WO2014199796A1 - インバータ装置 - Google Patents

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Abstract

　直流電源が出力する直流電力の直流入力電圧値を昇圧する昇圧回路と、この昇圧回路から与えられる電力を交流電力に変換するインバータ回路と、昇圧回路及びインバータ回路を制御する制御部と、変換した交流電力を交流系統へ出力する電路に設けられたリアクトルとを含むインバータ装置において、直流電力の入力電力値及び交流系統の電圧値に基づいて出力電流目標値を求め、当該出力電流目標値に基づいてインバータ回路の電流目標値及び電圧目標値を求めてインバータ回路を制御するとともに、インバータ回路と共通の電流目標値及び電圧目標値、並びに、直流入力電圧値に基づいて、昇圧回路の電流目標値を求めて昇圧回路を制御することにより、交流電力の出力を制御する。

Description

インバータ装置
　本発明は、太陽光発電等の直流電源からの直流電力を交流電力に変換するためのインバータ装置に関するものである。
　従来から、太陽電池や、蓄電池等の直流電源からの入力電力を交流電力に変換するとともに、変換した交流電力を商用電力等の交流系統に重畳するための系統連系機能を備えたインバータ装置が用いられている。
　このようなインバータ装置は、入力電力の電圧を昇圧するための昇圧回路と、昇圧回路の出力を交流電力に変換するインバータ回路と、を備えている。
　上記インバータ装置においては、出力すべき交流電力の内、入力電源の電圧が交流系統電圧の絶対値より低い期間のみ昇圧回路にスイッチング動作させ、その他の期間では、昇圧回路のスイッチング動作を停止させることで、インバータ回路および昇圧回路のスイッチングによる損失を低減し、より高い効率で電力を出力することができるインバータ装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特開２０００－１５２６５１号公報
　上記のようなインバータ装置では、交流系統電圧の絶対値と入力電圧とを互いに比較して、一致する瞬間に、昇圧回路とインバータ回路とで互いに高周波スイッチングの期間を切り替える。しかし、このように交流系統電圧の絶対値が入力電圧と一致する瞬間に、高周波スイッチング動作に関して昇圧回路からインバータ回路に切り替わると、インバータ回路の入力電圧が不足し、出力電流に歪みが生ずる場合がある。
　インバータ回路の出力電圧が系統電圧と同期するように制御すれば、交流系統電圧の絶対値と入力電圧とが互いに一致する瞬間に昇圧回路とインバータ回路の高周波スイッチングの期間を切り替えても、インバータ回路への入力電圧が不足する期間が生じないため出力電流に歪みは生じない。しかし、このとき交流リアクトルの両端電圧は、交流電圧と同相となり、交流リアクトルに流れる電流位相は、交流系統の電圧位相に対して９０度遅れた位相となる。よって、交流リアクトルを介して出力され交流系統に重畳される交流電力の電流位相が、交流系統電圧に対して９０度遅れることとなる。その結果として系統連系の規定に準拠した電力を出力できなくなるおそれがあった。
　また、上記インバータ装置では、昇圧回路の出力電流あるいは直流リアクトルの電流を所定の波形と大きさに波形整形するための昇圧参照波が、インバータ参照波に系統電圧の絶対値と入力電圧との比率を乗算して求めた正弦２乗波とされている。すなわち、交流リアクトルによる交流電圧の位相ずれと、中間コンデンサ（昇圧回路とインバータ回路との間に配置されたコンデンサ）を流れる電流成分が考慮されていない。このため、系統電圧に対して同期した歪みの少ない電流を出力するには昇圧参照波である正弦２乗波を、インバータ参照波である正弦波よりも位相を進めて前出しし、その前出し量を出力電流の大きさにより変化させるという複雑な制御を組み合わせる必要があった。
　さらに、上記インバータ装置では、昇圧電流あるいは直流リアクトル電流の監視結果によって大きさが制御された正弦２乗波である昇圧参照波を、直接三角波と比較して昇圧用スイッチング素子のオン時間を制御するゲート信号としているが、この方法では目的の波形と大きさの出力電流を得ることはできない。
　また、上記インバータ装置では、昇圧回路の出力電流を系統電力の半分の周期内で大きく変化させるため、入力側に接続された平滑コンデンサの容量をかなり大きくしても入力電流は完全な直流電流とはならず、変動成分が重畳した脈流となることが避けられない。よって、太陽電池のように特定の電流値において出力電力が最大となる最適動作点をとる電源を接続すると、太陽電池の最適動作点に制御することが困難だった。
　本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、昇圧回路とインバータ回路の高周波スイッチング動作をそれぞれ部分的に停止する期間を設け、さらに高周波スイッチングを行う期間においても、昇圧比、降圧比を必要最低限に抑制することによってパワー半導体素子のスイッチング損失とリアクトルの鉄損を低減して高い変換効率を実現しながら、出力によらず、歪みが少なく系統電圧に同期した高い力率の交流電流を出力することができるインバータ装置を提供することを目的とする。
　本発明は、リアクトルを介して交流系統に接続されるインバータ装置であって、電源が出力する直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を、前記リアクトルを介して前記交流系統へ出力する変換部と、前記変換部の制御を行う制御部とを備える。さらに前記変換部は、前記直流電力の直流入力電圧値を昇圧する昇圧回路と、前記昇圧回路から与えられる電力を交流電力に変換するインバータ回路とを備える。また、前記制御部は、前記直流電力の入力電力値及び前記交流系統の電圧値に基づいて出力電流目標値を求め、当該出力電流目標値に基づいて前記インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値を求めて前記インバータ回路を制御するとともに、前記インバータ回路と共通の電流目標値及び電圧目標値、並びに、前記直流入力電圧値に基づいて、前記昇圧回路の電流目標値を求めて前記昇圧回路を制御することにより、前記交流電力の出力を制御する。
　本発明のインバータ装置によれば、高い変換効率で、交流系統に同期した歪みの少ない交流電流を出力することができる。
第１実施形態に係るインバータ装置を備えたシステムの一例を示すブロック図である。 インバータ装置の回路図の一例である。 制御部のブロック図である。 直流入力電圧検出値（縦軸は［Ｖ］）、及び昇圧回路電流検出値（縦軸は［Ａ］）の経時変化をシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである。 平均化処理部が行う、直流入力電圧検出値Ｖｇを平均化する際の態様を示す図である。 制御処理部による制御処理を説明するための制御ブロック図である。 昇圧回路及びインバータ回路の制御処理を示すフローチャートである。 （ａ）は、制御処理部がフィードバック制御において求めた昇圧回路電流指令値、及びこれに従って制御した場合の昇圧回路電流検出値をシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフであり、（ｂ）は、制御処理部がフィードバック制御において求めた昇圧回路電圧目標値、及びこれに従って制御した場合の昇圧回路電圧検出値をシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである（電圧の縦軸は［Ｖ］、電流の縦軸は［Ａ］である。）。 インバータ出力電圧指令値（縦軸は［Ｖ］）の一例を示す図である。 （ａ）は、昇圧回路用搬送波と、昇圧回路用参照波とを比較したグラフであり、（ｂ）は、昇圧回路制御部が生成したスイッチング素子Ｑｂを駆動するための駆動波形である。 （ａ）は、インバータ回路用搬送波と、インバータ回路用参照波とを比較したグラフ、（ｂ）は、インバータ回路制御部が生成したスイッチング素子Ｑ１を駆動するための駆動波形、（ｃ）は、インバータ回路制御部が生成したスイッチング素子Ｑ３を駆動するための駆動波形である。 参照波、及び各スイッチング素子の駆動波形の一例とともに、インバータ装置が出力する交流電力の電流波形の一例を示した図である（電圧の縦軸は［Ｖ］、電流の縦軸は［Ａ］である。）。 （ａ）は、インバータ回路から出力された交流電圧、商用電力系統、及び交流リアクトルの両端電圧、それぞれの電圧波形を示したグラフであり、（ｂ）は、交流リアクトルに流れる電流波形を示したグラフである。 第２実施形態に係るインバータ装置の回路図の一例である。 第２実施形態におけるインバータ回路用搬送波と、参照波とを比較したグラフである。 第２実施形態における、参照波、及び各スイッチング素子Ｑｂ、Ｑ１～Ｑ４の駆動波形の一例とともに、インバータ装置が出力する交流電力の電流波形（縦軸は［Ａ］）の一例を示した図である。 第３実施形態に係るインバータ装置１の回路図の一例である。 第３実施形態における、参照波、及びスイッチング素子の駆動波形の一例とともに、インバータ装置が出力する交流電力の電流波形の一例を示した図である（電圧の縦軸は［Ｖ］、電流の縦軸は［Ａ］である。）。
　《実施形態の要旨》
　本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。
　（１）これは、リアクトルを介して交流系統に接続されるインバータ装置であって、電源が出力する直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を、前記リアクトルを介して前記交流系統へ出力する変換部と、前記変換部の制御を行う制御部とを備えている。そして前記変換部は、前記直流電力の直流入力電圧値を昇圧する昇圧回路と、前記昇圧回路から与えられる電力を交流電力に変換するインバータ回路とを備えている。また、前記制御部は、前記直流電力の入力電力値及び前記交流系統の電圧値に基づいて出力電流目標値（Ｉａ＊）を求め、当該出力電流目標値に基づいて前記インバータ回路の電流目標値（Ｉｉｎｖ＊）及び電圧目標値（Ｖｉｎｖ＊）を求めて前記インバータ回路を制御するとともに、前記インバータ回路と共通の電流目標値（Ｉｉｎｖ＊）及び電圧目標値（Ｖｉｎｖ＊）、並びに、前記直流入力電圧値（Ｖｇ）に基づいて、前記昇圧回路の電流目標値（Ｉｉｎ＊）を求めて前記昇圧回路を制御することにより、前記交流電力の出力を制御する。
　上記構成のインバータ装置の制御部によって制御される変換部は、常に、インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値に基づいた出力をリアクトルに対して提供することができる。制御部は、交流系統の電圧値に直接依存するのではなくインバータ装置側で目標値を定め、これに基づいて昇圧回路及びインバータ回路に所望の動作をさせることができる。従って、制御部は、前記交流系統の電圧位相よりも数度進相した電圧位相とされた交流電力を前記変換部に出力させるように制御することができる。
　つまり、変換部が出力する交流電力の電圧位相を交流系統の電圧位相よりも数度進相させるので、リアクトルの両端電圧の位相を、交流系統の電圧位相に対して９０度進んだ位相とすることができる。リアクトルの電流位相は、その電圧位相に対して９０度遅延するので、リアクトルを通して出力される交流電力の電流位相は、交流系統の電流位相に対して同期することとなる。
　この結果、交流系統に対して電流位相が同位相の交流電力を出力することができるので、当該交流電力の力率が低下するのを抑制することができる。
　なお、前記（１）のインバータ装置は、例えば、以下の（２）～（９）に列記する具体的な態様を有し得る。
　（２）例えば前記（１）のインバータ装置において、前記昇圧回路と前記インバータ回路との間に平滑コンデンサが設けられており、前記インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値に基づく電力目標値に、前記平滑コンデンサを通過する無効電力を加味した値と、前記直流入力電圧値とに基づいて、前記昇圧回路の電流目標値を求めるようにしてもよい。
　この場合、インバータ回路の電力目標値のほか、無効電力を考慮して、より正確に昇圧回路の電流目標値を定めることができる。
　（３）また、前記（１）のインバータ装置において、前記昇圧回路と前記インバータ回路との間に平滑コンデンサが設けられており、前記インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値に基づく電力目標値に、前記平滑コンデンサを通過する無効電力及び前記インバータ回路における電力損失を加味した値と、前記直流入力電圧値とに基づいて、前記昇圧回路の電流目標値を求めるようにしてもよい。
　この場合、インバータ回路の電力目標値のほか、無効電力を考慮及び電力損失を考慮して、より厳密に昇圧回路の電流目標値を定めることができる。
　（４）また、前記（１）のインバータ装置において例えば、前記リアクトルの後段に出力平滑コンデンサが設けられており、
　前記昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ＊、
　前記インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値をそれぞれ、Ｉｉｎｖ＊及びＶｉｎｖ＊、
　前記出力平滑コンデンサの静電容量をＣａ、
　前記交流系統の電圧値をＶａ、
　前記直流入力電圧値をＶｇ、とするとき、
　Ｉｉｎ＊＝（Ｉｉｎｖ＊ × Ｖｉｎｖ＊） ／ Ｖｇ
であり、
　Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊ ＋ Ｃａ×（ｄ Ｖａ／ｄｔ）
である。
　この場合、出力平滑コンデンサに流れる電流を考慮してインバータ回路の電流目標値及び昇圧回路の電流目標値を定めることができる。
　（５）また、前記（１）のインバータ装置において例えば、前記リアクトルの後段に出力平滑コンデンサが設けられており、
　前記昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ＊、
　前記インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値をそれぞれ、Ｉｉｎｖ＊及びＶｉｎｖ＊、
　前記交流系統の電圧値をＶａ、
　前記直流入力電圧値をＶｇ、
　前記出力平滑コンデンサに流れる電流をＩｃａ、とするとき、
　Ｉｉｎ＊＝（Ｉｉｎｖ＊ × Ｖｉｎｖ＊） ／ Ｖｇ
であり、
　Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊ ＋ Ｉｃａ
である。
　この場合、出力平滑コンデンサに流れる電流を考慮してインバータ回路の電流目標値及び昇圧回路の電流目標値を定めることができる。
　（６）また、前記（２）のインバータ装置において例えば、
　前記昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ＊、
　前記インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値をそれぞれ、Ｉｉｎｖ＊及びＶｉｎｖ＊、
　前記平滑コンデンサの静電容量をＣ、
　前記昇圧回路の電圧目標値をＶｏ＊、
　前記直流入力電圧値をＶｇ、とするとき、
　Ｉｉｎ＊＝
　｛（Ｉｉｎｖ＊ × Ｖｉｎｖ＊） ＋ Ｃ×（ｄ Ｖｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊｝ ／ Ｖｇ
である。
　（７）また、前記（２）のインバータ装置において例えば、
　前記昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ＊、
　前記インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値をそれぞれ、Ｉｉｎｖ＊及びＶｉｎｖ＊、
　前記昇圧回路の電圧目標値をＶｏ＊、
　前記直流入力電圧値をＶｇ、
　前記平滑コンデンサに流れる電流をＩｃ、とするとき、
　Ｉｉｎ＊＝
　｛（Ｉｉｎｖ＊ × Ｖｉｎｖ＊） ＋ Ｉｃ×Ｖｏ＊｝ ／ Ｖｇ
である。
　（８）また、前記（３）のインバータ装置において例えば、
　前記昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ＊、
　前記インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値をそれぞれ、Ｉｉｎｖ＊及びＶｉｎｖ＊、
　前記平滑コンデンサの静電容量をＣ、
　前記昇圧回路の電圧目標値をＶｏ＊、
　前記直流入力電圧値をＶｇ、
　当該インバータ装置の電力損失をＰＬＯＳＳ、とするとき、
　Ｉｉｎ＊＝
　｛（Ｉｉｎｖ＊ × Ｖｉｎｖ＊） ＋ Ｃ×（ｄ Ｖｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊ ＋ ＰＬＯＳＳ｝ ／ Ｖｇ
である。
　（９）また、前記（３）のインバータ装置において例えば、
　前記昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ＊、
　前記インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値をそれぞれ、Ｉｉｎｖ＊及びＶｉｎｖ＊、
　前記昇圧回路の電圧目標値をＶｏ＊、
　前記直流入力電圧値をＶｇ、
　前記平滑コンデンサに流れる電流をＩｃ、
　当該インバータ装置の電力損失をＰＬＯＳＳ、とするとき、
　Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊ × Ｖｉｎｖ＊） ＋ Ｉｃ×Ｖｏ＊ ＋ ＰＬＯＳＳ｝ ／ Ｖｇ
である。
　（１０）また、前記（４）～（９）のいずれかのインバータ装置において、前記制御部は、前記昇圧回路の電圧目標値として、前記直流入力電圧値、及び、前記インバータ回路の電圧目標値の絶対値のいずれか大きい方を選択するとともに、
　前記リアクトルのインダクタンスをＬａとするとき、前記インバータ回路の電圧目標値Ｖｉｎｖ＊を、
　Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａ ＋ Ｌａ（ｄ Ｉｉｎｖ＊／ｄｔ）
として求めてもよい。
　前記（１０）の場合、制御部は、前記インバータ回路の電圧目標値の絶対値が、直流入力電圧値よりも高い部分の電圧を出力する際には昇圧回路を動作させ、前記インバータ回路の電圧目標値の絶対値が、直流入力電圧値よりも低い部分の電圧を出力する際にはインバータ回路を動作させるように制御されるので、インバータ回路によって降圧する電力の電位差を低く抑えることができるとともに、昇圧回路のスイッチングによる損失を低減し、より高効率で交流電力を出力することができる。さらに、昇圧回路及びインバータ回路は、共に制御部が設定した電圧目標値に基づいて動作するため、両回路の高周波スイッチング期間が交互に切り替わるように動作を行っても、インバータ装置から出力される交流電流に位相ずれや歪が生じるのを抑制することができる。
　（１１）また、前記（１）～（１０）のいずれかのインバータ装置において、前記制御部は、前記直流入力電圧値及び前記電源から与えられる直流電力の直流入力電流値のそれぞれを複数回測定した結果から求められた、前記直流入力電圧値及び前記直流入力電流値それぞれの平均値に基づいて、前記電源について最大電力点追従制御を行うことが好ましい。
　この場合、電源による直流電力が変動し不安定な場合にも、制御部は、直流入力電圧値及び直流入力電流値を平均値として精度よく得ることができる。この結果、電源を好適に制御することができ、インバータ装置としての効率が低下するのを効果的に抑制することができる。
　（１２）また、変換部等のインピーダンスの変動によって、電源が変換部に出力する直流電力の電圧や電流に変動が生じる場合、その変動周期は、交流系統の１／２周期と一致する。
　従って、前記（１１）のインバータ装置において、前記直流入力電圧値及び直流入力電流値それぞれの平均値は、前記交流系統の１／２周期の整数倍期間の間に、前記直流入力電圧値及び直流入力電流値のそれぞれを前記交流系統の１／２周期よりも短い時間間隔で複数回測定した結果から得られた値であることが好ましく、この場合、直流入力電圧値及び直流入力電流値が周期的に変動したとしても、直流入力電圧値及び直流入力電流値を精度よく求めることができる。
　（１３）また、（１）～（１２）のインバータ装置において、前記交流系統から直流電力を前記電源に出力することもできる。すなわち、インバータ回路の電流目標値（Ｉｉｎｖ＊）と電圧目標値（Ｖｉｎｖ＊）との間で互いに位相を１８０度ずらすと、同じ電流目標値（Ｉｉｎ＊）の制御で交流系統から電源への逆方向の出力も可能である。
　《実施形態の詳細》
　以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。
〔１．　第１実施形態〕
〔１．１　全体構成について〕
　図１は、第１実施形態に係るインバータ装置を備えたシステムの一例を示すブロック図である。図中、インバータ装置１の入力端には、直流電源としての太陽光発電パネル２が接続され、出力端には、交流の商用電力系統３が接続されている。このシステムは、太陽光発電パネル２が発電する直流電力を交流電力に変換し、商用電力系統３に出力する連系運転を行う。
　インバータ装置１は、太陽光発電パネル２が出力する直流電力が与えられる昇圧回路１０と、昇圧回路１０から与えられる電力を交流電力に変換して商用電力系統３に出力するインバータ回路１１と、これら両回路１０，１１の動作を制御する制御部１２とを備えている。
　図２は、インバータ装置１の回路図の一例である。
　昇圧回路１０は、直流リアクトル１５と、ダイオード１６と、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等からなるスイッチング素子Ｑｂとを備えており、昇圧チョッパ回路を構成している。
　昇圧回路１０の入力側には、第１電圧センサ１７、第１電流センサ１８、及び平滑化のためのコンデンサ２６が設けられている。
　第１電圧センサ１７は、太陽光発電パネル２が出力し、昇圧回路１０に入力される直流電力の直流入力電圧検出値Ｖｇ（直流入力電圧値）を検出し、制御部１２に出力する。第１電流センサ１８は、直流リアクトル１５に流れる電流である昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ（直流入力電流値）を検出し、制御部１２に出力する。なお、直流入力電流検出値Ｉｇを検出するために、コンデンサ２６の前段に、さらに電流センサを設けてもよい。
　制御部１２は、直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎから入力電力Ｐｉｎを演算し、太陽光発電パネル２に対するＭＰＰＴ（Maximum Power Point Tracking：最大電力点追従）制御を行う機能を有している。
　また、昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂは、後述するように、インバータ回路１１との間でスイッチング動作を行う期間が交互に切り替わるように制御される。よって、昇圧回路１０は、スイッチング動作を行っている期間は、昇圧された電力をインバータ回路１１に出力し、スイッチング動作を停止している期間は、太陽光発電パネル２が出力して昇圧回路１０に入力される直流電力の直流入力電圧値を昇圧することなくインバータ回路１１に出力する。
　昇圧回路１０と、インバータ回路１１との間には、平滑用のコンデンサ１９（平滑コンデンサ）が接続されている。
　インバータ回路１１は、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）からなるスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を備えている。これらスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、フルブリッジ回路を構成している。
　各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、制御部１２に接続されており、制御部１２により制御可能とされている。制御部１２は、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の動作をＰＷＭ制御する。これにより、インバータ回路１１は、昇圧回路１０から与えられる電力を交流電力に変換する。
　インバータ装置１は、インバータ回路１１と、商用電力系統３との間にフィルタ回路２１を備えている。
　フィルタ回路２１は、２つの交流リアクトル２２と、交流リアクトル２２の後段に設けられたコンデンサ２３（出力平滑コンデンサ）とを備えて構成されている。フィルタ回路２１は、インバータ回路１１から出力される交流電力に含まれる高周波成分を除去する機能を有している。フィルタ回路２１により高周波成分が除去された交流電力は、商用電力系統３に与えられる。
　このように、昇圧回路１０及びインバータ回路１１は、太陽光発電パネル２が出力する直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を、フィルタ回路２１を介して商用電力系統３へ出力する変換部を構成している。
　また、フィルタ回路２１には、インバータ回路１１による出力の電流値であるインバータ電流検出値Ｉｉｎｖ（交流リアクトル２２に流れる電流）を検出するための第２電流センサ２４が接続されている。さらに、フィルタ回路２１と、商用電力系統３との間には、商用電力系統３側の電圧値（系統電圧検出値Ｖａ）を検出するための第２電圧センサ２５が接続されている。
　第２電流センサ２４及び第２電圧センサ２５は、検出した系統電圧検出値Ｖａ（交流系統の電圧値）及びインバータ電流検出値Ｉｉｎｖを制御部１２に出力する。なお、第２電流センサ２４は、図のように、コンデンサ２３の前段でもよいが、コンデンサ２３の後段に設けてもよい。
　制御部１２は、これら系統電圧検出値Ｖａ及びインバータ電流検出値Ｉｉｎｖと、上述の直流入力電圧検出値Ｖｇ、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎに基づいて、昇圧回路１０及びインバータ回路１１を制御する。
〔１．２　制御部について〕
　図３は、制御部１２のブロック図である。制御部１２は、図３に示すように、制御処理部３０と、昇圧回路制御部３２と、インバータ回路制御部３３と、平均化処理部３４とを機能的に有している。
　制御部１２の各機能は、その一部又は全部がハードウェア回路によって構成されてもよいし、その一部又は全部が、ソフトウェア（コンピュータプログラム）をコンピュータによって実行させることで実現されていてもよい。制御部１２の機能を実現するソフトウェア（コンピュータプログラム）は、コンピュータの記憶装置（図示省略）に格納される。
　昇圧回路制御部３２は、制御処理部３０から与えられる指令値及び検出値に基づいて、昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂを制御し、前記指令値に応じた電流の電力を昇圧回路１０に出力させる。
　また、インバータ回路制御部３３は、制御処理部３０から与えられる指令値及び検出値に基づいて、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を制御し、前記指令値に応じた電流の電力をインバータ回路１１に出力させる。
　制御処理部３０には、直流入力電圧検出値Ｖｇ、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ、系統電圧検出値Ｖａ及びインバータ電流検出値Ｉｉｎｖが与えられる。
　制御処理部３０は、直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎから入力電力Ｐｉｎ及びその平均値〈Ｐｉｎ〉を演算する。
　制御処理部３０は、入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉に基づいて、直流入力電流指令値Ｉｇ＊（後に説明する）を設定して太陽光発電パネル２に対するＭＰＰＴ制御を行うとともに、昇圧回路１０及びインバータ回路１１それぞれをフィードバック制御する機能を有している。
　直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎは、平均化処理部３４、及び制御処理部３０に与えられる。
　平均化処理部３４は、第１電圧センサ１７及び第１電流センサ１８から与えられる直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎを、予め設定された所定の時間間隔ごとにサンプリングし、それぞれの平均値を求め、平均化された直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎを制御処理部３０に与える機能を有している。
　図４は、直流入力電圧検出値Ｖｇ、及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎの経時変化をシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである。
　また、直流入力電流検出値Ｉｇは、コンデンサ２６よりも入力側で検出される電流値である。
　図４に示すように、直流入力電圧検出値Ｖｇ、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ、及び直流入力電流検出値Ｉｇは、系統電圧の１／２の周期で変動していることが判る。
　図４に示すように、直流入力電圧検出値Ｖｇ、及び直流入力電流検出値Ｉｇが周期的に変動する理由は、次の通りである。すなわち、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎは、昇圧回路１０、及びインバータ回路１１の動作に応じて、交流周期の１／２周期でほぼ０Ａからピーク値まで大きく変動する。そのため、コンデンサ２６で変動成分を完全に取り除くことができず、直流入力電流検出値Ｉｇは、交流周期の１／２周期で変動する成分を含む脈流となる。一方、太陽光発電パネルは出力電流によって出力電圧が変化する。
　このため、直流入力電圧検出値Ｖｇに生じる周期的な変動は、インバータ装置１が出力する交流電力の１／２周期となっている。
　平均化処理部３４は、上述の周期的変動による影響を抑制するために、直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎを平均化する。
　図５は、平均化処理部３４が行う、直流入力電圧検出値Ｖｇを平均化する際の態様を示す図である。
　平均化処理部３４は、あるタイミングｔ１から、タイミングｔ２までの間の期間Ｌにおいて、予め設定された所定の時間間隔Δｔごとに、与えられる直流入力電圧検出値Ｖｇについて複数回サンプリング（図中、黒点のタイミング）を行い、得られた複数の直流入力電圧検出値Ｖｇの平均値を求める。
　ここで、平均化処理部３４は、期間Ｌを商用電力系統３の周期長さの１／２の長さに設定する。また、平均化処理部３４は、時間間隔Δｔを、商用電力系統３の１／２周期の長さよりも十分短い期間に設定する。
　これにより、平均化処理部３４は、商用電力系統３の周期と同期して周期的に変動する、直流入力電圧検出値Ｖｇの平均値を、できるだけサンプリングの期間を短くしつつ、精度よく求めることができる。
　なお、サンプリングの時間間隔Δｔは、例えば、商用電力系統３の周期の１／１００～１／１０００、或いは、２０マイクロ秒～２００マイクロ秒等に設定することができる。
　なお、平均化処理部３４は、期間Ｌを予め記憶しておくこともできるし、第２電圧センサ２５から系統電圧検出値Ｖａを取得して商用電力系統３の周期に基づいて期間Ｌを設定することもできる。
　また、ここでは、期間Ｌを商用電力系統３の周期長さの１／２の長さに設定したが、期間Ｌは、少なくとも、商用電力系統３の１／２周期に設定すれば、直流入力電圧検出値Ｖｇの平均値を精度よく求めることができる。直流入力電圧検出値Ｖｇは、上述のように、昇圧回路１０、およびインバータ回路１１の動作によって、商用電力系統３の周期長さの１／２の長さで周期的に変動するからである。
　よって、期間Ｌをより長く設定する必要がある場合、商用電力系統３の１／２周期の３倍や４倍といったように、期間Ｌを商用電力系統３の１／２周期の整数倍に設定すればよい。これによって、周期単位で電圧変動を把握できる。
　上述したように、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎも、直流入力電圧検出値Ｖｇと同様、商用電力系統３の１／２周期で周期的に変動する。
　よって、平均化処理部３４は、図５に示した直流入力電圧検出値Ｖｇと同様の方法によって、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎの平均値も求める。
　制御処理部３０は、直流入力電圧検出値Ｖｇの平均値及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎの平均値をそれぞれ、期間Ｌごとに逐次求める。
　平均化処理部３４は、求めた直流入力電圧検出値Ｖｇの平均値及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎの平均値を制御処理部３０に与える。
　本実施形態では、上述のように、平均化処理部３４が、直流入力電圧検出値Ｖｇの平均値（直流入力電圧平均値〈Ｖｇ〉）及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎの平均値（昇圧回路電流平均値〈Ｉｉｎ〉）を求め、制御処理部３０は、これら値を用いて、太陽光発電パネル２に対するＭＰＰＴ制御を行いつつ、昇圧回路１０及びインバータ回路１１を制御するので、太陽光発電パネル２による直流電流が変動し不安定な場合にも、制御部１２は、太陽光発電パネル２からの出力を、インバータ装置１の動作による変動成分を取り除いた直流入力電圧平均値〈Ｖｇ〉及び昇圧回路電流平均値〈Ｉｉｎ〉として精度よく得ることができる。この結果、ＭＰＰＴ制御を好適に行うことができ、太陽光発電パネル２の発電効率が低下するのを効果的に抑制することができる。
　また、上述したように、インバータ装置１の動作によって、太陽光発電パネル２が出力する直流電力の電圧（直流入力電圧検出値Ｖｇ）や電流（昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ）に変動が生じる場合、その変動周期は、インバータ回路１１が出力する交流電力の１／２周期（商用電力系統３の１／２周期）と一致する。
　この点、本実施形態では、商用電力系統３の周期長さの１／２の長さに設定された期間Ｌの間に、直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎのそれぞれについて、交流系統の１／２周期よりも短い時間間隔Δｔで複数回サンプリングし、その結果から直流入力電圧平均値〈Ｖｇ〉及び昇圧回路電流平均値〈Ｉｉｎ〉を求めたので、直流電流の電圧及び電流が周期的に変動したとしても、できるだけサンプリングの期間を短くしつつ、直流入力電圧平均値〈Ｖｇ〉及び昇圧回路電流平均値〈Ｉｉｎ〉を精度よく求めることができる。
　制御処理部３０は、上述の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉に基づいて、直流入力電流指令値Ｉｇ＊を設定し、この設定した直流入力電流指令値Ｉｇ＊や、上記値に基づいて、昇圧回路１０及びインバータ回路１１それぞれに対する指令値を求める。
　制御処理部３０は、求めた指令値を昇圧回路制御部３２及びインバータ回路制御部３３に与え、昇圧回路１０及びインバータ回路１１それぞれをフィードバック制御する機能を有している。
　図６は、制御処理部３０による昇圧回路１０、及びインバータ回路１１のフィードバック制御を説明するための制御ブロック図である。
　制御処理部３０は、インバータ回路１１の制御を行うための機能部として、第１演算部４１、第１加算器４２、補償器４３、及び第２加算器４４を有している。
　また、制御処理部３０は、昇圧回路１０の制御を行うための機能部として、第２演算部５１、第３加算器５２、補償器５３、及び第４加算器５４を有している。
　図７は、昇圧回路１０及びインバータ回路１１の制御処理を示すフローチャートである。図６に示す各機能部は、図７に示すフローチャートに示す処理を実行することで、昇圧回路１０及びインバータ回路１１を制御する。
　以下、図７に従って、昇圧回路１０及びインバータ回路１１の制御処理を説明する。
　まず、制御処理部３０は、現状の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉を求め（ステップＳ９）、前回演算時の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉と比較して、直流入力電流指令値Ｉｇ＊を設定する（ステップＳ１）。なお、入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉は、下記式（１）に基づいて求められる。
　　入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉＝〈Ｉｉｎ×Ｖｇ〉　・・・（１）
　なお、式（１）中、Ｉｉｎは昇圧回路電流検出値、Ｖｇは直流入力電圧検出値（直流入力電圧値）であり、平均化処理部３４によって平均化された値である直流入力電圧平均値〈Ｖｇ〉及び昇圧回路電流平均値〈Ｉｉｎ〉が用いられる。
　また、式（１）以外の以下に示す制御に関する各式においては、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ、及び直流入力電圧検出値Ｖｇは、平均化されていない瞬時値が用いられる。
　また、「〈　〉」は、括弧内の値の平均値を示している。以下同じである。
　制御処理部３０は、設定した直流入力電流指令値Ｉｇ＊を、第１演算部４１に与える。
　第１演算部４１には、直流入力電流指令値Ｉｇ＊の他、直流入力電圧検出値Ｖｇ、系統電圧検出値Ｖａも与えられる。
　第１演算部４１は、下記式（２）に基づいて、インバータ装置１としての出力電流指令値の平均値〈Ｉａ＊〉を演算する。
　　出力電流指令値の平均値〈Ｉａ＊〉＝
　　　　　　　　　　　　〈Ｉｇ＊×Ｖｇ〉／〈Ｖａ〉　　・・・（２）
　さらに、第１演算部４１は、下記式（３）に基づいて、出力電流指令値Ｉａ＊（出力電流目標値）を求める（ステップＳ２）。
　ここで、第１演算部４１は、出力電流指令値Ｉａ＊を系統電圧検出値Ｖａと同位相の正弦波として求める。
　出力電流指令値Ｉａ＊＝
　　　　　　　（√２）×〈Ｉａ＊〉×ｓｉｎωｔ　　　　・・・（３）
　以上のように、第１演算部４１は、入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉（直流電力の入力電力値）及び系統電圧検出値Ｖａに基づいて出力電流指令値Ｉａ＊を求める。
　次いで、第１演算部４１は、下記式（４）に示すように、インバータ回路１１を制御するための電流目標値であるインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊（インバータ回路の電流目標値）を演算する（ステップＳ３）。
　インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊＝
　　　　　　　　　　　　　　Ｉａ＊ ＋ ｓ ＣａＶａ　　・・・（４）
　ただし、式（４）中、Ｃａは、コンデンサ２３（出力平滑コンデンサ）の静電容量、ｓはラプラス演算子である。
　上記式（４）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
　Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊ ＋ Ｃａ×（ｄ Ｖａ／ｄｔ）　　・・・（４ａ）
となる。また、コンデンサ２３に流れる電流を検出してこれをＩｃａとすれば、
　Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊ ＋ Ｉｃａ　　・・・（４ｂ）
となる。
　式（４），（４ａ），（４ｂ）中、右辺第２項は、フィルタ回路２１のコンデンサ２３に流れる電流を考慮して加算した値である。
　なお、出力電流指令値Ｉａ＊は、上記式（３）に示すように、系統電圧検出値Ｖａと同位相の正弦波として求められる。つまり、制御処理部３０は、インバータ装置１が出力する交流電力の電流Ｉａ（出力電流）が系統電圧（系統電圧検出値Ｖａ）と同位相となるようにインバータ回路１１を制御する。
　第１演算部４１は、インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊を求めると、このインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊を第１加算器４２に与える。
　インバータ回路１１は、このインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊によって、フィードバック制御される。
　第１加算器４２には、インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊の他、現状のインバータ電流検出値Ｉｉｎｖが与えられる。
　第１加算器４２は、インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊と、現状のインバータ電流検出値Ｉｉｎｖとの差分を演算し、その演算結果を補償器４３に与える。
　補償器４３は、上記差分が与えられると、比例係数等に基づいて、この差分を収束させインバータ電流検出値Ｉｉｎｖをインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊とし得るインバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃を求める。補償器４３は、このインバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃をインバータ回路制御部３３に与えることで、インバータ回路１１に、インバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃に従った電圧Ｖｉｎｖで電力を出力させる。
　インバータ回路１１が出力した電力は、第２加算器４４によって系統電圧検出値Ｖａで減算された上で交流リアクトル２２に与えられ、新たなインバータ電流検出値Ｉｉｎｖとしてフィードバックされる。そして、第１加算器４２によってインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊とインバータ電流検出値Ｉｉｎｖとの間の差分が再度演算され、上記同様、この差分に基づいてインバータ回路１１が制御される。
　以上のようにして、インバータ回路１１は、インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊と、インバータ電流検出値Ｉｉｎｖとによって、フィードバック制御される（ステップＳ４）。
　一方、第２演算部５１には、直流入力電圧検出値Ｖｇ、系統電圧検出値Ｖａの他、第１演算部４１が演算したインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊が与えられる。
　第２演算部５１は、下記式（５）に基づいて、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊（インバータ回路の電圧目標値）を演算する（ステップＳ５）。
　インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊＝
　　　　　　　　　　　　　　Ｖａ＋ｓ ＬａＩｉｎｖ＊　・・・（５）
　ただし、式（５）中、Ｌａは、交流リアクトルのインダクタンス、ｓはラプラス演算子である。
　上記式（５）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
　Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａ ＋ Ｌａ× （ｄ Ｉｉｎｖ＊／ｄｔ）・・・（５ａ）
となる。
　式（５），（５ａ）中、右辺第２項は、交流リアクトル２２の両端に発生する電圧を考慮して加算した値である。
　このように、本実施形態では、インバータ回路１１が出力する交流電力の電流位相が系統電圧検出値Ｖａと同位相となるようにインバータ回路１１を制御するための電流目標値であるインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊に基づいてインバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊（電圧目標値）を設定する。
　インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊を求めると、下記式（６）に示すように、第２演算部５１は、直流入力電圧検出値Ｖｇと、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値とを比較して、大きい方を昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に決定する（ステップＳ６）。
　昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊＝
　　　　　　　　　　Ｍａｘ（Ｖｇ，Ｖｉｎｖ＊の絶対値）・・・（６）
　さらに、第２演算部５１は、下記式（７）に基づいて、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊を演算する（ステップＳ７）。
昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） ＋（ｓ Ｃ Ｖｏ＊）×Ｖｏ＊｝ ／ Ｖｇ
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（７）
　ただし、式（７）中、Ｃは、コンデンサ１９（平滑コンデンサ）の静電容量、ｓはラプラス演算子である。
　上記式（７）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
　Ｉｉｎ＊＝
　｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） ＋Ｃ×（ｄ Ｖｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊｝ ／ Ｖｇ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（７ａ）
となる。また、コンデンサ１９に流れる電流を検出してこれをＩｃとすれば、
　Ｉｉｎ＊＝
　｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） ＋Ｉｃ×Ｖｏ＊｝ ／ Ｖｇ
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（７ｂ）
となる。
　式（７），（７ａ），（７ｂ）中、インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊と、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊との積の絶対値に加算されている項は、コンデンサ１９を通過する無効電力を考慮した値である。すなわち、インバータ回路１１の電力目標値に加えて、無効電力を考慮することにより、より正確にＩｉｎ＊の値を求めることができる。
　さらに、予めインバータ装置１の電力損失ＰＬＯＳＳを測定しておけば、上記式（７ａ）は、以下のようにも表すことができる。
　Ｉｉｎ＊＝
　｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） ＋ Ｃ×（ｄ Ｖｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊ ＋ ＰＬＯＳＳ｝／Ｖｇ　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（７ｃ）
同様に、上記式（７ｂ）は、以下のようにも表すことができる。
　Ｉｉｎ＊＝
　｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） ＋Ｉｃ×Ｖｏ＊ ＋ ＰＬＯＳＳ｝ ／ Ｖｇ
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（７ｄ）
　この場合、インバータ回路１１の電力目標値に加えて、無効電力及び電力損失ＰＬＯＳＳを考慮することにより、より厳密にＩｉｎ＊の値を求めることができる。
　なお、コンデンサ１９の静電容量Ｃ及び電力損失ＰＬＯＳＳが、（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）に比べて十分小さい場合、下記式（８）が成立する。この式（８）によれば、演算処理を簡素化でき、演算時間を短縮できる。
　昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊＝
　　　　　　　　　　　（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）／Ｖｇ・・・（８）
　第２演算部５１は、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊を求めると、この昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊を第３加算器５２に与える。
　昇圧回路１０は、この昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊によって、フィードバック制御される。
　第３加算器５２には、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊の他、現状の昇圧回路電流検出値Ｉｉｎが与えられる。
　第３加算器５２は、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊と、現状の昇圧回路電流検出値Ｉｉｎとの差分を演算し、その演算結果を補償器５３に与える。
　補償器５３は、上記差分が与えられると、比例係数等に基づいて、この差分を収束させ昇圧回路電流検出値Ｉｉｎを昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊とし得る昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ＃を求める。補償器５３は、この昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ＃を昇圧回路制御部３２に与えることで、昇圧回路１０に、昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ＃に従った電圧Ｖｏで電力を出力させる。
　昇圧回路１０が出力した電力は、第４加算器５４によって直流入力電圧検出値Ｖｇで減算された上で直流リアクトル１５に与えられ、新たな昇圧回路電流検出値Ｉｉｎとしてフィードバックされる。そして、第３加算器５２によって昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊と昇圧回路電流検出値Ｉｉｎとの間の差分が再度演算され、上記同様、この差分に基づいて昇圧回路１０が制御される。
　以上のようにして、昇圧回路１０は、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊と、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎとによって、フィードバック制御される（ステップＳ８）。
　上記ステップＳ８の後、制御処理部３０は、上記式（１）に基づいて、現状の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉を求める（ステップＳ９）。
　制御処理部３０は、前回演算時の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉と比較して、入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉が最大値となるように（最大電力点に追従するように）、直流入力電流指令値Ｉｇ＊を設定する。
　以上によって、制御処理部３０は、太陽光発電パネル２に対するＭＰＰＴ制御を行いつつ、昇圧回路１０及びインバータ回路１１を制御する。
　制御処理部３０は、上述したように、インバータ回路１１及び昇圧回路１０を電流指令値によってフィードバック制御する。
　図８（ａ）は、制御処理部３０が上記フィードバック制御において求めた昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊、及びこれに従って制御した場合の昇圧回路電流検出値Ｉｉｎをシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフであり、（ｂ）は、制御処理部３０が上記フィードバック制御において求めた昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊、及びこれに従って制御した場合の昇圧回路電圧検出値Ｖｏをシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである。
　図８（ａ）に示すように、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎは、制御処理部３０によって、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊に沿って制御されていることが判る。
　また、図８（ｂ）に示すように、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、上記式（６）によって求められるため、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね直流入力電圧検出値Ｖｇ以上となる期間では、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に倣い、それ以外の期間では直流入力電圧検出値Ｖｇに倣うように変化している。
　昇圧回路電圧検出値Ｖｏは、制御処理部３０によって、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に沿って制御されていることが判る。
　図９は、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の一例を示す図である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。破線は、商用電力系統３の電圧波形を示しており、実線は、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の波形を示している。
　インバータ装置１は、図７のフローチャートに従った制御によって、図９に示すインバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊を電圧目標値として電力を出力する。
　よって、インバータ装置１は、図９に示すインバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の波形に従った電圧の電力を出力する。
　図に示すように、両波は、電圧値及び周波数は互いにほぼ同じであるが、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の位相の方が、商用電力系統３の電圧位相に対して数度進相している。
　本実施形態の制御処理部３０は、上述のように、昇圧回路１０及びインバータ回路１１のフィードバック制御を実行する中で、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の位相を、商用電力系統３の電圧位相に対して約３度進相させている。
　インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の位相を商用電力系統３の電圧位相に対して進相させる角度は、数度であればよく、後述するように、商用電力系統３の電圧波形との間で差分を求めたときに得られる電圧波形が、商用電力系統３の電圧波形に対して９０度進んだ位相となる範囲で設定される。例えば、０度より大きくかつ１０度より小さい値の範囲で設定される。
　上記進相させる角度は、上記式（５）に示すように、系統電圧検出値Ｖａ、交流リアクトル２２のインダクタンスＬａ、及びインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊によって定まる。この内、系統電圧検出値Ｖａ、交流リアクトル２２のインダクタンスＬａは、制御対象外の固定値なので、進相させる角度は、インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊によって定まる。
　インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊は、上記式（４）に示すように、出力電流指令値Ｉａ＊によって定まる。この出力電流指令値Ｉａ＊が大きくなるほど、インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊における進相した成分が増加し、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の進み角（進相させる角度）が大きくなる。
　出力電流指令値Ｉａ＊は、上記式（２）から求められるため、上記進相させる角度は、直流入力電流指令値Ｉｇ＊によって調整される。
　本実施形態の制御処理部３０は、上述のように、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の位相が、商用電力系統３の電圧位相に対して約３度進相するように、直流入力電流指令値Ｉｇ＊を設定している。
　〔１．３　昇圧回路及びインバータ回路の制御について〕
　昇圧回路制御部３２は、昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂを制御する。また、インバータ回路制御部３３は、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を制御する。
　昇圧回路制御部３２及びインバータ回路制御部３３は、それぞれ昇圧回路用搬送波及びインバータ回路用搬送波を生成し、これら搬送波を制御処理部３０から与えられる指令値である昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ＃、及びインバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃で変調し、各スイッチング素子を駆動するための駆動波形を生成する。
　昇圧回路制御部３２及びインバータ回路制御部３３は、上記駆動波形に基づいて各スイッチング素子を制御することで、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊、及びインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊に近似した電流波形の交流電力を昇圧回路１０及びインバータ回路１１に出力させる。
　図１０（ａ）は、昇圧回路用搬送波と、昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ＃の波形とを比較したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。なお、図１０（ａ）では、理解容易とするために、昇圧回路用搬送波の波長を実際よりも長くして示している。
　昇圧回路制御部３２が生成する昇圧回路用搬送波は、極小値が「０」である三角波であり、振幅Ａ１が制御処理部３０から与えられる昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊とされている。
　また、昇圧回路用搬送波の周波数は、制御処理部３０による制御命令によって、所定のディーティ比となるように、昇圧回路制御部３２によって設定される。
　なお、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、上述したように、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね直流入力電圧検出値Ｖｇ以上となる期間Ｗ１では、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に倣い、それ以外の期間では直流入力電圧検出値Ｖｇに倣うように変化している。よって、昇圧回路用搬送波の振幅Ａ１も昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に応じて変化している。
　なお、本実施形態では、直流入力電圧検出値Ｖｇが、２５０ボルトであり、商用電力系統３の電圧振幅が２８８ボルトであるとする。
　昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ＃の波形（以下、昇圧回路用参照波Ｖｂｃ＃ともいう）は、制御処理部３０が昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊に基づいて求める値であり、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が直流入力電圧検出値Ｖｇよりも大きな期間Ｗ１において、正の値となっている。昇圧回路用参照波Ｖｂｃ＃は、期間Ｗでは、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊が成す波形状と近似するような波形となっており、昇圧回路用搬送波に対して交差している。
　昇圧回路制御部３２は、昇圧回路用搬送波と昇圧回路用参照波Ｖｂｃ＃とを比較し、直流リアクトル１５の両端電圧の目標値である昇圧回路用参照波Ｖｂｃ＃が昇圧回路用搬送波以上となる部分でオン、搬送波以下となる部分でオフとなるように、スイッチング素子Ｑｂを駆動するための駆動波形を生成する。
　図１０（ｂ）は、昇圧回路制御部３２が生成したスイッチング素子Ｑｂを駆動するための駆動波形である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間である。横軸は、図１０（ａ）の横軸と一致するように示している。
　この駆動波形は、スイッチング素子Ｑｂのスイッチング動作を示しており、スイッチング素子Ｑｂに与えることで、当該駆動波形に従ったスイッチング動作を実行させることができる。駆動波形は、電圧が０ボルトでスイッチング素子のスイッチをオフ、電圧がプラス電圧でスイッチング素子のスイッチをオンとする制御命令を構成している。
　昇圧回路制御部３２は、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が直流入力電圧検出値Ｖｇ以上となる期間Ｗ１でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、直流入力電圧検出値Ｖｇ以下の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Ｑｂを制御する。
　また、各パルス幅は、三角波である昇圧回路用搬送波の切片によって定まる。よって、電圧が高い部分ほどパルス幅が大きくなっている。
　以上のように、昇圧回路制御部３２は、昇圧回路用搬送波を昇圧回路用参照波Ｖｂｃ＃で変調し、スイッチングのためのパルス幅を表した駆動波形を生成する。昇圧回路制御部３２は、生成した駆動波形に基づいて昇圧回路１０のスイッチング素子ＱｂをＰＷＭ制御する。
　ダイオード１６に並列にダイオードの順方向に導通するスイッチング素子Ｑｂｕを設置する場合、スイッチング素子Ｑｂｕは、スイッチング素子Ｑｂの駆動波形と反転した駆動波形を用いる。ただし、スイッチング素子Ｑｂとスイッチング素子Ｑｂｕが同時に導通することを防ぐため、スイッチング素子Ｑｂｕの駆動パルスがオフからオンに移行するときに１マイクロ秒程度のデッドタイムを設ける。
　図１１（ａ）は、インバータ回路用搬送波と、インバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃の波形とを比較したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。なお、図１１（ａ）においても、理解容易とするために、インバータ回路用搬送波の波長を実際よりも長くして示している。
　インバータ回路制御部３３が生成するインバータ回路用搬送波は、振幅中央が０ボルトの三角波であり、その片側振幅が、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊（コンデンサ２３の電圧目標値）に設定されている。よって、インバータ回路用搬送波の振幅Ａ２は、直流入力電圧検出値Ｖｇの２倍（５００ボルト）の期間と、商用電力系統３の電圧の２倍（最大５７６ボルト）の期間とを有している。
　また、周波数は、制御処理部３０による制御命令等によって、所定のデューティ比となるように、インバータ回路制御部３３によって設定される。
　なお、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、上述したように、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね直流入力電圧検出値Ｖｇ以上となる期間Ｗ１では、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に倣い、それ以外の期間である期間Ｗ２では直流入力電圧検出値Ｖｇに倣うように変化している。よって、インバータ回路用搬送波の振幅Ａ２も昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に応じて変化している。
　インバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃の波形（以下、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃ともいう）は、制御処理部３０がインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊に基づいて求める値であり、概ね商用電力系統３の電圧振幅（２８８ボルト）と同じに設定されている。よって、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃は、電圧値が－Ｖｇ～＋Ｖｇの範囲の部分で、昇圧回路用搬送波に対して交差している。
　インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用搬送波とインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃とを比較し、電圧目標値であるインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃がインバータ回路用搬送波以上となる部分でオン、搬送波以下となる部分でオフとなるように、スイッチング素子Ｑ１～４を駆動するための駆動波形を生成する。
　図１１（ｂ）は、インバータ回路制御部３３が生成したスイッチング素子Ｑ１を駆動するための駆動波形である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間である。横軸は、図１１（ａ）の横軸と一致するように示している。
　インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃の電圧が－Ｖｇ～＋Ｖｇの範囲Ｗ２でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、それ以外の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Ｑ１を制御する。
　図１１（ｃ）は、インバータ回路制御部３３が生成したスイッチング素子Ｑ３を駆動するための駆動波形である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間である。
　インバータ回路制御部３３は、スイッチング素子Ｑ３については、図中破線で示しているインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃の反転波と、搬送波とを比較して駆動波形を生成する。
　この場合も、インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃（の反転波）の電圧が、－Ｖｇ～＋Ｖｇの範囲Ｗ２でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、それ以外の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Ｑ３を制御する。
　なお、インバータ回路制御部３３は、スイッチング素子Ｑ２の駆動波形については、スイッチング素子Ｑ１の駆動波形を反転させたものを生成し、スイッチング素子Ｑ４の駆動波形については、スイッチング素子Ｑ３の駆動波形を反転させたものを生成する。
　以上のように、インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用搬送波をインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃で変調し、スイッチングのためのパルス幅を表した駆動波形を生成する。インバータ回路制御部３３は、生成した駆動波形に基づいてインバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をＰＷＭ制御する。
　本実施形態の昇圧回路制御部３２は、直流リアクトル１５に流れる電流が昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊に一致するように電力を出力させる。この結果、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね直流入力電圧検出値Ｖｇ以上となる期間Ｗ１（図１０）で昇圧回路１０にスイッチング動作を行わせる。昇圧回路１０は、期間Ｗ１で直流入力電圧検出値Ｖｇ以上の電圧をインバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に近似するように電力を出力する。一方、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が概ね直流入力電圧検出値Ｖｇ以下の期間では、昇圧回路制御部３２は、昇圧回路１０のスイッチング動作を停止させる。よって、直流入力電圧検出値Ｖｇ以下の期間では、昇圧回路１０は、太陽光発電パネル２が出力する直流電力の直流入力電圧値を昇圧することなくインバータ回路１１に出力する。
　また、本実施形態のインバータ回路制御部３３は、交流リアクトル２２に流れる電流が、インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊に一致するように電力を出力させる。この結果、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊が概ね－Ｖｇ～＋Ｖｇの期間Ｗ２（図１１）でインバータ回路１１にスイッチング動作を行わせる。つまり、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が直流入力電圧検出値Ｖｇ以下の期間でインバータ回路１１にスイッチング動作を行わせる。
　よって、インバータ回路１１は、昇圧回路１０がスイッチング動作を停止している間、スイッチング動作を行い、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊に近似する交流電力を出力する。
　なお、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃と、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊とは近似するので、図１１（ａ）においては重複している。
　一方、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の電圧が概ね－Ｖｇ～＋Ｖｇの期間Ｗ２以外の期間では、インバータ回路制御部３３は、インバータ回路１１のスイッチング動作を停止させる。この間、インバータ回路１１には、昇圧回路１０により昇圧された電力が与えられる。よって、スイッチング動作を停止しているインバータ回路１１は、昇圧回路１０から与えられる電力を降圧することなく出力する。
　つまり、本実施形態のインバータ装置１は、昇圧回路１０とインバータ回路１１とを交互に切り替わるようにスイッチング動作させ、それぞれが出力する電力を重ね合わせることで、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊に近似した電圧波形の交流電力を出力する。
　このように、本実施形態では、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、直流入力電圧検出値Ｖｇよりも高い部分の電圧を出力する際には昇圧回路１０を動作させ、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、直流入力電圧検出値Ｖｇよりも低い部分の電圧を出力する際にはインバータ回路１１を動作させるように制御される。よって、インバータ回路１１が、昇圧回路１０によって昇圧された電力を降圧することがないので、電圧を降圧する際の電位差を低く抑えることができるため、昇圧回路のスイッチングによる損失を低減し、より高効率で交流電力を出力することができる。
　さらに、昇圧回路１０及びインバータ回路１１は、共に制御部１２が設定したインバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊（電圧目標値）に基づいて動作するため、交互に切り替わるように出力される昇圧回路の電力と、インバータ回路の電力との間で、ずれや歪が生じるのを抑制することができる。
　図１２は、参照波、及びスイッチング素子の駆動波形の一例とともに、インバータ装置１が出力する交流電力の電流波形の一例を示した図である。
　図１２において、最上段から順に、インバータ回路の参照波Ｖｉｎｖ＃及び搬送波、スイッチング素子Ｑ１の駆動波形、昇圧回路の参照波Ｖｂｃ＃及び搬送波、スイッチング素子Ｑｂの駆動波形、及びインバータ装置１が出力する交流電力の電流波形の指令値及び実測値を示すグラフを表している。これら各グラフの横軸は、時間を示しており、互いに一致するように示している。
　図に示すように、出力電流の実測値Ｉａは指令値Ｉａ＊と一致するように制御されていることが判る。
　また、昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂのスイッチング動作の期間と、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング動作の期間とは、概ね互いに交互に切り替わるように制御されていることが判る。
　また、本実施形態では、図８（ａ）に示すように、上記式（７）に基づいて求められる昇圧回路は直流リアクトル１５を流れる電流が電流指令値Ｉｉｎ＊に一致するように制御される。この結果、昇圧回路とインバータ回路の電圧が、図８（ｂ）に示す波形となり、昇圧回路１０、およびインバータ回路１１の高周波スイッチング動作にそれぞれ停止期間があり、概ね交互にスイッチング動作を行う運転が可能になる。
　〔１．４　出力される交流電力の電流位相について〕
　本実施形態の昇圧回路１０及びインバータ回路１１は、制御部１２による制御によって、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊に近似した電圧波形の交流電力を、その後段に接続されたフィルタ回路２１に出力する。インバータ装置１は、フィルタ回路２１を介して商用電力系統３に交流電力を出力する。
　ここで、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊は、上述したように、制御処理部３０によって商用電力系統３の電圧位相に対して数度進相した電圧位相として生成される。
　従って、昇圧回路１０及びインバータ回路１１が出力する交流電圧も、商用電力系統３の電圧位相に対して数度進相した電圧位相とされる。
　すると、フィルタ回路２１の交流リアクトル２２（図２）の両端には、一方が昇圧回路１０及びインバータ回路１１の交流電圧、他方が商用電力系統３と、互いに数度電圧位相がずれた電圧がかかることなる。
　図１３（ａ）は、インバータ回路１１から出力された交流電圧、商用電力系統３、及び交流リアクトル２２の両端電圧、それぞれの電圧波形を示したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。
　図に示すように、交流リアクトル２２の両端が互いに数度電圧位相がずれた電圧がかかると、交流リアクトル２２の両端電圧は、交流リアクトル２２の両端にかかる互いに数度電圧位相がずれた電圧同士の差分となる。
　よって、図に示すように、交流リアクトル２２の両端電圧の位相は、商用電力系統３の電圧位相に対して９０度進んだ位相となる。
　図１３（ｂ）は、交流リアクトル２２に流れる電流波形を示したグラフである。図中、縦軸は電流、横軸は時間を示している。横軸は、図１３（ａ）の横軸と一致するように示している。
　交流リアクトル２２の電流位相は、その電圧位相に対して９０度遅延する。よって、図に示すように、交流リアクトル２２を通して出力される交流電力の電流位相は、商用電力系統３の電流位相に対して同期することとなる。
　従って、インバータ回路１１が出力する電圧位相は、商用電力系統３に対して数度進相しているが、電流位相は、商用電力系統３の電流位相に対して一致する。
　よって、図１２の最下段に示すグラフのように、インバータ装置１が出力する電流波形は、商用電力系統３の電圧位相と一致したものとなる。
　この結果、商用電力系統３の電圧と同位相の交流電流を出力することができるので、当該交流電力の力率が低下するのを抑制することができる。
〔２．　第２実施形態〕
　図１４は、第２実施形態に係るインバータ装置１の回路図の一例である。
　本実施形態と第１実施形態との相違点は、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４としてＩＧＢＴを用いている点である。その他の構成は、第１実施形態と同一である。
　本実施形態では、インバータ回路制御部３３が上記第１実施形態で用いたインバータ回路用搬送波と異なる搬送波を用いる。
　図１５は、第２実施形態におけるインバータ回路用搬送波と、参照波とを比較したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。
　参照波、及び昇圧回路用搬送波は、第１実施形態と同様である。
　一方、本実施形態のインバータ回路用搬送波は、下限値が０ボルト、上限値が昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に設定された三角波である。
　またこの場合、インバータ回路制御部３３は、スイッチング素子Ｑ１の駆動波形については、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃とインバータ回路用搬送波との比較によって生成し、スイッチング素子Ｑ３の駆動波形については、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃の反転波とインバータ回路用搬送波との比較によって生成する。
　本実施形態の場合も、インバータ回路制御部３３（昇圧回路制御部３２）は、インバータ回路用搬送波（昇圧回路用搬送波）とインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃とを比較し、電圧目標値であるインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃（又は反転波）がインバータ回路用搬送波（昇圧回路用搬送波）以上となる部分でオン、搬送波以下となる部分でオフとなるように、スイッチング素子を駆動するための駆動波形を生成する。
　図１６は、第２実施形態における、各スイッチング素子Ｑｂ、Ｑ１～Ｑ４の駆動波形の一例とともに、インバータ装置１が出力する交流電力の電流波形の一例を示した図である。
　図１６において、最上段から順に、スイッチング素子Ｑ１の駆動波形、スイッチング素子Ｑ４の駆動波形、スイッチング素子Ｑ３の駆動波形、スイッチング素子Ｑ２の駆動波形、スイッチング素子Ｑｂの駆動波形、及びインバータ装置１が出力する交流電力の電流波形を示すグラフを表している。これら各グラフの横軸は、時間を示しており、互いに一致するように示している。
　本実施形態では、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃の電圧が－Ｖｇ～＋Ｖｇの範囲において、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ３とがスイッチングを行うように制御される。
　本実施形態においても、図に示すように、昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂのスイッチング動作の期間と、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング動作の期間とは、互いに交互に切り替わるように制御されていることが判る。
　また、本実施形態のインバータ装置１が出力する交流電力の電流波形は、図１６に示すように、商用電力系統３の電圧位相と一致したものとなっている。よって、上記第１実施形態と同様に、商用電力系統３に対して電流位相が同位相の交流電力を出力することができ、当該交流電力の力率が低下するのを抑制することができる。
〔３．　第３実施形態〕
　図１７は、第３実施形態に係るインバータ装置１の回路図の一例である。
　本実施形態と第１実施形態との相違点は、昇圧回路１０とインバータ回路１１の間の中間電圧を検出する第３電圧センサ２７を備えている点である。その他の構成は、第１実施形態と同一である。
　上記第１実施形態では、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊（中間電圧の目標値）を搬送波の振幅としたが、本実施形態では、第３電圧センサ２７で検出した電圧検出値Ｖｏを搬送波の振幅に用いる。
　図１８は、第３実施形態における、参照波、及びスイッチング素子の駆動波形の一例とともに、インバータ装置１が出力する交流電力の電流波形の一例を示した図である。
　図１８において、最上段から順に、インバータ回路の参照波Ｖｉｎｖ＃および搬送波、スイッチング素子Ｑ１の駆動波形、昇圧回路の参照波Ｖｂｃ＃および搬送波、スイッチング素子Ｑｂの駆動波形、及びインバータ装置１が出力する交流電力の電流波形の指令値Ｉａ＊および実測値Ｉａを示すグラフを表している。これら各グラフの横軸は、時間を示しており、互いに一致するように示している。
　図に示すように、本実施形態においても、出力電流の実測値Ｉａは指令値Ｉａ＊と一致するように制御されていることが判る。
　また、昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂのスイッチング動作の期間と、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作の期間とは、概ね互いに交互に切り替わるように制御されていることが判る。
　また、本実施形態のように、搬送波の振幅に電圧検出値Ｖｏを用いることによって、太陽光発電パネル２、あるいは商用電力系統３の電圧が変動したときの応答がより速くなり、インバータ装置１の出力電流を安定化することができる。
〔４．　付記〕
　なお、上記実施形態における各シミュレーションについては、実機を用いた検証によっても同様の結果が得られることが確認されている。
　なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１　インバータ装置
　２　太陽光発電パネル
　３　商用電力系統
　１０　昇圧回路
　１１　インバータ回路
　１２　制御部
　１５　直流リアクトル
　１６　ダイオード
　１７　第１電圧センサ
　１８　第１電流センサ
　１９　コンデンサ（平滑コンデンサ）
　２１　フィルタ回路
　２２　交流リアクトル
　２３　コンデンサ（出力平滑コンデンサ）
　２４　第２電流センサ
　２５　第２電圧センサ
　２６　コンデンサ
　２７　電圧センサ
　３０　制御処理部
　３２　昇圧回路制御部
　３３　インバータ回路制御部
　３４　平均化処理部
　４１　第１演算部
　４２　第１加算器
　４３　補償器
　４４　第２加算器
　５１　第２演算部
　５２　第３加算器
　５３　補償器
　５４　第４加算器
　Ｑ１～Ｑ４，Ｑｂ　スイッチング素子

Claims (13)

  1. 　リアクトルを介して交流系統に接続されるインバータ装置であって、
    　電源が出力する直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を、前記リアクトルを介して前記交流系統へ出力する変換部と、
    　前記変換部の制御を行う制御部と、を備え、
    　前記変換部は、
    　前記直流電力の直流入力電圧値を昇圧する昇圧回路と、
    　前記昇圧回路から与えられる電力を交流電力に変換するインバータ回路と、を備え、
    　前記制御部は、
    　前記直流電力の入力電力値及び前記交流系統の電圧値に基づいて出力電流目標値を求め、当該出力電流目標値に基づいて前記インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値を求めて前記インバータ回路を制御するとともに、
    　前記インバータ回路と共通の電流目標値及び電圧目標値、並びに、前記直流入力電圧値に基づいて、前記昇圧回路の電流目標値を求めて前記昇圧回路を制御することにより、前記交流電力の出力を制御するインバータ装置。
  2. 　前記昇圧回路と前記インバータ回路との間に平滑コンデンサが設けられており、
    　前記インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値に基づく電力目標値に、前記平滑コンデンサを通過する無効電力を加味した値と、前記直流入力電圧値とに基づいて、前記昇圧回路の電流目標値を求める、請求項１に記載のインバータ装置。
  3. 　前記昇圧回路と前記インバータ回路との間に平滑コンデンサが設けられており、
    　前記インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値に基づく電力目標値に、前記平滑コンデンサを通過する無効電力及び当該インバータ装置における電力損失を加味した値と、前記直流入力電圧値とに基づいて、前記昇圧回路の電流目標値を求める、請求項１に記載のインバータ装置。
  4. 　前記リアクトルの後段に出力平滑コンデンサが設けられており、
    　前記昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ＊、
    　前記インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値をそれぞれ、Ｉｉｎｖ＊及びＶｉｎｖ＊、
    　前記出力平滑コンデンサの静電容量をＣａ、
    　前記交流系統の電圧値をＶａ、
    　前記直流入力電圧値をＶｇ、とするとき、
    　Ｉｉｎ＊＝（Ｉｉｎｖ＊ × Ｖｉｎｖ＊） ／ Ｖｇ
    であり、
    　Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊ ＋ Ｃａ×（ｄ Ｖａ／ｄｔ）
    である、請求項１に記載のインバータ装置。
  5. 　前記リアクトルの後段に出力平滑コンデンサが設けられており、
    　前記昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ＊、
    　前記インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値をそれぞれ、Ｉｉｎｖ＊及びＶｉｎｖ＊、
    　前記交流系統の電圧値をＶａ、
    　前記直流入力電圧値をＶｇ、
    　前記出力平滑コンデンサに流れる電流をＩｃａ、とするとき、
    　Ｉｉｎ＊＝（Ｉｉｎｖ＊ × Ｖｉｎｖ＊） ／ Ｖｇ
    であり、
    　Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊ ＋ Ｉｃａ
    である、請求項１に記載のインバータ装置。
  6. 　前記昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ＊、
    　前記インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値をそれぞれ、Ｉｉｎｖ＊及びＶｉｎｖ＊、
    　前記平滑コンデンサの静電容量をＣ、
    　前記昇圧回路の電圧目標値をＶｏ＊、
    　前記直流入力電圧値をＶｇ、とするとき、
    Ｉｉｎ＊＝
    　｛（Ｉｉｎｖ＊ × Ｖｉｎｖ＊） ＋ Ｃ×（ｄ Ｖｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊｝ ／ Ｖｇ
    である請求項２に記載のインバータ装置。
  7. 　前記昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ＊、
    　前記インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値をそれぞれ、Ｉｉｎｖ＊及びＶｉｎｖ＊、
    　前記昇圧回路の電圧目標値をＶｏ＊、
    　前記直流入力電圧値をＶｇ、
    　前記平滑コンデンサに流れる電流をＩｃ、とするとき、
    　Ｉｉｎ＊＝｛（Ｉｉｎｖ＊ × Ｖｉｎｖ＊） ＋ Ｉｃ×Ｖｏ＊｝ ／ Ｖｇ
    である請求項２に記載のインバータ装置。
  8. 　前記昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ＊、
    　前記インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値をそれぞれ、Ｉｉｎｖ＊及びＶｉｎｖ＊、
    　前記平滑コンデンサの静電容量をＣ、
    　前記昇圧回路の電圧目標値をＶｏ＊、
    　前記直流入力電圧値をＶｇ、
    　当該インバータ装置の電力損失をＰＬＯＳＳ、とするとき、
    　Ｉｉｎ＊＝
    　｛（Ｉｉｎｖ＊ × Ｖｉｎｖ＊） ＋ Ｃ×（ｄ Ｖｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊ ＋ ＰＬＯＳＳ｝ ／ Ｖｇ
    である請求項３に記載のインバータ装置。
  9. 　前記昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ＊、
    　前記インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値をそれぞれ、Ｉｉｎｖ＊及びＶｉｎｖ＊、
    　前記昇圧回路の電圧目標値をＶｏ＊、
    　前記直流入力電圧値をＶｇ、
    　前記平滑コンデンサに流れる電流をＩｃ、
    　当該インバータ装置の電力損失をＰＬＯＳＳ、とするとき、
    　Ｉｉｎ＊＝
    ｛（Ｉｉｎｖ＊ × Ｖｉｎｖ＊） ＋ Ｉｃ×Ｖｏ＊ ＋ ＰＬＯＳＳ｝ ／ Ｖｇ
    である請求項３に記載のインバータ装置。
  10. 　前記制御部は、前記昇圧回路の電圧目標値として、前記直流入力電圧値、及び、前記インバータ回路の電圧目標値の絶対値のいずれか大きい方を選択するとともに、
    　前記リアクトルのインダクタンスをＬａとするとき、前記インバータ回路の電圧目標値Ｖｉｎｖ＊を、
    　Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａ ＋ Ｌａ（ｄ Ｉｉｎｖ＊／ｄｔ）
    として求める請求項４～請求項９のいずれか１項に記載のインバータ装置。
  11. 　前記制御部は、前記直流入力電圧値及び前記電源から与えられる直流電力の直流入力電流値のそれぞれを複数回測定した結果から求められた、前記直流入力電圧値及び前記直流入力電流値それぞれの平均値に基づいて、前記電源について最大電力点追従制御を行う請求項１～請求項１０のいずれか１項に記載のインバータ装置。
  12. 　前記直流入力電圧値及び直流入力電流値それぞれの平均値は、前記交流系統の１／２周期の整数倍期間の間に、前記直流入力電圧値及び直流入力電流値のそれぞれを前記交流系統の１／２周期よりも短い時間間隔で複数回測定した結果から得られた値である請求項１１に記載のインバータ装置。
  13. 　前記交流系統から直流電力を前記電源に出力する請求項１～請求項１２のいずれか１項に記載のインバータ装置。
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