电压指令运算部运算出的d轴电压指令和q轴电压指令进行修正，所述振幅特性为电压指令振幅与脉冲宽度调制电压的基波振幅的关系根据所述同步数而不同。
在本发明的一个方式中优选的是，同步PWM控制部基于交流电动机的转速来确定所述同步数。
另外，本发明的交流电动机的驱动控制装置具备交流电动机、逆变器、以及过调制PWM控制器，所述过调制PWM控制器基于振幅超过三角波载波的峰值的相电压指令与该三角波载波的比较结果，来控制从逆变器输出并施加于交流电动机的脉冲宽度调制电压，过调制PWM控制器包括：电压指令运算部，其为了使检测出的d轴电流和q轴电流变为d轴电流指令和q轴电流指令，对d轴电压指令和q轴电压指令进行运算；电压振幅计算器，其根据由电压指令运算部运算出的d轴电压指令和q轴电压指令来对电压指令振幅进行运算；电压指令修正部，其为了使所述脉冲宽度调制电压的基波振幅变得与由电压振幅计算器运算出的电压指令振幅相同，对由电压指令运算部运算出的d轴电压指令和q轴电压指令进行修正；电压指令变换部，其将由电压指令修正部修正后的d轴电压指令和q轴电压指令变换为相电压指令来进行输出；以及同步PWM控制部，其控制来自电压指令变换部的相电压指令和所述三角波载波的相位，与所述三角波载波进行比较的相电压指令，按每个设定周期而被更新，电压指令修正部根据所述相电压指令的更新定时，来对由电压指令运算部运算出的d轴电压指令和q轴电压指令进行修正。
在本发明的一个方式中优选的是，电压指令修正部使用如下的振幅特性来对由电压指令运算部运算出的d轴电压指令和q轴电压指令进行修正，所述振幅特性为电压指令振幅与脉冲宽度调制电压的基波振幅的关系根据所述相电压指令的更新定时而不同。
在本发明的一个方式中优选的是，还具备：正弦波PWM控制器，其基于振幅不超过三角波载波的峰值的相电压指令与该三角波载波的比较结果，来控制从逆变器输出并施加于交流电动机的脉冲宽度调制电压；和控制切换器，其选择性地将控制施加于交流电动机的电压的控制器切换为正弦波PWM控制器和过调制PWM控制器。
在本发明的一个方式中优选的是，还具备：正弦波PWM控制器，其基于振幅不超过三角波载波的峰值的相电压指令与该三角波载波的比较结果，来控制从逆变器输出并施加于交流电动机的脉冲宽度调制电压；矩形波电压控制器，其控制在一个相电压指令周期输出一个脉冲的矩形波电压的相位，控制从逆变器输出并施加于交流电动机的矩形波电压；以及控制切换器，其选择性地将控制施加于交流电动机的电压的控制器切换为正弦波PWM控制器、过调制PWM控制器和矩形波电压控制器。
根据本发明，能够在过调制PWM控制中，将施加于交流电动机的脉冲宽度调制电压的基波振幅稳定控制为与相电压指令振幅相同。
附图说明
图1是表示本发明实施方式的交流电动机的驱动控制装置的概略结构的框图。
图2是表示在本发明实施方式的交流电动机的驱动控制装置中使用的过调制PWM控制器的概略结构的框图。
图3是用于说明正弦波PWM控制器中的调制处理的图。
图4是用于说明过调制PWM控制器中的调制处理的图。
图5是表示在将电压指令振幅设为一定的状态下使同步数变化来对脉冲宽度调制电压的基波振幅进行了研究的结果的图。
图6是表示在将电压指令振幅设为一定的状态下使相电压指令与三角波载波的相位变化来对脉冲宽度调制电压的基波振幅进行了研究的结果的图。
图7是表示相电压指令和三角波载波的相位的一个例子的图。
图8是表示在将电压指令振幅设为一定的状态下使相电压指令的更新定时变化来对脉冲宽度调制电压的基波振幅进行了研究的结果的图。
图9是表示示出电压指令振幅与脉冲宽度调制电压的基波振幅的关系的电压振幅特性映射(map)的一个例子的图。
图10是表示示出电压指令振幅与脉冲宽度调制电压的基波振幅的关系的电压振幅特性映射的一个例子的图。
图11是表示同步数为奇数的情况下的相电压指令与三角波载波的相位的一个例子的图。
图12是表示同步数为偶数的情况下的相电压指令与三角波载波的相位的一个例子的图。
图13是表示同步数为偶数的情况下的相电压指令与三角波载波的理想相位的一个例子的图。
图14是表示相电压指令与三角波载波的相位的一个例子的图。
图15是表示相对于交流电动机的转速的三角波载波频率及同步数的关系的一个例子的图。
图16是表示相对于交流电动机的转速的三角波载波频率及同步数的关系的一个例子的图。
图17是表示相对于交流电动机的转速的三角波载波频率及同步数的关系的一个例子的图。
图18是对选择性地切换交流电动机的控制模式的处理的一个例子进行说明的流程图。
图19是表示交流电动机的转速及电压振幅和驱动控制模式的关系的一个例子的图。
图20是表示d轴电流值和q轴电流值的变化的李萨如(Lissajous)图。
图21是表示交流电动机的转速及电压振幅和驱动控制模式的关系的一个例子的图。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的优选实施方式进行说明。
图1和图2是表示本发明实施方式的交流电动机的驱动控制装置100的概略结构的框图，图1示出整体的概略结构，图2示出过调制PWM控制器104的概略结构。本实施方式的驱动控制装置100被构成为包括正弦波PWM控制器102、过调制PWM控制器104、矩形波电压控制器106、控制模式判定器108、切换器109、以及电流指令生成器110。
电流指令生成器110根据交流电动机300的转矩指令T＊来运算d轴电流指令id＊及q轴电流指令iq＊。正弦波PWM控制器102为了使检测出的d轴电流值id及q轴电流值iq变为d轴电流指令id＊及q轴电流指令iq＊，对d轴电压指令及q轴电压指令进行运算，通过坐标变换来生成相电压指令(正弦波状调制波)。然后，正弦波PWM控制器102如图3(a)所示那样，将该相电压指令与三角波载波相比较，由此如图3(b)所示那样生成具有与电压指令振幅对应的脉冲宽度的开关指令信号(脉冲宽度调制信号)。在正弦波PWM控制器102中，如图3(a)所示那样生成振幅没有超过三角波载波的峰值的相电压指令，经由切换器109向逆变器200供给基于该相电压指令与三角波载波的比较结果的开关指令信号，由此进行正弦波PWM控制，控制从逆变器200输出并施加于交流电动机300的电压(脉冲宽度调制电压)。
过调制PWM控制器104为了使检测出的d轴电流值id及q轴电流值iq变为d轴电流指令id＊及q轴电流指令iq＊，对d轴电压指令及q轴电压指令进行运算，通过坐标变换来生成相电压指令(正弦波状调制波)。并且，过调制PWM控制器104如图4(a)所示那样将该相电压指令与三角波载波相比较，由此如图4(b)所示那样生成具有与电压指令振幅对应的脉冲宽度的开关指令信号(脉冲宽度调制信号)。在过调制PWM控制器104中，如图4(a)所示那样生成振幅超过三角波载波的峰值的相电压指令，如图4(b)所示那样输出具有比三角波载波的周期长的脉冲宽度的开关指令信号(过调制模式)。经由切换器109向逆变器200供给由过调制PWM控制器104生成的开关指令信号，由此进行过调制PWM控制，控制从逆变器200输出并施加于交流电动机300的电压(脉冲宽度调制电压)。
矩形波电压控制器106为了使交流电动机300的输出转矩或推定转矩变为转矩指令T＊，生成电压相位φv，根据该电压相位φv来控制在一个相电压指令周期输出一个脉冲的矩形波电压的相位。经由切换器109向逆变器200供给来自矩形波电压控制器106的矩形波电压，由此进行矩形波电压控制，控制从逆变器200输出并施加于交流电动机300的电压(矩形波电压)。
切换器109选择性地向逆变器200供给来自正弦波PWM控制器102的开关指令信号、来自过调制PWM控制器104的开关指令信号、以及来自矩形波电压控制器106的矩形波电压的任意一个。控制模式判定器108进行切换器109的切换控制，由此选择性地将对从逆变器200输出并施加于交流电动机300的电压进行控制的控制器切换为正弦波PWM控制器102、过调制PWM控制器104、矩形波电压控制器106。也就是说，选择性地将交流电动机300的控制模式切换为正弦波PWM控制、过调制PWM控制、矩形波电压控制。关于控制模式判断器108选择性地切换交流电动机300的控制模式的动作的具体例子，稍后进行叙述。
逆变器200构成为包括电压型逆变器电路。逆变器200接受来自正弦波PWM控制器102的开关指令信号、或来自过调制PWM控制器104的开关指令信号、或来自矩形波电压控制器106的矩形波电压，生成3相准正弦波电压。该准正弦波电压被施加于交流电动机300。交流电动机300例如被构成为包括永磁体同步(PM)电机等同步电机。交流电动机300从逆变器200接受3相准正弦波电压，使转子旋转。
在从逆变器200向交流电动机300的电力供给线上安装有电流传感器202，向3相/dq轴变换器204输入由其实时检测到的电流值(3相之中的2相的电流值iu、iw)。3相/dq轴变换器204将电流值iu、iw变换为d轴电流值id及q轴电流值iq并进行输出。
此外，在交流电动机300上，设置用于检测转子的旋转位置(旋角)θe的解算器(resolver)302。解算器302检测交流电动机300的转子的旋转位置θe并输出到旋转频率计算器304。旋转频率计算器304使用来自解算器302的旋转位置θe，运算并输出交流电动机300的转子的旋转频率(转速)ωe。
接下来，对过调制PWM控制器104的结构例进行说明。向电流控制器20输入来自3相/dq轴变换器204的d轴电流值id及q轴电流值iq，并且输入来自电流指令生成器110的d轴电流指令id＊及q轴电流指令iq＊。电流控制器20为了使d轴电流值id及q轴电流值iq分别接近d轴电流指令id＊及q轴电流指令iq＊(理想的是变为d轴电流指令id＊及q轴电流指令iq＊)，运算并输出补偿前的d轴电压指令vdB及q轴电压指令vqB。通过该电流控制器20，运算与转矩指令T＊对应的电压振幅及相位的、电压振幅超过三角波载波的峰值的d轴电压指令vdB及q轴电压指令vqB。电压振幅计算器21根据来自电流控制器20的补偿前的d轴电压指令vdB及q轴电压指令vqB，运算补偿前的电压指令振幅EB＝(vdB 2+vqB 2)0.5及相位。电压振幅线性补偿部22接受来自电流控制器20的d轴电压指令vdB及q轴电压指令vqB和来自电压振幅计算器21的电压指令振幅EB，运算并输出对d轴电压指令vdB及q轴电压指令vqB进行了线性补偿的d轴电压指令vd及q轴电压指令vq。关于这里的线性补偿的详细说明稍后叙述。dq轴/3相变换器24以来自解算器302的旋转位置θe为基准，将由电压振幅线性补偿部22进行的线性补偿后的d轴电压指令vd及q轴电压指令vq变换为3相(u相、v相、w相)的电压指令vu、vv、vw并向PWM发生器26进行输出。PWM发生器26对3相电压指令vu、vv、vw与三角波载波进行比较，由此生成并输出具有与3相电压指令vu、vv、vw的振幅对应的脉冲宽度的开关指令。在此，与三角波载波进行比较的3相电压指令vu、vv、vw，按某设定周期(例如与三角波载波同步的周期)进行更新。同步PWM控制器28根据由旋转频率计算器304运算出的交流电动机300的旋转频率(转速)ωe，确定三角波载波的频率fc和每个相电压指令周期的三角波载波的个数(三角波载波频率fc/相电压指令频率fm，以下称为同步数)K，控制3相电压指令vu、vv、vw和三角波载波的相位。这里的相位控制的详细说明稍后叙述。关于由电压振幅计算器21、电压振幅线性补偿部22、dq轴/3相变换器24、PWM发生器26以及同步PWM控制器28进行的处理，例如能够与三角波载波同步来进行。另一方面，关于由电流指令生成器110、电流控制器20以及3相/dq轴变换器204进行的处理，例如能够按一定周期来进行，不一定需要与三角波载波同步来进行。
关于正弦波PWM控制器102及矩形波电压控制器106的具体结构，因为能够使用公知技术来实现，所以在此省略详细说明。例如，关于正弦波PWM控制器102，也能够采用如下结构：从图2所示的过调制PWM控制器104的结构例省略了电压振幅线性补偿部22及电压振幅特性存储部29。
在相电压指令(3相电压指令vu、vv、vw)的振幅超过三角波载波的峰值的过调制PWM控制中，相对于3相电压指令vu、vv、vw的振幅的线性增加，从逆变器200输出的脉冲宽度调制电压的基波成分的振幅没有线性增加，脉冲宽度调制电压的基波成分的振幅与3相电压指令vu、vv、vw的振幅相比而变小。因此，在电压振幅线性补偿部22中，修正d轴电压指令vdB及q轴电压指令vqB，修正电压指令振幅EB，使得逆变器200的输出电压(脉冲宽度调制电压)的基波振幅变得与由电压振幅计算器21运算出的电压指令振幅EB相同。在此，将表示电压指令振幅与脉冲宽度调制电压的基波振幅的关系的电压振幅特性映射预先存储于电压振幅特性存储部29。并且，电压振幅线性补偿部22使用从电压振幅特性存储部29读出的电压振幅特性映射，为了使脉冲宽度调制电压的基波振幅与电压指令振幅EB一致而算出必要的电压指令振幅，基于该算出的电压指令振幅来算出修正后的d轴电压指令vd及q轴电压指令vq。由此，能够对d轴电压指令vdB及q轴电压指令vqB进行线性补偿，能够相对于电压指令振幅EB的线性增加而使脉冲宽度调制电压的基波振幅线性增加。
然而，即使电压指令振幅相同，当同步数(一个相电压指令周期的三角波载波的个数)K发生了变化时，逆变器200的输出电压(脉冲宽度调制电压)的基波振幅也变化。在此，在图5中示出在将电压指令振幅设为一定的状态下使同步数变化来对脉冲宽度调制电压的基波振幅进行了研究的结果。在图5所示的结果中，确定相电压指令与三角波载波的相对相位，使得相电压指令的从正向负的过零点(zero cross point)与三角波载波的从谷向峰转变的中间点同步(例如图7(a)所示的状态)，将电压指令振幅设为三角波载波的振幅的2倍，将相对于三角波载波的相电压指令的更新定时取为连续。如图5所示，可知即使电压指令振幅是一定的，相对于同步数K的变化而脉冲宽度调制电压的基波振幅也发生变化。
而且，即使电压指令振幅相同，在相电压指令与三角波载波的相对相位发生了变化的情况下，脉冲宽度调制电压的基波振幅也变化。在此，在图6中示出在将电压指令振幅设为一定的状态下使相电压指令与三角波载波的相对相位变化来对脉冲宽度调制电压的基波振幅进行了研究的结果。在图6所示的结果中，将同步数K设为9，将电压指令振幅设为三角波载波的振幅的2倍，将相电压指令的更新定时设为连续。此外，在图6中，相位90°表示相电压指令的从正向负的过零点与三角波载波的从谷向峰转变的中间点同步的状态(例如图7(a)所示的相电压指令与三角波载波的相位为90°的状态)，相位180°表示相电压指令的从正向负的过零点与三角波载波的峰(顶点)同步的状态(例如图7(b)所示的相电压指令与三角波载波的相位为180°的状态)，相位270°表示相电压指令的从正向负的过零点与三角波载波的从峰向谷转变的中间点同步的状态(例如图7(c)所示的相电压指令与三角波载波的相位为270°的状态)。如图6所示，可知即使电压指令振幅是一定的，相对于相电压指令与三角波载波的相对相位的变化而脉冲宽度调制电压的基波振幅也发生变化。
而且，即使电压指令振幅相同，在相电压指令的更新定时发生了变化的情况下，脉冲宽度调制电压的基波振幅也变化。在此，在图8中示出在将电压指令振幅设为一定的状态下使相对于三角波载波的相电压指令的更新定时变化来对脉冲宽度调制电压的基波振幅进行了研究的结果。在图8所示的结果中，将同步数K设为9，将电压指令振幅设为三角波载波的振幅的2倍，确定相电压指令与三角波载波的相对相位，使得相电压指令的从正向负的过零点与三角波载波的从谷向峰转变的中间点同步(例如图7(a)所示的状态)。此外，在图8中，“连续”表示连续地(模拟地)更新了相电压指令的情况，“全周期”表示在三角波载波的每个周期(三角波载波的每个谷)更新了相电压指令的情况，“半周期”表示在三角波载波的每1/2周期(三角波载波的每个峰和谷)更新了相电压指令的情况。如图8所示，可知即使电压指令振幅是一定的，相对于相电压指令的更新定时的变化而脉冲宽度调制电压的基波振幅也发生变化。
如此，即使电压指令振幅相同，根据同步数K、相电压指令与三角波载波的相对相位、相电压指令的更新定时的变化，逆变器200的输出电压(脉冲宽度调制电压)的基波振幅也发生变化。由于该基波振幅的变化，不能得到与电压指令振幅相同的基波振幅，其结果，导致过调制PWM控制的可控性的降低。
于是，在本实施方式中，电压振幅线性补偿部22根据来自同步PWM控制器28的同步数K来修正d轴电压指令vdB及q轴电压指令vqB，修正电压指令振幅EB。在此，电压振幅特性存储部29与同步数K相对应地存储电压指令振幅与脉冲宽度调制电压的基波振幅的关系根据同步数K而不同的多个电压振幅特性映射。并且，电压振幅线性补偿部22从电压振幅特性存储部29读出与同步数K对应的电压振幅特性映射，使用该读出的电压振幅特性映射来修正d轴电压指令vdB及q轴电压指令vqB(电压指令振幅EB)。
在图9、图10中示出这里的电压振幅特性映射的一个例子。图9(a)表示与同步数K＝6对应的电压振幅特性映射，图9(b)表示与同步数K＝9对应的电压振幅特性映射，图9(c)表示与同步数K＝12对应的电压振幅特性映射，图9(d)表示与同步数K＝15对应的电压振幅特性映射，图9(e)表示与同步数K＝18对应的电压振幅特性映射，图9(f)表示与同步数K＝21对应的电压振幅特性映射，图10(a)表示与同步数K＝24对应的电压振幅特性映射，图10(b)表示与同步数K＝27对应的电压振幅特性映射。其中，在图9、图10所示的电压振幅特性映射中，基波振幅及电压指令振幅的值取为除以三角波载波的振幅而得到的值。例如，同步数K＝6、电压指令振幅EB＝1.2(三角波载波振幅的1.2倍)的情况，为了使脉冲宽度调制电压的基波振幅为1.2(三角波载波振幅的1.2倍)，使用图9(a)所示的电压振幅特性映射将电压指令振幅的值修正为2.2(三角波载波振幅的2.2倍)。另一方面，同步数K＝9、电压指令振幅EB＝1.2(三角波载波振幅的1.2倍)的情况，为了使脉冲宽度调制电压的基波振幅为1.2(三角波载波振幅的1.2倍)，使用图9(b)所示的电压振幅特性映射将电压指令振幅的值修正为1.9(三角波载波振幅的1.9倍)。如此，使用根据同步数K而不同的电压振幅特性映射来修正电压指令振幅，由此能够通过使同步数K变化来抑制脉冲宽度调制电压的基波振幅变化。
生成图9、图10所示的电压振幅特性映射时的相电压指令与三角波载波的相对相位的条件，在同步数K为奇数的情况下，是相电压指令的从正向负的过零点与三角波载波的从谷向峰转变的中间点同步的条件(例如图11所示的条件)，在同步数K为偶数的情况下，是相电压指令的过零点与三角波载波的峰同步的条件(例如图12所示的条件)。因此，同步PWM控制器28在同步数K为奇数的情况下，控制相电压指令与三角波载波的相对相位，使得相电压指令的从正向负的过零点与三角波载波的从谷向峰转变的中间点同步，在同步数K为偶数的情况下，控制相电压指令与三角波载波的相对相位，使得相电压指令的过零点与三角波载波的峰同步。如此，在利用与同步数K对应的电压振幅特性映射来修正电压指令振幅的情况下，同步PWM控制器28控制使得使相电压指令与三角波载波的相对相位与该电压振幅特性映射生成时的相位一致。由此，对于同样的同步数K，相电压指令与三角波载波的相对相位的条件变为相同，能抑制因相电压指令与三角波载波的相对相位变化而脉冲宽度调制电压的基波振幅发生变化。因为控制相电压指令与三角波载波的相位的技术自身是公知的，所以在此省略详细说明(例如可以参照日本特许第2607488号公报、日本特许第2001845号公报等)。此外，图9、10所示的电压振幅特性映射生成时的相电压指令的更新定时的条件，例如如图14所示那样，是相电压指令的更新定时为三角波载波的峰和谷(三角波载波的半周期)的条件。
如图11所示，在同步数K为奇数的情况下，当使相电压指令的从正向负的过零点与三角波载波的从谷向峰转变的中间点同步时，相电压指令与三角波载波的比较结果(输出脉冲)在相电压指令的正区域和负区域内变为相同的形状，以相电压指令的最大值(最小值)为中心变为对称。并且，在相电压指令的最大值时，逆变器臂的上侧的开关元件为导通状态。通过该条件，能够将脉冲宽度调制电压的基波振幅从正弦波PWM控制中的基波振幅最大值控制到矩形波电压控制中的基波振幅值。
另一方面，在同步数K为偶数的情况下，如图13所示，优选使相电压指令的绝对值的过零点与三角波载波的峰顶同步，在相电压指令的负区域(图13的箭头所示的区域)内使相电压指令的绝对值与三角波载波的比较结果反转来生成输出脉冲。其中，在由微处理器构成过调制PWM控制器104的情况下，难以瞬时切换比较结果的反转/非反转。因此，在本实施方式中，在同步数K为偶数的情况下如图12所示，取为使相电压指令的过零点与三角波载波的峰同步(将相电压指令与三角波载波的相对相位控制为180°)。
例如如图14(a)所示，在同步数K为偶数的情况下，当将相电压指令与三角波载波的相对相位控制为90°时，因为在相电压指令的值为0时相电压指令与三角波载波必然相交，所以有时即使增大电压指令振幅，相电压指令与三角波载波的比较结果(输出脉冲)在每个相电压指令周期也没有成为一个脉冲。与此相对，如图14(b)所示，将相电压指令与三角波载波的相对相位控制为180°，由此能够在电压指令振幅已增大时，在每个相电压指令周期将相电压指令与三角波载波的比较结果(输出脉冲)取为一个脉冲，能够将脉冲宽度调制电压的基波振幅从正弦波PWM控制中的基波振幅最大值控制到矩形波电压控制中的基波振幅值。图14(a)、(b)示出了同步数K＝6、相电压指令的更新定时为三角波载波的峰和谷(三角波载波的半周期)的例子。
图15～17示出相对于交流电动机300的转速ωe的三角波载波频率fc及同步数K的关系的一个例子。在此，优选将三角波载波的频率fc及相电压指令的频率fm设为3的倍数，使得防止发生“拍(beat)”现象。图15示出作为同步数K(fc/fm)而使用了3的倍数(包括奇数及偶数双方)的情况下的例子，图16示出作为同步数K而使用了3的倍数且仅为奇数的情况下的例子，图17示出作为同步数K而使用了3的倍数且为奇数和6的情况下的例子。在图15～17所示例子中，相对于交流电动机300的转速ωe的增大，同步数K减小。并且，在同步数K没有变化的转速ωe的范围内，相对于转速ωe的增大，三角波载波频率f增大。此外，如图16所示，当作为同步数K而使用3的倍数且仅为奇数时，三角波载波频率fc的变化幅度增大，但是如图15、17所示，作为同步数K而使用3的倍数且为奇数和偶数双方，由此能够使三角波载波频率fc的变化幅度减小。
在以上说明的本实施方式中，在过调制PWM控制中，使用根据同步数而不同的电压振幅特性映射来修正电压指令振幅，由此能够抑制因同步数K变化而施加于交流电动机300的脉冲宽度调制电压的基波振幅发生变化。因此，在过调制PWM控制中，即使在每个相电压指令周期的三角波载波的个数较少(同步数K的值较小)的情况下，也能够将脉冲宽度调制电压的基波振幅稳定地控制为与电压指令振幅相同。其结果，能够提高过调制PWM控制的可控性，尤其能够提高在每个相电压指令周期的三角波载波的个数较少、接近矩形波(每个相电压指令周期为一个脉冲)的高电压区域的可控性。
在以上的实施方式的说明中，在同步数K为奇数的情况下，在使相电压指令的从正向负的过零点与三角波载波的从谷向峰转变的中间点同步的条件下，生成电压振幅特性映射，控制相电压指令与三角波载波的相对相位，在同步数K为偶数的情况下，在使相电压指令的过零点与三角波载波的峰同步的条件下，生成电压振幅特性映射，控制相电压指令与三角波载波的相对相位。然而，在本实施方式中，关于相电压指令与三角波载波的相对相位，能够进行任意设定。在使相电压指令与三角波载波的相对相位变化的情况下，重新生成与该相位对应的电压振幅特性映射。同样地，关于相电压指令的更新定时，也能够进行任意设定。在使相电压指令的更新定时变化的情况下，重新生成与该更新定时对应的电压振幅特性映射。
此外，在本实施方式中，在使相电压指令相对于三角波载波的更新定时变化的情况下，电压振幅线性补偿部22也能够根据相电压指令的更新定时来修正d轴电压指令vdB及q轴电压指令vqB，修正电压指令振幅EB。在该情况下，电压振幅特性存储部29与相电压指令的更新定相对应地存储电压指令振幅与脉冲宽度调制电压的基波振幅的关系根据相电压指令的更新定时而不同的多个电压振幅特性映射。例如，电压振幅特性存储部29能够存储与按三角波载波每半周期(例如三角波载波的每个谷和峰)更新相电压指令的情况相对应的电压振幅特性映射、和与按三角波载波每全周期(例如三角波载波的峰或谷)更新相电压指令的情况相对应的电压振幅特性映射。而且，电压振幅特性存储部29也能够存储与按每个与三角波载波相比而足够短的周期来大致连续地更新相电压指令的情况相对应的电压振幅特性映射。进而，电压振幅线性补偿部22从电压振幅特性存储部29读出根据相电压指令的更新定时而不同的电压振幅特性映射，使用该读出的电压振幅特性映射来修正d轴电压指令vdB及q轴电压指令vqB(电压指令振幅EB)。由此，能够在过调制PWM控制中，抑制因相电压指令的更新定时变化而脉冲宽度调制电压的基波振幅发生变化。因此，能够在过调制PWM控制中，将脉冲宽度调制电压的基波振幅稳定地控制为与电压指令振幅相同。
接下来，对控制模式判定器108选择性地切换交流电动机300的控制模式的情况下的优选例进行说明。
控制模式判定器108能够沿例如图18所示的流程图进行驱动控制装置100的控制模式的切换。当开始控制时，在步骤S10中判定当前的控制模式。在选择了正弦波PWM控制器102的情况下，处理移至步骤S12，在选择了过调制PWM控制器104的情况下，处理移至步骤S14，在选择了矩形波电压控制器106的情况下，处理移至步骤S16。
在步骤S12中，以三角波载波电压Vc的峰值的绝对值|VcP|为基准，根据必要电压振幅VR的绝对值|VR|来判断控制模式的切换。必要电压振幅VR能够根据数学式(2)来算出。
[数2]
必要电压振幅VR＝电力P/(电流振幅|I|×功率因数φ)...(2)
在此，电流振幅绝对值|I|能够由数学式(3)算出，电力P及功率因数φ能够由数学式(4)、(5)算出。
[数学式3]
| I | = id * 2 + iq * 2 - - - ( 3 )
P = T * ωe - - - ( 4 )
φ＝cos(φv-φi)·······(5)
其中， φv = tan - 1 ( vq vd )
φi = tan - 1 ( iq * id * )
在正弦波PWM控制器102中进行不含三次高频波成分的正弦波状调制的情况下，控制的阈值电压|V1|被设定为三角波载波电压Vc的峰值的绝对值|VcP|。在必要电压振幅VR的绝对值|VR|小于阈值电压|V1|的情况下，处理移至步骤S20，交流电动机300由正弦波PWM控制器102继续控制。另一方面，交流电动机300的转速上升，如图19的点X所示，必要电压振幅VR的绝对值|VR|变为阈值电压|V1|以上的情况下，处理移至步骤S22，交流电动机300的控制从正弦波PWM控制器102转变为过调制PWM控制器104。在图19中，横轴表示转速，纵轴表示电压振幅。
在处理移至步骤S14的情况下，以三角波载波电压Vc的峰值的绝对值|VcP|为基准，根据必要电压振幅VR的绝对值|VR|来判断控制模式的切换。在此，作为判断基准的阈值电压|V2|被设定为三角波载波电压Vc的峰值的绝对值|VcP|的1.27倍(4/π倍)。
在必要电压振幅VR的绝对值|VR|小于阈值电压|V2|的情况下，处理移至步骤S18，在为阈值电压|V2|以上的情况下，处理移至步骤S24。在步骤S18中，在必要电压振幅VR的绝对值|VR|小于阈值电压|V1-α1|的情况下，处理移至步骤S20，在为阈值电压|V1-α1|以上的情况下，处理移至步骤S22。在此，α1是具有正值的偏置电压值，被用来在从正弦波PWM控制模式向过调制PWM控制模式的转变时、和从过调制PWM控制模式向正弦波PWM控制模式的转变时使阈值电压不同，使得交流电动机300的控制不会以阈值电压|V1|为边界在正弦波PWM控制模式与过调制PWM控制模式之间跳变(chattering)。例如，优选α1设定为阈值电压|V1|的1％以上、10％以下。
在处理移至步骤S22的情况下，交流电动机300由过调制PWM控制器104来继续控制。另一方面，如图19的点Y所示，在必要电压振幅VR的绝对值|VR|变为阈值电压|V2|以上、处理移至步骤S24的情况下，交流电动机300的控制从过调制PWM控制器104转变为矩形波电压控制器106。相反地，在必要电压振幅VR的绝对值|VR|降低到小于阈值电压|V1-α1|、处理移至步骤S20的情况下，交流电动机300的控制从过调制PWM控制器104返回到正弦波PWM控制器102。
在处理移至步骤S16的情况下，必要电压振幅VR的绝对值|VR|为阈值电压|V2-α2|以上时，处理移至步骤S24，在变为小于阈值电压|V2-α2|的情况下，处理移至步骤S22。在此，α2是具有正值的偏置电压值，被用于在从过调制PWM控制模式向矩形波电压控制模式的转变时、和从矩形波电压控制模式向过调制PWM控制模式的转变时使阈值电压不同，使得交流电动机300的控制不会以阈值电压|V2|为边界在过调制PWM控制模式与矩形波电压控制模式之间跳变。例如，优选α2设定为阈值电压|V2|的1％以上、10％以下。
在处理移至步骤S24的情况下，交流电动机300由矩形波电压控制器106来继续控制。另一方面，在必要电压振幅VR的绝对值|VR|降低到小于阈值电压|V2-α2|、处理移至步骤S22的情况下，交流电动机300的控制从矩形波电压控制器106返回到过调制PWM控制器104。
如此，使用必要电压振幅VR来进行交流电动机300的控制模式的切换处理，由此，如图20所示，不会产生从基于矩形波电压控制器106的控制状态(图19及图20的点Z)向基于过调制PWM控制器104的控制状态(图19及图20的点X与点Y之间)的控制的切换的延迟。于是，向交流电动机300供给的电流的电流相位从最佳电流相位偏离的幅度变小，能够抑制波动(hunting：蛇形运动，振动)。其结果，能够使交流电动机30的驱动控制稳定化。
在正弦波PWM控制器102中进行含有三次高频波成分的调制的情况下，优选控制的阈值电压|V1|被设定为三角波载波电压Vc的峰值的绝对值|VcP|的1.15倍。在该情况下，沿图18的流程图进行的交流电动机300的驱动控制模式的切换，变为如图21所示那样。在图21中，横轴表示转速，纵轴表示电压振幅。
在以上的实施方式的说明中，取为了将对施加于交流电动机300的电压进行的控制器选择性地切换为正弦波PWM控制器102、过调制PWM控制器104、矩形波电压控制器106。其中，在本实施方式中，也能够省略矩形波电压控制器106，将对施加于交流电动机300的电压进行控制的控制器选择性地切换为正弦波PWM控制器102、过调制PWM控制器104。
以上，对用于实施本发明的方式进行了说明，但本发明并不完全限定于这样的实施方式，在不脱离本发明的要旨的范围内，当然可以以各种方式来实施。

Claims (7)

1.一种交流电动机的驱动控制装置，该驱动控制装置具备交流电动机、逆变器、以及过调制PWM控制器，所述过调制PWM控制器基于振幅超过三角波载波的峰值的相电压指令与该三角波载波的比较结果，来控制从逆变器输出并施加于交流电动机的脉冲宽度调制电压，
过调制PWM控制器包括：
电压指令运算部，其为了使检测出的d轴电流和q轴电流变为d轴电流指令和q轴电流指令，对d轴电压指令和q轴电压指令进行运算；
电压振幅计算器，其根据由电压指令运算部运算出的d轴电压指令和q轴电压指令来对电压指令振幅进行运算；
电压指令修正部，其为了使所述脉冲宽度调制电压的基波振幅变得与由电压振幅计算器运算出的电压指令振幅相同，对由电压指令运算部运算出的d轴电压指令和q轴电压指令进行修正；
电压指令变换部，其将由电压指令修正部修正后的d轴电压指令和q轴电压指令变换为相电压指令来进行输出；以及
同步PWM控制部，其控制来自电压指令变换部的相电压指令和所述三角波载波的相位，
电压指令修正部，根据每个相电压指令周期的所述三角波载波的个数、即同步数，来对由电压指令运算部运算出的d轴电压指令和q轴电压指令进行修正。
2.根据权利要求1所述的交流电动机的驱动控制装置，其中，
电压指令修正部使用如下的振幅特性来对由电压指令运算部运算出的d轴电压指令和q轴电压指令进行修正，所述振幅特性为电压指令振幅与脉冲宽度调制电压的基波振幅的关系根据所述同步数而不同。
3.根据权利要求1所述的交流电动机的驱动控制装置，其中，
同步PWM控制部基于交流电动机的转速来确定所述同步数。
4.一种交流电动机的驱动控制装置，该驱动控制装置具备交流电动机、逆变器、以及过调制PWM控制器，所述过调制PWM控制器基于振幅超过三角波载波的峰值的相电压指令与该三角波载波的比较结果，来控制从逆变器输出并施加于交流电动机的脉冲宽度调制电压，
过调制PWM控制器包括：
电压指令运算部，其为了使检测出的d轴电流和q轴电流变为d轴电流指令和q轴电流指令，对d轴电压指令和q轴电压指令进行运算；
电压振幅计算器，其根据由电压指令运算部运算出的d轴电压指令和q轴电压指令来对电压指令振幅进行运算；
电压指令修正部，其为了使所述脉冲宽度调制电压的基波振幅变得与由电压振幅计算器运算出的电压指令振幅相同，对由电压指令运算部运算出的d轴电压指令和q轴电压指令进行修正；
电压指令变换部，其将由电压指令修正部修正后的d轴电压指令和q轴电压指令变换为相电压指令来进行输出；以及
同步PWM控制部，其控制来自电压指令变换部的相电压指令和所述三角波载波的相位，
与所述三角波载波进行比较的相电压指令，按每个设定周期而被更新，
电压指令修正部，根据所述相电压指令的更新定时，来对由电压指令运算部运算出的d轴电压指令和q轴电压指令进行修正。
5.根据权利要求4所述的交流电动机的驱动控制装置，其中，
电压指令修正部使用如下的振幅特性来对由电压指令运算部运算出的d轴电压指令和q轴电压指令进行修正，所述振幅特性为电压指令振幅与脉冲宽度调制电压的基波振幅的关系根据所述相电压指令的更新定时而不同。
6.根据权利要求1～5的任一项所述的交流电动机的驱动控制装置，其中，所述驱动控制装置还具备：
正弦波PWM控制器，其基于振幅不超过三角波载波的峰值的相电压指令与该三角波载波的比较结果，来控制从逆变器输出并施加于交流电动机的脉冲宽度调制电压；和
控制切换器，其选择性地将控制施加于交流电动机的电压的控制器切换为正弦波PWM控制器和过调制PWM控制器。
7.根据权利要求1～5的任一项所述的交流电动机的驱动控制装置，其中，所述驱动控制装置还具备：
正弦波PWM控制器，其基于振幅不超过三角波载波的峰值的相电压指令与该三角波载波的比较结果，来控制从逆变器输出并施加于交流电动机的脉冲宽度调制电压；
矩形波电压控制器，其控制在一个相电压指令周期输出一个脉冲的矩形波电压的相位，控制从逆变器输出并施加于交流电动机的矩形波电压；以及
控制切换器，其选择性地将控制施加于交流电动机的电压的控制器切换为正弦波PWM控制器、过调制PWM控制器和矩形波电压控制器。
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