JP2007150608A - 受光増幅回路、及び、光ピックアップ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】トランジスタスイッチによるゲインの切り替え制御が可能であり、かつ、高速な応答特性と広いダイナミックレンジとを有する受光増幅回路を実現する。
【解決手段】受光素子ＰＤ１１から入力された信号電流を増幅するエミッタ接地増幅回路と、導通と遮断とを切り替えるトランジスタスイッチＱｓｗ１〜Ｑｓｗ２を含み、上記エミッタ接地増幅回路から出力された信号電流を上記エミッタ接地増幅回路の入力に帰還させる帰還回路とを備え、上記エミッタ接地増幅回路に含まれるトランジスタＱ１１は、定電圧回路１２を介してエミッタを接地されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、異なる複数の受光強度に対応した受光増幅回路、および、その受光増幅回路を含む光ピックアップ装置に関する。

光ディスク（光記録媒体）は、音声、映像、文書データなどの情報を記録するメディアとして広く使用されており、光ディスクに記録された情報を再生し、また、光ディスクに情報を記録する光記録再生装置が各種開発されている。光ピックアップ装置は、光記録再生装置において、光ディスクに対し情報の書込み／読み出しを行う主要構成要素である。近年ＤＶＤメディアの普及に伴い、ＤＶＤ記録再生装置が販売されているが、これらの装置に搭載される光ピックアップは、既存メディアであるＣＤに対しても同時に対応する必要がある。また、これらの光ピックアップ装置は、再生のみ可能なＲＯＭディスク、書込み可能な±Ｒディスク、書換え可能な±ＲＷディスク、あるいは、ＲＡＭディスクなど多種のディスクにも対応する必要がある。

図６は、ＤＶＤとＣＤとに対して情報の記録／再生を行う光ピックアップ装置６１の概略構成を示す概略構成図である。図６に示すように、光ピックアップ装置６１は、ＤＶＤ用赤色（６５０ｎｍ）レーザー素子６２、ＣＤ用赤外（７８０ｎｍ）レーザー素子６３、光学系６４、および、受光増幅回路６５を含んでいる。

ＤＶＤ用赤色レーザー素子６２、または、ＣＤ用赤外レーザー素子６３から出射されたレーザー光は、光学系６４を介して、光ディスク６６に照射される。また、光ディスク６６により反射された反射光は、光学系６４により、受光増幅回路６５へと導かれる。受光増幅回路６５は、受光した反射光を電気信号に変換し、得られた電気信号を増幅して出力する。

ここで、光源であるＤＶＤ用赤色レーザー素子６２、または、ＣＤ用赤外レーザー素子６３から出射されるレーザ光の強度は、一般に、再生時には小さく、記録時には大きい。これは、記録時には、再生時の１０倍程度の強度をもつレーザー光を光ディスクに照射し、光ディスク上に記録マークを形成する必要があるためである。光源から出射されるレーザ光の強度が変化すると受光増幅回路６５に入射する光量も変化する。このため、受光増幅回路６５に入射する入射光の強度も、再生時と記録時とでは、約１０倍程度変化する。

さらに、光ピックアップ装置１は、種類の異なる光ディスクに対して情報の記録／再生を行う必要があり、対象となる光ディスク表面の反射率は光ディスクの種類毎に異なる。通常、ＲＯＭディスクの反射率は高く、書込み可能な±Ｒ／±ＲＷディスクの反射率は低く、ＲＡＭディスクの反射率はさらに低い。光ディスクの反射率が小さいと、受光増幅回路６５に入射する反射光の強度も小さくなる。従って、受光増幅回路６５に入射する入射光の強度は、記録／再生の別によって、あるいは、記録／再生の対象となる光ディスクの種類によって、大きく変動することになる。

大きく変動する入射光に対応するために、受光増幅回路６５は、出力する電気信号が略一定の振幅になるよう、複数のゲイン（感度）を切替えて電気信号を増幅する必要がある。

図７は受光増幅回路６５の概略構成を示す回路ブロック図である。図７に示すように、受光増幅回路６５は、受光素子７１、増幅器７２、帰還抵抗Ｒｆ１〜Ｒｆ３、および、スイッチ素子ＳＷ１〜ＳＷ２を含んでいる。受光素子７１は、光信号を電気信号に変換し、得られた電気信号は増幅器７２により増幅される。

受光増幅増幅素子６５のゲインは、スイッチ素子ＳＷ１〜ＳＷ２により、帰還抵抗Ｒｆ１〜Ｒｆ３を切り替えて使用することにより設定される。例えば、スイッチ素子ＳＷ１〜ＳＷ２が全て遮断状態の場合、受光増幅回路６５のゲインは帰還抵抗Ｒｆ１により設定される値となる。スイッチ素子ＳＷ１を導通状態にすると、受光増幅回路６５のゲインはＲｆ１／／ Ｒｆ２により設定される値となり、ゲインが下がる。同様に、さらにスイッチ素子ＳＷ２を導通状態にすると、受光増幅回路６５のゲインはＲｆ１／／ Ｒｆ２／／Ｒｆ３により設定される値となり、さらにゲインを下げることができる。

図８は受光増幅回路６５の具体的な回路例を示す回路図である。図８に示した回路においては、受光素子ＰＤ８１により生成された電気信号が、トランジスタＱ８１〜Ｑ８５、および、定電流源Ｉ８１〜Ｉ８２からなる差動型増幅回路８１により増幅される。ゲインの設定のためには、帰還抵抗Ｒｆ８１〜Ｒｆ８３が利用される。帰還抵抗Ｒｆ８１〜Ｒｆ８３の切り替えは、トランジスタスイッチＱsw１〜Ｑsw２により行われる。トランジスタスイッチのコレクタ−エミッタ間を導通状態にするためには、そのトランジスタスイッチからベース電流を飽和するまで引き抜けば良い。

光ディスクの再生速度、および、記録速度の高速化に伴い、光ピックアップ装置においては、要求されるレーザー光量の上限が上昇する一方、ＲＡＭディスクや２層ディスクなど反射率の低いディスクの登場により、要求されるレーザー光量の下限は低下している。従って、受光増幅回路には、単にゲインの切り替えが可能であるばかりではなく、応答特性の高速化、ダイナミックレンジの拡大、Ｓ／Ｎ比確保のための低ノイズ化が要求されている。

しかしながら、図８に示した従来の受光増幅回路は、差動型の増幅回路により信号電流を増幅しているので、増幅回路に含まれるトランジスタの寄生容量により応答特性が悪く、また、動作点が基準電圧である事により信号レンジ（ダイナミックレンジ）が狭いという問題がある。

このような問題を解決するためには、寄生容量が少なく高速化に有利で、かつ、動作点をＧＮＤ基準で設定できダイナミックレンジを確保し易い、エミッタ接地増幅回路を利用することが考えられる。しかし、エミッタ接地増幅回路を利用する場合には、複数のゲインを切り替えるためのトランジスタスイッチの導通状態において、当該トランジスタスイッチにベース電流を供給するドライブ用トランジスタの動作電圧を確保することが困難になるという別の問題が生じる。

本発明は、上記の問題に鑑みてなされたものであり、その目的は、トランジスタスイッチによるゲインの切り替え制御が可能であり、かつ、高速な応答特性と広いダイナミックレンジとを有する受光増幅回路を実現することにある。

本発明に係る受光増幅回路は、上記課題を解決するために、受光素子から入力された信号電流を増幅するエミッタ接地増幅回路と、導通と遮断とを切り替えるトランジスタスイッチを含み、上記エミッタ接地増幅回路から出力された信号電流を上記エミッタ接地増幅回路の入力に帰還させる帰還回路とを備え、上記エミッタ接地増幅回路に含まれるトランジスタは、定電圧回路を介してエミッタを接地されていることを特徴としている。

上記構成によれば、上記エミッタ接地増幅回路の出力点の電位を、上記トランジスタのベース−エミッタ間電圧よりも、さらに上記定電圧回路の出力電圧分だけ高くすることができる。これにより、上記トランジスタスイッチにベース電流を与えるスイッチドライブ用トランジスタの動作電圧を確保することができる。

しかも、上記構成によれば、受光素子から入力された信号電流は、エミッタ接地増幅回路により増幅される。従って、上記構成によれば、差動増幅回路で増幅する場合と比べ、高速な応答特性と広いダイナミックレンジとを有する、トランジスタスイッチによるゲインの切り替え制御が可能な受光増幅回路を実現できるという効果を奏する。

本発明に係る受光増幅回路においては、上記定電圧回路は、ダイオード接続されたトランジスタを含むことが好ましい。

ダイオード接続されたトランジスタからなる定電圧回路のインピーダンスは、同じ出力電圧を抵抗器により確保するする場合の抵抗値と比べ、小さい。すなわち、上記構成によれば、定電圧回路のインピーダンスを下げることが可能になり、当該受光増幅回路のオープンループ特性の変動を抑制することができるという更なる効果を奏する。

本発明に係る受光増幅回路においては、上記定電圧回路は、直列接続された１つ以上の飽和状態にあるトランジスタを含むことが好ましい。

上記構成によれば、上記定電圧回路のインピーダンスを上昇させることなく、上記定電圧回路の出力電圧を、上記定電圧回路に含まれるトランジスタのセルサイズ、および、そのトランジスタに与えるベース電流により制御することができる。すなわち、上記構成によれば、当該受光増幅回路のオープンループ特性の変動を抑えながら、さらに、上記定電圧回路の出力電圧を自由に設定することができるという更なる効果を奏する。

本発明に係る受光増幅回路においては、上記定電圧回路の出力電圧は、上記トランジスタスイッチにベース電流を与えるスイッチドライブ用トランジスタの飽和時コレクタ−エミッタ間電圧に略同一であることが好ましい。

上記構成によれば、上記スイッチドライブ用トランジスタによる上記トランジスタスイッチの正常な制御が可能である範囲内で、上記エミッタ接地増幅回路の出力点の電位を最小化することができる。すなわち、上記構成によれば、上記スイッチドライブ用トランジスタによる上記トランジスタスイッチの正常な制御が可能である範囲内で、当該受光増幅回路のダイナミックレンジを最大化することができる。

本発明に係る受光増幅回路においては、上記エミッタ接地増幅回路の出力を上記エミッタ接地増幅回路の入力に帰還させる、トランジスタスイッチを含まない帰還回路と、上記トランジスタスイッチを含む上記帰還回路が遮断状態にあるとき、上記エミッタ接地増幅回路に含まれる上記トランジスタのエミッタを短路して接地する、上記定電圧回路と並列に接続されたスイッチとを備えることが好ましい。

トランジスタスイッチを含む上記帰還回路が遮断状態にあるとき、当該トランジスタスイッチにベース電流を与えるスイッチドライブ用トランジスタの動作電圧を確保する必要はない。そこで、上記エミッタ接地増幅回路に含まれる上記トランジスタのエミッタを短路して接地したとしても、上記トランジスタスイッチの制御に支障はない。

また、ここで、トランジスタスイッチを含む上記帰還回路が遮断状態にあるときとは、すなわち、当該受光増幅回路のゲインが大きく設定されているときに他ならない。

従って、上記構成によれば、当該受光増幅回路のゲインが大きく設定されているとき、上記トランジスタスイッチの制御に支障を来たすことなく、上記エミッタ接地増幅回路の出力点の電位を下げることができる。このため、上記構成によれば、当該受光増幅回路のゲインが大きく設定されているとき、当該受光増幅回路のダイナミックレンジを拡大することができる。

本発明に係る受光増幅回路は、上記の受光増幅回路を初段アンプとして含むことが好ましい。

上記構成によれば、初段アンプのゲインが大きく設定されているとき、当該初段アンプのダイナミックレンジが広いので、後段アンプのゲインを小さく設計することが可能になる。従って、初段アンプのゲインを大きく設定する必要がある微弱な入力信号に対して、良好なＳ／Ｎ比を有する受光増幅回路を実現することが可能になる。

本発明に係る受光増幅回路は、上記初段アンプから出力された信号電流を増幅する後段アンプを備え、上記後段アンプのゲインは、上記初段アンプの上記トランジスタスイッチを含む帰還回路が遮断状態にあるとき、１以下であることが好ましい。

上記構成によれば、初段アンプのゲインが大きく設定されているとき、後段アンプのゲインが１以下になる。従って、初段アンプのゲインを大きく設定する必要がある微弱な入力信号に対して、当該受光増幅回路は良好なＳ／Ｎ比を得ることができるという更なる効果を奏する。

本発明に係る受光増幅回路は、上記の受光増幅回路と、受光素子から信号電流が入力されないことを除き、上記の受光増幅回路と同一構造である他の受光増幅回路と、上記受光増幅回路および上記他の受光増幅回路から出力された信号電流を差動増幅する差動増幅回路とを備え、上記信号電流は、切り替え制御可能な複数の抵抗が並列に接続されてなる入力抵抗部を介して、上記差動増幅回路に入力されることが好ましい。

上記構成によれば、帰還抵抗値を切り替えることなく、上記差動増幅回路のゲインを切り替えることができる。従って、ゲインの切り替えにより、上記差動増幅回路の応答周波数特性が変動することはない。換言すれば、当該受光増幅回路は、ゲインに応じて帰還部位相補償容量値を切り替えるための機構を備えることなく、応答周波数特性を維持することができる。すなわち、上記構成によれば、応答特性を悪化させることなく当該受光増幅回路を小型化できるという更なる効果を奏する。

本発明に係る光ピックアップ装置は、上述した受光増幅回路のうちの何れかを含むことを特徴とする。

上記構成によれば、高速な応答特性、広いダイナミックレンジ、あるいは、高いＳ／Ｎ比を有する光ピックアップ装置を実現することができるという効果を奏する。

本発明に係る受光増幅回路は、以上のように、少なくとも、受光素子から入力された信号電流を増幅するエミッタ接地増幅回路と、導通と遮断とを切り替えるトランジスタスイッチを含み、上記エミッタ接地増幅回路から出力された信号電流を上記エミッタ接地増幅回路の入力に帰還させる帰還回路とを備え、上記エミッタ接地増幅回路に含まれるトランジスタは、定電圧回路を介してエミッタを接地されている。

従って、本発明の受光増幅回路は、上記トランジスタスイッチにベース電流を与えるスイッチドライブ用トランジスタの動作電圧を確保することができるので、スイッチドライブ用トランジスタを用いて、ゲインの切り替え制御を実現することができる。しかも、受光素子から入力された信号電流は、エミッタ接地増幅回路により増幅されるので、高速な応答特性と広いダイナミックレンジとを有する受光増幅回路を実現できる。

また、本発明に係る光ピックアップ装置は、上記受光増幅回路を備えているので、高速な応答特性と広いダイナミックレンジとを有する。

本発明の一実施形態について、図面を参照しながら説明すれば以下の通りである。

図１は、本実施形態に係る受光増幅回路１１の回路構成を示す回路図である。受光増幅回路１１は、概略的に言って、受光素子ＰＤ１１、接地型増幅回路、３つの帰還回路、および、各帰還回路の導通／遮断を切り替えるスイッチを備えている。

受光増幅回路１１が備える増幅回路は、図１に示したように、ＮＰＮ型トランジスタであるトランジスタＱ１１〜Ｑ１２、定電流源Ｉ１１〜Ｉ１２、および、定電圧回路１２を含むエミッタ接地増幅回路である。アンプトランジスタとなるトランジスタＱ１１のベースは、受光素子ＰＤ１１に接続されている。また、トランジスタＱ１１のエミッタは、定電圧回路１２を介してＧＮＤに接地されている。さらに、トランジスタＱ１１のコレクタは、定電流源Ｉ１１を介して電圧Ｖｃｃ（５．０Ｖ）の電源に接続されている。すなわち、トランジスタＱ１１は、受光素子ＰＤ１１により入力された信号電流を増幅する、エミッタ接地増幅回路を構成する。トランジスタＱ１１のコレクタは、さらに、後段のトランジスタＱ１２のベースに接続されている。トランジスタＱ１２は、コレクタを上記電源および定電流源Ｉ１１に接続されており、増幅された電気信号をエミッタから出力点１３に出力する。

上記エミッタ接地増幅回路の出力は、当該エミッタ接地増幅回路の入力に、すなわち、トランジスタＱ１１のベースに帰還される。図１に示したように、受光増幅回路１１は、帰還抵抗Ｒｆ１〜Ｒｆ３をそれぞれ含む、３つの帰還回路を備えている。また、これらの帰還回路のうち、帰還抵抗Ｒｆ２〜Ｒｆ３を含む帰還回路は、それぞれ当該帰還回路の導通と遮断とを切り替えるトランジスタスイッチＱｓｗ１〜Ｑｓｗ２を含んでいる。受光増幅回路１１においては、これらのトランジスタスイッチＱｓｗ１〜Ｑｓｗ２の導通と遮断とを切り替えることにより帰還量を制御して、ゲインを調整することが可能になっている。

ＰＮＰ型トランジスタであるトランジスタスイッチＱｓｗ１を導通状態にするためのドライブ電流は、ＮＰＮ型トランジスタであるスイッチドライブ用トランジスタＱ１３により与えられる。すなわち、トランジスタスイッチＱｓｗ１のベースとスイッチドライブ用トランジスタＱ１３のコレクタとが接続されており、スイッチドライブ用トランジスタＱ１３にコレクタ電流が流れると、このコレクタ電流がＱｓｗ１のベース電流となって、トランジスタスイッチＱｓｗ１が導通状態となる。また、同様に、トランジスタスイッチＱｓｗ２を導通状態にさせるドライブ電流は、スイッチドライブ用トランジスタＱ１４により与えられる。

図１に示したように、ＮＰＮ型トランジスタであるスイッチドライブ用トランジスタＱ１３〜Ｑ１４は、ベースを外部入力端子に接続されている。従って、所定のスイッチ信号（ＳＷ信号）を当該外部入力端子から入力することにより、スイッチドライブ用トランジスタＱ１３〜Ｑ１４の導通と遮断とを外部から切り替えることができる。ここで、スイッチドライブ用トランジスタＱ１３〜Ｑ１４の導通状態におけるコレクタ電流は、トランジスタスイッチＱｓｗ１〜Ｑｓｗ２を飽和させるのに十分な値に設定されている。従って、外部から所定のスイッチ信号（ＳＷ信号）を入力することにより、トランジスタスイッチＱｓｗ１〜Ｑｓｗ２の導通状態と遮断状態とを切り替えることができる。

ここで、定電圧回路１２が無い場合、すなわち、アンプトランジスタＱ１１のエミッタが直接ＧＮＤに接地されている場合、出力点１３における直流電位ＶｏはトランジスタＱ１１のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ（約０．８Ｖ）に等しくなる。この状態でトランジスタスイッチＱｓｗ１を導通状態にすると、トランジスタスイッチＱｓｗ１にベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅが発生する。従って、トランジスタスイッチＱｓｗ１のベース端子電位は、出力点１３の電位Ｖｏに対してベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ分だけ低くなり、約０Ｖとなる。従って、スイッチドライブ用トランジスタＱ１３のコレクタ−エミッタ間電圧は、０Ｖになる。このため、スイッチドライブ用トランジスタＱ１３にコレクタ電流を流しＱｓｗ１を導通状態とすると、スイッチドライブ用トランジスタＱ１３は飽和領域に入り、Ｑｓｗ１は遮断状態となる。すなわち、アンプトランジスタＱ１１のエミッタがＧＮＤに直接接地されている場合、Ｑｓｗ１を導通状態にすると、スイッチドライブ用トランジスタＱ１３の動作電圧（コレクタ−エミッタ間電圧）が確保できず、トランジスタスイッチＱｓｗ１の正常な制御が実現できない。もう一方のトランジスタスイッチＱｓｗ２とスイッチドライブ用トランジスタＱ１４とに関しても同様である。

一方、本発明の受光増幅回路１１においては、アンプトランジスタＱ１１のエミッタが定電圧回路１２に接続されており、アンプトランジスタＱ１１のエミッタ端子は、定電圧回路１２の出力電圧Ｖｍを与えられている。従って、出力点１３の電位ＶｏはＶｂｅ＋Ｖｍとなり、スイッチドライブ用トランジスタＱ１３はＶｍ程度の動作電圧を保証される。

次に、受光増幅回路１１に含まれる定電圧回路１２について説明する。

スイッチドライブ用トランジスタＱ１３の動作電圧を確保するためには、図２（ａ）に示したように、定電圧回路１２の代わりに抵抗Ｒを接続して、Ｖｍ＝Ｒ×Ｉ１（Ｉ１は定電流源Ｉ１１の電流値）とすることが考えられる。しかし、電流値Ｉ１は、アンプ特性を考慮して、通常約１００〜２００μＡ程度に設定される。従って、例えば、５００ｍＶの電位差Ｖｍを得ようとした場合、抵抗Ｒは約２．５〜５ｋΩとなってしまう。接地型回路の特性は、アンプトランジスタＱ１１のエミッタ抵抗とコレクタ抵抗の比で表せるが、このようにエミッタ抵抗Ｒが大きくなると、アンプ特性（オープンループ特性）が大きく変動し、高速応答特性が劣化する。このため、アンプトランジスタＱ１１のエミッタに抵抗Ｒを接続し、スイッチドライブ用トランジスタＱ１３の動作電圧を確保する設計は採用できない。

そこで、定電圧回路１２としては、図２（ｂ）に示す、ダイオード接続されたトランジスタ２１を用いることが好ましい。定電圧回路１２にダイオード接続されたトランジスタ２１を採用した場合、出力電圧Ｖｍはベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ（約０．８Ｖ）となる。従って、増幅回路の出力点１３の電位Ｖｏは、２Ｖｂｅ（約１．６Ｖ）程度になる。これにより、スイッチドライブ用トランジスタＱ１３〜Ｑ１４を飽和させることなく、トランジスタスイッチＱｓｗ１〜Ｑｓｗ２を導通状態に制御することが可能になる。また、ダイオード接続されたトランジスタ２１のアンプ特性への影響は小さい。すなわち、電流値１００〜２００μＡに対する、ダイオード接続したトランジスタ２１の等価抵抗値は、約１３０〜２６０Ωなる。このため、定電圧回路１２としてダイオード接続されたトランジスタ２１を採用すれば、アンプ特性（オープンループ特性）の変動を抑え、高速な応答特性を有する受光増幅回路１１を実現することができる。

また、定電圧回路１２は、直列接続された１つ以上の飽和状態にあるトランジスタであることも好ましい。図２（ｃ）は、このような定電圧回路の構成例として、二つのトランジスタ（トランジスタ２２ａおよびトランジスタ２２ｂ）を直列接続した定電圧回路示を示している。一般に、トランジスタは、過剰なベース電流を与えられると飽和状態となる。そして、飽和状態にあるトランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｓａｔは、当該トランジスタのセルサイズ、および、印加するベース電流値により制御することができる。従って、定電圧回路１２を直列接続した複数の飽和状態にあるトランジスタにより構成すれば、出力電圧Ｖｍはこれらのトランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧の和となり、出力点１３の電位Ｖｏを自由に設定することができる。

ここで、ダイナミックレンジを拡大するための、定電圧回路１２の出力電圧Ｖｍの設定について簡単に説明する。受光増幅回路１１のダイナミックレンジは、以下の式で与えられる。

ダイナミックレンジ＝Ｖｃｃ−Ｖｓａｔ−Ｖｂｅ−Ｖｏ
ここで、Ｖｃｃは電源電圧であり、Ｖｓａｔは定電流Ｉ１に対する飽和電圧であり、また、ＶｂｅはトランジスタＱ１２におけるベース−エミッタ間電圧であり、Ｖｏは出力点１３の電位である。従って、定電圧回路１２の出力電圧Ｖｍを大きく設定し、出力点１３の電位Ｖｏを上げると、ダイナミックレンジは減少する。そこで、スイッチドライブ用トランジスタＱ１３〜Ｑ１４の動作電圧を確保しつつ、ダイナミックレンジを最大化するために、定電圧回路１２の出力電圧Ｖｍは、スイッチドライブ用トランジスタＱ１３〜Ｑ１４の飽和時コレクタ−エミッタ間電圧、すなわち、スイッチドライブ用トランジスタＱ１３〜Ｑ１４が飽和領域に入らない最小のコレクタ−エミッタ間電圧（０．５Ｖ程度）と同一、あるいは略同一（定電圧回路の出力電圧と、スイッチドライブ用トランジスタの飽和時コレクタ−エミッタ間電圧との差が、当該飽和時コレクタ−エミッタ間電圧と比べて十分小さい）に設定されることが好ましい。直列接続したトランジスタにより定電圧回路１２の出力電圧Ｖｍを０．５Ｖ程度に設定した場合、ダイオード接続されたトランジスタ（出力電圧０．８Ｖ）と比べ、０．３Ｖ程度ダイナミックレンジを拡大することができる。

受光増幅回路１１は、トランジスタスイッチＱｓｗ１とトランジスタスイッチＱｓｗ２とがともに遮断状態にあるとき、アンプトランジスタＱ１１のエミッタをＧＮＤに短絡させるスイッチを更に備えることが好ましい。図３は、このようなスイッチＳＷを備えた受光増幅回路３１の回路構成を示す回路図である。

図３に示した受光増幅回路３１と図１に示した受光増幅回路１１の相違点は、定電圧回路に並列に接続されたスイッチＳＷの有無のみである。図３において図１と同一の部材番号で示した部材は、受光増幅回路１１における対応する部材と同一の部材であり、受光増幅回路３１においても同一の機能を果たす。

トランジスタスイッチＱｓｗ１とトランジスタスイッチＱｓｗ２とがともに遮断状態にあるとき（すなわち、帰還抵抗Ｒｆ１のみで決まる最大ゲインで増幅が営まれているとき）、定電圧回路１２により出力点１３の電圧Ｖｏを引き上げなくても、スイッチドライブ用トランジスタＱ１３〜Ｑ１５は飽和領域に入ることなく正常に動作する。このため、スイッチＳＷを導通状態にして、アンプトランジスタＱ１１のエミッタをＧＮＤに短絡させ、ＶｏをＶｂｅに引き下げることができる。すなわち、最大ゲインで増幅が営まれているときには、ダイナミックレンジを拡大することができる。

この受光増幅回路３１は、２段増幅回路の初段アンプとして、好適に利用することができる。上述したように、受光増幅回路３１においては、最大ゲインで増幅が営まれるとき、ダイナミックレンジを拡大することができる。従って、初段アンプである受光増幅回路３１が最大ゲインで増幅を営んでいるとき、後段アンプのゲインを下げることができる。２段増幅回路において、後段アンプのゲインを下げることは、増幅回路全体のＳ／Ｎを向上させる効果を持つ。

初段アンプを最大ゲインに設定する必要があるときは、すなわち、入力される信号電流が微弱なときである。上述した例で言えば、照射されるレーザ光量が少ない光ディスクの再生時、特に、ＲＡＭディスクなど反射率の低い光ディスクの再生時である。従って、初段アンプとして受光増幅回路３１を備えた２段増幅回路では、Ｓ／Ｎ比を確保することが非常に重要になる光ディスク再生時に、高いＳ／Ｎ比で信号電流の増幅を行うことができる。

さらに良好なＳ／Ｎを実現するために、受光増幅回路３１を初段アンプとして含む２段増幅回路においては、後段アンプのゲインを１以下にすることが好ましい。初段アンプとして受光増幅回路３１を具備する２段増幅回路では、０．７倍程度のゲインを有する後段アンプを用いて、２Ｖ程度の出力振幅を確保することができる。

実際、初段アンプとして、差動増幅回路を用いた場合と、エミッタ接地増幅回路を用いた場合とで比較を行うと、以下のようになる。

まず、初段アンプとして差動増幅回路を用いた場合、初段アンプのダイナミックレンジは
ダイナミックレンジ＝Ｖｃｃ−Ｖｓａｔ−Ｖｂｅ−Ｖｒｅｆ
で与えられる（図８に示した回路図に従う、ただしトランジスタスイッチは全て開放状態）。ここで、Ｖｃｃは電源電圧で約５Ｖ，ＶｓａｔはトランジスタＱ８４の飽和電圧であり約０．３Ｖ、ＶｂｅはトランジスタＱ８５のベース−エミッタ間電圧であり約０．８Ｖ、Ｖｒｅｆは通常ピックアップ動作時で２．１Ｖ程度である。従って、初段アンプのダイナミックレンジは１．８Ｖ程度になる。

一方、初段にエミッタ接地増幅回路を用いた場合、初段アンプのダイナミックレンジは
ダイナミックレンジ＝Ｖｃｃ−Ｖｓａｔ−Ｖｂｅ−Ｖｏ
で与えられる（図３に示した回路図に従う、ただしトランジスタスイッチは全て開放状態。ここで、Ｖｃｃは電源電圧であり約５Ｖ、Ｖｓａｔは定電流Ｉ１に対する飽和電圧であり約０．３Ｖ、ＶｂｅはトランジスタＱ１２におけるベース−エミッタ間電圧であり約０．８Ｖ、またＶｏは出力点の電位であり約０．８Ｖである。従って、初段アンプのダイナミックレンジは３．１Ｖ程度になる。

ここで、後段アンプ出力で２Ｖの振幅が必要な場合、
初段差動型の場合 ： 後段アンプゲイン＝１．１倍
初段エミッタ接地型の場合 ： 後段アンプゲイン＝０．７倍
となる。

なお、初段アンプとして受光増幅回路３１を用いた場合でも、トランジスタスイッチ導通時には、定電圧回路による出力点電位が定電圧回路の出力電圧Ｖｍ（約０．８Ｖ）分上昇するため、得られるダイナミックレンジは２．３Ｖ程度になる。しかしながら、受光増幅回路３１は、その場合でも、差動型の受光増幅回路に比べ広いダイナミックレンジを有している。従って、トランジスタスイッチが導通状態のときでも、初段アンプに差動型増幅回路を採用する場合より後段アンプのゲイン低く設定でき、ノイズ特性における有利性は失われない。

受光増幅回路３１を初段アンプとして備えている２段増幅回路の例を、図４および図５を参照しながら説明する。

図４は、受光増幅回路３１を初段アンプとして備えている２段増幅回路の一例を示す回路ブロック図である。

図４に示したように、２段増幅回路４０は、第１の初段アンプ４１、第２の初段アンプ４２、および、差動増幅器４３を含んでいる。初段アンプ４１は、図３に示した受光増幅回路３１である。第２の初段アンプ４２は、受光素子の出力が入力されないことを除き、図３に示した受光増幅回路３１と同一構造を有する回路である。差動増幅器４３は、入力端子の一方を初段アンプ４１の出力端子に接続され、他方を初段アンプ４２の出力端子に接続されており、２つの初段アンプ４１〜４２から出力された信号を増幅する。

図４に示したように、２段増幅回路４０は、差動増幅器４３に並列に接続された、帰還抵抗Ｒｆ２１を含む帰還回路と、帰還抵抗Ｒｆ２２を含む帰還回路とを備えている。すなわち、差動増幅器４３の出力は、帰還抵抗Ｒｆ２１を介して、あるいは、帰還抵抗Ｒｆ２２を介して、差動増幅器４３の入力端子に帰還される。スイッチＳＷは、これら２つの帰還回路のうち選択されたいずれか一方の帰還回路へ、差動増幅器４３の出力を導く。初段アンプ４１が最大ゲインで増幅を行っているときには、後段のゲインを下げるよう、２つの帰還抵抗Ｒｆ２１〜２２のうち、小さい抵抗値を持つ帰還抵抗を含む帰還回路がスイッチＳＷにより選択さる。これにより、２段増幅回路４０は、受光素子から入力される信号電流が微弱な場合でも、高いＳ／Ｎ比で増幅を営むことができる。

図５は、受光増幅回路３１を初段アンプとして備えている２段増幅回路の他の例を示す回路ブロック図である。

図５に示したように、２段増幅回路５０は、第１の初段アンプ５１、第２の初段アンプ５２、および、差動増幅器５３を含んでいる。初段アンプ５１は、図３に示した受光増幅回路３１である。第２の初段アンプ４２は、受光素子の出力が入力されないことを除き、図３に示した受光増幅回路３１と同一構造を有する回路である。差動増幅器５３は、入力端子の一方を初段アンプ５１の出力端子に接続され、他方を初段アンプ５２の出力端子に接続されており、２つの初段アンプ５１〜５２から出力された信号を増幅する。これらの点に関しては、２段増幅回路５０は、図４に示した２段増幅回路４０と同一である。

２段増幅回路５０における、２段増増幅回路４０との相違点は、後段アンプにおける帰還ループが２つから１つになり、入力抵抗Ｒｓ５１と並列に、抵抗Ｒｓ５２とスイッチＳＷ５１とが設けられている点である。２段増幅回路４０においては、帰還回路を切り替えることによりゲインの切り替えが実現されていたが、２段増幅回路５０においては、入力抵抗の抵抗値を切り替えることにより、ゲインの切り替えが実現される。

差動増幅器５３を含む後段アンプのゲインは、以下の式で与えられる。

後段アンプのゲイン＝帰還抵抗値／入力抵抗値
一方、後段アンプの応答周波数特性は次式で与えられる。

後段アンプ応答周波数＝１／（２π×帰還抵抗値×帰還部位相補償容量値）
従って、２段増幅回路４０のように、帰還抵抗値を切り替える場合、帰還抵抗値と同時に、帰還部位相補償容量値を切替える必要がある。従って、帰還抵抗値を切り替える構成は、回路規模が大きくなるという問題を招来する。一方、入力抵抗値を切替える場合、入力抵抗値の切り替えがアンプの応答特性に影響を与えることはない。従って、２段増幅回路５０では、アンプの応答特性を悪化させることなく、装置を小型化することができる。

本発明は、異なる複数の光記録媒体に対して情報を記録／再生する光ピックアップ装置に好適に利用することができる。

本発明の実施形態を示すものであり、受光増幅回路の概略構成を示す回路図である。 本発明の実施形態を示すものであり、受光増幅回路が備えている定電圧回路の回路構成例を示す回路図である。 本発明の実施形態を示すものであり、受光増幅回路の一変形例を示す回路図である。 本発明の実施形態を示すものであり、図１に示した受光増幅回路を前段アンプとして含む、受光増幅回路の概略構成を示す回路ブロック図である。 本発明の実施形態を示すものであり、図１に示した受光増幅回路を前段アンプとして含む、他の受光増幅回路の概略構成を示す回路ブロック図である。 従来技術を示すものであり、光ピックアップ装置の概略構成を示す概略構成図である。 従来技術を示すものであり、光ピックアップ装置に含まれる受光増幅回路の概略構成を示す回路ブロック図である。 従来技術を示すものであり、光ピックアップ装置に含まれる受光増幅回路の回路図である。

符号の説明

１１、３１ 受光増幅回路
１２ 定電圧回路
１３ 出力点
ＰＤ１１ 受光素子
Ｒｆ１、Ｒｆ２、Ｒｆ３ 帰還抵抗
Ｑ１１ アンプトランジスタ（トランジスタ）
Ｑｓｗ１、Ｑｓｗ２ トランジスタスイッチ
Ｑ１３、Ｑ１４ スイッチドライブ用トランジスタ
ＳＷ スイッチ
４０、５０ ２段増幅回路（受光増幅回路）
４１、４２、５１、５２ 初段アンプ（受光増幅回路）
４３、５３ 差動増幅器（差動増幅回路）
Ｒｓ５１、Ｒｓ５２ 入力抵抗

Claims (9)

1. 受光素子から入力された信号電流を増幅するエミッタ接地増幅回路と、
   導通と遮断とを切り替えるトランジスタスイッチを含み、上記エミッタ接地増幅回路から出力された信号電流を上記エミッタ接地増幅回路の入力に帰還させる帰還回路とを備え、
   上記エミッタ接地増幅回路に含まれるトランジスタは、定電圧回路を介してエミッタを接地されていることを特徴とする受光増幅回路。
2. 上記定電圧回路は、ダイオード接続されたトランジスタを含むことを特徴とする請求項１に記載の受光増幅回路。
3. 上記定電圧回路は、直列接続された１つ以上の飽和状態にあるトランジスタを含むことを特徴とする請求項１に記載の受光増幅回路。
4. 上記定電圧回路の出力電圧は、上記トランジスタスイッチにベース電流を与えるスイッチドライブ用トランジスタの飽和時コレクタ−エミッタ間電圧に略同一であることを特徴とする請求項１に記載の受光増幅回路。
5. 上記エミッタ接地増幅回路の出力を上記エミッタ接地増幅回路の入力に帰還させる、トランジスタスイッチを含まない帰還回路と、
   上記トランジスタスイッチを含む上記帰還回路が遮断状態にあるとき、上記エミッタ接地増幅回路に含まれる上記トランジスタのエミッタを短路して接地する、上記定電圧回路と並列に接続されたスイッチとを備えることを特徴とする請求項１に記載の受光増幅回路。
6. 請求項５に記載の受光増幅回路を初段アンプとして含むことを特徴とする受光増幅回路。
7. 上記初段アンプから出力された信号電流を増幅する後段アンプを備え、
   上記後段アンプのゲインは、上記初段アンプの上記トランジスタスイッチを含む帰還回路が遮断状態にあるとき、１以下であることを特徴とする６に記載の受光増幅回路。
8. 請求項５に記載の受光増幅回路と、
   受光素子から信号電流が入力されないことを除き、請求項５に記載の受光増幅回路と同一構造である他の受光増幅回路と、
   上記受光増幅回路および上記他の受光増幅回路から出力された信号電流を差動増幅する差動増幅回路とを備え、
   上記信号電流は、切り替え制御可能な複数の入力抵抗が並列に接続されてなる入力抵抗部を介して、上記差動増幅回路に入力されることを特徴とする受光増幅回路。
9. 請求項１から８のうち何れか一項に記載の受光増幅回路を含むことを特徴とする光ピックアップ装置。

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