JP2010136030A - 受光増幅回路および光ディスク装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ゲイン切替機能を有しかつ高周波特性に優れた受光増幅回路を提供する。
【解決手段】受光素子からの電流信号を電圧信号に変換する増幅器ＡＭＰ１と、ＡＭＰ１の出力がそれぞれの非反転入力端子に接続された差動増幅型の増幅器ＡＭＰ２、ＡＭＰ３と、ＡＭＰ２、ＡＭＰ３の出力どうしが共通に接続された出力端子と、ＡＭＰ２、ＡＭＰ３の反転入力端子と前記出力端子との間にそれぞれ挿入された帰還抵抗Ｒ２、Ｒ４と、ＡＭＰ２、ＡＭＰ３の前記反転入力端子と基準電圧との間にそれぞれ挿入されたゲイン抵抗Ｒ１、Ｒ３と、前記出力端子と前記基準電圧との間にＲ１、Ｒ２と直列に挿入されたスイッチＳＷ１と、前記出力端子と前記基準電圧との間にＲ３、Ｒ４と直列に挿入されたスイッチＳＷ２とを備え、ＳＷ１、ＳＷ２は、外部からの信号ＳＷに応じて、前記出力端子と前記基準電圧との接続を制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は受光素子を内蔵した半導体装置に関し、特にスイッチ素子を用いたゲイン切替回路を有する受光増幅回路に関する。

近年、ＢＤドライブ装置やＤＶＤ−Ｒドライブ装置に代表される光ディスク装置のデータ読み出し時におけるディスク回転速度の高速化や、複数の光ディスクメディアに対するデータ書き込みへの対応に伴って、データ読み出し時における高周波信号と、データ書き込み時におけるパルス状信号の双方を正確に増幅することが可能な受光増幅回路が要望されている。このような受光増幅回路は、その周波数帯域と出力電圧を入力信号に応じて切り換えることにより実現することができる。

図１７は、特許文献１にある受光増幅回路の一使用例を示す回路図である。図１７に示す受光増幅回路は、受光素子ＰＤ１と、その出力電流を演算増幅する増幅器ＡＭＰ１、ＡＭＰ２、ＡＭＰ３と、出力電圧の基準を決定する基準電圧Ｖｒｅｆと、ＰＤ１からの電流を電流電圧変換する変換抵抗Ｒｇ＿Ａと、ＡＭＰ２、ＡＭＰ３の電圧増幅率を決定する帰還抵抗Ｒ２、４、ゲイン抵抗Ｒ１、３と、出力端子とを有して成る。特許文献１においてはＡＭＰ２、ＡＭＰ３の出力がそれぞれ別の端子に接続されているが、本発明との比較を明確にするため、図１７に示すように同じ出力端子に接続されているとして説明する。

ＡＭＰ１の反転入力端子は、受光素子ＰＤ１のカソードに接続されている。受光素子ＰＤ１のアノードは接地されている。増幅器の非反転入力端子は、インピーダンス整合抵抗Ｒｒｅｆ＿Ａを介して基準電圧に接続されている。ＡＭＰ１の反転入力端子と出力端子の間には電流電圧変換抵抗Ｒｇ＿Ａが接続されている。

ＡＭＰ１の出力はＡＭＰ２とＡＭＰ３それぞれの非反転入力端子に接続されている。ＡＭＰ２とＡＭＰ３の出力端子と反転入力端子の間にはそれぞれ帰還抵抗Ｒ２、Ｒ４が接続され、ＡＭＰ２とＡＭＰ３の反転入力端子と基準電圧Ｖｒｅｆとの間にはそれぞれゲイン抵抗Ｒ１、３が接続されている。

ＡＭＰ２の増幅率は、（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１で決定され、ＡＭＰ３の増幅率は（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ３で決定される。例えば光ディスクからの信号読み出し時と書き込み時ではディスクの反射率が異なるため、増幅率の異なるＡＭＰ２とＡＭＰ３を切り替えることによって、それぞれの場合で最適な振幅の出力電圧が出るようにすることができる。
特開２００４−２８８２４３号公報

上記従来技術によれば、光ディスクの規格の違いや書き込み、読み込みの違いがあっても、ディスクから反射されて受光素子に入射する光のパワーに応じた最適な増幅率を有する増幅器を選択的に用いることによって、一定の出力電圧を得ることができるので、光ディスクの種類や書き込み、読み込みなどに対応することができる。

しかしながら、図１７の回路の場合、受光素子ＰＤ１に光が入射され出力端子から出力電圧Ｖｏが出ると、
（Ｖｏ−Ｖｒｅｆ）／（（Ｒ１＋Ｒ２）／／（Ｒ３＋Ｒ４））
ここで、／／は抵抗の並列和を表す ・・・（式１）
の大きさの電流がＡＭＰ２、ＡＭＰ３の出力端子からＶｒｅｆへ流れ、Ｖｒｅｆの供給線の寄生インピーダンスにより生じる電圧降下がＡＭＰ１の非反転入力端子に入力されてしまい、高周波特性の劣化ないし発振といった不具合が生じる。

ここで寄生インピーダンスは例えば集積化回路内のアルミ配線、または集積化回路を実装した基板の配線の抵抗やインダクタンス成分によるものであり、理想的な０にすることができない。また、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４は抵抗値が大きいと、抵抗値とその抵抗の寄生容量からなるフィルタ効果により周波数特性が劣化するため、むやみに大きくできない。

ＢＤやＤＶＤ−Ｒ、ＤＶＤ−ＲＡＭ、ＤＶＤ−ＲＷ、ＣＤといったさまざまなメディアに対応しようとすると、それにあわせて増幅率の種類の数を増やす必要があるが、それに対応するために帰還抵抗の値およびゲイン抵抗の値が異なる多数の増幅回路を設けると、式１の分母を成す並列抵抗和が小さくなり、Ｖｒｅｆに流れる電流が増加する。結果Ｖｒｅｆの供給線の寄生インピーダンスの影響が相対的に大きくなる。

従来のＣＤおよびＤＶＤのみに対応する受光増幅回路では必要な増幅率の種類も少なくかつ処理する信号の周波数も比較的低いため、寄生インピーダンスの影響が小さく問題とならなかった。しかし、寄生インピーダンスを成す寄生インダクタンスの影響は、処理する信号の周波数に比例して大きくなるため、ＢＤなどに対応して高周波信号を処理する受光増幅回路においては、前述の並列抵抗和の減少による寄生インピーダンスの影響が無視できない程度に大きくなる。

Ｖｒｅｆの供給線の寄生インピーダンスを下げるためには、Ｖｒｅｆの供給線を比較的太くすることや、受光増幅回路と、受光増幅回路の電源端子に接続しているバイパスコンデンサ（図示していない）との距離を比較的短くすることが有効ではあるが、近年ノートパソコン用光ディスクドライブに代表されるように光ピックアップの薄型化のためデバイスの配置場所の制約が多く、及びそれに伴い配線幅を狭くすることが市場要求としてあり、現実的な解決策ではない。

前記に鑑み、本発明はゲイン切替回路を有する受光増幅回路において多数のメディアに対応し、かつ高周波特性に優れた受光増幅回路を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するため、本発明に係る受光増幅回路は、受光素子からの電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換回路と、前記電流電圧変換回路の出力がそれぞれの非反転入力端子に接続された、差動増幅型の複数の電圧増幅回路と、前記複数の電圧増幅回路の出力どうしが共通に接続された出力端子と、前記複数の電圧増幅回路の反転入力端子と前記出力端子との間にそれぞれ挿入された複数の帰還抵抗と、前記複数の電圧増幅回路の前記反転入力端子と基準電圧との間にそれぞれ挿入された複数のゲイン抵抗と、前記電圧増幅回路の少なくとも１つにおいて、前記出力端子と前記基準電圧との間に前記帰還抵抗および前記ゲイン抵抗と直列に挿入され、外部からの信号に応じて、前記出力端子と前記基準電圧との接続を制御する制御手段とを備える。

また、前記制御手段が、前記ゲイン抵抗と前記基準電圧とに接続されたスイッチであってもよい。また、前記外部からの信号に応じて、前記複数の電圧増幅回路のうちいずれかが選択的に動作し、かつ動作しない電圧増幅回路に対応する前記スイッチがオフとなることが望ましい。

このような構成によれば、動作しない電圧増幅回路の帰還路を前記制御手段によって切断することによって、前記出力端子から前記基準電源の供給源に流れる電流を低減するので、前記基準電源の供給線のインピーダンスに応じて生じる電圧降下が減少する。

前記電圧降下は、非所望の信号成分として前記電流電圧変換回路に回り込むことで、前記受光増幅回路の高周波特性を劣化させるため、前記電圧降下が減少することは、前記受光増幅回路の高周波特性の劣化を軽減するために役立つ。

上述の構成を、電圧増幅率が異なる多数の電圧増幅回路を設けた受光増幅回路に適用した場合は特に、動作しない大多数の電圧増幅回路の帰還路から前記基準電源に流れる電流を遮断できるため、前記受光増幅回路の高周波特性の劣化を軽減する大きな効果が得られる。

上記説明したように、本発明にかかる受光増幅回路によると、ＤＶＤ−Ｒ、ＤＶＤ−ＲＡＭ、ＤＶＤ−ＲＷ、ＣＤといった従来のメディアだけでなく、ＢＤからの信号も良好に処理できる、高周波特性に優れた受光増幅回路を実現することができる。

（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態に係る受光増幅回路について、図面を参照しながら説明する。

図１は、本発明の第１の実施形態に係る受光増幅回路の一例を示す回路図である。図１に示すように、電流電圧変換回路として機能する増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子に受光素子ＰＤ１のカソードが接続されている。ＰＤ１のアノードは接地電位に接続されている。また、ＡＭＰ１の反転入力端子と出力端子の間には電流電圧変換抵抗Ｒｇ＿Ａが接続されており、ＡＭＰ１の非反転入力端子と基準電圧Ｖｒｅｆの間にはインピーダンス整合抵抗Ｒｒｅｆ＿Ａが接続されている。ＡＭＰ１の出力は非反転型電圧増幅回路として機能する増幅器ＡＭＰ２、ＡＭＰ３それぞれの非反転入力端子に接続されている。

ＡＭＰ２の反転入力端子と出力端子の間には帰還抵抗Ｒ２が接続されており、ＡＭＰ２の反転入力端子と基準電圧Ｖｒｅｆの間にはゲイン抵抗Ｒ１とＳＷ１とが直列に接続されている。また同様にＡＭＰ３の反転入力端子と出力端子の間には帰還抵抗Ｒ４が接続されており、ＡＭＰ３の反転入力端子と基準電圧Ｖｒｅｆの間にはゲイン抵抗Ｒ３とＳＷ２とが直列に接続されている。ＡＭＰ２とＡＭＰ３の電圧増幅率は、上記説明したとおりそれぞれ（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１、（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ３で決定され、各々異なった増幅率が設定されている。

ＡＭＰ２とＡＭＰ３は、設定された増幅率が得られる一方が動作し、他方は非動作となるよう、ＳＷ信号により制御される。ＳＷ１、ＳＷ２はそれぞれに接続されている増幅器が非動作の時にオフとなるよう、ＳＷ信号によって動作する。ＳＷ信号は一般に外部から供給される制御信号である。

次に、動作について説明する。例えば、反射率が比較的高い光ディスクメディアの再生を行う場合、その反射光がＰＤ１に入射される光量が多いため、ＡＭＰ２、ＡＭＰ３のうち電圧増幅率が低い一方を選択的に動作させる。以下では、ＡＭＰ２の電圧増幅率がＡＭＰ３の電圧増幅率よりも低く設定されているとして説明する。

ＰＤ１で発生した光電流ＩｉｎはＡＭＰ１に入力され、電流電圧変換される。ＡＭＰ１の出力電圧は基準電圧Ｖｒｅｆを基準として出力されＩｉｎ×Ｒｇ＿Ａで表される。ＡＭＰ２に信号Ｉｉｎ×Ｒｇ＿Ａが入力され、（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１倍され、出力端子からＶｏ＝Ｉｉｎ×Ｒｇ＿Ａ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１の出力電圧が得られる。

このとき、従来技術では、Ｖｒｅｆの供給源へ電流Ｉｒｅｆ＝（Ｖｏ−Ｖｒｅｆ）／（（Ｒ１＋Ｒ２）／／（Ｒ３＋Ｒ４））が流れ、Ｖｒｅｆの供給線の寄生インピーダンスＺによるＺ×（Ｖｏ−Ｖｒｅｆ）／（（Ｒ１＋Ｒ２）／／（Ｒ３＋Ｒ４））の大きさの電圧降下が起こるのに対し、本発明ではＳＷ１＝オン、ＳＷ２＝オフとさせることで、Ｉｒｅｆ＝（Ｖｏ−Ｖｒｅｆ）／（Ｒ１＋Ｒ２）のみとなるので、Ｚによる電圧降下はＺ×（Ｖｏ−Ｖｒｅｆ）／（Ｒ１＋Ｒ２）まで低減することができる。

図２は、従来技術と本発明におけるＺで生じる電圧降下の大きさを対比する概略図である。受光素子に正弦波の光信号が照射されたとき、出力Ｖｏからは正弦波の出力電圧が得られる。このとき、Ｚでの電圧降下も正弦波を示すが、従来技術と比較して本発明ではＩｒｅｆが小さいためＺでの電圧降下も小さく、振幅が小さい。

Ｚでの電圧降下に応じた電圧変動はＡＭＰ１の非反転入力端子に入力され、ＡＭＰ１とＡＭＰ２を含む正帰還となるので、発振や高周波特性劣化の要因となるが、本発明では従来技術と比べてＺでの電圧降下を低減するので、発振や高周波特性劣化を抑制することができる。

図３は、図１に示す受光増幅回路の光ピックアップ用途の応用実施例を示す回路図である。図３に示すように、光ピックアップ用の受光増幅回路では一般に、受光量の和および差を用いて光ピックアップのサーボおよびトラッキングを行うために、複数の受光素子が設けられる。図３では、一例として２つの受光素子ＰＤ１、ＰＤ２を設けた構成を示している。それぞれの受光素子ＰＤ１、ＰＤ２から得られる電流信号は同じ電流電圧変換効率で出力される。電流電圧変換効率を揃えるために、一般に、Ｒｇ＿Ａ＝Ｒｇ＿Ｂ、Ｒｒｅｆ＿Ａ＝Ｒｒｅｆ＿Ｂ、Ｒ１＝Ｒ９、Ｒ２＝Ｒ１０、Ｒ３＝Ｒ１１、Ｒ４＝Ｒ１２となる抵抗値で設計される。

例えば、ＰＤ１で発生した光電流ＩｉｎはＡＭＰ１に入力され、Ｒｇ＿ａに応じた増幅率で電流電圧変換される。ＡＭＰ１の出力電圧は、ＡＭＰ２およびＡＭＰ３に入力され、ＡＭＰ２およびＡＭＰ３のうちＳＷ信号に応じて選択された一方によって、Ｒ１とＲ２とで決定される増幅率またはＲ３とＲ４とで決定される増幅率で、出力電圧Ｖｏに増幅される。ＳＷ１はＡＭＰ２が選択されたときにオンとなり、ＳＷ２はＡＭＰ３が選択されたときにオンとなる。

また同様に、ＰＤ２で発生した光電流Ｉｉｎ２はＡＭＰ４に入力され、Ｒｇ＿Ｂに応じた増幅率で電流電圧変換される。ＡＭＰ４の出力電圧は、ＡＭＰ５およびＡＭＰ６に入力され、ＡＭＰ５およびＡＭＰ６のうちＳＷ信号に応じて選択された一方によって、Ｒ９とＲ１０とで決定される増幅率またはＲ１１とＲ１２とで決定される増幅率で、出力電圧Ｖｏ２に増幅される。ＳＷ５はＡＭＰ５が選択されたときにオンとなり、ＳＷ６はＡＭＰ６が選択されたときにオンとなる。

なお、Ｒｒｅｆ＿ＡとＲｒｅｆ＿Ｂは、ＡＭＰ１とＡＭＰ４それぞれの反転入力端子と非反転入力端子から見たインピーダンスが揃うような抵抗値に設定され、オフセット電圧の発生を抑えている。

この出力電圧Ｖｏ、Ｖｏ２の和ないし差信号を演算処理することで光ピックアップのサーボおよびトラッキングを行っている。ここで、ＰＤ１で発生した光電流Ｉｉｎについて考えると、Ｉｉｎに応じてＩｒｅｆによってＺで電圧降下が発生し、これがＡＭＰ３およびＡＭＰ４それぞれの非反転入力端子に入力されてしまうため、Ｖｏ２にＩｉｎに応じた電圧変動が乗るクロストークとなる。クロストークが大きいと、Ｖｏ２がＰＤ２の受光量を正確に表さなくなるため、光ピックアップのサーボおよびトラッキングができなくなるが、本発明はこの不具合も低減できる。

なお、図３ではＰＤ１とＰＤ２の２つの受光素子が設けられる構成について説明したが、それ以上の数の受光素子があった場合、従来技術ではさらにＩｒｅｆが大きくなるため、本発明の効果がさらに大きく得られる。

図１では電圧増幅率が２種類の場合を説明したが、図４に、電圧増幅率が３種類の場合の例を示す。図１に対して、Ｒ１３、Ｒ１４、ＡＭＰ７を追加することにより、第３の種類の電圧増幅率を設けることができる。ＳＷ信号により、ＡＭＰ２、ＡＭＰ３、ＡＭＰ７はそれぞれ単独で動作するよう設計してもよいし、複数が同時に動作するよう設計してもよいので、これにより電圧増幅率の種類をさらに増やせるため、限られた規模の回路を用いて多くの種類の電圧増幅率を実現できる。

また図１の場合と同様に、ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ７はそれぞれ、ＡＭＰ２、ＡＭＰ３、ＡＭＰ７が選択されたときにオンとすることで、Ｉｒｅｆの増加を抑え、本発明の効果が得られる。

特に近年、光ディスクメディアの種類の増加に伴って、受光増幅回路が対応すべき電圧増幅率の種類の数も増えている。本発明を用いない場合、電圧増幅率の種類の数が増えるほど式１の分母が小さくなるため、上述したＺによる電圧降下が大きくなり発振や高周波特性劣化が大きくなる。本発明を用いることで、Ｚによる電圧降下を、電圧増幅率の種類の数によらずその都度必要な電圧増幅率を決めるための抵抗のみに依存して、例えばＺ×（Ｖｏ−Ｖｒｅｆ）／（Ｒ１＋Ｒ２）と小さくすることができる。

なお、図４に対してさらに増幅器を追加することにより電圧増幅率の種類の数を増やすことも同様に行える。

図５は、図１に示す受光増幅回路の応用実施例を示す回路図である。図１のＳＷ１とＳＷ２をバッファ回路ＢＵＦ１とＢＵＦ２で構成しており、ＳＷ信号でＢＵＦ１とＢＵＦ２をそれぞれオンオフ動作させる。

例えば、バッファ回路ＢＵＦ１とＡＭＰ２を非動作、ＢＵＦ２とＡＭＰ３を動作させることで、Ｒ１とＢＵＦ１の接続を高インピーダンスし、Ｒ１に電流を流さないようにするとともに、電圧増幅率は（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ３で決定する。

電流電圧変換回路として機能する増幅器ＡＭＰ１にはトランジスタや抵抗の製造上のばらつきによりオフセット電圧が発生する。オフセット電圧の温度特性の一例を図６に示す。オフセット電圧の温度依存性が大きいと、光ピックアップとして温度変化時にオフセットがずれるため、サーボずれなどの不具合が起こる。図６の例ではＡＭＰ１のオフセット電圧は温度上昇と共に下がっているが、バッファ回路の出力の温度特性を逆の傾きを持つように設定することで、受光増幅回路の出力電圧Ｖｏとしてオフセット電圧の温度依存性をキャンセルすることができる。

図７に、バッファ回路の例を示す。Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１５、Ｑ１６、Ｑ１７で相補対称エミッタフォロワを構成しており、Ｑ８、Ｑ９、Ｑ１０、Ｑ１３、Ｑ１４は、定電流源Ｉ４の出力電流をこのエミッタフォロワに駆動電流として供給するカレントミラーである。ＳＷ８はバッファ回路に流れる電流をオンオフさせており、バッファ回路の動作、非動作を制御している。

Ｑ１６、Ｑ１７を並列に接続することでＱ１５のベースエミッタ間電圧を変えており、ベースエミッタ間電圧の温度特性の差によりバッファ回路の出力電圧の温度特性を制御している。また、図７のバッファ回路を受光増幅回路に用いた場合、Ｉｒｅｆはバッファ回路の入力電流のみであり、さらにＺによる電圧降下を抑えることができる。

（第２の実施形態）
図８は、第２の実施形態に係る受光増幅回路の一例を示す回路図である。

Ｑ１、Ｑ２のトランジスタ対と、Ｑ１、Ｑ２のトランジスタ対の負荷となるＱ３、Ｑ４のカレントミラーと、Ｑ５のエミッタフォロワと、位相補償容量Ｃ１と、定電流源Ｉ１、Ｉ３とが、図１に示されるＡＭＰ２に対応する。

また、Ｑ６、Ｑ７のトランジスタ対と、Ｑ６、Ｑ７のトランジスタ対の負荷となるＱ３、Ｑ４のカレントミラーと、Ｑ５のエミッタフォロワと、位相補償容量Ｃ１と、定電流源Ｉ２、Ｉ３とが、図１に示されるＡＭＰ３に対応する。

定電流源Ｉ１は、Ｑ１、Ｑ２をドライブし、定電流源Ｉ２は、Ｑ６、Ｑ７をドライブする。定電流源Ｉ３はＱ５をドライブする。

ここで、Ｑ１、Ｑ２のトランジスタ対およびＱ６、Ｑ７のトランジスタ対が、それぞれＡＭＰ１およびＡＭＰ２に対応する差動増幅部の一例であり、Ｑ５のエミッタフォロワがＡＭＰ１およびＡＭＰ２に共通のバッファ部の一例である。

ＳＷ１とＳＷ２は実施例としてＭＯＳトランジスタで構成している。Ｑ２のベースには帰還抵抗Ｒ２とゲイン抵抗Ｒ１とが接続されている。Ｑ７のベースには帰還抵抗Ｒ４とゲイン抵抗Ｒ３とが接続されている。Ｒ１とＶｒｅｆの間、およびＲ３とＶｒｅｆの間には、Ｖｒｅｆに流れる電流Ｉｒｅｆを低減するためのＳＷ１およびＳＷ２がそれぞれ接続されている。

ＳＷ信号で、Ｉ１、Ｉ２、ＳＷ１、ＳＷ２が選択的に動作し、Ｉ１、ＳＷ１を動作させた場合、電圧増幅率（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１が得られ、Ｉ２、ＳＷ２を動作させた場合、電圧増幅率（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ３が得られる。

ここで対比のため、ＡＭＰ２およびＡＭＰ３がそれぞれ独立に構成される場合の、ＡＭＰ２またはＡＭＰ３の回路例を図９に示す。ＡＭＰ２およびＡＭＰ３はそれぞれ、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５と、Ｉ１、Ｉ３と、Ｃ１とで構成される。図９に示される回路と比較して、図８に示される回路では、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｃ１、Ｉ３が、ＡＭＰ２およびＡＭＰ３に共用されるので、図９と比較して使用する素子が少なく、受光増幅回路としてのコストを下げる効果が得られる。

図１０は、図８の受光増幅回路の応用実施例を示す回路図である。図８と比較して、差動トランジスタ対をなすＱ１、Ｑ２のエミッタにＲ５、Ｒ６がそれぞれ接続されており、差動トランジスタ対をなすＱ６、Ｑ７のエミッタにＲ７、Ｒ８がそれぞれ接続されている。

図８の受光増幅回路では、ＳＷ１、ＳＷ２のオン抵抗（ＭＯＳトランジスタをスイッチとして用いた場合の、ＭＯＳトランジスタのオン抵抗）をＲＳＷすると、ＳＷ信号によって電圧増幅率（Ｒ１＋Ｒ２＋ＲＳＷ）／（Ｒ１＋ＲＳＷ）および（Ｒ３＋Ｒ４＋ＲＳＷ）／（Ｒ３＋ＲＳＷ）を選択できる。

このとき、この２つの電圧増幅率の差が大きいと、電圧増幅率が低い方を選択すると差動トランジスタ対のオープンループゲインが高すぎるため発振や高周波領域でのピーキングの原因となることがある。その対策として一般的に図１１に示す回路が用いられる。

図１１は、図８に対し位相補償容量Ｃ２と、Ｃ２の接続を制御するＳＷ３とが追加されている。ＳＷ１、ＳＷ２の切り替えに連動してＳＷ３もオンオフ動作し、選択された電圧増幅率に見合うように位相補償容量Ｃ１、Ｃ２を選択切替する動作を行う。

しかし、図１１の回路では、ＳＷ３とＣ２の素子を追加せねばならないため素子増加に伴いコストがあがり、さらに位相補償容量を増やすため、差動電流Ｉ１ないしＩ２と位相補償容量とで決定されるスルーレートが低くなり、高周波信号用途として十分な特性を得ることが難しいという課題が新たに発生する。

図１０の回路では、図１１の回路と比べて、例えば電圧増幅率（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ３のほうが低いとすると、Ｒ７、Ｒ８の抵抗値をＲ５、Ｒ６より大きくすることにより、位相補償容量やそれを制御するスイッチを増やすことなく、抵抗のみで差動トランジスタ対Ｑ６、Ｑ７のオープンループゲインを下げることができるので、追加素子によるコストアップを低くすることができ、さらにこのモードでの発振や高周波領域でのピーキングを抑えることができるので、ＢＤなどのより高周波信号用途に適している。

このときのオープンループゲインの説明図を図１２に示す。１点鎖線が図８のＡＭＰ２の周波数に対するオープンループゲイン、２点鎖線が図６のＡＭＰ２の周波数に対するオープンループゲイン、実線が入出力電圧の位相差を示している。

図１２において、Ｐ１が図８のＡＭＰ２の位相余裕を表し、Ｐ２が図１０のＡＭＰ２の位相余裕を表す。図１０の回路では、Ｒ７、Ｒ８によりＡＭＰ２のオープンループゲインを下げているため、Ｐ２をＰ１より大きくすることができ、発振や高周波領域でのピーキングを抑えることができる。

特に、高周波領域でのピーキングが起こった場合、その周波数でＩｒｅｆの増加が起こるため、その増加がＺにより回り込み、ＡＭＰ１の周波数特性へ影響するが、図８および図１０の回路では、ＳＷ１、ＳＷ２により回り込みを少なくすることができるので大きな改善効果が得られる。

さらに、位相補償容量が大きくなるほど、ＡＭＰ２、ＡＭＰ３の応答速度を表すスルーレートが低下するが、図１０の回路では、位相補償容量を増やすことがないため、スルーレートの低下も起こらない。

図１３は、図１０の受光増幅回路の応用実施例を示す回路図である。帰還抵抗Ｒ２、Ｒ４と出力Ｖｏとの間にそれぞれＳＷ９、ＳＷ１０が接続されている。例えば動作は、ＳＷから信号が入力され高い電圧増幅率を選択した場合、Ｉ１、ＳＷ１、ＳＷ９がオン、Ｉ２、ＳＷ２、ＳＷ１０がオフとなり、電圧増幅率は（Ｒ１＋Ｒ２＋２×ＲＳＷ）／（Ｒ１＋ＲＳＷ）となる。ＲＳＷは流れる電流によって変動してしまうため、Ｒ１ないしＲ３の抵抗値に対してオン抵抗が無視できない場合、電圧増幅率の直線性が悪くなり、無視できない場合がある。つまり、出力電圧の大きさが変動することでＲＳＷに流れる電流が変動し、電圧増幅率の直線性が悪くなる。

例えば、ＳＷ９、ＳＷ１０がそれぞれＳＷ１、ＳＷ２と同一の構造で作成され、Ｒ１＝５ｋΩ、Ｒ２＝１０ｋΩ、ＲＳＷ＝５００Ωとし、ＲＳＷが変動し２５０Ωとなったときの電圧増幅率のひずみ率を考えると、図１０の場合約３．１％であるが、図１３の場合１．５％と改善できる。

この時の図１０と図１３の入出力電圧の関係を図１４に示す。ＳＷ９、ＳＷ１０が接続されていることにより、図１０の入出力特性のずれ（電圧増幅率のひずみ）が理想的な出力電圧特性に近づき、より改善されていることが分かる。

よって、ＳＷ１、ＳＷ２とそれぞれ同一の構造ＳＷ９、ＳＷ１０を更に接続することにより電圧増幅率のひずみ率を改善することができるので、受光増幅回路への入力光パワーに対する出力電圧の直線性が良くなり、光パワーモニター用途に好適となる。

（第３の実施形態）
図１５は、第３の実施形態に係る受光増幅回路の一例を示す回路図である。図１５に示すように、電流電圧変換回路として機能する増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子に受光素子ＰＤ１のカソードが接続されている。ＰＤ１のアノードは接地電位に接続されている。また、ＡＭＰ１の反転入力端子と出力端子の間には電流電圧変換抵抗Ｒｇ＿Ａが接続されており、ＡＭＰ１の非反転入力端子と基準電圧Ｖｒｅｆの間にはインピーダンス整合抵抗Ｒｒｅｆ＿Ａが接続されている。ＡＭＰ１の出力は非反転型電圧増幅回路として機能する増幅器ＡＭＰ２、ＡＭＰ３それぞれの非反転入力端子に接続されている。

ＡＭＰ２の反転入力端子と出力端子の間には帰還抵抗Ｒ２が接続されており、ＡＭＰ２の反転入力端子と基準電圧Ｖｒｅｆの間にはゲイン抵抗Ｒ１とＳＷ１とが直列に接続され、かつゲイン抵抗１５が接続されている。また同様にＡＭＰ３の反転入力端子と出力端子の間には帰還抵抗Ｒ４が接続されており、ＡＭＰ３の反転入力端子と基準電圧Ｖｒｅｆの間にはゲイン抵抗Ｒ３とＳＷ２とが直列に接続され、かつゲイン抵抗１６が接続されている。

ＡＭＰ２とＡＭＰ３の電圧増幅率はＳＷ１、ＳＷ２がオフの場合、それぞれ（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１、（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ３で決定され、ＳＷ１、ＳＷ２がオンの場合、それぞれ（Ｒ１／／Ｒ１５＋Ｒ２）／（Ｒ１／／Ｒ１５）、（Ｒ３／／Ｒ１６＋Ｒ４）／（Ｒ３／／Ｒ１６）で決定されるので、合計４つの増幅率から任意の増幅率を選択できる。

ＡＭＰ２とＡＭＰ３は、設定された増幅率が得られる一方が動作し、他方は非動作となるよう、ＳＷ信号により制御される。ＳＷ１、ＳＷ２はゲインを切り替えるＳＷ１１信号によって動作する。ＳＷ信号とＳＷ１１信号とは必ずしも同期した信号である必要はない。

次に、動作について説明する。ＳＷ信号とＳＷ１１信号は非同期であるので、ＳＷおよびＳＷ１１の動作状態として、ＯＮおよびＯＮ、ＯＮおよびＯＦＦ、ＯＦＦおよびＯＮ、ＯＦＦおよびＯＦＦの４つの組み合わせが可能であり、上記４つの増幅率から任意の増幅率を選択できる。Ｒ１５とＲ１６の追加のみでゲイン設定可能数を増やせるので、コストを増加させることなくより多くの光ディスクメディアに対応する光ピックアップ用受光増幅装置に好適である。

特に光ピックアップ用受光増幅装置においては、光メディアによってメインビームから生成する電気信号とサブビームから生成する電気信号の比を変更するため、サブビームの受光増幅回路で設定できるゲインの種類が多いほうが望ましく、好適な実施例である。

次に、本発明の受光増幅回路が利用される光ディスク装置について説明する。
図１６は、本発明の受光増幅回路が利用される光ディスク装置の一構成例を示す模式図である。光ディスク装置は、主に受光増幅回路、レーザーダイオード（ＬＤ）、光学系、ＲＦ信号処理回路から構成される。

ＬＤより発せられたビームは、回折格子により３つのビームに分けられる。以下、図１６では、代表的な１つのビームのみを示して説明する。

回折格子によって分けられた各ビームは、ビームスプリッタ（ＢＳ）、コリメートレンズ（ＣＬ）を通って、立上げミラーで立ち上げられ、対物レンズで光ディスクに集光される。光ディスクに集光された各ビームは、光ディスクで反射され、対物レンズ、立上げミラー、ＣＬを通り、ＢＳを介して検出レンズを通って、受光増幅回路の受光素子に照射される。

照射されたビームに含まれる光信号は、受光増幅回路によって、電気信号に光電変換され、ＲＦ信号処理回路に送られ、整波後、信号処理される。このとき、光ディスクの種類に応じた反射率の違いにより受光増幅回路の入力光信号のパワーが異なるため、増幅率を切り替える必要があるが、本発明を用いれば多くの種類の光ディスクに対応するべく複数の増幅率が選択可能で、かつ高周波特性に優れた受光増幅回路を提供することができる。

以上、本発明の実施の形態１〜３に係る、光ディスク装置、受光増幅回路について説明したが、本発明は、この実施の形態に限定されるものではなく、例えばその変形例の構成又は機能のうち少なくとも一部を組み合わせてもよい。

以上説明したように、本発明は、受光素子を内蔵した半導体装置に利用でき、特にスイッチ素子を用いたゲイン切替回路を有する受光増幅回路、およびそのような受光増幅回路を用いた光ディスク装置に有用である。

第１の実施形態に係る受光増幅回路の一例を示す回路図。 Ｖｒｅｆの供給線で生じる電圧降下を説明する図。 第１の実施形態に係る受光増幅回路の応用例を示す回路図。 第１の実施形態に係る受光増幅回路の応用例を示す回路図。 第１の実施形態に係る受光増幅回路の応用例を示す回路図。 オフセット電圧の温度特性の例を説明する図。 第１の実施形態の応用例に係るバッファ回路の一例を示す回路図。 第２の実施形態に係る受光増幅回路の一例を示す回路図。 電圧増幅回路の一参考例を示す回路図。 第２の実施形態に係る受光増幅回路の応用例を示す回路図。 受光増幅回路の従来例を示す回路図。 第２の実施形態の応用例に係る受光増幅回路のオープンループゲインを説明する図。 第２の実施形態に係る受光増幅回路の応用例を示す回路図。 第２の実施形態の応用例に係る受光増幅回路の出力電圧特性を説明する図。 第３の実施形態に係る受光増幅回路の一例を示す回路図。 本発明の受光増幅回路が利用される光ディスク装置の構成の一例を示す図。 従来の受光増幅回路の一使用例を示す回路図。

符号の説明

ＰＤ１ 受光素子
Ｑ１〜Ｑ１７ トランジスタ
Ｒｇ＿Ａ、Ｒｇ＿Ｂ 電流電圧変換抵抗
Ｒｒｅｆ＿Ａ、Ｒｒｅｆ＿Ｂ インピーダンス整合抵抗
Ｒ１〜Ｒ１６ 抵抗
Ｃ１、Ｃ２ 位相補償容量
ＳＷ１〜ＳＷ３、ＳＷ５〜ＳＷ１０ スイッチ
ＡＭＰ１〜ＡＭＰ７ 増幅器
Ｚ Ｖｒｅｆ供給線の寄生インピーダンス
ＢＵＦ１、ＢＵＦ２ バッファ回路
Ｉ１〜Ｉ４ 定電流源

Claims (9)

1. 受光素子からの電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換回路と、
   前記電流電圧変換回路の出力がそれぞれの非反転入力端子に接続された、差動増幅型の複数の電圧増幅回路と、
   前記複数の電圧増幅回路の出力どうしが共通に接続された出力端子と、
   前記複数の電圧増幅回路の反転入力端子と前記出力端子との間にそれぞれ挿入された複数の帰還抵抗と、
   前記複数の電圧増幅回路の前記反転入力端子と基準電圧との間にそれぞれ挿入された複数のゲイン抵抗と、
   前記電圧増幅回路の少なくとも１つにおいて、前記出力端子と前記基準電圧との間に前記帰還抵抗および前記ゲイン抵抗と直列に挿入され、外部からの信号に応じて、前記出力端子と前記基準電圧との接続を制御する制御手段と
   を備えることを特徴とする受光増幅回路。
2. 前記制御手段が、前記ゲイン抵抗と前記基準電圧とに接続されたスイッチである
   請求項１に記載の受光増幅回路。
3. 前記外部からの信号に応じて、前記複数の電圧増幅回路のうちいずれかが選択的に動作し、かつ動作しない電圧増幅回路に対応する前記スイッチがオフとなる
   ことを特徴とする請求項２に記載の受光増幅回路。
4. 前記スイッチはバッファ回路で構成されており、前記バッファ回路の出力電圧の温度特性が、前記電流電圧変換回路のオフセット電圧の温度特性と、逆の傾きを持つ
   ことを特徴とする請求項２または請求項３に記載の受光増幅回路。
5. 前記複数の電圧増幅回路が、前記電圧増幅回路ごとに設けられる複数の差動増幅部と、前記複数の差動増幅部の出力が共通に入力される単一のバッファ部とで構成されている
   ことを特徴とする請求項２から請求項４のいずれか１項に記載の受光増幅回路。
6. 前記複数の差動増幅部を構成するトランジスタのエミッタと前記複数の差動増幅部をドライブする電流源との間に、前記差動増幅部ごとに異なった値の抵抗が接続されている
   ことを特徴とする請求項５に記載の受光増幅回路。
7. 前記制御手段は、さらに、前記帰還抵抗と前記出力端子との間に接続された、前記スイッチと略同一の構造のスイッチを含む
   ことを特徴とする請求項２から請求項６のいずれか１項に記載の受光増幅回路。
8. 前記制御手段によって、前記ゲイン抵抗の値を切り替える
   ことを特徴とする請求項１に記載の受光増幅回路。
9. 請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の受光増幅回路を備えることを特徴とする光ディスク装置。

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