TWI451691B - 進行增益控制之放大器及光模組 - Google Patents
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Description
本發明有關於一種放大器以及光模組，特別有關於進行增益控制之放大器以及光模組。
在使用光纖的公共電路網中，實現十億位元/秒之通信速度的GE-PON(Giga Bit Passive Optical Network)，係以受光元件檢測出來自宅側裝置的光信號，並將放大此受光元件所輸出之檢測電流的TIA(轉換阻抗放大器)(即前置放大器)設置於局側裝置。
作為以往的前置放大器，例如在特開昭63-151205號公報(專利文獻1)中，揭露了如下構成。亦即，一種透過前置放大器將由於輸入光而變化之累崩光(avalanche photodiode)二極體的輸出電流輸出以作為輸出電壓，並藉由AGC(Automatic Gain Control)電路來控制此輸出電壓的光接收電路，其具備：飽和電壓檢測電路，其檢測出前置放大器之輸出電壓的飽和；以及分流電路，其依照飽和電壓檢測電路的輸出，將累崩光二極體的輸出電流分流。
另外，在特開平9-8563號公報(專利文獻2)中，則揭露了如下構成。亦即，放大來自受光元件之電流信號的受光前置放大器具備：迴授放大電路，其可根據電流信號的大小，藉由第1控制信號而改變增益相位特性；以及大輸入控制電路，其比較迴授放大電路之輸出和基準電壓，並將第1控制信號輸出至迴授放大電路。迴授放大電路由以下所構成：放大器，其放大電流信號；緩衝電路，其對放
大器的輸出進行緩衝；迴授用第1電阻和第2電阻，其切換放大器的增益；相位補償電容器，其進行放大器的相位補償；以及第1開關元件和第2開關元件，其等進行增益及補償相位的切換動作。
另外，在特開2006-101223號公報(專利文獻3)中，揭露了如下構成。亦即，具備：反相放大電路，其被輸入脈衝信號；第1迴授電路，其被配置在反相放大電路的輸入節點和輸出節點之間；第2迴授電路，其被配置成與第1迴授電路並列；脈衝區間判定部，其根據反相放大電路的輸出來判定脈衝信號的持續期間，並輸出表示脈衝信號之截止(OFF)時期的第1信號；以及增益切換信號產生部，其根據反相放大電路的輸出來判定脈衝信號的振幅，並輸出表示振幅超過既定閾值之情形的第2信號。第2迴授電路包含相位補償用電容器、以及根據第1信號和第2信號來控制開閉的開關，且增益會藉由開關之開閉而受到控制。
[專利文獻1]特開昭63-151205號公報
[專利文獻2]特開平9-8563號公報
[專利文獻3]特開2006-101223號公報
專利文獻1所記載的前置放大器之構成係藉由飽和電壓檢測電路來檢測出輸出電壓之飽和，並根據飽和電壓檢測電路之輸出來對累崩光二極體之輸出電流進行分流，藉以將從累崩光二極體流至前置放大器(放大電路)的電流減少既定量。不過，這種構成很難調整分流量。亦即，若將
分流量設定過小，而在前置放大器之位準比較小的情況下，會有無法防止前置放大器之飽和，且前置放大器之動態範圍變狹窄的問題。但在另一方面，若將分流量設定過大，會有S/N(Signal to Noise)比惡化的問題。
在專利文獻1的實施例中，將進行反相放大的前置放大器之輸出電壓和基準電壓Vref進行比較，在朝向前置放大器之輸入電流信號的位準較大的情況下，前置放大器的輸出電壓會低於基準電壓Vref，而累崩光二極體的輸出電流會被分流。基準電壓Vref的設定將變得困難，而將基準電壓Vref設定過小時，分流量變小，前置放大器的動態範圍將變狹窄。另一方面，因為只有在朝向前置放大器的輸入電流信號為邏輯高位準之區間累崩光二極體的輸出電流才會被分流，所以將基準電壓Vref設定過大時，分流量會變大，S/N比會惡化。
第13圖係概略表示專利文獻2及3所記載之前置放大器的構成圖。
參照第13圖，專利文獻2及專利文獻3所記載的前置放大器係藉由切換迴授電阻RF
之電阻值來變更增益的構成。
當將放大電路51之增益設為A，將迴授電阻RF
之電阻值設為RF
，將受光元件PD之寄生電容等的輸入電容設為Cin
時，此前置放大器的DC增益ZT
及-3dB頻域f-3dB
係表示為如下公式。
[數學式1]
在這些公式中，為了簡化說明，則忽略放大電路51的頻率特性，亦即將增益A設為固定值。不過，比起藉由迴授電阻RF
而形成之迴授迴圈的頻域，當放大電路51的頻域變小時，相位邊限會下降且迴授迴圈變得不安定。在此，在放大電路51保持1次之特性的情況下(A(s)=A/(1+s))，在放大電路51中必須有迴授迴圈之倍程度的頻域。為了設計高增益及寬頻域的前置放大器，必須在滿足相位邊限的範圍中擴大放大電路51的增益A。
在第13圖所示的前置放大器中，在光輸入信號位準大的情況下，切換成迴授電阻值小時，DC增益ZT
將變小同時迴授迴圈的頻域將變大。如此一來，放大電路51的頻域會不足，相位邊限會下降。
為了解決這種問題，必須預先確保大一點的相位邊限，亦即將放大電路51的頻域設計得寬一點。不過，電晶體的(增益×頻域)固定，且因為當擴展頻域時，增益會變小，所以在用於高頻的前置放大器方面，這種方法並不合適。
另外，如同專利文獻2所記載的前置放大器，藉由相位補償電容器來控制頻域而使迴授迴圈之頻域不會變大的方法，調整參數困難，且容易受到製造誤差及溫度變動的影響。
因此，本發明之目的係提供可擴展動態範圍，且可穩定放大寬頻域之信號的放大器及光模組。
本發明之某種態樣的放大器具備：第1電晶體，其具有：輸入有電流的第1導通電極；被結合於第1導通電極的控制電極；及被結合於固定電壓源的第2導通電極；第2電晶體，其具有：第1導通電極；被結合於固定電壓源的第2導通電極；及與第1電晶體之控制電極結合的控制電極；迴授電阻，其被結合於第2電晶體的控制電極，且用以使第2電晶體之輸出迴授至第2電晶體之控制電極；以及可變電阻元件，其用以控制從第1電晶體之第1導通電極流向第2電晶體之控制電極及迴授電阻的電流與從第1電晶體之第1導通電極流向第2導通電極的電流之比率。
較佳為可變電阻元件被連接在第1電晶體之第2導通電極和固定電壓源之間。
更佳為可變電阻元件係第3電晶體，其具有：第1導通電極，其結合於第1電晶體的第2導通電極；以及第2導通電極，其結合於固定電壓源；且放大器進一步具備第4電晶體，其具有：第1導通電極，其結合於第2電晶體的第2導通電極；以及第2導通電極，其結合於固定電壓源。
更佳為第1電晶體之尺寸及第2電晶體之尺寸的比值與第3電晶體之尺寸及第4電晶體之尺寸的比值大略相等。
較佳為可變電阻元件被連接在第1電晶體之控制電極和第1電晶體之第1導通電極以及第2電晶體之控制電極之間。
較佳為第1電晶體以及第2電晶體係相同構造，放大器進一步具備電阻，其被結合於第2電晶體的第1導通電極，且由與迴授電阻相同的材料所形成。
較佳為放大器進一步具備電流源，其供給定電流於第1電晶體之第1導通電極。
較佳為放大器具備複數組的第1電晶體及可變電阻元件，且各個第1電晶體的第1導通電極及控制電極共通地結合於第2電晶體的控制電極。
較佳為放大器進一步具備控制電路，其根據第2電晶體的輸出，將可變電阻元件的電阻值控制在3階段以上。
較佳為來自在被動的光網路中所使用之受光元件的電流被輸入於第1電晶體的第1導通電極。
本發明之某種態樣的光模組被使用在具備光纖維的被動的光網路中，該光模組具備：受光元件，其與光纖維以光學方式而結合；第1電晶體，其具有：被結合於受光元件的第1導通電極；被結合於第1導通電極的控制電極；及被結合於固定電壓源的第2導通電極；第2電晶體，其具有：第1導通電極；被結合於固定電壓源的第2導通電極；及與第1電晶體之控制電極結合的控制電極；迴授電阻，其被結合於第2電晶體的控制電極，且用以使第2電晶體之輸出迴授至第2電晶體之控制電極；可變電阻元件，其用以控制從第1電晶體之第1導通電極流向第2電晶體之控制電極及迴授電阻的電流與從第1電晶體之第1導通電極流向第2導通電極的電流之比率；以及端子，其接收用以控制可變電阻元件之電阻值的控制信號。
藉由本發明，能夠擴大動態範圍，且穩定並放大寬頻帶域的信號。
以下，使用圖式說明本發明的實施形態。此外，圖中相同或者相當的部分則賦予相同符號且不重複其說明。
第1圖係表示本發明之第1實施形態的光網路之構成圖。
參照第1圖，光網路501例如是GE-PON，其具備：宅側裝置401A、401B、401C、401D；局側裝置402；以及分離器SP1、SP2。宅側裝置401A、401B、401C、401D與局側裝置402透過分離器SP1及SP2及光纖維OPTF而連接，並互相發送、接收光信號。宅側裝置401D與局側裝置402則是透過分離器SP2以及光纖維OPTF而連接，並互相發送、接收光信號。
第2圖係表示本發明之第1實施形態的局側裝置之構成圖。
參照第2圖，局側裝置402具備光模組301、PON接收部302、PON發送部303、通信控制部304、上位網路接收部305、上位網路發送部306。光模組301包含光接收部51、光發送部52、合分波部53和端子T1~T3。光接收部51包含透鏡201、受光元件PD和前置放大器101。光發送部52包含透鏡202和發光元件203。PON接收部302包含後置放大器54和時脈/資料顯示部55。
藉由上位網路接收部305接收來自上位網路502的訊框，並送往通信控制部304。通信控制部304透過PON發送部303而將訊框輸出至光模組301的端子T3。在光模組301的光發送部52中，發光元件203會將作為從PON發送部303接收之電氣信號的訊框變換為光信號，並透過透鏡202以及合分波部53而發送至宅側裝置。
另一方面，已從宅側裝置發送到局側裝置的光信號透過合分波部53而被光接收部51所接收。在光接收部51中，受光元件PD透過合分波部53以及透鏡201而與光纖維OPTF以光學方式結合。受光元件PD輸出與從光纖維OPTF所接收之光量對應的電氣信號。前置放大器101放大從受光元件PD所接收的電氣信號，並透過端子T1而輸出到PON接收部302。
在PON接收部302中，後置放大器54放大從前置放大器101所接收的電氣信號，並輸出至時脈/資料顯示部55。時脈/資料顯示部55根據從後置放大器54所接收的電氣信號來顯示時脈以及資料。
通信控制部304對從時脈/資料顯示部55所接收的資料進行解碼，並還原資料訊框以及控制訊框。通信控制部304根據已還原的這些訊框，透過上位網路發送部306來對上位網路502發送訊框。另外，通信控制部304為了避免各宅側裝置所發送之光信號在時間上發生衝突，所以會管理來自宅側裝置的脈衝信號之開始時序以及結束時序，使表示可發送脈衝信號的期間之視窗作為控制訊框並通知宅側裝置。宅側裝置因為在被分配的視窗中開始發送脈衝信
號，所以通信控制部304會根據正在管理的時序，在脈衝信號的開始時或者結束時，透過端子T2來將重置信號RST輸出到前置放大器101。
第3圖係表示本發明之第1實施形態的前置放大器之構成的電路圖。
參照第3圖，前置放大器101具備增益控制電路1、反相放大電路2、差動變換電路3、輸出緩衝電路4、NPN電晶體N1、N通道MOS電晶體M1、M11、電容器C1以及反相器INV。反相放大電路2包含NPN電晶體N0、NF、迴授電阻RF
、電阻RL
以及電流源IS1。
NPN電晶體N1具有：集極與基極，其連接於受光元件PD的陽極；以及射極，其連接於N通道MOS電晶體M1之汲極及電容器C1的第1端。
N通道MOS電晶體M1具有：閘極，其接受來自增益控制電路1的增益切換信號GSW；以及源極，其連接於接地電壓源PS2以及電容器C1的第2端。
N通道MOS電晶體M11具有：閘極，其連接於反相器INV的輸出端；汲極，其連接於固定電壓源PS4；以及源極，其連接於電容器C1的第1端。
NPN電晶體N0具有：基極，其連接於NPN電晶體N1的基極及迴授電阻RF
的第1端；集極，其連接於電阻RL
的第1端及NPN電晶體NF的基極；以及射極，其連接於接地電壓源PS2。NPN電晶體NF具有：集極，其連接於固定電壓源PS3及電阻RL
的第2端；以及射極，其連接於迴授電阻RF
的第2端及電流源IS1的第1端。
電流源IS1的第2端連接於接地電壓源PS2。受光元件PD的陰極連接於固定電壓源PS1。
差動變換電路3係將反相放大電路2的輸出電壓VAMP，亦即NPN電晶體NF的射極電壓變換成差動信號，並透過輸出緩衝電路4作為輸出信號VOUT而輸出至端子T1。
為了使輸出電壓VAMP，亦即NPN電晶體N0的輸出迴授至NPN電晶體N0的基極而設置迴授電阻RF
。
為了控制從受光元件PD流向NPN電晶體N0與迴授電阻RF
的電流以及從受光元件PD透過NPN電晶體N1之集極及射極而流向接地電壓源PS2的電流的比率，設置N通道MOS電晶體M1。
第4圖係表示在本發明之第1實施形態的前置放大器中，N通道MOS電晶體M1設為接通(ON)，且N通道MOS電晶體M11設為截止(OFF)之狀態的電路圖。
增益控制電路1根據輸出電壓VAMP來產生並輸出增益切換信號GSW。更詳細而言，增益控制電路1在作為脈衝信號的光輸入信號的開頭中，輸出邏輯低位準之增益切換信號GSW並開始接收光輸入信號。爾後，在光輸入信號的複數位元的期間中，算出輸出電壓VAMP之位準的平均值。然後，增益控制電路1在反相放大電路之輸出電壓VAMP的平均值未達既定值，亦即光輸入信號之位準大的情況下，藉由輸出邏輯高位準的增益切換信號GSW，將N通道MOS電晶體M1設定為接通。如此一來，NPN電晶體N1之射極電位會下降，NPN電晶體N1會成為接通。藉此，
旁路電流ibps
會從受光元件PD通過NPN電晶體N1及N通道MOS電晶體M1而流向接地電壓源PS2。亦即，來自受光元件PD的檢測電流ipd
會被分流為朝向反相放大電路2的輸入電流iin
和旁路電流ibps
。此時，因為NPN電晶體N0及N1的射極會分別結合於接地電壓源PS2，所以NPN電晶體N0及N1會進行如同電流鏡(current mirror)電路的動作，與旁路電流ibps
對應的電流從NPN電晶體N0的集極流向射極。此外，在本發明中，所謂的「結合」並非侷限於各電路要件彼此直接連接的狀態，也包含在各個電路要件間連接有其他電路要件的情況。
另一方面，增益控制電路1在輸出電壓VAMP的平均值為既定值以上，亦即光輸入信號之位準小的情況下，藉由輸出邏輯低位準的增益切換信號GSW，將N通道MOS電晶體M1設定為截止。如此一來，NPN電晶體N1之射極電位會上升，NPN電晶體N1會成為截止。藉此，來自受光元件PD的檢測電流ipd
不會被分流，而是作為輸入電流iin
而流向反相放大電路2。
此外，取代輸出電壓VAMP之位準的平均值，增益控制電路1也可以構成為：在作為脈衝信號的光輸入信號的開頭中，檢測出在光輸入信號的複數位元的期間中之輸出電壓VAMP的底值(bottom value)，並根據這底值來決定增益切換信號GSW的邏輯位準。
反相器INV將從增益控制電路1所接受之增益切換信號GSW的邏輯位準進行反轉，並輸出至N通道MOS電晶體M11的閘極。
增益控制電路1於每個脈衝信號從通信控制部304接受重置信號RST，將N通道MOS電晶體M11設為接通。藉此，因為從固定電壓源PS4將電荷注入於電容器C1，所以能夠使NPN電晶體N1的射極電位迅速地上升。在此，固定電壓源PS4的輸出電壓只要是比NPN電晶體N1之基極．射極間電壓還要大的電壓即可。但是，在已將N通道MOS電晶體M1從截止設為接通的情況下，為了縮短從電容器C1抽出電荷的時間，固定電壓源PS4的輸出電壓最好是接近NPN電晶體N1的基極．射極間電壓之電壓。
另外，增益控制電路1於每個脈衝信號從通信控制部304接受重置信號RST，並清除輸出電壓VAMP的平均值。有時候脈衝信號的光強度於每個宅側裝置會有很大的差異。藉由在每個脈衝信號清除輸出電壓VAMP的平均值，就不會受到過去已接收之脈衝信號的影響，能夠針對重新接收之脈衝信號，精度良好地檢測出輸出電壓VAMP的位準，產生增益切換信號GSW。
此外，增益控制電路1並非侷限於從通信控制部304接收重置信號RST的構成，也可以構成為：自行檢測出脈衝信號的開始或結束，並使增益切換信號GSW的邏輯位準返回初始值。另外，在局側裝置402並非接收脈衝信號，而是接收連續信號的情況下，重置信號RST也可以不存在。
在此，將NPN電晶體N0的相互電導設為gm0，將反相放大電路2的增益設為A，將迴授電阻RF
的電阻值設為RF
，將電阻RL
的電阻值設為RL
。從前置放大器101之輸入節點，亦即受光元件PD和NPN電晶體N1之連接節點所觀
看的迴授電阻RF
之AC阻抗ZRF
係表示為如下公式。
另外，將NPN電晶體N0的基極電流設為ib0
，將基極電壓設為vb0
，將電流增益設為hfe0
。從前置放大器101之輸入節點所觀看的NPN電晶體N0之AC阻抗Z0
係表示為如下公式。
在此，一般而言，因為hfe0
>>(RF
/RL
)，所以在比較公式(1)及公式(2)的情況下，屬於迴授型TIA的前置放大器101之輸入阻抗能以公式(1)而近似。
接著，將NPN電晶體N1的基極電流設為ib1
，將基極電壓設為vb1
，把相互電導設為gm1
，將本徵射極電阻設為re1
，將電流增益設為hfe1
。從前置放大器101之輸入節點所觀看的旁路電流ibps
經過之路徑之AC阻抗Z1
係表示為如下公式。
在N通道MOS電晶體M1為截止的情況下，來自受光元件PD的檢測電流ipd
完全成為輸入電流iin
。另一方面，在N通道MOS電晶體M1為接通的情況下，檢測電流ipd
係根據以公式
(1)所表示之阻抗ZRF
和以公式(3)所表示之阻抗Z1
的比率，如同以下公式(4)而被分流為輸入電流iin
與旁路電流ibps
。
在此，NPN電晶體N0及N1之基極．射極間電壓相等，NPN電晶體N1及NPN電晶體N0之動作點相等。另外，NPN電晶體N0及N1係相同構造的電晶體。藉此，gm1
/gm0
會是由NPN電晶體N0及N1之尺寸比所決定的值，相對於製造誤差及溫度變動而言，是穩定的值。
此外，在本發明中，所謂的「電晶體之尺寸」係象徵著決定電晶體之相互電導的構造上之尺寸。例如，在NPN電晶體中則是射極寬×射極長，在N通道MOS電晶體中則是閘極寬/閘極長。另外，在並聯連接複數個電晶體的時候，尺寸會成為並聯連接之各個電晶體的尺寸總和。
同樣地，藉由以例如聚合物電阻及金屬電阻等之相同種類的元件來製造(亦即，以同樣的材料形成)迴授電阻RF
及電阻RL
，則RF
/RL
相對於製造誤差及溫度變動而言，會是穩定的值。
另外，一般而言，因為RF
/RL
>1，所以能夠藉由與NPN電晶體N0相同程度之尺寸的NPN電晶體N1來有效地抑制輸入電流iin
。
例如，在將迴授電阻RF
的電阻值設為1000Ω，將電阻RL
的電阻值設為200Ω，將NPN電晶體N0以及N1的尺寸設為
相等，亦即設為gm1
/gm0
=1的情況下，輸入電流iin
和旁路電流ibps
的比值會如同以下。
如同這般，藉由將N通道MOS電晶體M1設為接通，相較於N通道MOS電晶體M1設為截止的情況，可將輸入電流iin
抑制在1/6，所以能夠將前置放大器101之強輸入承受度提高至6倍。
N通道MOS電晶體M1為截止時之前置放大器101的增益ZT
係表示為如下公式。
另外，N通道MOS電晶體M1為接通時之前置放大器101的增益ZT
係表示為如下公式。
如同這般，在本發明之第1實施型態的前置放大器中，根據輸出電壓VAMP，控制來自受光元件PD的檢測電流ipd
之分流比率，亦即輸入電流iin
與旁路電流ibps
的比。藉由這種構成，旁路電流ibps
係以相對於檢測電流ipd
的比率來加以決定，輸入強的時候則可增加旁路電流ibps
的量，輸入弱的時候則減少旁路電流ibps
的量。藉此，能夠預防反相放
大電路2飽和且前置放大器101的動態範圍變窄的情況，並且能預防S/N比的劣化。另外，相對於以電阻之比率與電晶體之相互電導的比率所決定之製造誤差及溫度變動而言，檢測電流ipd
的分流比率則是穩定的值，容易調整參數。
另外，在本發明之第1實施形態的前置放大器中，於監視輸出信號VOUT，光輸入信號之位準為大的情況下，將N通道MOS電晶體M1設為接通。藉此，將來自受光元件PD之檢測電流ipd
的一部分作為旁路電流ibps
而使其旁通至接地，減小朝向反相放大電路2的輸入電流iin
，因而看起來是減小前置放大器101的增益。藉由這種構成，因為變得不需要切換迴授電阻的電阻值，所以在增益切換前後不會在迴授迴圈之特性上產生變更，可以免除相位邊限的控制。
另外，在高頻用的TIA中，為了實現高速動作，相較於低頻用的TIA，輸入阻抗及迴授電阻的電阻值被設定較小。因此，在以第3圖所示之前置放大器101來考量的情況下，必須要減低旁路電流ibps
之經過路徑的電阻成分，亦即減小N通道MOS電晶體M1的接通電阻。不過，N通道MOS電晶體M1的接通電阻係因為製造誤差及溫度變動大而難以控制的參數，為了將此接通電阻減小至可忽視的程度，必須擴大N通道MOS電晶體M1的尺寸。此時，若前置放大器之輸入節點的寄生電容變大，則高頻動作就會變得困難。
不過，在本發明之第1實施形態的前置放大器中，N通道MOS電晶體M1連接在NPN電晶體N1的射極和接地
電壓源PS2之間。藉此，因為NPN電晶體N1以射極接地狀態而動作，所以從前置放大器的輸入節點是無法看見N通道MOS電晶體M1的寄生電容。另外，N通道MOS電晶體M1的寄生電容愈大，NPN電晶體N1的射極在高頻領域中會愈穩固地被接地。亦即，減小N通道MOS電晶體M1之接通電阻，並且能使在高頻域的NPN電晶體N1之動作穩定化。
另外，將NPN電晶體N0的基極．射極間電容設為Cbe0，將基極．集極間電容設為Cbc0時，可從輸入節點看見Cbe0+(1+A)×Cbc0的電容。但是(1+A)係由鏡效果所產生者。相對於此，從輸入節點觀看之NPN電晶體N1的電容僅考慮基極．射極間電容Cbe1即可。因此，能夠抑制NPN電晶體N1對於前置放大器101之輸入電容的影響。
另外，在專利文獻1所記載的前置放大器是於光輸入信號的每1個位元切換是否對累崩光二極體之輸出電流進行分流的構成。因此，由於需要高速的控制迴路，所以難以謀求寬頻域化。
不過，在本發明之第1實施形態的前置放大器中，增益控制電路1在脈衝信號的開頭中，會算出光輸入信號之複數位元的期間中之輸出電壓VAMP的位準平均值。然後，增益控制電路1根據輸出電壓VAMP的平均值來產生增益切換信號GSW。在爾後的脈衝信號區間中，只要將增益切換信號GSW固定即可，這樣控制圈就不會動作。藉由這種構成，因為變得不需要高速的控制迴圈，因此能輕易謀求寬頻域化。
此外，NPN電晶體N0及N1也可以是雙極性電晶體以外的電晶體，可置換成例如N通道MOS電晶體。另外，在N通道MOS電晶體M1的寄生電容十分充足的情況下，也可以不設置電容器C1。
接著，使用圖式來說明本發明之其他實施形態。此外，圖中相同或相當的部分則賦予相同符號且不重複其說明。
相較於第1實施形態之前置放大器，本實施形態有關於已改善電路匹配的前置放大器。
第5圖係表示本發明之第2實施形態的前置放大器之構成圖。第6圖係表示在本發明之第2實施形態的前置放大器中，N通道MOS電晶體M0及M1設為接通，且N通道MOS電晶體M11設為截止之狀態的電路圖。
參照第5圖，相較於本發明之第1實施形態的前置放大器，前置放大器102進一步具備N通道MOS電晶體M0及電容器C0。
N通道MOS電晶體M0具有：汲極，其連接於NPN電晶體N0的射極以及電容器C0的第1端；源極，其連接於接地電壓源PS2及電容器C0的第2端；以及閘極。
在N通道MOS電晶體M0的閘極上常被供給有用以將N通道MOS電晶體M0設為接通的電壓。
另外，這些電晶體的尺寸會被設定成：N通道MOS電晶體M0的尺寸：N通道MOS電晶體M1的尺寸=NPN電晶體N0的尺寸：NPN電晶體N1的尺寸。
在本發明之第1實施形態的前置放大器中，藉由擴大
N通道MOS電晶體M1的尺寸，能夠在某個程度上減小其接通電阻，但由於N通道MOS電晶體M1的小接通電阻，在NPN電晶體N0的射極和NPN電晶體N1的射極之間會產生電位差。
不過，在本發明之第2實施形態的前置放大器中，藉由將N通道MOS電晶體M0插入於NPN電晶體N0的射極和接地之間，可改善電路的匹配。藉此，能夠減小NPN電晶體N0之射極和NPN電晶體N1之射極的電位差，能夠抑制N通道MOS電晶體M0之接通電阻的誤差所引起的特性變動。
因為其他構成及動作與第1實施形態的前置放大器相同，所以在此則不重複詳細的說明。
接著，使用圖式來說明本發明的其他實施形態。此外，圖中相同或者相當的部分則賦予相同符號且不重複其說明。
相較於第1實施形態之前置放大器，本實施形態有關於已變更用於增益切換的電晶體之配置的前置放大器。
第7圖係表示本發明之第3實施形態的前置放大器之構成圖。第8圖係表示在本發明之第3實施形態的前置放大器中，N通道MOS電晶體M1設為接通，且N通道MOS電晶體M11設為截止之狀態的電路圖。
參照第7圖，用於增益切換的N通道MOS電晶體M1被配置於NPN電晶體N1的基極節點。亦即，N通道MOS電晶體M1具有：源極，其連接於NPN電晶體N1的基極；
汲極，其連接於NPN電晶體N1的集極、NPN電晶體N0的基極與迴授電阻RF
的第1端；以及閘極，其接收來自增益控制電路1的增益切換信號GSW。
另外，N通道MOS電晶體M11具有：汲極，其連接於N通道MOS電晶體M1的源極與NPN電晶體N1的基極；以及源極，其連接於接地電壓源PS2。
增益控制電路1算出在光輸入信號之複數位元的期間中之反相放大電路2的輸出電壓VAMP之位準的平均值。增益控制電路1在輸出電壓VAMP的平均值未達既定值的情況下，藉由輸出邏輯高位準的增益切換信號GSW，將N通道MOS電晶體M1設定為接通。如此一來，NPN電晶體N1之基極電位會上升，NPN電晶體N1會成為接通。藉此，旁路電流ibps
會從受光元件PD通過NPN電晶體N1而流向接地電壓源PS2。亦即，來自受光元件PD的檢測電流ipd
會被分流為朝向反相放大電路2的輸入電流iin
和旁路電流ibps
。此時，NPN電晶體N0及N1會進行近似於電流鏡電路的動作，與旁路電流ibps
對應的電流從NPN電晶體N0的集極流向射極。
另一方面，增益控制電路1在輸出電壓VAMP的平均值為既定值以上的情況下，藉由輸出邏輯低位準的增益切換信號GSW，將N通道MOS電晶體M1設定為截止，並且將N通道MOS電晶體M11設為接通。如此一來，NPN電晶體N1之基極電位會成為接地電位，NPN電晶體N1會成為截止。藉此，來自受光元件PD的檢測電流ipd
不會被分流，而是作為輸入電流iin
而流向反相放大電路2。
此外，增益控制電路1也可以構成為：在作為脈衝信號的光輸入信號的開頭中，檢測出在光輸入信號的複數位元的期間中之輸出電壓VAMP的底值，以取代輸出電壓VAMP之位準的平均值，並根據這底值來決定增益切換信號GSW的邏輯位準。
若將N通道MOS電晶體M1之接通電阻設為RON1
時，從前置放大器103之輸入節點觀看的旁路經過路徑之阻抗Z1
係表示為如下公式。
NPN電晶體N1之基極節點係高頻線路，對寄生電容很敏感。因此，要擴大N通道MOS電晶體M1的尺寸是有困難的。
不過，從公式(8)中，接通電阻RON1
成為1/(hfe1
+1)，一般而言，hfe1
>100。因此，即使是在N通道MOS電晶體M1之尺寸比較小，接通電阻RON1
大的情況下，也因為成為1/gm1
>>RON1
/(1+hfe1
)，所以能近似於Z1
~1/gm1
。亦即，因為能使公式(8)近似於公式(3)，所以能發揮與本發明之第1實施形態的前置放大器近似的效果。
在此，在N通道MOS電晶體M1為截止的情況下，因為N通道MOS電晶體M11係從前置放大器103的信號線
路，亦即檢測電流ipd
之經過路徑分離，所以N通道MOS電晶體M11的寄生電容不會影響前置放大器103的特性。
另外，在N通道MOS電晶體M1為接通的情況下，N通道MOS電晶體M11的寄生電容影響前置放大器103的信號線路。不過，因為N通道MOS電晶體M11能夠使用小尺寸者，所以能夠將此影響抑制在最小限度。此外，在N通道MOS電晶體M1為接通的情況下，因為光輸入信號的位準大，所以即使前置放大器103之頻域因N通道MOS電晶體M11的寄生電容而縮小，對於前置放大器103之特性造成的影響也小。
因為其他構成及動作與第1實施形態的前置放大器相同，在此就不重複詳細的說明。
接著，使用圖式來說明本發明之其他實施形態。此外，圖中相同或相當的部分則賦予相同符號且不重複其說明。
相較於第1實施形態的前置放大器，本實施形態有關於已增強DC偏壓電流的前置放大器。
第9圖係表示本發明之第4實施形態的前置放大器之構成圖。
參照第9圖，相較於本發明之第1實施形態的前置放大器，前置放大器104具備電流源IS2。
電流源IS2連接於固定電壓源PS5和NPN電晶體N1的集極之間。
電流源IS2接受邏輯高位準的增益切換信號GSW，並供給定電流idc
於NPN電晶體N1的集極。
前置放大器101~103的NPN電晶體N1在接通狀態中需要DC偏壓電流ibias
。藉由檢測電流ipd
及反相放大電路2來供應此DC偏壓電流ibias
。
在此，在檢測電流ipd
大的情況下，若將N通道MOS電晶體M1設為接通狀態並將前置放大器的增益切換至較低側時，能夠藉由檢測電流ipd
來供應NPN電晶體N1的DC偏壓電流。
另一方面，在檢測電流ipd
小的情況下，當將N通道MOS電晶體M1設為接通狀態並將前置放大器的增益切換至較低側時，就無法從檢測電流ipd
中確保充分的DC偏壓電流，反相放大電路2欲供給不足的部分。這時候，當反相放大電路2不具有充分的電流供給能力時，前置放大器的輸入節點的電位下降，前置放大器之輸出節點，亦即NPN電晶體NF的射極電位上升。藉此，因為NPN電晶體N0的基極．射極間電壓及NPN電晶體NF的基極．射極間電壓下降，所以會有前置放大器的動作速度下降的情形。
不過，在本發明之第4實施形態的前置放大器N中，將N通道MOS電晶體M1設為接通狀態並將前置放大器的增益切換至較低者的情況下，從電流源IS2供給定電流Idc
於NPN電晶體N1的集極。藉由這種構成，即使在使檢測電流ipd
分流的情況下，也能確保充分的DC偏壓電流。
因為其他構成及動作與第1實施形態的前置放大器相同，在此就不重複詳細的說明。
接著，使用圖式來說明本發明之其他實施形態。此外，圖中相同或相當的部分則賦予相同符號且不重複其說明。
相較於第1實施形態的前置放大器，本實施形態有關於能夠進行多階段之增益切換的前置放大器。
第10圖係表示本發明之第5實施形態的前置放大器之構成圖。
參照第10圖，前置放大器105具備增益控制電路11，以取代增益控制電路1，並且具備複數個之與本發明之第1實施形態的前置放大器相同之N通道MOS電晶體M1及電容器C1的組合。亦即，前置放大器105具備增益控制電路11、反相放大電路2、NPN電晶體N1~Nn、N通道MOS電晶體M1~Mn及電容器C1~Cn。
NPN電晶體N1~Nn的集極共通連接於受光元件PD的陽極，基極共通連接於NPN電晶體N0的基極及迴授電阻RF
的第1端，射極在N通道MOS電晶體M1~Mn及電容器C1~Cn當中，連接於對應的N通道MOS電晶體之汲極及對應的電容器之第1端。
在前置放大器105中設置複數個旁路路徑，可進行多階段的增益切換。
亦即，增益控制電路11根據輸出電壓VAMP而產生增益切換信號GSW1~GSWn，並輸出至N通道MOS電晶體M1~Mn的閘極。N通道MOS電晶體M1~Mn在接通狀態的時候，分別流過旁路電流ibps1
~ibpsn
。藉由選擇從N通道MOS電晶體M1~Mn當中選擇設為接通狀態的1個或複數個N通道MOS電晶體，可進行多階段的增益切換。另外，相較於以並聯連接的複數個迴授電阻來進行多階段的增益
切換的構成，藉由調整NPN電晶體N1~Nn的尺寸，能夠輕易地調整增益。
此外，前置放大器105也可以構成為：對應N通道MOS電晶體M1~Mn而具備複數個與本發明之第2實施形態的前置放大器相同之用於匹配的N通道MOS電晶體M0。另外，與本發明之第3實施形態的前置放大器相同，亦可構成為具備供給DC偏壓電流的電流源IS2。
因為其他構成及動作與第1實施形態的前置放大器相同，在此就不重複詳細的說明。
接著，使用圖式來說明本發明之其他實施形態。此外，圖中相同或相當的部分則賦予相同符號且不重複其說明。
相較於第1實施形態的前置放大器，本實施形態有關於能夠使旁路路徑之電阻值連續變化的前置放大器。
第11圖係表示本發明之第6實施形態的前置放大器之構成圖。第12圖係表示在本發明之第6實施形態的前置放大器中，N通道MOS電晶體M1設為接通之狀態的電路圖。
參照第11圖，相較於本發明之第1實施形態的前置放大器，前置放大器106具備增益控制電路12，以取代增益控制電路1。增益控制電路12與增益控制電路1不同，不會接收重置信號RST。另外，相較於本發明之第1實施形態的前置放大器，前置放大器106不具備N通道MOS電晶體M11及反相器INV。
增益控制電路12根據輸出電壓VAMP的平均值來產生增益控制信號GCNT，並輸出至N通道MOS電晶體M1之
閘極。更詳細而言，增益控制電路12根據輸出電壓VAMP，藉由連續地亦即3階段以上地控制增益控制信號GCNT的電壓值，而連續地控制N通道MOS電晶體M1的接通電阻。亦即，如第12圖所示，N通道MOS電晶體M1係作為可變電阻而發揮功能。
藉此，因為能夠連續地控制NPN電晶體N1之射極電位，亦即基極．射極間電壓，所以能夠連續地控制相互電導gm1
。
在此，在前置放大器101~105中，當切換增益時，輸出節點的DC電位會變化。因此，在通信信號接收中之增益切換時產生接收錯誤的情況下，前置放大器101~105並不適用於接收、發出連續信號的通信系統。另一方面，如同被動網路的局側裝置，光輸入信號是脈衝信號，並且適合於在每個宅側裝置中，輸入信號之功率有所不同的情況。因為針對每個脈衝信號，於開始接收脈衝信號時決定並固定增益，所以在接收通信信號中，不會切換增益，不會發生接收錯誤。因此，藉由將前置放大器101~105搭載於具備用於接收重置信號RST之端子T2的光模組301，能夠獲得可擴展動態範圍，且穩定並放大寬頻域之信號且適於PON的光模組。
另一方面，在本發明之第6實施形態的前置放大器中，在N通道MOS電晶體M1為完全成為接通的狀態下，會成為和本發明之第1實施形態的前置放大器相同的放大特性。不過，藉由連續地控制N通道MOS電晶體M1的閘極電壓值，亦即增益控制信號GCNT的位準，可以使前置
放大器106的增益連續地變化。藉此，能夠良好地接收連續信號。另外，藉由監控輸出節點的位準，依照光輸入信號的位準來控制增益控制信號GCNT(亦即N通道MOS電晶體M1之閘極電壓)的構成，能夠對應N通道MOS電晶體M1之特性誤差。迴授迴圈並不需要如同專利文獻1所記載之構成般地回應光輸入信號的每一個位元，只要是回應例如在光輸入信號之複數位元的期間中之輸出電壓VAMP之位準的平均值即可。因此，容易謀求寬頻域化。
此次所揭露之實施形態應考量為就所有的觀點做舉例表示，而非限縮。本發明的範圍並非上述的說明者，而是包含申請專利範圍所表示者、與申請專利範圍均等意義者及範圍內之所有變更者。
1、11、12‧‧‧增益控制電路
2‧‧‧反相放大電路
51‧‧‧放大電路
3‧‧‧差動變換電路
4‧‧‧輸出緩衝電路
51‧‧‧光接收部
52‧‧‧光發送部
53‧‧‧合分波部
54‧‧‧後置放大器
55‧‧‧時脈/資料顯示部
101~106‧‧‧前置放大器
201‧‧‧透鏡
202‧‧‧透鏡
203‧‧‧發光元件
301‧‧‧光模組
302‧‧‧PON接收部
303‧‧‧PON發送部
304‧‧‧通信控制部
305‧‧‧上位網路接收部
306‧‧‧上位網路發送部
401A、401B、401C、401D‧‧‧宅側裝置
402‧‧‧局側裝置
501‧‧‧光網路
502‧‧‧上位網路
SP1、SP2‧‧‧分離器
T1~T3‧‧‧端子
PD‧‧‧受光元件
N0、N1~Nn、NF‧‧‧NPN電晶體
M0、M1~Mn、M11‧‧‧N通道MOS電晶體
C0、C1~Cn‧‧‧電容器
INV‧‧‧反相器
RF
‧‧‧迴授電阻
RL
‧‧‧電阻
IS1、IS2‧‧‧電流源
第1圖係表示本發明之第1實施形態的光網路之構成圖。
第2圖係表示本發明之第1實施形態的局側裝置之構成圖。
第3圖係表示本發明之第1實施形態的前置放大器之構成的電路圖。
第4圖係表示在本發明之第1實施形態的前置放大器中，N通道MOS電晶體M1設為接通，且N通道MOS電晶體M11設為截止之狀態的電路圖。
第5圖係表示本發明之第2實施形態的前置放大器之構成圖。
第6圖係表示在本發明之第2實施形態的前置放大器
中，N通道MOS電晶體M0及M1設為接通，且N通道MOS電晶體M11設為截止之狀態的電路圖。
第7圖係表示本發明之第3實施形態的前置放大器之構成圖。
第8圖係表示在本發明之第3實施形態的前置放大器中，N通道MOS電晶體M1設為接通，且N通道MOS電晶體M11設為截止之狀態的電路圖。
第9圖係表示本發明之第4實施形態的前置放大器之構成圖。
第10圖係表示本發明之第5實施形態的前置放大器之構成圖。
第11圖係表示本發明之第6實施形態的前置放大器之構成圖。
第12圖係表示在本發明之第6實施形態的前置放大器中，N通道MOS電晶體M1設為接通之狀態的電路圖。
第13圖係概略表示專利文獻2及3所記載之前置放大器的構成圖。
1‧‧‧增益控制電路
2‧‧‧反相放大電路
3‧‧‧差動變換電路
4‧‧‧輸出緩衝電路
101‧‧‧前置放大器
PD‧‧‧受光元件
N0、N1、NF‧‧‧NPN電晶體
M1、M11‧‧‧N通道MOS電晶體
C1‧‧‧電容器
INV‧‧‧反相器
RF
‧‧‧迴授電阻
RL
‧‧‧電阻
IS1‧‧‧電流源
Claims (11)
- 一種放大器，其具備：第1電晶體，其具有：輸入有電流的第1導通電極；被結合於前述第1導通電極的控制電極；及被結合於固定電壓源的第2導通電極；第2電晶體，其具有：第1導通電極；被結合於前述固定電壓源的第2導通電極；及與前述第1電晶體之控制電極結合的控制電極；迴授電阻，其被結合於前述第2電晶體的控制電極，且用以使前述第2電晶體之輸出迴授至前述第2電晶體之控制電極；以及可變電阻元件，由於控制前述第1電晶體的相互電導，前述可變電阻元件用以控制從前述第1電晶體之第1導通電極流向前述第2電晶體之控制電極及前述迴授電阻的電流，與從前述第1電晶體之第1導通電極流向第2導通電極的電流之比率的分流比。
- 如申請專利範圍第1項所記載之放大器，其中前述可變電阻元件被連接在前述第1電晶體之第2導通電極和前述固定電壓源之間。
- 如申請專利範圍第2項所記載之放大器，其中前述可變電阻元件係第3電晶體，其具有：第1導通電極，其被結合於前述第1電晶體的第2導通電極；以及第2導通電極，其結合於前述固定電壓源，前述放大器進一步具備第4電晶體，其具有：第1導通電極，其結合於前述第2電晶體的第2導通電極；以及 第2導通電極，其結合於前述固定電壓源。
- 如申請專利範圍第3項所記載之放大器，其中前述第1電晶體之尺寸及前述第2電晶體之尺寸的比值與前述第3電晶體之尺寸及前述第4電晶體之尺寸的比值大略相等。
- 如申請專利範圍第1項所記載之放大器，其中前述可變電阻元件被連接在前述第1電晶體之控制電極和前述第1電晶體之第1導通電極以及前述第2電晶體之控制電極之間。
- 如申請專利範圍第1至5項中任一項所記載之放大器，其中前述第1電晶體以及前述第2電晶體係相同構造，前述放大器進一步具備電阻，其被結合於前述第2電晶體的第1導通電極，且由與前述迴授電阻相同的材料所形成。
- 如申請專利範圍第1項所記載之放大器，其中前述放大器在從前述第1電晶體的第1導通電極流向前述第2電晶體的控制電極以及前述迴授電阻的電流減少且前述分流比改變的情況下，進一步具備電流源，其供給定電流於前述第1電晶體之第1導通電極。
- 如申請專利範圍第1項所記載之放大器，其中前述放大器具備複數組的前述第1電晶體以及前述可變電阻元件，且各個前述第1電晶體的第1導通電極及控制電極同通地結合於前述第2電晶體的控制電極。
- 如申請專利範圍第1項所記載之放大器，其中前述放大器進一步具備控制電路，其根據前述第2電晶體的輸出，將前述可變電阻元件的電阻值控制在3階段以上。
- 如申請專利範圍第1項所記載之放大器，其中來自在被動的光網路中所使用之受光元件的電流被輸入於前述第1電晶體的第1導通電極。
- 一種光模組，其被使用在具備光纖維的被動的光網路中，前述光模組具備：受光元件，其與前述光纖維以光學方式而結合；第1電晶體，其具有：被結合於前述受光元件且輸入源自前述受光元件的電流的第1導通電極；被結合於前述第1導通電極的控制電極；及被結合於固定電壓源的第2導通電極；第2電晶體，其具有：第1導通電極；被結合於前述固定電壓源的第2導通電極；及與前述第1電晶體之控制電極結合的控制電極；迴授電阻，其被結合於前述第2電晶體的控制電極，且用以使前述第2電晶體之輸出迴授至前述第2電晶體之控制電極；可變電阻元件，由於控制前述第1電晶體的相互電導，前述可變電阻元件用以控制從前述第1電晶體之第1導通電極流向前述第2電晶體之控制電極及前述迴授電阻的電流與從前述第1電晶體之第1導通電極流向第2導通電極的電流之比率；以及端子，其接收用以控制前述可變電阻元件之電阻值的控制信號。
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