CN102067445A - 执行增益控制的放大器和光学模块 - Google Patents

Abstract

一种放大器(101)，其包括：第一晶体管(N1)，其具有接收电流的第一导电电极、耦合到所述第一导电电极的控制电极和耦合到固定电压源的第二导电电极；第二晶体管(N0)，其具有第一导电电极、第二导电电极和耦合到所述第一晶体管(N1)的所述控制电极的控制电极；反馈电阻(RF)，其耦合到所述第二晶体管(N0)的所述控制电极，用于将所述第二晶体管(N0)的输出反馈到所述第二晶体管(N0)的所述控制电极；以及可变电阻元件(M1)，其用于控制在从所述第一晶体管(N1)的所述第一导电电极流到所述第二晶体管(N0)的所述控制电极和所述反馈电阻(RF)的电流与在所述第一晶体管(N1)中的从所述第一导电电极流到所述第二导电电极的电流之间的比率。

Description

执行增益控制的放大器和光学模块

技术领域

本发明涉及一种放大器和光学模块，更具体而言，涉及用于执行增益控制的放大器和光学模块。

背景技术

在通过使用光纤的公共通信线网络实现1千兆比特/秒的通信速度的GE-PON(千兆比特Ethernet(注册商标，以太网)无源光学网络)中，光接收元件从房屋装置检测光信号，并且在站侧装置中提供了TIA(跨阻放大器)，即，用于放大从这个光接收元件输出的检测电流的前置放大器。

例如，日本专利特开No.63-151205(专利文献1)公开了作为传统放大器的下面的配置，其中，光接收电路通过前置放大器来输出雪崩光电二极管的输出电流作为依赖于光输入而改变的输出电压，并且通过AGC(自动增益控制)电路来控制这个输出电压。光接收元件包括：饱和电压检测电路，所述饱和电压检测电路用于检测前置放大器的输出电压的饱和；以及，分流电路，所述分流电路用于响应于饱和电压检测电路的输出而分流雪崩光电二极管的输出电流。

此外，日本专利特开No.09-008563(专利文献2)公开了具有光接收前置放大器的配置，该光接收前置放大器用于放大来自光接收元件的电流信号。所述光接收放大器包括：反馈放大器电路，其被配置成根据电流信号的幅值、通过第一控制信号来改变增益相位特性；以及，大输入控制电路，其被配置成将所述反馈放大器电路的输出与所述基准电压进行比较，以向所述反馈放大器电路输出第一控制信号。所述反馈放大器电路由下述部分构成：放大器，所述放大器用于放大电流信号；缓冲器电路，所述缓冲器电路用于缓冲所述放大器的输出；第一和第二反馈电阻，所述第一和第二反馈电阻用于切换所述放大器的增益；相位补偿电容器，所述相位补偿电容器用于执行所述放大器的相位补偿；以及，所述第一和第二开关元件，所述所述第一和第二开关元件用于执行所述增益和相位补偿的切换操作。

此外，日本专利特开No.2006-101223(专利文献3)公开了如下配置，所述配置包括：输入突发信号的反相放大器电路；第一反馈电路，其被设置在反相放大器电路的输入节点和输出节点之间；第二反馈电路，其被设置成与所述第一反馈电路并联；突发部分确定单元，其用于基于所述反相放大器电路的输出来确定所述突发信号的持续时间时期，并且输出用于指示突发信号的关闭时间时期的第一信号；以及，增益切换信号产生单元，其用于基于所述反相放大器的输出来确定所述突发信号的幅值，并且输出第二信号，所述第二信号用于指示所述幅值已经超过预定阈值。第二反馈电路包括相位补偿电容器和开关，所述开关被控制成基于第一和第二信号来断开或闭合，其中，通过断开和闭合所述开关来控制所述增益。

专利文献1：日本专利特开No.63-151205

专利文献2：日本专利特开No.09-008563

专利文献3：日本专利特开No.2006-101223

发明内容

本发明要解决的问题

在专利文献1中公开的前置放大器被配置成使得通过饱和电压检测电路来检测输出电压的饱和，并且根据饱和电压检测电路的输出来分流雪崩光电二极管的输出电流，由此从雪崩光电二极管到前置放大器(放大器电路)的电流减少预定数量。然而，这种配置使得难以调整电流的分流数量。换句话说，当分流数量被设置得太小时，在光输入信号的电平较高时不能防止前置放大器的饱和，这引起前置放大器的动态范围变窄的问题。另一方面，分流的数量被设置得太大，这也引起S/N(信噪比)变差的问题。

在专利文献1的实施例中，将执行反相放大的前置放大器的输出电压与基准电压Vref进行比较。当向前置放大器输入的电流信号的电平高时，前置放大器的输出电压降低得低于基准电压Vref，并且雪崩光电二极管的输出电流被分流。难以设置基准电压Vref。当基准电压Vref被设置得太低时，分流数量降低，结果是前置放大器的动态范围变窄。同时，仅在其中向前置放大器的输入电流信号在逻辑高电平的部分中，雪崩光电二极管的输出电流被分流。因此，当基准电压Vref被设置得太高时，分流的数量被提高，导致信噪比变差。

图13是示意地示出在专利文献2和3中公开的前置放大器的配置的示意图。

参见图13，在专利文献2和3中公开的前置放大器被配置成通过切换反馈电阻RF的电阻值来改变增益。

假定放大器电路51的增益是A，则反馈电阻RF的电阻值是RF，并且诸如光接收元件PD的寄生电容的输入电容是Cin，通过下面的等式来表示这个前置放大器的DC增益ZT和-3dB频带f-3dB。

[等式1]

$Z_T=\frac{A}{1+A}\×R_F$

$f_{-3\mathrm{dB}}=\frac{A}{2\×\mathrm{\π}\×R_F\×C_{\mathrm{in}}}$

在上面的等式中，为了说明简单，忽略放大器电路51的频率特性，其中，将增益A假定为固定值。然而，当放大器电路51的带宽比由反馈电阻RF形成的反馈回路的带宽更窄时，相位容限被降低以引起反馈回路的不稳定。在该情况下，当放大器电路51具有主特性(A(s)＝A/(1+s))时，要求放大器电路51具有反馈回路的大约

倍的带宽。为了设计具有高增益和宽带宽的前置放大器，应该在其中满足相位容限的范围内提高放大器电路51的增益A。

在图13中所示的前置放大器中，当反馈电阻值被切换成在当光输入信号电平为高的情况下被降低时，DC增益ZT被降低，并且反馈回路的带宽被加宽。这导致放大器电路51的带宽的不足，这引起相位容限的降低。

为了解决上述问题，应当预先保证相对大的相位容限，即，应当设计放大器电路51以具有相对宽的带宽。然而，这种方法不适合于高频前置放大器，因为晶体管的(增益×带宽)不变，并因此，增益与带宽的宽度的提高成比例地降低。

此外，在通过像在专利文献2中公开的前置放大器中那样通过相位补偿电容器来控制带宽而防止在反馈回路的带宽宽度的提高的方法中，参数调整困难，并且此外，更可能施加制造变化和温度波动的影响。

因此，本发明的目的是提供一种放大器和光学模块，它们能够扩展动态范围，并且稳定地放大宽带信号。

用于解决问题的手段

根据本发明的一个方面的一种放大器包括：第一晶体管，其具有接收电流的第一导电电极、耦合到所述第一导电电极的控制电极以及耦合到固定电压源的第二导电电极；第二晶体管，其具有第一导电电极、耦合到所述固定电压源的第二导电电极以及耦合到所述第一晶体管的所述控制电极的控制电极；反馈电阻，其耦合到所述第二晶体管的所述控制电极，用于将所述第二晶体管的输出反馈到所述第二晶体管的所述控制电极；以及可变电阻元件，用于控制在从所述第一晶体管的所述第一导电电极流到所述第二晶体管的所述控制电极和所述反馈电阻的电流与在所述第一晶体管中的从所述第一导电电极流到所述第二导电电极的电流之间的比率。

优选地，所述可变电阻元件被连接在所述第一晶体管的所述第二导电电极与所述固定电压源之间。

更优选地，所述可变电阻元件是第三晶体管，所述第三晶体管具有耦合到所述第一晶体管的所述第二导电电极的第一导电电极以及耦合到所述固定电压源的第二导电电极。所述放大器进一步包括第四晶体管，所述第四晶体管具有耦合到所述第二晶体管的所述第二导电电极的第一导电电极以及耦合到所述固定电压源的第二导电电极。

更优选地，在所述第一晶体管的尺寸和所述第二晶体管的尺寸之间的比率大约等于在所述第三晶体管的尺寸和所述第四晶体管的尺寸之间的比率。

优选地，所述可变电阻元件被连接在所述第一晶体管的所述控制电极与所述第一晶体管的所述第一导电电极和所述第二晶体管的所述控制电极之间。

优选地，所述第一晶体管在构造上与所述第二晶体管相同，并且所述放大器进一步包括电阻器，所述电阻器耦合到所述第二晶体管的所述第一导电电极，并且由与所述反馈电阻的材料相同的材料形成。

优选地，所述放大器进一步包括电流源，所述电流源用于向所述第一晶体管的所述第一导电电极供应恒定电流。

优选地，所述放大器包括多个组，每个组包括所述第一晶体管和所述可变电阻元件。每个第一晶体管的所述第一导电电极和所述控制电极共同地耦合到所述第二晶体管的所述控制电极。

优选地，所述放大器进一步包括控制电路，所述控制电路用于基于所述第二晶体管的输出来以三级或更多级控制所述可变电阻元件的电阻值。

优选地，所述第一晶体管的所述第一导电电极从在无源光学网络中使用的光接收元件接收电流。

根据本发明的一个方面的一种光学模块在具有光纤的无源光学网络中使用。所述光学模块包括：光接收元件，其光耦合到所述光纤；第一晶体管，其具有耦合到是光接收元件的第一导电电极、耦合到所述第一导电电极的控制电极以及耦合到固定电压源的第二导电电极；第二晶体管，其具有第一导电电极、耦合到所述固定电压源的第二导电电极以及耦合到所述第一晶体管的所述控制电极的控制电极；反馈电阻，其耦合到所述第二晶体管的所述控制电极，用于将所述第二晶体管的输出反馈到所述第二晶体管的所述控制电极；可变电阻元件，其用于控制在从所述第一晶体管的所述第一导电电极流到所述第二晶体管的所述控制电极和所述反馈电阻的电流与在所述第一晶体管中的从所述第一导电电极流到所述第二导电电极的电流之间的比率；以及端子，其用于接收控制信号，所述控制信号用于控制所述可变电阻元件的电阻值。

本发明的效果

本发明允许动态范围被扩展以稳定地放大宽带信号。

附图说明

图1是示出根据本发明的第一实施例的光学网络的配置的示意图。

图2是示出根据本发明的第一实施例的站侧装置的配置的示意图。

图3是示出根据本发明的第一实施例的前置放大器的配置的电路图。

图4是示出根据本发明的第一实施例的、在前置放大器中N沟道MOS晶体管M1导通并且N沟道MOS晶体管M11截止的状态的电路图。

图5是示出根据本发明的第二实施例的前置放大器的配置的示意图。

图6是示出根据本发明的第二实施例的、在前置放大器中N沟道MOS晶体管M0和M1导通并且N沟道MOS晶体管M11截止的状态的电路图。

图7是示出根据本发明的第三实施例的前置放大器的配置的示意图。

图8是根据本发明的第三实施例的、在前置放大器中N沟道MOS晶体管M1导通并且N沟道MOS晶体管M11截止的状态的电路图。

图9是示出根据本发明的第四实施例的前置放大器的配置的示意图。

图10是示出根据本发明的第五实施例的前置放大器的配置的示意图。

图11是示出根据本发明的第六实施例的前置放大器的配置的示意图。

图12是示出根据本发明的第六实施例的、在前置放大器中N沟道MOS晶体管M1导通的状态的电路图。

图13是示意地示出在专利文献2和3中公开的前置放大器的配置的示意图。

附图标记的描述

1、11、12增益控制电路，2反相放大器电路，51放大器电路，3差分转换电路，4输出缓冲器电路，51光接收单元，52光发送单元，53多路复用器/解多路复用器，54后置放大器，55时钟/数据恢复单元，101-106前置放大器，201透镜，202透镜，203发光元件，301光学模块，302 PON接收单元，303 PON发送单元，304通信控制单元，305上级网络接收单元，306上级网络发送单元，401A、401B、401C、401D房屋装置，402站侧装置，501光学网络，502上级网络，SP1、SP2分光器，T1-T3，端子，PD光接收元件，N0、N1至Nn、NF NPN晶体管，M0、M1至Mn、M11N沟道MOS晶体管，C0、C1至Cn电容器，INV反相器，RF反馈电阻，RL电阻，IS1、IS2电流源。

具体实施方式

以下参考附图来描述本发明的实施例，其中，通过相同的附图标记来指定相同或相应的部件，并且不重复对其的描述。

第一实施例

图1是示出根据本发明的第一实施例的光学网络的配置的示意图。

参见图1，光学网络501例如是GE-PON，并且包括房屋装置401A、401B、401C和401D、站侧装置402与分光器SP1和SP2。房屋装置401A、401B、401C和401D和站侧装置402经由分光器SP1和SP2以及光纤OPTF而彼此连接，并且相对于彼此发送和接收光信号。房屋装置401D和站侧装置402经由分光器SP2以及光纤OPTF来彼此连接，并且相对于彼此发送和接收光信号。

图2是示出根据本发明的第一实施例的站侧装置的配置的示意图。

参见图2，站侧装置402包括光学模块301、PON接收单元302、PON发送单元303、通信控制单元304、上级网络接收单元305和上级网络发送单元306。光学模块301包括光接收单元51、发光单元52、多路复用器/解多路复用器53和端子T1-T3。光接收单元51包括透镜201、光接收元件PD和前置放大器101。发光单元52包括透镜202和发光元件203。PON接收单元302包括后置放大器54和时钟/数据恢复单元55。

来自上级网络502的帧通过上级网络接收单元305接收，并且被发送到通信控制单元304。通信控制单元304通过PON发送单元303来向光学模块301的端子T3输出该帧。在光学模块301的发光单元52中，发光元件203将与从PON发送单元303接收的电信号相对应的帧转换为光信号，然后，将该光信号通过透镜202和多路复用器/解多路复用器53发送到房屋装置。

同时，由光接收单元51通过多路复用器/解多路复用器53接收从房屋装置向站侧装置发送的光信号。在光接收单元51中，光接收元件PD通过多路复用器/解多路复用器53和透镜201被光耦合到光纤OPTF。光接收元件PD根据从光纤OPTF接收的光量来输出电信号。前置放大器101放大从光接收元件PD接收的电信号，并且将其通过端子T1输出到PON接收单元302。

在PON接收单元302中，后置放大器54放大从前置放大器101接收的电信号，并且将其输出到时钟/数据恢复单元55。时钟/数据恢复单元55基于从后置放大器54接收的电信号来恢复时钟和数据。

通信控制单元304解码从时钟/数据恢复单元55接收的数据，并且重建数据帧和控制帧。基于这些重建的帧，通信控制单元304通过上级网络发送单元306向上级网络502发送帧。此外，通信控制单元304控制来自房屋装置的突发信号的开始时刻和结束时刻等，以便防止从房屋装置发送的光信号的暂时重复，然后向房屋装置通知作为控制帧的窗口，所述控制帧用于指示其间可以发送突发信号的时期。因为房屋装置在所分配的窗口中发送突发信号，所以通信控制单元304基于控制时序在突发信号的开始或结束处通过端子T2向前置放大器101输出复位信号RST。

图3是示出根据本发明的第一实施例的前置放大器的配置的电路图。

参见图3，前置放大器101包括增益控制电路1、反相放大器电路2、差分转换电路3、输出缓冲电路4、NPN晶体管N1、N沟道MOS晶体管M1和M11、电容器C1和反相器INV。反相放大器电路2包括NPN晶体管N0和NF、反馈电阻RF、电阻RL和电流源IS1。

NPN晶体管N1具有与光接收元件PD的阳极相连接的集电极和基极和与N沟道MOS晶体管M1的漏极和电容器C1的第一端相连接的发射极。

N沟道MOS晶体管M1具有用于从增益控制电路1接收增益切换信号GSW的栅极和与地电压源PS2和电容器C1的第二端相连接的源极。

N沟道MOS晶体管M11具有与反相器INV的输出相连接的栅极、与固定电压源PS4相连接的漏极以及与电容器C1的第一端相连接的源极。

NPN晶体管N0具有与NPN晶体管N1的基极和反馈电阻RF的第一端相连接的基极、与电阻RL的第一端和NPN晶体管NF的基极相连接的集电极以及与地电压源PS2相连接的发射极。NPN晶体管NF具有与固定电压源PS3和电阻RL的第二端相连接的集电极以及与反馈电阻RF的第二端和电流源IS1的第一端相连接的发射极。

电流源IS1具有与地电压源PS2相连接的第二端。光接收元件PD具有与固定电压源PS1相连接的阴极。

差分转换电路3将反相放大器电路2的输出电压VAMP，即NPN晶体管NF的发射极电压转换为差分信号，并且通过输出缓冲电路4将所生成的信号作为输出信号VOUT输出到端子T1。

反馈电阻RF被提供，用于向NPN晶体管N0的基极反馈输出电压VAMP，即NPN晶体管N0的输出。

N沟道MOS晶体管M1被提供，用于控制在从光接收元件PD向NPN晶体管N0流动的电流与从光接收元件PD通过NPN晶体管N1的集电极和发射极向地电压源PS2流动的电流之间的比率。

图4是示出根据本发明的第一实施例的、在前置放大器中N沟道MOS晶体管M1导通并且N沟道MOS晶体管M11截止的状态的电路图。

增益控制电路1基于输出电压VAMP来产生和输出增益切换信号GSW。更具体地，在作为突发信号的光输入信号的前沿，增益控制电路1输出逻辑低电平的增益切换信号GSW，以开始接收光输入信号。然后，增益控制电路1计算在光输入信号的多个比特的时期中的输出电压VAMP的电平的平均值。当反相放大器电路2的输出电压VAMP的平均值小于预定值时，即，当光输入信号的电平为高时，增益控制电路1输出逻辑高电平的增益切换信号GSW，由此使得N沟道MOS晶体管M1导通。这导致在NPN晶体管N1的发射极电势降低，以使NPN晶体管N1导通。这引起从光接收元件PD通过NPN晶体管N1和N沟道MOS晶体管M1到地电压源PS2流动的旁路电流ibps。换句话说，来自光接收元件PD的检测电流ipd被分流为向反相放大器电路2的输入电流iin和旁路电流ibps。在该情况下，因为NPN晶体管N0和N1的每个的发射极被耦合到地电压源PS2，所以NPN晶体管N0和N1中的每个以与电流镜电路相同的方式来执行操作，并且与旁路电流ibps相对应的电流从在NPN晶体管N0中的集电极流到发射极中。应当注意，在此使用的术语“耦合”不限于电路元件直接地彼此连接的状态，而是包括另一电路元件连接在电路元件之间的情况。

同时，当输出电压VAMP的平均值大于或等于预定值时，即，当光输入信号的电平为低时，增益控制电路1输出逻辑低电平的增益切换信号GSW，由此使N沟道MOS晶体管M1截止。这导致在NPN晶体管N1的发射极电势增加，以使NPN晶体管N1截止。因此，来自光接收元件PD的检测电流ipd不被分流，而是作为输入电流iin流过反相放大器电路2。

应当注意，增益控制电路1可以被配置成不检测输出电压VAMP的电平的平均值，而是检测在作为突发信号的光输入信号的前沿处的光输入信号的多个比特的时期中的输出电压VAMP的底部值，并且基于这个底部值来确定增益切换信号GSW的逻辑电平。

反相器INV将从增益控制电路1接收的增益切换信号GSW的逻辑电平反相，以向N沟道MOS晶体管M11的栅极输出结果。

增益控制电路1对于每个突发信号从通信控制单元304接收复位信号RST，并且导通N沟道MOS晶体管M11。这使得固定电压源PS4向电容器C1中注入电荷，这使得立即抬高NPN晶体管N1的发射极电势。在该情况下，固定电压源PS4的输出电压可以是比NPN晶体管N1的基极-发射极电压更大的任何电压。然而，当N沟道MOS晶体管M1从截止转换为导通时，优选的是，固定电压源PS4的输出电压接近于NPN晶体管N1的基极-发射极电压，以便缩短用于从电容器C1释放电荷的时间段。

此外，增益控制电路1对于每个突发信号从通信控制单元304接收复位信号RST，以清除输出电压VAMP的平均值。突发信号的光强度会对于每个房屋装置极大地不同。当对于每个突发信号清除输出电压VAMP的平均值时，能够对于新接收的突发信号精确地检测输出电压VAMP的电平，以允许产生增益切换信号GSW，而不受过去接收的突发信号影响。

应当注意，增益控制电路1不限于其中从通信控制单元304接收复位信号RST的配置，而是可以被配置成独立地检测突发信号的开始和结尾，并且将增益切换信号GSW的逻辑电平复位到初始值。此外，当站侧装置402未接收到突发信号而是接收到连续信号时，不需要复位信号RST。

在该情况下，假定NPN晶体管N0的互导是gm0，反相放大器电路2的增益是A，反馈电阻RF的电阻是RF，并且电阻RL的电阻值是RL。通过下面的等式来表示从前置放大器101的输入节点(即在光接收元件PD和NPN晶体管N1之间的连接节点)看的反馈电阻RF的AC阻抗ZRF。

[等式2]

$Z_{\mathrm{RF}}=\frac{R_F}{(1+A)}\≈\frac{R_F}{A}=\frac{1}{g_{m0}}\×\frac{R_F}{R_L}\·\·\·\left(1\right)$

此外，假定NPN晶体管N0的基极电流是ib0，基极电压是vb0，并且电流增益是hfe0。通过下面的等式来表示从前置放大器101的输入节点看的NPN晶体管N0的AC阻抗Z0。

[等式3]

$Z_0=\frac{v_{b0}}{i_{b0}}\≈\frac{h_{\mathrm{fe}0}}{g_{m0}}\·\·\·\left(2\right)$

在该情况下，一般假定hfe0＞＞(RF/RL)。因此，当将等式(1)与等式(2)进行比较时，可以通过等式(1)来近似与反馈型TIA相对应的前置放大器101的输入阻抗。

然后，假定NPN晶体管N1的基极电流是ib1，基极电压是vb1，互导是gm1，固有发射极电阻是re1，并且电流增益是hfe1。通过下面的等式来表示在来自前置放大器101的输入节点的旁路电流ibps的路径上的AC阻抗Z1。

[等式4]

$Z_1=\frac{v_{b1}}{(1+h_{\mathrm{fe}1})\×i_{b1}}=\frac{(1+h_{\mathrm{fe}1})\×i_{b1}\×r_{e1}}{(1+h_{\mathrm{fe}1})\×i_{b1}}=r_{e1}=\frac{1}{g_{m1}}\·\·\·\left(3\right)$

当N沟道MOS晶体管M1截止时，来自光接收元件PD的每个检测电流ipd作为输入电流iin。相反，当N沟道MOS晶体管M1导通时，基于在由等式(1)表示的阻抗ZRF与由等式(3)表示的阻抗Z1之间的比率，像在下面的等式(4)中那样，将检测电流ipd分流为输入电流iin和旁路电流ibps。

[等式5]

$i_{\mathrm{in}}:i_{\mathrm{bps}}=Z_1:Z_{\mathrm{RF}}=\frac{1}{g_{m1}}:\frac{1}{g_{m0}}\×\frac{R_F}{R_L}=1:\frac{g_{m1}}{g_{m0}}\×\frac{R_F}{R_L}\·\·\·\left(4\right)$

在该情况下，NPN晶体管N0具有与NPN晶体管N1相同的基极-发射极电压，并且NPN晶体管N1具有与NPN晶体管N0相同的工作点。此外，以相同的方式来配置NPN晶体管N0和N1。因此，根据在NPN晶体管N0和N1之间的尺寸比率来确定gm1/gm0，这导致相对于制造变化和温度波动而稳定的值。

应当注意，在本发明中使用的“晶体管的尺寸”指的是结构尺寸，通过该结构尺寸来确定晶体管的互导。例如，在NPN晶体管的情况下，通过发射极宽度×发射极长度来表示尺寸，并且在N沟道MOS晶体管的情况下，通过栅极宽度×栅极长度来表示尺寸。此外，在多个晶体管并联连接的情况下，所述尺寸通过并联连接的晶体管的尺寸之和来表示。

类似地，例如使用诸如聚合物电阻和金属电阻的同一类型的器件(即由相同的材料形成)来制造反馈电阻RF和电阻RL，这使得RF/RL等于相对于制造变化和温度波动稳定的值。

此外，因为一般假定RF/RL＞1，所以输入电流iin可以通过在尺寸上与NPN晶体管N0作比拟的NPN晶体管N1来有效地抑制。

例如，假定反馈电阻RF的电阻值是1000欧姆，电阻RL的电阻值是200欧姆，并且NPN晶体管N0和N1尺寸相同，即gm1/gm0＝1，则通过下面的等式来表示在输入电流iin和旁路电流ibps之间的比率。

[等式6]

$i_{\mathrm{in}}:i_{\mathrm{bps}}=1:\frac{g_{m1}}{g_{m0}}\×\frac{R_F}{R_L}=1:\frac{1}{1}\×\frac{1000}{200}=1:5\·\·\·\left(5\right)$

以这种方式，当N沟道MOS晶体管M1导通时，与N沟道MOS晶体管M1被截止的情况相比较，可以将输入电流iin减少到1/6。因此，前置放大器101的强输入电阻可以被提高6倍。

通过下面的等式来表示当N沟道MOS晶体管M1被截止时的前置放大器101的增益ZT。

[等式7]

$Z_T=\frac{A}{1+A}\×R_F\≈R_F\·\·\·\left(6\right)$

此外，通过下面的等式来表示当N沟道MOS晶体管M1导通时前置放大器101的增益ZT。

[等式8]

$Z_T=\frac{1}{1+\frac{g_{m1}}{g_{m0}}\×\frac{R_F}{R_L}}\×\frac{A}{1+A}\×R_F\≈\frac{1}{1+\frac{g_{m1}}{g_{m0}}\×\frac{R_F}{R_L}}\×R_F\·\·\·\left(7\right)$

如上所述，在根据本发明的第一实施例的前置放大器中，基于输出电压VAMP来控制来自光接收元件PD的检测电流ipd的分流比，即，在输入电流iin和旁路电流ibps之间的比率。根据这种配置，根据相对于检测电流ipd的比率来确定旁路电流ibps，这允许在强输入的情况下提高旁路电流ibps的量，并且也允许在弱输入的情况下降低旁路电流ibps的量。因此，变得可以防止前置放大器101的动态范围由于反相放大器电路2的饱和而变窄，并且也防止信噪比的变差。此外，检测电流ipd的分流比率显示根据每个电阻的比率和晶体管的每个互导的比率来确定并且相对于制造变化和温度波动而稳定的值。因此，可以便于参数调整。

此外，在根据本发明的第一实施例的前置放大器中，监控输出信号VOUT，并且当光输入信号的电平为高时，N沟道MOS晶体管M1被导通。这使得来自光接收元件PD的检测电流ipd的一部分被旁路为到地的旁路电流ibps，以减少进入到反相放大器电路2的输入电流iin，由此减小前置放大器101的可见增益。这种配置消除了切换反馈电阻的电阻值的需要，这允许消除用于控制相位容限而在切换增益前后不引起反馈回路特性的任何改变的需要。

此外，在高频TIA中，与低频TIA相比较，输入阻抗(即，反馈电阻的电阻值)被设置得小，以便实现高速操作。因为这个原因，假定应用在图3中所示的前置放大器101，必须减小旁路电流ibps的路径的电阻分量，即，降低N沟道MOS晶体管M1的导通电阻。然而，N沟道MOS晶体管M1的导通电阻显示出由于显著的制造变化和温度波动而导致难以控制的参数。因此，应当在尺寸上提高N沟道MOS晶体管M1，以便将导通电阻降低到可忽略的水平。在该情况下，在前置放大器的输入节点处的增大的寄生电容使得难以执行高频操作。

然而，在根据本发明的第一实施例的前置放大器中，在NPN晶体管N1的发射极和地电压源PS2之间连接N沟道MOS晶体管M1。因此，因为NPN晶体管N1在发射极被接地的状态中操作，所以从前置放大器的输入节点看，N沟道MOS晶体管M1的寄生电容不明显。另外，N沟道MOS晶体管M1的寄生电容越大，则NPN晶体管N1的发射极在高频区域中接地得越强。换句话说，在降低N沟道MOS晶体管M1的导通电阻的同时，可以稳定在高频区域中的NPN晶体管N1的操作。

此外，假定NPN晶体管N0的基极-发射极电容是Cbe0，并且基极-集电极电容是Cbc0，则从输入节点看，电容Cbe0+(1+A)×Cbc0是明显的。应当注意，由镜像效应导致(1+A)。相反，对于从输入节点看明显的NPN晶体管N1的电容，仅需要考虑基极-发射极电容Cbe1。因此，可以抑制在前置放大器101的输入电容上施加的NPN晶体管N1的影响。

此外，在专利文献1中公开的前置放大器被配置成选择对于光输入信号的每个比特是否分流雪崩光电二极管的输出电流。这要求提供高速控制回路，这使得难以实现更宽的带宽。

然而，在根据本发明的第一实施例的前置放大器中，增益控制电路1计算在突发信号的前沿处的光输入信号的多个比特的时期期间的输出电压VAMP的电平的平均值。增益控制电路1然后基于输出电压VAMP的平均值来产生增益切换信号GSW。在突发信号的随后部分中，仅需要固定增益切换信号GSW，在该情况下，控制回路不操作。该配置消除了提供高速控制回路的需要，由此允许容易地实现更宽的带宽。

应当注意，NPN晶体管N0和N1的每个可以是除了双极晶体管之外的晶体管，并且可以利用例如N沟道MOS晶体管来替换。此外，当N沟道MOS晶体管M1具有足够的寄生电容时，不需要提供电容器C1。

然后将参考附图来描述本发明的另一实施例，其中，通过相同的附图标记来指定相同或相应的部件，并且将不重复对其的描述。

第二实施例

本实施例涉及一种前置放大器，所述前置放大器与根据第一实施例的前置放大器相比较在电路的匹配上被改善。

图5是示出根据本发明第二实施例的前置放大器的配置的示意图。图6是示出根据本发明第二实施例的、在前置放大器中N沟道MOS晶体管M0和M1导通并且N沟道MOS晶体管M11截止的状态的电路图。

参见图5，前置放大器102与根据本发明第一实施例的前置放大器不同之处在于：其进一步包括N沟道MOS晶体管M0和电容器C0。

N沟道MOS晶体管M0具有与NPN晶体管N0的发射极和电容器C0的第一端相连接的漏极、与地电压源PS2和电容器C0的第二端相连接的源极以及栅极。

N沟道MOS晶体管M0具有被连续供应有用于导通N沟道MOS晶体管M0的电压的栅极。

此外，晶体管被按尺寸制造成获得下述比率：N沟道MOS晶体管M0的尺寸：N沟道MOS晶体管M1的尺寸＝NPN晶体管N0的尺寸：NPN晶体管N1的尺寸。

在根据本发明第一实施例的前置放大器中，N沟道MOS晶体管M1在尺寸上被提高，以允许在一定程度上减少其导通电阻。然而，N沟道MOS晶体管M1的导通电阻减少在NPN晶体管N0的发射极和NPN晶体管N1的发射极之间引起电势差。

然而，在根据本发明第二实施例的前置放大器中，通过在NPN晶体管N0的发射极和地之间插入N沟道MOS晶体管M0，来改善电路的匹配。因此，可以减小在NPN晶体管N0的发射极与NPN晶体管N1的发射极之间的电势差，以由此允许在由N沟道MOS晶体管M0的导通电阻改变导致的特性变化减少。

因为其他配置和操作与根据第一实施例的前置放大器的配置和操作相同，所以将不重复对其的详细描述。

然后，参考附图来描述本发明的另一实施例，其中，通过相同的附图标记来指定相同或相应的部件，并且将不重复对其的描述。

第三实施例

本实施例涉及一种前置放大器，其中，用于增益切换的晶体管被布置成与根据第一实施例的前置放大器的情况不同。

图7是示出根据本发明第三实施例的前置放大器的配置的示意图。图8是示出在根据本发明第三实施例的前置放大器中N沟道MOS晶体管M1导通并且N沟道MOS晶体管M11截止的状态的电路图。

参见图7，用于增益切换的N沟道MOS晶体管M1被设置在NPN晶体管N1的基极节点处。换句话说，N沟道MOS晶体管M1具有与NPN晶体管N1的基极相连接的源极、与NPN晶体管N1的集电极、NPN晶体管N0的基极和反馈电阻RF的第一端相连接的漏极以及用于从增益控制电路1接收增益切换信号GSW的栅极。

此外，N沟道MOS晶体管M11具有与N沟道MOS晶体管M1的源极和NPN晶体管N1的基极相连接的漏极以及与地电压源PS2相连接的源极。

增益控制电路1计算在光输入信号的多个比特的时期期间的增反相放大器电路2的输出电压VAMP的电平的平均值。当输出电压VAMP的平均值小于预定值时，增益控制电路1然后输出逻辑高电平的增益切换信号GSW，以使得N沟道MOS晶体管M1导通。这导致NPN晶体管N1的基极电势提高，以使得NPN晶体管N1导通。因此，旁路电流ibps从光接收元件PD通过NPN晶体管N1流入到地电压源PS2中。换句话说，来自光接收元件PD的检测电流ipd被分流为向反相放大器电路2的输入电流iin和旁路电流ibps。在该情况下，NPN晶体管N0和N1中的每个以与电流镜电路相类似的方式来执行操作，并且与旁路电流ibps相对应的电流从NPN晶体管N0的集电极流入到发射极中。

另一方面，当输出电压VAMP的平均值大于或等于预定值时，增益控制电路1输出逻辑低电平的增益切换信号GSW，以使得N沟道MOS晶体管M1截止并且使得N沟道MOS晶体管M11导通。这使得NPN晶体管N1的基极电势等于地电势，结果是NPN晶体管N1截止。因此，来自光接收元件PD的检测电流ipd不被分流，而是作为输入流动iin流入到反相放大器电路2中。

应当注意，增益控制电路1可以被配置成不检测输出电压VAMP的电平的平均值，而是检测在作为突发信号的光输入信号的前沿处的光输入信号的多个比特的时期中输出电压VAMP的底部值，并且基于这个底部值来确定增益切换信号GSW的逻辑电平。

假定N沟道MOS晶体管M1的导通电阻是RON1，则通过下面的等式来表示来自前置放大器103的输入节点的旁路路径的阻抗Z1。

[等式9]

$Z_1=\frac{v_{b1}}{(1+h_{\mathrm{fe}1})\×i_{b1}}=\frac{v_{b1}}{(1+h_{\mathrm{fe}1})\×\frac{v_{b1}}{R_{\mathrm{ON}1}+r_{e1}}}$

$=\frac{r_{e1}}{1+h_{\mathrm{fe}1}}+\frac{R_{\mathrm{ON}1}}{1+h_{\mathrm{fe}1}}=\frac{1}{g_{m1}}+\frac{R_{\mathrm{ON}1}}{1+h_{\mathrm{fe}1}}\·\·\·\left(8\right)$

NPN晶体管N1的基极节点是高频线，并且对于寄生电容敏感。因此，难以提高N沟道MOS晶体管M1的尺寸。

然而，基于等式(8)，导通电阻RON1等于1/(hfe1+1)，其中，一般假定hfe1＞100。因此，即使在N沟道MOS晶体管M1的尺寸相对小并且导通电阻RON1大的情况下，实现其中1/gm1＞＞RON1/(1+hfe1)的情况，这允许对于Z1～1/gm1的近似。换句话说，因为等式(8)可以被近似为等式(3)，所以可以实现由根据本发明第一实施例的前置放大器获得的类似效果。

在该情况下，当N沟道MOS晶体管M1截止时，N沟道MOS晶体管M11与前置放大器103的信号线(即，检测电流ipd的路径)分离。因此，N沟道MOS晶体管M11的寄生电容对前置放大器103的特性不施加影响。

此外，当N沟道MOS晶体管M1导通时，N沟道MOS晶体管M11的寄生电容对前置放大器103的信号线具有影响，然而，可以使用以小尺寸设计的N沟道MOS晶体管M11，其允许将其影响减少到最小水平。此外，当N沟道MOS晶体管M1导通时，光输入信号的电平为高。因此，即使当前置放大器103的带宽由N沟道MOS晶体管M11的寄生电容变窄时，前置放大器103的特性被较少地影响。

因为其他配置和操作与根据第一实施例的前置放大器的配置和操作相同，所以将不重复对其的详细描述。

然后，参考附图来描述本发明的又一实施例，其中，通过相同的附图标记来指定相同或相应的部件，并且将不重复对其的描述。

第四实施例

本实施例涉及一种前置放大器，其与根据第一实施例的前置放大器不同之处在于增强了DC偏置电流。

图9是示出根据本发明第四实施例的前置放大器的配置的示意图。

参见图9，前置放大器104与根据本发明第一实施例的前置放大器不同之处在于：其进一步包括电流源IS2。

电流源IS2被连接在固定电压源PS5与NPN晶体管N1的集电极之间。

电流源IS2接收逻辑高电平的增益切换信号GSW，并且向NPN晶体管N1的集电极提供恒定电流Idc。

在前置放大器101至103中的每个中的NPN晶体管N1当处于导通状态中时需要DC偏置电流Ibias。通过检测电流ipd和反相放大器电路2来提供这个DC偏置电流Ibias。

在检测电流ipd大的情况下，当前置放大器的增益被切换为在N沟道MOS晶体管M1导通的状态中的低电平时，可以通过检测电流ipd来覆盖NPN晶体管N1的DC偏置电流。

另一方面，在检测电流ipd小的情况下，当前置放大器的增益被切换为在N沟道MOS晶体管M1导通的状态中的低电平时，不能从检测电流ipd获得足够的DC偏置电流。因此，反相放大器电路2试图提供不充足。然而，在该情况下，当反相放大器电路2不能够供应足够的电流时，在前置放大器的输入节点处的电势降低，并且在前置放大器的输出节点(即，NPN晶体管NF的发射极)处的电势提高。因此，NPN晶体管N0的基极-发射极电压和NPN晶体管NF的基极-发射极电压降低，这会导致前置放大器的操作速度降低。

然而，在根据本发明第四实施例的前置放大器中，当前置放大器的增益被切换到在N沟道MOS晶体管M1导通的状态中的低电平时，电流源IS2向NPN晶体管N1的集电极供应恒定电流Idc。这种配置允许即使当分流检测电流ipd时也保证足够的DC偏置电流。

因为其他配置和操作与根据第一实施例的前置放大器的配置和操作相同，因此将不重复对其的详细描述。

然后参考附图来描述本发明的另一实施例，其中，通过相同的附图标记来指定相同或相应的部件，并且将不重复对其的描述。

第五实施例

本实施例涉及一种前置放大器，该前置放大器与根据第一实施例的前置放大器的情况不同之处在于允许多级增益切换。

图10是示出根据本发明第五实施例的前置放大器的配置的示意图。

参见图10，前置放大器105包括取代增益控制电路1的增益控制电路11，并且进一步包括多个组，每个组具有与根据本发明第一实施例的前置放大器的那些相类似的N沟道MOS晶体管M1和电容器C1。换句话说，前置放大器105包括增益控制电路11、反相放大器电路2、NPN晶体管N1至Nn、N沟道MOS晶体管M1至Mn以及电容器C1至Cn。

NPN晶体管N1至Nn具有的各个集电极被共同地连接到光接收元件PD的阳极；它们的各个基极被共同地连接到NPN晶体管N0的基极和反馈电阻RF的第一端；以及它们的各个发射极被连接到N沟道MOS晶体管M1至Mn的相应的漏极和电容器C1至Cn的相应的第一端。

前置放大器105具有多个旁路路径，通过这些路径，允许多级增益切换。

增益控制电路11基于输出电压VAMP来产生增益切换信号GSW1至GSWn，并且分别向N沟道MOS晶体管M1至Mn的栅极输出信号。当N沟道MOS晶体管M1至Mn中的每个处于导通状态中时，旁路电流ibps1至ibpsn分别流过其中。通过从N沟道MOS晶体管M1至Mn选择要进入导通状态中的一个或多个N沟道MOS晶体管，可以允许多级增益切换。此外，与其中在提供并联连接的多个反馈电阻的情况下执行多级增益切换的配置进行比较，可以通过调整NPN晶体管N1至Nn中的每个的尺寸来容易地进行增益调整。

应当注意，前置放大器105可以被配置成包括与N沟道MOS晶体管M1至Mn相对应的、与根据本发明第二实施例的前置放大器的那些相类似的多个匹配的N沟道MOS晶体管M0。此外，像在根据本发明第三实施例的前置放大器中那样，前置放大器105可以被配置成包括电流源IS2，用于供应DC偏置电流。

因为其他配置和操作与根据第一实施例的前置放大器的配置和操作相同，所以将不重复对其的详细描述。

然后参考附图来描述本发明的又一实施例，其中，通过相同的附图标记来指定相同或相应的部件，并且将不重复对其的描述。

第六实施例

本实施例涉及一种前置放大器，该前置放大器与根据第一实施例的前置放大器的情况不同之处在于可以连续地改变旁路路径的电阻值。

图11是示出根据本发明第六实施例的前置放大器的配置的示意图。图12是示出在根据本发明第六实施例的前置放大器中N沟道MOS晶体管M1导通的状态的电路图。

参见图11，前置放大器106与根据本发明第一实施例的前置放大器不同之处在于：其包括取代增益控制电路1的增益控制电路12。与增益控制电路1相反，增益控制电路12不接收复位信号RST。此外，与根据本发明的第一实施例的前置放大器相反，前置放大器106不包括N沟道MOS晶体管M11和反相器INV。

增益控制电路12基于输出电压VAMP的平均值来产生增益控制信号GCNT，并将该信号输出到N沟道MOS晶体管M1的栅极和N沟道MOS晶体管M11的栅极。更具体地，基于输出电压VAMP，增益控制电路12连续地——即以三级或更多级——控制增益控制信号GCNT的电压值，由此连续地控制N沟道MOS晶体管M1的导通电阻。换句话说，如图12中所示，N沟道MOS晶体管M1用作可变电阻。

因此，因为可以连续地控制NPN晶体管N1的发射极电势，即基极-发射极电压，所以可以连续地控制互导gm1。

在该情况下，在前置放大器101至105中，增益的切换在输出节点处引起DC电势改变。因为这个原因，在通信信号的接收期间的增益切换时出现接收误差的情况下，前置放大器101至105不适合于发送和接收连续信号的通信系统。相反，前置放大器101至105适合于下述情况：其中，像在无源光学网络的房屋装置中那样，光输入信号用作突发信号，并且光输入信号的功率可以对于每个房屋装置而改变。因为能够在开始接收突发信号时对于每个突发信号确定和固定增益，所以在通信信号的接收期间不切换增益，结果是不出现接收误差。因此，当前置放大器101至105被提供在具有用于接收复位信号RST的端子T2的光学模块301中时，可以实现适合于PON的光学模块，其允许扩展动态范围并且稳定地放大宽带信号。

相反，在根据本发明第六实施例的前置放大器中，在N沟道MOS晶体管M1完全导通的状态中，可以实现与根据本发明第一实施例的前置放大器的那些相类似的放大特性。然而，通过连续地控制N沟道MOS晶体管M1的栅极电压值，即增益控制信号GCNT的电平，可以连续地改变前置放大器106的增益。因此，可以成功地接收连续信号。此外，反馈回路被配置成使得监控在输出节点处的电平，以根据光输入信号的电平来控制增益控制信号GCNT，即N沟道MOS晶体管M1的栅极电压。这种配置允许处理N沟道MOS晶体管M1的特性改变。反馈回路不需要像在专利文献1中公开的配置中那样响应于每个比特的光输入信号，而是仅需要响应于例如在光输入信号的多个比特的时期期间的输出电压VAMP的电平的平均值。因此，可以容易地实现较宽的带宽。

应当理解，在此公开的实施例在每个方面是说明性的和非限定性的。通过权利要求的项目而不是上面的描述来限定本发明的范围，并且本发明的范围意欲包括在与权利要求的项目等同的范围和含义中的任何修改。

Claims (11)

1.一种放大器，包括：

第一晶体管(N1)，所述第一晶体管(N1)具有接收电流的第一导电电极、与所述第一导电电极相耦合的控制电极以及与固定电压源相耦合的第二导电电极；

第二晶体管(N0)，所述第二晶体管(N0)具有第一导电电极、与所述固定电压源相耦合的第二导电电极以及与所述第一晶体管(N1)的控制电极相耦合的控制电极；

反馈电阻(RF)，所述反馈电阻(RF)被耦合于所述第二晶体管(N0)的所述控制电极，用于将所述第二晶体管(N0)的输出反馈到所述第二晶体管(N0)的控制电极；以及，

可变电阻元件(M1)，所述可变电阻元件(M1)用于控制在从所述第一晶体管(N1)的所述第一导电电极流到所述第二晶体管(N0)的控制电极和所述反馈电阻(RF)的电流与在所述第一晶体管(N1)中的从第一导电电极流到第二导电电极的电流之间的比率。

2.根据权利要求1所述的放大器，其中，所述可变电阻元件(M1)被连接在所述第一晶体管(N1)的第二导电电极与所述固定电压源之间。

3.根据权利要求2所述的放大器，其中

所述可变电阻元件(M1)是第三晶体管(M1)，所述第三晶体管(M1)具有与所述第一晶体管(N1)的第二导电电极相耦合的第一导电电极和与所述固定电压源相耦合的第二导电电极，

所述放大器进一步包括：

第四晶体管(M0)，所述第四晶体管(M0)具有与所述第二晶体管(N0)的第二导电电极相耦合的第一导电电极和与所述固定电压源相耦合的第二导电电极。

4.根据权利要求3所述的放大器，其中，在所述第一晶体管(N1)的尺寸和所述第二晶体管(N0)的尺寸之间的比率大约等于在所述第三晶体管(M1)的尺寸和所述第四晶体管(M0)的尺寸之间的比率。

5.根据权利要求1所述的放大器，其中，所述可变电阻元件(M1)被连接在所述第一晶体管(N1)的控制电极与所述第一晶体管(N1)的第一导电电极以及所述第二晶体管(N0)的控制电极之间。

6.根据权利要求1所述的放大器，其中，所述第一晶体管(N1)在构造上与所述第二晶体管(N0)相同，并且，

所述放大器进一步包括：

电阻器(RL)，所述电阻器(RL)被耦合于所述第二晶体管(N0)的第一导电电极，并且由与所述反馈电阻(RF)的材料相同的材料形成。

7.根据权利要求1所述的放大器，其中，所述放大器进一步包括电流源，所述电流源用于向所述第一晶体管(N1)的第一导电电极供应恒定电流。

8.根据权利要求1所述的放大器，其中，所述放大器包括多个组，每个组包括所述第一晶体管(N1)和所述可变电阻元件(M1)，并且每个所述第一晶体管(N1)的第一导电电极和控制电极共同地耦合于所述第二晶体管(N0)的控制电极。

9.根据权利要求1所述的放大器，其中，所述放大器进一步包括控制电路(12)，所述控制电路(12)用于基于所述第二晶体管(N0)的输出以三级或更多级控制所述可变电阻元件(M1)的电阻值。

10.根据权利要求1所述的放大器，其中，所述第一晶体管(N1)的第一导电电极接收来自在无源光学网络(501)中使用的光接收元件(PD)的电流。

11.一种在具有光纤的无源光学网络(501)中使用的光学模块，所述光学模块包括：

光接收元件(PD)，所述光接收元件(PD)光耦合于所述光纤；

第一晶体管(N1)，所述第一晶体管(N1)具有与所述光接收元件(PD)相耦合的第一导电电极、与所述第一导电电极相耦合的控制电极以及与固定电压源相耦合的第二导电电极；

第二晶体管(N0)，所述第二晶体管(N0)具有第一导电电极、与所述固定电压源相耦合的第二导电电极以及与所述第一晶体管(N1)的控制电极相耦合的控制电极；

反馈电阻(RF)，所述反馈电阻(RF)被耦合到所述第二晶体管(N0)的所述控制电极，用于将所述第二晶体管(N0)的输出反馈到所述第二晶体管(N0)的控制电极；

可变电阻元件(M1)，所述可变电阻元件(M1)用于控制在从所述第一晶体管(N1)的第一导电电极流到所述第二晶体管(N0)的控制电极和所述反馈电阻(RF)的电流与在所述第一晶体管(N1)中的从第一导电电极流到第二导电电极的电流之间的比率；以及，

端子(T2)，所述端子(T2)用于接收控制信号，所述控制信号用于控制所述可变电阻元件(M1)的电阻值。

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