JPH0734680B2 - 誘導電動機のベクトル制御方法及び装置 - Google Patents
誘導電動機のベクトル制御方法及び装置Info
- Publication number
- JPH0734680B2 JPH0734680B2 JP1110689A JP11068989A JPH0734680B2 JP H0734680 B2 JPH0734680 B2 JP H0734680B2 JP 1110689 A JP1110689 A JP 1110689A JP 11068989 A JP11068989 A JP 11068989A JP H0734680 B2 JPH0734680 B2 JP H0734680B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- command
- frequency
- carrier wave
- phase difference
- inverter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、誘導電動機のベクトル制御方法及び装置に係
り、具体的にはPWM制御インバータを適用してなるベク
トル制御方法及び装置に関する。
り、具体的にはPWM制御インバータを適用してなるベク
トル制御方法及び装置に関する。
誘導電動機の可変速制御方式の一例として、例えば、電
気学会産業応用部門全国大会講演論文「簡易速度センサ
レスベクトル制御方式」（1987年８月、No.128）に提案
されたものが知られている。この方法は、従来のような
速度検出器の代りに、電流検出器を用いて誘導電動機の
１次電流を検出し、この検出１次電流に基づいてインバ
ータの出力周波数、出力電圧および回転磁束を制御する
ことにより、ベクトル制御による高性能な可変速制御を
行うものである。
気学会産業応用部門全国大会講演論文「簡易速度センサ
レスベクトル制御方式」（1987年８月、No.128）に提案
されたものが知られている。この方法は、従来のような
速度検出器の代りに、電流検出器を用いて誘導電動機の
１次電流を検出し、この検出１次電流に基づいてインバ
ータの出力周波数、出力電圧および回転磁束を制御する
ことにより、ベクトル制御による高性能な可変速制御を
行うものである。
また、一般にPWM制御においては、低周波運転域では搬
送波の周波数fcを一定とする非同期方式とし、高周波運
転域では搬送波の周波数fcをインバータ出力周波数f1に
応じて変化させる同期方式が採用される。その理由は、
高周波運転域になると搬送波周波数との相対比fc/f1が
小さくなるため、半サイクル又は１サイクル中のPWMパ
ルス数が減少し、１次電圧指令波形と搬送波とに周期的
な位相ずれが発生すると、電流ビート現象が生ずるから
である。
送波の周波数fcを一定とする非同期方式とし、高周波運
転域では搬送波の周波数fcをインバータ出力周波数f1に
応じて変化させる同期方式が採用される。その理由は、
高周波運転域になると搬送波周波数との相対比fc/f1が
小さくなるため、半サイクル又は１サイクル中のPWMパ
ルス数が減少し、１次電圧指令波形と搬送波とに周期的
な位相ずれが発生すると、電流ビート現象が生ずるから
である。
なお、同期方式は搬送波の周波数fcをインバータの周波
数指令f1の整数（ｐ）倍とすることによって同期をとる
方式が一般的である。
数指令f1の整数（ｐ）倍とすることによって同期をとる
方式が一般的である。
ここで、上記ベクトル制御の基本動作を第６図に示すベ
クトル図を参照しながら説明する。同図は同期速度ω１
で回転するｄ−ｑ軸直交座標系で表わしている。図にお
いて、トルク電流成分I1qは、１次周波数指令ω1Sを積
分してえられる磁束位相指令θＳ（固定子Ｕ相軸からの
磁束の回転角）を基準として、検出される誘導電動機の
１次電流瞬時値i1（iU〜iW）から、次式（１）により求
められる。
クトル図を参照しながら説明する。同図は同期速度ω１
で回転するｄ−ｑ軸直交座標系で表わしている。図にお
いて、トルク電流成分I1qは、１次周波数指令ω1Sを積
分してえられる磁束位相指令θＳ（固定子Ｕ相軸からの
磁束の回転角）を基準として、検出される誘導電動機の
１次電流瞬時値i1（iU〜iW）から、次式（１）により求
められる。
この求めたI1qからすべり周波数 を演算により求め、この を速度指令ωRSに加算して誘導電動機の１次周波数指令
ω1Sを求め、このω1Sに基づいてインバータ出力周波数
を制御するようになっている。
ω1Sを求め、このω1Sに基づいてインバータ出力周波数
を制御するようになっている。
一方、誘導電動機の１次電圧ベクトルV1は誘起起電力E1
と電動機の内部インピーダンス降下Ｚ・I1のベクトル和
で与えられ、それらのV1とE1はＺ・I1に応じた内部位相
差角δを有する関係になる。そこで、検出されるトルク
電流検出値I1qと、励磁電流指令I1dsと、１次周波数指
令ω1Sと、電動機定数（例えば、インピーダンスの要
素）とに基づき、前記１次電圧V1と相差角δの指令値V
1SとδＳをそれぞれ求める。
と電動機の内部インピーダンス降下Ｚ・I1のベクトル和
で与えられ、それらのV1とE1はＺ・I1に応じた内部位相
差角δを有する関係になる。そこで、検出されるトルク
電流検出値I1qと、励磁電流指令I1dsと、１次周波数指
令ω1Sと、電動機定数（例えば、インピーダンスの要
素）とに基づき、前記１次電圧V1と相差角δの指令値V
1SとδＳをそれぞれ求める。
次にこれにより求めた指令値V1S、δＳ及び磁束位相基
準信号θＳに基づいて、３相分の瞬時電圧指令UUS〜UWS
を演算により求める。例えば、UUSは次式（２）により
求められる。
準信号θＳに基づいて、３相分の瞬時電圧指令UUS〜UWS
を演算により求める。例えば、UUSは次式（２）により
求められる。
UUS＝V1Ssin（θＳ＋δＳ） …（２） ここで、θＳ＝ω1st このようにして求めた電圧指令UUS〜UWSと搬送波eCとを
比較してパルス幅変調信号を生成し、これによりインバ
ータの出力電圧をPWM制御する。したがって、インバー
タ出力電圧はその指令値UUS〜UWSに比例し、この指令値
UUS〜UWSは前記１次電圧と相差角の各指令値V1SとδＳ
により定められるため、誘起起電力E1は１次電流I1に無
関係に一定となる。その結果、回転磁束φｄを常に所望
値に一定とするベクトル制御が実現できる。
比較してパルス幅変調信号を生成し、これによりインバ
ータの出力電圧をPWM制御する。したがって、インバー
タ出力電圧はその指令値UUS〜UWSに比例し、この指令値
UUS〜UWSは前記１次電圧と相差角の各指令値V1SとδＳ
により定められるため、誘起起電力E1は１次電流I1に無
関係に一定となる。その結果、回転磁束φｄを常に所望
値に一定とするベクトル制御が実現できる。
ところで上述したPWM信号の生成は、マイクロコンピュ
ータの発達により、ソフトウェアにより行われるように
なり、その一例として特開昭63−124773号公報に提案さ
れているものが知られている。同公報によれば、第７図
に示したように、搬送波eCである三角波と、電圧指令U
1Sである正弦波との比較により、PWM信号を生成するも
のである。そして、マイクロコンピュータの処理上、三
角波の頂点のタイミングごとの周期Tcで割込み処理を開
始し、次式（３）により正弦波U1Sとの交点を演算する
ようにしている。
ータの発達により、ソフトウェアにより行われるように
なり、その一例として特開昭63−124773号公報に提案さ
れているものが知られている。同公報によれば、第７図
に示したように、搬送波eCである三角波と、電圧指令U
1Sである正弦波との比較により、PWM信号を生成するも
のである。そして、マイクロコンピュータの処理上、三
角波の頂点のタイミングごとの周期Tcで割込み処理を開
始し、次式（３）により正弦波U1Sとの交点を演算する
ようにしている。
ここで、TC:割込み周期（＝1/fc＝1/p・f1） V1S:電圧指令の波高値 これにより求めたT1とT2をPWM信号のパルスの立上りと
立下りの時間として定めるようにしている。
立下りの時間として定めるようにしている。
ところが、同期方式のPWM変調を行なう場合、前記
（２）式で示したように、電圧指令U1の位相が磁束位相
基準信号θＳと相差角δＳの和になっているから、搬送
波eCの位相を位相角δＳを考慮して調整し、電圧指令U1
と搬送波eCの同期をとる必要がある。
（２）式で示したように、電圧指令U1の位相が磁束位相
基準信号θＳと相差角δＳの和になっているから、搬送
波eCの位相を位相角δＳを考慮して調整し、電圧指令U1
と搬送波eCの同期をとる必要がある。
しかし、上記公報に示されたものは、割込み周期TCを１
次周波数指令ω1Sから求めており、相差角δＳを考慮し
ていないので、その分だけ電圧指令U1と搬送波eCの位相
がずれてしまうことになる。そのため、完全な同期方式
のPWM制御を行なうことができず、また負荷や速度に応
じて内部インピーダンスが変化すると相差角δの変化す
るので、電流ビートが増加する場合があり、高速域にお
けるベクトル制御に支障があるという問題がある。
次周波数指令ω1Sから求めており、相差角δＳを考慮し
ていないので、その分だけ電圧指令U1と搬送波eCの位相
がずれてしまうことになる。そのため、完全な同期方式
のPWM制御を行なうことができず、また負荷や速度に応
じて内部インピーダンスが変化すると相差角δの変化す
るので、電流ビートが増加する場合があり、高速域にお
けるベクトル制御に支障があるという問題がある。
本発明の目的は、内部相差角に起因する出力電圧指令と
PWM搬送波との位相ずれを補正して、低速から高速まで
広い範囲にわたって安定かつ高性能な高度制御を行なう
ことができる誘導電動機のベクトル制御装置を提供する
ことにある。
PWM搬送波との位相ずれを補正して、低速から高速まで
広い範囲にわたって安定かつ高性能な高度制御を行なう
ことができる誘導電動機のベクトル制御装置を提供する
ことにある。
上記目的を達成するため、本発明は、インバータの出力
電圧指令と該指令の周波数の整数倍の周波数を有するPW
M搬送波とを比較してPWM信号を生成し、該PWM信号によ
りインバータを制御して誘導電動機をベクトル制御する
方法において、誘導電動機の１次電圧と内部誘起起電力
の位相差の指令である内部相差角指令の微分値に基づい
て前記PWM搬送波の周波数決定に係る周波数指令を補正
することを特徴とする。
電圧指令と該指令の周波数の整数倍の周波数を有するPW
M搬送波とを比較してPWM信号を生成し、該PWM信号によ
りインバータを制御して誘導電動機をベクトル制御する
方法において、誘導電動機の１次電圧と内部誘起起電力
の位相差の指令である内部相差角指令の微分値に基づい
て前記PWM搬送波の周波数決定に係る周波数指令を補正
することを特徴とする。
〔作用〕 このように構成することにより、内部相差角に応じて変
化する電圧指令の位相変化に合わせて同期搬送波の周波
数が増減されることになる。すなわち、相差角指令が変
化している間だけ、微分値が増減加算されるから、相差
角の変化に合わせて搬送波の位相がみかけ上進相又は遅
相される。この結果、電圧指令と搬送波の位相ずれが防
止され、それらの周期が保持されるので、電流ビート現
象の発生を防止できる。
化する電圧指令の位相変化に合わせて同期搬送波の周波
数が増減されることになる。すなわち、相差角指令が変
化している間だけ、微分値が増減加算されるから、相差
角の変化に合わせて搬送波の位相がみかけ上進相又は遅
相される。この結果、電圧指令と搬送波の位相ずれが防
止され、それらの周期が保持されるので、電流ビート現
象の発生を防止できる。
以下、本発明を実施例に基づいて説明する。
第１図は本発明が適用された一実施例の誘導電動機のベ
クトル制御装置の全体構成図を示す。
クトル制御装置の全体構成図を示す。
ここで、まず基本的な構成について説明する。誘導電動
機１はインバータ回路２によるベクトル制御によって、
可変速制御されるようになっている。誘導電動機１の１
次電流I1は変流器CTにより検出され、トルク電流成分検
出手段３に入力されている。トルク電流成分検出手段３
は第６図で説明した手順に従ってトルク電流成分I1qを
求め、周波数演算手段４と電圧指令演算手段５に出力す
る。周波数演算手段４はトルク電流成分I1qと速度指令
ωRSを取込み、インバータの１次周波数指令ω1Sを求め
るようになっている。電圧指令演算手段５は、与えられ
る励磁電流指令I1dsと、前記トルク電流成分I1q及び１
次周波数指令ω1Sを取込み、これらに基づいて１次電圧
指令V1Sと相差角指令δＳを求めるようになっている。
機１はインバータ回路２によるベクトル制御によって、
可変速制御されるようになっている。誘導電動機１の１
次電流I1は変流器CTにより検出され、トルク電流成分検
出手段３に入力されている。トルク電流成分検出手段３
は第６図で説明した手順に従ってトルク電流成分I1qを
求め、周波数演算手段４と電圧指令演算手段５に出力す
る。周波数演算手段４はトルク電流成分I1qと速度指令
ωRSを取込み、インバータの１次周波数指令ω1Sを求め
るようになっている。電圧指令演算手段５は、与えられ
る励磁電流指令I1dsと、前記トルク電流成分I1q及び１
次周波数指令ω1Sを取込み、これらに基づいて１次電圧
指令V1Sと相差角指令δＳを求めるようになっている。
３相電圧指令生成手段６は１次電圧指令V1Sと位相デー
タ（θＳ＋δＳ）を取込み、前記（２）式に例示したよ
うに、３相の電圧指令U1S（UUS〜UWS）を生成して、PWM
変調手段７に出力する。このPWM変調手段７には切換手
段８を介して、一定周波数の三角波搬送波信号を発生す
る非同期搬送波発生手段９と、可変周波数の三角波搬送
波信号を発生する同期搬送波発生手段10とから搬送波信
号eCが入力されるようになっている。
タ（θＳ＋δＳ）を取込み、前記（２）式に例示したよ
うに、３相の電圧指令U1S（UUS〜UWS）を生成して、PWM
変調手段７に出力する。このPWM変調手段７には切換手
段８を介して、一定周波数の三角波搬送波信号を発生す
る非同期搬送波発生手段９と、可変周波数の三角波搬送
波信号を発生する同期搬送波発生手段10とから搬送波信
号eCが入力されるようになっている。
なお、周波数演算手段４により求められた１次周波数指
令ω1Sは加算器11を介して積分器12に入力され、ここに
おいて、磁束位相指令θＳに変換される。この磁束位相
指令θＳは加算器13を介してトルク電流成分検出手段３
に位相の基準信号として入力されている。また、その磁
束位相指令θＳは電圧指令演算手段５から加算器14を介
して与えられる位相角指令δＳが加算器15にて加算され
た後、前記３相電圧指令生成手段６に入力されている。
令ω1Sは加算器11を介して積分器12に入力され、ここに
おいて、磁束位相指令θＳに変換される。この磁束位相
指令θＳは加算器13を介してトルク電流成分検出手段３
に位相の基準信号として入力されている。また、その磁
束位相指令θＳは電圧指令演算手段５から加算器14を介
して与えられる位相角指令δＳが加算器15にて加算され
た後、前記３相電圧指令生成手段６に入力されている。
次に本実施例の特徴部分について説明する。
モード判別手段16は速度指令ωRSを取込み、同期・非同
期のモード切換え速度とし設定された所定の速度ωＬと
比較し、切換信号DFを切換手段８と17に出力するように
なっている。この切換信号DFはωRS≦ωＬのとき“H"レ
ベルに、ωRS＞ωＬのとき“L"レベルに設定されてい
る。切換手段８と17はそれぞれ切換信号DFが“H"レベル
のときＡ側に、“L"レベルのときＢ側に切換えられるよ
うに定められている。切換手段17のＡ側は接地され、Ｂ
側は電圧指令演算手段５の相差角指令δＳの出力に接続
され、共通端Ｃは遅れ要素18の入力に接続されている。
遅れ要素18は１次遅れ要素等で構成され、入力される相
差角指令δＳの変化を積分処理した相差角指令δISを出
力する。
期のモード切換え速度とし設定された所定の速度ωＬと
比較し、切換信号DFを切換手段８と17に出力するように
なっている。この切換信号DFはωRS≦ωＬのとき“H"レ
ベルに、ωRS＞ωＬのとき“L"レベルに設定されてい
る。切換手段８と17はそれぞれ切換信号DFが“H"レベル
のときＡ側に、“L"レベルのときＢ側に切換えられるよ
うに定められている。切換手段17のＡ側は接地され、Ｂ
側は電圧指令演算手段５の相差角指令δＳの出力に接続
され、共通端Ｃは遅れ要素18の入力に接続されている。
遅れ要素18は１次遅れ要素等で構成され、入力される相
差角指令δＳの変化を積分処理した相差角指令δISを出
力する。
この相差角指令δISは前記加算器13と14の−入力端に入
力されるとともに、微分器19に入力されている。この微
分器19は入力される相差角指令δISを微分処理（ｄδIS
/dt）し、相差角指令δＳの変化に応じた補正信号ωδ
を加算器11の＋入力端に出力する。この加算器11の出力
は前述した積分器12に入力されるとともに、係数器20を
通して同期搬送波発生手段10に入力されている。係数器
20は入力される１次周波数指令ωOSに整数Ｐを乗じ、同
期搬送波の周波数fcを制御するようになっている。
力されるとともに、微分器19に入力されている。この微
分器19は入力される相差角指令δISを微分処理（ｄδIS
/dt）し、相差角指令δＳの変化に応じた補正信号ωδ
を加算器11の＋入力端に出力する。この加算器11の出力
は前述した積分器12に入力されるとともに、係数器20を
通して同期搬送波発生手段10に入力されている。係数器
20は入力される１次周波数指令ωOSに整数Ｐを乗じ、同
期搬送波の周波数fcを制御するようになっている。
このように構成される実施例の動作について説明する。
まず、第２図に示すt1時以前において、速度指令ωRSが
所定値ωＬ以下に保持されていたとすると、モード判別
手段16の出力は、“H"レベルであり、切換手段８と17は
いずれもＡ側に保持されている。このとき、切換手段17
のＡ側は接地されているので遅れ要素18の出力δISは
「０」に保持されるから、微分器19の補正系は機能しな
い。したがって、第１図ベクトル制御装置は、従来と同
様の非同期方式の動作となる。すなわち、電圧指令U1S
の位相は１次周波数指令ω1Sを積分して得られた磁束位
相指令θＳと相差角指令δＳの加算値により制御され
る。また、トルク電流成分I1qは上記磁束位相指令θＳ
を基準として前記（１）式に基づいて求められ、フィー
ドバックされる。一方、PWM変調手段７は切換手段８に
より非同期搬送波発生手段９に接続されており、与えら
れる一定周波数の三角波からなる搬送波eCと３相の電圧
指令U1Sを比較して、PWM信号を生成し、インバータ回路
２のインバータスイッチ素子を点弧制御する。このとき
のPWM制御はいわゆる非同期方式であるから、電圧指令U
1Sと搬送波eCの位相関係は、一定せず、また相差角δVS
の変化に応じて変動するものとなる。しかし、１次周波
数指令ω1Sに対する搬送波eCの周波数fcが十分に高いの
で、多少の位相ずれがあっても電流ビートなどの不都合
は生じない。
所定値ωＬ以下に保持されていたとすると、モード判別
手段16の出力は、“H"レベルであり、切換手段８と17は
いずれもＡ側に保持されている。このとき、切換手段17
のＡ側は接地されているので遅れ要素18の出力δISは
「０」に保持されるから、微分器19の補正系は機能しな
い。したがって、第１図ベクトル制御装置は、従来と同
様の非同期方式の動作となる。すなわち、電圧指令U1S
の位相は１次周波数指令ω1Sを積分して得られた磁束位
相指令θＳと相差角指令δＳの加算値により制御され
る。また、トルク電流成分I1qは上記磁束位相指令θＳ
を基準として前記（１）式に基づいて求められ、フィー
ドバックされる。一方、PWM変調手段７は切換手段８に
より非同期搬送波発生手段９に接続されており、与えら
れる一定周波数の三角波からなる搬送波eCと３相の電圧
指令U1Sを比較して、PWM信号を生成し、インバータ回路
２のインバータスイッチ素子を点弧制御する。このとき
のPWM制御はいわゆる非同期方式であるから、電圧指令U
1Sと搬送波eCの位相関係は、一定せず、また相差角δVS
の変化に応じて変動するものとなる。しかし、１次周波
数指令ω1Sに対する搬送波eCの周波数fcが十分に高いの
で、多少の位相ずれがあっても電流ビートなどの不都合
は生じない。
次に第２図のt1時において、速度指令ωRSが所定値ωＬ
を越えると、モード判別手段の出力信号DFが“H"レベル
になる。これにより、切換手段８と17はそれぞれＢ側に
切換えられる。これにより、遅れ要素18にそのときの相
差角指令δＳが入力され、その出力δISは遅れ要素18の
時定数で漸次増加し、△Ｔ時間後に入力値δＳに達する
信号となる。この遅延された相差角指令δISは微分器19
にて微分され、第２図に示す変化をもった補正周波数ω
δとして出力される。この補正周波数ωδは加算器11に
おいて１次周波数指令ω1Sに加算され、内部相差角に応
じて補正された１次周波数指令ωOS（＝ω1S＋ωδ）が
得られる。この１次周波数指令ωOSは、第２図に示した
ωδの変化から明らかなように、△Ｔ時間後にはωδに
よる補正が「０」となる性質を有し、相差角δＳが変化
したときの△Ｔ時間の間だけ１次周波数指令ωOSが増減
される。
を越えると、モード判別手段の出力信号DFが“H"レベル
になる。これにより、切換手段８と17はそれぞれＢ側に
切換えられる。これにより、遅れ要素18にそのときの相
差角指令δＳが入力され、その出力δISは遅れ要素18の
時定数で漸次増加し、△Ｔ時間後に入力値δＳに達する
信号となる。この遅延された相差角指令δISは微分器19
にて微分され、第２図に示す変化をもった補正周波数ω
δとして出力される。この補正周波数ωδは加算器11に
おいて１次周波数指令ω1Sに加算され、内部相差角に応
じて補正された１次周波数指令ωOS（＝ω1S＋ωδ）が
得られる。この１次周波数指令ωOSは、第２図に示した
ωδの変化から明らかなように、△Ｔ時間後にはωδに
よる補正が「０」となる性質を有し、相差角δＳが変化
したときの△Ｔ時間の間だけ１次周波数指令ωOSが増減
される。
この位相角の変化により補正を受けた１次周波数指令ω
OSは、係数器20によりＰ倍されて、同期搬送波発生手段
10に入力される。これにより同期搬送波発生手段10はＰ
・ωOSに相当する周波数fcの搬送波eC生成し、切換手段
８を介してPWM変調手段７に出力する。すなわち、搬送
波eCの周波数fcは補正周波数ωδが出力されている期間
だけ、その増減に応じて増減される。この結果、相差角
指令δＳの変化に合わせて搬送波eCの位相がみかけ上進
又は遅相されることになり、相差角指令δＳの変化に伴
う電圧指令U1Sの位相変化に追従させて搬送波eCの位相
が調整されるので、それらの位相ずれが防止される。し
たがって、本実施例によれば、低速から高速の広い範囲
にわたって安定かつ高性能な速度制御を行なうことがで
きる。
OSは、係数器20によりＰ倍されて、同期搬送波発生手段
10に入力される。これにより同期搬送波発生手段10はＰ
・ωOSに相当する周波数fcの搬送波eC生成し、切換手段
８を介してPWM変調手段７に出力する。すなわち、搬送
波eCの周波数fcは補正周波数ωδが出力されている期間
だけ、その増減に応じて増減される。この結果、相差角
指令δＳの変化に合わせて搬送波eCの位相がみかけ上進
又は遅相されることになり、相差角指令δＳの変化に伴
う電圧指令U1Sの位相変化に追従させて搬送波eCの位相
が調整されるので、それらの位相ずれが防止される。し
たがって、本実施例によれば、低速から高速の広い範囲
にわたって安定かつ高性能な速度制御を行なうことがで
きる。
なお、加算器13においてδISを減算するようにしている
のは、トルク電流成分検出手段３に入力される磁束位相
指令θISは、θＳから相差角δＳの影響を除去したもの
とする必要があるからである。
のは、トルク電流成分検出手段３に入力される磁束位相
指令θISは、θＳから相差角δＳの影響を除去したもの
とする必要があるからである。
また、同様に、加算器14において相差角指令δＳからδ
ISを減算するようにしているのも、微分器19と積分器12
により磁束位相指令θＳに加算されたδISを相殺するた
めである。
ISを減算するようにしているのも、微分器19と積分器12
により磁束位相指令θＳに加算されたδISを相殺するた
めである。
なお、上述した動作は速度指令ωRSを上昇させたときの
同期切換えについて説明したが、速度指令ωRSが下降し
てωＬ以下に変化して非同期に切換える場合の動作は、
第２図に点線で示した動作となる。また、同期モード中
における相差角指令δＳの増減変化に対しても、同様の
動作により、電圧指令U1Sと搬送波eCの位相ずれが防止
される。
同期切換えについて説明したが、速度指令ωRSが下降し
てωＬ以下に変化して非同期に切換える場合の動作は、
第２図に点線で示した動作となる。また、同期モード中
における相差角指令δＳの増減変化に対しても、同様の
動作により、電圧指令U1Sと搬送波eCの位相ずれが防止
される。
また、第１図実施例における遅れ要素18の機能は、非同
期から同期への切換えに伴う相差角δＳによる補正開始
を緩慢に行わせること、および相差角δＳの急激な変化
による補正の急変を抑制することにある。これにより同
期切換え等に伴う位相ずれの補正を円滑に行わせること
ができる。
期から同期への切換えに伴う相差角δＳによる補正開始
を緩慢に行わせること、および相差角δＳの急激な変化
による補正の急変を抑制することにある。これにより同
期切換え等に伴う位相ずれの補正を円滑に行わせること
ができる。
上述の実施例をマイクロコンピュータを用い、ソフトウ
ェアにより実現できることは言うまでもない。この場
合、前記（３）式で説明したサンプリング周期（割込み
周期）TCを、第１図の積分器12の入力に相当するωOS＝
ω1S＋ｄδIS/dtに応じて変化させて、電圧指令U1Sと搬
送波eCの同期をとる。すなわち、電圧指令U1Sの１周期
毎のPWM信号のパルス数が整数個になるようにTCを変化
させる。このときの、電圧指令U1Sと搬送波eCの位相関
係およびサンプリングタイミングを第３図に示す。同図
の上部線図は上記ωOSの積分値である磁束位相指令θＳ
を示し、図中△ｔは積分器12の積分きざみ幅に相当す
る。下部線図は、U1SとeCの相対位相関係を模式的に示
したものであり、実際にはeCの周波数fcはもっと高い。
なお、図では電圧指令U1Sのゼロクロス点とサンプリン
グタイミングが一致している例を示しているが、本発明
でいう同期の意味は、このような同期に限る必要はな
い。要は、内部相差角δＳの変化に拘らず、電圧指令U
1Sと搬送波eCの周波数比が整数倍の関係になっていれ
ば、電圧指令U1Sの波形の全ての半サイクル又は１サイ
クルに対するPWM信号のパルス数が同一になり、電流ビ
ートの発生を防止できるのである。
ェアにより実現できることは言うまでもない。この場
合、前記（３）式で説明したサンプリング周期（割込み
周期）TCを、第１図の積分器12の入力に相当するωOS＝
ω1S＋ｄδIS/dtに応じて変化させて、電圧指令U1Sと搬
送波eCの同期をとる。すなわち、電圧指令U1Sの１周期
毎のPWM信号のパルス数が整数個になるようにTCを変化
させる。このときの、電圧指令U1Sと搬送波eCの位相関
係およびサンプリングタイミングを第３図に示す。同図
の上部線図は上記ωOSの積分値である磁束位相指令θＳ
を示し、図中△ｔは積分器12の積分きざみ幅に相当す
る。下部線図は、U1SとeCの相対位相関係を模式的に示
したものであり、実際にはeCの周波数fcはもっと高い。
なお、図では電圧指令U1Sのゼロクロス点とサンプリン
グタイミングが一致している例を示しているが、本発明
でいう同期の意味は、このような同期に限る必要はな
い。要は、内部相差角δＳの変化に拘らず、電圧指令U
1Sと搬送波eCの周波数比が整数倍の関係になっていれ
ば、電圧指令U1Sの波形の全ての半サイクル又は１サイ
クルに対するPWM信号のパルス数が同一になり、電流ビ
ートの発生を防止できるのである。
ここで、比較のため、第３図に対応する従来例の位相関
係を第４図に示す。同図の上部線図に示すように、電圧
指令U1Sの位相θＳは１次周波数指令ω1Sの積分値に相
差角指令δＳが加算されるのに対し、搬送波eCの周波数
fcは１次周波数指令ω1Sにより決定していることから、
相差角δＳに相当する位相差が存在する。したがって、
相差角δＳの変化に応じて相対位相が変化し、電圧指令
U1Sの半サイクル又は１サイクルに対するPWM信号のパル
ス数が変化するので、電流ビートの発生を避けることが
できない。
係を第４図に示す。同図の上部線図に示すように、電圧
指令U1Sの位相θＳは１次周波数指令ω1Sの積分値に相
差角指令δＳが加算されるのに対し、搬送波eCの周波数
fcは１次周波数指令ω1Sにより決定していることから、
相差角δＳに相当する位相差が存在する。したがって、
相差角δＳの変化に応じて相対位相が変化し、電圧指令
U1Sの半サイクル又は１サイクルに対するPWM信号のパル
ス数が変化するので、電流ビートの発生を避けることが
できない。
第５図に、本発明の他の実施例を示す。本実施例が第１
図実施例と異なる点は、切換手段17、遅れ要素18および
加算器14,15を省略したことにある。すなわち、相差角
δＳによる補正の有無を速度によって切換えず、常に相
差角δＳの微分値ωδを１次周波数指令ω1Sに加算する
ようにしたことにある。したがって、電圧指令U1Sはそ
の加算値ωOSの積分値θＳによって位相が制御される。
また、同期時の搬送波eCの周波数と位相はその加算値ω
OSに基づいて制御される。
図実施例と異なる点は、切換手段17、遅れ要素18および
加算器14,15を省略したことにある。すなわち、相差角
δＳによる補正の有無を速度によって切換えず、常に相
差角δＳの微分値ωδを１次周波数指令ω1Sに加算する
ようにしたことにある。したがって、電圧指令U1Sはそ
の加算値ωOSの積分値θＳによって位相が制御される。
また、同期時の搬送波eCの周波数と位相はその加算値ω
OSに基づいて制御される。
このように、本実施例によれば、相差角δＳが電圧指令
U1Sと搬送波eCの位相に考慮されていることから、PWM制
御を非同期、同期間で切換えを行なっても位相ずれの変
化を小さくでき、また相差角δＳの変化が穏やかに電圧
指令に反映されることから、電流ビートや切換えに伴う
過電流の発生を防止できるとともに、第１図実施例に比
べて構成を簡単化できる。
U1Sと搬送波eCの位相に考慮されていることから、PWM制
御を非同期、同期間で切換えを行なっても位相ずれの変
化を小さくでき、また相差角δＳの変化が穏やかに電圧
指令に反映されることから、電流ビートや切換えに伴う
過電流の発生を防止できるとともに、第１図実施例に比
べて構成を簡単化できる。
なお、一般に微分器19の出力は有限値をもつため、本実
施例によれば、特に電動機の始動時において、磁束位相
指令θＳに相差角δＳが反映されず、不安定現象をおこ
すことがある。これを防止するため、第５図中に点線で
示したように、始動時に積分器12の初期値θOSをそのと
きのδＳに設定する。
施例によれば、特に電動機の始動時において、磁束位相
指令θＳに相差角δＳが反映されず、不安定現象をおこ
すことがある。これを防止するため、第５図中に点線で
示したように、始動時に積分器12の初期値θOSをそのと
きのδＳに設定する。
以上説明したように、本発明によれば、誘導電動機の内
部相差角の微分値を周波数指令値に加算し、この加算値
で同期搬送波の周波数を制御するようにしていることか
ら、内部相差角に応じて変化する電圧指令の位相変化に
合わせて、同期搬送波の周波数が増減される。この結
果、電圧指令と同期搬送波の位相ずれを防止でき、電流
ビートの発生を防止することができる。
部相差角の微分値を周波数指令値に加算し、この加算値
で同期搬送波の周波数を制御するようにしていることか
ら、内部相差角に応じて変化する電圧指令の位相変化に
合わせて、同期搬送波の周波数が増減される。この結
果、電圧指令と同期搬送波の位相ずれを防止でき、電流
ビートの発生を防止することができる。
第１図は本発明の一実施例のブロック図、第２図は動作
説明図、第３図はマイクロコンピュータを用いて構成し
た実施例の動作説明図、第４図は第３図に対応する比較
例の動作説明図、第５図は本発明の他の実施例のブロッ
ク構成図、第６図と第７図は本発明の背景技術を説明す
るための線図である。 １……誘導電動機、２……インバータ回路、３……トル
ク電流成分検出手段、４……周波数演算手段、５……電
圧指令演算手段、６……相電圧指令生成手段、７……PW
M変調手段、８……切換手段、９……非同期搬送波発生
手段、10……同期搬送波発生手段、12……積分器、16…
…モード判別手段、17……切換手段、18……遅れ要素、
19……微分器、20……係数器。
説明図、第３図はマイクロコンピュータを用いて構成し
た実施例の動作説明図、第４図は第３図に対応する比較
例の動作説明図、第５図は本発明の他の実施例のブロッ
ク構成図、第６図と第７図は本発明の背景技術を説明す
るための線図である。 １……誘導電動機、２……インバータ回路、３……トル
ク電流成分検出手段、４……周波数演算手段、５……電
圧指令演算手段、６……相電圧指令生成手段、７……PW
M変調手段、８……切換手段、９……非同期搬送波発生
手段、10……同期搬送波発生手段、12……積分器、16…
…モード判別手段、17……切換手段、18……遅れ要素、
19……微分器、20……係数器。
Claims (5)
- 【請求項１】誘導電動機の磁束位相指令および１次相電
圧と誘起起電力の位相差の指令である内部相差角指令に
基づいてインバータの出力電圧指令の位相と周波数を定
めるとともに、誘導電動機の速度指令に基づいて定めら
れたインバータの出力周波数指令の整数倍の周波数を有
するPWM搬送波を求め、該搬送波と前記出力電圧指令を
比較してPWM信号を求め、該PWM信号により前記インバー
タを駆動して誘導電動機を制御するベクトル制御方法に
おいて、前記搬送波の周波数が前記出力周波数指令に前
記内部相差角の微分値を加算した値に基づいて決定され
ることを特徴とする誘導電動機のベクトル制御方法。 - 【請求項２】前記PWM信号の生成処理をマイクロコンピ
ュータに行わせるものとし、該PWM信号生成の処理演算
の実行に係る割込み周期に周期が一致されたPWM搬送波
関数を設定し、該搬送波関数と前記電圧指令に基づいて
PWM信号のパルス幅を演算し、前記割込み周期を前記内
部相差角指令の微分値に基づいて補正することを特徴と
する請求項１記載の誘導電動機のベクトル制御方法。 - 【請求項３】誘導電動機の速度指令に基づいて定められ
たインバータの出力周波数指令を積分して磁束位相指令
を出力する積分手段と、 該磁束位相指令と与えられる誘導電動機の１次相電圧と
誘起起電力の位相差の指令である内部相差角指令に基づ
いた位相と周波数を有するインバータの出力電圧指令を
発生する電圧指令生成手段と、 前記内部相差角指令を微分して前記積分手段に入力され
るインバータの出力周波数指令に加算する周波数補正手
段と、 該補正後のインバータの出力周波数指令の整数倍の周波
数を有するPWM搬送波を発生する搬送波発生手段と、 該搬送波と前記出力電圧指令とを比較してPWM信号を生
成してインバータに出力するPWM変調手段とを具備して
なる誘導電動機のベクトル制御装置。 - 【請求項４】検出されたトルク電流成分と与えられる速
度指令に基づいてインバータの出力周波数指令を演算し
て出力する周波数演算手段と、 該出力周波数指令と前記トルク電流成分と与えられる磁
束電流成分指令に基づいてインバータの出力電圧の大き
さ指令および誘導電動機の１次相電圧と誘起起電力の位
相差の指令である内部相差角指令を演算して出力する電
圧指令演算手段と、 前記出力周波数指令を積分して磁束位相指令を演算して
出力する積分手段と、 該磁束位相指令と前記内部相差角指令の加算値と前記出
力電圧の大きさ指令に基づいた出力電圧の位相と周波数
と大きさを有する出力電圧指令を演算して出力する電圧
指令生成手段と、 一定周波数のPWM搬送波を生成出力する非同期搬送波発
生手段と、 入力される周波数指令に基づいた周波数のPWM搬送波を
生成出力する同期搬送波発生手段と、 切換手段を介して前記非同期搬送波発生手段と同期搬送
波発生手段から出力される搬送波と、前記電圧指令とを
比較してPWM信号を生成してインバータに出力するPWM変
調手段と、 前記速度指令と所定値とを比較し速度指令が所定値以下
のとき前記切換手段を前記非同期搬送波発生手段側に切
換え、速度指令が所定値を越えたとき前記切換手段を前
記同期搬送波発生手段側に切換えるモード判別信号を出
力するモード判別手段と、 該モード判別手段の同期モード信号に応動して前記内部
相差角指令を取込み、該指令を微分処理した微分値を出
力する微分手段と、 該微分値と前記出力周波数指令を加算した値に基づいて
前記同期搬送波発生手段により生成されるPWM搬送波の
周波数を制御する周波数補正手段とを具備してなる誘導
電動機のベクトル制御装置。 - 【請求項５】前記微分手段は遅れ要素を介して前記内部
相差角指令を取込むことを特徴とする請求項４記載の誘
導電動機のベクトル制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1110689A JPH0734680B2 (ja) | 1989-04-28 | 1989-04-28 | 誘導電動機のベクトル制御方法及び装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1110689A JPH0734680B2 (ja) | 1989-04-28 | 1989-04-28 | 誘導電動機のベクトル制御方法及び装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02290185A JPH02290185A (ja) | 1990-11-30 |
| JPH0734680B2 true JPH0734680B2 (ja) | 1995-04-12 |
Family
ID=14541954
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1110689A Expired - Lifetime JPH0734680B2 (ja) | 1989-04-28 | 1989-04-28 | 誘導電動機のベクトル制御方法及び装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0734680B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5002343B2 (ja) | 2007-06-18 | 2012-08-15 | 株式会社豊田中央研究所 | 交流電動機の駆動制御装置 |
| DE112016001391T5 (de) * | 2015-03-23 | 2017-12-14 | Mitsubishi Electric Corporation | Motor-steuerungseinrichtung, kompressionseinrichtung, und klimaanlage |
-
1989
- 1989-04-28 JP JP1110689A patent/JPH0734680B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02290185A (ja) | 1990-11-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4767976A (en) | Control system for PWM inverter | |
| JP3282541B2 (ja) | モータ制御装置 | |
| US5400240A (en) | Power converter apparatus | |
| EP0479136A1 (en) | Digital servo-control apparatus | |
| US5828199A (en) | Variable speed controller for an induction motor | |
| JPH05292753A (ja) | Ｐｗｍインバータの電流検出方法 | |
| JP2004282807A (ja) | 交流電動機のセンサレスベクトル制御方法及び制御装置 | |
| JP3674741B2 (ja) | 永久磁石同期電動機の制御装置 | |
| JP2000175492A (ja) | 誘導電動機の制御装置 | |
| JP3684793B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP2010088232A (ja) | 誘導電動機の制御装置 | |
| JPH0734680B2 (ja) | 誘導電動機のベクトル制御方法及び装置 | |
| JP2005012856A (ja) | 誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置 | |
| JPH09117152A (ja) | 電圧型ｐｗｍインバータの電流制御装置 | |
| JPH06335277A (ja) | 交流電動機の制御装置 | |
| JPH089697A (ja) | 誘導電動機のベクトル制御装置 | |
| JPH09224399A (ja) | 誘導モータの制御装置 | |
| JP2943323B2 (ja) | Ｐｗｍインバータの出力電流検出方法 | |
| JP2003088166A (ja) | Ａｃ同期モータの初期磁極推定装置 | |
| JP4051601B2 (ja) | 電動機の可変速制御装置 | |
| JP4023280B2 (ja) | モータ制御装置 | |
| JP4176709B2 (ja) | Ａｃ／ｄｃ双方向コンバータ | |
| JP4655405B2 (ja) | 誘導電動機のベクトル制御方法とベクトル制御装置 | |
| JP3945324B2 (ja) | 交流電動機のｐｇレスベクトル制御装置 | |
| EP0308974B1 (en) | Induction motor control system |