JP2017073896A - 電力変換装置及びその制御方法 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】電力変換装置1の制御部は、直流電力の入力電力値及び交流系統の電圧値に基づいて出力電流目標値を求め、これに基づいてDC/ACコンバータ11の電流目標値及び電圧目標値を求めてDC/ACコンバータ回路を制御し、かつ、これらの電流目標値及び電圧目標値、並びに、DC/DCコンバータ10の電圧目標値に基づいて、DC/DCコンバータの電流目標値を求めてDC/DCコンバータを制御することにより、交流電力の出力を制御し、また、DC/DCコンバータの電圧目標値として、直流電源の直流電圧値、DC/ACコンバータの交流側の電圧目標値の絶対値、当該絶対値のピーク値より小さい所定値である直流電圧下限値のうち、その時点で最も大きい値を選択する。
【選択図】図1
Description
前記交流系統に接続されたフィルタ回路と、前記直流電源とDCバスとの間に設けられたDC/DCコンバータと、前記DCバスに接続されたコンデンサと、前記DCバスと、前記フィルタ回路との間に設けられたDC/ACコンバータと、前記DC/DCコンバータ及び前記DC/ACコンバータを制御する制御部とを備え、
前記制御部は、直流電力の入力電力値及び前記交流系統の電圧値に基づいて出力電流目標値を求め、当該出力電流目標値に基づいて前記DC/ACコンバータの電流目標値及び電圧目標値を求めて前記DC/ACコンバータ回路を制御し、かつ、前記DC/ACコンバータの電流目標値及び電圧目標値、並びに、前記DC/DCコンバータの電圧目標値に基づいて、前記DC/DCコンバータの電流目標値を求めて前記DC/DCコンバータを制御することにより、交流電力の出力を制御し、前記制御部は、前記DC/DCコンバータの電圧目標値として、前記直流電源の直流電圧値、前記DC/ACコンバータの交流側の電圧目標値の絶対値、及び、当該絶対値のピーク値より小さい所定値である直流電圧下限値のうち、その時点で最も大きい値を選択する、電力変換装置である。
基本的制御方法として、直流電力の入力電力値及び前記交流系統の電圧値に基づいて出力電流目標値を求め、当該出力電流目標値に基づいて前記DC/ACコンバータの電流目標値及び電圧目標値を求めて前記DC/ACコンバータ回路を制御し、前記DC/ACコンバータの電流目標値及び電圧目標値、並びに、前記DC/DCコンバータの電圧目標値に基づいて、前記DC/DCコンバータの電流目標値を求めて前記DC/DCコンバータを制御することにより、交流電力の出力を制御し、
拡張的制御方法として、前記制御部は、前記DC/DCコンバータの電圧目標値として、前記直流電源の直流電圧値、前記DC/ACコンバータの交流側の電圧目標値の絶対値、及び、当該絶対値のピーク値より小さい所定値である直流電圧下限値のうち、その時点で最も大きい値を選択する、制御方法である。
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。
前記交流系統に接続されたフィルタ回路と、前記直流電源とDCバスとの間に設けられたDC/DCコンバータと、前記DCバスに接続されたコンデンサと、前記DCバスと、前記フィルタ回路との間に設けられたDC/ACコンバータと、前記DC/DCコンバータ及び前記DC/ACコンバータを制御する制御部とを備え、
前記制御部は、直流電力の入力電力値及び前記交流系統の電圧値に基づいて出力電流目標値を求め、当該出力電流目標値に基づいて前記DC/ACコンバータの電流目標値及び電圧目標値を求めて前記DC/ACコンバータ回路を制御し、かつ、前記DC/ACコンバータの電流目標値及び電圧目標値、並びに、前記DC/DCコンバータの電圧目標値に基づいて、前記DC/DCコンバータの電流目標値を求めて前記DC/DCコンバータを制御することにより、交流電力の出力を制御し、
前記制御部は、前記DC/DCコンバータの電圧目標値として、前記直流電源の直流電圧値、前記DC/ACコンバータの交流側の電圧目標値の絶対値、及び、当該絶対値のピーク値より小さい所定値である直流電圧下限値のうち、その時点で最も大きい値を選択する、電力変換装置である。
この場合、無効電力を複数のDC/DCコンバータでシェアすることで、1個あたりのDC/DCコンバータの無効電力を低下させることができる。
この場合、無効電力のピーク値を抑制できなくても、0期間によって、無効電力を抑制できるので、有効電力の制御が、より容易になる。
この場合、無効電力が0となる期間を交流(1/2)サイクルの半分以上確保できるので、無効電力の抑制効果が出やすい。
基本的制御方法として、直流電力の入力電力値及び前記交流系統の電圧値に基づいて出力電流目標値を求め、当該出力電流目標値に基づいて前記DC/ACコンバータの電流目標値及び電圧目標値を求めて前記DC/ACコンバータ回路を制御し、前記DC/ACコンバータの電流目標値及び電圧目標値、並びに、前記DC/DCコンバータの電圧目標値に基づいて、前記DC/DCコンバータの電流目標値を求めて前記DC/DCコンバータを制御することにより、交流電力の出力を制御し、
拡張的制御方法として、前記制御部は、前記DC/DCコンバータの電圧目標値として、前記直流電源の直流電圧値、前記DC/ACコンバータの交流側の電圧目標値の絶対値、及び、当該絶対値のピーク値より小さい所定値である直流電圧下限値のうち、その時点で最も大きい値を選択する、制御方法である。
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。
《1 全体構成について》
図1は、一実施形態に係るインバータ装置を備えたシステムの一例を示すブロック図である。図中、インバータ装置1の入力端には、直流電源としての第1太陽電池アレイ2及び第2太陽電池アレイ40が接続され、出力端には、交流の商用電力系統3が接続されている。
このシステムは、第1太陽電池アレイ2(以下、単に第1アレイ2ともいう)及び第2太陽電池アレイ40(以下、単に第2アレイ40ともいう)が発電する直流電力を交流電力に変換し、商用電力系統3に出力する連系運転を行う。
第1昇圧回路10と、第2昇圧回路41とは、インバータ回路11に対して並列に接続されている。
第1アレイ2が接続されている第1昇圧回路10は、直流リアクトル15と、ダイオード16と、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)等からなるスイッチング素子Qb1とを備えており、昇圧チョッパ回路を構成している。なお、ダイオード16は、スイッチング素子に代えてもよい。
第1昇圧回路10の入力側には、第1電圧センサ17、第1電流センサ18、及び平滑化のためのコンデンサ26が設けられている。第1電圧センサ17は、第1アレイ2が出力し、第1昇圧回路10に入力される直流電力の第1直流入力電圧検出値Vg.1(直流入力電圧値)を検出し、制御部12に出力する。第1電流センサ18は、直流リアクトル15に流れる電流である第1昇圧回路電流検出値Iin.1を検出し、制御部12に出力する。
また、第2昇圧回路41の入力側には、第2電圧センサ44、第2電流センサ45、及び平滑化のためのコンデンサ46が設けられている。第2電圧センサ44は、第2アレイ40が出力し、第2昇圧回路41に入力される直流電力の第2直流入力電圧検出値Vg.2を検出し、制御部12に出力する。と、第2電流センサ45は、直流リアクトル42に流れる電流である第2昇圧回路電流検出値Iin.2を検出し、制御部12に出力する。
インバータ回路11は、FET(Field Effect Transistor)からなるスイッチング素子Q1〜Q4を備えている。これらスイッチング素子Q1〜Q4は、フルブリッジ回路を構成している。
各スイッチング素子Q1〜Q4は、制御部12に接続されており、制御部12により制御可能とされている。制御部12は、各スイッチング素子Q1〜Q4の動作をPWM制御する。これにより、インバータ回路11は、両昇圧回路10,41から与えられる電力を交流電力に変換する。
フィルタ回路21は、2つの交流リアクトル22と、コンデンサ23とを備えて構成されている。フィルタ回路21は、インバータ回路11から出力される交流電力に含まれる高周波成分を除去する機能を有している。フィルタ回路21により高周波成分が除去された交流電力は、商用電力系統3に与えられる。
制御部12は、これら系統電圧検出値Va及びインバータ電流検出値Iinvと、上述の直流入力電圧検出値Vg.1,Vg.2、昇圧回路電流検出値Iin.1,Iin.2に基づいて、両昇圧回路10,41及びインバータ回路11を制御する。
図3は、制御部12のブロック図である。制御部12は、図3に示すように、制御処理部30と、第1昇圧回路制御部32と、インバータ回路制御部33と、平均化処理部34と、第2昇圧回路制御部35とを機能的に有している。
制御部12の各機能は、その一部又は全部がハードウェア回路によって構成されてもよいし、その一部又は全部が、ソフトウェア(コンピュータプログラム)をコンピュータによって実行させることで実現されていてもよい。制御部12の機能を実現するソフトウェア(コンピュータプログラム)は、コンピュータの記憶装置(図示省略)に格納される。
第2昇圧回路制御部35は、制御処理部30から与えられる目標値と検出値に基づいて、第2昇圧回路41のスイッチング素子Qb2を制御し、前記目標値に応じた電流の電力を第2昇圧回路41に出力させる。
また、インバータ回路制御部33は、制御処理部30から与えられる目標値と検出値に基づいて、インバータ回路11のスイッチング素子Q1〜Q4を制御し、前記目標値に応じた電流の電力をインバータ回路11に出力させる。
制御処理部30は、直流入力電圧検出値Vg.1,Vg.2及び昇圧回路電流検出値Iin.1,Iin.2から、第1昇圧回路10の第1入力電力Pin.1及びその平均値〈Pin.1〉、並びに、第2昇圧回路41の第2入力電力Pin.2及びその平均値〈Pin.2〉を演算する。
制御処理部30は、第1入力電力平均値〈Pin.1〉に基づいて、第1昇圧回路10の第1直流入力電流目標値Ig.1*(後に説明する)を設定し、第1アレイ2についてMPPT制御を行うとともに、第1昇圧回路10及びインバータ回路11それぞれをフィードバック制御する機能を有している。
また、制御処理部30は、第2入力電力平均値〈Pin.2〉に基づいて、第2昇圧回路41の直流入力電流目標値Ig.2*(後に説明する)を設定し、第2アレイ40についてMPPT制御を行うとともに、第2昇圧回路41をフィードバック制御する機能も有している。
第1昇圧回路電流検出値Iin.1は、後述するように、目標値に基づいて系統電圧と同期した波形として現れている。
また、第1直流入力電流検出値Ig.1は、コンデンサ26よりも入力側で検出される電流値である。
よって、第1直流入力電圧検出値Vg.1に生じる周期的な変動は、インバータ装置1が出力する交流電力の1/2周期となっている。つまり、商用電力系統3の1/2周期となっている。
これにより、平均化処理部34は、商用電力系統3の1/2周期で周期的に変動する、第1直流入力電圧検出値Vg.1の平均値を、できるだけサンプリングの期間を短くしつつ、精度よく求めることができる。
なお、サンプリングの時間間隔Δtは、例えば、商用電力系統3の周期の1/100〜1/1000、或いは、20マイクロ秒〜200マイクロ秒等に設定することができる。
また、ここでは、期間Lを商用電力系統3の周期長さの1/2の長さに設定したが、期間Lは、少なくとも、商用電力系統3の1/2周期に設定すれば、第1直流入力電圧検出値Vg.1の平均値を精度よく求めることができる。第1直流入力電圧検出値Vg.1は、上述のように、昇圧回路10、及びインバータ回路11の動作によって、商用電力系統3の周期長さの1/2の長さで周期的に変動するからである。
よって、期間Lをより長く設定する必要がある場合、商用電力系統3の1/2周期の3倍や4倍といったように、期間Lを商用電力系統3の1/2周期の整数倍に設定すればよい。これによって、周期単位で電圧変動を把握できる。
よって、平均化処理部34は、図5に示した第1直流入力電圧検出値Vg.1と同様の方法によって、第1昇圧回路電流検出値Iin.1の平均値も求める。
よって、平均化処理部34は、図5に示した第1直流入力電圧検出値Vg.1と同様の方法によって、第2直流入力電圧検出値Vg.2、及び第2昇圧回路電流検出値Iin.2それぞれの平均値も求める。
この点、本実施形態では、商用電力系統3の周期長さの1/2の長さに設定された期間Lの間に、直流入力電圧検出値Vg.1,Vg.2及び昇圧回路電流検出値Iin.1,Iin.2のそれぞれについて、交流系統の1/2周期よりも十分に短い時間間隔Δtで複数回サンプリングし、その結果から直流入力電圧検出値Vg.1,Vg.2の平均値及び昇圧回路電流検出値Iin.1,Iin.2の平均値を求めたので、直流電流の電圧及び電流が周期的に変動したとしても、直流入力電圧検出値Vg.1,Vg.2及び昇圧回路電流検出値Iin.1,Iin.2を精度よく求めることができる。
制御処理部30は、求めた目標値を第1昇圧回路制御部32、第2昇圧回路制御部35、及びインバータ回路制御部33に与え、両昇圧回路10,41及びインバータ回路11それぞれをフィードバック制御する機能を有している。
制御処理部30は、インバータ回路11の制御を行うための機能部として、第1演算部51、第1加算器52、補償器53、及び第2加算器54を有している。
また、制御処理部30は、両昇圧回路10,41の制御を行うための機能部として、第2演算部61、第3加算器62、補償器63、第4加算器64、第5加算器72、補償器73、及び第6加算器74を有している。
以下、図7に従って、両昇圧回路10,41及びインバータ回路11の制御処理を説明する。
入力電力平均値〈Pin.i〉=〈Iin.i×Vg.i〉 ・・・(1)
本実施形態では、制御処理部30は、入力電力平均値〈Pin.1〉,〈Pin.2〉を求め、直流入力電流目標値Ig.1*,Ig.2*を設定する。
また、式(1)以外の以下に示す制御に関する各式においては、昇圧回路電流検出値Iin.i、及び直流入力電圧検出値Vg.iは、平均化されていない瞬時値が用いられる。
つまり、昇圧回路電流検出値Iin.iの平均値、及び直流入力電圧検出値Vg.iの平均値は、入力電力平均値〈Pin.i〉を求めるために用いられる。
また、「〈 〉」は、括弧内の値の平均値又は実効値を示している。以下同じである。
第1演算部51には、直流入力電流目標値Ig.i*の他、直流入力電圧検出値Vg.i、系統電圧検出値Vaも与えられる。
出力電流目標値の実効値〈Ia*〉=
Σ〈Ia.i*〉=Σ(〈Ig.i*×Vg.i〉/〈Va〉) ・・・(2)
ここで、第1演算部51は、出力電流目標値Ia*を系統電圧検出値Vaと同位相の正弦波として求める。
出力電流目標値Ia*=(21/2)×〈Ia*〉×sinωt ・・・(3)
インバータ電流目標値Iinv*=Ia*+s CaVa ・・・(4)
上記式(4)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Iinv*=Ia* + Ca×(d Va/dt) ・・・(4a)
となる。
式(4),(4a)中、右辺第2項は、フィルタ回路21のコンデンサ23に流れる電流を考慮して加算した値である。
なお、出力電流目標値Ia*は、上記式(3)に示すように、系統電圧検出値Vaと同位相の正弦波として求められる。つまり、制御処理部30は、インバータ装置1が出力する交流電力の電流位相が系統電圧(系統電圧検出値Va)と同位相となるようにインバータ回路11を制御する。
インバータ回路11は、このインバータ電流目標値Iinv*によって、フィードバック制御される。
第1加算器52は、インバータ電流目標値Iinv*と、現状のインバータ電流検出値Iinvとの差分を演算し、その演算結果を補償器53に与える。
インバータ回路11が出力した電力は、第2加算器54によって系統電圧検出値Vaで減算された上で交流リアクトル22に与えられ、新たなインバータ電流検出値Iinvとしてフィードバックされる。そして、第1加算器52によってインバータ電流目標値Iinv*とインバータ電流検出値Iinvとの間の差分が再度演算され、上記同様、この差分に基づいてインバータ回路11が制御される。
第2演算部61は、下記式(5)に基づいて、インバータ出力電圧目標値Vinv*を演算する(ステップS5)。
インバータ出力電圧目標値Vinv*=
Va+s LaIinv* ・・・(5)
上記式(5)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Vinv*=Va + La× (d Iinv*/dt) ・・・(5a)
となる。
式(5),(5a)中、右辺第2項は、交流リアクトル22の両端に発生する電圧を考慮して加算した値である。
本実施形態では、インバータ装置1が出力する交流電力の電流位相が系統電圧検出値Vaと同位相となるようにインバータ回路11を制御するための電流目標値であるインバータ電流目標値Iinv*に基づいてインバータ出力電圧目標値Vinv*(電圧目標値)を設定する。
昇圧回路電圧目標値Vo*=Max(Vg,Vinv*の絶対値)
・・・(6)
また、Vgは、下記式(7)に示すように、各昇圧回路10,41の内、直流入力電圧検出値Vgが最も大きい値を採用する。
Vg=Max(Vg.i) ・・・(7)
昇圧回路電流目標値Iin.i*=
((Iinv*×Vinv*)+(s CoVo*)×Vo*)×
Ig.i*/Σ〈Ig.i*×Vg.i〉 ・・・(8)
上記式(8)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Iin.i*=
((Iinv*×Vinv*)+(Co × dVo*/dt)×Vo*)×Ig.i*/Σ〈Ig.i*×Vg.i〉 ・・・(8a)
となる。また、コンデンサ19に流れる電流を検出してこれをIcoとすれば、
Iin.i*=
((Iinv*×Vinv*)+Ico×Vo*)×
Ig.i*/Σ〈Ig.i*×Vg.i〉
・・・(8b)
となる。
Iin.i*=
((Iinv*×Vinv*)+(Co×dVo*/dt)×Vo*+PLOSS)×Ig.i*/Σ〈Ig.i*×Vg.i〉
・・・(8c)
同様に、上記式(8b)は、以下のようにも表すことができる。
Iin.i*=
((Iinv*×Vinv*)+Ico×Vo*+PLOSS)×
Ig.i*/Σ〈Ig.i*×Vg.i〉
・・・(8d)
となる。
この場合、インバータ回路11の電力目標値に加えて、無効電力及び電力損失PLOSSを考慮することにより、より厳密にIin.i*の値を求めることができる。
昇圧回路電流目標値Iin.i*=(Iinv*×Vinv*)×
Ig.i*/Σ〈Ig.i*×Vg.i〉・・・(9)
{Ig.i* × Vg.i / Σ〈Ig.i*×Vg.i〉}
をさらに、直流入力電圧検出値Vg.iで割ることにより、Iin.i*を求めるための按分係数としたものである。すなわち、
{Ig.i* × Vg.i / Σ〈Ig.i*×Vg.i〉}/Vg.i=
Ig.i*/Σ〈Ig.i*×Vg.i〉 ・・・(10)
である。
なお、式(10)は、下記式(11)としてもよい。
〈Iin.i〉/Σ〈Iin.i×Vg.i〉 ・・・(11)
第1昇圧回路10は、この昇圧回路電流目標値Iin.1*によって、フィードバック制御される。
第3加算器62は、昇圧回路電流目標値Iin.1*と、現状の第1昇圧回路電流検出値Iin.1との差分を演算し、その演算結果を補償器63に与える。
第1昇圧回路10が出力した電力は、第4加算器64によって直流入力電圧検出値Vg.1で減算された上で直流リアクトル15に与えられ、新たな第1昇圧回路電流検出値Iin.1としてフィードバックされる。そして、第3加算器62によって昇圧回路電流目標値Iin.1*と第1昇圧回路電流検出値Iin.1との間の差分が再度演算され、上記同様、この差分に基づいて第1昇圧回路10が制御される。
第2昇圧回路41は、この昇圧回路電流目標値Iin.2*によって、フィードバック制御される。
第5加算器72は、昇圧回路電流目標値Iin.2*と、現状の第2昇圧回路電流検出値Iin.2との差分を演算し、その演算結果を補償器73に与える。
インバータ装置1は、図7のフローチャートに従った制御によって、図8に示すインバータ出力電圧目標値Vinv*を電圧目標値として電力を出力する。
よって、インバータ装置1は、図8に示すインバータ出力電圧目標値Vinv*の波形に従った電圧の電力を出力する。
インバータ出力電圧目標値Vinv*の位相を商用電力系統3の電圧位相に対して進相させる角度は、数度であればよく、後述するように、商用電力系統3の電圧波形との間で差分を求めたときに得られる電圧波形が、商用電力系統3の電圧波形に対して90度進んだ位相となる範囲で設定される。例えば、0度より大きくかつ10度より小さい値の範囲で設定される。
本実施形態において、第2昇圧回路41に接続されている第2アレイ40は、上述したように、第1アレイ2が出力する電力の電圧よりも小さい電圧で電力を出力する構成とされている。
すなわち、第1アレイ2による第1直流入力電圧検出値Vg.1と、第2アレイ40による第2直流入力電圧検出値Vg.2とが比較され、より高い電圧である第1直流入力電圧検出値Vg.1が選択される(上記式(7))。
次いで、選択された第1直流入力電圧検出値Vg.1と、インバータ出力電圧目標値Vinv*の絶対値とを比較してより高い方の値を採用することで、昇圧回路電圧目標値Vo*を求めるように構成されている。
制御処理部30は、第1直流入力電圧検出値Vg.1と、インバータ出力電圧目標値Vinv*の絶対値とを比較してより高い方の値を採用するので、昇圧回路電圧目標値Vo*は、インバータ出力電圧目標値Vinv*の絶対値の内、第1直流入力電圧検出値Vg.1以上の部分については、インバータ出力電圧目標値Vinv*に倣い、第1直流入力電圧検出値Vg.1以下の部分については、第1直流入力電圧検出値Vg.1に倣うような波形となる。
従って、昇圧回路電圧目標値Vo*は、図に示すように、最低電圧値が第1直流入力電圧検出値Vg.1であるので、第2直流入力電圧検出値Vg.2よりもその電圧は常に大きくなり、第1直流入力電圧検出値Vg.1を下回ることを防止できる。
つまり、第2昇圧回路41は、昇圧回路電圧目標値Vo*に従った電圧の電力を出力するために常に昇圧を行う。
図10中、上段のグラフは、インバータ出力電圧目標値Vinv*と系統電圧検出値Vaとの関係を示したグラフ、中段のグラフは、直流入力電圧値Vg.1,Vg.2と、昇圧回路電圧目標値Vo*との関係を示したグラフ、下段のグラフは、昇圧回路電流目標値Iin.1*,Iin.2*を示したグラフである。
第1昇圧回路制御部32(図3)は、第1昇圧回路10のスイッチング素子Qb1を制御する。また、インバータ回路制御部33は、インバータ回路11のスイッチング素子Q1〜Q4を制御する。
第1昇圧回路制御部32及びインバータ回路制御部33は、上記駆動波形に基づいて各スイッチング素子を制御することで、インバータ出力電圧目標値Vinv*の波形に近似した電圧波形の交流電力を第1昇圧回路10及びインバータ回路11に出力させる。
第1昇圧回路制御部32が生成する昇圧回路用搬送波は、極小値が「0」である三角波であり、振幅A1が制御処理部30から与えられる昇圧回路電圧目標値Vo*とされている。
また、昇圧回路用搬送波の周波数は、制御処理部30による制御命令によって、所定のディーティ比となるように、昇圧回路制御部32によって設定される。
この駆動波形は、スイッチング素子Qb1のスイッチング動作を示しており、スイッチング素子Qb1に与えることで、当該駆動波形に従ったスイッチング動作を実行させることができる。駆動波形は、電圧が0ボルトでスイッチング素子のスイッチをオフ、電圧がプラス電圧でスイッチング素子のスイッチをオンとする制御命令を構成している。
また、各パルス幅は、三角波である第1昇圧回路用搬送波の切片によって定まる。よって、電圧が高い部分ほどパルス幅が大きくなっている。
また、周波数は、制御処理部30による制御命令等によって、所定のデューティ比となるように、インバータ回路制御部33によって設定される。
インバータ回路制御部33は、インバータ回路用参照波Vinv#の電圧が−Vg.1〜+Vg.1の範囲W2でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、それ以外の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Q1を制御する。
インバータ回路制御部33は、スイッチング素子Q3については、図中破線で示しているインバータ回路用参照波Vinv#の反転波と、搬送波とを比較して駆動波形を生成する。
この場合も、インバータ回路制御部33は、インバータ回路用参照波Vinv#(の反転波)の電圧が、−Vg.1〜+Vg.1の範囲W2でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、それ以外の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Q3を制御する。
よって、インバータ回路11は、第1昇圧回路10がスイッチング動作を停止している間、スイッチング動作を行い、インバータ出力電圧目標値Vinv*に近似する交流電圧を出力する。
一方、インバータ出力電圧目標値Vinv*の電圧が概ね−Vg.1〜+Vg.1の期間W2以外の期間では、インバータ回路制御部33は、インバータ回路11のスイッチング動作を停止させる。この間、インバータ回路11には、第1昇圧回路10により昇圧された電力が与えられる。よって、スイッチング動作を停止しているインバータ回路11は、第1昇圧回路10から与えられる電力を降圧することなく出力する。
さらに、第1昇圧回路10及びインバータ回路11は、共に制御部12が設定したインバータ電流目標値Iinv*に基づいてインバータ出力電圧目標値Vinv*を演算するため、交互に切り替わるように出力される昇圧回路の電力と、インバータ回路の電力との間で、ずれや歪が生じるのを抑制することができる。
この場合、第1昇圧回路10が出力する電力と、インバータ回路11が出力する電力とが重畳する部分を積極的に設けることで、第1昇圧回路10と、インバータ回路11とが切り替わる部分における電流波形を滑らかに繋げることができる。
ここで、第1直流入力電圧検出値Vg.1よりもわずかに低い電圧値とは、第1昇圧回路10が出力する電流波形とインバータ回路11が出力する電流波形とを滑らかに繋げ得るために設定される電圧値であって、両電流波形を滑らかに繋げるのに必要なだけ第1昇圧回路10の出力と、インバータ回路11の出力とが重畳するように第1直流入力電圧検出値Vg.1よりも低く設定された電圧値をいう。
図13において、最上段から順に、インバータ回路の参照波Vinv#及び搬送波、スイッチング素子Q1の駆動波形、第1昇圧回路の参照波Vbc1#及び搬送波、スイッチング素子Qbの駆動波形、及びインバータ装置1が出力する交流電力の電流波形の目標値及び実測値を示すグラフを表している。これら各グラフの横軸は、時間を示しており、互いに一致するように示している。
また、第1昇圧回路10のスイッチング素子Qb1のスイッチング動作の期間と、インバータ回路11のスイッチング素子Q1〜Q4のスイッチング動作の期間とは、互いに交互に切り替わるように制御されていることが判る。
第2昇圧回路制御部35(図3)は、第2昇圧回路41のスイッチング素子Qb2を制御する。
第2昇圧回路制御部35、及びインバータ回路制御部33は、上記駆動波形に基づいて各スイッチング素子を制御することで、インバータ出力電圧目標値Vinv*の波形に近似した電圧波形の交流電力をインバータ回路11に出力させる。
なお、本実施形態では、第2直流入力電圧検出値Vg.2が、150ボルトであるとする。
第2昇圧回路電圧参照値Vbc2#は、上述のように、全域に亘って第2昇圧回路用搬送波に交差している。よって、第2昇圧回路制御部35は、全域に亘ってスイッチング素子Qb2によるスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。
本実施形態の両昇圧回路10,41及びインバータ回路11は、制御部12による制御によって、インバータ出力電圧目標値Vinv*に近似した電圧波形の交流電力を、その後段に接続されたフィルタ回路21に出力する。インバータ装置1は、フィルタ回路21を介して商用電力系統3に交流電力を出力する。
従って、両昇圧回路10,41及びインバータ回路11が出力する交流電圧も、商用電力系統3の電圧位相に対して数度進相した電圧位相とされる。
図に示すように、交流リアクトル22の両端が互いに数度電圧位相がずれた電圧がかかると、交流リアクトル22の両端電圧は、交流リアクトル22の両端にかかる互いに数度電圧位相がずれた電圧同士の差分となる。
交流リアクトル22の電流位相は、その電圧位相に対して90度遅延する。よって、図に示すように、交流リアクトル22を通して出力される交流電力の電流位相は、商用電力系統3の電流位相に対して同期することとなる。
よって、インバータ装置1が出力する交流電力の電流波形は、商用電力系統3の電圧位相と一致したものとなる。
なお、上記実施形態では、第1アレイ2及び第2アレイ40の2つの太陽電池アレイをインバータ回路11に対して並列に接続した場合を例示したが、例えば、より多数の太陽電池アレイ及び太陽電池アレイが接続される昇圧回路を接続してもよい。この場合、接続した多数の太陽電池アレイの内、出力電力の電圧値の最も高い太陽電池アレイを、上記実施形態の第1アレイ2とし、他のアレイを上記実施形態の第2アレイ40とすることができる。
この場合においても、電圧値の最も高い太陽電池アレイにおける最適動作点の電圧値を第1入力電圧設定値Vset1とし、他の太陽電池アレイから出力される電力の最低電圧値が第1入力電圧設定値Vset1とほぼ一致するように他の太陽電池アレイを制御する。
この場合、搬送波の振幅として昇圧回路電圧検出値Voを用いることができる。これによって、系統電圧または直流電源の出力電圧が変動したときにも、より歪みの少ない交流電流を出力することができる。
《8.1 単一の直流電源》
上記インバータ装置1は、複数の太陽電池アレイ2,40の出力に基づいて商用電力系統3への系統連系を行う装置として説明したが、太陽電池アレイは、単一系統のみであってもよい。上述の各式は、「.i」を省略して考えることにより、単一系統の太陽電池アレイの出力に基づいて商用電力系統3への系統連系を行うインバータ装置1の制御における各式となる。
入力電力平均値〈Pin〉=〈Iin×Vg〉 ・・・(1s)
となる。Pinは入力電力、Iinは昇圧回路電流検出値、Vgは直流入力電圧検出値である。
式(2)は、
〈Ia*〉=〈Ig*×Vg〉/〈Va〉 ・・・(2s)
となる。Ia*は出力電流目標値、Ig*は直流入力電流目標値である。
出力電流目標値Ia*=(21/2)×〈Ia*〉×sinωt ・・・(3s)
インバータ電流目標値Iinv*=Ia*+s CaVa ・・・(4s)
インバータ出力電圧目標値Vinv*=Va+s LaIinv*
・・・(5s)
昇圧回路電圧目標値Vo*=Max(Vg,Vinv*の絶対値)
・・・(6s)
また、Vgの値は1つであるから、式(7)の考慮は不要となる。
昇圧回路電流目標値Iin*=
((Iinv*×Vinv*)+(s CoVo*)×Vo*)/Vg
・・・(8s)
となる。また、式(9)に関しては、
昇圧回路電流目標値Iin*=(Iinv*×Vinv*)/Vg
・・・(9s)
となる。
また、後述するように、意図的に、同じ時期にスイッチングを行う場合もある。
以上の説明では、直流電源としての太陽電池アレイ(2,40)から商用電力系統3への「上り方向」の電力変換に関して述べたが、太陽電池アレイに代えて蓄電池を用いることもできる。その場合には、(a)蓄電池から需要家内の交流負荷に給電すること、及び、(b)交流系統の電力により蓄電池を充電すること、のいずれも可能となる。(a)は、系統連系と同じ制御となる。但し、電力の逆潮流(売電)は行わない。(b)は、制御の符号を変えることで、同様の制御により、効率よく行うことができる。蓄電池を充電する場合は、図2におけるインバータ回路11は交流リアクトル22と協働して昇圧回路となり、昇圧回路(例えば10)は逆に、降圧回路となる。但し、降圧を行うにはダイオード16に代えてスイッチング素子を使用することが必要となる。スイッチング素子は、制御部12によって制御される。
インバータ装置(1) → 電力変換装置(1)
昇圧回路(10,41) → DC/DCコンバータ(10,41)
インバータ回路(11) → DC/ACコンバータ(11)
Ia*:商用電力系統3からの入力電流目標値
Iin:DC/DCコンバータの電流検出値
Iin*:DC/DCコンバータの電流目標値
Iinv*:DC/ACコンバータへの交流入力電流目標値
Ig*:蓄電池への直流入力電流目標値
Va:系統電圧検出値
Vg:蓄電池電圧値
Vinv*:DC/ACコンバータへの交流入力電圧目標値
Vo*:DC/DCコンバータへの入力電圧目標値
Pin:蓄電池への入力電力
式(1s)と対応する、蓄電池への入力電力Pinの平均値〈Pin〉は、
〈Pin〉=〈Iin×Vg〉 ・・・(1r)
である。
式(2s)に対応する商用電力系統3からの入力電流目標値の平均値〈Ia*〉は、
〈Ia*〉=〈Ig*×Vg〉/〈Va〉 ・・・(2r)
である。
式(3s)に対応する入力電流目標値Ia*は、
Ia*=(21/2)×〈Ia*〉×sinωt ・・・(3r)
である。
Iinv*=Ia* − s CaVa ・・・(4r)
である。
式(5s)に対応する交流入力電圧目標値Vinv*は、
Vinv*=Va−Za Iinv* ・・・(5r)
である。
式(6s)に対応するDC/DCコンバータ10の電圧目標値Vo*は、
Vo*=Max(Vg,Vinv*の絶対値) ・・・(6r)
である。
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*)−(s Co Vo*)×Vo*} /Vg
・・・(8r)
である。
さらに、式(9s)に対応する電流目標値Iin*は、
Iin*=(Iinv*×Vinv*)/Vg ・・・(9r)
である。
図16は、2種類の直流電源2,40と、交流系統3Aとの間に、電力変換装置1が設けられたシステムの一例を示すブロック図である。図において、直流電源2は、太陽電池アレイである。直流電源40は、充電可能な蓄電池である。電力変換装置1の内部構成は図2のインバータ装置1と概ね同様であるが、一部異なる。交流系統3Aは、需要家内の分電盤3Dを介して商用電力系統3に接続されている。分電盤3Dには、需要家内で使用する負荷(家電等)3Lが接続されている。
次に、DC/DCコンバータ10の電圧目標値Vo*の決定基準の拡張について説明する。
前述の最小スイッチング制御を有効に働かせるには、交流系統の交流電圧の絶対値のピーク値よりも、DCバス20に出力される電圧目標値Vo*の方が低い状態とされる。ここで、Vo*は、式(6)又は(6s)によれば、直流入力電圧検出値Vgと、DC/ACコンバータ11の電圧目標値Vinv*の絶対値との、いずれか大きい方となる。電圧目標値Vinv*の絶対値が比較的小さい範囲では、直流入力電圧検出値Vgが電圧目標値Vo*となる。
条件として、直流電源の数nは2、直流入力電圧検出値VgすなわちMax(Vg.i)の値は200V、Vinv*の実効値は202V、周波数は60Hz(周期約0.0167秒)である。平滑用のコンデンサ19のキャパシタンスCoは100μFとする。
図20は、この無効電流(Ico×Vo*/n/Vg.i)を示す波形図である。
条件として、直流電源の数nは2、直流入力電圧検出値VgすなわちMax(Vg.i)の値は50V、Vinv*の実効値は202V、周波数は60Hz(周期約0.0167秒)である。平滑用のコンデンサ19のキャパシタンスCoは100μFとする。
図23は、この無効電流(Ico×Vo*/n/Vg.i)を示す波形図である。
そこで、前述の式(6)、(6s)、(6r)を、以下のように変更する。
すなわち、DC/DCコンバータの電圧目標値Vo*は、
Vo*=Max(Vg,Vinv*の絶対値、Vo_limit)
・・・(6x)
とする。Vgは、Max(Vg.i)である。Vo_limitは、電圧目標値の下限値(一定値)として予め適切な値を与える。
Vo_limitの値の決め方としては、例えば、無効電力の発生期間が、交流1/2サイクルのさらに半分の、1/4サイクル(π/2[rad])以下になることが好ましいと考えられる。この場合、無効電力が0となる期間を交流(1/2)サイクルの半分以上確保できるので、無効電力の抑制効果が出やすい。
(21/2)×202×sin(π/4)=202
であるから、202V近傍の値として、200Vが1つの好適な値であると解される。
図25の(b)は、電流(Ico×Vo*/n/Vg.i)を示す波形図である。(b)の波形図において、ピーク値は比較的高く、図23と差が無い。これは、無効電流の式(Ico×Vo*/n/Vg.i)における分母のVg.iが、図23の場合と図25の場合とで同じ50Vだからである。
以上のように、Vo*に下限値を持たせた場合には、入力される直流電圧が50V程度まで下がったときでも、DCバスに接続されたコンデンサの両端の電圧変化による無効電力を抑制することができる。その結果、MPPT制御等の、本来行いたい有効電流の制御を、より精度良く行うことができる。
上記の電力変換装置(インバータ装置)では、直流電源の直流電圧値(Vg)が直流電圧下限値(Vo_limit)より大きいときは、直流電源の直流電圧値(Vg)及びDC/ACコンバータの交流側の電圧目標値(Vinv*)の絶対値のいずれか大きい方が、その時点での、DC/DCコンバータの電圧目標値(Vo*)となる。この場合、DC/DCコンバータ及びDC/ACコンバータは共に、交流のサイクル内でスイッチングに休止期間が生じる。
この場合、無効電力を複数のDC/DCコンバータでシェアすることで、1個あたりのDC/DCコンバータの無効電力を低下させることができる。
この場合、前述のように、無効電力のピーク値を抑制できなくても、0期間によって、無効電力を抑制できるので、有効電力の制御が、より容易になる。
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
2 第1太陽電池アレイ、第1アレイ
3 商用電力系統
3A 交流系統
10 第1昇圧回路、DC/DCコンバータ
11 インバータ回路、DC/ACコンバータ
12 制御部
15 直流リアクトル
16 ダイオード
17 電圧センサ
18 電流センサ
19 コンデンサ
20 DCバス
21 フィルタ回路
22 交流リアクトル
23 コンデンサ
24 電流センサ
25 電圧センサ
26 コンデンサ
30 制御処理部
32 第1昇圧回路制御部
33 インバータ回路制御部
34 平均化処理部
35 第2昇圧回路制御部
40 第2太陽電池アレイ/第2アレイ
41 第2昇圧回路、DC/DCコンバータ
42 直流リアクトル
43 ダイオード
44 電圧センサ
45 電流センサ
46 コンデンサ
51 第1演算部
52 第1加算器
53 補償器
54 第2加算器
61 第2演算部
62 第3加算器
63 補償器
64 第4加算器
72 第5加算器
73 補償器
74 第6加算器
Qb1,Qb2,Qb3 スイッチング素子
Q1〜Q4 スイッチング素子
Claims (5)
- 交流系統と、当該交流系統における交流電圧の絶対値のピーク値より低い電圧を出力する直流電源との間に設けられ、直流/交流の電力変換を行う電力変換装置であって、
前記交流系統に接続されたフィルタ回路と、
前記直流電源とDCバスとの間に設けられたDC/DCコンバータと、
前記DCバスに接続されたコンデンサと、
前記DCバスと、前記フィルタ回路との間に設けられたDC/ACコンバータと、
前記DC/DCコンバータ及び前記DC/ACコンバータを制御する制御部とを備え、
前記制御部は、
直流電力の入力電力値及び前記交流系統の電圧値に基づいて出力電流目標値を求め、当該出力電流目標値に基づいて前記DC/ACコンバータの電流目標値及び電圧目標値を求めて前記DC/ACコンバータ回路を制御し、かつ、
前記DC/ACコンバータの電流目標値及び電圧目標値、並びに、前記DC/DCコンバータの電圧目標値に基づいて、前記DC/DCコンバータの電流目標値を求めて前記DC/DCコンバータを制御することにより、交流電力の出力を制御し、
前記制御部は、前記DC/DCコンバータの電圧目標値として、前記直流電源の直流電圧値、前記DC/ACコンバータの交流側の電圧目標値の絶対値、及び、当該絶対値のピーク値より小さい所定値である直流電圧下限値のうち、その時点で最も大きい値を選択する、電力変換装置。 - 前記直流電源及び前記DC/DCコンバータは複数組設けられており、前記直流電源の直流電圧値は複数存在し、複数存在する直流電圧値のうちの最大値が、前記直流電圧下限値と比較される対象となる請求項1に記載の電力変換装置。
- 前記直流電圧下限値は、無効電力が発生する期間を短縮して、無効電力が0となる期間を増大させるように選択される請求項1又は請求項2に記載の電力変換装置。
- 前記直流電圧下限値は、無効電力が発生する期間が交流(1/2)サイクルの半分以下になるように選択される請求項3に記載の電力変換装置。
- 交流系統と、当該交流系統における交流電圧の絶対値のピーク値より低い電圧を出力する直流電源との間に設けられ、前記交流系統に接続されたフィルタ回路と、前記直流電源とDCバスとの間に設けられたDC/DCコンバータと、前記DCバスに接続されたコンデンサと、前記DCバスと、前記フィルタ回路との間に設けられたDC/ACコンバータとを有し、直流/交流の電力変換を行う電力変換装置、によって実行される制御方法であって、
基本的制御方法として、
直流電力の入力電力値及び前記交流系統の電圧値に基づいて出力電流目標値を求め、当該出力電流目標値に基づいて前記DC/ACコンバータの電流目標値及び電圧目標値を求めて前記DC/ACコンバータ回路を制御し、
前記DC/ACコンバータの電流目標値及び電圧目標値、並びに、前記DC/DCコンバータの電圧目標値に基づいて、前記DC/DCコンバータの電流目標値を求めて前記DC/DCコンバータを制御することにより、交流電力の出力を制御し、
拡張的制御方法として、
前記制御部は、前記DC/DCコンバータの電圧目標値として、前記直流電源の直流電圧値、前記DC/ACコンバータの交流側の電圧目標値の絶対値、及び、当該絶対値のピーク値より小さい所定値である直流電圧下限値のうち、その時点で最も大きい値を選択する、制御方法。
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