JP2006250884A - 光検出回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 屋外環境に存在する外乱光の影響を受けることなく、反射物体によって反射された反射光の検出精度を向上し、且つ、それを簡単な回路構成で実現することができる光検出回路を提供する。
【解決手段】 第１の発明の光検出回路は、複数の受光回路の出力を選択的に加算する加算器を備える光検出回路であって、それぞれの受光回路は、光検出素子と、光検出素子が第１入力端子に接続された受光用トランスインピーダンスアンプと、受光用トランスインピーダンスアンプの出力端子が第１入力端子に接続されたトランスコンダクタンスアンプと、受光用トランスインピーダンスアンプの出力端子と受光用トランスインピーダンスアンプの第１入力端子との間に接続され、受光用トランスインピーダンスアンプの出力電圧を一定に保持するべく帰還をかける帰還回路とを有する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、車載用レーダ装置に用いられる光検出回路に関するものである。

近年、ドライバの負荷軽減、利便性向上、及び、安全性向上のため、レーザ光を用いた車載用レーダ装置の開発が行われている。この車載用レーダ装置は、発光素子からのレーザ光を、複数の反射角を有するポリゴンミラーによって、少なくとも車幅方向の所定角度範囲内に渡り複数の方向に照射する。車載用レーダ装置は、この各レーザ光に対する反射光を光検出回路によって受信し、レーザ光の照射タイミングから反射光の受光タイミングまでの時間に基づいて反射物体を検出する。

この車載用レーダ装置に用いられる光検出回路には、高い検出精度が求められており、例えば、下記特許文献１には、反射物体によって反射された反射光の検出感度を向上する光検出回路が開示されている。下記特許文献１に記載の光検出回路は、隣接して照射される所定個数のレーザ光に基づいて出力される所定個数の受光信号を積算して、積算信号を出力する。所定個数の受光信号を積算することによって、反射物体からの反射光に対応する受光信号成分が増幅される。したがって、反射物体からの反射光の検出感度を向上することができるとしている。
特開２００４−１７７３５０号公報

反射物体からの反射光の受光タイミングは、積算信号、すなわち、反射光の強度に応じた電圧が基準電圧と交差するタイミングである。したがって、光検出回路の検出精度を上げるためには、反射光の強度に応じた電圧が小さくても基準電圧と交差するように、基準電圧を反射光の強度に応じた電圧の直流電圧に近づけて設定するのが一般的である。

しかしながら、通常、光検出回路が受信する受信光には、反射光のほかに、屋外環境に存在する外乱光も含まれており、この外乱光が大きい場合、受信光の強度に応じた電圧の直流電圧、すなわち、外乱光の強度に応じた電圧が変動し、反射光の強度に応じた電圧が基準電圧と交差しなくなる。更に外乱光が大きい場合には、光検出回路に用いられる増幅回路等が飽和してしまい、光検出回路の出力が、外乱光の強度に応じた電圧でなくなる。

そこで、本発明は、屋外環境に存在する外乱光の影響を受けることなく、反射物体によって反射された反射光の検出精度を向上し、且つ、それを簡単な回路構成で実現することができる光検出回路を提供することを目的としている。

第１の発明の光検出回路は、複数の受光回路の出力を選択的に加算する加算器を備える光検出回路であって、それぞれの前記受光回路は、光検出素子と、光検出素子が第１入力端子に接続された受光用トランスインピーダンスアンプと、受光用トランスインピーダンスアンプの出力端子が第１入力端子に接続されたトランスコンダクタンスアンプと、受光用トランスインピーダンスアンプの出力端子と受光用トランスインピーダンスアンプの第１入力端子との間に接続され、受光用トランスインピーダンスアンプの出力電圧を一定に保持するべく帰還をかける帰還回路とを有する。

本発明によれば、帰還回路が、受光用トランスインピーダンスアンプの出力電圧を一定に保持するべく帰還をかけるため、屋外環境に存在する外乱光が変動しても、加算器の出力電圧は一定に保持される。

第２の発明の光検出回路は、第１の発明の光検出回路の帰還回路が、帰還用誤差増幅器と、平滑化回路と、帰還用トランジスタとを含むことを特徴とする。帰還用誤差増幅器は、受光用トランスインピーダンスアンプの出力端子が第１入力端子に接続され、受光用基準電圧が第２入力端子に入力される。平滑化回路は、帰還用誤差増幅器の出力端子が入力端子に接続される。帰還用トランジスタは、平滑化回路の出力端子が制御端子に接続され、受光用トランスインピーダンスアンプの第１入力端子が光検出素子と接続する端子に接続される。

本発明によれば、受光用トランスインピーダンスアンプの入力電流の直流成分及び低周波成分が帰還用トランジスタに流れ、受光用トランスインピーダンスアンプの出力電圧の低周波成分が低減され、直流成分が受光用基準電圧に保持される。すなわち、帰還回路が、受光用トランスインピーダンスアンプの入力電流の直流成分及び低周波成分を除去することによって、受光用トランスインピーダンスアンプの出力電圧の低周波成分を低減し、直流成分を一定に保持する。したがって、屋外環境に存在する外乱光が変動しても、加算器の出力電圧の低周波成分は低減され、直流成分は一定に保持される。

第３の発明の光検出回路は、第１の発明の光検出回路の帰還回路が、帰還用誤差増幅器と、平滑化回路と、帰還用トランジスタとを含むことを特徴とする。帰還用誤差増幅器は、受光用トランスインピーダンスアンプの出力端子が第１入力端子に接続され、受光用トランスインピーダンスアンプの第１入力端子が第２入力端子に入力される。平滑化回路は、帰還用誤差増幅器の出力端子が入力端子に接続される。帰還用トランジスタは、平滑化回路の出力端子が制御端子に接続され、受光用トランスインピーダンスアンプの第１入力端子が光検出素子と接続する端子に接続される。

本発明によれば、受光用トランスインピーダンスアンプの入力電流の直流成分及び低周波成分が帰還用トランジスタに流れ、受光用トランスインピーダンスアンプの出力電圧の低周波成分が低減され、直流成分が受光用トランスインピーダンスアンプの第１入力端子の電圧に保持される。すなわち、帰還回路が、受光用トランスインピーダンスアンプの入力電流の直流成分及び低周波成分を除去することによって、受光用トランスインピーダンスアンプの出力電圧の低周波成分を低減し、直流成分を一定に保持する。したがって、屋外環境に存在する外乱光が変動しても、加算器の出力電圧の低周波成分は低減され、直流成分は一定に保持される。

第４の発明の光検出回路は、第２の発明の光検出回路の受光用トランスインピーダンスアンプが、受光用オペアンプと、第１受光用帰還抵抗とを含む。受光用オペアンプは、光検出素子が、受光用トランスインピーダンスアンプの第１入力端子である第１入力端子に接続され、受光用基準電圧が第２入力端子に入力される。第１受光用帰還抵抗は、受光用トランスインピーダンスアンプの出力端子である受光用オペアンプの出力端子と受光用オペアンプの第１入力端子との間に接続される。

第５の発明の光検出回路は、第３の発明の光検出回路の受光用トランスインピーダンスアンプが、受光用トランジスタと、電流制御抵抗と、第２受光用帰還抵抗とを含む。受光用トランジスタは、光検出素子が、受光用トランスインピーダンスアンプの第１入力端子である制御端子に接続される。電流制御抵抗は、受光用トランスインピーダンスアンプの出力端子である受光用トランジスタの出力端子と固定電位との間に接続される。第２受光用帰還抵抗は、受光用トランジスタの出力端子と受光用トランジスタの制御端子との間に接続される。

本発明によれば、受光用基準電圧が不要となる。したがって、回路を削減することができる。
第６の発明の光検出回路は、第５の発明の光検出回路の帰還用誤差増幅器の第２入力端子が、前記受光用トランジスタの前記制御端子に接続されていることを特徴とする。

本発明によれば、受光用トランジスタの制御端子の電圧を受光用基準電圧として用いている。第２の発明の受光用トランスインピーダンスアンプの第１入力端子の電圧と第２入力端子の電圧とがほぼ同一であることに基づき、第２の発明において受光用トランスインピーダンスアンプの第２入力端子に接続された帰還用誤差増幅器の第２入力端子を、第３の発明では、受光用トランスインピーダンスアンプの第１入力端子に接続した。したがって、本発明の受光用トランスインピーダンスアンプは、受光用トランジスタ、電流制御抵抗、及び、第２受光用帰還抵抗で構成され、受光用基準電圧が不要となる。故に、回路を削減することができる。

受光用トランジスタの制御端子の電圧は、受光用トランジスタの出力端子の電流によって決まり、ほぼ一定である。したがって、帰還回路が、受光用トランスインピーダンスアンプの入力電流の直流成分及び低周波成分を除去することによって、受光用トランスインピーダンスアンプの出力電圧の低周波成分を低減し、直流成分をほぼ一定に保持する。したがって、屋外環境に存在する外乱光が大きくなっても、加算器の出力電圧の低周波成分は低減され、直流成分は一定に保持される。

第７の発明の光検出回路は、第２〜６のいずれかの発明の光検出回路の帰還用誤差増幅器が、第１誤差増幅用トランジスタと、第２誤差増幅用トランジスタと、第１誤差増幅用負荷と、第２誤差増幅用負荷と、誤差増幅用電流源とを含む。第１誤差増幅用トランジスタは、受光用トランスインピーダンスアンプの出力端子に制御端子が接続される。第２誤差増幅用トランジスタは、受光用基準電圧が制御端子に入力される。第１誤差増幅用負荷は、第１誤差増幅用トランジスタの出力端子に接続される。第２誤差増幅用負荷は、第２誤差増幅用トランジスタの出力端子に接続される。誤差増幅用電流源は、第１誤差増幅用トランジスタと前記第２誤差増幅用トランジスタとの共通ノードに接続される。また、平滑化回路は、入力端子と出力端子との間に接続されるキャパシタのみである。

本発明によれば、帰還用誤差増幅器の比較的大きな出力インピーダンスと平滑化回路のキャパシタによって、必要十分な低域通過フィルタが構成される。したがって、受光用トランスインピーダンスアンプの入力電流の直流成分及び低周波成分に対して、十分な帰還をかけることができる。

第８の発明の光検出回路は、第１〜７のいずれかの発明の光検出回路のトランスコンダクタンスアンプが、第１変換用トランジスタと、第２変換用トランジスタと、第１変換用負荷と、第２変換用負荷と、変換用電流源とを含む。第１変換用トランジスタは、受光用トランスインピーダンスアンプの出力端子に制御端子が接続される。第２変換用トランジスタは、変換用基準電圧が制御端子に入力される。第１変換用負荷は、第１変換用トランジスタの出力端子に接続される。第２変換用負荷は、第２変換用トランジスタの出力端子に接続される。変換用電流源は、第１変換用トランジスタと第２変換用トランジスタとの共通ノードに接続される。

第９の発明の光検出回路は、第１〜８のいずれかの発明の光検出回路が、複数の受光回路の出力を選択する選択制御回路と、複数の受光回路と前記加算器との間に挿入され、選択制御回路の出力に応じて動作する複数の選択スイッチとを更に備える。加算器は、複数の受光回路が複数の前記選択スイッチを介して入力端子に接続された加算用トランスインピーダンスアンプを有する。加算用トランスインピーダンスアンプは、複数の受光回路の出力端子が前記選択スイッチを介して第１入力端子に接続され、加算用基準電圧が第２入力端子に接続された加算用オペアンプと、加算用オペアンプの出力端子と前記加算用オペアンプの前記第１入力端子との間に接続された加算用帰還抵抗とを含む。

本発明によれば、加算器は電流加算を行うため、電圧加算を行う場合のように、その利得−周波数特性が加算するチャネル数によって変化することがない。すなわち、加算器の利得及び周波数帯域は変化しない。レーザ光の照射タイミングから反射光の受光タイミングまでの時間に基づいて反射物体を検出するタイムオブフライトによる計測を行う場合、光検出回路の利得または周波数帯域の変化が計測エラーの原因となるが、本発明によれば、計測エラーが生じない。

また、選択制御回路からの信号で動作する各選択スイッチが、各受光回路を選択的に加算器に接続する。このため、反射パルス光の入射位置予測と反射パルス光のゴースト光の入射位置予測や反射パルス光の受光の際の欠けを防ぐために、複数の受光回路のうち必要かつ十分な受光回路のみを加算器に接続することができる。すなわち、出力信号のない受光回路を加算器から切り離すことができるので、光検出回路の出力のＳ／Ｎ比を大きくすることができる。

また、外乱光が発生する電流は光検出回路の入力端にて除去されるため外乱光によるアンプの飽和とは無関係に初段のゲインを大きく設定して初段アンプの感度を大きく設定することができ、アンプを低ノイズにする事ができる。

第１０の発明の光検出回路は、第１〜８のいずれかの発明の光検出回路が、トランスコンダクタンスアンプの動作または非動作を制御することによって、複数の前記受光回路の出力を選択する選択制御回路を更に備える。加算器は、複数の受光回路が入力端子に接続された加算用トランスインピーダンスアンプを有する。加算用トランスインピーダンスアンプは、複数の受光回路の出力端子が第１入力端子に接続され、加算用基準電圧が第２入力端子に接続された加算用オペアンプと、加算用オペアンプの出力端子と前記加算用オペアンプの前記第１入力端子との間に接続された加算用帰還抵抗とを含む。

本発明によれば、加算器は電流加算を行うため、電圧加算を行う場合のように、その利得−周波数特性が加算するチャネル数によって変化することがない。すなわち、加算器の利得及び周波数帯域は変化しない。したがって、本発明によれば、上述のように計測エラーが生じない。

また、各受光回路のトランスコンダクタンスアンプは、選択制御回路からの信号に基づき動作する。このため、上述のように、複数の受光回路のうち必要かつ十分な受光回路のみを動作させることができる。すなわち、出力信号のない受光回路を非動作の状態にしておけるので、光検出回路の出力のＳ／Ｎ比を大きくでき、且つ、光検出回路の消費電力を低減できる。

第１１の発明の光検出回路は、第１〜１０のいずれかの発明の光検出回路が、加算器の出力端子が第１端子に接続された比較用キャパシタと、比較用キャパシタの第２端子が第１入力端子に接続され、比較用基準電圧が第２入力端子に入力された比較器と、比較器の第１入力端子に直流電圧を供給する比較用直流電圧源と、比較器の第１入力端子と比較用直流電圧源との間に挿入され、比較用キャパシタの電位を制御する充放電制御回路とを有する受光タイミング検出回路を更に備える。

第１２の発明の基準電圧生成回路は、光検出素子と、光検出素子が制御端子に接続された受光用トランジスタと、受光用トランジスタの出力端子と固定電位との間に接続された電流制御抵抗と、受光用トランジスタの出力端子と受光用トランジスタの制御端子との間に接続された（第２）受光用帰還抵抗と、受光用トランジスタの出力端子が第１入力端子に接続され、受光用トランジスタの制御端子が第２入力端子に接続された帰還用誤差増幅器と、帰還用誤差増幅器の出力端子が入力端子に接続された平滑化回路と、平滑化回路の出力端子が制御端子に接続され、受光用トランジスタの制御端子が光検出素子と接続する端子に接続された帰還用トランジスタとを備える。

本発明によれば、光検出素子が光を受けると、受光用トランジスタの出力端子に電圧が発生する。光検出素子が受ける光の強度が変動すると、（第２）受光用帰還抵抗に流れる電流が変動して、受光用トランジスタの出力端子の電圧が変動するが、帰還用誤差増幅器がその変動を検出することによって、平滑化回路と受光用トランジスタとが（第２）受光用帰還抵抗に流れる電流の直流成分及び低周波成分を除去する。したがって、受光用トランジスタの出力端子の電圧の低周波成分は低減され、直流成分は受光用トランジスタの制御端子の電圧の直流成分と等しく一定に保持される。

ここで、受光用トランジスタの制御端子の電圧は、受光用トランジスタの出力端子の電流によって決まり、ほぼ一定である。したがって、受光用トランジスタの出力端子の電圧の低周波成分は低減され、直流成分は常に一定に保持される。

本発明によれば、帰還回路が、外乱光成分を除去し、光検出回路の出力電圧の低周波成分を低減し、直流成分を一定に保持するため、光検出回路の出力電圧を、この電圧の直流成分に近づけて設定する基準電圧と比較することができる。したがって、本発明の光検出回路を用いれば、屋外環境に存在する外乱光の影響を受けることなく、反射物体によって反射された反射光の検出精度を向上することができる。

また、受光回路を分割しているため、光検出素子の寄生容量による周波数帯域の劣化が軽減される。

また、光検出素子ごとに増幅器を接続しているため、光検出素子の数が増減しても、この増幅器の利得−周波数特性がばらつくことがなく、光検出回路の検出精度が安定する。

また、加算器は電流加算を行うため、電圧加算を行う場合のように、その利得−周波数特性が加算するチャネル数によって変化することがない。すなわち、加算器の周波数帯域は変化しない。したがって、本発明の光検出回路は、レーザ光の照射タイミングから反射光の受光タイミングまでの時間に基づいて反射物体を検出するタイムオブフライトによる計測に用いられても、検出物体までの距離を高精度に検出することができる。

また、受光回路ごとに外乱光成分を除去しているため、光検出素子ごとに外乱光がばらついても、高い検出精度を保持することができる。

また、複数の受光回路のうち必要な受光回路のみを選択する選択回路を有しているので、必要な受光回路のみの出力を加算することができる。すなわち、不要な受光回路の出力を加算しないので、不要な外乱光による雑音を除去することができる。したがって、簡単な回路構成によって光検出精度を向上することができる。

また、複数の受光回路のうち必要な受光回路のみを動作させる選択回路を有しているため、消費電力を低減することができる。

以下、図面を参照して本発明の好適な実施形態について詳細に説明する。なお、各図面において同一又は相当の部分に対しては同一の符号を附すこととする。

図１は、本発明の第１の実施形態にかかる光検出回路の構成を示す回路図である。図１に示す光検出回路１０は、複数の受光回路１２、加算器１４、選択制御回路６０、複数の選択スイッチ６２、及び、受光タイミング検出回路７０を備える。それぞれの受光回路１２は、光検出素子１６、受光用トランスインピーダンスアンプ１８、受光用基準電圧２０ａ、変換用基準電圧２０ｂ、トランスコンダクタンスアンプ２２、及び、帰還回路２４を有する。

光検出素子１６には、例えばフォトダイオードを用いる。光検出素子１６のカソードは第１の電源線２６ａに接続され、光検出素子１６のアノードは入力ノード２８ａ（受光用トランスインピーダンスアンプ１８の第１入力端子）に接続されている。光検出素子１６は、受信光を受けて、受信光に応じた電流を生成する。

受光用トランスインピーダンスアンプ１８は、受光用オペアンプ３０と第１受光用帰還抵抗３２とを含む。受光用オペアンプ３０の反転入力端子（第１入力端子）は入力ノード２８ａに接続され、受光用オペアンプ３０の非反転入力端子（第２入力端子）には受光用基準電圧２０ａが入力されている。受光用オペアンプ３０の出力端子は、帰還ノード２８ｂ（受光用トランスインピーダンスアンプ１８の出力端子）に接続されている。

第１受光用帰還抵抗３２の一端は入力ノード２８ａに接続され、第１受光用帰還抵抗３２の他端は帰還ノード２８ｂに接続されている。受光用トランスインピーダンスアンプ１８は、光検出素子１６の出力電流が入力され、この電流に応じた電圧を出力する。

なお、受光用基準電圧２０aは、バンドギャップリファレンス回路といった一定な電圧を生成する回路によって生成された一定な電圧である。

トランスコンダクタンスアンプ２２には、例えば差動増幅器が用いられる。トランスコンダクタンスアンプ２２の第１入力端子２１ａは帰還ノード２８ｂに接続され、トランスコンダクタンスアンプ２２の第２入力端子２１ｂには変換用基準電圧２０ｂが入力されている。トランスコンダクタンスアンプ２２の出力端子は出力ノード２８ｃに接続されている。トランスコンダクタンスアンプ２２は、受光用トランスインピーダンスアンプ１８の出力電圧が入力され、極性まで含めてこの電圧に応じた電流を出力する。

なお、変換用基準電圧２０ｂは、バンドギャップリファレンス回路といった一定な電圧を生成する回路によって生成された一定な電圧である。変換用基準電圧２０ｂは、受光用基準電圧２０ａと同一であってもよい。この場合、受光用基準電圧２０ａと変換用基準電圧２０ｂとの間のトラッキングを意識する必要がなくなるので、温度変動や電源電圧変動を抑制しない比較的簡単な構成の基準電圧生成回路を使用することができる。

帰還回路２４は、帰還用誤差増幅器３４、平滑化回路３６、及び、帰還用トランジスタ３８を含む。帰還用誤差増幅器３４のマイナス入力端子（第１入力端子）は帰還ノード２８ｂに接続され、帰還用誤差増幅器３４のプラス入力端子（第２入力端子）は受光用基準電圧２０ａに接続されている。帰還用誤差増幅器３４の出力端子は平滑化回路３６の入力端子に接続されている。平滑化回路３６の出力端子は、帰還用Ｎ型トランジスタ３８の制御端子（ゲート）に接続されている。

帰還用Ｎ型トランジスタ３８の第１の端子（ドレイン）は入力ノード２８ａに接続され、帰還用Ｎ型トランジスタ３８の第２の端子（ソース）は第２の電源線２６ｂに接続されている。

帰還回路２４は、受光用トランスインピーダンスアンプ１８の入力電流の直流成分及び低周波成分を除去することによって、受光用トランスインピーダンスアンプ１８の出力電圧の低周波成分を低減し、直流成分を受光用基準電圧２０ａに保持する。

なお、帰還用Ｎ型トランジスタ３８は、受光用トランスインピーダンスアンプ１８の入力電流の直流成分及び低周波成分を除去できるくらい、すなわち、外乱光の直流成分及び低周波電流を引き抜けるくらい、トランジスタサイズを大きくしておく必要がある。

加算器１４は、例えば受光用トランスインピーダンスアンプ１８と同様な加算用トランスインピーダンスアンプ４０と加算用基準電圧４２とを含む。加算用トランスインピーダンスアンプ４０のマイナス入力端子（第１入力端子）は複数の出力ノード２８ｃにそれぞれ選択スイッチ６２を介して接続され、加算用トランスインピーダンスアンプ４０のプラス入力端子（第２入力端子）は加算用基準電圧４２に接続されている。加算器１４は、複数の受光回路１２の出力電流を選択的に加算して、この加算した電流に応じた電圧を出力する。

選択スイッチ６２には、例えばトランジスタが用いられる。選択スイッチ６２は、選択制御回路６０によってＯＮ、ＯＦＦを切り替える。選択制御回路６０は、複数の受光回路１２のうち、加算器１４に入力する受光回路１２の出力電流を選択するための信号を出力する。

なお、加算用基準電圧４２は、バンドギャップリファレンス回路といった一定な電圧を生成する回路によって生成された一定な電圧であり、受光用基準電圧２０ａと同一であってもよい。

受光タイミング検出回路７０は、比較器と比較用基準電圧とを有している。受光タイミング検出回路７０の詳細な構成は後述する。受光タイミング検出回路７０は、加算器１４からの出力電圧を受けて、比較器によってこの出力電圧と比較用基準電圧とを比較し、受光タイミングを検出する。受光タイミングの検出方法の詳細も後述する。

図２は、本発明の第１の実施形態にかかる光検出回路を具体化した一例を示す回路図である。図２に示すように、トランスコンダクタンスアンプ２２及び帰還回路２４の帰還用誤差増幅器３４には、例えば差動増幅回路を用いることができ、平滑化回路３６には、例えばローパスフィルタやキャパシタを用いることができる。

帰還用誤差増幅器３４は、第１誤差増幅用Ｐ型トランジスタＴｒ１、第２誤差増幅用Ｐ型トランジスタＴｒ２、Ｎ型トランジスタＴｒ３（第１誤差増幅用負荷）、Ｎ型トランジスタＴｒ４（第２誤差増幅用負荷）、及び、誤差増幅用電流源Ｉｃｍ１を有する。

第１誤差増幅用Ｐ型トランジスタＴｒ１の制御端子（ゲート）は帰還ノード２８ｂに接続され、第１誤差増幅用Ｐ型トランジスタＴｒ１の第１の端子（ドレイン）はＮ型トランジスタＴｒ３の第１の端子（ドレイン）に接続され、第１誤差増幅用Ｐ型トランジスタＴｒ１の第２の端子（ソース）は共通ノードＮ１に接続されている。Ｎ型トランジスタＴｒ３の第２の端子（ソース）は第２の電源線２６ｂに接続され、Ｎ型トランジスタＴｒ３の制御端子（ゲート）は共通ノードＮ２に接続されている。また、第１誤差増幅用Ｐ型トランジスタＴｒ１の第１の端子（ドレイン）は帰還用誤差増幅器３４の出力端子とされ、平滑化回路３６の入力端子に接続されている。

第２誤差増幅用Ｐ型トランジスタＴｒ２の制御端子（ゲート）には受光用基準電圧２０ａが入力されている。第２誤差増幅用Ｐ型トランジスタＴｒ２の第１の端子（ドレイン）はＮ型トランジスタＴｒ４の第１の端子（ドレイン）に接続され、第２誤差増幅用Ｐ型トランジスタＴｒ２の第２の端子（ソース）は共通ノードＮ１に接続されている。Ｎ型トランジスタＴｒ４の第２の端子（ソース）は第２の電源線２６ｂに接続され、Ｎ型トランジスタＴｒ４の制御端子（ゲート）は共通ノードＮ２に接続されている。この共通ノードＮ２はＮ型トランジスタＴｒ４の第１の端子（ドレイン）に接続されている。

誤差増幅用電流源Ｉｃｍ１の一方の端子は共通ノードＮ１に接続され、誤差増幅用電流源Ｉｃｍ１の他方の端子は第１の電源線２６ａに接続されている。誤差増幅用電流源Ｉｃｍ１には、例えばカレントミラー回路や抵抗を用いればよい。本実施の形態では、第１誤差増幅用負荷及び第２誤差増幅用負荷にアクティブロード回路を用いているが、それぞれ抵抗を用いてもよい。

同様に、トランスコンダクタンスアンプ２２は、第１変換用Ｐ型トランジスタＴｒ５、第２変換用Ｐ型トランジスタＴｒ６、Ｎ型トランジスタＴｒ７（第１変換用負荷）、Ｎ型トランジスタＴｒ８（第２変換用負荷）、及び、変換用電流源Ｉｃｍ２を有する。

第１変換用Ｐ型トランジスタＴｒ５の制御端子（ゲート）は帰還ノード２８ｂに接続され、第１変換用Ｐ型トランジスタＴｒ５の第１の端子（ドレイン）はＮ型トランジスタＴｒ７の第１の端子（ドレイン）に接続され、第１変換用Ｐ型トランジスタＴｒ５の第２の端子（ソース）は共通ノードＮ３に接続されている。Ｎ型トランジスタＴｒ７の第２の端子（ソース）は第２の電源線２６ｂに接続され、Ｎ型トランジスタＴｒ７の制御端子（ゲート）は共通ノードＮ４に接続されている。また、第１変換用Ｐ型トランジスタＴｒ５の第１の端子（ドレイン）は出力ノード２８ｃと接続され、選択スイッチ６２に接続されている。

第２変換用Ｐ型トランジスタＴｒ６の制御端子（ゲート）には変換用基準電圧２０ｂが入力されている。第２変換用Ｐ型トランジスタＴｒ６の第１の端子（ドレイン）はＮ型トランジスタＴｒ８の第１の端子（ドレイン）に接続され、第２変換用Ｐ型トランジスタＴｒ６の第２の端子（ソース）は共通ノードＮ３に接続されている。Ｎ型トランジスタＴｒ８の第２の端子（ソース）は第２の電源線２６ｂに接続され、Ｎ型トランジスタＴｒ８の制御端子（ゲート）は共通ノードＮ４に接続されている。この共通ノードＮ４はＮ型トランジスタＴｒ８の第１の端子（ドレイン）に接続されている。

変換用電流源Ｉｃｍ２の一方の端子は共通ノードＮ３に接続され、変換用電流源Ｉｃｍ２の他方の端子は第１の電源線２６ａに接続されている。誤差増幅用電流源Ｉｃｍ２には、例えばカレントミラー回路や抵抗を用いればよい。本実施の形態では、第１変換負荷及び第２変換用負荷にアクティブロード回路を用いているが、Ｔｒ５とＴｒ６の入力電圧差を電流に変換できる他の実施形態でも良い。

受光タイミング検出回路７０は、比較用キャパシタ７１、比較用直流電圧源７５、比較器７６、充放電制御回路７７、及び、比較用基準電圧７８を有する。

比較用キャパシタ７１の第１端子は、加算器１４の出力端子に接続されている。比較用キャパシタ７１の第２端子は、比較器７６の第１入力端子に接続されている。比較器７６の第１入力端子には、充放電制御回路７７を介して、比較用直流電圧源７５の一方の端子が接続されている。比較用直流電圧源７５の他方の端子は第２の電源線２６ｂと同電位の第３の電源線２６ｃに接続されている。比較器７６の第２入力端子には、比較用基準電圧７８が入力されている。充放電制御回路７７は、直列に接続された抵抗７３とスイッチ７４とに対して、並列に接続された抵抗７２で構成される。

なお、比較用基準電圧７８は、バンドギャップリファレンス回路といった一定な電圧を生成する回路によって生成された一定な電圧であり、受光用基準電圧２０ａ、変換用基準電圧２０ｂ、及び、加算用基準電圧４２と同一であってもよい。

以下、本発明の第１の実施形態にかかる光検出回路１０の動作を説明する。まず、光検出回路１０が受ける受信光について説明する。図示しない車載用レーダ装置は、発光素子からのレーザ光を、複数の反射角を有するポリゴンミラーによって、少なくとも車幅方向の所定角度範囲内に渡り複数の方向に照射する。この各レーザ光は、反射物体によって反射し、反射光となる。また、屋外環境には、太陽光といった外乱光が存在する。光検出回路１０が受ける受信光には、この反射光と外乱光とが含まれる。

まず過渡状態のことを考える。光検出素子１６がこの受信光を受けて、受信光に応じた電流が受光用トランスインピーダンスアンプ１８に入力される。受光用トランスインピーダンスアンプ１８は、入力ノード２８ａの電圧が受光用基準電圧２０ａと等しくなるように動作し、入力される電流を受光用帰還抵抗３２に流す。したがって、帰還ノード２８ｂの電圧は、受光用帰還抵抗３２の電圧降下によって、受光用基準電圧２０ａより低下する。

帰還回路２４の帰還用誤差増幅器３４は、帰還ノード２８ｂの電圧と受光用基準電圧２０ａの誤差を増幅し、増幅された誤差電圧を出力する。増幅された誤差電圧は、平滑化回路３６によって平滑され、帰還用Ｎ型トランジスタ３８の制御端子（ゲート）に入力される。この制御端子（ゲート）の電圧によって、帰還用Ｎ型トランジスタ３８の第１の端子（ドレイン）−第２の端子（ソース）間に直流電流が流れる。したがって、通常の動作状態では、受光用トランスインピーダンスアンプ１８に流れ込む電流の直流成分が除去され、帰還ノード２８ｂの電圧の直流成分は受光用基準電圧２０ａと等しく一定に保持される。

実際には、平滑化回路３６のキャパシタと帰還用誤差増幅器３４の出力インピーダンスとで低域通過フィルタが構成されるので、受光用トランスインピーダンスアンプ１８に流れ込む電流の低周波成分、すなわち、低域通過フィルタのカットオフ周波数以下の低周波成分も除去され、帰還ノード２８ｂの電圧の低周波成分は低減され、直流成分は受光用基準電圧２０ａと等しく一定に保持される。

トランスコンダクタンスアンプ２２は、この帰還ノード２８ｂの電圧と変換用基準電圧２０ｂとの差電圧を電流に変換して、その電流を出力ノード２８ｃに出力するため、この出力電流の低周波成分は低減され、直流成分は一定となる。加算器１４は、複数の出力ノード２８ｃからの電流であって、低周波成分が低減され、直流成分が一定である電流を加算して、電圧に変換し、この電圧を出力するため、この出力電圧の低周波成分は低減され、直流成分は選択制御回路６０及び選択スイッチ６２によって選択された受光回路１２の数に応じて一定となる。

図３は、受信光と加算器１４の出力電圧の関係を示す図である。図３（ａ）に示すように、受信光は、外乱光にパルス状の反射光が重畳している光である。本実施形態の光検出回路１０は、この受信光を受けると、図３（ｂ）に示すような、外乱光に応じた直流電圧に、パルス状の反射光に応じたパルス電圧が重畳する電圧を加算器１４から出力する。

受光タイミング検出回路７０は、この加算器１４からの出力を、比較用キャパシタ７１を介して、直流分をカットした形で取り出す。直流分がカットされた加算器１４からの出力は、抵抗７３とスイッチ７４を直列にした回路と並列に抵抗７２を取り付けた充放電制御回路７７を介して比較用直流電圧源７５の直流電圧を重畳され、比較器７６の第１入力端子に入力される。比較器７６は、第１入力端子に入力された出力電圧が比較用基準電圧７８と交差する受光タイミングを検出し、レーザ光の照射タイミングから反射光の受光タイミングまでの時間に基づいて反射物体を検出する。この受光タイミングの検出精度を上げるためには、基準電圧を出力電圧の直流電圧に近づけて設定すればよい。

なお、この抵抗７３とスイッチ７４を直列にした回路と並列に抵抗７２を取り付けた充放電制御回路７７は、オフセット変動を除去するために必要な際にスイッチ７４をＯＮとしてキャパシタ７１を抵抗７２よりも十分に小さい値を持つ抵抗７３を用いて小さい時定数で急速に充放電するクイックチャージ回路となっている。

しかしながら、本実施形態の帰還回路２４がない場合、図３（ｃ）に示すように加算する選択チャネルを切り替えたとき、例えば、外乱光の小さなチャネルから大きなチャネルに切り替えたときには、受光用トランスインピーダンスアンプ１８に入力される電流が増加し、受光用帰還抵抗３２の電圧降下によって帰還ノード２８ｂの電圧の直流成分が低下する。したがって、トランスコンダクタンスアンプ２２の出力電流の直流成分が増加し、加算器１４の出力電圧の直流成分が低下する。

図３（ｄ）に示すように、加算器１４の出力電圧が受光タイミング検出回路７０の比較用基準電圧７８と交差するタイミングがなくなる。加算器１４の出力をそのまま直流で処理することは一般的でなく、前述のように一度比較用キャパシタ７１で直流分をカットした上で、もう一度バイアスして処理することになるが、直流分がカットされていても通常はスイッチ７４のないＣＲの高周波通過フィルタで結合するため、ＣＲの時定数によっては、高域通過フィルタを通過した後も図３（ｄ）のように比較器７６で比較用基準電圧７８と交差するタイミングがなくなり、反射光の受光タイミングを検出できなくなる。

また、加算する選択チャネルの数を変えたとき、例えば、増やしたときには、各チャネルに入っている外乱光が同じ位だとしても加算器１４の出力電圧の直流成分は低下することになり、同じことが起きる。

本実施形態では、帰還回路２４が、受光用トランスインピーダンスアンプ１８に入力される電流の直流成分及び低周波成分を除去し、帰還ノード２８ｂの電圧の低周波成分を低減し、直流成分を受光用基準電圧２０ａと等しく一定に保持する。したがって、トランスコンダクタンスアンプ２２の出力電流の低周波成分が低減され、直流成分が一定に保持される。故に、加算器１４の出力電圧の低周波成分が低減され、直流成分が一定に保持される。

図３（ｅ）に示すように、加算器１４の出力電圧が受光タイミング検出回路７０の比較用基準電圧７８と常に交差し、反射光の受光タイミングを検出できる。これは、チャネル切り替えを行った場合でも、加算する選択チャネルの数を変えた場合でも、同じである。

このように、本発明の実施形態によれば、帰還回路２４が、外乱光成分を除去し、光検出回路１０の出力電圧の低周波成分を低減し、直流成分を一定に保持するため、光検出回路１０の出力電圧を、この電圧の直流成分に近づけて設定する基準電圧と比較することができる。したがって、本発明の光検出回路１０を用いれば、屋外環境に存在する外乱光の影響を受けることなく、反射物体によって反射された反射光の検出精度を向上することができる。

また、受光回路１２を分割しているため、光検出素子１６の寄生容量による周波数帯域の劣化が軽減される。

また、光検出素子１６ごとに増幅器（受光用トランスインピーダンスアンプ１８及びトランスコンダクタンスアンプ２２）を接続しているため、選択制御回路６０及び選択スイッチ６２にて加算器１４に接続される受光回路１２の数、すなわち光検出素子１６の数が増減しても、この増幅器の利得−周波数特性がばらつくことがなく、光検出回路１０の検出精度が安定する。

また、加算器１４は電流加算を行うため、電圧加算を行う場合のように、その利得−周波数特性が加算するチャネル数によって変化することがない。すなわち、加算器１４の利得及び周波数帯域は変化しない。レーザ光の照射タイミングから反射光の受光タイミングまでの時間に基づいて反射物体を検出するタイムオブフライトによる計測を行う場合、光検出回路１０の利得または周波数帯域の変化が計測エラーの原因となるが、本発明によれば、計測エラーが生じない。

また、選択制御回路６０からの信号で動作する各選択スイッチ６２が、各受光回路１２を選択的に加算器１４に接続する。このため、反射パルス光の入射位置予測と反射パルス光のゴースト光の入射位置予測や反射パルス光の受光の際の欠けを防ぐために、複数の受光回路１２のうち必要かつ十分な受光回路１２のみを加算器１４に接続することができる。すなわち、出力信号のない受光回路１２を加算器１４から切り離すことができるので、光検出回路１０の出力のＳ／Ｎ比を大きくすることができる。

また、受光回路１２ごとに外乱光成分を除去しているため、光検出素子１６ごとに外乱光がばらついても、高い検出精度を保持することができる。

更に、簡単な回路構成によって光検出精度を向上することができる。

次に、本発明の第２の実施形態にかかる光検出回路について説明する。図４は、本発明の第２の実施形態にかかる光検出回路の構成を示す回路図である。図４に示す光検出回路１０ａは、それぞれの受光回路１２ａが、受光用トランスインピーダンスアンプ１８を受光用トランスインピーダンスアンプ１８ａとし、受光用基準電圧２０ａを有しない構成において、第１の実施形態と異なる。また、光検出回路１０ａは、帰還回路２４の帰還用誤差増幅器３４のプラス入力端子（第２入力端子）が入力ノード２８ａに接続されている点において第１の実施形態と異なる。

すなわち、光検出回路１０ａは、受光用基準電圧２０ａの代わりに受光用Ｎ型トランジスタ５０のゲート−ソース間電圧Ｖ_gsを使う点で第１の実施形態と異なっている。また、選択スイッチ６２を用いず、トランスコンダクタンスアンプ２２が、選択制御回路６０からの信号を受けるトランスコンダクタンスアンプ動作制御端子６４を有するトランスコンダクタンスアンプ２２ａである点において第１の実施形態と異なる。

受光用トランスインピーダンスアンプ１８ａは、受光用Ｎ型トランジスタ５０、第２受光用帰還抵抗５２、及び、電流制御抵抗５４を含む。受光用Ｎ型トランジスタ５０の制御端子（ゲート）は入力ノード２８ａに接続されている。受光用Ｎ型トランジスタ５０の第１の端子（ドレイン）は帰還ノード２８ｂに接続され、受光用Ｎ型トランジスタ５０の第２の端子（ソース）は第２の電源線２６ｂに接続されている。

第２受光用帰還抵抗５２の一端は入力ノード２８ａに接続され、第２受光用帰還抵抗５２の他端は帰還ノード２８ｂに接続されている。電流制御抵抗５４の一端は第１の電源線２６ａに接続され、電流制御抵抗５４の他端は帰還ノード２８ｂに接続されている。受光用トランスインピーダンスアンプ１８ａは、光検出素子１６の出力電流が入力され、この電流に応じた電圧を出力する。

帰還回路２４は、受光用トランスインピーダンスアンプ１８ａの入力電流の直流成分を除去することによって、受光用トランスインピーダンスアンプ１８ａの出力電圧の直流成分を受光用トランスインピーダンスアンプ１８ａの入力電圧の直流成分と等しく一定に保持する。

トランスコンダクタンスアンプ２２ａは、選択制御回路６０からの信号をトランスコンダクタンスアンプ動作制御端子６４で受け、この信号に基づいて動作するかまたは動作しないかを決める。例えば、トランスコンダクタンスアンプ動作制御端子６４に入力される信号によって電流源Ｉｃｍ２をＯＮまたはＯＦＦ制御する。

以下、本発明の第２の実施形態にかかる光検出回路１０ａの動作を説明する。

まず過渡状態で考える。光検出素子１６が受信光を受けて、受光用トランスインピーダンスアンプ１８ａに電流が入力される。受光用トランスインピーダンスアンプ１８ａは、入力される電流を、第２受光用帰還抵抗５２を介して受光用Ｎ型トランジスタ５０の第１の端子（ドレイン）−第２の端子（ソース）間に流す。したがって、帰還ノード２８ｂの電圧は、第２受光用帰還抵抗５２の電圧降下によって、入力ノード２８ａの電圧より低下する。

帰還回路２４の帰還用誤差増幅器３４は、帰還ノード２８ｂの電圧と入力ノード２８ａの電圧の誤差を増幅し、増幅された誤差電圧を出力する。増幅された誤差電圧は、平滑化回路３６によって平滑され、帰還用Ｎ型トランジスタ３８の制御端子（ゲート）に入力される。この制御端子（ゲート）の電圧によって、帰還用トランジスタ３８の第１の端子（ドレイン）−第２の端子（ソース）間に直流電流が流れる。

ここで、入力ノード２８ａの電圧は、受光用Ｎ型トランジスタ５０のドレイン電流によって決まり、ほぼ一定である。したがって、通常の動作状態では受光用トランスインピーダンスアンプ１８ａに流れ込む電流の直流成分が除去され、帰還ノード２８ｂの電圧の直流成分は入力ノード２８ａの電圧の直流成分と等しく一定に保持される。

実際には、平滑化回路３６のキャパシタと帰還用誤差増幅器３４の出力インピーダンスとで低域通過フィルタが構成されるので、受光用トランスインピーダンスアンプ１８に流れ込む電流の低周波成分、すなわち、低域通過フィルタのカットオフ周波数以下の低周波成分も除去され、帰還ノード２８ｂの電圧の直流成分は受光用基準電圧２０ａと等しく一定に保持される。

このように、本発明の実施形態によれば、帰還回路２４が、外乱光成分を除去し、光検出回路１０ａの出力電圧の直流成分を一定に保持するため、光検出回路１０ａの出力電圧を、この電圧の直流成分に近づけて設定する基準電圧と比較することができる。したがって、本発明の光検出回路１０ａを用いれば、屋外環境に存在する外乱光の影響を受けることなく、反射物体によって反射された反射光の検出精度を向上することができる。

また、受光回路１２ａを分割しているため、光検出素子１６の寄生容量による周波数帯域の劣化が軽減される。

また、光検出素子１６ごとに増幅器（受光用トランスインピーダンスアンプ１８ａ及びトランスコンダクタンスアンプ２２）を接続しているため、選択制御回路６０及び選択スイッチ６２にて加算器１４に接続される受光回路１２の数、すなわち光検出素子１６の数が増減しても、この増幅器の利得−周波数特性がばらつくことがなく、光検出回路１０ａの検出精度が安定する。

また、加算器１４は電流加算を行うため、電圧加算を行う場合のように、その利得−周波数特性が加算するチャネル数によって変化することがない。すなわち、加算器１４の利得及び周波数帯域は変化しない。レーザ光の照射タイミングから反射光の受光タイミングまでの時間に基づいて反射物体を検出するタイムオブフライトによる計測を行う場合、光検出回路１０の利得または周波数帯域の変化が計測エラーの原因となるが、本発明によれば、計測エラーが生じない。

また、選択制御回路６０からの信号で動作する各選択スイッチ６２が、各受光回路１２を選択的に加算器１４に接続する。このため、反射パルス光の入射位置予測と反射パルス光のゴースト光の入射位置予測や反射パルス光の受光の際の欠けを防ぐために、複数の受光回路１２のうち必要かつ十分な受光回路１２のみを加算器１４に接続することができる。すなわち、出力信号のない受光回路１２を加算器１４から切り離すことができるので、光検出回路１０の出力のＳ／Ｎ比を大きくすることができる。

また、受光回路１２ａごとに外乱光成分を除去しているため、光検出素子１６ごとに外乱光がばらついても、高い検出精度を保持することができる。

更に、簡単な回路構成によって光検出精度を向上することができる。

なお、本発明は上記した本実施形態に限定されることなく種々の変形が可能である。図５に示すように、受光回路１２ａは、受光回路１２ｂの構成であってもよい。受光回路１２ｂは、受光用トランスインピーダンスアンプ１８ａを受光用トランスインピーダンスアンプ１８ｂに替えた構成において、受光回路１２ａと異なる。受光用トランスインピーダンスアンプ１８ｂは、受光用トランジスタ５０をＮ型トランジスタからＰ型トランジスタに替えた点において、受光用トランスインピーダンスアンプ１８ａと異なる。そのため、受光用トランジスタ５０の第２の端子（ソース）は第１の電源線２６ａに接続され、電流制御抵抗５４は第２の電源線２６ｂに接続されることとなる。

また、図６に示すように、受光回路１２ａは、受光回路１２ｃの構成であってもよい。受光回路１２ｃは、光検出素子の電圧降下、すなわちほぼ一定の電圧が第１の電源線２６ａから決まる構成を、第２の電源線２６ｂから決まる構成に変えた点において、受光回路１２ａとことなる。このとき、帰還ノード２８ｂの電圧変動が受光回路１２ａとは逆方向となるため、受光回路１２ｃは、帰還回路２４を帰還回路２４ｂに、トランスコンダクタンスアンプ２２ａをトランスコンダクタンスアンプ２２ｂに替えた構成において、受光回路１２ｃとことなる。

帰還回路２４ｂは、第１誤差増幅用トランジスタＴｒ１及び第１誤差増幅用トランジスタＴｒ２をＰ型トランジスタからＮ型トランジスタに、トランジスタＴｒ３及びトランジスタＴｒ４をＮ型トランジスタからＰ型トランジスタに、帰還用トランジスタ３８をＮ型トランジスタからＰ型トランジスタに替えた点において、帰還回路２４と異なる。

そのため、トランジスタＴｒ３及びトランジスタＴｒ４の第２の端子（ソース）は第１の電源線２６ａに接続され、誤差増幅用電流源Ｉｃｍ１は第２の電源線２６ｂに接続されることとなる。また、平滑化回路３６のキャパシタ、及び、帰還用トランジスタ３８の第２の端子（ソース）は第１の電源線２６ａに接続されることとなる。

トランスコンダクタンスアンプ２２ｂは、第１変換用トランジスタＴｒ５及び第１変換用トランジスタＴｒ６をＰ型トランジスタからＮ型トランジスタに、トランジスタＴｒ７及びトランジスタＴｒ８をＮ型トランジスタからＰ型トランジスタに替えた点において、トランスコンダクタンスアンプ２２と異なる。そのため、トランジスタＴｒ７及びトランジスタＴｒ８の第２の端子（ソース）は第１の電源線２６ａに接続され、誤差増幅用電流源Ｉｃｍ２は第２の電源線２６ｂに接続されることとなる。

また、図７に示すように、受光回路１２ｃは、受光回路１２ｄの構成であってもよい。受光回路１２ｄは、受光用トランスインピーダンスアンプ１８ａを受光用トランスインピーダンスアンプ１８ｂに替えた構成において、受光回路１２ｃとことなる。

また、図８に示すように、光検出回路１０は、光検出回路１００の構成であってもよい。光検出回路１００は、受光回路１２の代わりに受光回路１２０を用いる構成において光検出回路１０と異なる。受光回路１２０は、帰還用誤差増幅器３４の第２入力端子が受光用基準電圧２０ａでなく、受光用トランスインピーダンスアンプ１８の第１入力端子に接続されている点で、受光回路１２と異なる。受光用トランスインピーダンスアンプ１８の第１入力端子の電圧と第２入力端子の電圧とはほぼ同一であるので、受光回路１２０は受光回路１２と同一の動作を行う。すなわち、光検出回路１００は光検出回路１０と同一の動作を行う。

また、図９に示すように、光検出回路１０ａは、光検出回路１００ａの構成であってもよい。光検出回路１００ａは、受光回路１２ａの代わりに受光回路１２０ａを用いる構成において光検出回路１０ａと異なる。受光回路１２０ａは、変換用基準電圧２０ｂを有しない構成において、受光回路１２ａと異なる。また、受光回路１２０ａは、トランスコンダクタンスアンプ２２ａの第２変換用Ｐ型トランジスタＴｒ６の制御端子が入力ノード２８ａに接続されている点において受光回路１２ａと異なる。すなわち、受光回路１２０ａは、変換用基準電圧２０ｂの代わりに受光用Ｎ型トランジスタ５０のゲート−ソース間電圧Ｖ_gsを使う点で受光回路１２ａと異なっている。上述したように受光用Ｎ型トランジスタ５０のＶ_gsはほぼ一定であるため、受光回路１２０ａは受光回路１２ａと同一の動作を行う。すなわち、光検出回路１００ａは光検出回路１０ａと同一の動作を行う。

また、本実施の形態では、トランジスタに電界効果トランジスタを用いているが、バイポーラトランジスタを用いてもよい。

また、トランスコンダクタンスアンプ動作制御端子の実現方法として、電流源Ｉｃｍ１及び電流源Ｉｃｍ２にスイッチ素子を設けてもよい。具体的には、カレントミラー回路のトランジスタの制御端子（ゲート）を第１又は第２の電源線に短絡するスイッチ素子を設ける。この構成によれば、使用しない受光回路を停止でき、消費電力化が可能である。また、使用しない受光回路による周波数特性の劣化を軽減できる。

トランスコンダクタンスアンプ動作制御端子と同様の制御端子を、トランスインピーダンスアンプ及び誤差増幅回路等に設けてもよい。この場合には、受光回路を動作させる一定時間前に受光回路の電源をＯＮとして帰還ループを安定させておく必要があるが、この構成によれば、更に消費電力化が可能であり、更に周波数特性の劣化を軽減できる。

本発明の第１の実施形態にかかる光検出回路の構成を示す回路図である。 本発明の第１の実施形態にかかる光検出回路を具体化した一例を示す回路図である。 受信光と本実施形態の光検出回路の出力電圧の関係を示す図である。 本発明の第２の実施形態にかかる光検出回路の構成を示す回路図である。 本発明の第２の実施形態にかかる受光回路の構成の一変形例を示す回路図である。 本発明の第２の実施形態にかかる受光回路の構成の一変形例を示す回路図である。 本発明の第２の実施形態にかかる受光回路の構成の一変形例を示す回路図である。 本発明の第１の実施形態にかかる受光回路の構成の一変形例を示す回路図である。 本発明の第２の実施形態にかかる受光回路の構成の一変形例を示す回路図である。

符号の説明

１０…光検出回路、１２…受光回路、１４…加算器、１６…光検出素子、１８…受光用トランスインピーダンスアンプ、２０ａ…受光用基準電圧、２０ｂ…変換用基準電圧、２２…トランスコンダクタンスアンプ、２４…帰還回路、３０…受光用オペアンプ、３２…受光用帰還抵抗、３４…帰還用誤差増幅器、３６…平滑化回路、３８…帰還用トランジスタ、４０…加算用トランスインピーダンスアンプ、４２…加算用基準電圧、６０…選択制御回路、６２…選択スイッチ、７０…受光タイミング検出回路。

Claims (12)

1. 複数の受光回路の出力を選択的に加算する加算器を備える光検出回路であって、
   それぞれの前記受光回路は、
   光検出素子と、
   前記光検出素子が第１入力端子に接続された受光用トランスインピーダンスアンプと、
   前記受光用トランスインピーダンスアンプの出力端子が第１入力端子に接続されたトランスコンダクタンスアンプと、
   前記受光用トランスインピーダンスアンプの前記出力端子と前記受光用トランスインピーダンスアンプの前記第１入力端子との間に接続され、前記受光用トランスインピーダンスアンプの出力電圧を一定に保持するべく帰還をかける帰還回路と、
   を有する光検出回路。
2. 前記帰還回路は、
   前記受光用トランスインピーダンスアンプの前記出力端子が第１入力端子に接続され、受光用基準電圧が第２入力端子に入力された帰還用誤差増幅器と、
   前記帰還用誤差増幅器の出力端子が入力端子に接続された平滑化回路と、
   前記平滑化回路の出力端子が制御端子に接続され、前記受光用トランスインピーダンスアンプの前記第１入力端子が前記光検出素子と接続する端子に接続された帰還用トランジスタと、
   を含むことを特徴とする請求項１に記載の光検出回路。
3. 前記帰還回路は、
   前記受光用トランスインピーダンスアンプの前記出力端子が第１入力端子に接続され、前記受光用トランスインピーダンスアンプの前記第１入力端子が第２入力端子に接続された帰還用誤差増幅器と、
   前記帰還用誤差増幅器の出力端子が入力端子に接続された平滑化回路と、
   前記平滑化回路の出力端子が制御端子に接続され、前記受光用トランスインピーダンスアンプの前記第１入力端子が前記光検出素子と接続する端子に接続された帰還用トランジスタと、
   を含むことを特徴とする請求項１に記載の光検出回路。
4. 前記受光用トランスインピーダンスアンプは、
   前記光検出素子が、前記受光用トランスインピーダンスアンプの前記第１入力端子である第１入力端子に接続され、前記受光用基準電圧が第２入力端子に入力された受光用オペアンプと、
   前記受光用トランスインピーダンスアンプの前記出力端子である前記受光用オペアンプの出力端子と前記受光用オペアンプの前記第１入力端子との間に接続された第１受光用帰還抵抗と、
   を含む請求項２に記載の光検出回路。
5. 前記受光用トランスインピーダンスアンプは、
   前記光検出素子が、前記受光用トランスインピーダンスアンプの前記第１入力端子である制御端子に接続された受光用トランジスタと、
   前記受光用トランスインピーダンスアンプの前記出力端子である前記受光用トランジスタの出力端子と固定電位との間に接続された電流制御抵抗と、
   前記受光用トランジスタの前記出力端子と前記受光用トランジスタの前記制御端子との間に接続された第２受光用帰還抵抗と、
   を含む、
   請求項３に記載の光検出回路。
6. 前記帰還用誤差増幅器の前記第２入力端子は、前記受光用トランジスタの前記制御端子に接続されていることを特徴とする請求項５に記載の光検出回路。
7. 前記帰還用誤差増幅器は、
   前記受光用トランスインピーダンスアンプの前記出力端子に制御端子が接続された第１誤差増幅用トランジスタと、
   前記受光用基準電圧が制御端子に入力される第２誤差増幅用トランジスタと、
   前記第１誤差増幅用トランジスタの出力端子に接続された第１誤差増幅用負荷と、
   前記第２誤差増幅用トランジスタの出力端子に接続された第２誤差増幅用負荷と、
   前記第１誤差増幅用トランジスタと前記第２誤差増幅用トランジスタとの共通ノードに接続された誤差増幅用電流源と、
   を含み、
   前記平滑化回路は、前記入力端子と前記出力端子との間に接続されるキャパシタである、
   請求項２〜６のいずれかに記載の光検出回路。
8. 前記トランスコンダクタンスアンプは、
   前記受光用トランスインピーダンスアンプの前記出力端子に制御端子が接続された第１変換用トランジスタと、
   変換用基準電圧が制御端子に入力される第２変換用トランジスタと、
   前記第１変換用トランジスタの出力端子に接続された第１変換用負荷と、
   前記第２変換用トランジスタの出力端子に接続された第２変換用負荷と、
   前記第１変換用トランジスタと前記第２変換用トランジスタとの共通ノードに接続された変換用電流源と、
   を含む請求項１〜７のいずれかに記載の光検出回路。
9. 複数の前記受光回路の出力を選択する選択制御回路と、
   複数の前記受光回路と前記加算器との間に挿入され、前記選択制御回路の出力に応じて動作する複数の選択スイッチと、
   を更に備え、
   前記加算器は、複数の前記受光回路が複数の前記選択スイッチを介して入力端子に接続された加算用トランスインピーダンスアンプを有し、
   前記加算用トランスインピーダンスアンプは、複数の前記受光回路の出力端子が前記選択スイッチを介して第１入力端子に接続され、加算用基準電圧が第２入力端子に接続された加算用オペアンプと、前記加算用オペアンプの出力端子と前記加算用オペアンプの前記第１入力端子との間に接続された加算用帰還抵抗とを含む、
   請求項１〜８のいずれかに記載の光検出回路。
10. 前記トランスコンダクタンスアンプの動作または非動作を制御することによって、複数の前記受光回路の出力を選択する選択制御回路を更に備え、
    前記加算器は、複数の前記受光回路が入力端子に接続された加算用トランスインピーダンスアンプを有し、
    前記加算用トランスインピーダンスアンプは、複数の前記受光回路の出力端子が第１入力端子に接続され、加算用基準電圧が第２入力端子に接続された加算用オペアンプと、前記加算用オペアンプの出力端子と前記加算用オペアンプの前記第１入力端子との間に接続された加算用帰還抵抗とを含む、
    請求項１〜８のいずれかに記載の光検出回路。
11. 前記加算器の出力端子が第１端子に接続された比較用キャパシタと、
    前記比較用キャパシタの第２端子が第１入力端子に接続され、比較用基準電圧が第２入力端子に入力された比較器と、
    前記比較器の前記第１入力端子に直流電圧を供給する比較用直流電圧源と、
    前記比較器の前記第１入力端子と前記比較用直流電圧源との間に挿入され、前記比較用キャパシタの電位を制御する充放電制御回路と、
    を有する受光タイミング検出回路を更に備える、
    請求項１〜１０のいずれかに記載の光検出回路。
12. 光検出素子と、
    前記光検出素子が制御端子に接続された受光用トランジスタと、
    前記受光用トランジスタの出力端子と固定電位との間に接続された電流制御抵抗と、
    前記受光用トランジスタの前記出力端子と前記受光用トランジスタの前記制御端子との間に接続された受光用帰還抵抗と、
    前記受光用トランジスタの前記出力端子が第１入力端子に接続され、前記受光用トランジスタの前記制御端子が第２入力端子に接続された帰還用誤差増幅器と、
    前記帰還用誤差増幅器の出力端子が入力端子に接続された平滑化回路と、
    前記平滑化回路の出力端子が制御端子に接続され、前記受光用トランジスタの前記制御端子が前記光検出素子と接続する端子に接続された帰還用トランジスタと、
    を備える基準電圧生成回路。

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