WO2008026270A1

WO2008026270A1 - Dispositif de commande de moteur électrique, et dispositif de commande de compresseur

Info

Publication number: WO2008026270A1
Application number: PCT/JP2006/317166
Authority: WO
Inventors: Yosuke Shinomoto; Koichi Arisawa; Kazunori Sakanobe
Original assignee: Mitsubishi Electric Corporation
Priority date: 2006-08-31
Filing date: 2006-08-31
Publication date: 2008-03-06
Also published as: EP2034605A4; ES2385050T3; JP4693904B2; AU2006347701A1; CN101449456B; CN101449456A; JPWO2008026270A1; EP2034605B1; EP2034605A1; AU2006347701B2

Description

電動機駆動装置及び圧縮機駆動装置

技術分野

[0001] 本発明は、電動機を駆動する電動機駆動装置、及びその電動機駆動装置が搭載された圧縮機駆動装置に関するものである。

背景技術

[0002] 従来の電動機駆動装置は、交流電源を整流し、整流後の直流電力を平滑コンデンサで平滑してインバータにより電動機に電力を供給するものである。このような構成の場合、必ず平滑コンデンサが必要となるため、この平滑コンデンサが大型化'コストァップの要因となっていた。しかし、平滑コンデンサをなくすと、整流後の直流電圧が交流電源と同期した脈動をおこし、電動機にトルク脈動や効率悪ィ匕などといった悪影響を及ぼすことが知られて、る。

[0003] そこで、この平滑コンデンサを不要とした場合の直流電圧脈動による電動機への悪影響を軽減するため、電動機の位相を進める技術がある (例えば、特許文献 1参照）

[0004] また、あら力じめ電動機のトルクを電源の 2倍の周期で制御するものもある（例えば、特許文献 2参照)。

[0005] さらに、三相交流電源の場合、直流電圧の脈動が単相交流電源より小さいため、瞬時に直流電圧を検出することにより、直流電圧の脈動を補償するものもある（例えば、特許文献 3参照)。

[0006] このような直流電圧の脈動条件にて電動機を駆動する場合、直流電圧の低下による電圧不足に対してインバータより出力する電圧を制限するものもある（例えば、特許文献 4参照)。

[0007] また、このような直流電圧の脈動条件にて電動機を駆動する場合、直流電圧の低下に応じて電流制御の指令値を工夫して電動機駆動を実現するものもある（例えば、特許文献 5〜7参照)。

[0008] さらに、直流電圧の脈動により、電動機力の回生電力によるインバータへの逆潮流にて発生する電圧上昇の保護のため、クランプ回路を設けるものもある（例えば、特許文献 8参照)。

[0009] また、永久磁石電動機の回転子位置を位置センサレスにて電動機を駆動する方法が示されている (例えば、非特許文献 1〜2参照)。

特許文献 1 :特開平 10— 150795号公報 (第 5— 7頁、第 1図）

特許文献 2：特開 2002— 51589号公報

特許文献 3：特開平 6— 153534号公報 (第 2図）

特許文献 4：特開 2005 - 20986号公報 (第 3図）

特許文献 5：特開 2002— 223599号公報

特許文献 6 :特開 2003— 164179号公報

特許文献 7：特開 2005 - 130666号公報

特許文献 8：特開 2005 - 39902号公報

非特許文献 1 :渡辺、宫崎、藤井、「永久磁石界磁電動機の回転子位置と速度のセンサレス検出の一方法」、電気学会論文誌 D、 110卷 11号、平成 2年、 P. 1193- 120 0

非特許文献 2 :竹下、巿川、李、松井、「速度起電力に基づくセンサレス突極形ブラシレス DCモータ制御」、電気学会論文誌 D、 117卷 1号、平成 9年、 P. 98- 104 発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0010] 従来の電動機駆動装置及び圧縮機駆動装置は、交流電源の整流後の直流電圧を平滑ィ匕するコンデンサを小容量ィ匕又は設けない構成とし、小型 '軽量'低コストィ匕を図り、かつ、コンデンサの少量ィ匕に伴う直流電圧脈動を軽減する制御をしたもの、もしくは高効率かつ入力電流の高調波成分を抑制したものが提案されて、る。

[0011] し力しながら、これらの電動機駆動装置は、電動機を駆動しつつ、入力電流の高調波電流を低減できる可変速度範囲に、動作範囲を狭める必要があった。

そのため、可変速度範囲の広い空気調和機などのシステムへ適用しょうとする場合に、上記制限が生じるという課題があった。

[0012] 本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、交流電源の整流後の直流電圧を平滑するコンデンサを小容量ィ匕又は設けない構成とし、小型，軽量'低コスト化を図り、かつ、入力電流の高調波電流を効果的に低減できる電動機駆動装置、及びその電動機が搭載された圧縮機駆動装置を得ることを目的とするものである課題を解決するための手段

[0013] 本発明に係る電動機駆動装置は、

交流電源からの交流電圧を直流電圧に整流する整流手段と、

前記整流手段が出力した直流電圧を交流電圧に変換して電動機に印加する電力変換手段と、

前記電力変換手段が電動機に印加する電圧を制御する制御手段とを有する電動機駆動装置であって、

前記制御手段は、

電動機に印加する電圧のスカラー値が、前記整流手段が出力する直流電圧により規定される最大出力電圧以下となるように制限する出力電圧制限手段を有し、前記出力電圧制限手段の電圧制限量を、前記制御手段にフィードバックすることを特徴とするものである。

発明の効果

[0014] 本発明に係る電動機駆動装置によれば、平滑コンデンサを小容量ィ匕又は設けない構成としたので、装置の小型 ·軽量 '低コストィ匕を図ることができる。

また、出力電圧制限を行った際の電圧制限量をフィードバックするので、当該電圧制限に基づく出力電圧誤差の影響を瞬時に除去でき、これによつて入力電流の高調波成分を効果的に低減できる。

図面の簡単な説明

[0015] [図 1]実施の形態 1に係る電動機駆動装置の回路ブロック図である。

[図 2]平滑コンデンサ 4により平滑ィ匕された直流電圧の波形を示すものである。

[図 3]出力電圧制限手段 23による電圧制限動作を説明するものである。

[図 4]出力電圧制限手段 23の構成を示すものである。

[図 5]電流制御手段 22の構成を示すものである。 [図 6]図 1の構成において、インバータ主回路部 6を仮想電流源 30に等価的に置き換えた構成を示すものである。

[図 7]実施の形態 2に係る電動機駆動装置の回路ブロック図である。

[図 8]電流指令生成手段 26の構成を示すものである。

[図 9]電動機 5の総磁束が脈動する様子を示す図である。

[図 10]磁束指令を電動機 5の回転数に応じて変更する際の両者の対応関係を示す図である。

[図 11]電動機 5が回生動作したときの直流電圧波形と入力電流波形を示すものである。

[図 12]r軸の電流指令値 Ir*にオフセットを持たせた例を示すものである。

[図 13]実際の電源位相の波形と、電源位相検出器 9の検出値に基づくサンプリングにより生成された演算位相の波形を示すものである。

[図 14]実施の形態 3に係る電動機駆動装置の回路ブロック図である。

[図 15]開ループで動作している状態から閉ループへ動作を切換えるタイミングを示す波形図である。

[図 16]開ループ上の制御軸から見た場合の電圧と、閉ループ上の制御軸力見た場合の電圧を比較するベクトル図である。

[図 17]開ループから閉ループに制御を切り替える際の、 r軸、 δ軸の電流指令値を示すものである。

[図 18]電動機 5の相電流 (U相）の実際の波形例を示すものである。

符号の説明

1 単相交流電源

2 コイル

3 整流手段

4 平滑コンデンサ

5 電動機

6 インバータ主回路部

7a, 7b 相電流検出器 8 直流電圧検出手段

9 電源位相検出器

10 制御手段

21 座標変換手段

22 電流制御手段

23 出力電圧制御手段

24a, 24b 積分器

25 電流指令値

26 電流指令生成手段

27 位置推定手段

発明を実施するための最良の形態

実施の形態 1.

図 1は、本発明の実施の形態 1に係る電動機駆動装置の回路ブロック図である。図 1において、 1は単相交流電源、 2はコイル、 3は整流手段、 4は平滑コンデンサ、

5は電動機、 6はインバータ主回路部、 7aと 7bは相電流検出器、 8は直流電圧検出手段、 9は電源位相検出器、 10は制御手段である。

コイル 2は、単相交流電源 1と整流手段 3の間に接続されている。

整流手段 3は、単相交流電源 1からの交流電圧を直流電圧に整流する。

平滑コンデンサ 4は、整流手段 3の出力側に接続されており、整流手段 3が整流した電圧を平滑化する。

電動機 5は、インバータ主回路部 6の出力側に接続されており、本実施の形態 1に係る電動機駆動装置の駆動対象となる。

インバータ主回路部 6は、平滑コンデンサ 4が平滑化した直流電圧を交流電圧に変換して電動機 5に印加し、電動機 5を駆動する。

相電流検出器 7a、 7bは、電動機 5の相電流を検出し、制御手段 10に出力する。直流電圧検出手段 8は、整流手段 3が出力した直流電圧を検出し、制御手段 10に出力する。

電源位相検出器 9は、単相交流電源 1の電源位相を検出し、制御手段 10に出力する。

制御手段 10は、電動機 5に流す電流指令値 25 (Ir *、l S * )を受け取り、当該電流指令値 25に基づ、てインバータ主回路部 6を制御し、電動機 5へ印加する電圧を制御する。

[0018] 制御手段 10は、座標変換手段 21、電流制御手段 22、出力電圧制御手段 23を有している。

座標変換手段 21は、相電流検出器 7a、 7bから電動機 5の相電流の検出値を受け取り、直交 2軸座標系に座標変換した (Ir、 I δ )を出力する。

電流制御手段 22は、電流指令値 25、座標変換手段 21の出力、電源位相検出器 9 の出力、及び後述の電圧制限量 (Vr— rst、 V δ— rst)を受け取り、電動機 5に印加する電圧の指令値 (VrO、 V δ 0)を出力する。

出力電圧制限手段 23は、直流電圧検出手段 8の出力、及び電流制御手段 22の出力を受け取り、インバータ主回路部 6に、電動機 5へ印加する電圧 (Vr、 V δ )の指示を出力する。また、所定の条件の下で、電圧制限量 (Vr— rst、 V δ—rst)を電流制御手段 22に出力する。

以上の構成の詳細、及び各記号の添え字 (r、 δ )の意味については、後述する。

[0019] 図 2は、平滑コンデンサ 4により平滑化された直流電圧の波形を示すものである。

図 2 (a)は、平滑コンデンサ 4の容量が十分大きい場合の直流電圧波形を示すものである。この場合は、同図に示すとおり、直流電圧が変動しない、もしくは小さな変動量であるため、前記電動機 5の出力トルクはほぼ一定値に制御される。

図 2 (b)は、平滑コンデンサ 4の容量が小さぐ直流電圧が脈動している場合の波形を示すものである。この場合は、同図に示すとおり、平滑コンデンサ 4の小容量ィ匕により直流電圧が大きく脈動し、電源電圧と相似形となっているため、図 2 (a)に示す直流電圧と同様に電動機 5を制御すると、直流電圧が大きく低下した時刻（単相交流電源 1のゼロクロス付近)での十分なトルクが出力できず、制御が不安定となる。

[0020] 本発明においては、図 2 (b)に示すように、直流電圧が単相交流電源 1の周波数の 2倍の周波数で大きく脈動する程度に平滑コンデンサ 4を小容量ィ匕し、装置の小型 · 軽量.低コストィ匕を図る。単相交流電源 1のゼロクロス付近での制御の問題については、後述する。

[0021] ここで、図 1の構成の詳細説明に入る前に、直流電圧の脈動許容範囲を大きくすることにより、平滑コンデンサ 4の容量を小さくし得る理論的根拠について考察する。

[0022] (1)

電動機 5のインダクタンスを L、定格電流を I、許容可能な直流電圧の脈動範囲を V とすると、エネルギー保存則により次式 (2)が成り立つ。

(1/2) CV"2= (1/2) LI"2- · · (2)

(2)

例えば、 L= 10mH、 I= 10Aとすると、上記式（2)により、脈動範囲 Vが 20Vの場合は C = 2500uFとなる。一方、脈動範囲 Vを 280Vとすると、同じく上記式（2)により、 C= 13uFとなる。

(3)

これは即ち、図 2 (b)に示すように直流電圧の脈動範囲を大きくすれば、コンデンサ容量を大幅に小さくし得ることを表している。このように、理論計算によっても、コンデンサ容量を小さくできることは明らかである。

[0023] なお、実際には単相交流電源 1から補給される電荷により平滑コンデンサ 4が充電されるため、上記式（2)による算出方法は完全な物理現象を表している訳でなぐあくまでも概略計算であることを付言しておく。

[0024] 以後は、図 1の構成の詳細説明に戻る。

[0025] 座標変換手段 21は、相電流検出器 7a、 7bが検出した電動機 5の相電流を、直交 2 軸座標系における電流へ変換する。変換後の直交 2軸座標 ¾:軸、 δ軸と呼び、電圧や電流の添え字にも同じ記号を付す。

本実施の形態 1においては、各電流'電圧の値は、電流指令値 25 (Ir *、 I δ * )も含めて、この r軸、 δ軸上の値を用いて制御を行う。以後の実施の形態についても同様である。

座標変換手段 21が座標変換した r軸、 δ軸の電流値 (Ir、 I δ )は、電流制御手段 2 2へ出力される。電流制御手段 22の構成と動作は、後述の図 5で説明する。

[0026] 図 3は、出力電圧制限手段 23による電圧制限動作を説明するものである。インバータ主回路部 6は、入力される直流電圧により規定される出力電圧の最大値以上の電圧を出力することはできない。この出力電圧の最大値を Vlim (図 3の点線円弧)とする。

出力電圧制限手段 23は、電動機 5に印加する電圧の指令値 (VrO、 V 6 0)が Vlim を上回っている場合には、スカラー値が Vlim以下となるように、電圧の指令値 (VrO、 V 6 0)を修正し、修正後の電圧値 (Vr、 V δ )により、インバータ主回路部 6を制御する必要がある。

出力電圧制限手段 23は、このように電動機 5に印加する電圧を最大値 Vlim以下に制限する役割を果たす。

[0027] 図 4は、出力電圧制限手段 23の構成を示すものである。

(1)入力

出力電圧制限手段 23は、電動機 5に印加する電圧の指令値 (VrO、 V δ 0)とともに、直流電圧検出手段 8の出力により規定される上記 Vlimの値を、入力として受け取る

(2)電圧制限動作

次に、出力電圧制限手段 23は、上記 Vlimの値と、電圧の指令値 (VrO、 V δ 0)のスカラー値を比較する。

(3)出力

スカラー値が上記 Vlimの値を上回っている場合には、電圧の指令値 (VrO、 V δ 0 )を修正し、修正後の電圧値 (Vr、 V δ )を最終的な電圧として出力する。

スカラー値が上記 Vlimの値を上回っていない場合には、電圧の指令値 (VrO、 V δ 0)をそのまま (Vr、 V δ )として出力する。

また、電圧の修正を行った場合には、修正前後の差分値 (VrO— Vr、 V 6 0-V 6 ) =電圧制限量 (Vr— rst、 V δ _rst)を、電流制御手段 22に出力する。

[0028] 図 5は、電流制御手段 22の構成を示すものである。

図 5 (a)は r軸の電流制御、 (b)は δ軸の電流制御を行う構成である。それぞれ同様の構成を有するため、ここでは r軸の電流制御についてのみ説明する。

[0029] (1)基本構成電流制御手段 22は、 r軸電流の指令値 Ir*と、座標変換手段 21が出力した座標変換後の r軸電流値 Irとを入力として受け取り、その偏差 (Ir *—Ir)を求める。

次に、求めた偏差に基づき、以下の式 (3)による比例積分制御演算を行い、操作量を求める。

操作量 =KidX {偏差 + (1/Tid) X J (偏差) dt} · · · (3)

Kid:比例ゲイン

Tid:積分ゲイン

上記式（3)のうちの積分演算は、積分器 24a ( δ軸においては積分器 24b)により行う。求められた操作量は、 r軸の電圧指令値 VrOとして、出力電圧制限手段 23に出力される。

[0030] (2)出力電圧制限手段 23からのフィードバックを用いた演算補正

電流制御手段 22の基本的な構成は上記の通りである力本発明においては、出力電圧制限手段 23からのフィードバックを積分器 24aの積分値に反映した演算補正をさらに行う。

出力電圧制限手段 23において、図 3〜図 4で説明したような電圧制限動作を行つた場合は、その電圧制限量 Vr— rst力電流制御手段 22にフィードバックされる。電流制御手段 22は、積分器 24aの積分値から、この電圧制限量 Vr— rstを減算する補正を行う。 δ軸 (積分器 24b)につヽても同様である。

この理由について、以下に説明する。

[0031] 本発明においては、平滑コンデンサ 4を小容量ィ匕したため、直流電圧が単相交流電源 1の 2倍の周波数で大きく脈動する。そのため、単相交流電源 1の半周期毎に、インバータ主回路部 6へ入力する直流電圧が大きく低下することになり、前述の通り、出力電圧制限手段 23が電圧を制限する状況が発生する。

この場合、電流制御手段 22に積分器が存在すると、この制限した電圧分だけの誤差が積分に残存し、積分値に当該誤差の影響が含まれ、波形が歪んで高調波成分が増加することになる。

積分誤差の影響を除去する手段として、電圧制限を行った際は積分演算を停止するようにすることも考えられるが（例えば前記特許文献 4)、そうすると、積分制御を再開する際に、この誤差が積分内部に残存し、入力電流の高調波成分を十分に低減することができない。特に単相交流電源 1の電圧値が高い場合は、電圧脈動の瞬時時間変化が大きぐこの傾向が顕著に表れる。

そこで、本発明においては、積分演算を停止するのではなぐ積分内部に残存する誤差を減算により補正し、上記課題を解決する。

このように、出力電圧制限手段 23が電圧制限動作を行った場合に、その電圧制限量 Vr—rstを積分器 24a (及び積分器 25b)カゝら減算することにより、出力電圧誤差による積分誤差を瞬時に除去できる。

これにより、入力電流の高調波成分をより効果的に低減することができ、積分器 24 a (及び積分器 25b)の積分演算を停止させる方法よりも、入力電流の高調波成分をより低減することができる。

[0032] 次に、インバータ主回路部 6に流れる電流の波形力単相交流電源 1の電圧波形と相似形状になるように制御し、これにより入力電流の高調波成分を低減することについて検討する。

まずは後述の図 6を用いて理論的根拠を考察し、次、で本実施の形態 1における具体的な実現方法を説明する。

[0033] 図 6は、図 1の構成において、インバータ主回路部 6を仮想電流源 30に等価的に置き換えた構成を示すものである。仮想電流源 30と平滑コンデンサ 4は、並列回路 3 1を構成する。

平滑コンデンサ 4は小容量ィ匕されているので、仮想電流源 30の出力電流と、単相交流電源 1の電圧とが同期している条件の下で、並列回路 31は純抵抗とほぼ等価に扱うことができる。

一般に純抵抗回路においては、電圧と電流の波形にズレは生じず、双方の波形は同位相となる。即ち、上記条件の下では、入力電流が単相交流電源 1の電圧と同位相、相似波形の波形となる。

単相交流電源 1の電圧と同位相、相似波形の波形には、歪みなどの高調波成分がないため、入力電流の波形を単相交流電源 1の電圧と同位相、相似波形の波形とすることによって、入力電流の高調波成分を低減できるのである。 [0034] 上記を実現するためには、例えば、電源電圧情報、電源電圧の位相情報や電源電圧のゼロ点、電源電圧の瞬時値、または、直流電圧の瞬時脈動電圧などを検出し、インバータ主回路部 6へ流れこむ電流が単相交流電源 1の電圧と相似形になるように電動機 5を制御することが考えられる。

即ち、インバータ主回路部 6に流れる電流を検出し、この電流が電源電圧と相似形状になるよう制御するとよい。

そこで、本発明では、インバータ主回路 6に入力される電流と出力される電流はキルヒホッフの法則力一致することに着眼し、電動機 5の r軸、 δ軸電流の両方を単相交流電源 1の電圧と相似形状に制御することで、等価的にインバータ主回路部 6へ流れこむ電流が単相交流電源 1の電圧と相似形状となるよう構成する。

このように構成することにより、電動機 5の相電流検出器 7a、 7bで入力電流検出器を代替でき、単相交流電源 1側に入力電流検出器を設ける必要がなくなるので、部品点数削減により電動機駆動装置を安価に構成することができる。

[0035] 次に、電動機 5の r軸、 δ軸電流の両方を単相交流電源 1の電圧と相似形状に制御するための具体的な構成について説明する。

[0036] 制御手段 10は、電源位相検出器 9が検出した単相交流電源 1の電源位相に基づき、単相交流電源 1の電圧波形と相似形状の正弦波形を生成する。

次に、生成した正弦波形を電流指令値 25 (Ir *、 I δ * )に乗算し、電流制御手段 2 2に渡す。

このようにすることで、電流指令値 25 (Ir *、 I δ * )は単相交流電源 1の電圧と同期して脈動することとなるので、電動機 5に流れる電流も単相交流電源 1の電圧と同期して脈動する。即ち、電動機 5の r軸、 δ軸電流の両方を単相交流電源 1の電圧と相似形状に制御することができ、上記のような制御を実現できるのである。

[0037] なお、 δ軸の電流のみ脈動させ、 r軸の電流を略一定に保つように制御する従来技術も存在する。例えば上記特許文献 5においては、 q軸の電流のみ脈動させ、 d軸の電流を略一定に保つことが記載されて、る。

このように構成した場合、 r軸、 δ軸ともに脈動させる本発明よりも電源力率は向上するが、 30次 (電源周波数の 30倍の周波数成分)以上の高調波電流成分が増加する。

このような高調波は、法律等の規制により制限されている場合があるため、規制適合の観点からは、上記従来技術と比較して、本発明に優位性がある。本発明によれば、製品バラツキを含めても、 30次以上の高調波電流が規制値を超えないようにすることが可能である。

[0038] 図 18は、電動機 5の相電流 (U相）の実際の波形例を示すものである。

図 18においては、単相交流電源 1の周波数を 50Hz、 4極の電動機 5の回転数を 4 5rpsとした場合の波形例を示して、る。

電動機 5に流れる電流は、電動機 5の回転数の周波数成分が基本周波数となるが、その一方で、上記のように単相交流電源 1に同期させる制御を行うため、単相交流電源 1の周波数も電動機 5に流れる電流に含まれることとなる。

そのため、図 18に示すように、電動機 5の相電流がビートする現象が発生する。ビート現象は、電動機 5の回転数と単相交流電源 1との差の周波数として発生する。図 18の例では、整流後の周波数が 100Hzであるので、インバータ周波数は 90Hz 、その差は 10Hzとなる。

このように、電源とビートする回転数は、ジャンプする手法が一般的である。本発明においても、コンデンサが削除もしくは極めて小容量ィ匕されているため、ビートが発生する周波数は電動機 5の回転数としてジャンプするものとする。

[0039] 本実施の形態 1においては、平滑コンデンサ 4の容量は、直流電圧が単相交流電源 1の周波数の 2倍の周波数で大きく脈動する程度に小容量ィ匕するものとした。この点、例えば上記特許文献 2には、従来の 100分の 1程度の小容量コンデンサを用いる旨が記載されているが、本発明における平滑コンデンサ 4の容量は、こうした従来のコンデンサ容量や、その 100分の 1といった数値により限定されるものではないことを付言しておく。

[0040] また、本実施の形態 1においては、図 5に示すように、電流制御手段 22は比例積分制御演算を行うものとしたが、これに限られるものではなぐ積分制御を含む制御演算を行うものであれば、同様の効果を得ることができる。

[0041] また、本実施の形態 1においては、出力電圧制限手段 23が電圧制限動作を行ったときに、その電圧制限量を出力電圧誤差としてフィードバックすることとしたが、出力電圧誤差が生じるのはこれに限られるものではない。

例えば、インバータ主回路部 6に用いられる半導体スイッチング素子には、通流時に飽和電圧と呼ばれる微小電圧が発生する。また、スイッチング素子に短絡電流が流れることによる素子破損を防止するため、短絡防止時間が設けられている。

こうした飽和電圧や短絡防止時間も出力電圧誤差を生じさせ得るため、これらの影響をあら力じめ制御手段 10内のメモリ等に記憶させておき、その記憶値に基づいて、減算補正を行うように構成してもよい。

さらには、飽和電圧は電動機 5に流れる電流に応じたテーブルとして記憶するように構成することもできるし、短絡防止時間も脈動する直流電圧に応じた値として記憶するよう〖こ構成することちでさる。

[0042] また、本実施の形態 1にお!/、ては、平滑コンデンサ 4を小容量ィ匕して構成したが、同様にコイル 2も小インダクタンスのものを用いることが好ましい。例えば、平滑コンデンサ 4とコイル 2からなる共振周波数力単相交流電源 1の周波数の 40〜50倍以上程度となるようにすることが望まし、。

さらには、平滑コンデンサ 4を設けない構成であっても、本実施の形態 1と同様の効果を奏することを付言しておく。

[0043] 以上のように、本実施の形態 1によれば、

制御手段 10は、

電動機 5に印加する電圧のスカラー値が、整流手段 3が出力する直流電圧により規定される最大出力電圧以下となるように制限する出力電圧制限手段 23を有し、出力電圧制限手段 23の電圧制限量 (Vr— rst、 V δ— rst)を、制御手段 10にフィードバックするので、

平滑コンデンサ 4を小容量ィ匕したため直流電圧が大きく脈動する構成において、ィンバータ主回路部 6の電圧を適切に制御できるとともに、その制御状態をフィードバックすることにより、制御演算における急激な値変動を回避し、入力電流波形の歪みを回避して高調波成分の増加を抑制することができる。

[0044] また、制御手段 10は、電動機 5に流す電流指令値 25を受け取り、電流指令値 25に基づいて、電動機 5に印加する電圧の指令値 (VrO、 V δ 0)を出力する電流制御手段 22を有し、

出力電圧制限手段 23は、

電流制御手段 22より電圧の指令値 (VrO、 V δ 0)を受け取り、電圧の指令値 (VrO 、 V δ 0)のスカラー値を算出して、

当該スカラー値が、整流手段 3が出力する直流電圧により規定される最大出力電圧を上回っている際には、電動機 5に印加する電圧を制限するので、

平滑コンデンサ 4を小容量ィ匕したため直流電圧が大きく脈動する構成において、電流指令値 25の値を電動機 5への印加電圧の制御に反映できるとともに、直流電圧の脈動に応じた適切な電圧制御を実現できる。

[0045] また、電動機 5に流れる相電流を検出する相電流検出器 7a、 7bを設け、

電流制御手段 22は、

電流指令値 25と、相電流検出器 7a、 7bの出力とに基づいて、電動機 5に印加する電圧の指令値 (VrO、 V 6 0)を出力するので、

電動機 5に流れる相電流と、電流指令値 25とを比較して、両者の値を近づけるように制御演算を行うことができる。

[0046] また、電流制御手段 22は、積分器 24a、 24bを有し、

電圧の指令値 (VrO、 V δ 0)を出力する際には、積分器 24a、 24bを用いて積分制御を含む制御演算を行って、電圧の指令値 (VrO、 V δ 0)を算出し、

出力電圧制限手段 23は、

電流制御手段 22に電圧制限量 (Vr_rst、 V δ _rst)をフィードバックし、電流制御手段 22は、

積分器 24a、 24bの出力から、出力電圧制限手段 23よりフィードバックを受けた電圧制限量 (Vr_rst、 V δ _rst)を減算するので、

積分制御を行う際に、電圧の指令値 (VrO、 V δ 0)と実際の出力電圧 (Vr、 V δ )との誤差を積分演算力も除去でき、演算後の波形の歪みを回避できる。これにより入力電流波形の歪みを回避し、高調波成分を効果的に低減することができる。

[0047] また、出力電圧制限手段 23は、電圧の指令値 (VrO、 V δ 0)のスカラー値が、整流手段 3が出力する直流電圧により規定される最大出力電圧よりも大きヽ場合のみ、

出力電圧の制限を行うとともに電圧制限量 (Vr— rst、 V δ _rst)を電流制御手段 2 2にフィードバックし、

電流制御手段 22は、

出力電圧制限手段 23より、電圧制限量 (Vr_rst、 V δ _rst)のフィードバックを受けた場合のみ、積分器 24a、 24bの出力から前記減算を行うので、

積分演算の誤差を適切に除去できるとともに、減算補正が不要なときは行わないようにしているので、演算効率の面からも好ましい。

[0048] また、電流制御手段 22は、

電動機 5に流れる電流の波形力単相交流電源 1からの交流電圧の波形と相似形状になるように、電圧の指令値 (VrO、 V δ 0)を出力するので、

入力電流が単相交流電源 1の電圧と同位相、相似形状の波形となり、入力電流の高調波成分を低減することができる。

[0049] また、単相交流電源 1の位相を検出する電源位相検出手段 9を設け、

制御手段 10は、

電源位相検出手段 9が検出した単相交流電源 1の位相を基に、単相交流電源 1からの交流電圧の波形と相似形状の正弦波形を生成し、

当該正弦波形を電流指令値 25に乗算して、電流制御手段 22に出力するので、電動機 5の相電流検出器 7a、 7bで入力電流検出器を代替でき、単相交流電源 1 側に入力電流検出器を設ける必要がなくなるので、部品点数削減により電動機駆動装置を安価に構成することができる。

[0050] また、制御手段 10は、

相電流検出器 7a、 7bが検出した電動機 5の相電流を直交 2軸座標系に変換する座標変換手段 21を有し、

座標変換手段 21は、

座標変換後の電流値 (Ir、 I δ )を電流制御手段 22に出力し、

電流制御手段 22は、座標変換後の電流指令値 25と、座標変換手段 21の出力とに基づいて、座標変換後の 2座標軸双方の電圧指令値 (VrO、 V δ 0)を出力するので、

製品バラツキを含めても、 30次以上の高調波電流が規制値を超えないようにすることが可能であり、高調波電流に対する規制適合の観点力望ましい。

[0051] また、平滑コンデンサ 4と単相交流電源 1の間にコイル 2を設け、

平滑コンデンサ 4とコイル 2とによる共振周波数力単相交流電源 1の周波数の 41 倍以上となるように構成したので、

コイル 2自体も小型化でき、装置全体の小型化等にも寄与する。

[0052] 実施の形態 2.

図 7は、本発明の実施の形態 2に係る電動機駆動装置の回路ブロック図である。図 7においては、制御手段 10は、電流指令生成手段 26を有している。電流指令生成手段 26は、速度指令、磁束指令、座標変換手段 21の出力、出力電圧制限手段 23の出力、及び電源位相検出器 9の出力を受け取り、電流指令値 25 (1 r *、l S * )を出力する。

その他の構成は実施の形態 1と同様であるため、同じ記号を付して説明を省略する

[0053] 本実施の形態 2においても、実施の形態 1と同様に、インバータ主回路部 6に印加する直流電圧が脈動により低下するため、電動機 5に印加する電圧を制限しなければならない場合がある。

このような場合に対応する技術として、弱め界磁制御により電動機 5に印加する電圧を低下させるものがある（例えば上記特許文献 1)。これは、電動機 5の回転子により発生する界磁を固定子力出力される界磁で弱めるものである。

しかし、電動機 5の固定子に回転子の界磁を弱めるような電流を新たに流す必要があるため、効率悪化の懸念がある。

そこで、本実施の形態 2においては、電動機 5に印加する電圧を制限しなければならな、場合にぉ、て、回転子の界磁を弱めるための電流を新たに流すように制御するのではなぐ r軸電流を適切に制御して、弱め界磁動作が自然に行われるようにする。このように制御することで、界磁を弱めるため固定子に流す電流を最小限に抑えることができ、効率悪ィ匕の懸念を低減できる。

[0054] 上記のような制御を行うため、本実施の形態 2においては、電動機 5の総磁束量を一定値に保つような制御を行う。なお、ここでの総磁束とは、電動機 5の固定子側から発生する磁束と、回転子側から発生する磁束との合成ベクトルのことを言う。

ここでは、まず電動機 5の総磁束量を一定に保つように制御する手順につ!、て説明し、その後に本実施の形態 2における具体的な構成を説明する。

[0055] (1)総磁束量を一定に保つ制御手順

ファラデーの法則より、総磁束の変化率 dO>Zdtは、電動機 5に印加される印加電圧と、電動機 5の相抵抗による電圧降下分との差分に等ヽ。

電動機 5に印加される印加電圧は、インバータ主回路部 6から出力される出力電圧 (Vr、 V S )と同義である。

電動機 5の相抵抗による電圧降下分は、相抵抗 Rと、 r軸、 δ軸の電流 (Ir、 I δ )から求めることがでさる。

ここで、総磁束量を一定に保つことは、総磁束が変化しないこと、即ち総磁束の変化率 dO>Zdtを 0に保つことと等価であるから、以下の式 (4)が成り立つ。

d /dt= (電動機 5の印加電圧）（電動機 5の相抵抗による電圧降下分）

=0

即ち、

φ = ί (電動機 5の印加電圧一電動機 5の相抵抗による電圧降下分) dt = const' · · (4)

したがって、電動機 5の印加電圧 (Vr、 V δ )が低下した際に、 r軸、 δ軸の電流 (Ir 、 I δ )をこれに合わせて制御することにより、電動機 5の総磁束量を一定に保つことができるのである。

弱め界磁動作に関連するのは r軸の電流であるから、直流電圧の脈動により電動機 5の印加電圧が低下した際に Irを制御するように構成することで、自然に弱め界磁動作が実現されることとなる。

[0056] (2)本実施の形態 2における具体的な構成図 8は、電流指令生成手段 26の構成を示すものである。

電流指令生成手段 26は、磁束指令、出力電圧制限手段 23が出力する (Vr、 V δ ) の値、及び座標変換手段 21が出力する (Ir、 I δ )の値を入力として受け取る。

次に、上記計算方法により、電動機 5の総磁束演算値を求める。

次に、磁束指令と総磁束演算値との差分に基づき比例積分制御演算を行い、電動機 5の総磁束量を一定に保つように、 r軸の電流指令値 Ir *を出力する。なお、相抵抗 Rは既知であるものとする。

このように r軸の電流指令値 Ir*を出力することで、直流電圧の脈動により電動機 5 の印加電圧が低下した際に Irが上記式 (4)を満たすように制御され、自然に弱め界磁動作が実現されることとなる。

[0057] なお、実施の形態 1と同様に、電流指令値 Ir *は単相交流電源 1と同期して脈動するように制御されるため、電流指令値 Ir *を出力する際には、電源位相の検出値が反映される。

図 8の (a)は、比例積分制御演算を行った後に電源位相を反映させる構成であり、この場合は総磁束が一定になるように制御される。

図 8の (b)は、磁束指令に電源位相を乗算した後に比例積分制御を行う構成である。この場合は、制御基準値である磁束指令自体が脈動しているため、総磁束の平均値が一定になるように制御されることとなる。

[0058] 図 9は、電動機 5の総磁束が脈動する様子を示す図である。

図 9に示すように、総磁束は直流電圧の脈動に同期して脈動する。したがって、図 8 (a)のように総磁束が一定になるように構成するだけでなぐ図 8 (b)に示すように総磁束の平均値が一定になるように脈動するように r軸電流指令を出力するように構成しても、同一の効果を奏する。

[0059] 図 10は、磁束指令を電動機 5の回転数に応じて変更する際の両者の対応関係を示す図である。

一般に、電動機 5の回転速度が高速になるにつれて、電動機 5に流す電流を増加させても回転速度が上がりに《なる現象が発生する。そのため、弱め界磁制御を行つて回転子の界磁を弱め、さらに回転速度を上昇させることが一般的である。このような高速回転領域においても、上記のように弱め界磁動作が自然に行われるようにすること力運転効率の観点力も好ましい。

そこで、図 10に示すように、電動機 5の回転数が上がるにつれて、磁束指令を低減させることにより、一定に保つ総磁束量もこれに伴って低下させる。これにより、弱め界磁動作が自然に実現されるので、電動機 5の効率良い運転を実現できる。

ただし、総磁束を低減し過ぎると、電動機 5の運転そのものに支障を来たすので、図 10に示すように磁束指令に所定の下限値を設けることが望ましい。

[0060] 次に、電動機 5からの回生エネルギーにより、入力電流の高調波成分が増加する現象への対策について説明する。

[0061] 図 11は、電動機 5が回生動作したときの直流電圧波形と入力電流波形を示すものである。

電動機 5に流れる電流は、単相交流電源 1の電圧と同期した相似形状となるように制御しているため、単相交流電源 1の電圧のゼロクロス付近にて、電動機 5の出力トルクが正力負へ変化することがある。

これは、電動機 5がカ行運転力回生運転に変化したことを意味し、平滑コンデンサ 4は電動機 5からの回生エネルギーにより充電される。

平滑コンデンサ 4が電動機 5からの回生エネルギーにより充電されると、ダイオードで構成された整流手段 3は回生機能を有さないため、単相交流電源 1からの入力電流が途絶える。図 11下図の、入力電流波形が平坦になっている部分力 Sこれに相当する。

図 11に示すとおり、入力電流に不通流期間が発生することにより、入力電流波形に歪みが生じ、入力電流の高調波成分が増加する。

したがって、電動機 5からの回生エネルギーを低減することにより、入力電流に高調波成分が生じることを抑制できる。具体的な方法は、次の図 12で説明する。

[0062] 図 12は、 r軸の電流指令値 Ir*にオフセットを持たせた例を示すものである。

図 12において、単相交流電源 1の電圧のゼロクロス付近で r軸の電流指令値 Ir* が高いことは、図 11の入力電流の不通流期間において、回生動作方向に相当する電流が高いことを意味する。本実施の形態 2においては、最小限の弱め界磁電流にて電動機 5を駆動しているため、単相交流電源 1のゼロクロス付近で、電動機 5の回生動作が発生する。

そこで、単相交流電源 1のゼロクロス点に相当する位相において、 r軸の電流指令値 Ir *に所定のオフセットを設ける。

このように構成することにより、単相交流電源 1の電圧のゼロクロス付近において、回生動作方向の電流を低減することとなるので、単相交流電源 1のゼロクロス直後に発生する電動機 5の回生動作を抑制することができ、入力電流の高調波成分を抑制することが可能となる。

[0063] 具体的には、 r軸の電流指令値 Ir *に、以下のような演算補正を行うことで、上記のようなゼロクロス付近でのオフセットを与えることができる。

(1)まず、 Ir *の振幅 (上限と下限の差)を所定の割合で減少させる。

(2)次に、 Ir *全体をオフセットする。

(3)単相交流電源 1のピーク点において、オフセット前後の値が一致するように、オフセットの値を調整する。

[0064] このように構成することにより、回生エネルギーによる直流電圧の上昇を抑制でき、クランプ回路やサージァブソーバー等を設けずとも、これらを設けた構成と同等の信頼性を確保できる。

[0065] 次に、電源位相検出器 9の検出値に基づくサンプリング精度が入力電流の高調波成分に及ぼす影響と、それに対する対策について、図 13を用いて説明する。

[0066] 図 13は、実際の電源位相の波形と、電源位相検出器 9の検出値に基づくサンプリングにより生成された演算位相の波形を示すものである。太線が電源位相、細線がサンプリングして生成した位相の波形である。

図 13 (a)は、通常のサンプリング動作による波形を示すものである。

通常のサンプリングでは、次回のサンプリングを行うまでの間は前回のサンプリング値をそのまま演算に使用するため、演算位相は実際の電源位相に対して必ず遅れてしまう。これは、いかにサンプリング周波数を高速にしても、サンプリングを行う限りは必ず発生するものである。

本発明においては、電動機 5に流れる電流を、単相交流電源 1と相似形状に制御することにより、入力電流の高調波成分の低減と電動機駆動の制御を両立するものであるため、単相交流電源 1の位相情報の精度、即ち、電源位相検出器 9の検出値に基づき脈動指令を生成する精度が、入力電流の高調波成分対策に大きく寄与する。

[0067] 図 13 (b)は、サンプリングした時点で、サンプリング周期の 2分の 1周期分だけ位相を進ませるように補償した波形を示すものである。

図 13 (b)に示すように、サンプリング周期の 1Z2周期分の位相を進ませると、サンプリングの平均値は実際の電源位相とほぼ一致する。

このような構成は、ソフトウェアのみで実現きるため、コストアップも最小ですみ、非常に安価に入力電流の高調波対策を実現することができる。

[0068] 本実施の形態 2においては、図 8で比例積分制御により r軸の電流指令値を演算する例を示したが、これに限られるものではなぐ磁束指令と総磁束演算値を一致させる制御であれば、任意の方法を用いることができ、同様の効果を奏する。

[0069] また、図 10では磁束指令を直線的に低減する例を示したが、 2次曲線や指数関数的に低減させるようにしてもよい。

[0070] また、本実施の形態 2においては、電動機 5からの回生エネルギーを抑制することにより、入力電流の高調波成分を低減する構成について説明したが、電動機 5の仕様を適切に設計することによつても、同様の効果が期待できる。

例えば、電動機 5が埋め込み型永久磁石（Interior Permanent Magnetic : IP M)モータである場合を考える。

IPMモータにおけるトルクは、磁石トルクと、インダクタンスによるリラクタンストルクがあり、次式（5)で表される。

[数 1]

て：トルク

P ：極対数

Φ m：永久磁石の磁束

i d ： d軸電流

i q ： q軸電流

L d ： d軸インダク夕ンス

L q ： q軸ィンダク夕ンス式（5)の第 1項は磁石トルク、第 2項はリラクタンストルクを表す。両項の総和により I PMモータのトルクが定まる。

回生エネルギーは、電動機 5の回転子の磁石が回転して誘起電圧を生ずることにより発生するため、電動機 5の設計において、上記式（5)の第 2項（=リラクタンストルク）の割合を高めた設計とすることにより、合計トルクを落とすことなぐ磁石の回転により生ずる誘起電圧の影響を低減できる。

例えば、電動機の誘起電圧定数を φ [VZradZs]とすると、電動機 5の設計において、

≤20 X (Lq-Ld) · · · (6)

の関係を満たすように設計することができる。これは、上記式（5)において、合計トルクに占めるリラクタンストルクの割合を高めることに相当する。

このように電動機 5を構成することで、回生エネルギーによる直流電圧の上昇を抑制でき、前記と同様に、クランプ回路やサージァブソーバー等を設けずとも、これらを設けた構成と同等の信頼性を確保できる。

なお、 d軸と q軸のインダクタンスによるリラクタンストルクや磁石トルクの存在しない電動機においては、上記式 (6)が成立しないため、上記式 (6)を適用する電動機 5 の対象として除外する必要がある。例えば誘導電動機は、上記式 (6)の適用対象外になると考えられる。 [0071] また、図 13においては電源位相をサンプリングした位相を進み補償したが、電動機

5の回転位相角度を進み補償することによつても、同様の効果を奏する。

[0072] 以上のように、本実施の形態 2によれば、

制御手段 10は、

電動機 5の総磁束量を一定に保つように、電動機 5に流す電流指令値 25を算出し、電流指令値 25に基づいて、電動機 5に印加する電圧の指令値 (VrO、 V δ 0)を算出するので、

電動機 5に印加する電圧 (Vr、 V δ )を制限しなければならない場合において、 r軸電流を適切に制御して、弱め界磁動作が自然に行われるようにし、界磁を弱めるため固定子に流す電流を最小限に抑えて、効率悪化の懸念を低減できる。

[0073] また、制御手段 10は、

電動機 5の磁束の指令値を受け取り、電動機 5の総磁束量を一定に保つように、電流指令値 25を算出する電流指令生成手段 26を有し、

電流指令生成手段 26は、

電動機 5の相抵抗 Rと、電動機 5の相電流とに基づいて、相抵抗 Rによる電圧降下分を算出し、

電動機 5に印加する電圧 (Vr、 V δ )と、電圧降下分との差分に基づき、総磁束量を算出するので、

電動機 5の総磁束量を演算により算出でき、演算結果に基づき、自然に弱め界磁動作が行われるように制御できるので、センサ等を新たに設ける必要がなぐコスト面で有利である。

[0074] また、電動機 5の回転速度が高速になるに従い、電動機 5の磁束の指令値を低減させるので、高速回転領域においても、効率よく弱め界磁動作を実現することができるまた、電動機 5の磁束の指令値に所定の下限値を設けたので、極端な弱め界磁動作により電動機 5の動作に支障を来たすことはな、。

[0075] また、電流指令生成手段 26は、電流指令値 25を算出する際には、

電流指令値 25の振幅を所定の割合で減少させるとともに、所定の値でオフセットさせ、単相交流電源 1のピーク点に相当する位相において、オフセットさせる前と同じ指令値となるように、電流指令値 25を演算補正するので、

回生動作方向の電流を抑制して、単相交流電源 1のゼロクロス直後に発生する電動機 5の回生動作を抑制することができ、入力電流の高調波成分を抑制することが可能となる。

[0076] また、制御手段 10は、

単相交流電源 1の位相の検出値、又は電動機 5の回転位相の検出値を、制御手段 10のサンプリング周期の 2分の 1に相当する位相角度分だけ進み補償するので、

単相交流電源 1の位相情報の精度を、ソフトウェアによる演算補正により小コストで向上させることができ、非常に安価に入力電流の高調波対策を実現することができる

[0077] また、上記式 (6)の条件を満たす電動機 5とすることにより、

回生エネルギーによる直流電圧の上昇を抑制でき、クランプ回路やサージァブソーバー等を設けずとも、これらを設けた構成と同等の信頼性を確保できる。

[0078] 実施の形態 3.

図 14は、本発明の実施の形態 3に係る電動機駆動装置の回路ブロック図である。図 14においては、制御手段 10は、位置推定手段 27を有している。

位置推定手段 27は、座標変換手段 21の出力、及び出力電圧制限手段 23の出力を受け取り、電動機 5の通電位相及び回転速度を推定する。

その他の構成は実施の形態 2と同様であるため、同じ記号を付して説明を省略する

[0079] ここでは、まず始めに電動機 5の通電位相及び回転速度を推定する際における一般的な課題を説明し、次に本実施の形態 3における位置推定手段 27の具体的な動作について説明する。

[0080] 例えば、電動機 5が永久磁石モータである場合には、可変速運転をする際に、回転子の磁極位置に応じて固定子に卷線に電流を流してトルクを制御する。そのため、ロータリーエンコーダなどの位置センサを電動機 5に取り付ける必要がある。しかし、信頼性やコストなどの観点から、センサレスにて制御を行う方法が種々提案されている。本実施の形態 3は、位置推定手段 27により電動機 5の回転子の位置を推定してセンサレス制御を実現する一方式を提案するものである。

一般に、電動機 5は次式（7)に示される電圧電流方程式によりモデル化される。

[数 2]

R ：相抵抗

L d ： d軸ィンダクタンス

L q ： q軸ィンダク夕ンス

Φ ：逆起電力定数

ω ：回転角速度

Ρ ：微分演算子上記式（7)で表される電動機モデルと、実際に電動機に流れる電流および印加電圧から、モデル上の理想値と電動機 5の現実値との差異がわ力るので、この差異を低減するように速度および位置を推定する。

このように、電動機 5への印加電圧を位置推定手段 27で使用する場合、実施の形態 1にて説明した出力電圧誤差を以下に低減できるかが課題となる。

例えば、起動初期の極低速回転領域 (最大回転数の 1Z20以下程度）において、実施の形態 1で説明した通り、インバータ主回路部 6に使用する半導体や短絡防止時間の影響から、実際にインバータ主回路部 6が出力する電圧と、制御手段 10が指示する指令電圧 (Vr、 V δ )とが、完全には一致しない。

この場合、推定する速度や位置に演算誤差が発生し、円滑な駆動動作を実現できないことがある。

本実施の形態 3における位置推定手段 27によれば、平滑コンデンサ 4を小容量ィ匕したために直流電圧が脈動する条件下においても、電動機 5を円滑に起動し、かつ電動機位置センサレス駆動を実現することができる。

[0083] 次に、本実施の形態 3における位置推定手段 27の具体的な動作について説明する。

[0084] 電動機 5を停止状態から起動する場合、起動初期の極低速回転領域においては、開ループによる制御を行う。

ここでの開ループとは、座標変換手段 21の動作に際して、位置推定手段 27の出力を用いずに動作を行うことを言う。即ち、位置センサを用いず、位置推定も行って Vヽな、ため、電動機 5の回転子位置に応じた通電ではな、状態での運転となる。電動機 5に対し、起動のための必要に応じた電圧および周波数を印加することにより、電動機 5は開ループに引き込まれるように回転動作を始める。あくまでも開ループ制御であるため、瞬時負荷トルクや急加速には追従できないが、起動直後の極低速回転時であれば、開ループで充分に動作できる。

[0085] 次に、このように開ループで回転している状態から、電動機 5が一定の回転速度に達した段階で、閉ループでの回転状態へ切換える。閉ループとは、インバータ主回路部 6の出力電圧および電動機 5の相電流から位置を推定し、推定した位置で、インバータ主回路部 6の出力電圧および電動機 5の相電流を座標変換することを意味する。

閉ループにぉ、ては、位置センサを用いる代わりに位置推定手段 27による回転子位置の推定を行うため、電動機 5の回転子 (推定)位置に応じた通電状態での運転となる。

[0086] 一般に、電動機 5の極低速回転領域にお、ては、相電流検出器 7a、 7bから得られる信号が微弱となるため、電動機 5の正確な位置推定が非常に難しい。

上記のように、極低速回転領域においては開ループ制御を行い、回転速度が一定以上に達した段階で閉ループ制御に切り替えることにより、円滑な制御動作を行うことができるのである。

ただし、制御方法を急峻に切り替えることにより、制御値が不連続な値となり、制御が不安定となるおそれがある。

以下に、上記の課題を解決する方法について説明する。 [0087] 図 15は、開ループで動作している状態から閉ループへ動作を切換えるタイミングを示す波形図である。

開ループでは、電動機 5の回転子位置に応じた通電ではないため、インバータ主回路部 6から出力される位相（図 15の制御軸）に対し、回転子の位相（図 15のモータ軸）は遅; ί! ^立相で追従している。

[0088] 次に、出力電圧誤差が位置及び速度の推定に影響しない回転数まで電動機 5を加速し、次式 (8)に示す一般的な電動機 5の電圧電流方程式により、制御軸とモータ軸との間の差分角度△ Θを求める。

[数 3]

ただし、

A8 = 8_r

L₇ = " _: {(Ld + Lq) + (Ld - Lq) ·∞s(2A0)} L_s = - {{Ld + Lq) - (Ld - Lq) · cos(2A0)}

L_≠ = i - (Ld - Lq) · sin(2A0)

9 ：制御軸（ァ（Ϊ軸）上の回転位置

Θ で：モ一夕軸（d q軸）上の回転位置

ω 1 ：制御軸での角速度

[0089] 次に、上記式 (8)で求めた△ Θを用いた演算補正について説明する。

図 15の開ループから閉ループに切り替える時点においては、上述の通りインバータ主回路部 6から出力される位相（図 15の制御軸）と、回転子の位相（図 15のモータ軸）とは一致していない。即ち、推定により求める位相と、実際の通電位相とが、この時点では一致しな、ことになる。

そこで、両者の差分角度△ Θを減算した通電位相より、閉ループ制御を開始する。閉ループ制御の開始時点で制御軸の位相とモータ軸の位相を一致させておけば、以後は位置推定手段 27による推定位置に基づいた制御が可能となる。

このように、上記式 (8)で求めた差分角度△ Θを減算した位置から閉ループを開始するので、図 15の切替時点においては、制御軸の位相が急峻に変化することとなるのである。

[0090] 図 16は、出力電圧が同じ場合の開ループ上の制御軸 (ro— δ ο)から見た場合の電圧（Vro、 V δ o)と、閉ループ上の制御軸（rn— δ η)から見た場合の電圧（Vro、 V δ ο)を比較するベクトル図である。

図 15の切り替え時点に示すように、制御軸が切換え時に大きく変化するため、出力している電圧や流れている電流の値力制御軸上で大きく変わることとなる。電流に関しても同様である。

このように、軸の切り換えにより電流や電圧が大きく変動すると、電流制御手段 22 や電流指令生成手段 26の内部に積分器を使用している場合、急峻な変動により制御が破綻する危険がある。

[0091] そこで、△ Θの差分だけ制御軸上の電圧、電流を読み変え、制御軸が切り替わつてもインバータ主回路部 6の出力電圧や電動機 5の相電流が連続となるようにして、円滑に座標軸を切換える。

読み替えは下記式（9)を用いて行!、、閉ループ制御を開始するために読み替えた r軸、 δ軸の電圧、電流にて積分器を初期化する。

このように積分器を初期化することにより、図 15の切り替え時点に示すように制御軸を急峻に切り替えても、インバータ主回路部 6の出力電圧や電動機 5の相電流の連続性が保たれ、円滑な制御動作を継続することができる。

画

以上のように、開ループ時の制御軸と電動機の回転軸との軸偏差を初期値にした閉ループ制御へ切換えることにより、直流電圧が脈動する小容量コンデンサ専用の位置センサレス制御ではなぐ如何なる位置センサレス方式であっても、円滑に開ループ駆動から閉ループの位置センサレス駆動に切換えることが実現できる。 [0093] さらに、開ループから閉ループへの制御軸の切換え時における電圧電流の軸の読み替え、およびその値を制御に使用して、る積分器の初期値として閉ループの位置センサレス駆動を開始することにより、直流電圧が脈動する小容量コンデンサ専用の位置センサレス制御ではなぐ如何なる位置センサレス方式であっても、電動機 5を駆動しつつ入力電流の高調波成分を低減できる制御を実現できる。

[0094] 図 17は、開ループから閉ループに制御を切り替える際の、 r軸、 δ軸の電流指令値を示すものである。

電流指令生成手段 26の積分器には、読み変えた軸の電流値が初期値として入力される。しかし、開ループ制御では過励磁状態で電動機 5が動作しているため、開ループから閉ループに制御を切り替えた時点では、磁束成分軸である r軸は過剰電流となっている。

[0095] 例えば、電動機 5が永久磁石電動機の場合、一般的に r軸電流を負にすることで弱め界磁動作を実現できる。

そこで、図 17に示すように、 r軸の電流指令値を切換え時に 0とするとともに、電流の連続性を保っため、 δ軸の電流指令値を開ループ時の電流のスカラー値とする。これにより電動機 5に流れる電流が瞬時に低減され、閉ループによる位置センサレス制御への移行を瞬時に完了することができる。

[0096] また、 r軸の電流指令値は 0とし、 δ軸の電流指令値は、例えば開ループ時の電流スカラー値の 75%の値としてもよ!/、。

これは、電流の連続性力見ると瞬時に電流が大きく変動している力そもそも開ループ時の電流指令は 0であり、したがって開ループ制御を行っている期間は、過励磁状態にあることを考慮したものである。

過励磁状態であるため、 r軸側を 0としているので、 δ軸側も多少励磁状態が和らぐよう電流指令を低減する方力閉ループでの加速時のリップルを抑制できる。そこで、上記のように、 δ軸の電流指令値を、開ループ時の電流スカラー値の 75%の値とすることが有効な措置となる。

[0097] 以上のように、開ループから閉ループへ切換えた時の電流における軸の読み替え値を電流指令の初期値に設定する際、電動機 5が過励磁状態で動作している点に着目し、電流指令値の初期値を読み替え値より小さくして初期値を設定するので、閉ループへの移行を円滑即速やかに行うことができ、かつ、閉ループによる位置センサレス駆動の加速を速度リップルさせずに加速することが可能になる。

[0098] なお、式（1)に示されるとおり、電動機 5が永久磁石電動機の場合、 r軸の値に δ軸の値が影響し、 δ軸の値に r軸の値が影響するという、いわゆる相互干渉が発生する相互干渉が発生すると、制御が不安定になるため、これら相互干渉を抑制するように、電流制御手段 22の出力に補償するよう構成することもできる。このように構成しても、本発明の効果が損なわれることはないことを付言しておく。

[0099] 以上のように、本実施の形態 3によれば、

制御手段 10は、

電動機 5に流れる電流と、電動機 5に印加する電圧とから、電動機 5の回転位相を推定する位置推定手段 27を有し、

座標変換手段 21は、

電動機 5の起動時には、電動機 5の相電流に基づいて座標変換を行う開ループ動作を行い、

電動機 5が所定の回転速度に到達した後は、位置推定手段 27により推定した位相で座標変換を行う閉ループ動作を行うので、

センサレス制御の難し、極低速回転領域にぉヽては開ループ制御を行、、回転速度が一定以上に達した段階で閉ループ制御に切り替えることにより、円滑な制御動作を行うことができる。

[0100] また、座標変換手段 21は、

位置推定手段 27により推定した位相で座標変換を開始する際には、

電動機 5への印加電圧を座標変換した後の位相と、電動機 5の回転位相との差分値を演算により求め、

当該差分値で、座標変換を開始する前の回転座標角度を補正するので、開ループから閉ループに制御を切り替える際の値の不連続性を補正でき、開ループ制御と閉ループ制御を併用することによる不具合を解消できる。 [0101] また、制御手段 10、又は制御手段 10が有する各手段が、積分制御を含む制御演算を行う場合において、

座標変換手段 21が、位置推定手段 27により推定した位相で座標変換を開始する際には、

電動機 5への印加電圧を座標変換した後の電圧又は電流を、前記差分値に基づいた回転行列により読み替える演算を実施し、

当該読み替え後の電圧又は電流を用いて、積分制御を行う演算器を初期化するので、

開ループ力閉ループに制御を切り替える際に、積分制御が破綻する危険を回避でき、安定した制御演算を行うことができる。

[0102] また、前記読み替え後の電流を用いて、積分制御を行う演算器を初期化する際には、

電流指令値 25のうち、磁束軸に相当する成分を 0に設定し、

トルク軸に相当する成分を、積分器の初期化前における電流のスカラー値に設定するので、

電動機 5に流れる電流が瞬時に低減され、閉ループの位置センサレスへの移行を瞬時に完了することができる。

また、 r軸の電流指令値は 0とし、 δ軸の電流指令値は、例えば開ループ時の電流スカラー値の 75%の値とすることにより、閉ループでの加速時のリップルを抑制できる。

[0103] また、制御手段 10は、

電動機 5の軸同士の干渉成分を、電流制御手段 22の出力に補償するように制御するので、相互干渉の発生を抑制でき、制御の安定性が増す。

[0104] 実施の形態 4.

本発明の実施の形態 4に係る圧縮機は、実施の形態 1〜3に示した電動機の駆動装置を用いて電動機を駆動し、その電動機を用いて圧縮機を駆動するものである。これにより、例えば本実施の形態 4に係る圧縮機を空気調和機に用いた場合、平滑コンデンサ 4の小容量ィ匕ないしは平滑コンデンサ 4自体を設けないことにより、装置全体を小型化等することができ、省スペース '低コストィ匕などに資する。

また、入力電流の高調波成分を低減することができるので、空気調和機を設置しようとする場所において高調波電流の規制が設けられている場合に、当該規制に適合した空気調和機を提供することができる。

なお、以上の各実施の形態 1〜4の電動機駆動装置を構成している要素のうち、用語「手段」として表したものは、実際にはそれらに対応する装置、機器、回路、プログラム、又はプログラムと CPU等力も構成することができる。

Claims

請求の範囲

[1] 交流電源からの交流電圧を直流電圧に整流する整流手段と、

前記制御手段は、

電動機に印加する電圧のスカラー値が、前記整流手段が出力する直流電圧により規定される最大出力電圧以下となるように制限する出力電圧制限手段を有し、前記出力電圧制限手段の電圧制限量を、前記制御手段にフィードバックすることを特徴とする電動機駆動装置。

[2] 前記制御手段は、

電動機に流す電流の指令値を受け取り、当該電流の指令値に基づいて、電動機に印加する電圧の指令値を出力する電流制御手段を有し、

前記出力電圧制限手段は、

前記電流制御手段より前記電圧の指令値を受け取り、当該電圧の指令値のスカラ一値を算出して、

当該スカラー値が、前記整流手段が出力する直流電圧により規定される最大出力電圧を上回っている際には、電動機に印加する電圧を制限することを特徴とする請求項 1に記載の電動機駆動装置。

[3] 電動機に流れる相電流を検出する相電流検出器を設け、

前記電流制御手段は、

前記電流の指令値と、前記相電流検出器の出力とに基づいて、電動機に印加する電圧の指令値を出力することを特徴とする請求項 2に記載の電動機駆動装置。

[4] 前記電流制御手段は、積分器を有し、

前記電圧の指令値を出力する際には、前記積分器を用いて積分制御を含む制御演算を行って、当該電圧の指令値を算出し、

前記出力電圧制限手段は、前記電流制御手段に前記電圧制限量をフィードバックし、

前記電流制御手段は、

前記積分器の出力から、前記出力電圧制限手段よりフィードバックを受けた前記電圧制限量を減算することを特徴とする請求項 2又は請求項 3に記載の電動機駆動装置。

[5] 前記出力電圧制限手段は、

前記電圧の指令値のスカラー値が、前記整流手段が出力する直流電圧により規定される最大出力電圧よりも大きヽ場合のみ、

前記制限を行うとともに電圧制限量を前記電流制御手段にフィードバックし、前記電流制御手段は、

前記出力電圧制限手段より、電圧制限量のフィードバックを受けた場合のみ、前記減算を行うことを特徴とする請求項 4に記載の電動機駆動装置。

[6] 前記電流制御手段は、

電動機に流れる電流の波形が、前記交流電源からの交流電圧の波形と相似形状になるように、前記電圧の指令値を出力することを特徴とする請求項 1なヽし請求項 5 の!ヽずれかに記載の電動機駆動装置。

[7] 前記交流電源の位相を検出する電源位相検出手段を設け、

前記制御手段は、

前記電源位相検出手段が検出した前記交流電源の位相を基に、前記交流電源からの交流電圧の波形と相似形状の正弦波形を生成し、

当該正弦波形を前記電流の指令値に乗算して、前記電流制御手段に出力することを特徴とする請求項 6に記載の電動機駆動装置。

[8] 前記制御手段は、

前記相電流検出器が検出した電動機の相電流を直交 2軸座標系に変換する座標変換手段を有し、

前記座標変換手段は、

座標変換後の電流値を前記電流制御手段に出力し、

前記電流制御手段は、座標変換後の前記電流の指令値と、前記座標変換手段の出力とに基づいて、前記電圧の指令値を出力することを特徴とする請求項 3な、し請求項 7の、ずれかに記載の電動機駆動装置。

[9] 前記電流制御手段は、

前記電圧の指令値を出力する際には、座標変換後の 2座標軸双方の指令値を出力し、

前記出力電圧制限手段は、

当該電圧の指令値に基づいて、電動機に印加する電圧を制限することを特徴とする請求項 8に記載の電動機駆動装置。

[10] 前記制御手段は、

電動機の総磁束量を一定に保つように、前記電流の指令値を算出することを特徴とする請求項 1な、し請求項 9の、ずれかに記載の電動機駆動装置。

[11] 前記制御手段は、

電動機の磁束の指令値を受け取り、電動機の総磁束量を一定に保つように、前記電流の指令値を算出する電流指令生成手段を有し、

前記電流指令生成手段は、

電動機の相抵抗と、電動機の相電流とに基づいて、前記相抵抗による電圧降下分を算出し、

電動機に印加する電圧と、前記電圧降下分との差分に基づき、前記総磁束量を算出することを特徴とする請求項 10に記載の電動機駆動装置。

[12] 電動機の回転速度が高速になるに従い、前記電動機の磁束の指令値を低減させることを特徴とする請求項 10又は請求項 11に記載の電動機駆動装置。

[13] 前記電動機の磁束の指令値に所定の下限値を設けたことを特徴とする請求項 12 に記載の電動機駆動装置。

[14] 前記電流指令生成手段が、前記電流の指令値を算出する際に、

前記交流電源のゼロクロス点に相当する位相にお、て、所定のオフセットを持たせたことを特徴とする請求項 11な、し請求項 13の、ずれかに記載の電動機駆動装置

[15] 前記電流指令生成手段は、前記電流の指令値を算出する際には、前記電流の指令値の振幅を所定の割合で減少させるとともに、所定の値でオフセッ卜させ、

前記交流電源のピーク点に相当する位相において、オフセットさせる前と同じ指令値となるように、

前記電流の指令値を演算補正することを特徴とする請求項 14に記載の電動機駆動装置。

[16] 前記制御手段は、

前記交流電源の位相の検出値、又は電動機の回転位相の検出値を、前記制御手段のサンプリング周期の 2分の 1に相当する位相角度分だけ進み補償することを特徴とする請求項 1ないし請求項 15のいずれかに記載の電動機駆動装置

[17] 前記制御手段は、

電動機に流れる電流と、電動機に印加する電圧とから、電動機の回転位相を推定する位置推定手段を有することを特徴とする請求項 8ないし請求項 16のいずれかに記載の電動機駆動装置。

[18] 前記座標変換手段は、

電動機の起動時には、電動機の相電流に基づ、て座標変換を行、、

電動機が所定の回転速度に到達した後は、前記位置推定手段により推定した位相で座標変換を行うことを特徴とする請求項 17に記載の電動機駆動装置。

[19] 前記座標変換手段は、

前記位置推定手段により推定した位相で座標変換を開始する際には、電動機への印加電圧を座標変換した後の位相と、電動機の回転位相との差分値を演算により求め、

当該差分値で、座標変換を開始する前の回転座標角度を補正することを特徴とする請求項 18に記載の電動機駆動装置。

[20] 前記制御手段、又は前記制御手段が有する前記各手段が、積分制御を含む制御演算を行う場合において、前記座標変換手段が、前記位置推定手段により推定した位相で座標変換を開始する際には、

電動機への印加電圧を座標変換した後の電圧又は電流を、前記差分値に基づ、た回転行列により読み替える演算を実施し、

当該読み替え後の電圧又は電流を用いて、積分制御を行う演算器を初期化することを特徴とする請求項 19に記載の電動機駆動装置。

[21] 前記読み替え後の電流を用いて、積分制御を行う演算器を初期化する際には、前記電流の指令値のうち、磁束軸に相当する成分を 0に設定し、

トルク軸に相当する成分を、前記積分器の初期化前における電流のスカラー値に設定することを特徴とする請求項 20に記載の電動機駆動装置。

[22] 前記制御手段は、

電動機の軸同士の干渉成分を、前記電流制御手段の出力に補償するように制御することを特徴とする請求項 1ないし請求項 21のいずれかに記載の電動機駆動装置

[23] 下記式（1)を満たす電動機を制御することを特徴とする請求項 1な!ヽし請求項 22の V、ずれかに記載の電動機駆動装置。

Φ≤20 Χ (Lq-Ld) · · · (1)

Φ ：電動機の誘起電圧定数

Ld: d軸インダクタンス

Lq: q軸インダクタンス

[24] 前記整流手段の出力側に、

前記整流手段で整流した電圧を平滑ィ匕するコンデンサを接続し、

前記交流電源の周波数の 2倍の周波数で大きく脈動する電源リップルが発生する程度に、前記コンデンサの容量を小容量ィ匕したことを特徴とする請求項 1な、し請求項 23のヽずれかに記載の電動機駆動装置。

[25] 前記コンデンサと前記交流電源の間にコイルを設けたことを特徴とする請求項 24に記載の電動機駆動装置。

[26] 前記コンデンサと前記コイルとによる共振周波数が、前記交流電源の周波数の 41 倍以上となるように構成したことを特徴とする請求項 25に記載の電動機駆動装置。請求項 1な!、し請求項 26の、ずれかに記載の電動機駆動装置と、

前記電動機駆動装置により駆動される電動機とを備え、

前記電動機により圧縮機を駆動することを特徴とする圧縮機駆動装置。