CN101652995B - 数字广播系统和处理数据的方法 - Google Patents

Abstract

公开了一种数字广播系统和处理数据的方法。一种信道均衡器包括：频域转换器，用于在一般数据中将已知数据序列周期性地插入并发送时，接收该已知数据序列，并将所接收到的数据转换成频域数据；CIR估计器，用于使用在已知数据部分期间接收到的数据和由接收系统生成的已知数据，以便估计CIR；CIR计算器，用于根据接收到的一般数据的特性对由CIR估计器估计的CIR进行内插或外插；系数计算器，用于将从CIR计算器输出的CIR转换成频域CIR并计算和输出均衡系数；以及失真补偿器，用于将由系数计算器计算的均衡系数与由频域转换器转换成频域数据的数据相乘，从而补偿信道失真。

Description

数字广播系统和处理数据的方法

技术领域

本发明涉及一种数字广播系统和处理数据的方法。

背景技术

作为用于北美和韩国的数字广播的标准的残留边带(VSB)发送模式是使用单载波方法的系统。因此，在较差信道环境中，这种数字广播接收系统的接收性能可能下降。

发明内容

技术问题

特别地，由于当使用便携式和/或移动广播接收器时更高度需要对信道和噪声变化的抵抗，所以当通过VSB发送模式来发送移动服务数据时接收性能甚至可能更差。

技术解决方案

因此，本发明针对一种基本消除了由于相关技术的局限性和缺点所导致的一个或多个问题的数字广播系统和处理数据的方法。

本发明的一个目的是提供一种高度抵抗信道变化和噪声的数字广播系统和处理数据的方法。

本发明的另一目的是提供一种通过对移动服务数据执行附加编码以及通过将已处理的数据发送至接收系统可以增强数字广播接收系统的接收性能的数字广播系统以及处理数据的方法。

本发明的进一步目的是提供一种通过插入根据在数据区域内预定区域中的接收系统和发送系统之间的预定协议已经知道的已知数据也可以增强数字广播接收系统的接收性能的数字广播系统和处理数据的方法。

本发明的另外的优点、目的和特征将在下文描述中部分地阐明，并且部分将在本领域的技术人员阅读下文之后变得显而易见或可以从本发明的实践中得知。通过在本发明的书面描述和权利要求以及附图中特别指出的架构，可以实现和获得本发明的目的和其他优点。

为了实现这些目的和其他优点并且根据本发明的目的，如此处所体现和广义描述的，一种数字广播发送系统包括服务复用器和发送器。服务复用器以预定的数据速率来复用移动服务数据和主要服务数据，并且然后将已复用的服务数据发送至发送器。该发送器对从服务复用器发送的移动服务数据执行附加编码，并且将对已经执行了编码的多个移动服务数据包分组，以便配置数据组。

此处，发送器在包单元中复用包括移动服务数据的移动服务数据包和包括主要服务数据的主要服务数据包，并且可以将已复用的数据包发送至数字广播接收系统。此处，发送器可以在突发结构中复用数据组和主要服务数据包，其中，突发部分(burst section)可以被划分成包括数据组的突发开启(burst-on)部分和不包括数据组的突发关闭(burst-off)部分。可以基于主要服务数据的干扰程度将数据组划分成多个区域。长的已知数据序列可以被周期性地插入该区域，而不干扰主要服务数据。

在本发明的另一方面，数字广播接收系统可以将已知数据序列用于解调和信道均衡处理。当仅接收移动服务数据时，数字广播接收系统仅在突发开启部分期间接通电源，以便处理移动服务数据。此处，通过检测从发送系统发送的已知数据的位置，可以补偿初始频率偏移。接收系统可以将已检测到的已知数据(或序列)位置指示符用于载波恢复、定时恢复以及相位补偿处理。

在本发明的另一方面，一种数字广播接收系统的信道均衡器包括频域转换器、CIR估计器、CIR计算器、系数计算器、以及失真补偿器。此处，所述频域转换器在一般数据中将已知数据序列周期性地插入并发送时，接收该已知数据序列，并将所接收到的数据转换成频域数据。所述CIR估计器使用在已知数据部分期间接收到的数据和由接收系统生成的已知数据，以便估计信道脉冲响应(CIR)。所述CIR计算机根据接收到的一般数据的特性对由所述CIR估计器估计的CIR进行内插或外插。所述系数计算器将从所述CIR计算器输出的CIR转换成频域CIR并计算和输出均衡系数。并且，所述失真补偿器将由所述系数计算器计算的均衡系数与由所述频域转换器转换成频域数据的数据相乘，从而补偿信道失真。

应当理解，本发明的前述一般描述和下列详细描述是示例性和解释性的，并且意在提供对如所请求保护的本发明的进一步解释。

有益效果

根据本发明的数字广播系统和数据处理方法具有下列优点。更具体地，根据本发明的数字广播接收系统和方法高度防御(或抵抗)当通过信道发送移动服务数据时可能出现的任何错误。并且，本发明也与常规接收系统高度兼容。此外，即使在具有严重伪影(ghost)效应和噪声的信道中，本发明也可以没有任何错误地接收移动服务数据。另外，通过将已知数据插入在数据区域内的特定位置(或地点)并且发送已处理的数据，即使在易于频繁变化的信道环境中，也可以增强接收系统的接收性能。而且，通过将移动服务数据与主要服务数据复用到突发结构中，可以减少接收系统的功率消耗。

此外，通过使所述接收系统使用所述已知数据信息来执行信道均衡，可以以更好的稳定性来执行信道均衡处理。特别地，通过根据在被划分成多个区域的数据组内的每个区域的特征来执行不同的信道均衡处理，可以在每个区域中以更好的稳定性执行信道均衡处理，从而增强本发明的接收性能。而且，通过估计剩余载波相位误差和通过补偿来自信道均衡的信号的所估计的剩余载波相位误差，甚至可以更加增强本发明的接收性能。最后，本发明在被应用于移动和便携式接接收器时更加有效，所述移动和便携式接收器也易受频繁的信道变化且需要防御(或抵抗)强噪声。

附图说明

附图被包括以提供对本发明的进一步理解，并且被并入该申请中并构成该申请的一部分，附图图示了本发明的实施例，并且与描述一起用于解释本发明的原理。在附图中：

图1图示了显示根据本发明实施例的数字广播系统的一般结构的框图；

图2图示了显示图1的服务复用器的示例的框图；

图3图示了显示图1的发送器的示例的框图；

图4图示了显示图3的预处理器的示例的框图；

图5(a)至图5(e)图示了根据本发明的实施例处理的纠错编码和检错编码；

图6和图7图示在根据本发明的数字广播发送系统中的数据解交织器之前和之后的数据配置。图8图示了根据本发明的划分用于配置数据组的RS帧的处理；

图9图示根据本发明的用于发送数据组的包复用器的示例性操作；

图10图示了显示根据本发明的块处理器的结构的框图；

图11图示了图10所示的符号编码器的详细框图；

图12(a)至图12(c)图示了图10所示的符号交织器的可变长度交织处理；

图13和图14图示了显示根据本发明另一实施例的块处理器的结构的框图；

图15(a)至图15(c)图示了根据本发明的块编码和网格编码(trellisencoding)处理；图16图示了显示根据本发明的网格编码模块的框图；

图17和图18图示了根据本发明的彼此连接的块处理器和网格编码模块；

图19图示了根据本发明又一实施例的块处理器；

图20图示了根据本发明又一实施例的块处理器；

图21图示了插入和发送发送参数的组格式器的示例；

图22图示了插入和发送发送参数的块处理器的示例；

图23图示了插入和发送发送参数的包格式器的示例；

图24图示了用于在场同步段区域中的插入和发送发送参数的示例；

图25图示了显示根据本发明的数字广播接收系统的结构的框图；

图26图示了由发送系统将已知数据序列周期性地插入中间实际数据中并发送的示例；

图27(a)至27(c)图示了在存在后伪影(post-ghost)时的主信号和伪影信号之间的相关性；

图28(a)至28(c)图示了存在前伪影(pre-ghost)时的主信号和伪影信号之间的相关性；

图29图示了根据本发明的信道均衡器的示例的框图；

图30图示了根据本发明的信道均衡器的另一示例的框图；

图31图示了根据本发明的信道均衡器的另一示例的框图；

图32图示了根据本发明的信道均衡器的另一示例的框图；

图33图示了根据本发明的信道均衡器的另一示例的框图；

图34图示了根据本发明的信道均衡器的另一示例的框图；

图35图示了内插操作的示例；

图36图示了根据本发明实施例的重叠和保存处理的示例；

图37图示了根据本发明的重叠和保存处理的另一示例；

图38图示了外插操作的示例；

图39图示了根据本发明的外插操作的概念图；

图40图示了根据本发明的信道均衡器的另一示例的框图；

图41图示了根据本发明的信道均衡器的另一示例的框图；

图42图示了根据本发明的信道均衡器的另一示例的框图；

图43图示了根据本发明的信道均衡器的另一示例的框图；

图44图示了根据本发明的CIR估计器的示例的框图；

图45图示了根据本发明的信道均衡器的另一示例的框图；

图46图示了根据本发明的剩余载波相位误差估计器的示例的详细框图；

图47图示了根据本发明的获得剩余载波相位误差和相位噪声的相位误差检测器的框图；

图48图示了根据本发明实施例的相位补偿器；以及

图49图示了根据本发明的纠错解码处理的示例。

具体实施方式

现在将详细参考本发明的优选实施例，它们的示例在附图中示出。只要可能，在全部附图中相同的附图标记指的是相同或相似部件。另外，虽然本发明中所使用的术语选自通常已知和使用的术语，但是在本发明的描述中提及的一些术语由申请人自行选择，它们的详细含义在此处描述的相关部分中作了描述。此外，要求不简单地通过使用的实际术语而应通过每个术语的内在含义来理解本发明。

在本发明的描述所使用的术语中，主要服务数据与可以由固定接收系统接收的数据相对应，并且可以包括音频/视频(A/V)数据。更具体地，主要服务数据可以包括高清晰度(HD)和标准清晰度(SD)级别的A/V数据，并且还可以包括数据广播所需要的多样的数据类型。而且，已知数据与根据在接收系统和发送系统之间的预先安排的协议预先知道的数据相对应。另外，在本发明中，移动服务数据可以包括移动服务数据、行人服务数据、手持服务数据中的至少一个，并且为简便起见统称为移动服务数据。此处，移动服务数据不仅与移动/行人/手持服务数据(M/P/H服务数据)相对应，而是还可以包括具有移动或便携式特性的任何类型的服务数据。因此，根据本发明的移动服务数据不仅仅限于M/P/H服务数据。

上述移动服务数据可以与具有信息的数据相对应，诸如程序执行文件、股票信息等，并且也可以与A/V数据相对应。更具体地，与主要服务数据相比，移动服务数据可以与具有较低分辨率和较低数据速率的A/V数据相对应。例如，如果用于常规主要服务的A/V编解码器与MPEG-2编解码器相对应，则具有更好图像压缩效率的MPEG-4高级视频编码(AVC)或可伸缩视频编码(SVC)可以被用作用于移动服务的A/V编解码器。此外，任何类型的数据可以作为移动服务数据被发送。例如，用于广播实时传输信息的传输协议专家组(TPEG)数据可以被用作主要服务数据。

而且，使用移动服务数据的数据服务可以包括天气预报服务、交通信息服务、股票信息服务、观众参与测验节目、实时投票和调查、互动教育广播节目、游戏服务、提供关于概要、人物、背景音乐以及肥皂剧或系列剧的拍摄地点的信息的服务、提供关于过往比赛分数和参赛人资料和成绩的信息的服务、和提供关于产品信息的服务以及按使得能够处理购买订单的服务、媒介、时间和主题分类的节目。此处，本发明不仅限于上述服务。在本发明中，发送系统在主要服务数据中提供向后兼容性，以便被常规接收系统接收到。此处，主要服务数据和移动服务数据被复用到同一物理信道，并且然后被发送。

根据本发明的发送系统对移动服务数据执行附加编码，并且插入接收系统和发送系统已经知道的数据(即，已知数据)，从而发送已处理的数据。因此，当使用根据本发明的发送系统时，接收系统可以在移动状态期间接收移动服务数据，并且还可以稳定地接收移动服务数据，无论在信道中出现的何种失真和噪声。

发送系统的一般描述

图1图示了根据本发明实施例的数字广播发送系统的一般结构的框图。此处，数字广播发送包括服务复用器100和发送器200。此处，服务复用器100位于每个广播站的演播室中，并且发送器200位于设置在离该演播室预定距离的地点。发送器200可以位于多个不同位置。而且，例如，多个发送器可以共享相同频率。并且，在这种情形下，多个发送器接收相同信号。因此，在接收系统中，信道均衡器可以补偿由反射波导致的信号失真，以便恢复原始信号。在另一示例中，多个发送器对于相同信道可以具有不同频率。

多种方法可以被用于位于远程位置的每个发送器与服务复用器的数据通信。例如，诸如用于MPEG-2数据(SMPTE-310M)传输的同步串行接口的接口标准。在SMPTE-310M接口标准中，将恒定数据速率确定为服务复用器的输出数据速率。例如，在8VSB模式的情形下，输出数据速率是19.39Mbps，并且，在16VSB模式的情形下，输出数据速率是38.78Mbps。此外，在常规的8VSB模式发送系统中，具有大约19.39Mbps数据速率的传输流(TS)包可以通过单一物理信道被发送。而且，在根据提供了与常规发送系统向后兼容性的本发明的发送系统中，对移动服务数据执行附加编码。此后，将附加编码的移动服务数据与主要服务数据复用成TS包形式，然后，它被发送。在这一点上，复用的TS包的数据速率大约是19.39Mbps。

在这一点上，服务复用器100接收至少一种类型的移动服务数据以及用于每个移动服务的特定节目信息(PSI)/节目和系统信息协议(PSIP)表数据，并且将所接收到的数据封装到每个传输流(TS)包。而且，服务复用器100接收至少一种类型的主要服务数据和用于每个主要服务的PSI/PSIP表数据，以便将所接收到的数据封装到TS包。随后，根据预定复用规则，复用TS包，并且将已复用的包输出到发送器200。

服务复用器

图2图示了示出服务复用器的示例的框图。服务复用器包括用控制服务复用器的全面操作的控制器110、用于主要服务的PSI/PSIP生成器120、用于移动服务的PSI/PSIP生成器130、空包生成器140、移动服务复用器150、以及传输复用器160。传输复用器160可以包括主要服务复用器161和传输流包复用器162。参考图2，将至少一种类型的压缩编码的主要服务数据和用于主要服务的从PSI/PSIP生成器120生成的PSI/PSIP表数据输入至传输复用器160的主要服务复用器161。主要服务复用器161将输入的主要服务数据和PSI/PSIP表数据中的每个封装成MPEG-2TS包形式。然后，将MPEG-2TS包被复用并且被输出到TS包复用器162。此处，为简便起见，从主要服务复用器161输出的数据包将被称为主要服务数据包。

此后，将至少一种类型的压缩编码移动服务数据和用于移动服务的从PSI/PSIP生成器130生成的PSI/PSIP表数据输入到移动服务复用器150。移动服务复用器150将输入的移动服务数据和PSI/PSIP数据中的每个封装成MPEG-2 TS包形式。然后，MPEG-2 TS包被复用并且被输出到TS包复用器162。此处，为简便起见，从移动服务复用器150输出的数据包将被称为移动服务数据包。在这一点上，发送器200需要标识信息，以标识并处理该主要服务数据包和移动服务数据包。此处，标识信息可以使用根据在发送系统和接收系统之间的协议预先确定的值，或可以由独立的数据集合配置，或者可以修改在相应数据包内的预定位置的值。作为本发明的示例，可以分配不同包标识符(PID)，以标识主要服务数据包和移动服务数据包中的每个。

在另一示例中，通过修改在移动服务数据内的同步数据字节，可以通过使用相应服务数据包的同步数据字节值来标识服务数据包。例如，主要服务数据包的同步字节没有任何修改地直接输出由ISO/IEC13818-1标准(即，0x47)确定的值。移动服务数据包的同步字节修改并输出该值，从而标识主要服务数据包和移动服务数据包。相反地，主要服务数据包的同步字节被修改并被输出，但是移动服务数据包的同步字节没有修改地被直接输出，从而使得能够标识主要服务数据包和移动服务数据包。

多种方法可以被用于修改同步字节的方法中。例如，同步字节的每个位可以是相反的，或仅同步字节的一部分可以是相反的。如上所述，任何类型的标识信息可以被用于标识主要服务数据包和移动服务数据包。因此，本发明的范围不仅限于在本发明的描述中所阐明的示例。

同时，根据本发明，在常规数字广播系统中使用的传输复用器可以被用作传输复用器160。更具体地，为了复用移动服务数据和主要服务数据，以及发送已复用的数据，主要服务的数据速率受限于(19.39-K)Mbps的数据速率。然后，将与剩余数据速率相对应的K Mbps分配为移动服务的数据速率。因此，已经使用的传输复用器可以无任何修改地原样使用。此处，传输服务用器160复用从主要服务复用器161输出的主要服务数据包以及从移动服务复用器150输出的移动服务数据包。此后，传输复用器160将已复用的数据包发送至发送器200。

然而，在一些情形下，移动服务复用器150的输出数据速率可以不等于K Mbps。在该情形下，移动服务复用器150复用并输出从空包生成器140生成的空数据包，使得输出数据速率可以达到K Mbps。更具体地，为了使移动服务复用器150的输出数据速率与恒定数据速率相匹配，空包生成器140生成空数据包，然后，将空数据包输出至移动服务复用器150。例如，当服务复用器100将19.39Mbps的K Mbps分配给移动服务数据时，以及当剩余(19.39-K)Mbps因此被分配给主要服务数据时，由服务复用器100复用的移动服务数据的数据速率实际上变得低于KMbps。这是因为，在移动服务数据的情形下，发送系统的预处理器执行附加编码，从而增加了数据量。最后，可以从服务复用器100发送的移动服务数据的数据速率变成低于K Mbps。

例如，由于发送器的预处理器以至少1/2的编码率对移动服务执行编码处理，所以从预处理器输出的数据量被增加至超过初始输入到预处理器的数据量的两倍。因此，均由服务复用器100复用的主要服务数据的数据速率和移动服务数据的数据速率之和变成等于或小于19.39Mbps。因此，为了使从服务复用器100最后输出的数据的数据速率与恒定数据速率(例如，19.39Mbps)相匹配，从空包生成器140生成与缺少数据速率的量相对应的空数据包的量，并且输出至移动服务复用器150。

因此，移动服务复用器150将输入的移动服务数据和PSI/PSIP表数据封装成MPEG-2 TS包形式。然后，将上述TS包与空数据包复用，并且然后输出至TS包复用器162。此后，TS包复用器162将从主要服务复用器161输出的主要服务数据包与从移动服务复用器150输出的移动服务数据包复用，并且将已复用的数据包以19.39Mbps的数据速率发送至发送器200。

根据本发明的一个实施例，移动服务复用器150接收空数据包。然而，这仅是示例性的，并且不限定本发明的范围。换言之，根据本发明的另一实施例，TS包复用器162可以接收空数据包，以便使最后输出的数据速率与恒定数据速率相匹配。此处，空数据包的输出路径和复用规则由控制器110控制。控制器110控制由移动服务复用器150、传输复用器160的主要服务复用器161以及TS包复用器162执行的复用处理，并且也控制空包生成器140的空数据包生成。在这一点上，发送器200丢弃从服务复用器200发送的空数据包，而非发送空数据包。

而且，为了允许发送器200丢弃从服务复用器100发送的空数据包而非发送它们，需要用于标识空数据包的标识信息。此处，标识信息可以使用根据在发送系统和接收系统之间的协议预先确定的值。例如，可以修改在空数据包的报头内的同步字节的值，以便用作标识信息。替代地，传输_错误_指示符标志(transport_error_indicator flag)也可以被用作标识信息。

在本发明的描述中，将给出使用传输_错误_指示符标志作为标识信息的示例，以描述本发明的实施例。在该情形下，空数据包的传输_错误_指示符标志被设置为1，并且剩余数据包的传输_错误_指示符标志被重设为“0”，以便标识空数据包。更具体地，当空包生成器140生成空数据包时，如果来自空数据包报头字段的传输_错误_指示符标志被设置为1，然后被发送，则该空数据包可以被标识并且因此被丢弃。在本发明中，可以使用用于标识空数据包的任何类型的标识信息。因此，本发明的范围不仅限于在本发明的描述中阐明的示例。

根据本发明的另一实施例，发送参数可以被包括在至少一部分空数据包中，或者在用于移动服务PSI/PSIP表的的至少一个表或者操作和维护(OM)包(OMP)中。在该情形下，发送器200提取发送参数并且将所提取的发送参数输出到相应的块，并且如果需要，也将所提取的参数发送至接收系统。更具体地，将称为OMP的包定义用于操作和管理发送系统的目的。例如，根据MPEG-2 TS包格式来配置OMP，并且相应的PID被赋予Ox1FFA的值。OMP由4字节的报头和184字节的有效负载来配置。此处，在184个字节中，第一字节与OM_类型字段相对应，该OM_类型字段表示OM包的类型。

在本发明中，发送参数可以以OMP的形式被发送。并且，在该情形下，在OM_类型字段内的保留字段的值中，使用预置的值，从而指示发送参数正在以OMP形式被发送至发送器200。更具体地，发送器200可以通过参考PID发现(或标识)OMP。而且，通过解析在OMP内的OM_类型字段，发送器200可以验证在相应包的OM_类型字段之后是否包括发送参数。该发送参数与处理来自发送系统和接收系统的移动服务数据所需要的补充数据相对应。

此处，发送参数可以包括数据组信息、在数据组内的区域信息、RS帧信息、超帧信息、突发信息、turbo码信息以及RS码信息。突发信息可以包括突发大小信息、突发周期信息、以及至下一突发的时间信息。突发周期表示发送相同移动服务的突发被重复的周期。数据组包括多个移动服务数据组，并且多个这样的数据组被聚集(或成组)，以形成突发。突发部分表示当前突发的开始至下一突发的开始。此处，突发部分被分类为包括数据组的部分(也被称为突发开启部分)，以及不包括数据组的部分(也被称为突发关闭部分)。突发开启部分由多个场配置，其中一个场包括一个数据组。

发送参数也可以包括关于如何编码符号域的信号以便发送移动服务数据的信息，以及关于如何复用主要服务数据和移动服务数据或各种类型的移动服务数据的复用信息。包括在发送参数内的信息仅是示例性，以促进对本发明的理解。并且，添加和删除包括在发送参数中的信息可以由本领域的技术人员容易地修改或变更。因此，本发明不限于在此处阐明的描述中所建议的示例。此外，发送参数可以从服务复用器100被提供至发送器200。替代地，发送参数也可以由在发送器200内的内部控制器(未示出)设置，或从外部源接收。

发送器

图3图示了示出根据本发明实施例的发送器200的示例的框图。此处，发送器200包括解复用器210、包抖动缓和器(packet jitter mitigator)220、预处理器230、包复用器240、后处理器250、同步(sync)复用器260和发送单元270。此处，当从服务复用器100接收到数据包时，解复用器210应当标识所接收到的数据包是与主要服务数据包、移动服务数据包还是空数据包相对应。例如，解复用器210使用在所接收到数据包内的PID，以便标识主要服务数据包和移动服务数据包。然后，解复用器210使用传输_错误_指示符字段来标识空数据包。由解复用器210标识的主要服务数据包被输出至包抖动缓和器220，移动服务数据包被输出至预处理器230，并且空数据包被丢弃。如果发送参数被包括在空数据包中，那么发送参数首先被提取并被输出至相应的块。此后，空数据包被丢弃。

预处理器230对包括在服务数据包中的移动服务数据执行附加编码处理，该服务数据包从解复用器210被解复用并被输出。预处理器230也执行配置数据组的处理，以便可以根据数据的用途将数据组放置在特定位置，它们将在发送帧上被发送。这使得移动服务数据能够迅速做出响应，并且强有力地抵抗噪声和信道变化。当执行附加编码处理时，预处理器230也可以参考发送参数。而且，预处理器230将多个移动服务数据包分组，以配置数据组。此后，已知数据、移动服务数据、RS奇偶性数据以及MPEG报头被分配至在数据组内的预定区域。

在发送器内的预处理器

图4图示了示出根据本发明的预处理器230的示例的框图。预处理器230包括数据随机化器(data randomizer)301、RS帧编码器302、块处理器303、组格式器304、数据解交织器305、包格式器306。在上述预处理器230内的数据随机化器301随机产生移动服务数据包，该移动服务数据包包括通过解复用器210输入的移动服务数据。然后，数据随机化器301将随机生成的移动服务数据包输出至RS帧编码器302。在这一点上，由于数据随机化器301对移动服务数据执行随机化处理，所以可以省略由后处理器250的数据随机化器251对移动服务数据执行的随机化处理。数据随机化器301也可以丢弃在移动服务数据包内的同步字节，并且执行随机化处理。这是可以由系统设计人员选择的选项。在本发明中给出的示例中，在不丢弃移动服务数据包内的同步字节的情况下执行了随机化处理。

RS帧编码器302将在已随机化和输入的移动服务数据包内的多个移动同步字节分组，以便创建RS帧。然后，RS帧编码器302在RS帧单元中执行纠错编码处理和检错编码处理中的至少一个。因此，可以向移动服务数据提供健壮性，从而分散在频率环境变化期间可能出现的组错误，从而使得移动服务数据能够对频率环境做出响应，该频率环境是极端脆弱的并且容易发生频繁变化。而且，RS帧编码器302将多个RS帧分组，以便创建超帧，从而在超帧单元中执行行排列处理。行排列处理也可以被称为行交织处理。在下文中，为了简便起见将该处理称为行排列。

更具体地，当RS帧编码器302根据预定规则对超帧的每行执行排列处理时，改变了在行排列处理之前和之后的超帧内的行的位置。如果由超帧单元执行了行排列处理，并且即使其中出现多个错误的部分变得非常长，并且即使在包括在要被解码的RS帧中的错误数目超过了能够被纠正的程度，这些错误在整个超帧中也变成分散的。因此与单一RS帧相比，甚至更加增强了解码能力。

在这一点上，作为本发明的示例，将RS编码用于纠错编码处理，并且将循环冗余校验(CRC)编码用于检错处理。当执行RS编码时，生成了用于纠错的奇偶性数据。并且，当执行CRC编码时，生成了用于检错的CRC数据。RS编码是前向纠错(FEC)方法中的一个。FEC与用于补偿在发送处理期间出现的错误的技术相对应。由CRC编码生成的CRC数据可以被用于指示在通过信道发送期间移动服务数据是否已经被错误损坏。在本发明中，可以使用除了CRC编码方法之外的多种检错编码方法，或者可以使用纠错编码方法以增强接收系统的整体纠错能力。此处，RS帧编码器302指的是预定发送参数和/或从服务复用器100提供的发送参数，以便执行包括RS帧配置、RS编码、CRC编码、超帧配置、以及在超帧单元内的行排列的操作。

在预处理器内的RS帧编码器

图5(a)至图5(e)图示了根据本发明实施例的纠错编码和检错编码处理。更具体地，RS帧编码器302首先将所输入的移动服务数据字节划分成预定长度的单元。该预定长度由系统设计者确定。并且，在本发明的该示例中，预定长度等于187字节，并且因此，为简便期间将该187字节单元称为包。例如，如图5(a)所示，当正在输入的移动服务数据与由188字节单元配置的MPEG传输包流相对应时，如图5(b)所示移除第一同步字节，以便配置187字节的单元。此处，因为每个移动服务数据包具有相同值，所以移除同步字节。

此处，在较早的处理中，在数据随机化器301的随机化处理期间可以执行移除同步字节的处理。在该情形下，可以省略由RS帧编码器302移除同步字节的处理。此外，当从接收系统添加同步字节时，该处理可以由数据解随机化器而非RS帧解码器来执行。因此，如果可移除的固定字节(例如，同步字节)不存在于正在输入至RS帧编码器302的移动服务数据包内，或者如果没有以包格式来配置正在输入的移动服务数据，则将正在输入的移动服务数据划分成187字节的单元，从而配置用于每个187字节单元的包。

随后，如图5(c)所示，由187字节配置的包数目N被分组，以配置RS帧。在这一点上，RS帧被配置为具有N(行)*187(列)字节大小的RS帧，其中在行的方向上顺序输入187字节的包。为了简化本发明的描述，也被如上述配置的RS帧称为第一RS帧。更具体地，仅将纯粹的移动服务数据包括在第一RS帧中，第一RS帧与由187N字节行配置的结构相同。此后，将在RS帧内的移动服务数据划分成同等大小。然后，当以与用于配置RS帧的输入顺序相同的顺序发送所划分的移动数据时，以及当在发送/接收处理期间在特定点处已经出现一个或多个错误时，这些错误也被群集(或聚集)在RS帧内。在该情形下，当执行纠错解码时，接收系统使用RS擦除解码方法，从而增强纠错能力。在这一点上，如图5(c)所示，在N个数目的帧内的N个数目的列包括187字节。

在该情形下，对每个列执行(Nc，Kc)-RS编码处理，以便生成Nc-Kc(＝P)个数目的奇偶字节。然后，在相应列的最后字节之后添加了新生成的P数目的奇偶字节，从而创建(187+P)字节的列。此处，如图5(c)所示，Kc等于187(即，Kc＝187)，并且Nc等于187+P(即，Nc＝187+P)。例如，当P等于48时，执行(235，187)-RS编码处理，以便创建235字节的列。如图5(c)所示，当对所有N数目的列执行这样的RS编码处理时，如图5(d)所示，可以创建具有N(行)*(187+P)(列)字节大小的RS帧。为了简化本发明的描述，将其中插入了RS奇偶性的RS帧称为第二RS帧。更具体地，可以配置具有由N个字节配置的(187+P)行结构的第二RS帧。

如图5(c)或图5(d)所示，RS帧的每行由N字节来配置。然而，根据在发送系统和接收系统之间的信道状况，错误可能被包括在RS帧内。当错误如上所述出现时，CRC数据(或CRC代码或CRC校验和)可以被用于每个行单元，以便验证在每个行单元中是否存在错误。RS帧编码器302可以对RS编码的移动服务数据执行编码，以便创建(或生成)CRC数据。通过CRC编码生成的CRC数据可以用于指示当移动服务数据通过信道发送时是否已经被损坏。

除了CRC编码方法以外，本发明也使用不同检错编码方法。替代地，本发明可以使用纠错编码方法以增强接收系统的整体纠错能力。图5(e)图示了将2字节(即，16位)CRC校验和用作CRC数据的示例。此处，生成了用于每行的N数目的字节的2字节CRC校验和，从而在N数目的字节的结尾添加了2字节CRC校验和。因此，每行被扩展成(N+2)数目的字节。下面的等式1与用于生成由N数目的字节配置的每行的2字节CRC校验和的示例性等式相对应。

等式1

g(x)＝x¹⁶+x¹²+x⁵+1

在每行中添加2字节校验和的处理仅是示例性的。因此，本发明不仅限于在此处所阐明的描述中所建议的示例。为了简化对本发明的理解，在下文中将其中添加了RS奇偶性和CRC校验和的RS帧称为第三RS帧。更具体地，第三RS帧与每个由(N+2)数目字节配置的(187+P)数目的行相对应。如上所述，当完成了RS编码和CRC编码处理时，(N*187)字节的RS帧被扩展成(N+2)*(187+P)字节的RS帧。此外，如图5(e)所示，将被扩展的RS帧输入到块处理器303。

如上所述，将由RS帧编码器302编码的移动服务数据输入到块处理器303。然后，块处理器303以G/H(其中，G小于H(即G＜H))的编码率对所输入的移动服务数据编码，并且然后输出到组格式器304。更具体地，块处理器303将以字节为单位输入的移动服务数据划分成位单元。然后，G数目的位被编码成H数目的位。此后，将已编码的位转换回字节单位，并且然后输出。例如，如果1位的输入数据被编码成2位并输出，那么G等于1，并且H等于2(即，G＝1且H＝2)。替代地，如果1位输入数据被编码成4位并输出，那么G等于1，且H等于(G＝1且H＝4)。在下文中，为简便起见，将前者的编码率称为1/2编码率(1/2比率编码)，并且将后者的编码率称为1/4编码率(1/4比率编码)。

此处，当使用1/4编码率时，编码效率大于当使用1/2编码率时的情况，并且因此可以提供更好的且增强的纠错能力。由于这样的原因，当假定将位于系统的端部附近的组格式器304中以1/4编码率编码的数据分配至接收性能可能下降的区域，以及将以1/2编码率编码的数据分配至具有极好接收性能的区域，可以减少性能差异。在这一点上，块处理器303也可以接收包括发送参数的信令信息。此处，也可以利用如在处理移动服务数据的步骤中的1/2比率编码或1/4比率编码来处理信令信息。此后，该信令信息也被认为与移动服务数据相同，并被相应地处理。

同时，组格式器将从块处理器303输出的移动服务数据插入数据组内的相应区域中，该数据组是根据预定义规则配置的。而且，相对于数据解交织处理，每个占位符或已知数据(或已知数据占位符)也被插入数据组的相应区域中。在这一点上，数据组可以被划分成至少一个层级区域。此处，被插入每个区域的移动服务数据的类型可以根据每个层级区域的特性而变化。另外，例如，可以基于在数据组内的接收性能来划分每个区域。此外，一个数据组可以被配置成包括场同步数据集合。

在本发明给出的示例中，在数据解交织之前，在数据构造中将数据组划分成A、B和C区域。在这一点上，通过参考发送参数，组格式器304将在RS编码和块编码之后输入的移动服务数据分配至相应区域中的每一个。图6图示了在数据交织及标识之后的对准，并且图7图示了在数据交织和标识之前的对准。更具体地，将与图6所示的数据结构相同的数据结构发送至接收系统。而且，将被配置成具有与图6所示的数据结构相同结构的数据组输入至数据解交织器305。

如上所述，图6图示了在数据交织之前被划分成3个区域的数据结构，诸如区域A、区域B和区域C。而且，在本发明中，也将区域A至C中的每一个进一步划分成多个区域。参考图6，区域A被划分成5个区域(A1至A5)，区域B被划分成2个区域(B1和B2)，并且区域C被划分成3个区域(C1至C3)。此处，区域A至C被标识为在数据组内具有类似接收性能的区域。此处，被输入的移动服务数据的类型也可以根据每个区域的特性而变化。

在本发明的示例中，基于主要服务数据的干扰级别将数据结构划分成区域A至C。此处，将数据组划分成用于不同用途的多个区域。更具体地，没有干扰或干扰级别非常低的主要服务数据的区域与具有较高干扰级别的区域相比可以被认为具有更高的抵抗(或更强)的接收性能。另外，当使用系统在数据组中插入并发送已知数据时，并且当将连续的长已知数据周期性插入移动服务数据中时，可以将具有预定长度的已知数据周期性插入没有来自主要服务数据的干扰的区域(例如，区域A)中。然而，由于来自主要服务数据的干扰，难以周期地插入已知数据并且也难以将连续的长已知数据插入具有来自主要服务数据干扰的区域(例如，区域B和区域C)。

在下文中将参考图6详细描述将数据分配至区域A(A1至A5)、区域B(B1和B2)以及区域C(C1至C3)的示例。数据组大小、在数据组内分层级划分的区域的数目和每个区域的大小、以及可以被插入到图6的每个分层级划分的区域内的移动服务数据字节的数目仅是为了促进理解本发明而给出的示例。此处，组格式器304创建数据组，该数据组包括要插入同步字节的场的位置，以便创建下文将详细描述的数据组。

更具体地，区域A是在可以周期性插入长已知数据序列的数据组内的区域，并且其中包括没有混合主要服务数据的区域(例如，A2至A5)。而且，区域A包括位于场同步区域和要插入第一已知数据序列的区域之间的区域(例如，A1)。场同步区域具有存在于ATSC系统内的一个段(即，832个符号)的长度。

例如，参考图6，可以将2428字节的移动服务数据插入区域A1，可以将2580字节插入区域A2，可以将2772字节插入区域A3，可以将2472字节插入区域A4，并且可以将2772字节插入区域A5。此处，网格初始化数据或已知数据、MPEG报头以及RS奇偶性没有包括在移动服务数据中。如上所述，当区域A在两端包括已知数据序列时，接收系统使用可以获得已知数据或场同步数据的信道信息，以便执行均衡化，从而提供加强的均衡性能。

而且，区域B包括位于在数据组内的场同步区域开始处的8个段内的区域(按时间顺序在区域A1之前)(例如区域B1)、以及位于插入数据组内的最后已知数据序列之后的8个段内的区域(例如，区域B2)。例如，可以将930字节的移动服务数据插入区域B1，并且可以将1350字节插入区域B2。类似地，网格初始化数据或已知数据、MPEG报头以及RS奇偶性没有包括在移动服务数据中。在区域B的情形下，接收系统可以通过使用从场同步区域获得的信道信息来执行均衡。替代地，接收系统也可以通过使用可以从最后已知数据序列获得的信道信息来执行均衡，从而使得系统能够对信道变化做出响应。

区域C包括位于包括并在场同步区域的第9个段之前的30个段内的区域(按时间顺序在区域A之前)(例如，区域C1)、位于包括并且在数据组内的最后已知数据序列的第9个段之后的12个段内的区域(按时间顺序在区域A之后)(例如，区域C2)、以及位于区域C2之后的32个段内的区域(例如，区域C3)。例如，可以将1272个字节的移动服务数据插入区域C1，可以将1560字节插入区域C2，并且可以将1312字节插入区域C3。类似地，网格初始化数据或已知数据、MPEG报头、以及RS奇偶性没有包括在移动服务数据内。此处，区域C(例如，区域C1)的位置按时间顺序上早于区域A(或在它之前)。

由于区域C(例如，区域C1)位于进一步离开场同步区域的位置，场同步区域与最近的已知数据区域相对应，当执行信道均衡时，接收系统可以使用从场同步数据获得的信道信息。替代地，接收系统也可以使用先前数据组的最新信道信息。此外，在位于区域A之前的区域C中(例如，区域C2和区域C3)，接收系统可以使用从最后已知数据序列获得的信道信息来执行均衡。然而，当信道经受快速和频繁的变化时，可能不能完美地执行均衡。因此，区域C的均衡性能与区域B相比可能下降。

当假定数据组被分配了多个分层级划分的区域时，如上所述，块处理器303可以编码移动服务数据，基于每个层级区域的特性以不同编码率将移动服务数据插入每个区域。例如，块处理器303可以编码移动服务数据，以1/2的编码率将该移动服务数据插入区域A的区域A1至A5。然后，组格式器304可以将1/2比率编码的移动服务数据插入区域A1至A5。

块处理器303可以编码移动服务数据，以与1/2的编码率相比具有更高纠错能力的1/4编码率将该移动服务数据插入区域B的区域B1和B2，1/4的编码率。然后，组格式器304将1/4比率编码的移动服务数据插入区域B1和区域B2。此外，块处理器303可以编码移动服务数据，以1/4的编码率或与1/4编码率相比具有更高纠错能力的编码率将该移动服务数据插入区域C的区域C1至C3。然后，如上所述，组格式器304可以将已编码移动服务数据插入区域C1至C3，或者将该数据留在保留区域中以备后用。

另外，组格式器304也将除了移动服务数据以外的补充数据插入数据组，诸如通知整体发送信息的信令信息。而且，如图6所示，除了从块处理器303输出的已编码移动服务数据以外，组格式器304也插入MPEG报头占位符、非系统RS奇偶性占位符、主要服务数据占位符，它们涉及在后面处理中的数据解交织。此处，如图6所示，因为移动服务数据字节和主要服务数据字节基于数据解交织器的输入在区域B和C中彼此交替混合，所以插入了主要服务数据占位符。例如，基于在数据解交织之后输出的数据，可以在每个包的最开始分配用于MPEG报头的占位符。

此外，组格式器304插入根据预定方法生成的已知数据，或者插入已知数据占位符，用于在后面处理中插入已知数据。另外，用于初始化网格编码模块256的占位符也被插入相应区域中。例如，可以将初始化数据占位符插入已知数据序列的开始。此处，可以插入数据组的移动服务数据的大小可以根据网格初始化占位符或已知数据(或已知数据占位符)、MPEG报头占位符以及RS奇偶性占位符的大小而变化。

将组格式器304的输出输入到数据解交织器305。并且，数据解交织器305通过对在数据组内的数据和占位符执行数据交织器的反向处理将数据解交织，然后，将它们输出到包格式器306。更具体地，当如图6所示配置的数据组内的数据和占位符被数据解交织器305解交织时，输出到包格式器306的数据组被配置成具有图7所示的结构。

包格式器306从输入的解交织数据移除被分配用于解交织处理的主要服务数据占位符和RS奇偶性占位符。然后，包格式器306将剩余部分分组，并且用具有空包PID(或者来自主要服务数据包的未使用PID)的MPEG报头替换4字节的MPEG报头占位符。而且，当组格式器304插入已知数据占位符时，包格式器306可以将实际已知数据插入已知数据占位符中，或者可以没有任何修改地直接输出已知数据占位符，以便在后面的处理中进行替换插入。此后，如上所述，包格式器306将在包格式化数据组内的数据标识为188字节单元移动服务数据包(即，MPEGTS包)，然后，将它提供给包复用器240。

包复用器240根据预定义的复用方法复用从预处理器230输出的移动服务数据包和从包抖动缓和器220输出的主要服务数据包。然后，包复用器240将已复用的数据包输出到后处理器250的数据随机化器251。此处，复用方法可以根据系统设计的各种变量而变化。包格式器240的复用方法中的一个包括提供沿着时间轴的突发部分，并且然后，在突发部分内的突发开启部分期间发送多个数据组，并且在突发部分内的突发关闭部分期间只发送主要服务数据。此处，突发部分指示从当前突发开始起直到下一突发开始的部分。

在这一点上，可以在突发开启部分期间发送主要服务数据。包复用器240参考发送参数，诸如关于突发大小或突发周期的信息，以便知道包括在单一突发内的数据组的数目和数据组的周期。此处，移动服务数据和主要服务数据可以共存于突发开启部分中，并且仅主要服务数据可以存在于突发关闭部分中。因此，发送主要服务数据的主要数据服务部分可以存在于突发开启和突发关闭部分中。在这一点上，在突发开启部分内的主要数据服务部分和包括在突发关闭部分内的主要数据服务包的数目可以彼此不同或者相同。

当在突发结构中发送移动服务数据时，仅接收移动服务数据的接收系统仅在突发部分期间接通电源，从而接收相应的数据。替代地，在仅发送主要服务数据的部分中，关闭电源，使得在该部分中不接收主要服务数据。因此，可以减少接收系统的功率消耗。

RS帧结构和包复用的详细实施例

在下文中，现在将描述预处理器230和包复用器240的详细实施例。根据本发明的实施例，将包括在由RS帧编码器302配置的RS帧中的与行长度相对应的N值设置成538。因此，RS帧编码器302接收538传输流(TS)包，以便配置具有538*187字节大小的第一RS帧。此后，如上所述，利用(235，187)-RS编码处理来处理第一RS帧，以便配置具有538*235字节大小的第二RS帧。最后，利用生成16位的校验和来处理第二RS帧，以便配置具有540*235大小的第三RS帧。

同时，如图6所示，在数据组内的多个区域中，要插入1/2比率编码的移动服务数据的区域A的区域A1至A5的字节数目之和等于13024字节(＝2428+2580+2772+2472+2772字节)。此处，在执行1/2比率编码处理之前的字节数目等于6512(＝13024/2)。另一方面，在数组内的多个区域中，要插入1/4比率编码移动服务数据的区域B的区域B1和B2的字节数目之和等于2280字节(＝930+1350字节)。此处，在执行1/4比率编码处理之前的字节数目等于570(＝2280/4)。

换言之，当将7082字节的移动服务数据输入到块处理器303中时，通过1/2比率编码将6512字节扩展成13024字节，并且通过1/4比率编码将570字节扩展成2280字节。此后，块处理器303将扩展成13024字节的移动服务数据插入区域A的区域A1至A5中，并且也将扩展成2280字节的移动服务数据插入区域B的区域B1和B2中。此处，可以将输入到块处理器303的7082字节的移动服务数据划分成RS帧编码器302的输出和信令信息。在本发明中，在7082字节的移动服务数据中，7050字节与RS帧编码器302的输出相对应，并且剩余32字节与信令信息数据相对应。然后，对相应数据字节执行1/2比率编码或1/4比率编码。

同时，利用来自RS帧编码器302的RS编码和CRC编码处理的RS帧由540*235字节来配置，换言之，由126900字节来配置。该126900字节沿着时间轴除以7050字节单元，从而得出18个7050字节单元。此后，将32字节单元的信令信息添加到从RS帧编码器302输出的移动服务数据的7050字节单元。随后，RS帧编码器302对相应数据字节执行1/2比率编码或1/4比率编码，然后将它们输出到组格式器304。因此，组格式器304将1/2比率编码的数据插入区域A中，并且将1/4比率编码的数据插入区域B中。

现在将详细描述确定配置来自RS帧编码器302的RS帧所需要的N值的处理。更具体地，与(N+2)*235字节相对应的从RS帧编码器302进行RS编码和CRC编码的最后RS帧(即，第三RS帧)的大小应当被分配至X数目的组，其中，X是整数。此处，在单一数据组中，分配了在被编码之前的7050数据字节。因此，如果将(N+2)*235设置成7050(＝30*235)的准确倍数，则可以将RS帧解码器302的输出数据有效地分配至数据组。根据本发明的实施例，确定了N值使得(N+2)变成30的倍数。例如，在本发明中，N等于538，并且(N+2)(＝540)除以30等于18。这指示在利用1/2比率编码或1/4比率编码来处理一个RS帧内的移动服务数据。然后，将已编码的移动服务数据分配至18个数据组。

图8图示了根据本发明划分RS帧的处理。更具体地，将具有(N+2)*235大小的RS帧划分成30*235字节块。然后，将所划分的块映射到单一组。换言之，利用1/2比率编码处理和1/4比率编码处理中的一个来处理具有30*235字节大小的块数据，并且然后，将它们插入数据组。此后，具有在由组格式器304划分的每个层级区域中插入的相应数据和占位符的数据组穿过数据解交织器305和包格式器306，以便被输入到包复用器240。

图9图示了根据本发明的用于发送数据组的包复用器的示例性操作。更具体地，包复用器240复用包括数据组的场以及仅包括主要服务数据的场，在数据组中，移动服务数据和主要服务数据彼此混合。此后，包复用器240将已复用的场输出到数据随机化器251。在这一点上，如图6所示，为了发送具有540*235字节大小的RS帧，应当发送18个数据组。此处，每个数据组包括场同步数据。因此，在18个场部分期间发送了18个数据组，并且期间发送18个数据组的部分与突发开启部分相对应。

在突发开启部分内的每个场中，将包括场同步数据的数据组与主要服务数据复用，然后将它们输出。例如，在本发明的实施例中，在突发开启部分内的每个场中，将具有118个段大小的数据组与具有194个段大小的主要服务数据集合复用。参考图9，在突发开启部分期间(即，在18个场部分期间)，发送包括18个数据组的场。然后，在随后的突发关闭部分期间(即，在12个场部分期间)，发送仅包括主要服务数据的场。随后，在随后的突发开启部分，发送包括18个数据组的18个场。并且，在随后的突发关闭部分，发送仅包括主要服务数据的12个场。

此外，在本发明中，在包括第一18个数据组的第一突发开启部分中和在包括下一个18个数据组的第二突发开启部分中，可以提供相同类型的数据服务。替代地，在每个突发开启部分中可以提供不同类型的数据服务。例如，当假定将不同数据服务类型提供至第一突发开启部分和第二突发开启部分中的每一个，以及接收系统希望仅接收一种类型的数据服务时，接收系统仅在包括期望数据服务类型的相应突发开启部分期间才接通电源，以便接收相应的18个数据场。然后，在剩余的42个场部分期间，接收系统关闭电源，以便防止接收其他数据服务类型。因此，可以减少接收系统的功率消耗量。另外，根据本发明的接收系统的优点在于：可以从在单一突发部分期间接收到的18数据组来配置一个RS帧。

根据本发明，包括在突发开启部分内的数据组的数目可以基于RS帧的大小而变化，并且RS帧的大小可以根据值N而变化。更具体地，通过调整值N，可以调整在突发部分内的数据组的数目。此处，在本发明的示例中，(235，187)-RS编码处理在固定状态期间调整值N。此外，可以插入数据组中的移动服务数据的大小可以基于插入相应数据组中的网格初始化数据或已知数据、MPEG报头以及RS奇偶性的大小而变化。

同时，由于数据组包括在复用处理期间在主要服务数据的数据字节中间的移动服务数据，所以主要服务数据包的时间位置(或地点)的移动变成相对的。而且，用于处理接收系统的主要服务数据的系统目标解码器(即，MPEG解码器)仅接收并解码主要服务数据，并且将移动服务数据包识别为空数据包。因此，当接收系统的系统目标解码器接收与数据组复用的主要服务数据包时，发生包抖动。

在这一点上，由于用于视频数据的多级别缓冲器存在于系统目标解码器中并且缓冲器的大小相对较大，所以从包复用器240生成的包抖动在视频数据情形下不会导致任何严重的问题。然而，由于用于音频数据的缓冲器大小相对较小，所以包抖动可能导致相当大的问题。更具体地，由于包抖动，在用于接收系统的主要服务数据的缓冲器(例如，用于音频数据的缓冲器)中可能发生溢出或下溢。因此，包抖动缓和器220重新调整主要服务数据包的相对位置，使得在系统目标解码器中不会发生溢出或下溢。

在本发明中，将详细描述在主要服务数据中重新定位音频数据包的位置以最小化对音频缓冲器操作的影响的示例。包抖动缓冲器220在主要服务数据部分中重新定位音频数据包，使得主要服务数据的音频数据包可以尽可能地被均等以及均匀地对准和定位。现在将描述用于由包抖动缓和器220执行的在主要服务数据中的音频数据包的重新定位的标准。此处，假定包抖动缓和器220知道与包复用器240的复用信息相同的复用信息，包复用器240被设置在包抖动缓和器220的更后面一些。

首先，如果一个音频数据包存在于在突发开启部分内的主要服务数据部分中(例如，设置在两个数据组之间的主要服务数据部分)，则将音频数据包设置在主要服务数据部分的最开始。替代地，如果两个音频数据包存在于相应数据部分中，则一个音频数据包设置在主要服务数据部分的最开始，并且另一音频数据包设置在主要服务数据部分的最末端。而且，如果存在超过三个音频数据包，则一个音频数据包设置在主要服务数据部分的最开始，另一个设置在主要服务数据部分的最末端，并且剩余音频服务数据包被均等地设置在第一和最后音频数据包之间。第二，在紧接着突发开启部分之前设置的主要服务数据部分期间(即，在突发关闭部分期间)，将音频数据包设置在相应部分的最末端。

第三，在突发开启部分后面的突发关闭部分内的主要服务数据部分期间，将音频数据包设置在主要服务数据部分的最末端。最后，根据在未用空间(即，未指定用于音频数据包的空格)内的输入顺序而设置除了音频数据包之外的数据包。同时，当相对重新调整主要服务数据包的位置时，也可以相应地修改相关联节目时钟参考(PCR)值。PCR值与用于同步MPEG解码器的时间的时间参考值相对应。此处，PCR值被插入在TS包的特定区域中，并且然后被发送。

在本发明的示例中，包抖动缓和器220也执行修改PCR值的操作。将包抖动缓和器220的输出输入到包复用器240中。如上所述，包复用器240根据预定的复用规则将从包抖动缓和器220输出的主要服务数据包与从预处理器230输出的移动服务数据包复用到突发结构中。然后，包复用器240将已复用的数据包输出到后处理器250的数据随机化器251中。

如果所输入的数据与主要服务数据包相对应，则数据随机化器251执行与常规随机化器的随机化处理相同的随机化处理。更具体地，删除了在主要服务数据包内的同步字节。然后，通过使用从数据随机化器251生成的伪随机字节，将剩余187个数据字节随机化。此后，将已随机化数据输出到RS编码器/非系统RS编码器252。

另一方面，如果所输入的数据与移动服务数据包相对应，则数据随机化器251可以仅将数据包的一部分随机化。例如，如果假定预处理器230已经预先对移动服务数据包执行了随机化处理，则数据随机化器251从包括在移动服务数据包内的4字节MPEG报头中删除同步字节，并且然后，仅对MPEG报头的剩余3个数据字节执行随机化处理。此后，将已随机化数据字节输出到RS编码器/非系统RS编码器252。更具体地，对除了MPEG报头之外的移动服务数据的剩余部分不执行随机化处理。换言之，将移动服务数据包的剩余部分在没有随机化的情况下地直接输出到RS编码器/非系统RS编码器252。而且，数据随机化器251可以对或不对包括在移动服务数据包中的已知数据(或已知数据占位符)和初始化数据占位符执行随机化处理。

RS编码器/非系统RS编码器252对由数据随机化器251随机化的数据或者对绕过数据随机化器251的数据执行RS编码处理，以便添加20字节的RS奇偶性数据。此后，将已处理的数据输出到数据交织器253。此处，如果所输入的数据与主要服务数据包相对应，则RS编码器/非系统RS编码器252执行与常规广播系统的系统RS编码处理相同的系统RS编码处理，从而在187字节数据的末端添加20字节RS奇偶性数据。替代地，如果所输入的数据与移动服务数据包相对应，则RS编码器/非系统RS编码器252执行非系统RS编码操作。在这一点上，将从非系统RS编码处理获得的20字节RS奇偶性数据插入在移动服务数据包内的预定的奇偶性字节位置中。

数据交织器252与字节单元卷积交织器相对应。将数据交织器253的输出输入到奇偶替换器254以及输入到非系统RS编码器255。同时，首先需要初始化在网格编码模块256内的存储器的处理，以便确定网格编码模块256的输出数据作为根据在接收系统和发送系统之间的协议预定义的已知数据，网格编码模块256位于奇偶替换器254之后。更具体地，在对接收到的已知数据序列进行网格编码之前，应当首先初始化网格编码模块256的存储器。在这一点上，接收到的已知数据序列的开始部分与初始化数据占位符相对应，而非与实际已知数据相对应。此处，在较早的处理中，已经由在预处理器230中的组格式器将初始化数据占位符包括在数据中。因此，在对所输入的已知数据进行网格编码之前，需要立即执行生成初始化数据并且利用所生成的初始化数据替换相应存储器的初始化数据占位符的处理。

另外，基于网格编码模块256的存储器状态，确定并生成网格存储器初始化数据的值。而且，由于新替换的初始化数据，需要新计算RS奇偶性以及利用新计算的RS奇偶性替换从数据交织器253输出的RS奇偶性的处理。因此，非系统性RS编码器255从数据交织器253接收包括初始化数据占位符的移动服务数据包，初始化数据占位符将被替换为实际初始化数据，并且也从网格编码模块256接收初始化数据。

在所输入的移动服务数据包中，初始化数据占位符被替换为初始化数据，并且移除添加到移动服务数据包的RS奇偶性数据，并且利用非系统RS编码进行处理。此后，将通过执行非系统RS编码处理获得的新RS奇偶性输出到奇偶替换器255。因此，奇偶替换器255选择数据交织器253的输出作为在移动服务数据包内的数据，并且奇偶替换器255选择非系统RS编码器255的输出作为RS奇偶性。然后，将所选择的数据输出到网格编码模块256。

同时，如果输入了主要服务数据包，或者如果输入了不包括要被替换的任何初始化数据占位符的移动服务数据包被输入，则奇偶性替换器254选择从数据交织器253输出的数据和RS奇偶性。然后，奇偶性替换器254没有任何修改地直接将所选择的数据输出到网格编码模块256。网格编码模块256将以字节为单位的数据转换成符号单元，并且执行12路交织处理，以便对所接收到的数据进行网格编码。此后，将已处理的数据输出到同步复用器260。

同步复用器260将场同步信号和段同步信号插入从网格编码模块256输出的数据，并且然后，将已处理的数据输出到发送单元270的导频插入器271。此处，调制器272根据预定调制方法(例如，VSB方法)调制具有由导频插入器271插入其中的导频的数据。此后，将已调制的数据通过射频(RF)上变频器273发送至每个接收系统。

块处理器

图10图示了示出根据本发明的块处理器结构的框图。此处，块处理器包括字节-位转换器401、符号编码器402、符号交织器403以及符号-字节转换器404。字节-位转换器401将从RS帧编码器112输入的移动服务数据字节划分成位，然后，将它们输出到符号编码器402。字节-位转换器401也可以接收包括发送参数的信令信息。信令信息数据字节也被划分成位，以便被输出到符号编码器402。此处可以用与移动服务数据的处理步骤相同的处理步骤来处理包括发送参数的信令信息。更具体地，可以通过穿过数据随机化器301和RS帧编码器302将信令信息输入到块处理器303。替代地，也可以将信令信息直接输出到块处理器303，而不穿过数据随机化器301和RS帧编码器302。

符号编码器402与G/H比率编码器相对应，G/H比率编码器将所输入的数据从G位编码成H位，并将以G/H的编码率编码的数据输出。根据本发明的实施例，假定符号编码器402执行1/2编码率(也被称为1/2比率编码处理)或者1/4编码率的编码处理(也被称为1/4比率编码处理)。符号编码器402对所输入的移动服务数据和信令信息执行1/2比率编码和1/4比率编码中的一个。此后，信令信息也被识别为移动服务数据并被相应处理。

在执行1/2比率编码处理的情形下，符号编码器402接收1位，并将所接收到的1位编码成2位(即，1个符号)。然后，符号编码器402输出已处理的2位(或1个符号)。另一方面，在执行1/4比率编码处理的情形下，符号编码器402接收1位，并且将所接收到的1位编码成4位(即，2个符号)。然后，符号编码器402将已处理的4位(或2个符号)输出。

图11图示了图10所示的符号编码器402的详细框图。符号编码器402包括两个延迟单元501和503以及三个添加器502、504和505。此处，符号编码器402对输入数据位U编码，并且输出已编码的位U至4位(u0至u4)。在这一点上，数据位U作为最上位u0被直接输出，并且同时被编码为较低位u1u2u3，并且然后被输出。更具体地，输入数据位U被直接输出为最上位u0，并且同时被输出到第一和第三添加器502和505。第一添加器502添加输入数据位U和第一延迟单元501的输出位，并且然后，将该添加位输出到第二延迟单元503。然后，在第二延迟单元503内延迟了预定时间(例如，1个时钟)的数据位被输出为较低位u1，并且同时被反馈到第一延迟单元501。第一延迟单元501将从第二延迟单元503反馈的数据位延迟预定时间(例如，1个时钟)。然后，第一延迟单元501将延迟数据位输出到第一添加器502和第二添加器504。第二添加器504添加从第一和第二延迟单元501和503输出的数据位作为较低位u2。第三添加器505添加输入数据位U以及第二延迟单元503的输出，并且输出该添加的数据位作为较低位u3。

在这一点上，如果所输入的数据位U与以1/2编码率编码的数据相对应，则符号编码器402利用来自4个输出位u0u1u2u3的u1u0位来配置符号。然后符号编码器402输出新配置的符号。替代地，如果所输入的数据位U与以1/4编码率编码的数据相对应，则符号编码器402利用位u1u0来配置并输出符号，并且然后，利用位u2u3来配置并输出另一符号。根据本发明的另一实施例，如果所输入的数据位U与以1/4编码率编码的数据相对应，则符号编码器402也可以利用u1u0来配置并输出符号，并且然后再次重复该处理和输出相应的位。根据本发明的又一实施例，符号编码器输出所有四个输出位U u0u1u2u3。然后，当使用1/2编码率时，位于符号编码器402后面的符号交织器403仅选择来自四个输出位u0u1u2u3的位u1u0配置的符号。替代地，当使用1/4编码率时，符号交织器403可以选择由位u1u0配置的符号，并且然后，选择由位u2u3配置的另一符号。根据另一实施例，当使用1/4编码率时，符号交织器403可以重复地选择由位u1u0配置的符号。

将符号编码器402的输出输入到符号交织器403。然后，符号交织器403对从符号编码器402输出的数据以符号为单位执行块交织。执行结构性重新设置(或重新对准)的任何交织器可以被用作块处理器的符号交织器403。然而，在本发明中，可以使用即使当向该符号提供多个长度时也可以应用的可变长度符号交织器，使得可以重新设置它的顺序。

图12图示了根据本发明的实施例的符号交织器。此处，根据本发明实施例的符号交织器与即使当向该符号提供多个长度时也可以应用的可变长度符号交织器相对应，使得可以重新设置它的顺序。具体而言，图12图示了当K＝6和L＝8时符号交织器的示例。此处，K指示从符号编码器402输出的用于符号交织的符号的数目。并且，L表示被符号交织器403实际交织的符号的数目。

在本发明中，符号交织器403应满足下列条件：L≥K(其中n是整数)且L＝2ⁿ。如果在K和L之间的值存在差异，则添加(L-K)数目的空(或假位)符号，从而创建交织模式。因此，K变成输入到符号交织器以便被交织的实际符号的块大小。当通过从符号交织器403创建的交织模式执行交织处理时，L变成交织单元。图12中图示了上面所述的示例。

更具体地，图12(a)至图12(c)图示了图10所示的符号交织器的可变长度交织处理。从符号编码器402输出的以便被交织的符号的数目等于6(即，K＝6)。换言之，从符号编织器402输出6个符号，以便被交织。并且，实际交织单元(L)等于8个符号。因此，如图12(a)所示，将2个符号添加到空(或假位)符号，从而创建交织模式。下面所示的等式2描述了顺序接收K数目的符号的处理，它的顺序被重新设置，并且获得满足下列条件的L值：L＝2ⁿ(其中n是整数)且L≥K，从而创建交织以便对准(或重新设置)该符号顺序。

等式2

关于所有位置，其中：0≤i≤L-1

P(i)＝{Sxix(i+1)/2}mod L

此处，L≥K且L＝2ⁿ，并且n和S是整数。参考图12，假定S等于89，并且L等于8，并且图12图示了所创建的交织模式和交织处理的示例。如图12(b)所示，通过使用上述等式2，重新设置了K数目的输入符号和(L-K)数目的空符号的顺序。然后，如图12(c)所示，移除了空字节位置，以便通过使用下面所示的等式3来重新设置该顺序。此后，于是将通过所重新设置的顺序被交织的符号输出到符号-字节转换器。

等式3

如果P(i)＜K-I，那么移除并且重新设置P(i)位置。

随后，符号-字节转换器404将移动服务数据符号转换成字节，完成了符号顺序的重新设置，并且然后根据所重新设置的顺序将它输出，并且此后，将已转换的字节输出到组格式器304。

图13图示了示出根据本发明另一实施例的块处理器的结构的框图。此处，块处理器包括交织单元610和块格式器620。交织单元610可以包括字节-符号转换器611、符号-字节转换器612、符号交织器613以及字节-符号转换器614。此处，符号交织器613也可以被称为块交织器。

交织单元610的字节-符号转换器611将以字节为单位从RS帧编码器302输出的移动服务数据X转换成符号单元。然后，字节-符号转换器611将已转换的移动服务数据符号输出到符号-字节转换器612以及符号交织器613。更具体地，字节-符号转换器611将每2位的输入移动服务数据字节(＝8位)转换成1个符号，并且输出已转换的符号。这是因为网格编码模块256的输入数据包括由2个位配置的符号单元。将在后面的处理中详细描述在块处理器303和网格编码模块256之间的关系。在这一点上，字节-符号转换器611也可以接收包括发送参数的信令信息。此外，也可以将信令信息字节划分成符号单元，并且然后输出到符号-字节转换器612和符号交织器613。

符号-字节转换器612将从字节-符号转换器611输出的4个符号分组，以便配置字节。此后，将已转换的数据字节输出到块格式器620。此处，符号-字节转换器612和字节-符号转换器611中的每一个分别对彼此执行相反的处理。因此，这两个块的结果被抵消。因此，如图14所示，输入数据X绕过字节-符号转换器611和符号-字节转换器612，并且被直接输入到块格式器620。更具体地，图14的交织单元610具有与图13所示的交织单元等同的结构。因此，在图13和图14中将使用相同的附图标记。

符号交织器613对从字节-符号转换器611输出的数据以符号为单位执行块交织。随后，符号交织器613将所交织的数据输出到符号-字节转换器614。此处，能够重新设置结构性顺序的任何类型的交织器可以被用作本发明的符号交织器613。在本发明中给出的示例中，可以应用于符号的可变长度交织器具有较宽的长度范围，它的顺序将被重新设置。例如，图12的符号交织器也可以被用于图13和图14所示的块处理器。

符号-字节转换器614根据所重新设置的顺序来输出已经完成了符号顺序重新设置的符号。此后，将符号分组成以字节为单位配置，然后将它们输出到块格式器620。更具体地，符号-字节转换器614将从符号交织器613输出的4个符号分组，以便配置数据字节。如图15所示，块格式器620根据集合标准来执行在块内将每个符号-字节转换器612和614的输出对准的处理。此处，块格式器620与网络编码模块256相关联地操作。

更具体地，块格式器620确定从每个符号-字节转换器612和614输出的移动服务数据的输出顺序，同时考虑除了输入的移动服务数据之外的数据的位置(或顺序)，其中移动服务数据包括主要服务数据、已知数据、RS奇偶性数据以及MPEG报头数据。

根据本发明的实施例，网格编码模块256设置有12个网格编码器。图16图示了根据本发明的网络编码模块256的框图。在图16所示的示例中，将12个相同网格编码器组合到交织器中，以便分散噪声。此处，每个网格编码器可以设置有预编码器。

图17图示了与网格编码器模块256级连(concatenate)的块处理器303。在发送系统中，如图3所示，多个块实际上存在于包括块处理器303的预处理230和网格编码模块256之间。相反，接收系统认为预处理器230与网络编码模块256级连，从而相应地执行解码处理。然而，除了输入到网格编码模块256的移动服务数据之外的数据与添加到在块处理器303和网格编码模块256之间存在的块相对应，其中，移动服务数据包括主要服务数据、已知数据、RS奇偶性数据和MPEG报头数据。图18图示了设置在块处理器303和网络编码模块256之间的数据处理器650的示例，同时考虑了上述情况。

此处，当块处理器303的交织单元610执行1/2比率编码处理时，可以如图13(或图14)所示来配置交织单元610。参考图3，例如，数据处理器650可以包括组格式器304、数据解交织器305、包格式器306、包复用器240以及后处理器250，其中后处理器250包括数据随机化器251、RS编码/非系统RS编码器252、数据交织器253、奇偶替换器254以及非系统RS编码器255。

在这一点上，网络编码模块256将输入的数据符号化，以便根据预定义方法划分已符号化的数据并且将已划分的数据发送至每个网格编码器。此处，将一个字节转换成4个符号，每个符号由2位来配置。而且，从单一数据字节创建的符号均被发送至相同网格编码器。因此，每个网格编码器预编码输入符号的高位，然后将它输出作为最上输出位C2。替代地，每个网格编码器将输入符号的低位网格编码，然后，将它输出作为两个输出位C1和C0。块格式器620被控制，使得可以将从每个符号-字节转换器输出的数据字节发送至不同网格编码器。

在下文中，现在将参考图10至图12详细描述块格式器620的操作。参考图13，例如，根据块格式器620的控制，将从符号-字节转换器612输出的数据字节和从符号-字节转换器614输出的数据字节输入到网格编码模块256的不同网格编码器。为了简便起见，在下文中将从符号-字节转换器612输出的数据字节称为X，并且将从符号-字节转换器614输出的数据字节称为Y。参考图15(a)，每个数字(即，0至11)分别指示网格编码模块256的第一至第十二个网格编码器。

另外，两个符号-字节转换器的输出顺序被设置(或对准)，使得将从符号-字节转换器612输出的数据字节分别输入到网格编码模块256的第0至第5网格编码器(0至5)，以及将从符号-字节转换器614输出的数据字节分别输入到网格编码器模块256的第6至第11网格编码器(6至11)。此处，具有分配在其中的从符号-字节转换器612输出的数据字节的网格编码器，以及具有分配于其中的从符号-字节转换器614输出的数据字节的网格编码器仅是为了简化对本发明的理解而给出的示例。此外，根据本发明的实施例，并且假定块处理器303的输入数据与由12字节配置的块相对应，符号-字节转换器612输出从X0至X11的12个数据字节，并且符号-字节转换器614输出从Y0至Y11的12个数据字节。

图15(b)图示了输入到网格编码模块256的数据的示例。具体而言，图15(b)不仅图示了输入到网格编码模块256的移动服务数据的示例而且图示了输入到网格编码模块256的主要服务数据和RS奇偶性数据的示例，以便被分发到每个网格编码器。更具体地，如图15(a)所示，从块处理器303输出的移动服务数据穿过组格式器304，由此移动服务数据与主要服务数据和RS奇偶性数据混合并且然后输出。因此，在数据交织之后，根据数据组内的位置(或地点)，分别将每个数据字节输入到12个网格编码器。

此处，当将符号-字节转换器612和614的输出数据字节X和Y分配到各个网格编码器时，可以如图15(b)所示来配置每个网格编码器的输入。更具体地，参考图15(b)，从符号-字节转换器612输出的六个移动服务数据字节(X0至X5)被顺序分配(或分发)到网格编码模块256的第一至第六网格编码器(0至5)。而且，将从符号-字节转换器614输出的2个移动服务数据字节Y0和Y1顺序分配给网格编码模块256的第7和第8网格编码器(6和7)。此后，在5个主要服务数据字节中，将4个数据字节顺序分配给网格编码模块256的第9和第12网格编码器(8至11)。最后，将主要服务数据字节的剩余1字节再次分配给第一网格编码器(0)。

如图15(b)所示，假定将移动服务数据、主要服务数据以及RS奇偶性数据分配给每个网格编码器。如上所述，也假定块处理器303的输入由12字节来配置，以及将从X0至X11的12个字节从符号-字节转换器612输出，以及将从Y0至Y11的12个字节从符号-字节转换器614输出。在该情形下，如图15(c)所示，块格式器620按照X0至X5、Y0、Y1、X6至X10、Y2至Y7、X11以及Y8至Y11的顺序设置从符号-字节转换器612和614输出的数据字节。更具体地，基于在发送帧内插入每个数据字节的位置(或地点)，确定要执行编码处理的网格编码器。在这一点上，不仅移动服务数据而且主要服务数据、MPEG报头数据以及RS奇偶性数据也被输入到网格编码模块256。此处，假定为了执行上述操作，块格式器620被通知(知道)关于数据交织处理之后数据组的格式的信息。

图19图示了根据本发明实施例以1/N编码率执行编码处理的块处理器的框图。此处，块处理器包括(N-1)数目的符号交织器741至74N-1，它们以并行结构来配置。更具体地，具有1/N编码率的块处理器包括总共N数目的分支(或路径)，包括被直接发送到块格式器730的分支(或路径)。另外，每个分支的符号交织器741至74N-1每个可以由不同符号交织器来配置。此外，与(N-1)数目的符号交织器741至74N-1中的每个分别相对应的(N-1)数目的符号-字节转换器751至75N-1可以分别包括在每个符号交织器的结尾。此处，(N-1)数目的符号-字节转换器751至75N-1的输出数据也被输入到块格式器730。

在本发明的示例中，N等于或小于12。如果N等于12，则块格式器730可以对准输出数据，使得将第12个符号-字节转换器75N-1的输出字节输入到第12个网格编码器。替代地，如果N等于3，则块格式器730可以设置输出顺序，使得将从符号-字节转换器720输出的数据字节输入到网格编码模块256的第1至第4网格编码器，以及将从符号-字节转换器751输出的数据字节输入到第5至第8网格编码器，以及将从符号-字节转换器752输出的数据字节输入到第9至第12网格编码器。在这一点上，从每个符号-字节转换器输出的数据字节的顺序可以根据除了移动服务数据的数据的数据组内的位置而变化，它们与从每个符号-字节转换器输出的移动服务数据混合。

图20图示了根据本发明另一实施例的块处理器的结构的详细框图。此处，从块处理器移除了块格式器，使得可以由组格式器执行块格式器的操作。更具体地，图20的块处理器可以包括字节-符号转换器810、符号-字节转换器820和840以及符号交织器830。在这种情形下，将每个符号-字节转换器820和840的输出输入到组格式器850。

而且，块处理器可以通过添加符号交织器和符号-字节转换器来获得期望的编码率。如果系统设计者想要1/N的编码率，则块处理器需要设置有包括被直接发送到块格式器850的分支(路径)的总共N数目的分支(或路径)，；以及以具有(N-1)数目的分支的并行结构配置的(N-1)数目的符号交织器和符号-字节转换器。在这一点上，组格式器850插入确保用于MPEG报头、非系统RS奇偶性和主要服务数据的位置(或地点)的占位符。而且，同时，组格式器850对从块处理器的每个分支输出的数据字节进行定位。

在本发明中建议的网格编码器的数目、符号-字节转换器的数目以及符号交织器的数目仅是示例性的。并且因此，相应的数目并不限制本发明的精神或范围。对于本领域的技术人员显而易见的是，分配至网格编码模块256的每个网格编码器中的每一个的数据字节的类型和位置可以根据数据组格式而变化。因此，不应当仅通过在此处阐明的描述中给出的示例来理解本发明。将以1/N编码率编码并且从块处理器303输出的移动服务数据输入到组格式器304。此处，在本发明的示例中，根据在数据组内的数据字节的位置来对准和输出从块处理器303的块格式器输出的输出数据的顺序。

信令信息处理

根据本发明的发送器200可以通过使用多种方法将发送参数插入多个位置(或地点)中，然后将发送参数发送到接收系统。为简便起见，现在将描述要从发送器发送到接收系统的发送参数的定义。发送参数包括数据组信息、在数据组内的区域信息、配置超帧的RS帧的数目(即，超帧大小(SFS))、用于在RS帧内每列的RS奇偶性数据字节的数目(P)、是否使用了被添加以确定在RS帧内行方向上存在错误的校验和、如果使用了校验和则该校验和的类型和大小(目前，将2个字节添加到CRC)、由于将RS帧发送到一个突发部分而配置一个RS帧的数据组的数目、配置该一个RS帧的数据组的数目与在一个突发内的数据组的数目相同(即，突发大小(BS))、turbo码模式和RS码模式。

而且，接收突发所需要的发送参数包括此处的突发周期，一个突发周期与通过对从当前突发开始起直到下一突发开始的场数目进行计数而获得的值相对应；在超帧内当前发送的RS帧的定位顺序(即，排列的帧索引(PFI))或者在RS帧(突发)内当前发送的组的定位顺序(即，组索引(GI))；以及突发大小。根据管理突发的方法，发送参数也包括剩余直到下一突发开始的场的数目(即，至下一突发的时间(TNB))。并且，通过发送诸如发送参数的信息，被发送至接收系统的每个数据组可以指示在当前位置和下一突发开始之间的相对距离(场的数目)。

包括在发送参数内的信息与为方便对本发明的理解而给出的示例相对应。因此，建议的示例不限制本发明的范围或精神，并且可以由本领域的技术人员容易地变更或修改。根据本发明的第一实施例，通过分配移动服务数据包或数据组的预定区域，可以插入发送参数。在该情形下，接收系统对接收到的信号执行同步和均衡，然后接收到的信号按符号单元来解码。此后，包解格式器可以分离移动服务数据和发送参数，以便检测发送参数。根据第一实施例，可以从组格式器304插入发送参数，并且然后发送发送参数。

根据本发明的第二实施例，发送参数可以与另一类型的数据复用。例如，当将已知数据与移动服务数据复用时，可以将发送参数而非已知数据插入要插入已知数据字节的地点(或位置)。替代地，发送参数可以与已知数据混合，并且然后插入要插入已知数据字节的地点。根据第二实施例，可以从组格式器304或者从包格式器306插入发送参数，并且然后发送发送参数。

根据本发明的第三实施例，通过分配在发送帧的场同步段内的保留区域的一部分，可以插入发送参数。在这种情形下，由于接收系统可以在检测发送参数之前对接收信号按符号单元来执行解码，所以可以将具有关于块处理器303和组格式器304的处理方法的信息的发送参数插入场同步信号的保留字段中。更具体地，接收系统通过使用场同步段获得场同步，以便检测来自预定位置的发送参数。根据第三实施例，可以从同步复用器240插入发送参数，并且然后发送发送参数。

根据本发明的第四实施例，可以将发送参数插入比传输流(TS)包更高的层(或层级区域)。在该情形下，接收系统应当能够接收信号并且事先将所接收到的信号处理到比TS包更高的层。在这一点上，发送参数可以用于证明当前接收到的信号的发送参数，并且提供在后面处理中要接收的信号的发送参数。

在本发明中，根据本发明的第一至第四实施例，可以通过使用上述方法插入并发送与发送信号相关联的多种发送参数。在这一点上，通过仅使用上述的四个实施例中的一个，或者通过使用上述实施例的选择，或者通过使用全部上述实施例，可以插入并发送发送参数。此外，在每个实施例中可以复制并插入包括在发送参数中的信息。替代地，可以仅将所需要的信息插入相应实施例的相应部分，并且然后发送。此外，为了确保发送参数的健壮性，可以对发送参数执行短循环(或周期)的块编码处理，并且然后，插入相应区域中。用于对发送参数执行短周期编码处理的方法可以包括，例如，Kerdock编码、BCH编码、RS编码、以及发送参数的重复编码。而且，也可以对发送参数执行多个块编码方法的组合。

发送参数可以被分组，以创建较小大小的块代码，以便插入在数据组内分配的用于信令的字节位置中，并且然后被发送。然而，在这种情形下，块代码穿过从接收端解码的块，以便获得发送参数值。因此，应当首先获得块解码所需要的turbo码模式和RS码模式的发送参数。因此，可以将与特定模式相关联的发送参数插入已知数据区域的特定部分中。并且，在该情形下，与符号的相关性可以用于更快速的解码处理。接收系统参考在每个序列和当前接收到的序列之间的相关性，从而确定编码模式和组合模式。

同时，当发送参数被插入场同步段区域或已知数据区域中并且然后被发送时，以及当发送参数已经穿过发送信道时，降低了发送参数的可靠性。因此，也可以根据相应发送参数插入多个预定义模式中的一个。此处，接收系统执行在接收信号和预定义模式之间的相关性计算，以便识别发送参数。例如，假定基于发送系统和接收系统之间的协议将包括5个数据组的突发预定为模式A。在该情形下，当在突发内的组数目等于5时，发送系统插入并发送模式A。此后，接收系统计算在所接收到的数据和包括事先创建的模式A的多个参考模式之间的相关性。在这一点上，如果在所接收到的数据和模式A之间的相关值最大，则所接收到的数据指示相应的参数，并且最具体地，在突发内的组数目。在这一点上，组数目可以被确认为5。在下文中，现在将根据本发明的第一、第二和第三实施例描述插入和发送发送参数的处理。

第一实施例

图21图示了根据本发明接收发送参数和将所接收到的发送参数插入数据组的区域A中的组格式器304的示意图。此处，组格式器304从块处理器303接收移动服务数据。相反，利用数据随机化处理、RS帧编码处理以及块处理过程中的至少一个来处理发送参数，并且然后可以输入到组格式器304。替代地，可以将发送参数直接输入到组格式器304，而不利用任何一种上述处理进行处理。另外，可以从服务复用器100提供发送参数。替代地，也可以从发送器200内生成并提供发送参数。该发送参数也可以包括接收系统为了接收和处理包括在数据组中的数据所需要的信息。例如，该发送参数可以包括数据组信息以及复用信息。

组格式器304根据用于配置数据组的规则，插入要被输入到数据组内的相应区域的移动服务数据和发送参数。例如，发送参数穿过短周期的块编码处理，并且然后被插入数据组的区域A中。具体而言，可以将发送参数插入区域A内的预置且任意位置(或地点)。如果假定发送参数已经被块处理器303进行了块编码，则块处理器303执行与移动服务数据相同的数据处理操作，更具体地，对包括发送参数的信令信息执行1/2比率编码或1/4比率编码处理。此后，块处理器303将已处理的发送参数输出到组格式器304。此后，信令信息也被识别为移动服务数据，并相应地被处理。

图22图示了示出接收发送参数以及利用与移动服务数据相同处理对所接收到的发送参数进行处理的块处理器的示例。具体而言，图22图示了示出进一步包括信令信息提供器411和复用器412的图10的结构的示例。更具体地，信令信息提供器411将包括发送参数的信令信息提供给复用器412。复用器412复用信令信息和RS帧编码器302的输出。然后，复用器412将已复用的数据输出到字节-位转换器401。

字节-位转换器401将从复用器412输出的移动服务数据字节或信令信息字节划分成位，然后输出到符号编码器402。后续操作与图10中所描述的那些相同。因此，为简便起见，将省略对相同内容的详细描述。如果图12、图15、图19和图20所示的块处理器303的任何详细结构，则信令信息提供器411和复用器412可以被设置在字节-符号转换器后面。

第二实施例

同时，当将根据预定的规则从组格式器生成的已知数据插入数据组内的相应区域中时，可以将发送参数而非已知数据插入可以插入已知数据的区域的至少一部分中。例如，当将长的已知数据序列插入数据组内的区域A的开始处时，可以将发送参数而非已知数据插入区域A的开始的至少一部分中。被插入区域A的剩余部分中的已知数据序列的一部分，不包括插入了发送参数的部分，可以被用于通过接收系统检测数据组的起始点。替代地，区域A的另一部分可以被用于通过接收系统的信道均衡。

另外，当将发送参数而非实际已知数据插入已知数据区域中时，发送参数可以在短周期中被块编码，并且然后被插入。而且，如上所述，也可以基于根据发送参数的预定义模式插入发送参数。如果组格式器304将已知数据占位符而非实际已知数据插入可以插入已知数据的数据组的区域中，则可以由包格式器306插入发送参数。更具体地，当组格式器304插入已知数据占位符时，包格式器306可以插入已知数据，而非已知数据占位符。替代地，当组格式器304插入已知数据时，已知可以没有修改地将数据直接输出。

图23图示了示出根据本发明实施例的被扩展使得包格式器306可以插入发送参数的包格式器306的结构的框图。更具体地，包格式器306的结构进一步包括已知数据生成器351和信令复用器352。此处，被输入到信令复用器352的发送参数可以包括关于当前突发长度的信息、指示下一突发起始点、突发内的组存在的位置以及组长度的信息、关于从突发内的当前组和下一组的时间的信息以及关于已知数据的信息。

信令复用器352选择从已知数据生成器351生成的发送参数和已知数据中的一个，并且然后将所选择的数据输出到包格式器306。包格式器306将从信令复用器352输出的已知数据或发送参数插入到从数据交织器305输出的已知数据占位符中。然后，包格式器306输出已处理的数据。更具体地，包格式器306将发送参数而非已知数据插入已知数据区域的至少一部分中，然后输出。例如，当将已知数据占位符插入到数据组内的区域A的开始部分时，可以将发送参数而非实际已知数据插入到已知数据占位符的一部分中。

而且，当将发送参数而非已知数据插入到已知数据占位符中时，发送参数可以在短周期内被块编码并插入。替代地，可以根据发送参数插入预定义模式。更具体地，信令复用器352复用已知数据和发送参数(或者由发送参数定义的模式)，以便配置新的已知数据序列。然后，信令复用器352将新配置的已知数据序列输出到包格式器306。包格式器306从数据交织器305的输出删除主要服务数据占位符以及RS奇偶性占位符，并且通过使用移动服务数据、MPEG报头以及信令复用器的输出来创建188字节的移动服务数据包。然后，包格式器306将新创建的移动服务数据包输出至包复用器240。

在该情形下，每个数据组的区域A具有不同已知数据模式。因此，接收系统仅将在已知数据序列的预置部分中的符号分离，并且将所分离的符号识别为发送参数。此处，根据发送系统的设计，可以将已知数据插入不同块，诸如包格式器306、组格式器304或者块处理器303。因此，可以将发送参数而非已知数据插入要插入已知数据的块中。

根据本发明的第二实施例，可以将包括关于块处理器303的处理方法信息的发送参数插入已知数据区域的一部分中，并且然后发送。在该情形下，已经确定了用于实际发送参数符号的符号处理方法和位置。而且，应当定位发送参数符号的位置，以便比要被解码的任何其他数据符号更早地被发送或接收。因此，在数据符号解码处理之前，接收系统可以检测发送符号，以便将所检测到的发送符号用于解码处理。

第三实施例

同时，也可以将发送参数插入场同步段区域中，并且然后发送。图24图示了示出为了允许发送参数被插入场同步段区域内而被扩展的同步复用器的框图。此处，信令复用器261进一步被包括在同步复用器260中。一般VSB方法的发送参数由2个场来配置。更具体地，每个场由一个场同步段和312个数据段来配置。此处，数据段的第一4个符号与段同步部分相对应，并且每个场的第一数据段与场同步部分相对应。

一个场同步信号被配置成具有一个数据段的长度。数据段同步模式存在于第一4个符号中，然后跟随其后的是伪随机序列PN 511、PN63、PN 63和PN 63。下一24个符号包括与VSB模式相关联的信息。另外，包括与VSB模式相关联的信息的24个符号随后是剩余的104个符号，这些是保留符号。此处，先前段的最后12个符号被复制并且定位为在保留区域中的最后12个符号。换言之，在场同步段内的仅92个符号是与实际保留区域相对应的符号。

因此，信令复用器261将发送参数与已经存在的场同步段符号复用，使得可以将发送参数插入场同步段的保留区域中。然后，信令复用器261将所复用的发送参数输出到同步复用器260。同步复用器260复用段同步符号、数据符号和从信令复用器261输出的新场同步段，从而配置新的发送帧。将包括场同步段的发送帧输出到发送单元270，在该发送帧中插入了发送参数。在这一点上，用于插入发送参数的在场同步段内的保留区域可以与保留区域的全部92个符号或一部分相对应。此处，例如，被插入保留区域中的发送参数可以例如包括将发送参数标识为主要服务数据、移动服务数据或不同类型的移动服务数据的信息。

如果关于块处理器303的处理方法的信息作为发送参数的一部分被发送，并且当接收系统希望执行与块处理器303相对应的解码处理时，应当通知接收系统关于块处理方法这样的信息，以便执行解码处理。因此，关于块处理器303的处理方法的信息应当在块解码处理之前已知。因此，如在本发明的第三实施例中描述的，当将具有关于块处理器303(和/或组格式器304)的处理方法的信息的发送参数插入场同步信号的保留区域中并且然后发送时，接收系统能够在对所接收到的信号执行块解码处理之前检测该发送参数。

接收系统

图25图示了示出根据本发明的数字广播接收系统的结构的框图。图25的数字广播接收系统使用已知数据信息，该信息被插入移动数据部分中，并且然后被发送系统发送，以便执行载波同步恢复、帧同步恢复以及信道均衡，从而增强接收性能。参考图25，数字广播接收系统可以包括调谐器901、解调器902、均衡器903、已知数据检测器904、块解码器905、数据解格式器906、RS帧解码器907、解随机化器908、数据解交织器909、RS解码器910以及数据解随机化器911。此处，为了本发明描述的简便，数据解格式器906、RS帧解码器907以及解随机化器908将被统称为移动服务数据处理单元。并且，数据解交织器909、RS解码器910以及数据解随机化器911将被统称为主要服务数据处理单元。

更具体地，调谐器901调谐特定信道的频率，并且将已调谐的频率下变频成中频(IF)信号。然后，调谐器901将已下变频的IF信号输出至解调器902和已知数据检测器904。解调器902对所输入的IF信号执行自增益控制、载波恢复以及定时恢复处理，从而将IF信号修改成基带信号。然后，解调器902将新创建的基带信号输出至均衡器903和已知数据检测器904。均衡器903补偿包括在已解调信号中的信道失真，并且然后将已补偿误差的信号输出到块解码器905。

在这一点上，已知数据检测器904从解调器902的输入/输出数据(即，在解调处理之前的数据，或在解调处理之后的数据)检测由发送端插入的已知序列位置。此后，将从所检测到的已知序列位置指示符连同从所检测到的已知序列位置生成的已知数据的符号一起输出到解调器902和均衡器903。此处，均衡器903也可以仅接收具有相同模式的已知序列位置指示符。而且，已知数据检测器904将信息集合输出至块解码器905。该信息集合用于允许接收系统的块解码器905标识利用从发送系统的附加编码处理的移动服务数据，以及未利用附加编码处理的主要服务数据。

另外，虽然在图25中未示出连接状态，但是从已知数据检测器904检测到的信息可以用于整个接收系统，并且也可以用在数据解格式器906和RS帧解码器907中。解调器902在定时和/或载波恢复期间使用已知数据(或序列)位置指示符以及已知数据符号序列，从而增强解调性能。类似地，均衡器903使用已知序列位置指示符和已知数据符号序列，以便增强均衡性能。此外，块解码器905的解码结果可以被反馈到均衡器903，从而增强均衡性能。均衡器903可以通过使用多种方法来执行信道均衡。在本发明的说明中，将根据多个实施例来描述信道均衡处理。在这一点上，如图6所示，发送系统可以在发送帧内周期性地插入并发送已知数据。

图26示出了由发送系统在实际数据之间周期性地插入并发送已知数据序列的示例。参考图26，D表示已知数据符号的数目，并且E表示一般数据符号的数目。因此，D数目的已知数据符号在(D+E)符号的周期被插入并被发送。此处，E可以与不是未知数据的数据相对应，诸如移动服务数据、主要服务数据或移动服务数据和主要服务数据的组合。为了区别于已知数据，与E相对应的数据在下文将被称为“一般数据”。

参考图26，具有相同模式的已知数据序列被包括在被周期性插入的每个已知数据部分中。此处，具有相同数据模式的已知数据序列的长度可以等于或者不同于相应已知数据部分(或块)的整个(或全部)已知数据序列的长度。如果两个长度彼此不同，则整个已知数据序列的长度也长于具有相同数据模式的已知数据序列的长度。在该情形下，将相同已知数据序列包括在整个已知数据序列中。例如，如果插入已知数据模式以进行信道均衡，则每个已知数据部分包括至少一个已知数据模式F。

因此，当如上所述在一般数据中定期插入已知数据时，包括在数字广播接收系统中的信道均衡器可以使用插入的已知数据作为训练序列，这可以用于准确判定值或用于估计信道的脉冲响应。同时，当定期插入具有相同模式的已知数据时，可以使用每个已知数据部分(或块或间隔)作为根据本发明的信道均衡器中的保护间隔。所述保护间隔防止由于多路径信道而引起的在块之间发生的干扰。如图26所示，这是因为位于与(D+E)符号相对应的数据块后面的已知数据部分的已知数据可以被视为被拷贝在与(D+E)符号相对应的数据块的前面。

上述结构称为循环前缀。该结构提供从发送系统发送的数据块与信道脉冲响应之间的时域中的循环卷积。因此，这有利于接收系统的信道均衡器通过使用快速傅立叶变换(FFT)和快速傅里叶逆变换(IFFT)来在频域中执行信道均衡。更具体地，当在频域中看时，由接收系统接收到的数据块被表示为数据块与信道脉冲响应的乘积。因此，当执行信道均衡时，通过在频域中乘以信道的倒数，可以更容易地执行信道均衡。

图27和28图示了已知数据部分充当多路径信道环境中的保护部分、从而防止相邻(或邻近)块中的干扰的示例。参考图27和图28，为简便起见，将把具有最大能量的路径称为主路径。此处，如图27(a)所示，将在主路径之后接收到的伪影定义为后伪影。替代地，如图28(a)所示，将在主路径之前接收到的伪影称为前伪影。参考附图，假定后伪影和前伪影两者都存在，则将与执行FFT操作的部分相对应的FFT块设置成具有位于一般数据前面和后面的保护部分。此处，将FFT块内的位于一般数据前面的已知数据称为D2，并将FFT块内的位于一般数据后面的已知数据称为D1。

图27图示了在存在后伪影时的主信号和伪影信号之间的相关性。更具体地，图27(b)图示了主信号的示例，并且图27(c)图示了后伪影信号的示例。参考图27，当主信号和伪影之间的时间差是t0时，并且当t0小于D2时，被定期发送的已知数据模式是相同的。因此，通过伪影添加到FFT块内的主信号的信号B对应于与主信号的结尾部分A相同的数据。更具体地，由于将具有循环移位数据块的信号添加到FFT块内的主信号的当前数据块，所以可以防止来自相邻数据块的干扰。换言之，以在主信号和信道的脉冲响应的时域内的循环卷积形式来显示伪影的效应(或影响)。

图28图示了在存在前伪影时的主信号和伪影信号之间的相关性。更具体地，图28(b)图示了主信号的示例，且图28(c)图示了前伪影信号的示例。参考类似于图27所示的后伪影示例的图28，当主信号和伪影之间的时间差t0小于D1时，以主信号与信道的脉冲响应的循环卷积形式来显示伪影的效应(或影响)。

如上所述，当主信号和前伪影之间的时间差小于D1符号时间时，或当主信号和后伪影之间的时间差小于D2符号时间时，以循环卷积的形式在FFT块内显示伪影的效应。更具体地，当多路径(或伪影)的延迟扩展小于保护部分时，多路径的效应变成时域内的一般数据块(或FFT块)和信道脉冲响应的循环卷积形式。因此，在频域中，多路径的效应被显示为数据块与信道脉冲响应的乘积。因此，通过使用这样的特性，可以容易地在频域内执行信道均衡。因此，可以简化信道均衡的结构。本发明可以使用间接信道均衡法，其中，使用在预定循环时期以相同的模式分配的已知数据序列来估计信道脉冲响应(CIR)。此处，间接信道均衡法指的是通过估计信道的脉冲响应来执行信道均衡、从而获得均衡系数的方法。替代地，直接信道均衡法指的是通过从信道均衡信号获得误差来执行信道均衡、从而更新均衡系数的方法。

图29图示了根据本发明的使用间接信道均衡法的信道均衡器的示例的框图。此处，在频域中执行信道均衡处理。参考图29，信道均衡器包括第一快速傅里叶变换(FFT)单元1001、CIR估计器1002、第二FFT单元1003、系数计算器1004、失真补偿器1005、以及快速傅里叶逆变换(IFFT)单元1006。更具体地，当在一般数据序列中定期插入一系列相同的已知数据序列并然后发送时，第一FFT单元1001通过FFT块单元对所接收到的数据执行FFT。然后，第一FFT单元501将已处理的数据转换成频域数据，然后将该频域数据输出到失真补偿器1005。此处，假定后伪影和前伪影两者都存在，则将FFT块部分设置成具有与位于一般数据之前(或前面)和之后(或后面)的已知数据部分相对应的那部分已知数据。可以将执行复数乘法的任何设备用作失真补偿器1005。

CIR估计器1002使用在已知数据部分期间接收到的数据和接收机根据接收系统和发送系统之间的协议而知道的已知数据，以便估计信道。然后，CIR估计器1002将所估计的信道输出到第二FFT单元1003。为此，CIR估计器1002从已知数据检测器904接收已知序列位置指示符。在这种情形下，CIR估计器1002还可以接收具有相同模式的已知序列位置指示符。此外，由于已知数据部分(或块)的已知数据序列与根据接收系统和发送系统之间的协议已知道的数据相对应，所以可以将已知数据序列事先存储(或预存储)在CIR估计器1002中。替代地，还可以接收从已知数据检测器904生成的已知数据序列。

根据本发明的实施例，将作为参考数据序列插入的已知数据序列事先存储在CIR估计器1002中。而且，除了图29所示的实施例之外，还可以在根据本发明其它实施例的其它CIR估计器中应用将已知数据事先存储在CIR估计器1002中或从已知数据检测器904接收已知数据的示例。更具体地，CIR估计器1002通过使用仅在已知数据部分期间接收到的已知数据和预存储的已知数据序列来执行信道估计处理。换言之，CIR估计器1002估计离散均衡信道的脉冲响应，假设从发送器发送的信号在已知数据部分期间已经通过所述所述离散均衡信道。此后，CIR估计器1002将估计结果输出到第二FFT单元1003。

第二FFT单元1003对所估计的信道执行FFT处理并将已处理的信道转换到频域。此后，将已处理信道输出到系数计算器1004。系数计算器1004使用频域的信道脉冲响应来计算均衡器系数并将所计算的结果输出到失真补偿器1005。失真补偿器1005对系数计算器1004的输出和每个频率窗口(bin)之后的第一FFT单元1001的输出执行复数乘法，从而补偿从第一FFT单元1001输出的数据的信道失真。然后，失真补偿器1005将已处理的数据输出到IFFT单元1006。IFFT单元1006执行具有由失真补偿器1005补偿的信道失真的数据的IFFT处理，从而将相乘的结果转换成时域信号。

图29的系数计算器1004可以通过使用简单地计算信道的倒数的迫零法来计算均衡器系数。替代地，系数计算器1004还可以通过使用最小均方误差(MMSE)方法来计算均衡器系数，所述最小均方误差(MMSE)方法估计信道中的噪声量以便使与均衡器的输出相对应的均方误差最小化。如图29所示，当在频域中执行均衡时，可以补偿由多路径引起的数据的失真。然而，被添加到多路径信道输出的白噪声元素被频域均衡器放大，从而变为有色噪声。通过移除已如上所述被放大的有色噪声，可以增强频域信道均衡器的均衡性能。

图30和图31图示了用于解决如上所述由频域均衡器引起的噪声放大问题的信道均衡器的示例性结构。图30图示了显示具有添加到图29所述的频域均衡器的时域均衡器1100的信道均衡设备的框图。此处，时域均衡器1100包括加法器1101、判定设备1102、以及反馈滤波器1103。更具体地，如图29所示，将由频域均衡器1000补偿并被转换成时域数据的数据输入到时域均衡器1100的加法器1101。然后，加法器1101将频域均衡器1000的输出与反馈滤波器1103的输出相加。此后，将相加的结果输出以进行数据恢复，并且同时输出到判定设备1102。

判定设备1102将从加法器1101输出的输出信号与预定参考信号水平相比较。因此，最接近于加法器1101的输出信号的参考信号水平被判定为判定值并输出。随后，反馈滤波器1103接收判定设备1102的判定值，以便在时域中执行滤波处理。然后，将已处理的判定值输出到加法器1101。在这一点上，如果判定设备1102准确地进行判定，则由于已从频域均衡器1000的输出元素中移除(或消除)噪声的判定值作为反馈滤波器1103的输入而被重新输入，所以不会发生噪声的放大。因此，图30的信道均衡器的均衡性能比图29的信道均衡器更加优越。

图31图示了显示具有被添加到图29所示的频域均衡器1000的噪声消除器1200的信道均衡设备的框图。此处，噪声消除器1200包括减法器1201、判定设备1202、以及噪声预测器1203。更具体地，将已由图29所示的频域信道均衡器补偿并转换成时域数据的数据输入到噪声消除器1200的减法器1201。减法器1201从在频域中均衡的信号中移除由噪声预测器1202预测的噪声。然后，将已从中移除了放大的噪声的信号输出以进行数据恢复，并且同时输出到判定设备1202。

判定设备1202将最接近于减法器1201的输出的判定值输出到噪声预测器1203。噪声预测器1203从已由频域均衡器1000转换到时域的信号中移除判定设备1202的输出，以便计算噪声元素。此后，将所计算的噪声元素用作在噪声预测器1203内的滤波器(未示出)的输入。噪声预测器1203使用该滤波器来预测包括在当前频域均衡器1000的输出符号中的有色噪声元素。然后，将所预测的有色噪声元素输出到减法器1201。随后，减法器1201从频域均衡器1000的输出中移除由噪声预测器1203预测的噪声元素，从而输出在最后数据。如上所述，通过在具有相同模式的已知数据中周期性地插入并发送一般数据，以及通过接收系统以循环卷积的形式执行信道均衡，根据本发明的信道均衡器的结构变得更加简化，并且可以增强信道补偿性能。

同时，如上所述，当输入数据被第一FFT单元1001转换成频域数据时，如图26所示，应当配置FFT块部分，使得已知数据部分的已知数据的一部分位于一般数据部分的前面和后面。因此，信道的影响可以以循环卷积的形式发生，从而允许正确地执行信道均衡。然而，当由图29至图31所示的信道均衡器来执行均衡时，并且当点T1的CIR和点T2的CIR(均在图26中示出)用于均衡处理时，应用实际均衡的一般数据的点和在均衡处理中使用的CIR的点彼此不一致。这导致均衡器的性能缺陷。更具体地，这是因为CIR是从已知数据部分计算(获得)的值，并且因为通过使用从已知数据部分计算(或获得)的CIR来执行一般数据部分的信道均衡处理。

为了解决这样的问题，在图32中提供了间接均衡型信道均衡器的另一示例。此处，将CIR的平均值用于均衡一般数据的信道。例如，当执行均衡处理时，使用点T1的CIR与点T2的CIR的平均值对在点T1和点T2之间的一般数据部分执行信道均衡处理，从而增强均衡性能。在这种情形下，每个已知数据部分可以使用从每个相应数据部分获得的CIR以便执行信道均衡。又例如，可以通过使用点T1和点T2之间的平均CIR值在包括点T1的已知数据部分、包括点T2的已知数据部分、以及在点T1和T2之间的一般数据部分中执行信道均衡。因此，图32所示的信道均衡器进一步包括第一FFT单元1301、失真补偿器1302、CIR估计器1303、平均值计算器1304、第二FFT单元1305、系数计算器1306、以及逆IFFT单元1307。在图32所示的结构中，第一FFT单元1301、失真补偿器1302、CIR估计器1303、以及IFFT单元1307的操作可以与图29所示的操作相同。

更具体地，CIR估计器1303通过使用在已知数据部分期间接收到的数据和已知数据序列来估计CIR。然后，将所估计的CIR输出到平均值计算器1304。此处，平均值计算器1304计算并获得输入的连续CIR的平均值，并且然后将所计算的平均值输出到第二FFT单元1305。例如，计算在点T1估计的CIR值和在点T2估计的CIR值的平均值，以便可以在位于点T1和点T2之间的一般数据的信道均衡处理中使用所计算的平均值。因此，将所计算的平均值输出到第二FFT单元1305。第二FFT单元1305将所估计的CIR转换成频域CIR，然后将该频域CIR输出到系数计算器1306。系数计算器1306使用频域的平均CIR以便计算均衡系数，从而将所计算的系数输出到失真补偿器1302。此处，例如，系数计算器1306可以从频域的估计平均CIR获得并输出可以提供最小均方误差(MMSE)的所计算的均衡系数域。后面的组件的操作与图29所示的操作相同，因此为简单起见将省略对它们的说明。

图33图示了根据本发明的另一实施例的信道均衡器的框图。更具体地，图33图示了根据本发明另一实施例的使用间接均衡法的频域信道均衡器的框图。此处，使用重叠和保存法来在频域中执行线性卷积操作。参考图33，信道均衡器包括重叠单元1401、第一快速傅里叶变换(FFT)单元1402、失真补偿器1403、CIR估计器1404、第二FFT单元1405、系数计算器1406、快速傅里叶逆变换(IFFT)单元1407、以及保存单元1408。此处，可以将执行复数乘法的任何设备用作失真补偿器1403。

在具有上述结构的信道均衡器中，如图33所示，所接收到的数据被重叠单元1401重叠并然后输入到第一FFT单元1402。第一FFT单元1402通过使用快速傅立叶变换(FFT)将时域的重叠数据转换(或变换)成频域的重叠数据。然后，将已转换的数据输出到失真补偿器1403。失真补偿器1403对从系数计算器1406计算的均衡系数和频域的重叠数据执行复数乘法，从而补偿从第一FFT单元1402输出的重叠的数据的信道失真。此后，将已补偿了失真的数据输出到IFFT单元1407。IFFT单元1407对已补偿了失真的重叠的数据执行快速傅里叶逆变换(IFFT)，以便将相应的数据转换回时域的数据(即，重叠的数据)。此后，将已转换的数据输出到保存单元1408。保存单元1408从时域的重叠数据中仅提取有效数据，从而输出所提取的有效数据。

同时，CIR估计器1404通过使用在已知数据部分期间接收到的数据和已知数据部分的已知数据来估计CIR，接收系统根据接收系统和发送系统之间的协议已经知道所述已知数据。然后，将所估计的CIR输出到第二FFT单元1405。为此，CIR估计器1404从已知数据检测器904接收已知序列位置指示符。此外，由于已知数据部分(或块)的已知数据序列与根据接收系统和发送系统之间的协议而已经知道的数据相对应，所以可以将已知数据序列事先存储(预存储)在CIR估计器1404中。替代地，还可以接收从已知数据检测器904生成的已知数据序列。

第二FFT单元1405对所估计的时域的CIR执行FFT以便将时域CIR转换成频域CIR。然后，第二FFT单元1405将已转换的CIR输出到系数计算器1406。

系数计算器1406使用所估计的频域的CIR，以便计算均衡系数并将所计算的均衡系数输出到失真补偿器1403。系数计算器1406是根据本发明实施例的信道均衡器的示例性部分。在这一点上，系数计算器1406根据所估计的频域的CIR来计算可以提供最小均方误差(MMSE)的频域的信道均衡系数。将所计算的信道均衡系数输出到失真补偿器1403。更具体地，图29的信道均衡器在频域中执行循环卷积计算以便执行信道均衡处理。另一方面，图33的频域信道均衡器在频域中执行线性卷积计算以便执行信道均衡处理。除此之外，其余组件和相应操作彼此相同，并且因此，为简单起见，将省略其详细描述。

与在图29中不同，由于图33的信道均衡器不使用保护间隔的特征，所以图33所示的信道均衡器的有利之处在于在确定FFT块部分时没有限制。更具体地，已知数据未必一定位于输入到第一FFT单元FTT1的一般数据前面和后面。信道均衡器用来通过使用周期性地发送的已知数据来估计CIR。由于使用CIR来计算每个均衡系数，所以更新均衡系数的速度很大程度上取决于循环周期，根据该循环周期来发送已知数据。因此，在动态信道中(即，在特性根据时间变化的信道中)，当信道变化速度快于已知数据的发送周期时，均衡性能可能下降。在这一点上，当频繁地发送已知数据以便补偿经历频繁和快速变化的信道时，发送实际有效内容的一般数据的发送效率可能下降。因此，在已知数据的发送周期方面存在限制。

为了解决这样的问题，图34中提供了信道均衡器的另一示例。图34图示了根据本发明另一实施例的频域的信道均衡器的框图。取代频繁地发送已知数据，根据本发明另一实施例的信道均衡器对在已知数据部分中估计的CIR进行内插并将已内插的CIR用于一般数据的信道均衡。此处，图34的信道均衡器进一步包括在图33的CIR估计器1404和第二FFT单元1405之间的内插器1409。

更具体地，CIR估计器1404通过在使用已知数据部分期间接收到的数据和接收系统根据在接收系统和发送系统之间的协议已经知道的已知数据部分的已知数据来估计CIR。然后，将所估计的CIR输出到内插器1409。此处，内插器1409通过使用预定内插法而使用所输入的CIR来估计不包括已知数据的部分的CIR。然后，内插器1409将所估计的CIR输出到第二FFT单元1405。第二FFT单元1405将所输入的CIR转换成频域CIR，然后将该频域CIR输出到系数计算器1406。系数计算器1406使用已内插的频域的CIR以便计算可以提供最小均方误差(MMSE)的均衡系数并将所计算的均衡系数输出到失真补偿器1403。后面的组件的操作与图33所示的操作相同，并且因此为简单起见将省略其描述。

此处，内插器1409的内插方法与通过使用从特定函数已知的数据来估计未知点的数据的方法相对应。内插的最简单示例是图35所示的线性内插。更具体地，在随机函数F(x)中，当分别从点x＝Q和x＝S给定值F(Q)和F(S)时，可以通过使用下面的等式4来估计F(x)函数在点X＝P处的估计值

等式4

$\left(P\right)_F^{\mathrm{\Λ}}=\frac{F\left(S\right)-F\left(Q\right)}{S-Q}(P-Q)+F\left(Q\right)$

$=\frac{S-P}{S-Q}F\left(Q\right)+\frac{P-Q}{S-Q}F\left(S\right)$

如图26所示，如果周期性地插入并发送已知数据序列，则根据本发明的实施例，将在一般数据部分和位于一般数据部分前面或后面的已知数据部分之间的距离确定为一个循环周期。此处，将包括在一个循环周期中的数据部分中的至少一个划分成多个部分。在每个划分部分中通过使用上述内插法来估计CIR。然而，如图26所示，当将一个数据循环划分成多个部分时，并不是所有FFT块部分都可以被配置成具有位于(或处于)FFT块部分之前或之后的已知数据。因此，在使用循环前缀的信道均衡器中无法使用上述内插法。然而，如图34所示，当使用信道均衡器时，使用重叠和保存方法。

图36图示了当对CIR进行线性内插时根据本发明实施例的重叠和保存处理的示例。参考图36，将数据重叠使得以50％的重叠比将当前FFT块与先前FFT块重叠，并将包括一般数据部分和位于一般数据部分前面的已知数据部分的数据循环周期划分成4部分。在该示例中，判定每个部分的大小和号码，使得将已知数据序列包括在数据循环的至少一个部分中。这将使得包括已知数据序列的部分的FFT块数据能够将从相应部分估计的CIR直接用于信道均衡处理。此外，将从包括已知数据序列的数据部分获得(或计算)的CIR用于对不包括任何已知数据序列的部分的CIR进行内插。

此处，如图36所示，按照从FFT块1至FFT块5的顺序插入已输入到第一FFT单元1402的数据。然后将所输入的数据输入到失真补偿器1403以便进行信道均衡。随后，由IFFT单元1407将已均衡的数据转换成时域数据。然后，由保存单元1408从已转换的数据中提取与有效数据相对应的部分。此后，输出最后数据。

参考图36，部分1至5表示与每个FFT块相对应的有效数据部分。在这一点上，由于已知数据序列被包括在FFT块1中，所以可以估计CIR T2。类似地，由于已知数据序列被包括在FFT块5中，所以还可以估计CIR T3。换言之，FFT块1的数据使用所估计的CIR T2来执行信道均衡，并且FFT块5的数据使用所估计的CIR T3来执行信道均衡。然而，由于在FFT块2至FFT块4中不包括已知数据序列，所以内插器1409对CIR T2和CIR T3进行内插，从而估计每个可以在FFT块2至FFT块4中使用的CIR。在这一点上，如果使用了线性内插，则可以通过使用如下所示的等式5来估计与FFT块2至FFT块4相对应的CIR。

等式5

FFT块2：0.75T2+0.25T3

FFT块3：0.5T2+0.5T3

FFT块4：0.25T2+0.75T3

参考图37，将数据重叠使得以75％的重叠比将当前FFT块与先前FFT块重叠，并且将包括一般数据部分和位于一般数据部分前面的已知数据部分的数据循环周期划分成4个部分。类似地，在该示例中，判定每个部分的大小和号码，使得将已知数据序列包括在数据循环的至少一个部分中。此外，经内插和估计的CIR与图36所示的那些相同。然而，唯一的不同之处在于FFT块大小是图36的FFT块的大小的两倍。如上所述，图36和图37所示的示例仅仅是示例性的，并且可以根据要求或需要以不同的方式来设置内插法的程度和算法以及FFT块的大小。

此处，如图6所示，将为了进行均衡处理而输入的数据组划分成区域A至C。更具体地，在本发明的示例中，每个区域A、B、和C分别进一步被划分成区域A1至A5、区域B1和B2、以及区域C1至C3。更具体地，此处将描述根据在数据组内的每个区域A(A1至A5)、B(B1和B2)、以及C(C1至C3)来估计CIR并且不同地应用每个CIR的示例，该数据组被分层划分并从发送系统发送。此外，通过使用已知数据、根据在发送系统和接收系统之间的协议已知的位置和内容以及场同步数据，以便估计CIR，本发明能够更稳定地执行信道均衡。

参考图6，从数据结构中的场同步数据估计的CIR被称为CIR_FS。替代地，从存在于区域A中的5个已知数据序列中的每个而估计的CIR被顺序称为CIR_N0、CIR_N1、CIR_N2、CIR_N3和CIR_N4。如上所述，本发明使用从场同步数据和已知数据序列估计的CIR，以便对在数据组内的数据执行信道均衡。在这一点上，根据在数据组内的每个区域的特性，可以直接使用所估计的CIR中的每个CIR。替代地，也可以对多个所估计的CIR进行内插或外插，以便创建新的CIR，然后，将它用于信道均衡处理。

此处，如图35至图37所示，当已知在特定点Q处的函数F(x)的值F(Q)以及在另一特定点S处的函数F(x)的值F(S)时，内插值指的是估计在点Q和S之间的部分中的点的函数值。线形内插与在大范围的内插操作中的最简单形式相对应。此处所描述的线性内插在大范围的可能内插方法内仅是示例性的。并且，因此，本发明不仅限于此处所阐明的示例。替代地，当已知在特定点Q的函数F(x)的值F(Q)和在另一特定点S的函数F(x)的值F(S)时，外插指的是估计在点Q和S之间的部分之外的点的函数值。线性外插是在大范围的外插操作中最简单的形式。类似地，此处所描述的线性外插在大范围的可能的外插方法内仅是示例性的。

图38图示了外插操作的示例。特别地，图38图示了大范围外插操作之中的线性外插的最简单形式。更具体地，由于已知分别来自点Q和S的值F(Q)和F(S)，所以可以获得通过Q-S部分之间的直线，以便计算F(x)函数在点P处的近似值

此处，通过坐标(Q，F(Q))和(S，F(S))的直线的等式在下面的等式6中示出：

等式6

$\left(x\right)_F^{\mathrm{\Λ}}=\frac{F\left(S\right)-F\left(Q\right)}{S-Q}(x-Q)+F\left(Q\right)$

因此，为了使用等式6来计算点P处的函数值，可以使用下面等式7所示的等式。

等式7

$\left(P\right)_F^{\mathrm{\Λ}}=\frac{F\left(S\right)-F\left(Q\right)}{S-Q}(P-Q)+\left(F\left(Q\right)\right)$

上述线性外插法是大范围外插操作之中的线性外插的最简单形式。然而，上述方法仅仅是示例性的，并且因此，本发明不仅限于上文提供的示例。因此，在本发明中可以使用多种其它外插。

图39图示了根据本发明的外插操作的概念图。更具体地，在图39所示的外插操作的示例中，以50％的重叠比将当前FFT块的数据与先前FFT块的数据重叠，然后将区域B和C划分成多个部分，使得通过对区域A的CIR执行(或操作)外插来估计每个部分的CIR。更具体地，通过对区域A的CIR中的至少一个执行外插来估计区域B和C的每个部分的CIR。然后，通过使用所估计的每个CIR，对与每个部分相对应的数据执行信道均衡。当对区域A的CIR_N3和CIR_N4执行外插以便估计区域B和C的部分1至部分4的CIR时，并且当假定一个部分的长度等于4段时，已执行线性外插的部分1至部分4的CIR如下：

部分1：1.25*CIR_N4？0.25*CIR_N3

部分2：1.5*CIR_N4？0.5*CIR_N3

部分3：1.75*CIR_N4？0.75*CIR_N3

部分4：2*CIR_N4？CIR_N3

更具体地，在区域C1的情形下，从先前数据组估计的CIR_N4、从要利用信道均衡处理的当前数据组估计的CIR_FS以及通过对当前数据组的CIR_FS进行外插而生成的新CIR中的任何一个以及CIR_N0可以被用于执行信道均衡。替代地，在区域B1的情形下，如针对区域C1的情形所描述的，可以应用多种方法。例如，通过通过对根据当前数据组估计的CIR_FS进行线性外插创建的新CIR以及CIR_N0可以用于执行信道均衡。而且，从当前数据组估计的CIR_FS也可以用于执行信道均衡。最后，在区域A1的情形下，通过对从当前数据组估计的CIR_FS和CIR_N0进行内插，可以创建新CIR，然后将它用于执行信道均衡。此外，从当前数据组估计的CIR_FS和CIR_N0中的任何一个可以用于执行信道均衡。

在区域A2至A5的情形下，可以对从当前数据组估计的CIR_N(i-1)以及CIR_N(i)进行内插，以创建新CIR并将新创建的CIR用于执行信道均衡。而且，从当前数据组估计的CIR_N(i-1)和CIR_N(i)中的任何一个可以用于执行信道均衡。替代地，在区域B2、C2和C3的情形下，可以对均从当前数据组估计的CIR_N3和CIR_N4进行外插，以创建新CIR，然后将它用于执行信道均衡处理。此外，从当前数据组估计的CIR_N4可以用于执行信道均衡处理。因此，当对插入数据组内的数据执行信道均衡时，可以获得最佳性能。如上所述，获得在数据组内的每个区域中执行信道均衡处理所需要的CIR的方法仅是为促进对本发明的理解而给出的示例。此处也可以使用更大范围的方法。并且，因此，本发明将不仅限于在此处所阐明的描述中给出的示例。

图40图示了根据本发明的另一实施例的信道均衡器的框图。参考图40，信道均衡器包括重叠单元1501、第一快速傅里叶变换(FFT)单元1502、失真补偿器1503、CIR估计器1504、第一前CIR清除器1505、CIR计算器1506、第二前CIR清除器1507、补零单元1508、第二FFT单元1509、系数计算器1510、快速傅里叶逆变换(IFFT)单元1511、以及保存单元1512。此处，可以将执行复数乘法的任何设备用作失真补偿器1503。

如图40所示，在具有上述结构的信道均衡器中，所接收到的数据被重叠单元1501重叠并输出到第一FFT单元1502。第一FFT单元1502执行FFT处理以将时域的重叠数据转换成频域的重叠数据。然后，将已转换的数据输出到失真补偿器1503。失真补偿器1503对频域的重叠数据和由系数计算器1510计算的均衡系数执行复数乘法，从而补偿从第一FFT单元1502输出的重叠数据的信道失真。此后，将已补偿了失真的数据输出到IFFT单元1511。IFFT单元1511对已补偿了失真的重叠数据执行快速傅里叶逆变换(IFFT)，以便将相应的数据转换回时域的数据(即，重叠数据)。然后，将已转换的数据输出到保存单元1512。保存单元1512从时域的重叠数据中仅提取并输出有效数据。

同时，CIR估计器1504使用在已知数据部分期间接收到的数据和接收系统根据在接收系统和发送系统之间的协议已经知道的已知数据部分的已知数据以便估计信道脉冲响应(CIR)。为此，CIR估计器1504从已知数据检测器904接收已知序列位置指示符。而且，由于已知数据部分的已知数据序列与根据接收系统和发送系统之间的协议已经知道的数据相对应，所以可以将已知数据序列预存储在CIR估计器1504中，或者也可以接收从已知数据检测器904生成的已知数据。CIR估计器1504可以通过使用最小二乘(LS)法来估计CIR。

由CIR估计器1504估计的CIR通过第一前CIR清除器1505或绕过第一前CIR清除器1505，从而被输入到CIR计算器1506。然后，CIR计算器1506对所估计的CIR执行内插或外插，然后将它输出到第二前CIR清除器1507。此处，根据CIR计算器1506对所估计的CIR执行内插还是外插，可以操作第一前CIR清除器1505或第二前CIR清除器1507。例如，如果CIR计算器1506对所估计的CIR执行内插，则操作第二前CIR清除器1507。替代地，如果CIR计算器1506对所估计的CIR进行外插，则操作第一前CIR清除器1505。

更具体地，从已知数据估计的CIR不仅包括要获得的信道元素，而且包括由噪声引起的抖动元素。这样的抖动元素导致信道均衡器的性能的下降。因此，优选的是在系数计算器1510中使用CIR之前移除抖动元素。因此，在本文给出的示例中，第一和第二前CIR清除器1505和1507分别从CIR元素中移除具有小于和等于预定阈值的功率水平的部分CIR元素(即，第一和第二前CIR清除器1505和1507分别将CIR元素处理成‘0’)。此处，将上述处理称为CIR清除处理。

换言之，在CIR计算器1506中，通过对由CIR估计器1504估计的两个CIR中的每一个乘以并加上系数来执行CIR内插处理。在这一点上，将每个CIR的一部分噪声元素彼此相加，从而彼此相抵(或抵消)。因此，当CIR计算器1506执行CIR内插时，原始CIR具有仍留在其中的噪声元素。更具体地，当CIR计算器1506执行CIR内插时，由CIR估计器1504估计的CIR绕过第一前CIR清除器1505并且然后输入到CIR计算器1506。然后，由第二前CIR清除器1507利用CIR清除来处理由CIR计算器1506内插的CIR。

相反，在CIR计算器1506中，通过使用由CIR估计器1504估计的两个CIR之间的差值来执行CIR外插处理，以便估计位于两个所估计的CIR之外的CIR。在这种情形下，噪声元素被放大。因此，当CIR计算器1506执行CIR外插时，使用由第一前CIR清除器1505利用CIR清除处理的CIR。更具体地，当CIR计算器1506执行CIR外插时，已外插的CIR绕过第二前CIR清除器1507并输入到补零单元1508。

同时，当第二FFT单元1509将绕过第二前CIR清除器1507或利用CIR清除处理的CIR转换成频域CIR时，输入的CIR的长度可以不等于FFT大小。换言之，CIR的长度可以短于FFT大小。在这种情形下，补零单元1508向CIR添加与在FFT大小和输入的CIR的长度之间的差相对应的相同量的零(0)。此后，将已处理的数据输出到第二FFT单元1509。此处，利用补零处理的CIR可以与内插CIR、外插CIR、以及从已知数据部分估计的CIR中的任何一个相对应。

第二FFT单元1509对输入的时域的CIR执行FFT，以便将时域CIR转换成频域CIR，然后将该频域CIR输出到系数计算器1510。然后，系数计算器1505使用已转换的频域CIR来计算均衡系数，从而将所计算的系数输出到失真补偿器1503。在这一点上，系数计算器1503从频域CIR计算可以提供最小均方误差(MMSE)的频域的信道均衡系数。然后，可以将所计算的系数输出到失真补偿器1503。

图41图示了根据本发明另一实施例的信道均衡器的框图。换言之，图41图示了显示当将数据组划分成图6所示的结构时通过根据区域A、B、和C使用不同的CIR估计和应用方法的信道均衡器的另一示例的框图。更具体地，如图6所示，在区域A中周期性地发送足够的已知数据。因此，使用CIR的间接均衡法在此处可以使用。然而，在区域B和C中，既不能以足够长的长度来发送已知数据，也不能周期性且均等地发送已知数据。因此，通过使用已知数据来估计CIR是不够的。因此，在区域B和C中，使用了从均衡器的输出获得误差以便更新系数的直接均衡法。图41所示的本发明实施例中提供的示例包括通过使用循环前缀对区域A的数据执行间接信道均衡的方法和通过使用重叠和保存法对区域B和C的数据执行直接信道均衡的方法。

因此，参考图41，频域信道均衡器包括频域转换器1610、失真补偿器1620、时域转换器1630、第一系数计算单元1640、第二系数计算单元1650、以及系数选择器1660。此处，频域转换器1610包括重叠单元1611、选择单元1612、以及第一FFT单元1613。时域转换器1630包括IFFT单元1631、保存单元1632、以及选择单元1633。第一系数计算单元1640包括CIR估计器1641、平均计算器1642、以及第二FFT单元1643、和系数计算器1644。第二系数计算单元1650包括判定单元1651、选择单元1652、减法器1653、补零单元1654、第三FFT单元1655、系数更新器1656、以及延迟单元1657。而且，可以将根据数据是与区域A相对应还是与区域B/C相对应来选择当前作为输入数据输入的数据的复用器(MUX)用作频域转换器1610的选择单元1612、时域转换器1630的选择单元1633、以及系数选择器1660。

如图41所示，在具有上述结构的信道均衡器中，如果输入的数据与区域A的数据相对应，则频域转换器1610的选择单元1612选择该输入数据而不是重叠单元1611的输出数据。在相同情形下，时域转换器1630的选择单元1633选择IFFT单元1631的输出数据而不是保存单元1632的输出数据。系数选择器1660选择从第一系数计算单元1640输出的均衡系数。相反，如果输入的数据与区域A的数据相对应，则频域转换器1610的选择单元1612选择重叠单元1611的输出数据而不是该输入数据。在相同情形下，时域转换器1630的选择单元1633选择保存单元1632的输出数据而不是IFFT单元1631的输出数据。系数选择器1660选择从第二系数计算单元1650输出的均衡系数。

更具体地，将所接收到的数据输入到频域转换器1610的重叠单元1611和选择单元1612，并且输入到第一系数计算单元1640。如果所输入的数据与区域A的数据相对应，则选择单元1612选择所接收到的数据，然后将所接收到的数据输出到第一FFT单元1613。另一方面，如果所输入的数据与区域B和区域C的数据相对应，则选择单元1612选择由重叠单元1613重叠并且然后输出到第一FFT单元1613的数据。第一FFT单元1613对从选择单元1612输出的时域数据执行FFT，从而将时域数据转换成频域数据。然后，将已转换的数据输出到失真补偿器1620和第二系数计算单元1650的延迟单元1657。

失真补偿器1620对从第一FFT单元1613输出的频域数据和从系数选择器1660输出的均衡系数执行复数乘法，从而补偿在从第一FFT单元1613输出的数据中检测到的信道失真。此后，将已补偿了失真的数据输出到时域转换器1630的IFFT单元1631。时域转换器1630的IFFT单元1631对已补偿了信道失真的数据执行IFFT，从而将已补偿的数据转换成时域数据。然后，将已转换的数据输出到保存单元1632和选择单元1633。如果所输入的数据与区域A的数据相对应，则选择单元1633选择IFFT单元1631的输出数据。另一方面，如果所输入的数据与区域B和C相对应，则选择单元1633选择从保存单元1632提取的有效数据。此后，将所选择的数据输出以进行解码，并且同时输出到第二系数计算单元1650。

第一系数计算单元1640的CIR估计器1641使用在已知数据部分期间接收到的数据和已知数据部分的已知数据以便估计CIR，所述已知数据已经由接收系统根据在接收系统和发送系统之间的协议而知道。随后，将所估计的CIR输出到平均计算器1642。平均计算器1642计算连续输入的CIR的平均值。然后，将所计算的平均值输出到第二FFT单元1643。例如，参考图26，将在点T1处估计的CIR值和在点T2处估计的CIR值的平均值用于在点T1和点T2之间存在的一般数据的信道均衡处理。因此，将所计算的平均值输出到第二FFT单元1643。

第二FFT单元1643对输入的时域CIR执行FFT，以便将所输入的CIR转换成频域CIR。此后，将已转换的频域CIR输出到系数计算器1644。系数计算器1644计算满足使用频域的CIR以便使均方误差最小化的条件的频域均衡系数。然后，将所计算的频域均衡器系数输出到系数计算器1660。

第二系数计算单元1650的判定单元1651选择多个判定值(例如，8个判定值)中的最接近均衡数据的一个并将所选择的判定值输出到选择单元1652。此处，可以将复用器用作选择单元1652。在一般数据部分中，选择单元1652选择判定单元1651的判定值。替代地，在已知数据部分中，选择单元1652选择已知数据并将所选择的已知数据输出到减法器1653。减法器1653从选择单元652的输出减去包括在时域转换器1630中的选择单元1633的输出以便计算(获得)误差值。此后，将所计算的误差值输出到补零单元1654。

补零单元1654在所输入的误差中添加(或插入)与所接收到的数据的重叠量相对应的相同量的零(0)。然后，将利用零(0)扩展的误差输出到第三FFT单元1655。第三FFT单元1655将添加(或插入)了零(0)的时域误差转换成频域误差。此后，将已转换的误差输出到系数更新单元1656。系数更新单元1656使用已由延迟单元1657延迟的所接收到的频域的数据和频域的误差以便更新先前的均衡系数。此后，将已更新的均衡系数输出到系数选择器1660。

在这一点上，将已更新的均衡系数存储，以便可以在稍后的处理中将它用作先前的均衡系数。如果输入数据与区域A的数据相对应，则系数选择器1660选择从第一系数计算单元1640计算的均衡系数。另一方面，如果输入数据与区域B和C的数据相对应，则系数选择器1660选择由第二系数计算单元1650更新的均衡系数。此后，将所选择的均衡系数输出到失真补偿器1620。

图42图示了根据本发明另一实施例的信道均衡器的框图。换言之，图42图示了显示当将数据组划分成图6所示的结构时通过根据区域A、B、和C使用不同的CIR估计和应用方法的信道均衡器的另一示例的框图。在该示例中，图示了通过使用重叠和保存法对区域A的数据执行间接信道均衡的方法和通过使用重叠和保存法对区域B和C的数据执行直接信道均衡的方法。

因此，参考图42，频域信道均衡器包括频域转换器1710、失真补偿器1720、时域转换器1730、第一系数计算单元1740、第二系数计算单元1750、以及系数选择器1760。此处，频域转换器1710包括重叠单元1711和第一FFT单元1712。时域转换器1730包括IFFT单元1731和保存单元1732。第一系数计算单元1740包括CIR估计器1741、内插器1742、第二FFT单元1743、以及系数计算器1744。第二系数计算单元1750包括判定单元1751、选择单元1752、减法器1753、补零单元1754、第三FFT单元1755、系数更新器1756、以及延迟单元1757。而且，可以将根据数据与区域A相对应还是与区域B和C相对应来选择当前作为输入数据输入的数据的复用器(MUX)用作系数选择器1760。更具体地，如果输入数据与区域A的数据相对应，则系数选择器1760选择从第一系数计算单元1740计算的均衡系数。另一方面，如果输入数据与区域B和C的数据相对应，则系数选择器1760选择由第二系数计算单元1750更新的均衡系数。

如图42所示，在具有上述结构的信道均衡器中，将所接收到的数据输入到频域转换器1710的重叠单元1711和第一系数计算单元1740。重叠单元1711将输入数据重叠至预定的重叠比并将所重叠的数据输出到第一FFT单元1712。第一FFT单元1712对重叠时域数据执行FFT，从而将重叠时域数据转换成重叠频域数据。然后，将已转换的数据输出到失真补偿器1720和第二系数计算单元1750的延迟单元1757。

失真补偿器1720对从第一FFT单元1712输出的重叠频域数据和从系数选择器1760输出的均衡系数执行复数乘法，从而补偿在从第一FFT单元1712输出的重叠数据中检测到的信道失真。此后，将已补偿了失真的数据输出到时域转换器1730的IFFT单元1731。时域转换器1730的IFFT单元1731对已补偿了失真的数据执行IFFT，从而将已补偿的数据转换成重叠时域数据。然后，将已转换的重叠数据输出到保存单元1732。保存单元1732从重叠时域数据中仅提取有效数据，然后将该有效数据输出以进行数据解码，并且同时输出到第二系数计算单元1750以便更新系数。

第一系数计算单元1740的CIR估计器1741使用在已知数据部分期间接收到的数据和已知数据以便估计CIR。随后，将所估计的CIR输出到内插器1742。内插器1742根据预定内插法使用所输入的CIR来估计与位于所估计的CIR之间的点相对应的CIR(即，不包括已知数据的区域的CIR)。此后，将估计的结果输出到第二FFT单元1743。第二FFT单元1743对所输入的CIR执行FFT，以便将所输入的CIR转换成频域CIR。此后，将已转换的频域CIR输出到系数计算器1744。系数计算器1744计算满足使用频域的CIR以便使均方误差最小化的条件的频域均衡系数。然后，将所计算的频域均衡器系数输出到系数计算器1760。

第二系数计算单元1750的结构和操作与图41所示的第二系数计算单元1650的结构和操作相同。因此，为简化起见将省略其说明。如果输入数据与区域A的数据相对应，则系数选择器1760选择从第一系数计算单元1740计算的均衡系数。另一方面，如果输入数据与区域B和C的数据相对应，则系数选择器1760选择由第二系数计算单元1750更新的均衡系数。此后，将所选择的均衡系数输出到失真补偿器1720。

图43图示了根据本发明另一实施例的信道均衡器的框图。换言之，图43图示了显示当将数据组划分成图6所示的结构时通过根据区域A、B、和C使用不同的CIR估计和应用方法的信道均衡器的另一示例的框图。例如，在区域A中，本发明使用已知数据以便通过使用最小二乘(LS)法来估计CIR，从而执行信道均衡处理。另一方面，在区域B和C中，本发明通过使用最小均方(LMS)法来估计CIR，从而执行信道均衡处理。更具体地，由于在区域B和C中不像在区A中一样存在已知数据，所以在区域B和C中无法执行与区域A的信道均衡处理相同的信道均衡处理。因此，只能通过使用LMS法来执行信道均衡处理。

参考图43，信道均衡器包括重叠单元1801、第一快速傅里叶变换(FFT)单元1802、失真补偿器1803、快速傅里叶逆变换(IFFT)单元1804、保存单元1805、第一CIR估计器1806、CIR内插器1807、判定单元1808、第二CIR估计器1810、选择单位1811、第二FFT单元1812、以及系数计算器1813。此处，可以将执行复数乘法的任何设备用作失真补偿器1803。在具有上述结构的信道均衡器中，如图43所示，重叠单元1801将要输入到信道均衡器的数据重叠至预定重叠比并且然后将重叠的数据输出到第一FFT单元1802。第一FFT单元1802通过使用快速傅立叶变换(FFT)将时域的重叠数据转换(或变换)成频域的重叠数据。然后，将已转换的数据输出到失真补偿器1803。

失真转换器1803对从系数计算器1813计算的均衡系数和频域的重叠数据执行复数乘法，从而补偿从第一FFT单元1802输出的重叠数据的信道失真。此后，将已补偿了失真的数据输出到IFFT单元1804。IFFT单元1804对已补偿了失真的重叠数据执行快速傅里叶逆变换(IFFT)，以便将相应数据转换回时域数据(即，重叠数据)。随后，将已转换的数据输出到保存单元1805。保存单元1805从时域的重叠数据中仅提取有效数据。然后，保存单元1805输出所提取的有效数据以进行数据解码处理，并且同时将所提取的有效数据输出到判定单元1808以进行信道估计处理。

判定单元1808选择多个判定值(例如，8个判定值)中的最接近均衡数据的一个并将所选择的判定值输出到选择单元1809。此处，可以将复用器用作选择单元1809。在一般数据部分中，选择单元1809选择判定单元1808的判定值。替代地，在已知数据部分中，选择单元1809选择已知数据并将所选择的已知数据输出到第二CIR估计器1810。同时，第一CIR估计器1806使用在已知数据部分中输入的数据和已知数据以便估计CIR。

此后，第一CIR估计器1806将所估计的CIR输出到CIR内插器1807。此处，已知数据与由接收系统根据在发送系统和接收系统之间的协议在已知数据部分期间创建的参考已知数据。在这一点上，根据本发明的实施例，第一CIR估计器1806使用LS法来估计CIR。LS估计法计算在已知数据部分期间已经通过信道的已知数据和接收端已经知道的已知数据之间的互相关值p。然后，计算已知数据的互相关矩阵R。随后，对R^-1·p执行矩阵运算，使得在互相关值p内的互相关部分在接收数据和初始已知数据之间，从而估计发送信道的CIR。

CIR内插器1807从第一CIR估计器1806接收CIR。并且，在两组已知数据之间的部分中，根据预定内插法来对CIR进行内插。然后，输出已内插的CIR。在这一点上，所述预定内插法与通过使用为特定函数已知的一组数据来估计未知点处的特定数据集的方法相对应。例如，这样的方法包括线性内插法。该线性内插法仅仅是最简单内插法中的一个。可以使用多种其它内插法来取代上述线性内插法。显而易见，本发明不仅限于本发明的说明中阐述的示例。更具体地，CIR内插器1807通过使用预定内插法来使用输入的CIR以便估计不包括任何已知数据的部分的CIR。此后，将所估计的CIR输出到选择单元1811。

第二CIR估计器1810使用信道均衡器的输入数据和选择单元1809的输出数据以便估计CIR。然后，第二CIR估计器1810将所估计的CIR输出到选择单元1811。在这一点上，根据本发明的实施例，通过使用LMS法来估计CIR。在稍后处理中将详细描述LMS估计法。在区域A中，选择单元1811选择从CIR内插器1807输出的CIR。并且，在区域B和C中，选择单元1811选择从第二CIR估计器1810输出的CIR。此后，选择单元1811将所选择的CIR输出到第二FFT单元1812。

第二FFT单元1812将输入的CIR转换成频域CIR，然后将该频域CIR输出到系数计算器1813。系数计算器1813使用输入的频域CIR，以便计算均衡系数并将所计算的均衡系数输出到失真补偿器1803。在这一点上，系数计算器1813根据频域CIR来计算可以提供最小均方误差(MMSE)的频域的信道均衡系数。在这一点上，第二CIR估计器1810可以将在区域A中估计的CIR用作区域B和C开始时的CIR。例如，可以将区域A的最后的CIR值用作C区域开始时的CIR值。因此，可以降低区域B和C的会聚速度。

在第二CIR估计器1810中通过使用LMS方法来估计CIR的基本原理与接收未知发送信道的输出和更新(或换新)自适应滤波器(未示出)的系数使得在未知信道的输出值和自适应滤波器的输出值之间的差值最小化相对应。更具体地，将自适应滤波器的系数值更新使得信道均衡器的输入数据等于包括在第二CIR估计器1810中的自适应滤波器(未示出)的输出值。此后，将该滤波器系数在每个FFT循环之后作为CIR输出。

参考图44，第二CIR估计器1810包括延迟单元T、乘法器、以及用于每个分接头(tab)的系数更新单元。此处，延迟单元T顺序延迟选择单元1809的输出数据

乘法器将从每个延迟单元T输出的各个输出数据与误差数据e(n)相乘。所述系数更新单元通过使用与每个乘法器相对应的输出来更新系数。此处，为简单起见，将提供的与分接头的数目一样多的乘法器称为第一乘法单元。此外，第二CIR估计器1810进一步包括多个乘法器，每个乘法器将选择单元1809的输出数据和延迟单元T的输出数据(其中排除了最后的延迟单元的输出数据)与对应于每个系数更新单元的输出数据相乘。提供的这些乘法器也与分接头的数目一样多。为简单起见，将这组乘法器称为第二乘法单元。

第二CIR估计器1810进一步包括加法器和减法器。此处，所述加法器将从包括在第二乘法器单元中的每个乘法器输出到所有数据相加。然后，将该相加值作为输入数据的估计值

输出到信道均衡器。所述减法器计算在加法器的输出数据

和信道均衡器的输入数据y(n)之间的差。此后，将所计算的差值作为误差数据e(n)输出。参考图44，在一般数据部分中，将均衡数据的判定值输入到包括在第二CIR估计器1810中的第一延迟单元和包括在第二乘法器中的第一乘法器。在已知数据部分中，将已知数据输入到包括在第二CIR估计器1810中的第一延迟单元和包括在第二乘法器单元中的第一乘法器。输入数据

通过穿过许多串联地连接的延迟单元T而被顺序延迟，该数目与分接头的数目相对应。将每个延迟单元T的输出数据和误差数据e(n)由包括在第一乘法器单元中的每个相应乘法器相乘。此后，由每个系数更新单元来更新系数。

将由相应系数更新单元更新的每个系数与输入数据和输出数据以及与除最后延迟之外的每个延迟单元T的输出数据相乘。此后，将相乘的值输入到加法器。然后，加法器将从第二乘法器单元输出的所有输出数据相加并将相加的值输出到减法器作为信道均衡器的输入数据的估计值减法器计算信道均衡器的估计值

和输入数据y(n)之间的差值。然后，将该差值输出到第一乘法器单元的每个乘法器作为误差数据e(n)。在这一点上，将误差数据e(n)通过穿过每个延迟单元T输出到第一乘法器单元的每个乘法器。如上所述，连续更新自适应滤波器的系数。并且，将每个系数更新单元的输出在每个FFT循环之后输出作为第二CIR估计器1810的CIR。

图45图示了根据本发明另一实施例的信道均衡器的框图。此处，通过估计和补偿来自信道均衡信号的剩余载波相位误差，可以增强本发明的接收系统。参考图45，信道均衡器包括第一频域转换器2100、信道估计器2110、第二频域转换器2121、系数计算器2122、失真补偿器2130、时域转换器2140、剩余载波相位误差移除器2150、噪声消除器(NC)2160、以及判定单元2170。

此处，第一频域转换器2100包括使输入数据重叠的重叠单元2101、和将从重叠单元2101输出的数据转换成频域数据的快速傅里叶变换(FFT)单元2102。信道估计器2110包括从输入数据估计CIR的CIR估计器2111、补偿由CIR估计器2111估计的CIR的相位的相位补偿器2112、以及对已补偿了相位的CIR执行线性内插的线性内插器2113。第二频域转换器2121包括将从信道估计器2110输出的CIR转换成频域CIR的FFT单元。

时域转换器2140包括将由失真补偿器2130已经补偿了失真的数据转换成时域数据的IFFT单元2141、以及从IFFT单元2141输出的数据中仅提取有效数据的保存单元2142。剩余载波相位误差移除器2150包括移除包括在信道均衡数据中的剩余载波相位误差的误差补偿器2151、以及使用信道均衡数据和判定单元2170的判定数据以便估计剩余载波相位误差、从而将所估计的误差输出到误差补偿器2151的剩余载波相位误差估计器2152。此处，可以将执行复数乘法的任何设备用作失真补偿器2130和误差补偿器2151。

在这一点上，由于所接收到的数据与调制成VSB型数据的数据相对应，所以在实数元素中只存在8级散布数据。因此，参考图45，在噪声消除器2160和判定单元2170中使用的所有信号都与实数(或同相)信号相对应。然而，为了估计和补偿剩余载波相位误差和相位噪声，需要实数(同相)元素和虚数(正交)元素两者。因此，剩余载波相位误差移除器2150接收并使用正交元素以及同相元素。通常，在执行信道均衡处理之前，在接收系统内的解调器902执行载波的频率和相位恢复。然而，如果将没有充分补偿的剩余载波相位误差被输入到信道均衡器，则信道均衡器的性能可能下降。特别地，在动态信道环境中，剩余载波相位误差可能由于频繁和突然的信道变化而比在静态信道环境中大。最后，这是使本发明的接收性能下降的一个重要因素。

此外，包括在接收系统中的本地振荡器(未示出)应当优选地包括单个频率元素。然而，该本地振荡器实际上包括期望的频率元素以及其它频率元素。这样的不需要(或不期望)的频率元素称为本地振荡器的相位噪声。这样的相位噪声还使本发明的接收性能下降。难以从一般信道均衡器补偿这样的剩余载波相位误差和相位噪声。因此，如图45所示，本发明可以通过在信道均衡器中包括载波恢复环路(即，剩余载波相位误差移除器2150)以便移除剩余载波相位误差和相位噪声来增强信道均衡性能。

更具体地，在图45中解调的接收数据被第一频域转换器2100的重叠单元2101以预定重叠比重叠，然后将该重叠数据输出到FFT单元2102。FFT单元2102通过利用FFT处理该数据来将重叠时域数据转换成重叠频域数据。然后，将已转换的数据输出到失真补偿器2130。失真补偿器2130对从包括在第一频域转换器2100中的FFT单元2102输出的重叠频域数据和从系数计算器2122计算的均衡系数执行复数乘法，从而补偿从FFT单元2102输出的重叠数据的信道失真。此后，将已补偿的数据输出到时域转换器2140的IFFT单元2141。IFFT单元2141对已补偿了信道失真的重叠数据执行IFFT，从而将重叠数据转换成时域数据，然后将该时域数据输出到剩余相位载波误差移除器2150的误差补偿器2151。

误差补偿器2151将补偿估计剩余载波相位误差和相位噪声的信号与从时域提取的有效数据相乘。因此，误差补偿器2151移除包括在有效数据中的剩余载波相位误差和相位噪声。将由误差补偿器2151补偿了剩余载波相位误差的数据输出到剩余载波相位误差估计器2152以便估计剩余载波相位误差和相位噪声，并同时输出到噪声消除器2160以便移除(或消除)噪声。

剩余载波相位误差估计器2152使用误差补偿器2151的输出数据和判定单元2170的判定数据来估计剩余载波相位误差和相位噪声。此后，剩余载波相位误差估计器2152将用于补偿所估计的剩余载波相位误差和相位噪声的信号输出到误差补偿器2151。在本发明的该实施例中，将所估计的剩余载波相位误差和相位噪声的倒数作为用于补偿剩余载波相位误差和相位噪声的信号而输出。

图46图示了根据本发明实施例的剩余载波相位误差估计器2152的详细框图。此处，剩余载波相位误差估计器2152包括相位误差检测器2211、环路滤波器2212、数控振荡器(NCO)2213、以及共轭器2214。参考图46，判定数据、相位误差检测器2211的输出、以及环路滤波器2212的输出全部是实数信号。并且，误差补偿器2151的输出、NCO 2213的输出、以及共轭器2214的输出全部是复数信号。

相位误差检测器2211接收误差补偿器2151的输出数据和确定单元2170的判定数据以便估计剩余载波相位误差和相位噪声。然后，相位误差检测器2211将所估计的剩余载波相位误差和相位噪声输出到环路滤波器。然后，环路滤波器2212对剩余载波相位误差和相位噪声进行滤波，从而将已滤波的结果输出到NCO 2213。NCO 2213生成与已滤波的剩余载波相位和相位噪声相对应的余弦，然后将该余弦输出到共轭器2214。

共轭器2214计算由NCO 2213生成的余弦波的共轭值。此后，将所计算的共轭值输出到误差补偿器2151。在这一点上，共轭器2214的输出数据变成补偿剩余载波相位误差和相位噪声的信号的倒数。换言之，共轭器2214的输出数据变成剩余载波相位误差和相位噪声的倒数。

误差补偿器2151对从时域转换器2140输出到均衡数据和从共轭器2214输出并补偿剩余载波相位误差和相位噪声的信号执行复数乘法，从而移除包括在均衡数据中的剩余载波相位误差和相位噪声。同时，相位误差检测器2211可以通过使用各种方法和结构来估计剩余载波相位误差和相位噪声。根据本发明的该实施例，通过使用针对判定的方法来估计剩余载波相位误差和相位噪声。

如果在信道均衡数据中不包括剩余载波相位误差和相位噪声，则根据本发明的针对判定的相位误差检测器使用以下事实：在信道均衡数据和判定数据之间的相关值中仅存在实数值。更具体地，如果不包括剩余载波相位误差和相位噪声，并且当相位误差检测器2211的输入数据表示为x_i+jx_q时，则可以通过使用下面所示的等式8来获得在相位误差检测器2211的输入数据和判定数据之间的相关值：

等式8

$E\left\{(x_i+j{x}_q){({\hat{x}}_i+j{\hat{x}}_q)}^{*}\right\}$

在这一点上，在x_i和x_q之间没有相关性。因此，在x_i与x_q之间的相关值等于0。因此，如果未包括剩余载波相位误差和相位噪声，则在这里不存在实数值。然而，如果包括剩余载波相位误差和相位噪声，则在虚数值中显示出实数元素，并且在实数值中显示出虚数元素。因此，在这种情形下，在相关值中显示出虚数元素。因此，可以假定相关值的虚数部分与剩余载波相位误差和相位噪声成比例。因此，如下面的等式9所示，可以将相关值的虚数用作剩余载波相位和相位噪声。

等式9

$\mathrm{Phase\; Error}=\mathrm{imag}\left\{(x_i+j{x}_q){({\hat{x}}_i+j{\hat{x}}_q)}^{*}\right\}$

$\mathrm{Phase\; Error}=x_q{\hat{x}}_i-x_i{\hat{x}}_q$

图47图示了获得剩余载波相位误差和相位噪声的相位误差检测器2211的框图。此处，相位误差检测器2211包括希尔伯特转换器2311、复数配置器2312、共轭器2313、乘法器2314、以及相位误差输出器2315。更具体地，希尔伯特转换器2311通过对判定单元2170的判定值

执行希尔伯特变换来创建虚数判定数据

然后，将所生成的虚数判定值输出到复数配置器2312。复数配置器2312使用判定数据

和

以配置复数判定数据然后将该复数判定数据输出到共轭器2313。共轭器2313对复数共轭器2312的输出取共轭，从而将共轭值输出到乘法器2314。乘法器2314对误差补偿器2151的输出数据和共轭器2313的输出数据

执行复数乘法，从而获得在误差补偿器2151的输出数据x_i+jx_q和判定单元2170的判定值

之间的相关性。然后将从乘法器2314获得的相关性数据输入到相位误差输出器2315。相位误差输出器2315将从乘法器2314输出的相关性数据的虚数部分

作为剩余载波相位误差和相位噪声而输出。

图47所示的相位误差检测器是多种相位误差检测方法的示例。因此，在本发明中可以使用其它类型的相位误差检测器。因此，本发明不仅限于在本发明的描述中提供的示例和实施例。此外，根据本发明的另一实施例，将至少2个相位误差检测器组合以便检测剩余载波相位误差和相位噪声。因此，如上所述移除了所检测到的剩余载波相位误差和相位噪声的剩余载波相位误差移除器2150的输出由具有信道均衡、剩余载波相位误差和相位噪声的原始(或初始)信号和与在信道均衡期间被放大成有色噪声的白色噪声相对应的信号相加来配置。

因此，噪声消除器2160接收剩余载波相位误差移除器2150的输出数据和判定单元2170的判定数据，从而估计有色噪声。然后，噪声消除器2160从移除了剩余载波相位误差和相位噪声的数据减去所估计的有色噪声，从而移除在均衡处理期间被放大的噪声。将由噪声消除器2160移除(或消除)了噪声的数据输出以进行数据解码处理，并且同时输出到判定单元2170。

判定单元2170选择多个预定判定数据集合(例如，8个数据结集合)中的最接近噪声消除器2160的输出数据的一个，从而将所选择的数据输出到剩余载波相位误差估计器2152和噪声消除器2160。同时，将所接收到的数据输入到包括在信道均衡器中的第一频域转换器2100的重叠单元2101，并且同时输入到信道估计器2110的CIR估计器2111。CIR估计器2111使用例如在已知数据部分期间输入的数据和已知数据的训练序列以便估计CIR，从而将所估计的CIR输出到相位补偿器2112。此处，已知数据与由接收系统根据在接收系统和发送系统之间的协议在已知数据部分期间生成的参考已知数据相对应。

此外，在本发明的该实施例中，CIR估计器2111通过使用最小二乘(LS)法来估计CIR。LS估计法计算在已知数据部分期间已经通过信道的已知数据和接收端已经知道的已知数据之间的互相关值p。然后，计算已知数据的互相关性矩阵R。随后，对R^-1·p执行矩阵运算使得在互相关值p内的互相关部分在所接收到的数据和初始已知数据之间，从而估计发送信道的CIR。

相位补偿器2112补偿所估计的CIR的相位变化。然后，相位补偿器2112将已补偿的CIR输出到线性内插器2113。在这一点上，相位补偿器2112可以通过使用最大似然法来补偿所估计的CIR的相位变化。更具体地，包括在已解调的接收数据中并因此被输入的剩余载波相位误差和相位噪声以一个已知数据序列的循环周期来改变由CIR估计器2111估计的CIR的相位。在这一点上，如果由于高速率的相位变化而造成未以线性形式执行用于线性内插处理的输入CIR的相位变化，则当通过从由线性内插法估计的CIR计算均衡系数来补偿信道时，可能使本发明的信道均衡性能下降。

因此，本发明移除(或消除)由CIR估计器2111估计的CIR的相位变化量，使得失真补偿器2130允许剩余载波相位误差和相位噪声在未被补偿的情况下绕过失真补偿器2130。因此，由剩余载波相位误差移除器2150来补偿剩余载波相位误差和相位噪声。为此，本发明通过使用最大似然法来移除(或消除)由相位补偿器2112估计的CIR的相位变化量。最大似然法的基本思想涉及估计共有(或共同)存在于所有CIR元素中的相位元素，然后将所估计的CIR与共有(或共同)相位元素的倒数相乘，使得信道均衡器、并且最具体地是失真补偿器2130不补偿共有的相位元素。

更具体地，当将共有的相位元素表示为θ时，与先前估计的CIR相比，新估计的CIR的相位被旋转了θ。当将点t的CIR表示为h_i(t)时，最大似然相位补偿法获得与将h_i(t)旋转θ时相对应的相位θ_ML，在h_i(t)的CIR和h_i(t+1)的CIR(即，点(t+1)的CIR)之间的差的平方值变成最小值。此处，当i表示所估计的CIR的分接头时，并且当N表示由CIR估计器2111估计的CIR的分接头的数目时，θ_ML的值等于或大于0，并且等于或小于N-1。可以通过使用下面所示的等式10来计算此值：

等式10

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ML}}{=}_{\mathrm{\θ}}^{\min }\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{|h_i\left(t\right)e^{\mathrm{j\θ}}-h_i(t+1)|}^2$

这里，按照最大似然法，共有的相位元素θ_ML等于θ的值，当关于θ对等式10的右侧求导时，等于0。上述条件在下面的等式11中示出：

等式11

$\frac{d}{\mathrm{d\θ}}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{|h_i\left(t\right)e^{\mathrm{j\θ}}-h_i(t+1)|}^2$

$=\frac{d}{\mathrm{d\θ}}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(h_i\left(t\right)e^{\mathrm{j\θ}}-h_i(t+1)){(h_i\left(t\right)e^{\mathrm{j\θ}}-h_i(t+1))}^{*}$

$=\frac{d}{\mathrm{d\θ}}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\{{\left|h_i\left(t\right)\right|}^2+{\left|h_{i+1}\left(t\right)\right|}^2-h_i\left(t\right)h_i^{*}(t+1)e^{\mathrm{j\θ}}-h_i^{*}\left(t\right)h_i(t+1)e^{\mathrm{j\θ}}\}$

$=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\{{\mathrm{jh}}_i^{*}\left(t\right)h_i(t+1)e^{-\mathrm{j\θ}}-{\mathrm{jh}}_i^{*}\left(t\right)h_i(t+1)e^{\mathrm{j\θ}}\}$

$=j\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}2\mathrm{Im}\left\{h_i^{*}\left(t\right)h_i(t+1)e^{-\mathrm{j\θ}}\right\}=0$

可以如下面的等式12所示地简化以上等式11：

等式12

$\mathrm{Im}\left\{e^{-\mathrm{j\θ}}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\right\{h_i^{*}\left(t\right)h_i(t+1)\left\}\right\}=0$

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ML}}=\arg (\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_i^{*}\left(t\right)h_i(t+1))$

更具体地，等式12与将通过h_i(t)与h_i(t+1)之间的相关值的辐角(argument)来估计的θ_ML值相对应。

图48图示了根据本发明实施例的相位补偿器，其中，如上所述地计算所述共有相位元素θ_ML，并且其中，在估计的CIR下补偿所估计的相位元素。参考图48，所述相位补偿器包括相关性计算器2410、相位变化估计器2420、补偿信号生成器2430、以及乘法器2440。相关性计算器2410包括第一N符号缓冲器2411、N符号延迟器2412、第二N符号缓冲器2413、共轭器2414、以及乘法器2415。更具体地，包括在相关性计算器2410中的第一N符号缓冲器2411能够将从CIR估计器2111输入的数据存储在符号单元中直至N数目的符号的最大限度。然后，将临时存储在第一N符号缓冲器2411中的符号数据输入到包括在相关性计算器2410中的乘法器2415并且输入到乘法器2440。

同时，从N符号延迟器2412将从CIR估计器2111输出的符号数据延迟的N个符号。然后，已延迟的符号数据通过第二N符号缓冲器2413并输入到共轭器2414，以便取共轭并且然后输入到乘法器2415。乘法器2415将第一N符号缓冲器2411的输出与共轭器2414的输出相乘。然后，乘法器2415将相乘的结果输出到包括在相位变化估计器2420中的累加器2421。更具体地，相关性计算器2410计算在长度为N的当前CIR h_i(t+1)和长度同样为N的先前CIR h_i(t)之间的相关性。然后，相关性计算器2410将所计算的相关值输出到相位变化估计器2420的累加器2421。

累加器2421累加在N符号时期从乘法器2415输出的相关值。然后，累加器2421将累加值输出到相位检测器2422。然后，相位检测器2422如上述等式11所示地从累加器2421的输出来计算共有相位元素θ_ML。此后，将所计算的θ_ML值输出到补偿信号生成器2430。补偿信号生成器2430将具有与所检测到的相位相反的相位的复信号作为相位补偿信号输出到乘法器2440。乘法器2440将从第一N符号缓冲器2411输出的当前CIR h_i(t+1)与相位补偿信号

相乘，从而移除所估计的CIR的相位变化量。

如上所述，使用最大似然法的相位补偿器2112计算与在所输入的CIR和延迟了N个符号的先前CIR之间的相关值相对应的相位元素。此后，相位补偿器2112生成相位补偿信号，该相位补偿信号具有与如上所述地计算的相位元素的相位相反的相位。随后，相位补偿器2112将所生成的相位补偿信号与所估计的CIR相乘，从而移除所估计的CIR的相位变化的量。将已补偿了相位变化的CIR输入到线性内插器2113。线性内插器2113将已补偿了相位变化的CIR线性内插到第二频域转换器2121。

更具体地，线性内插器2113接收从相位补偿器2112已补偿了相位变化的CIR。因此，在已知数据部分期间，线性内插器2113输出所接收到的CIR，并且在已知数据中间的数据部分期间，根据预定内插方法来对CIR进行内插。此后，输出已内插的CIR。在本发明的该示例中，使用作为许多预定内插方法中的一个的线性内插法来对CIR进行内插。此处，本发明还可以使用其它内插方法。因此，本发明不仅限于本发明的描述中给出的示例。

第二频域转换器2121对从线性内插器2113输出的CIR执行FFT，从而将该CIR转换成频域CIR。然后，第二频域转换器2121将已转换的CIR输出到系数计算器2122。系数计算器2122使用从第二频域转换器2121输出的频域CIR来计算均衡系数。然后，系数计算器2122将所计算的系数输出到失真补偿器2130。此处，例如，系数计算器2122从频域的CIR来计算可以提供最小均方误差(MMSE)的频域的信道均衡系数，该信道均衡系数被输出到失真补偿器2130。失真补偿器2130对从第一频域转换器2100的FFT单元2102输出的频域重叠数据和由系数计算器2122计算的均衡系数执行复数乘法，从而补偿从FFT单元2102输出的重叠数据的信道失真。

同时，如果在从均衡器903进行信道均衡之后输入到块解码器905的数据与由发送系统对其执行了附加编码和网格编码的移动服务数据相对应，则作为发送系统的相反处理，对所输入的数据执行网格解码和附加解码处理。替代地，如果输入到块解码器905的数据与仅对其执行了网格编码而没有附加编码的主要服务数据相对应，则作为发送系统的相反处理，仅对所输入的数据执行网格解码处理。将由块解码器905解码的数据组输入到数据解格式器906，并且将主要服务数据包输入到数据解交织器909。

更具体地，如果所输入的数据与主要服务数据相对应，则块解码起905对所输入的数据执行Viterbi解码，以便输出硬(hard)确定值，或对软(soft)确定值执行硬确定，从而输出该结果。同时，如果所输入的数据与移动服务数据相对应，则块解码器905输出相对于所输入的移动服务数据的硬确定值或软确定值。换言之，如果所输入的数据与移动服务数据相对应，则块解码器905对由发送系统的块处理器和网格编码模块编码的数据执行解码处理。

在这一点上，包括在发送系统中的预处理器的RS帧编码器可以被视为外部码。并且，块处理器和网格编码器可以被视为内部码。为了当解码这样的级连码(concatenated code)时使外部码的性能最大化，内部码的解码器应当输出软确定值。因此，块解码器905可以输出关于移动服务数据的硬确定值。然而，当需要时，块解码器905可以更优选地输出软确定值。

同时，数据解交织器909、RS解码器910以及解随机化器911是接收主要服务数据所需要的块。因此，在仅接收移动服务数据的数字广播接收系统的结构中可能不需要上述块。数据解交织器909执行包括在发送系统中的数据交织器的反向处理。换言之，数据解交织器909将从块解码器905输出的主要服务数据解交织，并且将已解交织的主要服务数据输出到RS解码器910。RS解码器910对已解交织的数据执行系统RS解码处理，并且将已处理的数据输出到解随机化器911。解随机化器911接收RS解码器910的输出，并且生成与包括在数字广播发送系统中的随机化器的伪随机数据字节相同的伪随机数据字节。此后，解随机化器911对所生成的伪随机数据字节执行按位异或(XOR)运算，从而将MPEG同步子插入每个包的开头，以便输出以188字节主要服务数据包为单位的数据。

同时，将从块解码器905输出到解格式器906的数据以数据组的形式输入。在这一点上，数据解格式器906已经知道要输入的数据的结构，并且因此，能够从该数据组标识包括系统信息的信令信息以及移动服务数据。此后，数据解格式器906将已标识的信令信息输出到用于系统信息的块，并且将已标识的移动服务数据输出到RS帧解码器907。在这一点上，数据解格式器906移除插入主要服务数据和数据组中的已知数据、网格初始化数据以及MPEG报头。数据解格式器906也移除由RS编码器/非系统RS编码器或发送系统的非系统RS编码器添加的RS奇偶性。此后，将已处理的数据输出到RS帧解码器907。更具体地，RS帧解码器907仅接收从数据解码器906发送的RS编码和CRC编码的移动服务数据。

RS帧解码器907执行包括在发送系统中的RS帧编码器的反向处理，以便纠正在RS帧内的错误。然后，RS帧解码器907将1字节的MPEG同步服务数据包添加至纠错移动服务数据包，该1字节的MPEG同步服务数据包在RS帧编码处理期间已经被移除。此后，将已处理的数据包输出到解随机化器908。RS帧解码器907的操作将在后面的处理中详细描述。解随机化器908对所接收到的移动服务数据执行解随机处理，它与包括在发送系统中的随机化器的反向处理相对应。此后，将已解随机化数据输出，从而获得从发送系统发送的移动服务数据。

图49图示了根据本发明的RS帧解码器907的纠错解码处理的一系列示例性步骤。更具体地说，RS帧解码器907将从数据解格式器906接收到的移动服务数据字节分组，以便配置RS帧。移动服务数据与从发送系统RS编码和CRC编码的数据相对应。图49(a)图示了配置RS帧的示例。更具体地，发送系统将具有(N+2)*235大小的RS帧划分成30*235字节块。当假定将每个所划分的移动服务数据字节块插入每个数据组并且然后发送时，接收系统也将分别插入每个数据组的30*235移动服务数据字节块分组，从而配置具有(N+2)*235大小的RS帧。例如，当假定将RS帧划分成18个30*235字节块并从突发部分发送时，接收系统也将在相应突发部分内的18个数据组的移动服务数据字节分组，以便配置RS帧。此外，当假定N等于538(即，N＝538)时，RS帧解码器907可以将包括在突发内的18个数据组内的移动服务数据字节分组，以便配置具有540*235字节大小的RS帧。

此处，当假定块解码器905输出用于解码结果的软确定值时，RS帧解码器907通过使用软确定值的代码可以确定相应位的“0”和“1”。如上所述确定的每个8位被分组以创建1个数据字节。如果对包括单一突发内的18个数据组的所有软确定值执行上述处理，则可以配置具有540*235字节大小的RS帧。另外，本发明使用软确定值来不仅配置RS帧而且配置可靠性映射。此处，可靠性映射指示相应数据字节的可靠性，该相应数据字节是通过将8位分组来配置的，该8位由软确定值的代码来确定。

例如，当软确定值的绝对值超过预定阈值时，将由相应软确定值的代码确定的相应位的值确定为可靠的。相反，当软确定值的绝对值没有超过预定阈值时，将相应位的值确定为不可靠的。此后，如果将由软确定值的代码确定的并且分组以配置1个数据字节的8位中的甚至单一位确定为不可靠的，则该相应的数据字节在可靠性映射上被标记为不可靠的数据字节。

此处，确定1数据字节的可靠性仅是示例性的。更具体地，当多个数据字节(例如，至少4个数据字节)被确定为不可靠的时，相应数据字节在可靠性映射中也可以被标记为不可靠数据字节。相反，当在该1个数据字节内的所有数据位被确定为可靠时(即，当包括在1个数据字节内的所有8位的软确定值的绝对值超过预定阈值时)，相应数据字节在可靠性映射上被标记为可靠数据字节。类似地，当多个数据字节(例如，至少4个数据字节)被确定为可靠的时，相应数据字节在可靠性映射内也可以被标记为可靠数据字节。在上述示例中建议的数字仅为示例性，并且因此，不限制本发明的范围或精神。

可以同时执行均使用软确定值的配置RS帧的处理和配置可靠性映射的处理。此处，在可靠性映射内的可靠性信息与在RS帧内的每个字节一一对应。例如，如果RS帧具有540*235字节的大小则，可靠性映射也被配置成具有540*235字节的大小。图49(a’)图示了根据本发明的配置可靠性映射的处理步骤。同时，如果RS帧被配置成具有(N+2)*235字节大小，则RS帧解码器907对相应的RS帧执行CRC故障位校验处理，从而验证在每行内是否出现了任何错误。随后，如图49(b)所示，将2字节校验和移除，以配置具有N*235字节大小的RS帧。此处，在与每行相对应的错误标志上指示错误的出现(或存在)。类似地，如图49(b’)所示，由于与CRC校验和相对应的可靠性映射的部分几乎没有任何应用性，所以将这部分移除，使得仅剩余N*235数目的可靠性信息字节。

在执行CRC故障位校验处理之后，RS帧解码器907在列方向上执行RS解码。此处，根据CRC错误标志的数目可以执行RS擦除纠正处理。更具体地，如图49(c)所示，验证了与在RS帧内的每行相对应的CRC错误标志。此后，当在列方向上执行RS解码处理时，RS帧解码器907确定其中发生CRC错误的行的数目是否等于或小于可以对其执行RS擦除纠正的最大数目的错误。错误的最大数目与当执行RS编码处理时插入的奇偶性字节的数目相对应。在本发明的实施例中，假定已经将48个奇偶性字节添加到每列。

如图49(d)所示，如果其中出现CRC错误的行的数目小于或等于可以通过RS擦除解码处理纠正的错误的最大数目(即，根据该实施例的48个错误)，则在列方向上对具有235N字节的行的RS帧执行(235，187)-RS擦除解码处理。此后，如图49(f)所示，将已经被添加在每列结尾的48字节奇偶性数据移除。然而，相反，如果其中出现CRC错误的行的数目大于可以通过RS擦除解码处理纠正的最大数目的错误(即，48个错误)，则无法执行RS擦除解码处理。在这种情形下，通过执行一般RS解码处理可以纠正错误。另外，已经基于软确定值和RS帧创建的可靠性映射可以用于进一步增强本发明的纠错能力(或性能)。

更具体地，RS帧解码器907将块解码器905的软确定值的绝对值与预定阈值相比较，以便确定由相应软确定值的代码确定的位值的可靠性。而且，将分别由软确定值的代码确定的8位分组以形成1数据字节。因此，在可靠性映射上指示关于该1数据字节的可靠性信息。因此，如图49(e)所示，即使基于对特定行的CRC故障位校验处理确定该特定行中存在错误，本发明也不假定包括在该行中的所有字节中存在错误。本发明参考可靠性映射的可靠性信息，并且仅将已被确定为不可靠的字节设置为错误字节。换言之，不管在相应行中是否存在CRC错误，仅将基于可靠性映射确定为不可靠的字节设置为擦除点。

根据另一方法，当确定CRC错误被包括在相应行中时，基于CRC故障位校验结果的结果，仅将由可靠性映射确定为不可靠的字节设置为错误。更具体地，仅将与基于可靠性信息被确定为其中包括错误并且确定为不可靠的行相对应的字节设置为擦除点。此后，如果每列的错误点的数目小于或等于可以通过RS擦除解码处理纠正的最大数目的错误(即，48个错误)，则对相应列执行RS擦除解码处理。相反，如果每列的错误点的数目大于可以通过RS擦除解码处理来纠正的最大数目的错误(即，48个错误)，则对相应列执行一般解码处理。

更具体地，如果其中包括CRC错误的行的数目大于可以通过RS擦除解码处理来纠正的最大数目的错误(即，48个错误)，则根据相应列内的擦除点的数目，对基于可靠性映射的可靠性信息确定的列执行RS擦除解码处理或一般RS解码处理。例如，假定在RS帧内包括CRC错误的行的数目大于48。并且，也假定基于可靠性映射的可靠性信息确定的擦除点的数目在第一列中被指示为40个擦除点，并且在第二列中被指示为50个擦除点。在这种情形下，对第一列执行(235，187)-RS擦除解码处理。替代地，对第二列执行(235，187)-RS解码处理。如图49(f)所示，当通过使用上述处理，在RS帧内的所有列方向上执行纠错解码处理时，将添加在每列的结尾的48字节奇偶性数据移除。

如上所述，当基于特定列内的可靠性映射的可靠性信息确定具有较低可靠性级别的字节数目时，即使与RS帧内每行相对应的CRC错误的总数目大于可以通过RS擦除解码处理纠正的最大数目的错误，也对特定列执行纠错解码。此处，在一般RS解码处理和RS擦除解码处理之间的差异是可以纠正的错误的数目。更具体地，当执行一般RS解码处理时，与在RS编码处理期间插入的奇偶性字节数目的一半(即，(奇偶性字节数目)/2)相对应的错误数目可以被纠正错误(例如，24个错误可以被纠正)。替代地，当执行RS擦除解码处理时，与在RS编码处理期间插入的奇偶性字节数目相对应的错误数目可以被纠正错误(例如，48个错误可以被纠正)。

如上所述，如图49(f)所示，在执行纠错解码处理之后，可以获得由187个N字节行配置的RS帧(或包)。此外，具有N*187字节大小的RS帧以N数目的187字节单元中输出。此处，如图49(g)所示，将由发送系统移除的1字节MPEG同步字节添加在每个187字节包的结尾，从而输出188字节移动服务数据包。

对于本领域的技术人员将显而易见的是，在不脱离本发明的精神或范围的情况下，可以在本发明中做出各种修改和变更。因此，本发明意在涵盖本发明的修改和变更，只要这些修改和变更进入权利要求和它们的等同物的范围内。

Claims (22)

1.一种数字广播接收系统的信道均衡器，包括：

第一频域转换器，用于接收已知数据序列，并且将所接收到的数据转换成频域数据，其中所述已知数据序列被周期性地插入移动服务数据且与所述移动服务数据一起发送；

信道脉冲响应CIR估计器，用于通过使用在已知数据部分期间接收的数据和已知数据来估计CIR，所述已知数据是由所述数字广播接收系统根据所述数字广播接收系统和数字广播发送系统之间的协议而知道的；

CIR计算器，用于对于所接收的移动服务数据，对由所述CIR估计器估计的CIR进行内插或外插；

第二频域转换器，用于通过执行快速傅立叶变换FFT将从所述CIR计算器输出的时域CIR转换成频域CIR；

系数计算器，用于通过使用所述频域CIR来计算和输出均衡系数；以及

失真补偿器，用于将由所述系数计算器计算的均衡系数与由所述第一频域转换器转换成频域数据的数据相乘，从而补偿信道失真。

2.根据权利要求1所述的信道均衡器，其中，所述第一频域转换器以预定重叠比将所接收到的数据重叠，并且将重叠数据转换成频域数据。

3.根据权利要求2所述的信道均衡器，进一步包括：

时域转换器，用于将已补偿了信道失真的频域数据转换成时域数据，并且从所述重叠数据中提取和输出有效数据。

4.根据权利要求1所述的信道均衡器，其中，所述CIR计算器在所述移动服务数据与所接收到的数据组内的已知数据序列中间的数据相对应时，对在场同步部分和/或已知数据部分内的多个估计的CIR进行内插并将其输出。

5.根据权利要求1所述的信道均衡器，其中，在所述移动服务数据与所接收到的数据组内的场同步部分和已知数据序列之间的数据相对应时，所述CIR计算器对在场同步部分和/或已知数据部分内的多个估计的CIR进行内插并将其输出。

6.根据权利要求1所述的信道均衡器，其中，在所述移动服务数据与比所接收到的数据组内的场同步部分更早接收到的数据相对应时，所述CIR计算器对在所述场同步部分和/或已知数据部分内的多个估计的CIR进行外插并将其输出。

7.根据权利要求1所述的信道均衡器，其中，在所述移动服务数据与比所接收到的数据组内的最后已知数据序列更晚接收到的数据相对应时，所述CIR计算器对在场同步部分和/或已知数据部分内的多个估计的CIR进行外插并将其输出。

8.根据权利要求1所述的信道均衡器，进一步包括：

在所述CIR计算器的输入端处的第一前CIR清除器，所述第一前CIR清除器在所述CIR计算器执行外插时操作，从而移除包括在由所述CIR估计器估计的CIR中的抖动；以及

在所述CIR计算器的输出端处的第二前CIR清除器，所述第二前CIR清除器在所述CIR计算器执行内插时操作，从而移除包括在已内插的CIR中的抖动。

9.根据权利要求8所述的信道均衡器，其中，所述第一前CIR清除器和所述第二前CIR清除器中的至少一个移除输入的具有等于或小于预定阈值的功率的CIR元素的一部分。

10.根据权利要求1所述的信道均衡器，进一步包括：

补零单元，用于在从所述CIR计算器输出的CIR的长度和所述系数计算器的FFT的大小彼此不相等时，向所述CIR添加与FFT大小和CIR长度的差相对应的数目的零。

11.根据权利要求1所述的信道均衡器，其中，所述系数计算器计算能够从所述CIR提供最小均方误差MMSE的频域的均衡系数。

12.一种数字广播接收系统的信道均衡方法，包括步骤：

接收已知数据序列，并且将所接收到的数据转换成频域数据，其中所述已知数据序列被周期性地插入移动服务数据且与所述移动服务数据一起发送；

通过使用在已知数据部分期间接收的数据和已知数据来估计信道脉冲响应CIR，所述已知数据是由所述数字广播接收系统根据所述数字广播接收系统和数字广播发送系统之间的协议而知道的；

对于所接收的移动服务数据，对被估计的CIR进行内插或外插；

通过执行快速傅立叶变换FFT将被内插或外插的时域CIR转换成频域CIR；

通过使用所述频域CIR来计算和输出均衡系数；以及

将所计算的均衡系数与被转换成频域数据的数据相乘，从而补偿信道失真。

13.根据权利要求12所述的方法，其中，以预定重叠比将所接收到的数据重叠，并且将重叠数据转换成频域数据。

14.根据权利要求13所述的方法，进一步包括步骤：

将补偿了信道失真的频域数据转换成时域数据，并且从所述重叠数据中提取和输出有效数据。

15.根据权利要求12所述的方法，其中，在所述移动服务数据与所接收到的数据组内的已知数据序列中间的数据相对应时，对在场同步部分和/或已知数据部分内的多个估计的CIR进行内插并将其输出。

16.根据权利要求12所述的方法，其中，在所述移动服务数据与所接收到的数据组内的场同步部分与已知数据部分之间的数据相对应时，对在场同步部分和/或已知数据部分内的多个估计的CIR进行内插并将其输出。

17.根据权利要求12所述的方法，其中，在所述移动服务数据与比所接收到的数据组内的场同步部分更早接收到的数据相对应时，对在所述场同步部分和/或已知数据部分内的多个估计的CIR进行外插并将其输出。

18.根据权利要求12所述的方法，其中，在所述移动服务数据与所接收到的数据组内的最后已知数据序列更晚接收到的数据相对应时，对在场同步部分和/或已知数据部分内的多个估计的CIR进行外插并将其输出。

19.根据权利要求12所述的方法，其中，在对多个估计的CIR进行外插时，移除包括在所估计的CIR中的抖动，执行外插，并输出已处理的数据以便计算所述均衡系数。

20.根据权利要求12所述的方法，其中，在对多个估计的CIR进行内插时，执行内插，移除包括在已内插的CIR中的抖动，并输出已处理的数据以便计算所述均衡系数。

21.根据权利要求12所述的方法，进一步包括步骤：

在所计算的CIR的长度和FFT的大小彼此不相等时，向所述CIR添加与所述FFT大小和所述CIR长度的差相对应的数目的零。

22.根据权利要求12所述的方法，其中，计算能够从所述CIR提供最小均方误差MMSE的频域的均衡系数。

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