WO2006098278A1 - 光検出回路 - Google Patents

Abstract

　この光検出回路は、複数の受光回路の出力を選択的に加算する加算器を備えている。それぞれの受光回路は、光検出素子と、光検出素子が第１入力端子に接続された受光用トランスインピーダンスアンプと、受光用トランスインピーダンスアンプの出力端子が第１入力端子に接続されたトランスコンダクタンスアンプと、受光用トランスインピーダンスアンプの出力端子と受光用トランスインピーダンスアンプの第１入力端子との間に接続され、受光用トランスインピーダンスアンプの出力電圧を一定に保持するべく帰還をかける帰還回路とを有する。

Description

明 細 書

光検出回路

技術分野

[0001] 本発明は、車載用レーダ装置に用いられる光検出回路に関するものである。

背景技術

[0002] 近年、ドライバーの負荷軽減、利便性向上、及び、安全性向上のため、レーザ光を 用いた車載用レーダ装置の開発が行われている。この車載用レーダ装置は、発光素 子からのレーザ光を、複数の反射角を有するポリゴンミラーによって、少なくとも車幅 方向の所定角度範囲内に渡り複数の方向に照射する。車載用レーダ装置は、この 各レーザ光に対する反射光を光検出回路によって受信し、レーザ光の照射タイミン グから反射光の受光タイミングまでの時間に基づいて反射物体を検出する。

[0003] この車載用レーダ装置に用いられる光検出回路には、高い検出精度が求められて おり、例えば、下記特許文献 1には、反射物体によって反射された反射光の検出感 度を向上する光検出回路が開示されている。下記特許文献 1に記載の光検出回路 は、 P 接して照射される所定個数のレーザ光に基づいて出力される所定個数の受光 信号を積算して、積算信号を出力する。所定個数の受光信号を積算することによつ て、反射物体からの反射光に対応する受光信号成分が増幅される。したがって、反 射物体からの反射光の検出感度を向上することができるとしている。

特許文献 1：特開 2004— 177350号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0004] 反射物体からの反射光の受光タイミングは、積算信号、すなわち、反射光の強度に 応じた電圧が基準電圧と交差するタイミングである。したがって、光検出回路の検出 精度を上げるためには、反射光の強度に応じた電圧が小さくても基準電圧と交差す るように、基準電圧を反射光の強度に応じた電圧の直流電圧に近づけて設定するの が一般的である。

[0005] し力、しながら、通常、光検出回路が受信する受信光には、反射光のほかに、屋外環 境に存在する外乱光も含まれており、この外乱光が大きい場合、受信光の強度に応 じた電圧の直流電圧、すなわち、外乱光の強度に応じた電圧が変動し、反射光の強 度に応じた電圧が基準電圧と交差しなくなる。更に外乱光が大きい場合には、光検 出回路に用レ、られる増幅回路等が飽和してしまい、光検出回路の出力が、外乱光の 強度に応じた電圧でなくなる。

[0006] そこで、本発明は、屋外環境に存在する外乱光の影響を受けることなぐ反射物体 によって反射された反射光の検出精度を向上し、且つ、それを簡単な回路構成で実 現することができる光検出回路を提供することを目的としている。

課題を解決するための手段

[0007] 第 1の発明の光検出回路は、複数の受光回路の出力を選択的に加算する加算器 を備える光検出回路であって、それぞれの前記受光回路は、光検出素子と、光検出 素子が第 1入力端子に接続された受光用トランスインピーダンスアンプと、受光用トラ ンスインピーダンスアンプの出力端子が第 1入力端子に接続されたトランスコンダクタ ンスアンプと、受光用トランスインピーダンスアンプの出力端子と受光用トランスインピ 一ダンスアンプの第 1入力端子との間に接続され、受光用トランスインピーダンスアン プの出力電圧を一定に保持するべく帰還をかける帰還回路とを有する。なお、第 1入 力端子は、例えばオペアンプの反転入力端子である。

[0008] 本発明によれば、帰還回路が、受光用トランスインピーダンスアンプの出力電圧を 一定に保持するべく帰還をかけるため、屋外環境に存在する外乱光が変動しても、 加算器の出力電圧は一定に保持される。

[0009] 第 2の発明の光検出回路は、第 1の発明の光検出回路の帰還回路が、帰還用誤差 増幅器と、平滑化回路と、帰還用トランジスタとを含むことを特徴とする。帰還用誤差 増幅器は、受光用トランスインピーダンスアンプの出力端子が第 1入力端子に接続さ れ、受光用基準電圧が第 2入力端子に入力される。平滑化回路は、帰還用誤差増 幅器の出力端子が入力端子に接続される。帰還用トランジスタは、平滑化回路の出 力端子が制御端子に接続され、受光用トランスインピーダンスアンプの第 1入力端子 が光検出素子と接続する端子に接続される。

[0010] 本発明によれば、受光用トランスインピーダンスアンプの入力電流の直流成分及び 低周波成分が帰還用トランジスタに流れ、受光用トランスインピーダンスアンプの出 力電圧の低周波成分が低減され、直流成分が受光用基準電圧に保持される。すな わち、帰還回路が、受光用トランスインピーダンスアンプの入力電流の直流成分及び 低周波成分を除去することによって、受光用トランスインピーダンスアンプの出力電 圧の低周波成分を低減し、直流成分を一定に保持する。したがって、屋外環境に存 在する外乱光が変動しても、加算器の出力電圧の低周波成分は低減され、直流成 分は一定に保持される。

[0011] 第 3の発明の光検出回路は、第 1の発明の光検出回路の帰還回路が、帰還用誤差 増幅器と、平滑化回路と、帰還用トランジスタとを含むことを特徴とする。帰還用誤差 増幅器は、受光用トランスインピーダンスアンプの出力端子が第 1入力端子に接続さ れ、受光用トランスインピーダンスアンプの第 1入力端子が第 2入力端子に入力され る。平滑化回路は、帰還用誤差増幅器の出力端子が入力端子に接続される。帰還 用トランジスタは、平滑化回路の出力端子が制御端子に接続され、受光用トランスィ ンピーダンスアンプの第 1入力端子が光検出素子と接続する端子に接続される。

[0012] 本発明によれば、受光用トランスインピーダンスアンプの入力電流の直流成分及び 低周波成分が帰還用トランジスタに流れ、受光用トランスインピーダンスアンプの出 力電圧の低周波成分が低減され、直流成分が受光用トランスインピーダンスアンプ の第 1入力端子の電圧に保持される。すなわち、帰還回路が、受光用トランスインピ 一ダンスアンプの入力電流の直流成分及び低周波成分を除去することによって、受 光用トランスインピーダンスアンプの出力電圧の低周波成分を低減し、直流成分を一 定に保持する。したがって、屋外環境に存在する外乱光が変動しても、加算器の出 力電圧の低周波成分は低減され、直流成分は一定に保持される。

[0013] 第 4の発明の光検出回路は、第 2の発明の光検出回路の受光用トランスインピーダ ンスアンプが、受光用オペアンプと、第 1受光用帰還抵抗とを含む。受光用オペアン プは、光検出素子が、受光用トランスインピーダンスアンプの第 1入力端子である第 1 入力端子に接続され、受光用基準電圧が第 2入力端子に入力される。第 1受光用帰 還抵抗は、受光用トランスインピーダンスアンプの出力端子である受光用オペアンプ の出力端子と受光用オペアンプの第 1入力端子との間に接続される。 [0014] 第 5の発明の光検出回路は、第 3の発明の光検出回路の受光用トランスインピーダ ンスアンプが、受光用トランジスタと、電流制御抵抗と、第 2受光用帰還抵抗とを含む 。受光用トランジスタは、光検出素子が、受光用トランスインピーダンスアンプの第 1 入力端子である制御端子に接続される。電流制御抵抗は、受光用トランスインピーダ ンスアンプの出力端子である受光用トランジスタの出力端子と固定電位との間に接続 される。第 2受光用帰還抵抗は、受光用トランジスタの出力端子と受光用トランジスタ の制御端子との間に接続される。

[0015] 本発明によれば、受光用基準電圧が不要となる。したがって、回路を削減すること ができる。第 6の発明の光検出回路は、第 5の発明の光検出回路の帰還用誤差増幅 器の第 2入力端子が、前記受光用トランジスタの前記制御端子に接続されていること を特徴とする。

[0016] 本発明によれば、受光用トランジスタの制御端子の電圧を受光用基準電圧として用 いている。第 2の発明の受光用トランスインピーダンスアンプの第 1入力端子の電圧と 第 2入力端子の電圧とがほぼ同一であることに基づき、第 2の発明において受光用ト ランスインピーダンスアンプの第 2入力端子に接続された帰還用誤差増幅器の第 2入 力端子を、第 3の発明では、受光用トランスインピーダンスアンプの第 1入力端子に 接続した。したがって、本発明の受光用トランスインピーダンスアンプは、受光用トラ ンジスタ、電流制御抵抗、及び、第 2受光用帰還抵抗で構成され、受光用基準電圧 が不要となる。故に、回路を削減することができる。

[0017] 受光用トランジスタの制御端子の電圧は、受光用トランジスタの出力端子の電流に よって決まり、ほぼ一定である。したがって、帰還回路が、受光用トランスインピーダン スアンプの入力電流の直流成分及び低周波成分を除去することによって、受光用ト ランスインピーダンスアンプの出力電圧の低周波成分を低減し、直流成分をほぼ一 定に保持する。したがって、屋外環境に存在する外乱光が大きくなつても、加算器の 出力電圧の低周波成分は低減され、直流成分は一定に保持される。

[0018] 第 7の発明の光検出回路は、第 2〜6のいずれかの発明の光検出回路の帰還用誤 差増幅器が、第 1誤差増幅用トランジスタと、第 2誤差増幅用トランジスタと、第 1誤差 増幅用負荷と、第 2誤差増幅用負荷と、誤差増幅用電流源とを含む。第 1誤差増幅 用トランジスタは、受光用トランスインピーダンスアンプの出力端子に制御端子が接 続される。第 2誤差増幅用トランジスタは、受光用基準電圧が制御端子に入力される 。第 1誤差増幅用負荷は、第 1誤差増幅用トランジスタの出力端子に接続される。第 2誤差増幅用負荷は、第 2誤差増幅用トランジスタの出力端子に接続される。誤差増 幅用電流源は、第 1誤差増幅用トランジスタと前記第 2誤差増幅用トランジスタとの共 通ノードに接続される。また、平滑化回路は、入力端子と出力端子との間に接続され るキャパシタのみである。

[0019] 本発明によれば、帰還用誤差増幅器の比較的大きな出力インピーダンスと平滑化 回路のキャパシタによって、必要十分な低域通過フィルタが構成される。したがって、 受光用トランスインピーダンスアンプの入力電流の直流成分及び低周波成分に対し て、十分な帰還をかけることができる。

[0020] 第 8の発明の光検出回路は、第 1〜7のいずれかの発明の光検出回路のトランスコ ンダクタンスアンプが、第 1変換用トランジスタと、第 2変換用トランジスタと、第 1変換 用負荷と、第 2変換用負荷と、変換用電流源とを含む。第 1変換用トランジスタは、受 光用トランスインピーダンスアンプの出力端子に制御端子が接続される。第 2変換用 トランジスタは、変換用基準電圧が制御端子に入力される。第 1変換用負荷は、第 1 変換用トランジスタの出力端子に接続される。第 2変換用負荷は、第 2変換用トランジ スタの出力端子に接続される。変換用電流源は、第 1変換用トランジスタと第 2変換 用トランジスタとの共通ノードに接続される。

[0021] 第 9の発明の光検出回路は、第 1〜8のいずれかの発明の光検出回路が、複数の 受光回路の出力を選択する選択制御回路と、複数の受光回路と前記加算器との間 に揷入され、選択制御回路の出力に応じて動作する複数の選択スィッチとを更に備 える。加算器は、複数の受光回路が複数の前記選択スィッチを介して入力端子に接 続された加算用トランスインピーダンスアンプを有する。加算用トランスインピーダンス アンプは、複数の受光回路の出力端子が前記選択スィッチを介して第 1入力端子に 接続され、加算用基準電圧が第 2入力端子に接続された加算用オペアンプと、加算 用オペアンプの出力端子と前記加算用オペアンプの前記第 1入力端子との間に接 続された加算用帰還抵抗とを含む。 [0022] 本発明によれば、加算器は電流加算を行うため、電圧加算を行う場合のように、そ の利得—周波数特性が加算するチャネル数によって変化することがない。すなわち 、加算器の利得及び周波数帯域は変化しない。レーザ光の照射タイミング力 反射 光の受光タイミングまでの時間に基づいて反射物体を検出するタイムォブフライトに よる計測を行う場合、光検出回路の利得または周波数帯域の変化が計測エラーの原 因となるが、本発明によれば、計測エラーが生じない。

[0023] また、選択制御回路からの信号で動作する各選択スィッチが、各受光回路を選択 的に加算器に接続する。このため、反射パルス光の入射位置予測と反射パルス光の ゴースト光の入射位置予測や反射パルス光の受光の際の欠けを防ぐために、複数の 受光回路のうち必要かつ十分な受光回路のみを加算器に接続することができる。す なわち、出力信号のない受光回路を加算器力 切り離すことができるので、光検出回 路の出力の S/N比を大きくすることができる。

[0024] また、外乱光が発生する電流は光検出回路の入力端にて除去されるため外乱光に よるアンプの飽和とは無関係に初段のゲインを大きく設定して初段アンプの感度を大 きく設定することができ、アンプを低ノイズにする事ができる。

[0025] 第 10の発明の光検出回路は、第 1〜8のいずれかの発明の光検出回路が、トラン スコンダクタンスアンプの動作または非動作を制御することによって、複数の前記受 光回路の出力を選択する選択制御回路を更に備える。加算器は、複数の受光回路 が入力端子に接続された加算用トランスインピーダンスアンプを有する。加算用トラン スインピーダンスアンプは、複数の受光回路の出力端子が第 1入力端子に接続され 、加算用基準電圧が第 2入力端子に接続された加算用オペアンプと、加算用ォペア ンプの出力端子と前記加算用オペアンプの前記第 1入力端子との間に接続された加 算用帰還抵抗とを含む。

[0026] 本発明によれば、加算器は電流加算を行うため、電圧加算を行う場合のように、そ の利得—周波数特性が加算するチャネル数によって変化することがない。すなわち 、加算器の利得及び周波数帯域は変化しない。したがって、本発明によれば、上述 のように計測エラーが生じなレ、。

[0027] また、各受光回路のトランスコンダクタンスアンプは、選択制御回路からの信号に基 づき動作する。このため、上述のように、複数の受光回路のうち必要かつ十分な受光 回路のみを動作させることができる。すなわち、出力信号のない受光回路を非動作 の状態にしておけるので、光検出回路の出力の S/N比を大きくでき、且つ、光検出 回路の消費電力を低減できる。

[0028] 第 11の発明の光検出回路は、第 1〜： 10のいずれかの発明の光検出回路が、加算 器の出力端子が第 1端子に接続された比較用キャパシタと、比較用キャパシタの第 2 端子が第 1入力端子に接続され、比較用基準電圧が第 2入力端子に入力された比 較器と、比較器の第 1入力端子に直流電圧を供給する比較用直流電圧源と、比較器 の第 1入力端子と比較用直流電圧源との間に挿入され、比較用キャパシタの電位を 制御する充放電制御回路とを有する受光タイミング検出回路を更に備える。

[0029] 第 12の発明の基準電圧生成回路は、光検出素子と、光検出素子が制御端子に接 続された受光用トランジスタと、受光用トランジスタの出力端子と固定電位との間に接 続された電流制御抵抗と、受光用トランジスタの出力端子と受光用トランジスタの制 御端子との間に接続された (第 2)受光用帰還抵抗と、受光用トランジスタの出力端子 が第 1入力端子に接続され、受光用トランジスタの制御端子が第 2入力端子に接続さ れた帰還用誤差増幅器と、帰還用誤差増幅器の出力端子が入力端子に接続された 平滑化回路と、平滑化回路の出力端子が制御端子に接続され、受光用トランジスタ の制御端子が光検出素子と接続する端子に接続された帰還用トランジスタとを備える

[0030] 本発明によれば、光検出素子が光を受けると、受光用トランジスタの出力端子に電 圧が発生する。光検出素子が受ける光の強度が変動すると、（第 2)受光用帰還抵抗 に流れる電流が変動して、受光用トランジスタの出力端子の電圧が変動するが、帰 還用誤差増幅器がその変動を検出することによって、平滑化回路と受光用トランジス タとが（第 2)受光用帰還抵抗に流れる電流の直流成分及び低周波成分を除去する 。したがって、受光用トランジスタの出力端子の電圧の低周波成分は低減され、直流 成分は受光用トランジスタの制御端子の電圧の直流成分と等しく一定に保持される。

[0031] ここで、受光用トランジスタの制御端子の電圧は、受光用トランジスタの出力端子の 電流によって決まり、ほぼ一定である。したがって、受光用トランジスタの出力端子の 電圧の低周波成分は低減され、直流成分は常に一定に保持される。

発明の効果

[0032] 本発明によれば、帰還回路が、外乱光成分を除去し、光検出回路の出力電圧の低 周波成分を低減し、直流成分を一定に保持するため、光検出回路の出力電圧を、こ の電圧の直流成分に近づけて設定する基準電圧と比較することができる。したがって 、本発明の光検出回路を用いれば、屋外環境に存在する外乱光の影響を受けること なぐ反射物体によって反射された反射光の検出精度を向上することができる。

[0033] また、受光回路を分割しているため、光検出素子の寄生容量による周波数帯域の 劣化が軽減される。

[0034] また、光検出素子ごとに増幅器を接続しているため、光検出素子の数が増減しても 、この増幅器の利得—周波数特性がばらつくことがなぐ光検出回路の検出精度が 安定する。

[0035] また、加算器は電流加算を行うため、電圧加算を行う場合のように、その利得-周 波数特性が加算するチャネル数によって変化することがない。すなわち、加算器の 周波数帯域は変化しない。したがって、本発明の光検出回路は、レーザ光の照射タ イミングから反射光の受光タイミングまでの時間に基づいて反射物体を検出するタイ ムォブフライトによる計測に用レ、られても、検出物体までの距離を高精度に検出する こと力 Sできる。

[0036] また、受光回路ごとに外乱光成分を除去しているため、光検出素子ごとに外乱光が ばらつレ、ても、高レ、検出精度を保持することができる。

[0037] また、複数の受光回路のうち必要な受光回路のみを選択する選択回路を有してい るので、必要な受光回路のみの出力を加算することができる。すなわち、不要な受光 回路の出力を加算しないので、不要な外乱光による雑音を除去することができる。し たがって、簡単な回路構成によって光検出精度を向上することができる。

[0038] また、複数の受光回路のうち必要な受光回路のみを動作させる選択回路を有して いるため、消費電力を低減することができる。

図面の簡単な説明

[0039] [図 1]図 1は本発明の第 1の実施形態に力、かる光検出回路の構成を示す回路図であ る。

[図 2]図 2は本発明の第 1の実施形態に力かる光検出回路を具体化した一例を示す 回路図である。

[図 3]図 3- (a)は光強度のタイミングチャート、図 3_ (b)は電圧のタイミングチャート、 図 3- (c)は光強度のタイミングチャート、図 3_ (d)は電圧のタイミングチャート、図 3- ( e)は電圧のタイミングチャートである。

[図 4]図 4は本発明の第 2の実施形態に力、かる光検出回路の構成を示す回路図であ る。

[図 5]図 5は本発明の第 2の実施形態に力、かる受光回路の構成の一変形例を示す回 路図である。

[図 6]図 6は本発明の第 2の実施形態に力、かる受光回路の構成の一変形例を示す回 路図である。

[図 7]図 7は本発明の第 2の実施形態に力かる受光回路の構成の一変形例を示す回 路図である。

[図 8]図 8は本発明の第 1の実施形態に力かる受光回路の構成の一変形例を示す回 路図である。

[図 9]図 9は本発明の第 2の実施形態に力かる受光回路の構成の一変形例を示す回 路図である。

符号の説明

10 光検出回路

12 受光回路

14 加算器

16 光検出素子

18 受光用トランスインピーダンスアンプ

20a 受光用基準電圧

20b 変換用基準電圧

22 トランスコンダクタンスアンプ

24 帰還回路 30 受光用オペアンプ

32 受光用帰還抵抗

34 帰還用誤差増幅器

36 平滑化回路

38 '帰還用トランジスタ

40 カロ算用トランスインピーダンスアンプ

42 加算用基準電圧

60 選択制御回路

62 選択スィッチ

70 受光タイミング検出回路。

発明を実施するための最良の形態

[0041] 以下、図面を参照して本発明の好適な実施形態について詳細に説明する。なお、 各図面にぉレ、て同一又は相当の部分に対しては同一の符号を附すこととする。

[0042] 図 1は、本発明の第 1の実施形態に力かる光検出回路の構成を示す回路図である 。図 1に示す光検出回路 10は、複数の受光回路 12、加算器 14、選択制御回路 60、 複数の選択スィッチ 62、及び、受光タイミング検出回路 70を備える。それぞれの受 光回路 12は、光検出素子 16、受光用トランスインピーダンスアンプ 18、受光用基準 電圧 20a、変換用基準電圧 20b、トランスコンダクタンスアンプ 22、及び、帰還回路 2 4を有する。

[0043] 光検出素子 16には、例えばフォトダイオードを用いる。光検出素子 16の力ソードは 第 1の電源線 26aに接続され、光検出素子 16のアノードは入力ノード 28a (受光用ト ランスインピーダンスアンプ 18の第 1入力端子）に接続されている。光検出素子 16は 、受信光を受けて、受信光に応じた電流を生成する。

[0044] 受光用トランスインピーダンスアンプ 18は、受光用オペアンプ 30と第 1受光用帰還 抵抗 32とを含む。受光用オペアンプ 30の反転入力端子（第 1入力端子）は入力ノー ド 28aに接続され、受光用オペアンプ 30の非反転入力端子（第 2入力端子）には受 光用基準電圧 20aが入力されている。受光用オペアンプ 30の出力端子は、帰還ノー ド 28b (受光用トランスインピーダンスアンプ 18の出力端子）に接続されている。 [0045] 第 1受光用帰還抵抗 32の一端は入力ノード 28aに接続され、第 1受光用帰還抵抗 32の他端は帰還ノード 28bに接続されている。受光用トランスインピーダンスアンプ 1 8は、光検出素子 16の出力電流が入力され、この電流に応じた電圧を出力する。

[0046] なお、受光用基準電圧 20aは、バンドギャップリファレンス回路とレ、つた一定な電圧 を生成する回路によって生成された一定な電圧である。

[0047] トランスコンダクタンスアンプ 22には、例えば差動増幅器が用いられる。トランスコン ダクタンスアンプ 22の第 1入力端子 21aは帰還ノード 28bに接続され、トランスコンダ クタンスアンプ 22の第 2入力端子 21bには変換用基準電圧 20bが入力されている。ト ランスコンダクタンスアンプ 22の出力端子は出力ノード 28cに接続されている。トラン スコンダクタンスアンプ 22は、受光用トランスインピーダンスアンプ 18の出力電圧が 入力され、極性まで含めてこの電圧に応じた電流を出力する。

[0048] なお、変換用基準電圧 20bは、バンドギャップリファレンス回路とレ、つた一定な電圧 を生成する回路によって生成された一定な電圧である。変換用基準電圧 20bは、受 光用基準電圧 20aと同一であってもよい。この場合、受光用基準電圧 20aと変換用 基準電圧 20bとの間のトラッキングを意識する必要がなくなるので、温度変動や電源 電圧変動を抑制しない比較的簡単な構成の基準電圧生成回路を使用することがで きる。

[0049] 帰還回路 24は、帰還用誤差増幅器 34、平滑化回路 36、及び、帰還用トランジスタ 38を含む。帰還用誤差増幅器 34のマイナス入力端子（第 1入力端子）は帰還ノード 28bに接続され、帰還用誤差増幅器 34のプラス入力端子 (第 2入力端子）は受光用 基準電圧 20aに接続されている。帰還用誤差増幅器 34の出力端子は平滑化回路 3 6の入力端子に接続されている。平滑化回路 36の出力端子は、帰還用 N型トランジ スタ 38の制御端子（ゲート）に接続されている。

[0050] 帰還用 N型トランジスタ 38の第 1の端子（ドレイン）は入力ノード 28aに接続され、帰 還用 N型トランジスタ 38の第 2の端子（ソース）は第 2の電源線 26bに接続されてレ、る

[0051] 帰還回路 24は、受光用トランスインピーダンスアンプ 18の入力電流の直流成分及 び低周波成分を除去することによって、受光用トランスインピーダンスアンプ 18の出 力電圧の低周波成分を低減し、直流成分を受光用基準電圧 20aに保持する。

[0052] なお、帰還用 N型トランジスタ 38は、受光用トランスインピーダンスアンプ 18の入力 電流の直流成分及び低周波成分を除去できるくらい、すなわち、外乱光の直流成分 及び低周波電流を引き抜けるくらい、トランジスタサイズを大きくしておく必要がある。

[0053] 加算器 14は、例えば受光用トランスインピーダンスアンプ 18と同様な加算用トラン スインピーダンスアンプ 40と加算用基準電圧 42とを含む。加算用トランスインピーダ ンスアンプ ₄₀のマイナス入力端子（第 1入力端子）は複数の出力ノード 28cにそれぞ れ選択スィッチ 62を介して接続され、加算用トランスインピーダンスアンプ 40のブラ ス入力端子 (第 2入力端子）は加算用基準電圧 42に接続されている。加算器 14は、 複数の受光回路 12の出力電流を選択的に加算して、この加算した電流に応じた電 圧を出力する。

[0054] 選択スィッチ 62には、例えばトランジスタが用いられる。選択スィッチ 62は、選択制 御回路 60によって〇N、 OFFを切り替える。選択制御回路 60は、複数の受光回路 1 2のうち、加算器 14に入力する受光回路 12の出力電流を選択するための信号を出 力する。

[0055] なお、加算用基準電圧 42は、バンドギャップリファレンス回路といった一定な電圧を 生成する回路によって生成された一定な電圧であり、受光用基準電圧 20aと同一で あってもよい。

[0056] 受光タイミング検出回路 70は、比較器と比較用基準電圧とを有している。受光タイ ミング検出回路 70の詳細な構成は後述する。受光タイミング検出回路 70は、加算器 14からの出力電圧を受けて、比較器によってこの出力電圧と比較用基準電圧とを比 較し、受光タイミングを検出する。受光タイミングの検出方法の詳細も後述する。

[0057] 図 2は、本発明の第 1の実施形態にかかる光検出回路を具体化した一例を示す回 路図である。図 2に示すように、トランスコンダクタンスアンプ 22及び帰還回路 24の帰 還用誤差増幅器 34には、例えば差動増幅回路を用いることができ、平滑化回路 36 には、例えばローパスフィルタやキャパシタを用いることができる。

[0058] 帰還用誤差増幅器 34は、第 1誤差増幅用 P型トランジスタ Trl、第 2誤差増幅用 P 型トランジスタ Tr2、 N型トランジスタ Tr3 (第 1誤差増幅用負荷）、 N型トランジスタ Tr 4 (第 2誤差増幅用負荷）、及び、誤差増幅用電流源 Icmlを有する。

[0059] 第 1誤差増幅用 P型トランジスタ Trlの制御端子（ゲート）は帰還ノード 28bに接続さ れ、第 1誤差増幅用 P型トランジスタ Trlの第 1の端子（ドレイン）は N型トランジスタ Tr 3の第 1の端子（ドレイン）に接続され、第 1誤差増幅用 P型トランジスタ Trlの第 2の 端子（ソース）は共通ノード N1に接続されてレ、る。 N型トランジスタ Tr3の第 2の端子（ ソース）は第 2の電源線 26bに接続され、 N型トランジスタ Tr3の制御端子（ゲート）は 共通ノード N2に接続されている。また、第 1誤差増幅用 P型トランジスタ Trlの第 1の 端子 (ドレイン)は帰還用誤差増幅器 34の出力端子とされ、平滑化回路 36の入力端 子に接続されている。

[0060] 第 2誤差増幅用 P型トランジスタ Tr2の制御端子（ゲート）には受光用基準電圧 20a が入力されている。第 2誤差増幅用 P型トランジスタ Tr2の第 1の端子（ドレイン）は N 型トランジスタ TMの第 1の端子（ドレイン）に接続され、第 2誤差増幅用 P型トランジス タ Tr2の第 2の端子（ソース）は共通ノード N1に接続されている。 N型トランジスタ Tr4 の第 2の端子（ソース）は第 2の電源線 26bに接続され、 N型トランジスタ Tr4の制御 端子（ゲート）は共通ノード N2に接続されている。この共通ノード N2は N型トランジス タ Tr4の第 1の端子（ドレイン）に接続されている。

[0061] 誤差増幅用電流源 Icmlの一方の端子は共通ノード N1に接続され、誤差増幅用 電流源 Icmlの他方の端子は第 1の電源線 26aに接続されている。誤差増幅用電流 源 Icmlには、例えばカレントミラー回路や抵抗を用いればよい。本実施の形態では 、第 1誤差増幅用負荷及び第 2誤差増幅用負荷にアクティブロード回路を用いている 力 それぞれ抵抗を用いてもよい。

[0062] 同様に、トランスコンダクタンスアンプ 22は、第 1変換用 P型トランジスタ Tr5、第 2変 換用 P型トランジスタ Tr6、 N型トランジスタ Tr7 (第 1変換用負荷）、 N型トランジスタ T r8 (第 2変換用負荷）、及び、変換用電流源 Icm2を有する。

[0063] 第 1変換用 P型トランジスタ Tr5の制御端子（ゲート）は帰還ノード 28bに接続され、 第 1変換用 P型トランジスタ Tr5の第 1の端子（ドレイン）は N型トランジスタ Tr7の第 1 の端子（ドレイン）に接続され、第 1変換用 P型トランジスタ Tr5の第 2の端子（ソース） は共通ノード N3に接続されている。 N型トランジスタ Tr7の第 2の端子（ソース）は第 2 の電源線 26bに接続され、 N型トランジスタ Tr7の制御端子（ゲート）は共通ノード N4 に接続されている。また、第 1変換用 P型トランジスタ Tr5の第 1の端子（ドレイン）は出 力ノード 28cと接続され、選択スィッチ 62に接続されている。

[0064] 第 2変換用 P型トランジスタ Tr6の制御端子（ゲート）には変換用基準電圧 20bが入 力されている。第 2変換用 P型トランジスタ Tr6の第 1の端子（ドレイン）は N型トランジ スタ Tr8の第 1の端子（ドレイン）に接続され、第 2変換用 P型トランジスタ Tr6の第 2の 端子（ソース）は共通ノード N3に接続されている。 N型トランジスタ Tr8の第 2の端子（ ソース）は第 2の電源線 26bに接続され、 N型トランジスタ Tr8の制御端子（ゲート）は 共通ノード N4に接続されている。この共通ノード N4は N型トランジスタ Tr8の第 1の 端子（ドレイン）に接続されてレ、る。

[0065] 変換用電流源 Icm2の一方の端子は共通ノード N3に接続され、変換用電流源 Icm 2の他方の端子は第 1の電源線 26aに接続されている。誤差増幅用電流源 Icm2に は、例えばカレントミラー回路や抵抗を用いればよい。本実施の形態では、第 1変換 負荷及び第 2変換用負荷にアクティブロード回路を用いているが、 Tr5と Tr6の入力 電圧差を電流に変換できる他の実施形態でも良い。

[0066] 受光タイミング検出回路 70は、比較用キャパシタ 71、比較用直流電圧源 75、比較 器 76、充放電制御回路 77、及び、比較用基準電圧 78を有する。

[0067] 比較用キャパシタ 71の第 1端子は、加算器 14の出力端子に接続されている。比較 用キャパシタ 71の第 2端子は、比較器 76の第 1入力端子に接続されている。比較器 76の第 1入力端子には、充放電制御回路 77を介して、比較用直流電圧源 75の一 方の端子が接続されている。比較用直流電圧源 75の他方の端子は第 2の電源線 26 bと同電位の第 3の電源線 26cに接続されている。比較器 76の第 2入力端子には、比 較用基準電圧 78が入力されている。充放電制御回路 77は、直列に接続された抵抗 73とスィッチ 74とに対して、並列に接続された抵抗 72で構成される。

[0068] なお、比較用基準電圧 78は、バンドギャップリファレンス回路といった一定な電圧を 生成する回路によって生成された一定な電圧であり、受光用基準電圧 20a、変換用 基準電圧 20b、及び、加算用基準電圧 42と同一であってもよい。

[0069] 以下、本発明の第 1の実施形態に力かる光検出回路 10の動作を説明する。まず、 光検出回路 10が受ける受信光について説明する。図示しない車載用レーダ装置は

、発光素子からのレーザ光を、複数の反射角を有するポリゴンミラーによって、少なく とも車幅方向の所定角度範囲内に渡り複数の方向に照射する。この各レーザ光は、 反射物体によって反射し、反射光となる。また、屋外環境には、太陽光といった外乱 光が存在する。光検出回路 10が受ける受信光には、この反射光と外乱光とが含まれ る。

[0070] まず過渡状態のことを考える。光検出素子 16がこの受信光を受けて、受信光に応 じた電流が受光用トランスインピーダンスアンプ 18に入力される。受光用トランスイン ピーダンスアンプ 18は、入力ノード 28aの電圧が受光用基準電圧 20aと等しくなるよ うに動作し、入力される電流を受光用帰還抵抗 32に流す。したがって、帰還ノード 28 bの電圧は、受光用帰還抵抗 32の電圧降下によって、受光用基準電圧 20aより低下 する。

[0071] 帰還回路 24の帰還用誤差増幅器 34は、帰還ノード 28bの電圧と受光用基準電圧 20aの誤差を増幅し、増幅された誤差電圧を出力する。増幅された誤差電圧は、平 滑化回路 36によって平滑され、帰還用 N型トランジスタ 38の制御端子 (ゲート）に入 力される。この制御端子（ゲート）の電圧によって、帰還用 N型トランジスタ 38の第 1の 端子（ドレイン） 第 2の端子（ソース）間に直流電流が流れる。したがって、通常の動 作状態では、受光用トランスインピーダンスアンプ 18に流れ込む電流の直流成分が 除去され、帰還ノード 28bの電圧の直流成分は受光用基準電圧 20aと等しく一定に 保持される。

[0072] 実際には、平滑化回路 36のキャパシタと帰還用誤差増幅器 34の出力インピーダン スとで低域通過フィルタが構成されるので、受光用トランスインピーダンスアンプ 18に 流れ込む電流の低周波成分、すなわち、低域通過フィルタのカットオフ周波数以下 の低周波成分も除去され、帰還ノード 28bの電圧の低周波成分は低減され、直流成 分は受光用基準電圧 20aと等しく一定に保持される。

[0073] トランスコンダクタンスアンプ 22は、この帰還ノード 28bの電圧と変換用基準電圧 20 bとの差電圧を電流に変換して、その電流を出力ノード 28cに出力するため、この出 力電流の低周波成分は低減され、直流成分は一定となる。加算器 14は、複数の出 力ノード 28cからの電流であって、低周波成分が低減され、直流成分が一定である 電流を加算して、電圧に変換し、この電圧を出力するため、この出力電圧の低周波 成分は低減され、直流成分は選択制御回路 60及び選択スィッチ 62によって選択さ れた受光回路 12の数に応じて一定となる。

[0074] 図 3は、受信光と加算器 14の出力電圧の関係を示す図である。すなわち、図 3_ (a) は光強度のタイミングチャート、図 3- (b)は電圧のタイミングチャート、図 3- (c)は光強 度のタイミングチャート、図 3_ (d)は電圧のタイミングチャート、図 3- (e)は電圧のタイ ミングチャートである。図 3_ (a)に示すように、受信光は、外乱光にノ^レス状の反射光 が重畳している光である。本実施形態の光検出回路 10は、この受信光を受けると、 図 3- (b)に示すような、外乱光に応じた直流電圧に、パルス状の反射光に応じたパ ノレス電圧が重畳する電圧を加算器 14から出力する。

[0075] 受光タイミング検出回路 70は、この加算器 14からの出力を、比較用キャパシタ 71 を介して、直流分をカットした形で取り出す。直流分がカットされた加算器 14からの出 力は、抵抗 73とスィッチ 74を直列にした回路と並列に抵抗 72を取り付けた充放電制 御回路 77を介して比較用直流電圧源 75の直流電圧を重畳され、比較器 76の第 1 入力端子に入力される。比較器 76は、第 1入力端子に入力された出力電圧が比較 用基準電圧 78と交差する受光タイミングを検出し、レーザ光の照射タイミング力 反 射光の受光タイミングまでの時間に基づいて反射物体を検出する。この受光タイミン グの検出精度を上げるためには、基準電圧を出力電圧の直流電圧に近づけて設定 すればよい。

[0076] なお、この抵抗 73とスィッチ 74を直列にした回路と並列に抵抗 72を取り付けた充 放電制御回路 77は、オフセット変動を除去するために必要な際にスィッチ 74を ON としてキャパシタ 71を抵抗 72よりも十分に小さい値を持つ抵抗 73を用いて小さい時 定数で急速に充放電するクイックチャージ回路となっている。

[0077] し力 ながら、本実施形態の帰還回路 24がない場合、図 3- (c)に示すように加算 する選択チャネルを切り替えたとき、例えば、外乱光の小さなチャネルから大きなチヤ ネルに切り替えたときには、受光用トランスインピーダンスアンプ 18に入力される電流 が増加し、受光用帰還抵抗 32の電圧降下によって帰還ノード 28bの電圧の直流成 分が低下する。したがって、トランスコンダクタンスアンプ 22の出力電流の直流成分 が増加し、加算器 14の出力電圧の直流成分が低下する。

[0078] 図 3- (d)に示すように、加算器 14の出力電圧が受光タイミング検出回路 70の比較 用基準電圧 78と交差するタイミングがなくなる。加算器 14の出力をそのまま直流で 処理することは一般的でなぐ前述のように一度比較用キャパシタ 71で直流分をカツ トした上で、もう一度バイアスして処理することになる力 直流分がカットされていても 通常はスィッチ 74のない CRの高周波通過フィルタで結合するため、 CRの時定数に よっては、高域通過フィルタを通過した後も図 3- (d)のように比較器 76で比較用基準 電圧 78と交差するタイミングがなくなり、反射光の受光タイミングを検出できなくなる。

[0079] また、加算する選択チャネルの数を変えたとき、例えば、増やしたときには、各チヤ ネルに入っている外乱光が同じ位だとしても加算器 14の出力電圧の直流成分は低 下することになり、同じことが起きる。

[0080] 本実施形態では、帰還回路 24が、受光用トランスインピーダンスアンプ 18に入力さ れる電流の直流成分及び低周波成分を除去し、帰還ノード 28bの電圧の低周波成 分を低減し、直流成分を受光用基準電圧 20aと等しく一定に保持する。したがって、 トランスコンダクタンスアンプ 22の出力電流の低周波成分が低減され、直流成分が一 定に保持される。故に、加算器 14の出力電圧の低周波成分が低減され、直流成分 が一定に保持される。

[0081] 図 3- (e)に示すように、加算器 14の出力電圧が受光タイミング検出回路 70の比較 用基準電圧 78と常に交差し、反射光の受光タイミングを検出できる。これは、チヤネ ル切り替えを行った場合でも、加算する選択チャネルの数を変えた場合でも、同じで ある。

[0082] このように、本発明の実施形態によれば、帰還回路 24が、外乱光成分を除去し、光 検出回路 10の出力電圧の低周波成分を低減し、直流成分を一定に保持するため、 光検出回路 10の出力電圧を、この電圧の直流成分に近づけて設定する基準電圧と 比較すること力 Sできる。したがって、本発明の光検出回路 10を用いれば、屋外環境 に存在する外乱光の影響を受けることなぐ反射物体によって反射された反射光の 検出精度を向上することができる。 [0083] また、受光回路 12を分割しているため、光検出素子 16の寄生容量による周波数帯 域の劣化が軽減される。

[0084] また、光検出素子 16ごとに増幅器 (受光用トランスインピーダンスアンプ 18及びトラ ンスコンダクタンスアンプ 22)を接続しているため、選択制御回路 60及び選択スイツ チ 62にて加算器 14に接続される受光回路 12の数、すなわち光検出素子 16の数が 増減しても、この増幅器の利得—周波数特性がばらつくことがなぐ光検出回路 10の 検出精度が安定する。

[0085] また、加算器 14は電流加算を行うため、電圧加算を行う場合のように、その利得— 周波数特性が加算するチャネル数によって変化することがない。すなわち、加算器 1 4の利得及び周波数帯域は変化しなレ、。レーザ光の照射タイミングから反射光の受 光タイミングまでの時間に基づいて反射物体を検出するタイムォブフライトによる計測 を行う場合、光検出回路 10の利得または周波数帯域の変化が計測エラーの原因と なるが、本発明によれば、計測エラーが生じない。

[0086] また、選択制御回路 60からの信号で動作する各選択スィッチ 62が、各受光回路 1 2を選択的に加算器 14に接続する。このため、反射パルス光の入射位置予測と反射 パルス光のゴースト光の入射位置予測や反射パルス光の受光の際の欠けを防ぐた めに、複数の受光回路 12のうち必要かつ十分な受光回路 12のみを加算器 14に接 続すること力 Sできる。すなわち、出力信号のない受光回路 12を加算器 14から切り離 すことができるので、光検出回路 10の出力の S/N比を大きくすることができる。

[0087] また、受光回路 12ごとに外乱光成分を除去しているため、光検出素子 16ごとに外 乱光がばらつレ、ても、高レ、検出精度を保持することができる。

[0088] 更に、簡単な回路構成によって光検出精度を向上することができる。

[0089] 次に、本発明の第 2の実施形態に力、かる光検出回路について説明する。図 4は、本 発明の第 2の実施形態に力かる光検出回路の構成を示す回路図である。図 4に示す 光検出回路 10aは、それぞれの受光回路 12aが、受光用トランスインピーダンスアン プ 18を受光用トランスインピーダンスアンプ 18aとし、受光用基準電圧 20aを有しな い構成において、第 1の実施形態と異なる。また、光検出回路 10aは、帰還回路 24 の帰還用誤差増幅器 34のプラス入力端子 (第 2入力端子）が入力ノード 28aに接続 されている点において第 1の実施形態と異なる。

[0090] すなわち、光検出回路 10aは、受光用基準電圧 20aの代わりに受光用 N型トランジ スタ 50のゲート一ソース間電圧 V を使う点で第 1の実施形態と異なっている。また、

gs

選択スィッチ 62を用いず、トランスコンダクタンスアンプ 22が、選択制御回路 60から の信号を受けるトランスコンダクタンスアンプ動作制卸端子 64を有するトランスコンダ クタンスアンプ 22aである点において第 1の実施形態と異なる。

[0091] 受光用トランスインピーダンスアンプ 18aは、受光用 N型トランジスタ 50、第 2受光 用帰還抵抗 52、及び、電流制御抵抗 54を含む。受光用 N型トランジスタ 50の制御 端子 (ゲート）は入力ノード 28aに接続されている。受光用 N型トランジスタ 50の第 1 の端子（ドレイン）は帰還ノード 28bに接続され、受光用 N型トランジスタ 50の第 2の 端子（ソース）は第 2の電源線 26bに接続されてレ、る。

[0092] 第 2受光用帰還抵抗 52の一端は入力ノード 28aに接続され、第 2受光用帰還抵抗

52の他端は帰還ノード 28bに接続されている。電流制御抵抗 54の一端は第 1の電 源線 26aに接続され、電流制御抵抗 54の他端は帰還ノード 28bに接続されている。 受光用トランスインピーダンスアンプ 18aは、光検出素子 16の出力電流が入力され、 この電流に応じた電圧を出力する。

[0093] 帰還回路 24は、受光用トランスインピーダンスアンプ 18aの入力電流の直流成分を 除去することによって、受光用トランスインピーダンスアンプ 18aの出力電圧の直流成 分を受光用トランスインピーダンスアンプ 18aの入力電圧の直流成分と等しく一定に 保持する。

[0094] トランスコンダクタンスアンプ 22aは、選択制御回路 60力らの信号をトランスコンダク タンスアンプ動作制御端子 64で受け、この信号に基づいて動作する力、または動作し ないかを決める。例えば、トランスコンダクタンスアンプ動作制御端子 64に入力される 信号によって電流源 Icm2を〇Nまたは OFF制御する。

[0095] 以下、本発明の第 2の実施形態に力かる光検出回路 10aの動作を説明する。

[0096] まず過渡状態で考える。光検出素子 16が受信光を受けて、受光用トランスインピー ダンスアンプ 18aに電流が入力される。受光用トランスインピーダンスアンプ 18aは、 入力される電流を、第 2受光用帰還抵抗 52を介して受光用 N型トランジスタ 50の第 1 の端子（ドレイン）—第 2の端子（ソース）間に流す。したがって、帰還ノード 28bの電 圧は、第 2受光用帰還抵抗 52の電圧降下によって、入力ノード 28aの電圧より低下 する。

[0097] 帰還回路 24の帰還用誤差増幅器 34は、帰還ノード 28bの電圧と入力ノード 28aの 電圧の誤差を増幅し、増幅された誤差電圧を出力する。増幅された誤差電圧は、平 滑化回路 36によって平滑され、帰還用 N型トランジスタ 38の制御端子 (ゲート）に入 力される。この制御端子（ゲート）の電圧によって、帰還用トランジスタ 38の第 1の端 子（ドレイン）—第 2の端子（ソース）間に直流電流が流れる。

[0098] ここで、入力ノード 28aの電圧は、受光用 N型トランジスタ 50のドレイン電流によって 決まり、ほぼ一定である。したがって、通常の動作状態では受光用トランスインピーダ ンスアンプ 18aに流れ込む電流の直流成分が除去され、帰還ノード 28bの電圧の直 流成分は入力ノード 28aの電圧の直流成分と等しく一定に保持される。

[0099] 実際には、平滑化回路 36のキャパシタと帰還用誤差増幅器 34の出力インピーダン スとで低域通過フィルタが構成されるので、受光用トランスインピーダンスアンプ 18に 流れ込む電流の低周波成分、すなわち、低域通過フィルタのカットオフ周波数以下 の低周波成分も除去され、帰還ノード 28bの電圧の直流成分は受光用基準電圧 20 aと等しく一定に保持される。

[0100] このように、本発明の実施形態によれば、帰還回路 24が、外乱光成分を除去し、光 検出回路 10aの出力電圧の直流成分を一定に保持するため、光検出回路 10aの出 力電圧を、この電圧の直流成分に近づけて設定する基準電圧と比較することができ る。したがって、本発明の光検出回路 10aを用いれば、屋外環境に存在する外乱光 の影響を受けることなぐ反射物体によって反射された反射光の検出精度を向上する こと力 Sできる。

[0101] また、受光回路 12aを分割しているため、光検出素子 16の寄生容量による周波数 帯域の劣化が軽減される。

[0102] また、光検出素子 16ごとに増幅器 (受光用トランスインピーダンスアンプ 18a及びト ランスコンダクタンスアンプ 22a)を接続しているため、選択制御回路 60及びトランス コンダクタンスアンプ動作制御端子 64に入力される信号で電流源 Icm2を〇Nまたは OFF制御して加算器 14に接続される受光回路 12を選択的に接続するため、加算 器 14に接続される受光回路 12の数、すなわち光検出素子 16の数が増減しても、こ の増幅器の利得 周波数特性がばらつくことがなぐ光検出回路 10aの検出精度が 安定する。

[0103] また、加算器 14は電流加算を行うため、電圧加算を行う場合のように、その利得— 周波数特性が加算するチャネル数によって変化することがない。すなわち、加算器 1 4の利得及び周波数帯域は変化しなレ、。レーザ光の照射タイミングから反射光の受 光タイミングまでの時間に基づいて反射物体を検出するタイムォブフライトによる計測 を行う場合、光検出回路 10の利得または周波数帯域の変化が計測エラーの原因と なるが、本発明によれば、計測エラーが生じない。

[0104] また、選択制御回路 60からトランスコンダクタンスアンプ動作制御端子 64に入力さ れる信号で電流源 Icm2を ONまたは OFF制御するため、各受光回路 12を選択的に 加算器 14に接続することができる。このため、反射パルス光の入射位置予測と反射 パルス光のゴースト光の入射位置予測や反射パルス光の受光の際の欠けを防ぐた めに、複数の受光回路 12のうち必要かつ十分な受光回路 12のみを加算器 14に接 続すること力 Sできる。すなわち、出力信号のない受光回路 12を加算器 14から切り離 すことができるので、光検出回路 10の出力の S/N比を大きくすることができる。

[0105] また、受光回路 12aごとに外乱光成分を除去しているため、光検出素子 16ごとに外 乱光がばらつレ、ても、高レ、検出精度を保持することができる。

[0106] 更に、簡単な回路構成によって光検出精度を向上することができる。

[0107] なお、本発明は上記した本実施形態に限定されることなく種々の変形が可能である 。図 5に示すように、受光回路 12aは、受光回路 12bの構成であってもよレ、。受光回 路 12bは、受光用トランスインピーダンスアンプ 18aを受光用トランスインピーダンスァ ンプ 18bに替えた構成において、受光回路 12aと異なる。受光用トランスインピーダ ンスアンプ 18bは、受光用トランジスタ 50を N型トランジスタから P型トランジスタに替 えた点において、受光用トランスインピーダンスアンプ 18aと異なる。そのため、受光 用トランジスタ 50の第 2の端子（ソース）は第 1の電源線 26aに接続され、電流制御抵 抗 54は第 2の電源線 26bに接続されることとなる。 [0108] また、図 6に示すように、受光回路 12aは、受光回路 12cの構成であってもよい。受 光回路 12cは、光検出素子の電圧降下、すなわちほぼ一定の電圧が第 1の電源線 2 6aから決まる構成を、第 2の電源線 26bから決まる構成に変えた点において、受光回 路 12aと異なる。このとき、帰還ノード 28bの電圧変動が受光回路 12aとは逆方向とな るため、受光回路 12cは、帰還回路 24を帰還回路 24bに、トランスコンダクタンスアン プ 22aをトランスコンダクタンスアンプ 22bに替えた構成において、受光回路 12aと異 なる。

[0109] 帰還回路 24bは、第 1誤差増幅用トランジスタ Trl及び第 2誤差増幅用トランジスタ Tr2を P型トランジスタから N型トランジスタに、トランジスタ Tr3及びトランジスタ Tr4を N型トランジスタから P型トランジスタに、 'j帚還用トランジスタ 38を N型トランジスタから P型トランジスタに替えた点において、帰還回路 24と異なる。

[0110] そのため、トランジスタ Tr3及びトランジスタ Tr4の第 2の端子（ソース）は第 1の電源 線 26aに接続され、誤差増幅用電流源 Icmlは第 2の電源線 26bに接続されることと なる。また、平滑化回路 36のキャパシタ、及び、帰還用トランジスタ 38の第 2の端子（ ソース）は第 1の電源線 26aに接続されることとなる。

[0111] トランスコンダクタンスアンプ 22bは、第 1変換用トランジスタ Tr5及び第 2変換用トラ ンジスタ Tr6を P型トランジスタから N型トランジスタに、トランジスタ Tr7及びトランジス タ Tr8を N型トランジスタから P型トランジスタに替えた点において、トランスコンダクタ ンスアンプ 22と異なる。そのため、トランジスタ Tr7及びトランジスタ Tr8の第 2の端子 (ソース）は第 1の電源線 26aに接続され、誤差増幅用電流源 Icm2は第 2の電源線 2 6bに接続されることとなる。

[0112] また、図 7に示すように、受光回路 12cは、受光回路 12dの構成であってもよい。受 光回路 12dは、受光用トランスインピーダンスアンプ 18aを受光用トランスインピーダ ンスアンプ 18bに替えた構成において、受光回路 12cと異なる。

[0113] また、図 8に示すように、光検出回路 10は、光検出回路 100の構成であってもよい 。光検出回路 100は、受光回路 12の代わりに受光回路 120を用いる構成において 光検出回路 10と異なる。受光回路 120は、帰還用誤差増幅器 34の第 2入力端子が 受光用基準電圧 20aでなぐ受光用トランスインピーダンスアンプ 18の第 1入力端子 に接続されている点で、受光回路 12と異なる。受光用トランスインピーダンスアンプ 1 8の第 1入力端子の電圧と第 2入力端子の電圧とはほぼ同一であるので、受光回路 1 20は受光回路 12と同一の動作を行う。すなわち、光検出回路 100は光検出回路 10 と同一の動作を行う。

[0114] また、図 9に示すように、光検出回路 10aは、光検出回路 100aの構成であってもよ レ、。光検出回路 100aは、受光回路 12aの代わりに受光回路 120aを用いる構成にお レ、て光検出回路 10aと異なる。受光回路 120aは、変換用基準電圧 20bを有しない 構成において、受光回路 12aと異なる。また、受光回路 120aは、トランスコンダクタン スアンプ 22aの第 2変換用 P型トランジスタ Tr6の制御端子が入力ノード 28aに接続さ れている点において受光回路 12aと異なる。すなわち、受光回路 120aは、変換用基 準電圧 20bの代わりに受光用 N型トランジスタ 50のゲート一ソース間電圧 V を使う点

gs で受光回路 12aと異なっている。上述したように受光用 N型トランジスタ 50の V はほ

gs ぼ一定であるため、受光回路 120aは受光回路 12aと同一の動作を行う。すなわち、 光検出回路 100aは光検出回路 10aと同一の動作を行う。

[0115] また、本実施の形態では、トランジスタに電界効果トランジスタを用いている力 バイ ポーラトランジスタを用いてもょレ、。

[0116] また、トランスコンダクタンスアンプ動作制御端子の実現方法として、電流源 Icml及 び電流源 Icm2にスィッチ素子を設けてもよい。具体的には、カレントミラー回路のトラ ンジスタの制御端子 (ゲート）を第 1又は第 2の電源線に短絡するスィッチ素子を設け る。この構成によれば、使用しない受光回路を停止でき、消費電力化が可能である。 また、使用しない受光回路による周波数特性の劣化を軽減できる。

[0117] トランスコンダクタンスアンプ動作制御端子と同様の制御端子を、トランスインピーダ ンスアンプ及び誤差増幅回路等に設けてもよい。この場合には、受光回路を動作さ せる一定時間前に受光回路の電源を ONとして帰還ループを安定させておく必要が あるが、この構成によれば、更に消費電力化が可能であり、更に周波数特性の劣化 を軽減できる。

Claims

請求の範囲

[1] 複数の受光回路の出力を選択的に加算する加算器を備える光検出回路であって、 それぞれの前記受光回路は、

光検出素子と、

前記光検出素子が第 1入力端子に接続された受光用トランスインピーダンスアンプ と、

前記受光用トランスインピーダンスアンプの出力端子が第 1入力端子に接続された トランスコンダクタンスアンプと、

前記受光用トランスインピーダンスアンプの前記出力端子と前記受光用トランスイン ピーダンスアンプの前記第 1入力端子との間に接続され、前記受光用トランスインピ 一ダンスアンプの出力電圧を一定に保持するべく帰還をかける帰還回路と、 を有する光検出回路。

[2] 前記帰還回路は、

前記受光用トランスインピーダンスアンプの前記出力端子が第 1入力端子に接続さ れ、受光用基準電圧が第 2入力端子に入力された帰還用誤差増幅器と、

前記帰還用誤差増幅器の出力端子が入力端子に接続された平滑化回路と、 前記平滑化回路の出力端子が制御端子に接続され、前記受光用トランスインピー ダンスアンプの前記第 1入力端子が前記光検出素子と接続する端子に接続された帰 還用トランジスタと、

を含むことを特徴とする請求項 1に記載の光検出回路。

[3] 前記帰還回路は、

前記受光用トランスインピーダンスアンプの前記出力端子が第 1入力端子に接続さ れ、前記受光用トランスインピーダンスアンプの前記第 1入力端子が第 2入力端子に 接続された帰還用誤差増幅器と、

前記帰還用誤差増幅器の出力端子が入力端子に接続された平滑化回路と、 前記平滑化回路の出力端子が制御端子に接続され、前記受光用トランスインピー ダンスアンプの前記第 1入力端子が前記光検出素子と接続する端子に接続された帰 還用トランジスタと、 を含むことを特徴とする請求項 1に記載の光検出回路。

[4] 前記受光用トランスインピーダンスアンプは、

前記光検出素子が、前記受光用トランスインピーダンスアンプの前記第 1入力端子 である第 1入力端子に接続され、前記受光用基準電圧が第 2入力端子に入力された 受光用オペアンプと、

前記受光用トランスインピーダンスアンプの前記出力端子である前記受光用オペァ ンプの出力端子と前記受光用オペアンプの前記第 1入力端子との間に接続された第 1受光用帰還抵抗と、

を含む請求項 2に記載の光検出回路。

[5] 前記受光用トランスインピーダンスアンプは、

前記光検出素子が、前記受光用トランスインピーダンスアンプの前記第 1入力端子 である制御端子に接続された受光用トランジスタと、

前記受光用トランスインピーダンスアンプの前記出力端子である前記受光用トラン ジスタの出力端子と固定電位との間に接続された電流制御抵抗と、

前記受光用トランジスタの前記出力端子と前記受光用トランジスタの前記制御端子 との間に接続された第 2受光用帰還抵抗と、

を含む、

請求項 3に記載の光検出回路。

[6] 前記帰還用誤差増幅器の前記第 2入力端子は、前記受光用トランジスタの前記制 御端子に接続されていることを特徴とする請求項 5に記載の光検出回路。

[7] 前記帰還用誤差増幅器は、

前記受光用トランスインピーダンスアンプの前記出力端子に制御端子が接続され た第 1誤差増幅用トランジスタと、

前記受光用基準電圧が制御端子に入力される第 2誤差増幅用トランジスタと、 前記第 1誤差増幅用トランジスタの出力端子に接続された第 1誤差増幅用負荷と、 前記第 2誤差増幅用トランジスタの出力端子に接続された第 2誤差増幅用負荷と、 前記第 1誤差増幅用トランジスタと前記第 2誤差増幅用トランジスタとの共通ノード に接続された誤差増幅用電流源と、 を含み、

前記平滑化回路は、前記入力端子と前記出力端子との間に接続されるキャパシタ である、

請求項 2に記載の光検出回路。

[8] 前記トランスコンダクタンスアンプは、

前記受光用トランスインピーダンスアンプの前記出力端子に制御端子が接続され た第 1変換用トランジスタと、

変換用基準電圧が制御端子に入力される第 2変換用トランジスタと、

前記第 1変換用トランジスタの出力端子に接続された第 1変換用負荷と、 前記第 2変換用トランジスタの出力端子に接続された第 2変換用負荷と、 前記第 1変換用トランジスタと前記第 2変換用トランジスタとの共通ノードに接続され た変換用電流源と、

を含む請求項 1に記載の光検出回路。

[9] 複数の前記受光回路の出力を選択する選択制御回路と、

複数の前記受光回路と前記加算器との間に挿入され、前記選択制御回路の出力 に応じて動作する複数の選択スィッチと、

を更に備え、

前記加算器は、複数の前記受光回路が複数の前記選択スィッチを介して入力端 子に接続された加算用トランスインピーダンスアンプを有し、

前記加算用トランスインピーダンスアンプは、複数の前記受光回路の出力端子が前 記選択スィッチを介して第 1入力端子に接続され、加算用基準電圧が第 2入力端子 に接続された加算用オペアンプと、前記加算用オペアンプの出力端子と前記加算用 オペアンプの前記第 1入力端子との間に接続された加算用帰還抵抗とを含む、 請求項 1に記載の光検出回路。

[10] 前記トランスコンダクタンスアンプの動作または非動作を制御することによって、複 数の前記受光回路の出力を選択する選択制御回路を更に備え、

前記加算器は、複数の前記受光回路が入力端子に接続された加算用トランスイン ピーダンスアンプを有し、 前記加算用トランスインピーダンスアンプは、複数の前記受光回路の出力端子が第

1入力端子に接続され、加算用基準電圧が第 2入力端子に接続された加算用オペ アンプと、前記加算用オペアンプの出力端子と前記加算用オペアンプの前記第 1入 力端子との間に接続された加算用帰還抵抗とを含む、

請求項 1に記載の光検出回路。

[11] 前記加算器の出力端子が第 1端子に接続された比較用キャパシタと、

前記比較用キャパシタの第 2端子が第 1入力端子に接続され、比較用基準電圧が 第 2入力端子に入力された比較器と、

前記比較器の前記第 1入力端子に直流電圧を供給する比較用直流電圧源と、 前記比較器の前記第 1入力端子と前記比較用直流電圧源との間に挿入され、前記 比較用キャパシタの電位を制御する充放電制御回路と、

を有する受光タイミング検出回路を更に備える、

請求項 1に記載の光検出回路。

[12] 光検出素子と、

前記光検出素子が制御端子に接続された受光用トランジスタと、

前記受光用トランジスタの出力端子と固定電位との間に接続された電流制御抵抗 と、

前記受光用トランジスタの前記出力端子と前記受光用トランジスタの前記制御端子 との間に接続された受光用帰還抵抗と、

前記受光用トランジスタの前記出力端子が第 1入力端子に接続され、前記受光用ト ランジスタの前記制御端子が第 2入力端子に接続された帰還用誤差増幅器と、 前記帰還用誤差増幅器の出力端子が入力端子に接続された平滑化回路と、 前記平滑化回路の出力端子が制御端子に接続され、前記受光用トランジスタの前 記制御端子が前記光検出素子と接続する端子に接続された帰還用トランジスタと、 を備える基準電圧生成回路。

[13] 複数の受光回路に接続された加算器を備える光検出回路であって、

それぞれの前記受光回路は、

光検出素子と、 前記光検出素子に接続された受光用トランスインピーダンスアンプと、

前記受光用トランスインピーダンスアンプの出力端子に接続されたトランスコンダク タンスアンプと、

前記受光用トランスインピーダンスアンプの入出力端子間に介在する帰還回路と、 を有する光検出回路。