JPH08274546A - ハイダイナミックレンジの光学式トランスインピーダンス増幅器 - Google Patents
ハイダイナミックレンジの光学式トランスインピーダンス増幅器Info
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- JPH08274546A JPH08274546A JP7331275A JP33127595A JPH08274546A JP H08274546 A JPH08274546 A JP H08274546A JP 7331275 A JP7331275 A JP 7331275A JP 33127595 A JP33127595 A JP 33127595A JP H08274546 A JPH08274546 A JP H08274546A
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- collector
- emitter
- preamplifier
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/04—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only
- H03F3/08—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only controlled by light
- H03F3/082—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only controlled by light with FET's
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/60—Receivers
- H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
- H04B10/69—Electrical arrangements in the receiver
- H04B10/693—Arrangements for optimizing the preamplifier in the receiver
- H04B10/6931—Automatic gain control of the preamplifier
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
- Optical Communication System (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 感度を犠牲にせずにダイナミックレンジを拡
大することのできる前置増幅器を提供する。 【解決手段】 光検出ダイオードによって生じた電流用
の前置増幅器において、共通エミッタ部分として接続さ
れたＮＰＮトランジスタのベースに電流が結合されると
共に、フィードバック抵抗がバッファ増幅器としてベー
スに接続されて、標準トランスインピーダンス構成を提
供する。このバッファ増幅器の出力を統合することによ
り、制御ループが信号レベルを探知する。強信号検出の
状態では、制御ループによって、フィードバック抵抗に
並列のＭＯＳＦＥＴがトランスインピーダンスを削減す
るので、前置増幅器の信号処理能力を増大させることが
できる。また、この制御ループは、ＮＰＮトランジスタ
のコレクタ負荷抵抗に並列の第二のＭＯＳＦＥＴにも接
続されており、強信号レベルの有効コレクタ負荷インピ
ーダンスを削減する。さらに、強信号レベルに向けた共
通増幅器部分のエミッタ回路抵抗量を増加させるため
に、ＮＰＮのエミッタ抵抗と並列に設けられた第三のＭ
ＯＳＦＥＴが信号レベルに応答する。
大することのできる前置増幅器を提供する。 【解決手段】 光検出ダイオードによって生じた電流用
の前置増幅器において、共通エミッタ部分として接続さ
れたＮＰＮトランジスタのベースに電流が結合されると
共に、フィードバック抵抗がバッファ増幅器としてベー
スに接続されて、標準トランスインピーダンス構成を提
供する。このバッファ増幅器の出力を統合することによ
り、制御ループが信号レベルを探知する。強信号検出の
状態では、制御ループによって、フィードバック抵抗に
並列のＭＯＳＦＥＴがトランスインピーダンスを削減す
るので、前置増幅器の信号処理能力を増大させることが
できる。また、この制御ループは、ＮＰＮトランジスタ
のコレクタ負荷抵抗に並列の第二のＭＯＳＦＥＴにも接
続されており、強信号レベルの有効コレクタ負荷インピ
ーダンスを削減する。さらに、強信号レベルに向けた共
通増幅器部分のエミッタ回路抵抗量を増加させるため
に、ＮＰＮのエミッタ抵抗と並列に設けられた第三のＭ
ＯＳＦＥＴが信号レベルに応答する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、高感度で、かつ広
域ダイナミックレンジを有する光データリンク受信フロ
ントエンドに用いられる前置増幅器に関し、特に、適応
型トランスインピーダンス方式を用い、感度を犠牲にせ
ずにダイナミックレンジを広げる手段を提供する光学式
前置増幅器に関するものである。
域ダイナミックレンジを有する光データリンク受信フロ
ントエンドに用いられる前置増幅器に関し、特に、適応
型トランスインピーダンス方式を用い、感度を犠牲にせ
ずにダイナミックレンジを広げる手段を提供する光学式
前置増幅器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、光学式前置増幅器としては、バイ
ポーラトランスインピーダンス増幅器を用いるのが普通
である。通常、ＰＩＮ光検出器がその出力電流をバイポ
ーラトランジスタのベースに送出する。このバイポーラ
トランジスタのベースは、バッファ増幅器によって追従
される共通エミッタ利得部分として接続されている。こ
こで、バッファ増幅器の出力は、フィードバック抵抗器
ＲF を介し、共通エミッタ部分のベース電極に再帰接続
され、バイポーラトランスインピーダンス増幅器として
公知の構成を形作る。
ポーラトランスインピーダンス増幅器を用いるのが普通
である。通常、ＰＩＮ光検出器がその出力電流をバイポ
ーラトランジスタのベースに送出する。このバイポーラ
トランジスタのベースは、バッファ増幅器によって追従
される共通エミッタ利得部分として接続されている。こ
こで、バッファ増幅器の出力は、フィードバック抵抗器
ＲF を介し、共通エミッタ部分のベース電極に再帰接続
され、バイポーラトランスインピーダンス増幅器として
公知の構成を形作る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記構成において、Ｒ
F の値は、感度の観点から見れば高い方が望ましい。そ
の一方で、広いダイナミックレンジを提供する強信号を
受け入れるには、低いＲF 値が求められる。なぜなら
ば、クリッピング前に許容可能な最大電圧の変化量をＶ
MAX とした場合、入力電流の最大処理能力はＶMAX ／Ｒ
F によって制限されるためである。このように、ＲF の
値について考慮すべき事柄が相反するため、通常は妥協
的な値が取られるので、感度およびダイナミックレンジ
の双方に最適なものとはならない。
F の値は、感度の観点から見れば高い方が望ましい。そ
の一方で、広いダイナミックレンジを提供する強信号を
受け入れるには、低いＲF 値が求められる。なぜなら
ば、クリッピング前に許容可能な最大電圧の変化量をＶ
MAX とした場合、入力電流の最大処理能力はＶMAX ／Ｒ
F によって制限されるためである。このように、ＲF の
値について考慮すべき事柄が相反するため、通常は妥協
的な値が取られるので、感度およびダイナミックレンジ
の双方に最適なものとはならない。
【０００４】この問題をいくぶん解決するような従来の
前置増幅器を図２に示す。この図２の回路は、１９９１
年１２月発行のＩＥＥＥジャーナル『固体回路』、２６
巻１２号の１８３４〜１８３９頁に載録されたＮ．Ｓｃ
ｈｅｉｎｂｅｒｇ他による論文「ファイバ光学系受信機
用のモノリシックＧａＡｓトランスインピーダンス増幅
器」の図９として開示されたものである。この図２の回
路では、ダイナミックレンジを拡大しながら感度を維持
するのに、自動制御回路（ＡＧＣ）を利用している。こ
のＡＧＣ回路は、ＦＥＴをフィードバック抵抗器ＲＦと
並列に接続し、適合型トランスインピーダンス増幅器を
設けることによって実働化される。ここで、ＦＥＴのゲ
ートは出力の平均値を受けるように接続される。Ｓｃｈ
ｅｉｎｂｅｒｇ他の論文の図１０に示されるように、Ａ
ＧＣ回路は、増幅器のダイナミックレンジを向上させ、
０．５ｍＡに相当する入力電流になるまで周波数応答を
安定に保たせる。
前置増幅器を図２に示す。この図２の回路は、１９９１
年１２月発行のＩＥＥＥジャーナル『固体回路』、２６
巻１２号の１８３４〜１８３９頁に載録されたＮ．Ｓｃ
ｈｅｉｎｂｅｒｇ他による論文「ファイバ光学系受信機
用のモノリシックＧａＡｓトランスインピーダンス増幅
器」の図９として開示されたものである。この図２の回
路では、ダイナミックレンジを拡大しながら感度を維持
するのに、自動制御回路（ＡＧＣ）を利用している。こ
のＡＧＣ回路は、ＦＥＴをフィードバック抵抗器ＲＦと
並列に接続し、適合型トランスインピーダンス増幅器を
設けることによって実働化される。ここで、ＦＥＴのゲ
ートは出力の平均値を受けるように接続される。Ｓｃｈ
ｅｉｎｂｅｒｇ他の論文の図１０に示されるように、Ａ
ＧＣ回路は、増幅器のダイナミックレンジを向上させ、
０．５ｍＡに相当する入力電流になるまで周波数応答を
安定に保たせる。
【０００５】しかしながら、本発明は、光学式適応トラ
ンスインピーダンス前置増幅器のダイナミックレンジを
さらに拡大することを目的とするものである。
ンスインピーダンス前置増幅器のダイナミックレンジを
さらに拡大することを目的とするものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明によれば、光学式適応型トランジスタインピ
ーダンス前置増幅器において、その光学式前記増幅器の
入力が、共通エミッタ部分に接続されたバイポーラ型接
合トランジスタ（ＢＪＴ）であり、そこでは、コレクタ
負荷抵抗器がそれと並列に接続されたＭＯＳ形電界効果
トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を有している。このＭＯ
ＳＦＥＴのゲートは、出力信号レベルによってその値が
変化する電圧によって駆動される。すなわち、フィード
バック抵抗が削減される分と同じだけ出力信号レベルが
増大するたびに、有効なコレクタ負荷インピーダンスも
低下する。その結果、周波数応答の安定性をさらに高い
入力信号レベルに維持すべく、コレクタ負荷インピーダ
ンスがフィードバックインピーダンスを追従する。
に、本発明によれば、光学式適応型トランジスタインピ
ーダンス前置増幅器において、その光学式前記増幅器の
入力が、共通エミッタ部分に接続されたバイポーラ型接
合トランジスタ（ＢＪＴ）であり、そこでは、コレクタ
負荷抵抗器がそれと並列に接続されたＭＯＳ形電界効果
トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を有している。このＭＯ
ＳＦＥＴのゲートは、出力信号レベルによってその値が
変化する電圧によって駆動される。すなわち、フィード
バック抵抗が削減される分と同じだけ出力信号レベルが
増大するたびに、有効なコレクタ負荷インピーダンスも
低下する。その結果、周波数応答の安定性をさらに高い
入力信号レベルに維持すべく、コレクタ負荷インピーダ
ンスがフィードバックインピーダンスを追従する。
【０００７】本発明の一様態において、ダイナミックレ
ンジはより一層拡大される。ここで、共通エミッタ増幅
器は、抵抗に並列接続された第二のＭＯＳＦＥＴを備え
ている。また、この抵抗はＢＪＴのエミッタと接地との
間に接続されている。該第二のＭＯＳＦＥＴのゲートに
供給される電圧、およびそのＭＯＳＦＥＴのタイプは、
エミッタの抵抗が低信号レベル用のＭＯＳＦＥＴによっ
て完璧に迂回（バイパス）されるべく選択され、高度な
増幅が可能になるにもかかわらず、増強された信号レベ
ルの値も増大可能となる。その結果、増強された信号レ
ベルに向けて、前置増幅器の開ループ利得が削減される
ので、高コレクタ抵抗および高感度の双方が達成可能と
なる。さらに、入力電圧の最大変化量の範囲も拡大され
る。
ンジはより一層拡大される。ここで、共通エミッタ増幅
器は、抵抗に並列接続された第二のＭＯＳＦＥＴを備え
ている。また、この抵抗はＢＪＴのエミッタと接地との
間に接続されている。該第二のＭＯＳＦＥＴのゲートに
供給される電圧、およびそのＭＯＳＦＥＴのタイプは、
エミッタの抵抗が低信号レベル用のＭＯＳＦＥＴによっ
て完璧に迂回（バイパス）されるべく選択され、高度な
増幅が可能になるにもかかわらず、増強された信号レベ
ルの値も増大可能となる。その結果、増強された信号レ
ベルに向けて、前置増幅器の開ループ利得が削減される
ので、高コレクタ抵抗および高感度の双方が達成可能と
なる。さらに、入力電圧の最大変化量の範囲も拡大され
る。
【０００８】
【発明の実施の形態】前述したように、図２は従来の光
学式トランスインピーダンス前置増幅器回路の略図であ
り、フィードバック抵抗器と並列にＦＥＴを設置してダ
イナミックレンジを拡大しようとするものである。この
ＦＥＴのゲートには、出力の平均値を示す電圧が供給さ
れる。そして、入力が０．００１ｍＡから０．５ｍＡに
増加するにつれ、Ｓｃｈｅｉｎｂｅｒｇ他の論文中図１
０に示されるようにトランスインピーダンスが減少す
る。
学式トランスインピーダンス前置増幅器回路の略図であ
り、フィードバック抵抗器と並列にＦＥＴを設置してダ
イナミックレンジを拡大しようとするものである。この
ＦＥＴのゲートには、出力の平均値を示す電圧が供給さ
れる。そして、入力が０．００１ｍＡから０．５ｍＡに
増加するにつれ、Ｓｃｈｅｉｎｂｅｒｇ他の論文中図１
０に示されるようにトランスインピーダンスが減少す
る。
【０００９】しかしながら、上記Ｓｃｈｅｉｎｂｅｒｇ
他の論文で述べられた概念を展開する際、安定性を維持
する上で問題が生じる。この問題は、図３を参照するこ
とによって論じることができる。この図３の略回路図で
は、トランスインピーダンス増幅器が、その増幅器の周
波数応答を左右する主要な寄生キャパシタンスと共に示
されている。図３において、バイポーラ接合トランジス
タＢ１は、共通エミッタ構成で、そのエミッタが接地す
るように接続されると共に、そのコレクタは、コレクタ
負荷抵抗器ＲC を介して、電位源Ｖおよびバッファ増幅
器の入力の双方に接続される。そして、このバッファ増
幅器の出力が、フィードバック抵抗器ＲF を介してトラ
ンジスタのベース電極に接続され、トランスインピーダ
ンス増幅器を形作っている。該増幅器の周波数帯域幅を
決定する基本極の電力ｐ１は下記式によって表される。
他の論文で述べられた概念を展開する際、安定性を維持
する上で問題が生じる。この問題は、図３を参照するこ
とによって論じることができる。この図３の略回路図で
は、トランスインピーダンス増幅器が、その増幅器の周
波数応答を左右する主要な寄生キャパシタンスと共に示
されている。図３において、バイポーラ接合トランジス
タＢ１は、共通エミッタ構成で、そのエミッタが接地す
るように接続されると共に、そのコレクタは、コレクタ
負荷抵抗器ＲC を介して、電位源Ｖおよびバッファ増幅
器の入力の双方に接続される。そして、このバッファ増
幅器の出力が、フィードバック抵抗器ＲF を介してトラ
ンジスタのベース電極に接続され、トランスインピーダ
ンス増幅器を形作っている。該増幅器の周波数帯域幅を
決定する基本極の電力ｐ１は下記式によって表される。
【数１】 式中、ａは増幅器の開ループ電圧利得を示し、またＣ1
は、光検出器、Ｂ１のベース−エミッタ接合、およびイ
ンタコネクトキャパシタンスに関連する寄生キャパシタ
ンスを示す。ここで、ベースおよびコレクタの電極間に
生じる寄生キャパシタンスＣ2 がごく僅かな量で、無視
することができるものと仮定するならば、第二極の電力
ｐ２は下記式によって表すことができる。
は、光検出器、Ｂ１のベース−エミッタ接合、およびイ
ンタコネクトキャパシタンスに関連する寄生キャパシタ
ンスを示す。ここで、ベースおよびコレクタの電極間に
生じる寄生キャパシタンスＣ2 がごく僅かな量で、無視
することができるものと仮定するならば、第二極の電力
ｐ２は下記式によって表すことができる。
【数２】 式中、ＲC はコレクタ負荷抵抗であり、またＣ3 は、Ｂ
１のコレクタ電極と接地との間に生じる寄生キャパシタ
ンスであり、バッファ増幅器の入力キャパシタンスを含
んでいる。ここで、−３ｄｂにまで達するほど均質で、
正常に機能する周波数応答を維持するためには、６０゜
を上回る位相マージンを維持しなければならない。すな
わち、下記関係式によって与えられる二つの基本極の電
力比率を書き取ることになる。
１のコレクタ電極と接地との間に生じる寄生キャパシタ
ンスであり、バッファ増幅器の入力キャパシタンスを含
んでいる。ここで、−３ｄｂにまで達するほど均質で、
正常に機能する周波数応答を維持するためには、６０゜
を上回る位相マージンを維持しなければならない。すな
わち、下記関係式によって与えられる二つの基本極の電
力比率を書き取ることになる。
【数３】 上記両極に付与されたパラメータを代用し、以下の関係
式によって、コレクタ負荷抵抗器の値ＲC が求められ
る。
式によって、コレクタ負荷抵抗器の値ＲC が求められ
る。
【数４】 後者の式からわかるように、従来回路で許容されたより
ＲF の値がかなり下げられても、ＲF 値の減少と共にＲ
C の値が削減される限りは、周波数応答の安定性を維持
することができる。
ＲF の値がかなり下げられても、ＲF 値の減少と共にＲ
C の値が削減される限りは、周波数応答の安定性を維持
することができる。
【００１０】次に、従来回路で許容されたよりもさらに
低いＲF 値で、この周波数応答の安定性を達成する光学
式前置増幅器回路を図１に示す。図１において、光検出
ダイオード１００は、そのカソード電極に接続された正
電位源１５０によってバックバイアス電圧がかけられ、
それに作用する放射によってダイオードが発生する電流
は、ダイオードのアノードから図１の光学式前置増幅器
の入力端子１０１に接続される。そして、入力端子１０
１からの電流は、ＮＰＮトランジスタ１０２のベース電
極に接続される。該ＮＰＮトランジスタ１０２のベース
電極は共通エミッタ電極部分として接続され、そのコレ
クタ電極が、抵抗１０３を介して正電位源１５０、すな
わち＋Ｖに接続されると共に、そのエミッタが、抵抗１
０４を介して接地電位１５１に接続される。次いで、ｐ
チャネルＭＯＳ形電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥ
Ｔ）１０５が抵抗１０３と並列に接続され、そのソース
電極が正電位源１５０に、またそのドレイン電極がトラ
ンジスタ１０２のコレクタに、それぞれ接続されてい
る。同様に、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ１０６は抵抗１０
４と並列に接続され、そのソース電極が接地電位１５１
に、またそのドレイン電極がトランジスタ１０２のエミ
ッタ電極に、それぞれ接続される。
低いＲF 値で、この周波数応答の安定性を達成する光学
式前置増幅器回路を図１に示す。図１において、光検出
ダイオード１００は、そのカソード電極に接続された正
電位源１５０によってバックバイアス電圧がかけられ、
それに作用する放射によってダイオードが発生する電流
は、ダイオードのアノードから図１の光学式前置増幅器
の入力端子１０１に接続される。そして、入力端子１０
１からの電流は、ＮＰＮトランジスタ１０２のベース電
極に接続される。該ＮＰＮトランジスタ１０２のベース
電極は共通エミッタ電極部分として接続され、そのコレ
クタ電極が、抵抗１０３を介して正電位源１５０、すな
わち＋Ｖに接続されると共に、そのエミッタが、抵抗１
０４を介して接地電位１５１に接続される。次いで、ｐ
チャネルＭＯＳ形電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥ
Ｔ）１０５が抵抗１０３と並列に接続され、そのソース
電極が正電位源１５０に、またそのドレイン電極がトラ
ンジスタ１０２のコレクタに、それぞれ接続されてい
る。同様に、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ１０６は抵抗１０
４と並列に接続され、そのソース電極が接地電位１５１
に、またそのドレイン電極がトランジスタ１０２のエミ
ッタ電極に、それぞれ接続される。
【００１１】ＭＯＳＦＥＴ１０５および１０６のゲート
電極は互いに接続され、入力信号レベルによって変化す
る電位値について後述するようにバイアス電圧がかけら
れる。非常に低い入力信号レベルでは、両ＭＯＳＦＥＴ
のゲートに対して、約＋５Ｖの電圧でバイアスがかけら
れ、ＭＯＳＦＥＴ１０６を完全にＯＮにするので、トラ
ンジスタ１０２の接地電位へつながるエミッタをショー
トさせる。一方、ＭＯＳＦＥＴ１０５のゲートに印加さ
れた＋５Ｖの電圧は、ＭＯＳＦＥＴ１０５を完全にＯＦ
Ｆにし、抵抗１０３の全値がコレクタ負荷ＲC として出
現する。ここで、入力信号レベルが増大すると、ゲート
にかかる電圧が削減され、ＭＯＳＦＥＴ１０５をＯＮに
してコレクタ負荷ＲC の有効値を減じると共に、ＭＯＳ
ＦＥＴ１０６をＯＦＦにする方向に押し進めるので、ト
ランジスタ１０２を利用する共通エミッタ部分にエミッ
タ抵抗ＲE の有効値を出現させる。
電極は互いに接続され、入力信号レベルによって変化す
る電位値について後述するようにバイアス電圧がかけら
れる。非常に低い入力信号レベルでは、両ＭＯＳＦＥＴ
のゲートに対して、約＋５Ｖの電圧でバイアスがかけら
れ、ＭＯＳＦＥＴ１０６を完全にＯＮにするので、トラ
ンジスタ１０２の接地電位へつながるエミッタをショー
トさせる。一方、ＭＯＳＦＥＴ１０５のゲートに印加さ
れた＋５Ｖの電圧は、ＭＯＳＦＥＴ１０５を完全にＯＦ
Ｆにし、抵抗１０３の全値がコレクタ負荷ＲC として出
現する。ここで、入力信号レベルが増大すると、ゲート
にかかる電圧が削減され、ＭＯＳＦＥＴ１０５をＯＮに
してコレクタ負荷ＲC の有効値を減じると共に、ＭＯＳ
ＦＥＴ１０６をＯＦＦにする方向に押し進めるので、ト
ランジスタ１０２を利用する共通エミッタ部分にエミッ
タ抵抗ＲE の有効値を出現させる。
【００１２】トランジスタ１０２のコレクタに現れる信
号は、トランジスタ１０７，１０９および１１１からな
るバッファ増幅器１２１に接続される。該増幅器１２１
の内、トランジスタ１０７および１０９はエミッタホロ
ワ（共通コレクタ増幅器）として接続され、それぞれの
コレクタが正電位源１５０に、またそれぞれのエミッタ
が抵抗１０８および１１０を介して接地電位１５１に接
続される。その結果、トランジスタ１０２のコレクタに
出現する信号は、ベース・エミッタ間で二度にわたる電
位降下約１．７０Ｖ（２×０．８５）に匹敵する直流電
位降下に見舞われた後、トランジスタ１１１のベースに
接続される。このように、エミッタホロワを利用するこ
とにより、先にＣ2 として示した寄生キャパシタンスの
量をそれほど増加させることのないよう、第一のトラン
ジスタを都合よく小さなエミッタ領域で製造することが
可能となる。トランジスタ１０９を備えた第二のエミッ
タホロワについては、トランジスタ１１１を利用するバ
ッファ増幅器１２１の出力部分に送出可能な電力量を増
加すべく、大きめのエミッタ領域で製造することができ
る。
号は、トランジスタ１０７，１０９および１１１からな
るバッファ増幅器１２１に接続される。該増幅器１２１
の内、トランジスタ１０７および１０９はエミッタホロ
ワ（共通コレクタ増幅器）として接続され、それぞれの
コレクタが正電位源１５０に、またそれぞれのエミッタ
が抵抗１０８および１１０を介して接地電位１５１に接
続される。その結果、トランジスタ１０２のコレクタに
出現する信号は、ベース・エミッタ間で二度にわたる電
位降下約１．７０Ｖ（２×０．８５）に匹敵する直流電
位降下に見舞われた後、トランジスタ１１１のベースに
接続される。このように、エミッタホロワを利用するこ
とにより、先にＣ2 として示した寄生キャパシタンスの
量をそれほど増加させることのないよう、第一のトラン
ジスタを都合よく小さなエミッタ領域で製造することが
可能となる。トランジスタ１０９を備えた第二のエミッ
タホロワについては、トランジスタ１１１を利用するバ
ッファ増幅器１２１の出力部分に送出可能な電力量を増
加すべく、大きめのエミッタ領域で製造することができ
る。
【００１３】トランジスタ１１１は共通エミッタ増幅器
部分として接続され、そのエミッタが抵抗１１２を介し
て接地電位に、またそのコレクタが直列に組まれた抵抗
１１３および１１４を介して正電位源１５０にそれぞれ
接続されている。さらに、出力端子１４０が、抵抗器１
１３および１１４の接続部分につながっている。以上の
ように構成された本実施形態においては、トランジスタ
１１１のコレクタに出現するのとは異なる直流レベルを
供給するために、上述した地点での出力が取られたが、
この出力はトランジスタ１１１のコレクタから取り出す
こともでき、そういった状況下において、トランジスタ
１１１のコレクタと正電位源１５０との間に一つの抵抗
を介在させればよいことは当業者にとって明らかであ
る。
部分として接続され、そのエミッタが抵抗１１２を介し
て接地電位に、またそのコレクタが直列に組まれた抵抗
１１３および１１４を介して正電位源１５０にそれぞれ
接続されている。さらに、出力端子１４０が、抵抗器１
１３および１１４の接続部分につながっている。以上の
ように構成された本実施形態においては、トランジスタ
１１１のコレクタに出現するのとは異なる直流レベルを
供給するために、上述した地点での出力が取られたが、
この出力はトランジスタ１１１のコレクタから取り出す
こともでき、そういった状況下において、トランジスタ
１１１のコレクタと正電位源１５０との間に一つの抵抗
を介在させればよいことは当業者にとって明らかであ
る。
【００１４】次に、トランジスタ１１１のエミッタに出
現する信号が、フィードバック抵抗器１２０を介してト
ランジスタ１０２のベースに接続されて、標準のトラン
スインピーダンス増幅器構成に負のフィードバック回路
を提供する。ここで、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ１１９は
フィードバック抵抗器１２０に並列接続され、そのソー
スがトランジスタ１１１のエミッタに、またそのドレイ
ンがトランジスタ１０２のベースにそれぞれ接続されて
いる。したがって、負のフィードバック量の調整につい
て後述するように、ＭＯＳＦＥＴ１１９のゲートに電位
を加えることができる。
現する信号が、フィードバック抵抗器１２０を介してト
ランジスタ１０２のベースに接続されて、標準のトラン
スインピーダンス増幅器構成に負のフィードバック回路
を提供する。ここで、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ１１９は
フィードバック抵抗器１２０に並列接続され、そのソー
スがトランジスタ１１１のエミッタに、またそのドレイ
ンがトランジスタ１０２のベースにそれぞれ接続されて
いる。したがって、負のフィードバック量の調整につい
て後述するように、ＭＯＳＦＥＴ１１９のゲートに電位
を加えることができる。
【００１５】トランジスタ１１１のコレクタに出現した
信号は、非反転増幅器１１５の入力に接続され、その出
力が抵抗器１１６およびコンデンサ１１７からなる集積
回路に接続される。したがって、光検出ダイオード１０
０に作用する光エネルギが噴出し、トランジスタ１１１
のコレクタに生じた正パルスが統合されるので、コンデ
ンサ１１７には正の直流電位が生じる。コンデンサ１１
７の正電位の値は、言うまでもなく、光信号の強度によ
って変化する。すなわち、光信号の強度が増すと直流電
位も大きくなる。このコンデンサ１１７の直流電位は、
次いで、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ１１９のゲートに加え
られる。その結果、光信号の強度増加により、ＭＯＳＦ
ＥＴがフィードバック抵抗ＲF の総量を削減するので、
前置増幅器の増幅を削減し、強度を増した光信号の受け
入れを可能にする。
信号は、非反転増幅器１１５の入力に接続され、その出
力が抵抗器１１６およびコンデンサ１１７からなる集積
回路に接続される。したがって、光検出ダイオード１０
０に作用する光エネルギが噴出し、トランジスタ１１１
のコレクタに生じた正パルスが統合されるので、コンデ
ンサ１１７には正の直流電位が生じる。コンデンサ１１
７の正電位の値は、言うまでもなく、光信号の強度によ
って変化する。すなわち、光信号の強度が増すと直流電
位も大きくなる。このコンデンサ１１７の直流電位は、
次いで、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ１１９のゲートに加え
られる。その結果、光信号の強度増加により、ＭＯＳＦ
ＥＴがフィードバック抵抗ＲF の総量を削減するので、
前置増幅器の増幅を削減し、強度を増した光信号の受け
入れを可能にする。
【００１６】また、コンデンサ１１７にかかる電圧は増
幅器１１８の入力にも接続され、その出力がＭＯＳＦＥ
Ｔ１０５および１０６のゲートに接続される。増幅器１
１８は、コンデンサ１１７で得られた電位を単に反転さ
せるものである。すなわち、低い光信号レベルで、コン
デンサ１１７の電圧がほとんど０Ｖに近い場合、増幅器
１１８は約＋５Ｖの電位をＭＯＳＦＥＴ１０６および１
０７のゲートに出現させる。この状態で、抵抗１０４が
完全にショートされると共に、抵抗１０３が回路につな
げられ、図１の前置増幅器に最大の増幅をもたらす。一
方、コンデンサ１１７の電位が強めの光信号で増大する
につれて、増幅器１１８の出力に現れる電位は０に向か
って減少していくので、ＲC の値を減少することがで
き、上述した関係にしたがって、ＲC の値をフィードバ
ック抵抗値ＲF の減少に追従させることができる。その
結果、両極ｐ２／ｐ１の比は２．７５より高い値に保た
れ、従来技術で示されたよりさらにフィードバック抵抗
が減少する場合にも、安定性は維持される。
幅器１１８の入力にも接続され、その出力がＭＯＳＦＥ
Ｔ１０５および１０６のゲートに接続される。増幅器１
１８は、コンデンサ１１７で得られた電位を単に反転さ
せるものである。すなわち、低い光信号レベルで、コン
デンサ１１７の電圧がほとんど０Ｖに近い場合、増幅器
１１８は約＋５Ｖの電位をＭＯＳＦＥＴ１０６および１
０７のゲートに出現させる。この状態で、抵抗１０４が
完全にショートされると共に、抵抗１０３が回路につな
げられ、図１の前置増幅器に最大の増幅をもたらす。一
方、コンデンサ１１７の電位が強めの光信号で増大する
につれて、増幅器１１８の出力に現れる電位は０に向か
って減少していくので、ＲC の値を減少することがで
き、上述した関係にしたがって、ＲC の値をフィードバ
ック抵抗値ＲF の減少に追従させることができる。その
結果、両極ｐ２／ｐ１の比は２．７５より高い値に保た
れ、従来技術で示されたよりさらにフィードバック抵抗
が減少する場合にも、安定性は維持される。
【００１７】ＭＯＳＦＥＴ１０６を介在させることによ
り、ダイナミックレンジをより一層広げることができ
る。前述したように、弱信号レベルに対して、ＭＯＳＦ
ＥＴ１０６はエミッタ抵抗１０４を完全にショートする
ので、開ループ利得に左右されることがない。一方、強
信号モードでは、ＭＯＳＦＥＴ１０６の動作がＯＦＦモ
ードとなり、抵抗ＲE をトランジスタ１０２のエミッタ
に導入する。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ１０６および抵抗
１０４を算入することにより、様々な目的を果たすこと
ができる。まず、強信号モードでは、前置増幅器の開ル
ープ利得ａを減少させるので、ＲF の削減により、第一
極ｐ１の周波数増加を制限することができる。さらに、
これがＲC の有効値を高めるのにも役立つ。ＭＯＳＦＥ
Ｔ１０５に要するサイズ、例えば寄生キャパシタンス全
体にわたる値Ｃ3 が削減されると、弱信号モードでＲC
の値を高め、優れた感度をもたらすことができる。次
に、強信号モードに対してＲE を導入することにより、
強信号の処理能力をさらに拡大することができる。これ
は、前置増幅器の最大電圧変化量が、弱信号モードでの
Ｖbeから、強信号用の（Ｖbe＋ＲE ＊ＩC ）へと拡大さ
れるためである。
り、ダイナミックレンジをより一層広げることができ
る。前述したように、弱信号レベルに対して、ＭＯＳＦ
ＥＴ１０６はエミッタ抵抗１０４を完全にショートする
ので、開ループ利得に左右されることがない。一方、強
信号モードでは、ＭＯＳＦＥＴ１０６の動作がＯＦＦモ
ードとなり、抵抗ＲE をトランジスタ１０２のエミッタ
に導入する。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ１０６および抵抗
１０４を算入することにより、様々な目的を果たすこと
ができる。まず、強信号モードでは、前置増幅器の開ル
ープ利得ａを減少させるので、ＲF の削減により、第一
極ｐ１の周波数増加を制限することができる。さらに、
これがＲC の有効値を高めるのにも役立つ。ＭＯＳＦＥ
Ｔ１０５に要するサイズ、例えば寄生キャパシタンス全
体にわたる値Ｃ3 が削減されると、弱信号モードでＲC
の値を高め、優れた感度をもたらすことができる。次
に、強信号モードに対してＲE を導入することにより、
強信号の処理能力をさらに拡大することができる。これ
は、前置増幅器の最大電圧変化量が、弱信号モードでの
Ｖbeから、強信号用の（Ｖbe＋ＲE ＊ＩC ）へと拡大さ
れるためである。
【００１８】入力段階における成分値の選択は、高感度
を達成する上で決定的事項である。ノイズの本源として
は、フィードバック抵抗による熱雑音、入力トランジス
タのベース電流およびコレクタ電流に関連するショット
雑音、そしてベース抵抗によって付与される熱雑音があ
げられる。入力時に差し向けられる雑音を考慮する上か
ら、トランジスタ１０２のベース抵抗をできるだけ小さ
くする一方、ＲF およびＲC の値を可能な限り大きする
ように、それらＲF およびＲC の値を選択する必要があ
る。当業者には明らかなように、上述した関係を利用す
ることによって、ある所定の帯域幅に対して感度を最大
限に高めることができる。例えば、トランジスタ１０２
のエミッタ領域を拡大することによって、ベース抵抗を
最小限にとどめることができる。しかしながら、あいに
くなことに、これは寄生キャパシタンスＣ1 を増加させ
るので、極ｐ１を同じ位置に保つためには、ＲF の増加
が不可欠となる。
を達成する上で決定的事項である。ノイズの本源として
は、フィードバック抵抗による熱雑音、入力トランジス
タのベース電流およびコレクタ電流に関連するショット
雑音、そしてベース抵抗によって付与される熱雑音があ
げられる。入力時に差し向けられる雑音を考慮する上か
ら、トランジスタ１０２のベース抵抗をできるだけ小さ
くする一方、ＲF およびＲC の値を可能な限り大きする
ように、それらＲF およびＲC の値を選択する必要があ
る。当業者には明らかなように、上述した関係を利用す
ることによって、ある所定の帯域幅に対して感度を最大
限に高めることができる。例えば、トランジスタ１０２
のエミッタ領域を拡大することによって、ベース抵抗を
最小限にとどめることができる。しかしながら、あいに
くなことに、これは寄生キャパシタンスＣ1 を増加させ
るので、極ｐ１を同じ位置に保つためには、ＲF の増加
が不可欠となる。
【００１９】以上のように構成された本実施形態につい
て、トランスインピーダンスは、約０．０１ｍＡの平均
入力光電流で減少し始め、約１ｍＡになるまで減少し続
ける。本実施形態は、１μｍ、２０ＧＨｚのＢｉＣＭＯ
Ｓ技術で製造されたものである。また、本実施形態にお
いては、約６００ＭＨｚの周波数帯域幅が、１μＡから
６００μＡという広範囲に渡る入力電流に対して正常に
機能する状態にあった。トランスインピーダンスは、２
５のファクタによって弱信号から強信号に変化する。
て、トランスインピーダンスは、約０．０１ｍＡの平均
入力光電流で減少し始め、約１ｍＡになるまで減少し続
ける。本実施形態は、１μｍ、２０ＧＨｚのＢｉＣＭＯ
Ｓ技術で製造されたものである。また、本実施形態にお
いては、約６００ＭＨｚの周波数帯域幅が、１μＡから
６００μＡという広範囲に渡る入力電流に対して正常に
機能する状態にあった。トランスインピーダンスは、２
５のファクタによって弱信号から強信号に変化する。
【図１】本発明に従って構成された光学式前置増幅器の
略回路図である。
略回路図である。
【図２】従来の光学式前置増幅器の略回路図である。
【図３】本発明の動作を説明するのに有効な略回路図で
ある。
ある。
１００ 光検出ダイオード １０１ 入力端子 １０２、１０７、１０９、１１１ ＮＰＮトランジスタ １０３、１０４、１０８、１１０、１１２、１１４、１
１６ 抵抗 １２１ バッファ増幅器 １５０ 正電位源 １５１ 接地電位
１６ 抵抗 １２１ バッファ増幅器 １５０ 正電位源 １５１ 接地電位
フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｂ 10/04 10/06 (72)発明者 マーリス ジェー．ターシア アメリカ合衆国 07067 ニュージャーシ ィ，コロニア，モーニングサイド ロード 48 (72)発明者 リアン ディヴィッド ツェン アメリカ合衆国 18051 ペンシルヴァニ ア，フォゲルスヴィル，トレイルズ エン ド 7933
Claims (10)
- 【請求項１】 光検出ダイオードによって生じた電流用
であって、エミッタ、ベースおよびコレクタの各電極を
有するバイポーラ接合トランジスタと、前記光検出ダイ
オードによって生じた電流を前記ベース電極に結合する
手段と、前記エミッタ電極を接地電位に接続する手段
と、電位源を前記コレクタ電極に接続するコレクタ負荷
手段と、前記コレクタ電極にかかる電圧信号にすぐ応答
して前記ベース電極に負のフィードバック信号を結合す
ると共に、その値が前記電圧信号の信号レベルを示すよ
うな電位を発生させるバッファ増幅器手段とからなり、
前記フィードバック信号の値が前記信号レベルによって
変化する前置増幅器において、その値が前記電圧信号の
信号レベルを示す前記電位にすぐ応答して前記コレクタ
負荷の有効インピーダンス値を変更するような手段をさ
らに備えることを特徴とする前置増幅器。 - 【請求項２】 前記コレクタ負荷手段がコレクタ抵抗で
あり、前記コレクタ負荷の有効インピーダンス値を変更
する前記手段が、ゲート、ソースおよびドレインの各電
極を有すると共に、該ソース電極とドレイン電極とが前
記コレクタ抵抗のそれぞれ反対側端部に接続される１チ
ャネル型の電界効果トランジスタを備えることを特徴と
する請求項１記載の前置増幅器。 - 【請求項３】 前記エミッタ電極を接地電位に接続する
前記手段がエミッタ抵抗であり、その値が前記電圧信号
の信号レベルを示すような前記電位にすぐ応答して前記
エミッタ抵抗の有効インピーダンス値を変更するような
手段をさらに備えることを特徴とする請求項１記載の前
置増幅器。 - 【請求項４】 前記エミッタ抵抗の有効値を変更する前
記手段が、ゲート、ソースおよびドレインの各電極を有
すると共に、該ソース電極とドレイン電極とが前記エミ
ッタ抵抗のそれぞれ反対側端部に接続される第二の電界
効果トランジスタを備えることを特徴とする請求項３記
載の前置増幅器。 - 【請求項５】 光検出ダイオードによって生じた電流用
であって、エミッタ、ベースおよびコレクタの各電極を
有するバイポーラ接合トランジスタと、前記光検出ダイ
オードによって生じた電流を前記ベース電極に結合する
手段と、前記エミッタ電極を接地電位に接続する手段
と、電位源を前記コレクタ電極に接続するコレクタ負荷
手段と、前記コレクタ電極にかかる電圧信号にすぐ応答
して前記ベース電極に負のフィードバック信号を結合す
ると共に、その値が前記電圧信号の平均信号レベルを示
すような電位を発生させるバッファ増幅器手段とからな
り、前記フィードバック信号の値が前記平均信号レベル
によって変化する前置増幅器において、前記コレクタ負
荷手段が、コレクタ抵抗と、ゲート、ソースおよびドレ
インの各電極を有する１チャネル形の第一電界効果トラ
ンジスタとからなり、前記ソース電極とドレイン電極と
が前記コレクタ抵抗のそれぞれ反対側端部に接続される
と共に、その値が平均信号レベルを示すような前記電位
にすぐ応答して前記ゲート電極に電位を結合する手段を
備えているので、前記第一の電界効果トランジスタが有
効なコレクタ負荷抵抗を削減して前記平均信号レベルの
値を増大させることを特徴とする前置増幅器。 - 【請求項６】 前記エミッタ電極を前記接地電位に接続
する前記手段が、エミッタ抵抗と、ゲート、ソースおよ
びドレインの各電極を有する第二の電界効果トランジス
タとからなり、該第二の電界効果トランジスタのソース
およびドレインの各電極が前記エミッタ抵抗のそれぞれ
反対側端部に接続され、そのゲート電極が前記第一の電
界効果トランジスタのゲート電極に直接接続されると共
に、前記第二の電界効果トランジスタが前記第一の電界
効果トランジスタとは反対のチャネル型からなるので、
前記第二の電界効果トランジスタが前記エミッタと接地
電位との間の有効抵抗を増して前記平均信号レベルの値
を増大させることを特徴とする請求項５記載の前置増幅
器。 - 【請求項７】 前記コレクタ電極にかかる電圧信号に応
答する前記バッファ増幅器手段が、縦続エミッタホロワ
部分として接続された少なくとも第二および第三のトラ
ンジスタを備え、前記第一のトランジスタのコレクタ電
極に直接接続されたベース電極を前記第二のトランジス
タが有することを特徴とする請求項６記載の前置増幅
器。 - 【請求項８】 光検出ダイオードによって生じた電流用
であって、エミッタ、ベースおよびコレクタの各電極を
有するバイポーラ接合ＮＰＮトランジスタと、前記光検
出ダイオードによって生じた電流を前記ＮＰＮトランジ
スタのベース電極に結合する手段と、前記コレクタと正
電位源との間に接続されたコレクタ抵抗と、前記エミッ
タ電極を接地電位に接続する手段と、前記コレクタ電極
にかかる電圧信号にすぐ応答して前記ベース電極に負の
フィードバック信号を結合すると共に、その値が前記コ
レクタ電極に出現する平均信号レベルを示すような電位
を発生させるバッファ増幅器手段とからなり、前記フィ
ードバック信号の値が前記平均信号レベルによって変化
する前置増幅器において、ゲート、ソースおよびドレイ
ンの各電極を有すると共に、その値が前記平均信号レベ
ルを示すような前記電位にすぐ応答して前記ゲート電極
に電位を供給するｐチャネルＭＯＳ形電界効果トランジ
スタ（ＭＯＳＦＥＴ）を備え、該ＭＯＳＦＥＴのソース
電極とドレイン電極とが前記コレクタ抵抗と並列に接続
されると共にそのドレイン電極が前記ＮＰＮトランジス
タのコレクタに接続されので、前記ＭＯＳＦＥＴが前記
ＮＰＮのコレクタ抵抗を有効に削減して前記平均信号レ
ベルの値を増加させることを特徴とする前置増幅器。 - 【請求項９】 前記エミッタ電極を前記接地電位に接続
する前記手段が、エミッタ抵抗と、ゲート、ソースおよ
びドレインの各電極を有するｎチャネルＭＯＳＦＥＴと
からなり、該ｎチャネルＭＯＳＦＥＴのソース電極とド
レイン電極とが前記エミッタ抵抗のそれぞれ反対側端部
に接続され、そのソース電極が接地電位に接続されると
共に、前記ｎチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート電極が前記
ｐチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート電極に直接接続される
ので、前記ｎチャネルＭＯＳＦＥＴが前記エミッタと接
地電位との間の有効抵抗を増して前記平均信号レベルの
値を増大させることを特徴とする請求項８記載の前置増
幅器。 - 【請求項１０】 前記コレクタ電極にかかる前記電圧信
号に応答する前記バッファ増幅器手段が、縦続エミッタ
ホロワ部分として接続された少なくとも第二および第三
のＮＰＮトランジスタを備え、前記第一のＮＰＮトラン
ジスタのコレクタ電極に直接接続されたベース電極を前
記第二のトランジスタが有することを特徴とする請求項
９記載の前置増幅器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/360895 | 1994-12-21 | ||
| US08/360,895 US5532471A (en) | 1994-12-21 | 1994-12-21 | Optical transimpedance amplifier with high dynamic range |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08274546A true JPH08274546A (ja) | 1996-10-18 |
Family
ID=23419833
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7331275A Withdrawn JPH08274546A (ja) | 1994-12-21 | 1995-12-20 | ハイダイナミックレンジの光学式トランスインピーダンス増幅器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5532471A (ja) |
| EP (1) | EP0718991A1 (ja) |
| JP (1) | JPH08274546A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007150608A (ja) * | 2005-11-25 | 2007-06-14 | Sharp Corp | 受光増幅回路、及び、光ピックアップ装置 |
| JP2009100337A (ja) * | 2007-10-18 | 2009-05-07 | Renesas Technology Corp | 可変利得増幅器を内蔵する半導体集積回路 |
| JP2011091687A (ja) * | 2009-10-23 | 2011-05-06 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | トランスインピーダンスアンプ |
| JP2011223586A (ja) * | 2011-04-15 | 2011-11-04 | Tdk Corp | 並列−直列形電流帰還増幅器、増幅器、及び光学機器 |
| US11323083B2 (en) | 2018-04-27 | 2022-05-03 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Amplifier circuit |
Families Citing this family (54)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR0146076B1 (ko) * | 1995-06-28 | 1998-08-01 | 문정환 | 반도체 소자의 기판 전압 레규레이터 장치 |
| US5644418A (en) * | 1995-12-07 | 1997-07-01 | Lucent Technologies Inc. | Smart pixel optical receiver employing sense amplifier and method of operation thereof |
| JP3758750B2 (ja) * | 1996-07-02 | 2006-03-22 | 富士通株式会社 | 光受信装置 |
| US5886570A (en) * | 1997-10-22 | 1999-03-23 | Analog Devices Inc | Inverter circuit biased to limit the maximum drive current to a following stage and method |
| US6084232A (en) * | 1997-11-13 | 2000-07-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Optical receiver pre-amplifier which prevents ringing by shunting an input current of the pre-amplifier |
| FI974224A (fi) | 1997-11-13 | 1999-05-14 | Nokia Telecommunications Oy | Optinen vastaanotin |
| GB9816529D0 (en) * | 1998-07-29 | 1998-09-30 | Northern Telecom Ltd | A wide dynamic range transimpedance amplifier |
| GB2343943B (en) | 1998-11-18 | 2003-11-26 | Ericsson Telefon Ab L M | Detection circuit |
| JP3329302B2 (ja) * | 1999-02-26 | 2002-09-30 | 日本電気株式会社 | 自動利得切換型バースト光受信回路 |
| US6114913A (en) * | 1999-03-03 | 2000-09-05 | Maxim Integrated Products, Inc | Transimpedance amplifiers with improved gain-bandwidth product |
| US7551024B2 (en) * | 2001-03-13 | 2009-06-23 | Marvell World Trade Ltd. | Nested transimpedance amplifier |
| US7276965B1 (en) | 2001-03-13 | 2007-10-02 | Marvell International Ltd. | Nested transimpedance amplifier |
| US7605649B2 (en) * | 2001-03-13 | 2009-10-20 | Marvell World Trade Ltd. | Nested transimpedance amplifier |
| US6762644B1 (en) | 2001-03-13 | 2004-07-13 | Marvell International, Ltd. | Apparatus and method for a nested transimpedance amplifier |
| US6693492B2 (en) * | 2001-05-18 | 2004-02-17 | International Business Machines Corporation | Variable gain low-noise amplifier and method |
| US6933786B1 (en) * | 2002-05-15 | 2005-08-23 | Cypress Semiconductor Corporation | Amplifier circuit and method |
| US20050061779A1 (en) * | 2003-08-06 | 2005-03-24 | Walter Blumenfeld | Laser ablation feedback spectroscopy |
| US20050046482A1 (en) * | 2003-08-27 | 2005-03-03 | Karl Schrodinger | Receiver circuit |
| KR100515078B1 (ko) * | 2003-09-03 | 2005-09-14 | 삼성전기주식회사 | 전류 검출에 의한 리미터 회로를 채용한 전류-전압 변환및 증폭 회로 |
| KR100617294B1 (ko) * | 2003-11-24 | 2006-08-30 | 한국전자통신연구원 | 자동 이득 조절 귀환 증폭기 |
| DE102004009684B4 (de) * | 2004-02-27 | 2014-12-24 | Infineon Technologies Ag | Transimpedanzverstärkeranordnung für hohe Schaltfrequenzen |
| US7239202B1 (en) | 2004-03-31 | 2007-07-03 | Marvell International Ltd. | Variable-gain constant-bandwidth transimpedance amplifier |
| US7023271B1 (en) | 2004-03-31 | 2006-04-04 | Marvell International Ltd. | Variable-gain constant-bandwidth transimpedance amplifier |
| US7558014B1 (en) | 2004-06-24 | 2009-07-07 | Marvell International Ltd. | Programmable high pass amplifier for perpendicular recording systems |
| US7385170B1 (en) | 2004-08-24 | 2008-06-10 | Semiconductor Components Industries, Llc | Ambient light suppression circuit for photodiode receiver applications |
| JP4244913B2 (ja) * | 2004-11-18 | 2009-03-25 | パナソニック株式会社 | 受光増幅回路 |
| DE102004060076A1 (de) * | 2004-12-14 | 2006-07-06 | Merck Patent Gmbh | Verfahren zur Herstellung von Onium-Salzen mit Alkyl- oder Arylsulfonat-Anionen oder Alkyl- oder Arylcarboxylat-Anionen mit geringem Halogenid-Gehalt |
| US7518447B1 (en) | 2005-01-18 | 2009-04-14 | Marvell International Ltd. | Transimpedance amplifier |
| US7449958B1 (en) | 2005-08-17 | 2008-11-11 | Marvell International Ltd. | Open loop DC control for a transimpedance feedback amplifier |
| US7659776B2 (en) * | 2006-10-17 | 2010-02-09 | Cypress Semiconductor Corporation | Offset voltage correction for high gain amplifier |
| US7605660B1 (en) | 2007-11-12 | 2009-10-20 | Rf Micro Devices, Inc. | Linear multi-stage transimpedance amplifier |
| US7948323B2 (en) * | 2009-05-06 | 2011-05-24 | Mindspeed Technologies, Inc. | Linear transimpedance amplifier with wide dynamic range for high rate applications |
| US9107245B2 (en) | 2011-06-09 | 2015-08-11 | Mindspeed Technologies, Inc. | High accuracy, high dynamic range LED/laser driver |
| JP5752623B2 (ja) | 2012-03-07 | 2015-07-22 | 株式会社東芝 | 受光回路 |
| US9059065B2 (en) * | 2012-03-19 | 2015-06-16 | National Institute Of Advanced Industrial Science And Technology | Method of varying gain of amplifying photoelectric conversion device and variable gain photoelectric conversion device |
| US9385606B2 (en) | 2012-12-03 | 2016-07-05 | M/A-Com Technology Solutions Holdings, Inc. | Automatic buck/boost mode selection system for DC-DC converter |
| KR101513373B1 (ko) * | 2013-12-31 | 2015-04-20 | 한양대학교 산학협력단 | 직류 오프셋을 보상하는 광통신 수신기 |
| US10097908B2 (en) | 2014-12-31 | 2018-10-09 | Macom Technology Solutions Holdings, Inc. | DC-coupled laser driver with AC-coupled termination element |
| US10044328B2 (en) | 2015-07-20 | 2018-08-07 | Macom Technology Solutions Holdings, Inc. | Transimpedance amplifier with bandwidth extender |
| US10333516B2 (en) * | 2015-07-31 | 2019-06-25 | Hewlett Packard Enterprise Development Lp | Optical receivers |
| US10333628B2 (en) | 2016-06-10 | 2019-06-25 | Hewlett Packard Enterprise Development Lp | Optical receivers |
| TWI750216B (zh) | 2016-08-30 | 2021-12-21 | 美商Ｍａｃｏｍ技術方案控股公司 | 具分散式架構之驅動器 |
| JP6812263B2 (ja) | 2017-02-10 | 2021-01-13 | オムロン株式会社 | 光電センサおよび投光器 |
| US10338224B2 (en) | 2017-03-27 | 2019-07-02 | Analog Devices Global Unlimited Company | High dynamic range analog front-end receiver for long range LIDAR |
| US10686412B2 (en) | 2017-03-29 | 2020-06-16 | Linear Technology Corporation | Trans-impedance amplifier with fast overdrive recovery |
| US10630052B2 (en) | 2017-10-04 | 2020-04-21 | Macom Technology Solutions Holdings, Inc. | Efficiency improved driver for laser diode in optical communication |
| US10505509B2 (en) | 2017-10-31 | 2019-12-10 | Cisco Technology, Inc. | Process and temperature insensitive linear circuit |
| US11018637B2 (en) | 2018-02-14 | 2021-05-25 | Analog Devices Global Unlimited Company | High dynamic range transimpedance amplifier |
| US11555897B2 (en) | 2018-07-02 | 2023-01-17 | Analog Devices International Unlimited Company | Transimpedance amplifier with pulse widening |
| US11005573B2 (en) | 2018-11-20 | 2021-05-11 | Macom Technology Solutions Holdings, Inc. | Optic signal receiver with dynamic control |
| US11249499B2 (en) | 2020-03-04 | 2022-02-15 | Cisco Technology, Inc. | Linear transimpedance amplifier dual regulator architecture and tuning |
| US12013423B2 (en) | 2020-09-30 | 2024-06-18 | Macom Technology Solutions Holdings, Inc. | TIA bandwidth testing system and method |
| US11658630B2 (en) | 2020-12-04 | 2023-05-23 | Macom Technology Solutions Holdings, Inc. | Single servo loop controlling an automatic gain control and current sourcing mechanism |
| CN113659943B (zh) * | 2021-07-30 | 2023-08-01 | 江苏科大亨芯半导体技术有限公司 | 大动态范围跨阻放大器 |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4540952A (en) * | 1981-09-08 | 1985-09-10 | At&T Bell Laboratories | Nonintegrating receiver |
| DE3204839C2 (de) * | 1982-02-11 | 1984-04-26 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Fotodiodenverstärker mit großem Dynamikbereich |
| DE3336366C2 (de) * | 1983-10-06 | 1985-08-14 | Telefunken electronic GmbH, 7100 Heilbronn | Breitbandverstärker zur Verstärkung eines Fotostromes |
| US4564818A (en) * | 1984-08-24 | 1986-01-14 | Motorola Inc. | Transimpedance amplifier having an improved gain/bandwidth product |
| US4792998A (en) * | 1986-05-23 | 1988-12-20 | Siemens Aktiengesellschaft | Receiver for optical digital signals having different amplitudes |
| DE3806283A1 (de) * | 1988-02-27 | 1989-09-07 | Telefunken Electronic Gmbh | Optoelektronischer transimpedanz-verstaerker |
| DE4212933A1 (de) * | 1992-04-18 | 1993-10-21 | Sel Alcatel Ag | Schaltungsanordnung für einen optischen Empfänger |
| DE4212934A1 (de) * | 1992-04-18 | 1993-10-21 | Sel Alcatel Ag | Schaltungsanordnung für einen optischen Empfänger |
| JPH05304422A (ja) * | 1992-04-24 | 1993-11-16 | Sumitomo Electric Ind Ltd | 光通信用前置増幅器 |
-
1994
- 1994-12-21 US US08/360,895 patent/US5532471A/en not_active Expired - Lifetime
-
1995
- 1995-12-05 EP EP95308763A patent/EP0718991A1/en not_active Withdrawn
- 1995-12-20 JP JP7331275A patent/JPH08274546A/ja not_active Withdrawn
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007150608A (ja) * | 2005-11-25 | 2007-06-14 | Sharp Corp | 受光増幅回路、及び、光ピックアップ装置 |
| JP4566893B2 (ja) * | 2005-11-25 | 2010-10-20 | シャープ株式会社 | 受光増幅回路、及び、光ピックアップ装置 |
| JP2009100337A (ja) * | 2007-10-18 | 2009-05-07 | Renesas Technology Corp | 可変利得増幅器を内蔵する半導体集積回路 |
| JP2011091687A (ja) * | 2009-10-23 | 2011-05-06 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | トランスインピーダンスアンプ |
| JP2011223586A (ja) * | 2011-04-15 | 2011-11-04 | Tdk Corp | 並列−直列形電流帰還増幅器、増幅器、及び光学機器 |
| US11323083B2 (en) | 2018-04-27 | 2022-05-03 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Amplifier circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| US5532471A (en) | 1996-07-02 |
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